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WO2012140885A1 - 固体撮像装置 - Google Patents

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Publication number
WO2012140885A1
WO2012140885A1 PCT/JP2012/002518 JP2012002518W WO2012140885A1 WO 2012140885 A1 WO2012140885 A1 WO 2012140885A1 JP 2012002518 W JP2012002518 W JP 2012002518W WO 2012140885 A1 WO2012140885 A1 WO 2012140885A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
solid
signal
state imaging
imaging device
Prior art date
Application number
PCT/JP2012/002518
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
洋 藤中
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Publication of WO2012140885A1 publication Critical patent/WO2012140885A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/779—Circuitry for scanning or addressing the pixel array
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N25/00—Circuitry of solid-state image sensors [SSIS]; Control thereof
    • H04N25/70—SSIS architectures; Circuits associated therewith
    • H04N25/76—Addressed sensors, e.g. MOS or CMOS sensors
    • H04N25/78—Readout circuits for addressed sensors, e.g. output amplifiers or A/D converters

Definitions

  • the present invention relates to a solid-state imaging device, and more particularly to a solid-state imaging device having a voltage conversion circuit.
  • Solid-state imaging devices can convert light into electrical signals and are used in various devices such as digital video cameras, digital still cameras, and facsimiles.
  • CCD Charge-Coupled Device
  • CMOS Complementary Metal-oxide Semiconductor
  • a conventional CMOS image sensor includes a voltage conversion circuit that generates a voltage different from a supplied power supply voltage, and drives the pixel using the generated voltage, thereby improving the performance of the image sensor.
  • a solid-state imaging device including a negative voltage generation circuit as a voltage conversion circuit is presented in Patent Document 1, for example.
  • the solid-state imaging device 400 includes a pixel array in which a plurality of unit pixels 420 including photodiodes 421 that output signals according to the amount of incident light are arranged in a matrix (two-dimensional matrix). 410. Each unit pixel 420 outputs a pixel signal.
  • the unit pixel 420 is a so-called four-transistor unit pixel, and includes a transfer transistor 422, a reset transistor 423, a selection transistor 424, and a reading transistor 425 in addition to the photodiode 421.
  • the read transistor 425 of each unit pixel 420 constitutes a source follower circuit (hereinafter referred to as a pixel source follower) by a constant current source 450 provided for each pixel column, and a pixel signal is vertical by the pixel source follower. Reading is performed via the signal line 440.
  • a source follower circuit hereinafter referred to as a pixel source follower
  • the solid-state imaging device 400 further includes a negative voltage generation circuit 470 which is a kind of voltage generation circuit, a vertical scanning unit 430, a horizontal scanning unit 460, a horizontal selection transistor 461, and an amplifier 463.
  • the negative voltage generation circuit 470 generates a negative voltage equal to or lower than the ground potential by a voltage conversion operation such as a charge pump, and supplies the negative voltage to the vertical scanning unit 430.
  • the vertical scanning unit 430 uses the supplied negative voltage to drive the transfer transistor 422, the reset transistor 423, and the selection transistor 424 via the transfer transistor control line 431, the reset transistor control line 432, and the selection transistor control line 433, respectively. To do.
  • the vertical scanning unit 430 drives the transistors 422, 423, and 424 in the selected row, thereby resetting the accumulated charge of the photodiode 421 and reading out the pixel signal.
  • the read pixel signals are sequentially supplied to the amplifier 463 via the horizontal signal line 462 when the horizontal scanning unit 460 selects the horizontal selection transistor 461.
  • the pixel signal read by the amplifier 463 is AD-converted by an analog-digital (AD) conversion circuit (not shown), subjected to signal processing, and then output as an image.
  • AD analog-digital
  • the vertical scanning unit 430 drives the transfer transistor 422, the reset transistor 423, and the selection transistor 424 with the ground potential, noise due to leakage current of these transistors, that is, a fixed pattern like the absolute value and variation value of the leakage current. Noise cannot be suppressed sufficiently. In this case, sufficient amplitudes of the gate voltages of the transfer transistor 422 and the reset transistor 423 cannot be obtained, resulting in insufficient dynamic range, so that sufficient performance as a solid-state imaging device cannot be obtained.
  • the vertical scanning unit 430 drives the transfer transistor 422, the reset transistor 423, and the selection transistor 424 with the negative voltage supplied from the negative voltage generation circuit 470, in order to give sufficient shutoff performance to these transistors, Noise due to leakage current can be suppressed. In this case, since a sufficient amplitude is given to the gate voltages of these transistors, a dynamic range can be secured.
  • Patent Document 1 does not exemplify the configuration of the negative voltage generation circuit, but generally includes a plurality of switch means, a pump capacity for storing and discharging charges, a smoothing capacity for smoothing the output voltage, and a voltage detection circuit.
  • a charge pump type negative voltage generating circuit is used. The charge pump type circuit repeats the operation of storing energy (charge) as a voltage in the pump capacity and the operation of transferring the energy stored as voltage in the pump capacity to the smoothing capacity by the switching operation of the switch means.
  • noise is generated by the switching operation.
  • the noise may propagate to a pixel signal to be read out through various propagation paths such as a power supply voltage and cause new noise.
  • a voltage fluctuation called a ripple voltage that occurs due to a switching operation and is generated in a negative voltage output propagates to all pixels in one row through a reset transistor or the like, thus causing horizontal noise.
  • the visual performance is deteriorated, so that the influence of noise due to the switching operation on the image quality is extremely large.
  • intermittent operation is performed to avoid horizontal noise. Intermittent operation is the switching operation of the negative voltage generation circuit during the pixel signal readout period, and again after the pixel signal readout is completed until the next pixel signal readout is started. Is to do.
  • the time that can be secured for reading one row of pixels has become shorter. For this reason, the time from the end of reading a pixel signal to the start of reading the next pixel signal is drastically shortened, and the negative voltage decreased while the switching operation is stopped is intermittently applied for a short time. It cannot be increased again by movement. Moreover, intermittent operation itself cannot be performed.
  • the object of the present invention is to provide a solid-state imaging device capable of preventing noise caused by a switching operation without sacrificing performance.
  • the present invention generates a solid-state imaging device by generating at least one of a negative voltage lower than a ground potential and a voltage higher than a power supply voltage, and a driving capability for generating these voltages.
  • a voltage conversion circuit having a drive capability switching means for switching the size of the signal is provided.
  • a solid-state imaging device includes a photoelectric conversion element that converts light into a signal charge, a charge holding unit that holds a signal charge generated by the photoelectric conversion element, and a signal charge generated by the photoelectric conversion element.
  • a transfer transistor that transfers to the holding unit and a reset transistor that resets the signal charge in the charge holding unit, respectively, are supplied to at least one of the plurality of pixels arranged in a matrix and the transfer transistor and the reset transistor
  • the voltage conversion circuit includes the driving capability switching unit that switches the magnitude of the driving capability, and therefore can prevent switching noise and noise due to ripple voltage without sacrificing performance. it can.
  • the voltage conversion circuit may include a charge pump circuit having a plurality of switch means and a pump capacity.
  • a voltage conversion circuit can be easily configured, and the voltage conversion circuit can be easily mounted on a semiconductor.
  • the voltage conversion circuit may include a switching regulator circuit having a plurality of switch means and a coil.
  • the switch means may include a MOS transistor.
  • the switch means can be easily mounted on the semiconductor as compared with the switch means using a relay or the like.
  • the drive capability switching means may include a plurality of switch means having different resistance values when conducting, and may switch on / off operation of the plurality of switch means.
  • the magnitude of the driving ability can be easily switched only by operating the switch means having different resistance values when conducting.
  • the drive capability switching means may switch the magnitude of the voltage for driving the switch means constituted by MOS transistors.
  • the magnitude of the driving capability can be easily switched only by the voltage limitation of the gate driving unit without complicating the circuit as compared with switching of switching means having different resistance values during conduction. it can.
  • the drive capability switching means may switch the size of the pump capacity.
  • the driving capability switching means sets the driving capability to a low driving capability in at least one of the period for reading the signal voltage from the pixel and the period for converting the read signal voltage from analog to digital. May be.
  • horizontal line noise can be suppressed by suppressing the amount of noise during the reading of the pixel signal that is an analog signal.
  • the drive capability switching means may set the drive capability to a high drive capability during a start-up period until the voltage conversion circuit generates a drive voltage having a predetermined magnitude.
  • the voltage conversion circuit includes a comparator that compares and determines whether or not the voltage output as the drive voltage has reached the target value, and an output signal that is a determination result of the comparator. You may have the latch circuit latched with the clock signal for switching operation
  • the solid-state imaging device can prevent noise due to switching operation without sacrificing performance.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a solid-state imaging device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a unit pixel and a vertical scanning circuit of the solid-state imaging device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the column ADC of the solid-state imaging device according to the first embodiment of the present invention.
  • 4A and 4B are diagrams illustrating the configuration of the voltage conversion circuit of the solid-state imaging device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the operation timing of the voltage conversion circuit of the solid-state imaging device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a voltage conversion circuit of the solid-state imaging device according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a voltage conversion circuit of a solid-state imaging device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a voltage conversion circuit of a solid-state imaging device according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of a conventional solid-state imaging device.
  • the solid-state imaging device 100 includes a pixel array 110, a vertical scanning circuit 130, a plurality of transfer transistor control lines 131, a plurality of reset transistor control lines 132, A plurality of selection transistor control lines 133, a plurality of vertical signal lines 140, a plurality of read current sources 150, a reference signal generation unit 155, a horizontal scanning circuit 160, a plurality of horizontal control lines 161, and a horizontal signal line 162
  • each functional block such as the vertical scanning circuit 130 shown in FIG. 1 is arranged only on one side of the pixel array 110, but may be arranged on both sides of the pixel array 110. Each component will be described below.
  • the pixel array 110 includes a plurality of unit pixels 120 arranged in a matrix, and the unit pixel 120 photoelectrically converts received light to convert it into a signal voltage.
  • the plurality of vertical signal lines 140 are provided corresponding to the columns of the unit pixels 120, and transmit the signal voltages output from the unit pixels 120 of the corresponding columns to the column ADC 170.
  • the unit pixel 120 is a so-called four-transistor unit pixel, and in addition to the photodiode 121 that is a photoelectric conversion element, the transfer transistor 122, the reset transistor 123, the selection transistor 124, and the readout transistor 125 (hereinafter collectively referred to as a pixel transistor). .)
  • the readout transistors 125 of the plurality of unit pixels 120 arranged in the same column are respectively connected to the vertical signal lines 140 provided for each pixel column.
  • the readout current source 150 provided for each pixel column and the readout transistor 125 in the row in which the selection transistor 124 is conducted constitute a source follower circuit (hereinafter referred to as a pixel source follower).
  • the pixel signal is read out via the vertical signal line 140 by the pixel source follower. Details of readout of the pixel signal will be described later.
  • the four-transistor unit pixel 120 is illustrated, but a so-called three-transistor unit pixel that does not include the selection transistor 124 may be used.
  • a unit pixel of a so-called multi-pixel 1 cell in which the readout transistor 125 is shared by a plurality of photodiodes 121 may be used.
  • Each pixel transistor constituting the unit pixel 120 may be either an n-type MOS transistor or a p-type MOS transistor.
  • a plurality of vertical signal lines 140 may be provided for one pixel column.
  • the unit pixel 120 is not limited to the configuration shown in FIG. 2 as long as the signal voltage from the photodiode 121 can be output to the vertical signal line 140.
  • the vertical scanning circuit 130 includes a decoder 134 that determines which row of pixel signals to read based on a control signal from the timing control unit 180, and a plurality of vertical drivers 135 that drive each pixel transistor in the pixel. Composed.
  • the voltage conversion circuit 200a generates at least one of a negative voltage lower than the ground potential and a voltage higher than the power supply voltage in order to drive the vertical driver 135.
  • the vertical drivers 135 that drive the pixel transistors have the same configuration.
  • the generated voltage from the voltage conversion circuit 200a may be supplied to at least one vertical driver 135, such as supplying the generated voltage of the voltage conversion circuit 200a only to the vertical driver 135 that drives the reset transistor control line 132. Absent.
  • different voltages are supplied from one or more voltage conversion circuits 200a to one vertical driver 135, for example, a voltage higher than the power supply voltage is supplied as the H level to the vertical driver 135 and a negative voltage is supplied as the L level. It doesn't matter.
  • the vertical scanning circuit 130 sequentially drives the transfer transistor control line 131, the reset transistor control line 132, and the selection transistor control line 133 to sequentially select the rows of the unit pixels 120 and perform vertical scanning.
  • the signal voltage of the selected row is transmitted to the column ADC 170 via the pixel source follower for each column.
  • the selection transistor control line 133 is driven to make the selection transistor 124 conductive, the voltage after the reset of the floating diffusion portion 125a is set to the reset level voltage Vrst of the unit pixel 120 in the m-th row via the readout transistor 125. And output to the vertical signal line 140. Thereafter, the voltage is supplied from the vertical signal line 140 to the column ADC 170 and subjected to AD conversion.
  • the photodiode 121 accumulates electric charges obtained by photoelectrically converting light received during the exposure time.
  • the transfer transistor control line 131 is driven to turn on the transfer transistor 122 in the unit pixel 120 in the m-th row, and the charge accumulated in the photodiode 121 is transferred to the floating diffusion portion 125a that is a charge holding portion. .
  • the transferred charge is vertically transmitted through the read transistor 125 as a voltage (Vrst + Vsig) obtained by superimposing the mth row signal level voltage Vsig corresponding to the received light amount on the reset level voltage Vrst of the m-th unit pixel 120. It is output to the signal line 140.
  • the voltage is supplied from the vertical signal line 140 to the column ADC 170 and subjected to AD conversion.
  • the signal level of the unit pixel 120 in the m-th row corresponding to the amount of received light can be obtained by a so-called double sampling operation that extracts a difference between signals generated as a result of two AD conversions.
  • the driving method of the unit pixel 120 described here is an example, and the m-th row of the unit pixel 120 in the m-th row corresponds to the reset level voltage Vrst and the m-th row reset level voltage Vrst in accordance with the amount of received light.
  • the driving method can supply the voltage (Vrst + Vsig) superposed with the voltage Vsig of the signal level to the column ADC 170, another method may be used.
  • the column ADC 170 may not be provided, and a driving method in which AD conversion is performed by a single ADC after horizontal selection as an analog signal, as in the conventional solid-state imaging device illustrated in FIG.
  • no signal amplifying unit is provided for a signal output from the unit pixel 120.
  • an AGC Auto-Gain-Control
  • column amplifiers may be provided. In this way, the level of the signal input to the column ADC 170 can be increased. As a result, the input conversion SN ratio in AD conversion is improved, and the image quality of the solid-state imaging device 100 can be improved.
  • the column amplifier it is preferable to use a so-called single-ended inverter amplifier in which a constant-current load is driven by a source grounded amplifier circuit. Means may be used.
  • Sample hold means for sample-holding a signal input to the column ADC 170 may be provided.
  • a sample-and-hold means for a signal input to the column ADC 170 is provided, so-called pipeline processing is possible in which the conversion operation of the column ADC 170 and the signal reading from the unit pixel 120 to the vertical signal line 140 are operated in parallel.
  • the frame rate of the solid-state imaging device 100 can be improved.
  • the column ADC 170 is provided corresponding to the vertical signal line 140, and converts the signal voltage transmitted from the corresponding vertical signal line 140 into a digital signal. Further, the reference signal generation unit 155 generates a common reference signal supplied to the column ADC 170 of each column.
  • the column ADC 170 is exemplified as a so-called single slope AD converter circuit, but other ADC methods such as successive approximation and ⁇ ADC may be used.
  • the column ADC 170 simultaneously converts a plurality of signal voltages supplied from the vertical signal lines 140 of each column into digital signals.
  • the column ADC 170 includes a voltage comparison unit 171, a count unit (counter) 172, and a memory unit 173, and a common reference signal is input from the reference signal generation unit 155.
  • the reference signal generator 155 generates a reference signal voltage (ramp waveform signal voltage) Vslope that gradually changes over time.
  • the reference signal voltage Vslope may be a smooth slope waveform or a stepped waveform, and the waveform is not particularly limited as long as the waveform changes with a predetermined slope.
  • the slope of the reference signal voltage Vslope may be positive or negative.
  • the reference signal generation unit 155 can be configured to perform an integration operation using a capacitive element by applying a code value that increases or decreases to the digital analog converter (DAC) and filtering the DAC output, but changes with a predetermined slope.
  • the configuration is not particularly limited as long as the reference signal generation unit can generate a waveform to be generated.
  • the voltage comparison unit 171 compares the signal voltage sent from the vertical signal line 140 and converted into a digital signal with the reference signal voltage Vslope that is input to the voltage comparison unit 171 and gradually changes.
  • the voltage comparison unit 171 is preferably composed of a differential comparator having a known offset cancel function, but may be composed of a so-called chopper comparator or the like.
  • the configuration of the voltage comparison unit 171 is not particularly limited as long as the voltage comparison unit 171 can compare the signal voltage sent from the vertical signal line 140 with the reference signal voltage Vslope.
  • the count unit 172 changes the time from when the voltage comparison unit 171 starts comparing the voltage until the comparison result changes, that is, the magnitude relationship between the signal voltage sent from the vertical signal line 140 and the reference signal voltage Vslope.
  • a / D conversion is performed by counting the time until the output (until the output from the voltage comparison unit 171 is inverted). That is, the count unit 172 performs AD conversion by counting the clock CLK input from when the voltage comparison is started until the magnitude relationship between the signal voltage and the reference signal voltage Vslope changes.
  • the count unit 172 transmits the digital signal value (count value) to the memory unit 173, and the memory unit 173 holds the transmitted digital signal value.
  • This AD conversion is performed twice for the reset level voltage Vrst and the voltage (Vrst + Vsig) obtained by superimposing the reset level Vrst and the signal level voltage Vsig corresponding to the amount of received light, and the signal of the unit pixel 120 is obtained from the difference information. A level is obtained.
  • the double sampling operation is effective for improving the image quality, but AD conversion may be performed only for the signal level Vsig.
  • the digital signal value held in the memory unit 173 for each pixel column is read to the horizontal signal line 162 by the horizontal scanning circuit 160 sequentially controlling the horizontal control line 161 based on the control signal from the timing control unit 180. And supplied to the output circuit 163.
  • the output circuit 163 outputs the transmitted digital signal value to the outside.
  • the output circuit 163 is preferably a high-speed transmission circuit such as an LVDS (low voltage differential signal) circuit, but the output method, circuit, and configuration of the output circuit 163 may be any output means that can output a digital signal value. There is no particular limitation. Further, the type of serial output and parallel output, the number of output ports, and the like are not particularly limited.
  • the voltage conversion circuit 200 a has a driving capability for generating a driving voltage for driving each pixel transistor via the vertical scanning circuit 130.
  • the drive voltage is a negative voltage stepped down in the voltage conversion circuit 200a and a voltage higher than the power supply voltage stepped up in the voltage conversion circuit 200a, and the ability to step down and step up is referred to as drive ability.
  • the voltage conversion circuit 200a includes a driving capability switching unit that switches the magnitude of the driving capability in accordance with the capability switching signal from the timing control unit 180.
  • the voltage conversion circuit 200a is, for example, a charge pump circuit, and includes a pump capacitor 211 and a smoothing capacitor 212. Further, the voltage conversion circuit 200a, as drive capability switching means, drives a plurality of switch means 203-210 and a signal for driving the switches 203-210 according to the input of the capability switch signal from the timing control unit 180. A gate circuit 202, a drive signal generation circuit 213 for generating a signal for driving the switches 203 to 210, and a comparator 214 constituting the drive signal generation circuit 213.
  • the voltage conversion circuit 200a that generates a negative voltage is described as an example, but the same effects can be obtained by using a voltage conversion circuit that generates a boosted voltage.
  • the voltage conversion circuit 200a is controlled by switching control signals ⁇ 0 and ⁇ 1 generated from a clock (CLK) or the like in the drive signal generation circuit 213.
  • the switching control signal ⁇ 0 controls conduction of the switches 203, 204, 207, and 208.
  • the switching control signal ⁇ 1 controls conduction of the switches 205, 206, 209, and 210.
  • the switching control signals ⁇ 0 and ⁇ 1 alternately control the conduction of the switches for the pump operation of the charge pump. In many cases, the switching control signals ⁇ 0 and ⁇ 1 are switched by inserting a waiting time to prevent a through current due to simultaneous conduction of each switch, but this embodiment is omitted for the sake of simplicity. To do. Electric charges are accumulated in the pump capacitor 211 while the switches 203, 204, 207, and 208 are turned on by the switching control signal ⁇ 0.
  • the switches 205, 206, 209 and 210 are turned on by the switching control signal ⁇ 1
  • the charge accumulated in the pump capacitor 211 is transferred to the smoothing capacitor 212.
  • the switches 203, 204, 207 and 208 are turned on by the switching control signal ⁇ 0, whereby charges are accumulated in the pump capacitor 211 again.
  • the output voltage of the smoothing capacitor 212 is stepped down by this charge transfer, and a negative voltage is output.
  • the voltage conversion circuit 200a steps down the voltage of the smoothing capacitor 212 to a negative voltage.
  • the voltage output from the voltage conversion circuit 200a is monitored by the comparator 214 included in the drive signal generation circuit 213.
  • the voltage conversion circuit 200a stops the switching control, thereby converting the voltage.
  • the output voltage of the circuit 200a can be controlled to a target value.
  • the comparator 214 detects that the output voltage of the voltage conversion circuit 200a has reached a predetermined voltage, and the gate circuit 202 receives the switching control signals ⁇ 0 and ⁇ 1 in response to the determination result. By fixing, the output voltage of the voltage conversion circuit 200a can be controlled.
  • Such control by the drive signal generation circuit 213 is not essential to the present invention, and even without such control, the scope of the present invention is not deviated.
  • the drive signal generation circuit 213 controls the pixel transistor to have an appropriate voltage for driving.
  • inrush current flows through each switch in order to transfer charges to the pump capacitor 211 and the smoothing capacitor 212 at the timing of conduction control of each switch.
  • this inrush current flows through the resistance component of the power supply and the ground, it becomes power supply noise, or when an electromotive force is generated for the inductance component of the power supply and ground, it becomes power supply noise.
  • the inrush current becomes a noise source due to various causes such as the inrush current itself causing electromagnetic noise.
  • this noise is generated during the readout period of the analog signal from the pixel or during the AD conversion period, it becomes noise for the pixel signal and causes deterioration in image quality.
  • the current associated with the switching control is referred to as an inrush current.
  • this is not intended only for the instantaneous component of the current, but for all currents for transferring charges to the pump capacity and smoothing capacity. It is intended to include inflow and outflow components.
  • a voltage fluctuation called a ripple voltage occurs at the output of the voltage conversion circuit.
  • the output of the voltage conversion circuit in which the ripple voltage is generated becomes the drive voltage of the pixel transistor and propagates to the charge holding portion through the parasitic capacitance of the pixel transistor, and this becomes noise of the pixel signal.
  • driving capability switching means including a plurality of switch means having different switch sizes (resistance values at the time of conduction) and a gate circuit 202 for providing different control signals to the plurality of switch means.
  • the ability can be switched.
  • the switches 203, 205, 207 and 209 controlled via the gate circuit 202 have a large switch size, that is, a small resistance value when conducting.
  • the switches 204, 206, 208, and 210 that are not controlled via the gate circuit 202 have a small switch size, that is, a large resistance value when conducting.
  • a switch means is a MOS transistor.
  • switch means such as a bipolar transistor and a relay means may be used instead of such a switch means.
  • any of n-type MOS transistor and p-type MOS transistor may be used as long as it is a switching means capable of switching operation as a voltage conversion circuit.
  • the capability switching signal is set to the high driving capability side during the start-up period until the voltage conversion circuit generates a driving voltage of a predetermined magnitude, and the switch control signal by the gate circuit 202 is set. Disables the fixing of and controls through. As a result, the switches 203 to 210 are controlled to be conductive, and the resistance value when each switch is conductive becomes small. Therefore, the startup time of the voltage conversion circuit 200a is shortened and the speed is sufficiently increased. As a result, the startup speed of the solid-state imaging device 100 is improved.
  • the capability switching signal is set to the low driving capability side, and the fixing of the switch control signal by the gate circuit 202 is enabled.
  • the switch control signals to 203, 205, 207 and 209 are fixed to the cutoff side.
  • the switches 204, 206, 208, and 210 having a small switch size are subjected to conduction control, so that the resistance value when each switch is conductive increases.
  • the inrush current and the ripple voltage that cause noise are suppressed, the amount of noise propagation from the voltage conversion circuit to the pixel or the AD conversion circuit is reduced, and deterioration in image quality can be prevented.
  • the driving capability is switched by fixing the switch control signal by the gate circuit 202.
  • the present invention is not limited to this as long as the switch size can be switched.
  • the switch means to be conducted may be selected by a predetermined selection means.
  • the driving ability may be switched by bypassing at least one of the switch means connected in series.
  • the voltage conversion circuit has been described using the charge pump type circuit.
  • a switching regulator type circuit using a coil operated by the switch means may be used. Any configuration that can suppress the voltage may be used.
  • the solid-state imaging device According to the solid-state imaging device according to the first embodiment of the present invention, noise due to switching operation can be prevented and the startup speed can be improved.
  • a solid-state imaging device according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, description thereof is omitted, and only differences from the first embodiment will be described.
  • the solid-state imaging device according to the present embodiment is different from the solid-state imaging device according to the first embodiment only in the configuration of the voltage conversion circuit.
  • the voltage conversion circuit 200b of the present embodiment has switches 204, 206, 208, and 210 as switch means as drive capacity switching means, and a voltage for driving the switch means by an input ability switching signal.
  • a drive buffer 220 that can be switched between.
  • the drive buffer 220 has a function of switching the voltage for driving the switch means whose resistance value is voltage-controlled in accordance with the capability switching signal.
  • the drive buffer 220 can switch the voltage for driving the switch unit by switching the voltage supplied to the drive buffer 220 or switching the clip with respect to the output voltage of the drive buffer 220, for example.
  • the present invention is not limited to these as long as the drive buffer can be switched.
  • the capability switching signal is set to the high drive capability side, and the voltage for driving the switch means by the drive buffer 220 is set so that the resistance value when each switch is conductive becomes small.
  • the switch means is a MOS transistor and a drive signal from the drive buffer 220 is supplied to the gate of the MOS transistor, the voltage is applied so that the voltage between the gate and the source becomes large.
  • the resistance value when the switches 204, 206, 208, and 210 are turned on is reduced, so that the startup time of the voltage conversion circuit is shortened and the speed is sufficiently increased.
  • the startup speed of the solid-state imaging device is improved.
  • the inrush current and the ripple voltage that cause noise also increase to increase the amount of noise propagation from the voltage conversion circuit to the pixel or AD conversion circuit. Since there is no operation, there is no problem.
  • the capability switching signal is set to the low driving capability side, and the voltage for driving the switch means by the driving buffer 220 is Set so that the resistance value when each switch is conductive increases.
  • the switch means is a MOS transistor and the drive signal from the drive buffer 220 is supplied to the gate of the MOS transistor, the voltage is applied so that the voltage between the gate and the source becomes small. As a result, the resistance value when the switches 204, 206, 208, and 210 are turned on increases.
  • the voltage for driving the switch means by the drive buffer 220 at this time is set by suppressing the voltage necessary for providing the switch means with sufficient drive capability in the analog signal readout period or AD conversion period from the pixel, and thereby setting the noise. Can be further suppressed.
  • the solid-state imaging device According to the solid-state imaging device according to the second embodiment of the present invention, noise due to switching operation can be prevented and the startup speed can be improved.
  • the size of the switch means it is only possible to select and switch a fixed resistance value, but in this embodiment, the size of the switch means is increased by adding a function such as programmable drive voltage. Compared with the case of switching, it is possible to control the inrush current, ripple voltage, noise, start-up time, and the like finely and adaptively.
  • a solid-state imaging device according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, description thereof is omitted, and only differences from the first embodiment will be described.
  • the solid-state imaging device according to the present embodiment is different from the solid-state imaging device according to the first embodiment only in the configuration of the voltage conversion circuit.
  • the voltage conversion circuit 200 c according to the present embodiment includes a pump capacity 230 provided in parallel with the pump capacity 211, and a switch means 231 that is a drive capacity switching means for switching the operation of the pump capacity 230.
  • the magnitude of the capacity value is switched by switching between the case where the pump capacity 211 is operated alone by the switch means 231 and the case where the pump capacity 211 and the pump capacity 230 are operated in parallel.
  • the size of the capacity value may be switched by selecting a single pump capacity to be used by the selection means, or by bypassing at least one of a plurality of pump capacity connected in series. As long as the capacity value of the pump capacity can be switched, it does not depart from the scope of the present invention.
  • the capacity switching signal is set to the high driving capacity side during the start-up period of the voltage conversion circuit 200d so that the capacity value of the pump capacity increases, that is, in this embodiment, the pump capacity 211 and the pump capacity
  • the switch means 231 is operated so as to operate the capacitor 230 in parallel.
  • the peak current value of the inrush current itself does not change, but the time during which the inrush current flows is the magnitude of the pump capacity.
  • the ripple voltage generated at the output of the voltage conversion circuit 200c is mainly determined by the ratio between the pump capacity value and the smoothing capacity value, and the ripple voltage increases as the pump capacity value increases. For this reason, as the pump capacity value increases, the integrated value of the noise current and the ripple voltage also increase. Therefore, the amount of noise propagation from the voltage conversion circuit 200c to the pixel or AD conversion circuit also increases. Since there is no reading and AD conversion operation, there is no problem.
  • the capacity switching signal is set to the low driving capacity side so that the capacity value of the pump capacity becomes small, that is,
  • the switch means 231 is operated so as to be operated only by the pump capacity 211.
  • the time during which the inrush current flows is shortened, that is, the integrated value of the noise current is decreased.
  • the ripple voltage generated at the output of the voltage conversion circuit 200d has a small pump capacity value, the amount of ripple voltage is suppressed.
  • the smaller the pump capacity value the more the integrated value of the noise current and the ripple voltage are suppressed, and the propagation of noise from the voltage conversion circuit to the pixel or AD conversion circuit is reduced, thereby preventing the deterioration of image quality. be able to. Propagation of noise can be further suppressed by suppressing the capacity value of the pump capacity at this time to a pump capacity that provides a necessary and sufficient driving capability in a period for reading an analog signal from a pixel or an AD conversion period.
  • the solid-state imaging device According to the solid-state imaging device according to the third embodiment of the present invention, noise due to switching operation can be prevented and the startup speed can be improved.
  • the charge voltage is transferred to the next charge accumulation after the charge transfer is completed, so the ripple voltage is mainly the ratio between the pump capacity and the smoothing capacity value. Become dominant.
  • the noise caused by the ripple voltage is more dominant than the noise caused by the inrush current, the noise can be suppressed more effectively than the case where the size of the switch means is switched.
  • a solid-state imaging device according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. Only differences from the first embodiment will be described.
  • the solid-state imaging device according to the present embodiment is different from the solid-state imaging device according to the first embodiment in that the drive signal generation circuit 213 includes a latch circuit 215.
  • the gate circuit of the drive signal generation circuit 213 functions as a switching control circuit 232 that drives a switching operation according to the output of the latch circuit 215.
  • the output voltage of the voltage conversion circuit 200d is monitored by the comparator 214 constituting the drive signal generation circuit 213, and when it is detected that the predetermined voltage has been reached, by stopping the switching control, The output voltage of the voltage conversion circuit 200d can be controlled to a target value.
  • the gate control circuit outputs the switching control signals ⁇ 0 and ⁇ 1 by the output of the comparator 214 that detects that the output voltage of the voltage conversion circuit 200d has reached a predetermined voltage.
  • the output voltage of the voltage conversion circuit 200d is controlled.
  • the detection output of the comparator 214 is generated without any correlation, and the switching control signal ⁇ 0, ⁇ 1 will be fixed suddenly.
  • This inrush current flows not only in the switch means, but also in an inductance component such as a bonding wire component of the power source and the ground and a flexible cable outside the semiconductor device.
  • the voltage noise is accompanied by inductance, and becomes large and lasting voltage noise such as resonance and ringing, which can greatly deteriorate the image quality.
  • Such noise can be suppressed by fixing the switching control signals ⁇ 0 and ⁇ 1 and cutting off the current path at the timing when the inrush current is sufficiently attenuated.
  • a switching control circuit 232 that drives the switching operation of the switch means in accordance with the output of the latch circuit 215 is provided.
  • the latch circuit 215 receives the output of the comparator 214 that has detected that the output voltage of the voltage conversion circuit 200d has reached a predetermined voltage (target value) as a data input, and uses the switching control signal as a clock input for the switching operation of the switch means. And That is, the latch circuit 215 once latches the output of the comparator 214 that has detected that the output voltage of the voltage conversion circuit 200d has reached a predetermined voltage (target value). In other words, even if the comparator 214 detects that the output voltage of the voltage conversion circuit 200d has reached a predetermined voltage, the switching control signal is not immediately operated.
  • the detection signal by the comparator 214 is latched, and the switching output is fixed with the latch output as the gate signal. Is done. If the frequency of the switching control signal is sufficiently long relative to the decay of the inrush current, the charge accumulation and charge transfer are completed in each switching operation, and the inrush current is sufficiently attenuated. Transition to the switching state. Accordingly, after the detection by the comparator 214, when the edge of the switching control signal is supplied to the latch circuit 215, the switching control signal is fixed, so that deterioration of image quality due to the back electromotive force can be prevented.
  • noise due to switching operation can be prevented and the startup speed can be improved. Furthermore, noise associated with controlling the target value of the output voltage of the voltage conversion circuit can be prevented.
  • the solid-state imaging device can prevent noise due to a switching operation and improve the startup speed, and is particularly useful for a solid-state imaging device having a voltage conversion circuit.
  • Solid-state imaging device 110 Pixel array 120 Unit pixel 121 Photodiode (photoelectric conversion element) 122 Transfer transistor 123 Reset transistor 124 Select transistor 125 Read transistor 125a Floating diffusion part (charge holding part) 130 vertical scanning circuit 131 transfer transistor control line 132 reset transistor control line 133 selection transistor control line 134 decoder 135 vertical driver 140 vertical signal line 150 read current source 155 reference signal generator 160 horizontal scanning circuit 161 horizontal control line 162 horizontal signal line 163 Output circuit 170 Column ADC 171 Voltage comparison unit 172 Counter 173 Memory unit 180 Timing control unit 200a to 200d Voltage conversion circuit 202 Gate circuit 203 to 210 Switch 211 Pump capacity 212 Smoothing capacity 213 Drive signal generation circuit 214 Comparator 215 Latch circuit 220 Drive buffer 230 Pump capacity 231 Switch means 232 switching control circuit

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Abstract

　固体撮像装置(100)は、光電変換素子(121)、電荷保持部(125a)、転送トランジスタ(122)及びリセットトランジスタ(123)をそれぞれ有し、行列状に配置された複数の画素(120)と、転送トランジスタ(122)及びリセットトランジスタ(123)のうちの少なくとも一方に供給される駆動電圧を生成する電圧変換回路(200a)とを備えている。電圧変換回路(200a)は、駆動電圧として、接地電位よりも低い負電圧及び電源電圧よりも高い電圧のうちの少なくとも一方を生成し、駆動電圧を生成するための駆動能力の大きさを低駆動能力と高駆動能力とに切り替える駆動能力切り替え手段を有している。

Description

固体撮像装置
　本発明は、固体撮像装置に関し、特に、電圧変換回路を有する固体撮像装置に関する。
　固体撮像装置は、光を電気信号に変換でき、デジタルビデオカメラ、デジタルスチルカメラ及びファクシミリ等の種々の機器に用いられている。特に、ＣＣＤ（Charge Coupled Device）イメージセンサ及びＣＭＯＳ（Complementary Metal-oxide Semiconductor）イメージセンサが固体撮像装置として知られている。
　従来のＣＭＯＳイメージセンサは、供給される電源電圧とは異なる電圧を生成する電圧変換回路を備え、生成した電圧を用いて画素を駆動することにより、イメージセンサの性能を向上できる。電圧変換回路として負電圧生成回路を備えている固体撮像装置が、例えば特許文献１等に提示されている。
　このような従来の固体撮像装置について図９を参照しながら説明する。図９に示すように、固体撮像装置４００は、入射した光の量に応じた信号を出力するフォトダイオード４２１を含む複数の単位画素４２０が行列状（二次元マトリクス状）に配列された画素アレイ４１０を有している。各単位画素４２０は画素信号を出力する。単位画素４２０は、いわゆる４トランジスタ型の単位画素であり、フォトダイオード４２１の他に、転送トランジスタ４２２、リセットトランジスタ４２３、選択トランジスタ４２４及び読み出しトランジスタ４２５を備えている。各単位画素４２０の読み出しトランジスタ４２５は、画素列毎に設けられた定電流源４５０によって、ソースフォロア回路（以下、画素ソースフォロアと呼ぶ。）を構成し、画素信号は、画素ソースフォロアによって、垂直信号線４４０を介して読み出される。
　固体撮像装置４００は、さらに、電圧生成回路の一種である負電圧生成回路４７０、垂直走査部４３０、水平走査部４６０、水平選択トランジスタ４６１及びアンプ４６３を備えている。負電圧生成回路４７０は、チャージポンプ等の電圧変換動作によって、接地電位以下の負電圧を生成し、垂直走査部４３０に負電圧を供給する。垂直走査部４３０は、供給された負電圧を用いて、転送トランジスタ制御線４３１、リセットトランジスタ制御線４３２及び選択トランジスタ制御線４３３を介して、転送トランジスタ４２２、リセットトランジスタ４２３及び選択トランジスタ４２４をそれぞれ駆動する。垂直走査部４３０は、選択された行の各トランジスタ４２２、４２３及び４２４を駆動することにより、フォトダイオード４２１の蓄積電荷のリセットと画素信号の読み出しとを行う。読み出された画素信号は、水平走査部４６０が、水平選択トランジスタ４６１を選択することにより、水平信号線４６２を介してアンプ４６３に順次供給される。アンプ４６３に読み出された画素信号は、アナログデジタル（ＡＤ）変換回路（図示せず）によってＡＤ変換され、信号処理された後に、画像として出力される。
　垂直走査部４３０が、接地電位によって、転送トランジスタ４２２、リセットトランジスタ４２３及び選択トランジスタ４２４を駆動すると、これらのトランジスタのリーク性電流によるノイズ、すなわちリーク性電流の絶対値及びばらつき値による固定パターン的なノイズを十分に抑制できない。また、この場合、転送トランジスタ４２２とリセットトランジスタ４２３とのゲート電圧の十分な振幅が得られず、ダイナミックレンジの不足を招くため、固体撮像装置として十分な性能を得ることができない。
　一方、垂直走査部４３０が、負電圧生成回路４７０が供給する負電圧によって、転送トランジスタ４２２、リセットトランジスタ４２３及び選択トランジスタ４２４を駆動する場合は、これらのトランジスタに、十分な遮断性能を与えるため、リーク性電流によるノイズを抑制できる。また、この場合、それらのトランジスタのゲート電圧に十分な振幅を与えるため、ダイナミックレンジを確保することが可能となる。
　特許文献１には、負電圧生成回路の構成が例示されていないが、一般に、複数のスイッチ手段、電荷を蓄積及び放出するポンプ容量、出力電圧を平滑化する平滑容量、並びに電圧検出回路により構成されるチャージポンプ型の負電圧生成回路が用いられている。チャージポンプ型の回路とは、スイッチ手段のスイッチング動作によって、ポンプ容量に電圧としてエネルギー（電荷）を蓄積する動作と、ポンプ容量に電圧として蓄積したエネルギーを平滑容量に移送する動作とを繰り返すことにより、接地電位よりも低い負電圧、又は電源電圧よりも高い電圧を生成する回路である。
　このような従来の固体撮像装置によると、負電圧生成回路を用いるため、高いダイナミックレンジを得ることが可能となり、さらに、リーク性電流によるノイズを抑制することができる。
特開２００２－２１７３９７号公報
　しかしながら、前記のチャージポンプ型回路、及びコイルを用いたスイッチングレギュレータ型回路等のスイッチング動作を伴う負電圧生成回路を用いると、スイッチング動作によりノイズが生じる。そのノイズは、電源電圧等の種々の伝播経路により、読み出される画素信号に伝播して新たなノイズの原因となるおそれがある。特に、スイッチング動作に起因し、負電圧の出力において生じるリップル電圧と呼ばれる電圧の揺れは、リセットトランジスタ等を通じて、１行分の全ての画素に伝播するため、横線ノイズを引き起こす。その結果、視覚的な性能を劣化させるため、スイッチング動作によるノイズが画質に与える影響は極めて大きい。
　一般に、横線ノイズを回避するために、間欠動作が行われる。間欠動作とは、画素信号の読み出し期間中は、負電圧生成回路のスイッチング動作を停止し、画素信号の読み出しを終了してから次の画素信号の読み出しを開始するまでの間に、再度スイッチング動作を行うことである。しかしながら、近年、急速に高画素化及び高速化が要求されており、画素の１行の読み出しに確保できる時間が短くなっている。このため、画素信号の読み出しを終了してから次の画素信号の読み出しを開始するまでの時間が急激に短くなり、スイッチング動作を停止している間に減少した負電圧を、僅かな時間における間欠動作では再び増大できない。また、間欠動作自体が行えなくなってきている。
　さらに、近年、固体撮像装置の画質性能を向上し、画素の微細化による単位画素セルの感度の低下に反してＳＮ比を向上するために、ノイズを防ぐ必要性はますます大きくなっている。しかしながら、上述のように、従来の固体撮像装置では、負電圧生成回路を用いることによるダイナミックレンジを大きくして且つリーク性電流によるノイズを防止することを可能とするが、スイッチング動作によるノイズを抑制できないといった問題が生じる。
　本発明は前記の問題に鑑み、その目的は、スイッチング動作によるノイズを、性能を犠牲にすることなく防ぐことができる固体撮像装置を得られるようにすることにある。
　前記の目的を達成するために、本発明は固体撮像装置を、接地電位よりも低い負電圧及び電源電圧よりも高い電圧のうちの少なくとも一方を生成し、これらの電圧を生成するための駆動能力の大きさを切り替える駆動能力切り替え手段を有する電圧変換回路を備える構成とする。
　具体的に、本発明に係る固体撮像装置は、光を信号電荷に変換する光電変換素子、該光電変換素子が生成した信号電荷を保持する電荷保持部、光電変換素子が生成した信号電荷を電荷保持部に転送する転送トランジスタ、及び電荷保持部における信号電荷をリセットするリセットトランジスタをそれぞれ有し、行列状に配置された複数の画素と、転送トランジスタ及びリセットトランジスタのうちの少なくとも一方に供給される駆動電圧を生成する電圧変換回路とを備え、電圧変換回路は、駆動電圧として、接地電位よりも低い負電圧及び電源電圧よりも高い電圧のうちの少なくとも一方を生成し、駆動電圧を生成するための駆動能力の大きさを低駆動能力と高駆動能力とに切り替える駆動能力切り替え手段を有している。
　本発明に係る固体撮像装置によると、電圧変換回路は、駆動能力の大きさを切り替える駆動能力切り替え手段を有するため、スイッチングノイズ、及びリップル電圧によるノイズを、性能を犠牲にすることなく防ぐことができる。
　本発明に係る固体撮像装置において、電圧変換回路は、複数のスイッチ手段とポンプ容量とを有するチャージポンプ回路を含んでもよい。
　このようにすると、簡便に電圧変換回路を構成でき、電圧変換回路を容易に半導体に搭載することができる。
　本発明に係る固体撮像装置において、電圧変換回路は、複数のスイッチ手段とコイルとを有するスイッチングレギュレータ回路を含んでもよい。
　このようにすると、チャージポンプ回路と比較して、より大きい駆動能力を得ることができる。
　本発明に係る固体撮像装置において、スイッチ手段は、ＭＯＳトランジスタを含んでもよい。
　このようにすると、リレー等によるスイッチ手段と比較して、スイッチ手段を容易に半導体に搭載することができる。
　本発明に係る固体撮像装置において、駆動能力切り替え手段は、導通時の抵抗値がそれぞれ異なる複数のスイッチ手段を含み、複数のスイッチ手段のオンオフ動作を切り替えてもよい。
　このようにすると、導通時の抵抗値がそれぞれ異なるスイッチ手段の操作のみにより、容易に駆動能力の大きさを切り替えることができる。
　本発明に係る固体撮像装置において、駆動能力切り替え手段は、ＭＯＳトランジスタによって構成されるスイッチ手段を駆動する電圧の大きさを切り替えてもよい。
　このようにすると、導通時の抵抗値がそれぞれ異なるスイッチ手段の切り替えと比較して、回路を複雑化させること無く、ゲート駆動部の電圧制限のみにより、容易に駆動能力の大きさを切り替えることができる。
　本発明に係る固体撮像装置において、駆動能力切り替え手段は、ポンプ容量の容量値の大きさを切り替えてもよい。
　このようにすると、ポンプ容量値自体を小さく切り替えることにより、一度のスイッチング動作によるリップル電圧を小さくすることができる。
　本発明に係る固体撮像装置において、駆動能力切り替え手段は、画素から信号電圧を読み出す期間、及び読み出された信号電圧をアナログデジタル変換する期間の少なくとも一方の期間において、駆動能力を低駆動能力にしてもよい。
　このようにすると、アナログ信号である画素信号を読み出す間のノイズ量を抑制することにより、横線ノイズを抑制することができる。
　本発明に係る固体撮像装置において、駆動能力切り替え手段は、電圧変換回路が所定の大きさの駆動電圧を生成するまでの起動期間において、駆動能力を高駆動能力にしてもよい。
　このようにすると、起動時間を長くすることなく、横線ノイズを防ぐことができる。
　本発明に係る固体撮像装置において、電圧変換回路は、駆動電圧として出力する電圧が目標値に到達したか否かを比較判定する比較器と、比較器の判定結果である出力信号をスイッチ手段のスイッチング動作用のクロック信号によりラッチするラッチ回路と、ラッチ回路の出力に応じてスイッチ手段のスイッチング動作を駆動するスイッチング制御回路とを有していてもよい。
　このようにすると、比較結果の結果に応じて、即時にスイッチング動作を制御する場合と比較して、ワイヤ等のインダクタンスによる電圧の揺れを抑制することができ、より効果的に横線ノイズを防ぐことができる。
　本発明に係る固体撮像装置によると、スイッチング動作によるノイズを、性能を犠牲にすることなく防ぐことができる。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置の構成を示す図である。 図２は、本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置の単位画素と垂直走査回路との構成を示す図である。 図３は、本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置のカラムＡＤＣの構成を示す図である。 図４（ａ）及び図４（ｂ）は、本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置の電圧変換回路の構成を示す図である。 図５は、本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置の電圧変換回路の動作タイミングを示す図である。 図６は、本発明の第２の実施形態に係る固体撮像装置の電圧変換回路の構成を示す図である。 図７は、本発明の第３の実施形態に係る固体撮像装置の電圧変換回路の構成を示す図である。 図８は、本発明の第４の実施形態に係る固体撮像装置の電圧変換回路の構成を示す図である。 図９は、従来の固体撮像装置の構成を示す図である。
　（第１の実施形態）
　本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置について図１～図５を参照しながら説明する。
　図１及び図２に示すように、本実施形態に係る固体撮像装置１００は、画素アレイ１１０と、垂直走査回路１３０と、複数の転送トランジスタ制御線１３１と、複数のリセットトランジスタ制御線１３２と、複数の選択トランジスタ制御線１３３と、複数の垂直信号線１４０と、複数の読み出し電流源１５０と、参照信号生成部１５５と、水平走査回路１６０と、複数の水平制御線１６１と、水平信号線１６２と、出力回路１６３と、複数のカラムアナログデジタルコンバータ（カラムＡＤＣ）１７０と、タイミング制御部１８０と、少なくとも一つの電圧変換回路２００ａとを備えている。なお、図１に示す垂直走査回路１３０等の各機能ブロックは、画素アレイ１１０の片側にのみ配置されているが、画素アレイ１１０の両側に配置される構成であってもよい。以下に、各構成要素について説明する。
　画素アレイ１１０は、行列状に配置された複数の単位画素１２０を含み、単位画素１２０は、受光した光を光電変換して信号電圧に変換する。複数の垂直信号線１４０は、単位画素１２０の列に対応して設けられ、対応する列の単位画素１２０から出力された信号電圧をカラムＡＤＣ１７０に伝達する。
　単位画素１２０は、いわゆる４トランジスタ型の単位画素であり、光電変換素子であるフォトダイオード１２１の他に、転送トランジスタ１２２、リセットトランジスタ１２３、選択トランジスタ１２４及び読み出しトランジスタ１２５（以下、総じて画素トランジスタと呼ぶ。）を備えている。
　同列に配置された複数の単位画素１２０の読み出しトランジスタ１２５は、画素列毎に設けられた垂直信号線１４０とそれぞれ接続する。画素列毎に設けられた読み出し電流源１５０と、選択トランジスタ１２４が導通した行の読み出しトランジスタ１２５とは、ソースフォロア回路（以下、画素ソースフォロアと呼ぶ。）を構成する。画素信号は、画素ソースフォロアによって、垂直信号線１４０を介して読み出される。画素信号の読み出しの詳細については後に説明する。なお、本実施形態では、４トランジスタ型の単位画素１２０を例示したが、選択トランジスタ１２４を有さない、いわゆる３トランジスタ型の単位画素であってもよい。また、複数のフォトダイオード１２１に対して読み出しトランジスタ１２５を共有する、いわゆる多画素１セルの単位画素であってもよい。単位画素１２０を構成する各画素トランジスタは、ｎ型ＭＯＳトランジスタ及びｐ型ＭＯＳトランジスタのいずれであってもよい。垂直信号線１４０は、一つの画素列に対して複数本設けられてもよい。また、フォトダイオード１２１からの信号電圧を垂直信号線１４０に出力できる構成であれば、単位画素１２０は、図２に示す構成に制限されない。
　垂直走査回路１３０は、タイミング制御部１８０からの制御信号に基づいて、いずれの行の画素信号を読み出すかを決定するデコーダ１３４と、画素内の各画素トランジスタを駆動する複数の垂直ドライバ１３５とにより構成される。
　電圧変換回路２００ａは、垂直ドライバ１３５を駆動するために、接地電位よりも低い負電圧及び電源電圧よりも高い電圧のうちの少なくとも一方を生成する。
　本実施形態では、各画素トランジスタを駆動する垂直ドライバ１３５は、それぞれ同一の構成を有する。但し、リセットトランジスタ制御線１３２を駆動する垂直ドライバ１３５にのみ電圧変換回路２００ａの生成電圧を供給する等、少なくとも一つの垂直ドライバ１３５に、電圧変換回路２００ａからの生成電圧が供給されていれば構わない。また、垂直ドライバ１３５にＨレベルとして電源電圧よりも高い電圧が供給され、Ｌレベルとして負電圧が供給される等、一つの垂直ドライバ１３５に、複数の電圧変換回路２００ａから異なる電圧が供給されても構わない。
　垂直走査回路１３０は、転送トランジスタ制御線１３１、リセットトランジスタ制御線１３２及び選択トランジスタ制御線１３３を順次駆動することにより、単位画素１２０の行を順次選択して垂直走査を行う。選択された行の信号電圧は、列毎に画素ソースフォロアを介して、カラムＡＤＣ１７０に伝送される。
　以下に、画素信号の読み出しについて説明する。
　例えば、ｍ行目の単位画素１２０では、まず、リセットトランジスタ制御線１３２が駆動されてリセットトランジスタ１２３が導通することにより、電荷保持部となる読み出しトランジスタ１２５のゲート部、いわゆるフローティングディフュージョン部１２５ａの電荷がリセットされる。
　続いて、選択トランジスタ制御線１３３を駆動されて選択トランジスタ１２４が導通すると、フローティングディフュージョン部１２５ａのリセット後の電圧は、ｍ行目の単位画素１２０のリセットレベルの電圧Ｖｒｓｔとして、読み出しトランジスタ１２５を介して垂直信号線１４０に出力される。その後、その電圧は垂直信号線１４０からカラムＡＤＣ１７０に供給されてＡＤ変換される。
　続いて、フォトダイオード１２１は、露光時間中に受光した光を光電変換して得られる電荷を蓄積する。所定の露光時間後に、転送トランジスタ制御線１３１が駆動されてｍ行目の単位画素１２０における転送トランジスタ１２２が導通し、フォトダイオード１２１の蓄積電荷が電荷保持部であるフローティングディフュージョン部１２５ａに転送される。転送された電荷は、ｍ行目の単位画素１２０のリセットレベルの電圧Ｖｒｓｔに受光光量に応じたｍ行目の信号レベルの電圧Ｖｓｉｇを重畳した電圧（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ)として、読み出しトランジスタ１２５を介して垂直信号線１４０に出力される。さらに、その電圧は垂直信号線１４０からカラムＡＤＣ１７０に供給されてＡＤ変換される。このように、２度のＡＤ変換の結果により生じる信号の差分を抽出する、いわゆる２重サンプリング動作によって、受光光量に応じたｍ行目の単位画素１２０の信号レベルを得ることができる。
　なお、ここで説明した単位画素１２０の駆動方法は一例であり、ｍ行目の単位画素１２０のリセットレベルの電圧Ｖｒｓｔと、ｍ行目のリセットレベルの電圧Ｖｒｓｔに受光光量に応じたｍ行目の信号レベルの電圧Ｖｓｉｇを重畳した電圧（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）とをカラムＡＤＣ１７０に供給できる駆動方法であれば他の方法でもよい。また、カラムＡＤＣ１７０が設けられず、図９に示す従来の固体撮像装置のように、アナログ信号として水平選択した後に、単一のＡＤＣによりＡＤ変換を行う駆動方法であってもよい。
　また、本実施形態に係る固体撮像装置１００においては、単位画素１２０から出力される信号に対する信号増幅手段が設けられていないが、単位画素１２０からカラムＡＤＣ１７０までの信号経路に、ＡＧＣ（Auto Gain Control）等の信号増幅手段、いわゆるカラムアンプが設けられてもよい。このようにすると、カラムＡＤＣ１７０に入力される信号のレベルを大きくすることが可能となり、その結果、ＡＤ変換における入力換算ＳＮ比を良好にし、固体撮像装置１００の画質を向上できる。カラムアンプとしては、定電流性の負荷をソース接地増幅回路で駆動する、いわゆるシングルエンドのインバータアンプが用いられることが好ましいが、信号増幅手段であればそれに限られず、差動増幅回路等の増幅手段が用いられてもよい。また、カラムＡＤＣ１７０に入力される信号をサンプルホールドするためのサンプルホールド手段が設けられてもよい。カラムＡＤＣ１７０に入力される信号のサンプルホールド手段が設けられる場合には、カラムＡＤＣ１７０の変換動作と、単位画素１２０から垂直信号線１４０への信号の読み出しとを並列動作させる、いわゆるパイプライン化が可能となり、固体撮像装置１００のフレームレートを向上できる。
　カラムＡＤＣ１７０は、垂直信号線１４０に対応して設けられ、対応する垂直信号線１４０から伝達された信号電圧をデジタル信号に変換する。また、参照信号生成部１５５は、各列のカラムＡＤＣ１７０に供給される共通の参照信号を生成する。
　次に、カラムＡＤＣ１７０の構成とＡＤ変換動作について図３を参照しながら説明する。本実施形態では、カラムＡＤＣ１７０は、いわゆるシングルスロープ型ＡＤ変換回路として、例示するが、逐次比較及びΔΣＡＤＣ等の他のＡＤＣ方式であっても構わない。本実施形態におけるカラムＡＤＣ１７０は、各列の垂直信号線１４０から供給された複数の信号電圧を同時にデジタル信号に変換する。
　図３に示すように、カラムＡＤＣ１７０は、電圧比較部１７１、カウント部（カウンタ）１７２及びメモリ部１７３を備え、参照信号生成部１５５から共通の参照信号が入力される。
　参照信号生成部１５５は、時間経過と共に徐々に変化する参照信号電圧（ランプ波形信号電圧）Ｖｓｌｏｐｅを生成する。参照信号電圧Ｖｓｌｏｐｅは、滑らかなスロープ状の波形であっても階段状の波形であってもよく、所定の傾きで推移する波形であればその波形は特に制限されない。参照信号電圧Ｖｓｌｏｐｅの傾きは、正負のいずれであってもよい。参照信号生成部１５５は、デジタルアナルグコンバータ（ＤＡＣ）に増加又は減少するコード値を与えてＤＡＣ出力をフィルタリングすることによって、容量素子を用いて積分動作させることにより構成できるが、所定の傾きで推移する波形を生成できる参照信号生成部であればその構成は特に制限されない。
　電圧比較部１７１は、垂直信号線１４０から送られ、デジタル信号に変換される信号電圧と、電圧比較部１７１に入力され、漸次変化する参照信号電圧Ｖｓｌｏｐｅとの大小を比較する。電圧比較部１７１は、公知のオフセットキャンセル機能を備えた差動比較器で構成されることが好ましいが、いわゆるチョッパコンパレータ等で構成されてもよい。その他に、電圧比較部１７１は、垂直信号線１４０から送られる信号電圧と、参照信号電圧Ｖｓｌｏｐｅとを比較できる電圧比較部１７１であればその構成は特に制限されるものではない。
　カウント部１７２は、電圧比較部１７１が電圧の比較を開始してからその比較結果が変化するまでの時間、すなわち垂直信号線１４０から送られた信号電圧と参照信号電圧Ｖｓｌｏｐｅとの大小関係が変化するまで（電圧比較部１７１からの出力が反転するまで）の時間をカウントすることによりＡＤ変換を行う。つまり、カウント部１７２は、電圧の比較を開始してから信号電圧と参照信号電圧Ｖｓｌｏｐｅとの大小関係が変化するまでに入力されるクロックＣＬＫをカウントすることによりＡＤ変換を行う。
　ＡＤ変換の終了後、カウント部１７２は、デジタル信号値（カウント値）をメモリ部１７３に伝送し、メモリ部１７３は、伝送されたデジタル信号値を保持する。このＡＤ変換は、リセットレベルの電圧Ｖｒｓｔと、リセットレベルＶｒｓｔに受光光量に応じた信号レベル電圧Ｖｓｉｇを重畳した電圧（Ｖｒｓｔ＋Ｖｓｉｇ）とに対して２度行われ、その差分情報から単位画素１２０の信号レベルが得られる。２重サンプリング動作は、画質の向上には有効であるが、信号レベルＶｓｉｇについてのみＡＤ変換を行っても構わない。
　画素列毎にメモリ部１７３に保持されたデジタル信号値は、タイミング制御部１８０からの制御信号に基づいて、水平走査回路１６０が順次水平制御線１６１を制御することによって、水平信号線１６２に読み出され、出力回路１６３に供給される。出力回路１６３は、伝送されたデジタル信号値を外部に出力する。出力回路１６３には、ＬＶＤＳ（low voltage differential signaling）回路等の高速伝送回路が用いられることが好ましいが、デジタル信号値を出力可能な出力手段であれば出力回路１６３の出力方式、回路及び構成は特に制限されない。また、シリアル出力及びパラレル出力の種別、並びにその出力ポート数等も特に制限されない。
　電圧変換回路２００ａは、垂直走査回路１３０を介して各画素トランジスタを駆動する駆動電圧を生成するための駆動能力を有する。具体的に、駆動電圧とは電圧変換回路２００ａにおいて降圧された負電圧、及び電圧変換回路２００ａにおいて昇圧された電源電圧よりも高い電圧であり、その降圧及び昇圧する能力を駆動能力とする。また、電圧変換回路２００ａは、タイミング制御部１８０からの能力切替信号に応じて、その駆動能力の大きさを切り替える駆動能力切り替え手段を有する。
　以下に、電圧変換回路２００ａについて図４及び図５を参照しながら説明する。図４（ａ）に示すように、電圧変換回路２００ａは、例えばチャージポンプ型回路であり、ポンプ容量２１１及び平滑容量２１２を備えている。さらに、電圧変換回路２００ａは、駆動能力切り替え手段として、複数のスイッチ手段であるスイッチ２０３～２１０と、スイッチ２０３～２１０を駆動する信号をタイミング制御部１８０からの能力切替信号の入力に応じて駆動するゲート回路２０２と、スイッチ２０３～２１０を駆動する信号を生成する駆動信号生成回路２１３と、駆動信号生成回路２１３を構成する比較器２１４とを備えている。なお、ここでは、負電圧を生成する電圧変換回路２００ａを例示して説明するが、昇圧電圧を生成する電圧変換回路を用いても得られる効果は同様である。
　電圧変換回路２００ａは、駆動信号生成回路２１３においてクロック（ＣＬＫ）等から生成されるスイッチング制御信号φ０、φ１によって制御される。スイッチング制御信号φ０は、スイッチ２０３、２０４、２０７及び２０８を導通制御する。スイッチング制御信号φ１は、スイッチ２０５、２０６、２０９及び２１０を導通制御する。スイッチング制御信号φ０、φ１は、チャージポンプのポンプ動作のために、交互にスイッチの導通を制御する。なお、多くの場合、スイッチング制御信号φ０、φ１の切り替えには、各スイッチの同時導通による貫通電流を防止するための待ち時間が挿入されるが、本実施形態では説明を簡単にするために省略する。スイッチング制御信号φ０によりスイッチ２０３、２０４、２０７及び２０８が導通する間に、ポンプ容量２１１に電荷が蓄積される。
　次いで、スイッチング制御信号φ１によりスイッチ２０５、２０６、２０９及び２１０が導通する間に、ポンプ容量２１１に蓄積した電荷は、平滑容量２１２に移送される。その後、スイッチング制御信号φ０によりスイッチ２０３、２０４、２０７及び２０８が導通することによって、再度電荷がポンプ容量２１１に蓄積される。平滑容量２１２の出力電圧は、この電荷の移送により降圧され、負電圧が出力される。この制御の繰り返しにより、電圧変換回路２００ａは、平滑容量２１２の電圧を負電圧に降圧させる。
　電圧変換回路２００ａから出力される電圧は、駆動信号生成回路２１３を構成する比較器２１４によって監視され、所定の電圧に到達したことが検出された場合に、スイッチング制御を停止することによって、電圧変換回路２００ａの出力電圧を目標値に制御することができる。図４（ａ）においては、電圧変換回路２００ａの出力電圧が所定の電圧に達したことを、比較器２１４が検出し、その判定結果を受けてゲート回路２０２が、スイッチング制御信号φ０、φ１を固定することにより、電圧変換回路２００ａの出力電圧を制御できる。なお、このような駆動信号生成回路２１３による制御は、本発明には必須でなく、その制御がなくとも、本発明の範囲を逸脱しない。但し、駆動信号生成回路２１３により、出力電圧を制御しない場合は、最大で電源電圧分の負電位が生成され得る。このようにすると、多くの場合、過剰な電圧が生成されることとなる。このため、駆動信号生成回路２１３により、画素トランジスタを駆動するために適当な電圧となるように制御することが好ましい。
　本実施形態の電圧変換回路２００ａでは、各スイッチの導通制御のタイミングで、ポンプ容量２１１と平滑容量２１２とに電荷を移送するために、突入電流が各スイッチを流れる。この突入電流が電源及びグランドの抵抗成分を流れることにより電源ノイズとなる、又は電源及びグランドのインダクタンス成分に対して、起電力を生じさせることにより電源ノイズとなる。これらの他に、突入電流は、突入電流自体が電磁界的なノイズを生じさせる等の種々の原因によってノイズ源となる。このノイズが画素からのアナログ信号の読み出し期間に発生する、又はＡＤ変換期間に発生することによって、画素信号に対するノイズとなり、画質の劣化を引き起こしてしまう。なお、本実施形態では、スイッチング制御に伴う電流を突入電流と呼称するが、電流の瞬時的な成分のみを意図するものではなく、ポンプ容量及び平滑容量に電荷を移送させるためのすべての電流の流入期間及び流出期間の成分を含むことを意図する。
　また、スイッチング動作によって、電圧変換回路の出力には、リップル電圧と呼ばれる電圧の揺れが発生する。このリップル電圧が発生している電圧変換回路の出力は、画素トランジスタの駆動電圧となり、画素トランジスタの寄生容量等を通じて電荷保持部にも伝播するため、それが画素信号のノイズとなる。
　このようなノイズは、各スイッチの導通制御による突入電流量が大きいほど、ノイズ量も大きくなり、突入電流量が小さいほど、ノイズ量も小さくなる。リップル電圧についても同様である。ノイズを抑制するためには、可能な限り各スイッチの抵抗成分を大きくし、且つ、ポンプ容量２１１の容量を小さくすることにより、突入電流を小さくし、突入電流が流れる時間を短くすることが有効である。但し、この場合、駆動能力を小さくすることとなるため、電圧変換回路２００ａの起動時間が長くなる。画素からのアナログ信号の読み出し期間又はＡＤ変換期間中に必要十分な駆動能力に抑制した場合、固体撮像装置として許容できない起動時間が必要となる。
　本実施形態では、スイッチサイズ（導通時の抵抗値）が異なる複数のスイッチ手段と、複数のスイッチ手段に異なる制御信号を与えるためのゲート回路２０２とを含む駆動能力切り替え手段を設けることにより、駆動能力の大きさの切り替えを可能とする。本実施形態において、ゲート回路２０２を介して制御されるスイッチ２０３、２０５、２０７及び２０９は、スイッチサイズが大きい、すなわち、導通時の抵抗値が小さい。また、ゲート回路２０２を介して制御されないスイッチ２０４、２０６、２０８及び２１０は、スイッチサイズが小さい、すなわち、導通時の抵抗値が大きい。なお、半導体への実装が容易となり且つ電圧駆動が可能となるため、図４（ｂ）に示すように、スイッチ手段は、ＭＯＳトランジスタであることが好ましい。但し、このようなスイッチ手段でなくても、バイポーラトランジスタ及びリレー手段等の他のスイッチ手段であってもよい。また、ｎ型ＭＯＳトランジスタ及びｐ型ＭＯＳトランジスタのどちらであっても、電圧変換回路としてスイッチング動作が可能なスイッチ手段であればよい。
　図５に示すように、本実施形態では、電圧変換回路が所定の大きさの駆動電圧を生成するまでの起動期間に能力切替信号を高駆動能力側に設定し、ゲート回路２０２によるスイッチ制御信号の固定を無効化してスルー制御させる。これにより、スイッチ２０３～２１０が導通制御され、各スイッチの導通時の抵抗値が小さくなるため、電圧変換回路２００ａの起動時間は短縮し、十分に高速化される。その結果、固体撮像装置１００の起動速度が向上する。このとき、ノイズの原因となる突入電流及びリップル電圧も増大するため、電圧変換回路から画素又はＡＤ変換回路へのノイズの伝播量も大きくなるが、起動期間に画素信号の読み出し及びＡＤ変換動作を行うことは無いため問題とならない。
　次に、起動期間が終了し、画素信号の読み出し又はＡＤ変換動作を含む通常動作期間に、能力切替信号を低駆動能力側に設定し、ゲート回路２０２によるスイッチ制御信号の固定を有効化し、スイッチ２０３、２０５、２０７及び２０９へのスイッチ制御信号を遮断側に固定させる。これにより、スイッチサイズが小さい、スイッチ２０４、２０６、２０８及び２１０が導通制御されるため、各スイッチの導通時の抵抗値が大きくなる。このとき、ノイズの原因となる突入電流及びリップル電圧は抑制されるため、電圧変換回路から、画素又はＡＤ変換回路へのノイズの伝播量が小さくなり、画質の劣化を防ぐことができる。スイッチ２０４、２０６、２０８及び２１０は、画素からのアナログ信号の読み出し期間又はＡＤ変換期間に必要十分な駆動能力に抑制して設定すると、ノイズの伝播をより抑制することができる。本実施形態では、ゲート回路２０２によるスイッチ制御信号の固定により駆動能力の切り替えを行ったが、スイッチサイズの切り替えさえできれば、これに限らない。例えば、スイッチ制御信号の固定によって、スイッチ手段の導通数を切り替えるのではなく、所定の選択手段によって、導通させるスイッチ手段を選択してもよい。また、駆動能力の切り替えは、直列に接続したスイッチ手段の少なくとも一つをバイパスさせる等により行われてもよい。
　なお、本実施形態では、チャージポンプ型回路にて電圧変換回路を説明したが、スイッチ手段により動作するコイルを用いたスイッチングレギュレータ型回路であってもよく、駆動能力の切り替えによって、突入電流及びリップル電圧を抑制できる構成であればよい。
　本発明の第１の実施形態に係る固体撮像装置によると、スイッチング動作によるノイズを防ぐことができると共に、起動速度を向上できる。
　（第２の実施形態）
　本発明の第２の実施形態に係る固体撮像装置について図６を参照しながら説明する。本実施形態では、第１の実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付け、その説明を省略し、第１の実施形態と異なる点についてのみ説明する。
　本実施形態に係る固体撮像装置は、第１の実施形態に係る固体撮像装置と比較して、電圧変換回路の構成のみが異なる。図６に示すように、本実施形態の電圧変換回路２００ｂは、駆動能力切り替え手段として、スイッチ手段であるスイッチ２０４、２０６、２０８及び２１０と、入力される能力切替信号によってスイッチ手段を駆動する電圧を切り替えることができる駆動バッファ２２０とを有する。
　本実施形態において、駆動バッファ２２０は、能力切替信号に応じて、抵抗値が電圧制御されるスイッチ手段を駆動する電圧を切り替えることができる機能を有する。駆動バッファ２２０は、例えば、駆動バッファ２２０に供給される電圧の切り替え、又は駆動バッファ２２０の出力電圧に対するクリップの切り替え等によりスイッチ手段を駆動する電圧を切り替えることができるが、スイッチ手段を駆動する電圧の切り替え可能な駆動バッファであれば、これらに限られない。
　本実施形態においては、起動期間に、能力切替信号を高駆動能力側に設定し、駆動バッファ２２０によるスイッチ手段を駆動する電圧を、各スイッチの導通時の抵抗値が小さくなるように設定する。例えば、スイッチ手段がＭＯＳトランジスタであって、駆動バッファ２２０による駆動信号が、ＭＯＳトランジスタのゲートに供給される場合には、ゲート－ソース間の電圧が大きくなるように印加する。これにより、スイッチ２０４、２０６、２０８及び２１０の導通時の抵抗値が小さくなるため、電圧変換回路の起動時間は短縮し、十分に高速化される。その結果、固体撮像装置の起動速度が向上する。このとき、ノイズの原因となる突入電流及びリップル電圧も増大することにより、電圧変換回路から、画素又はＡＤ変換回路へのノイズの伝播量も大きくなるが、起動期間に画素信号の読み出し、ＡＤ変換動作を行うことは無いため、問題とならない。
　次に、起動期間が終了し、画素信号の読み出し、又はＡＤ変換動作を含む通常動作期間にて、能力切替信号を低駆動能力側に設定し、駆動バッファ２２０によるスイッチ手段を駆動する電圧を、各スイッチの導通時の抵抗値が大きくなるように設定する。例えば、スイッチ手段がＭＯＳトランジスタであって、駆動バッファ２２０による駆動信号が、ＭＯＳトランジスタのゲートに供給される場合には、ゲート－ソース間の電圧が小さくなるように印加する。これにより、スイッチ２０４、２０６、２０８及び２１０の導通時の抵抗値が大きくなる。このとき、ノイズ原因となる突入電流及びリップル電圧は抑制されることにより、電圧変換回路から、画素又はＡＤ変換回路へのノイズの伝播量が小さくなり、画質の劣化を防ぐことができる。このときの駆動バッファ２２０によるスイッチ手段を駆動する電圧は、画素からのアナログ信号の読み出し期間又はＡＤ変換期間に必要十分な駆動能力を各スイッチ手段に与える電圧に抑制して設定することにより、ノイズの伝播をより抑制することができる。
　本発明の第２の実施形態に係る固体撮像装置によると、スイッチング動作によるノイズを防ぐことができると共に、起動速度を向上できる。また、スイッチ手段のサイズを切り替える場合においては、定まった抵抗値の選択及び切り替えのみが可能であるが、本実施形態では、駆動電圧をプログラマブル化する等の機能の追加により、スイッチ手段のサイズを切り替える場合と比較して、細かく且つ適応的に突入電流、リップル電圧、ノイズ及び起動時間等を制御することも可能となる。
　（第３の実施形態）
　本発明の第３の実施形態に係る固体撮像装置について図７を参照しながら説明する。なお、本実施形態では第１の実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付け、その説明を省略し、第１の実施形態と異なる点についてのみ説明する。
　本実施形態に係る固体撮像装置は、第１の実施形態に係る固体撮像装置と比較して、電圧変換回路の構成のみが異なる。図７に示すように、本実施形態の電圧変換回路２００ｃは、ポンプ容量２１１と並列に設けられたポンプ容量２３０と、ポンプ容量２３０の動作の可否を切り替える駆動能力切り替え手段であるスイッチ手段２３１とを有する。
　本実施形態では、スイッチ手段２３１によりポンプ容量２１１を単体で動作させる場合と、ポンプ容量２１１及びポンプ容量２３０を並列動作させる場合とを切り替えることにより容量値の大きさを切り替えている。この他に、選択手段によって、用いる単一のポンプ容量を選択すること、又は直列に接続された複数のポンプ容量の少なくとも一つをバイパスさせる等により容量値の大きさの切り替えを行ってもよく、ポンプ容量の容量値の大きさが切り替え可能であれば、本発明の範囲を逸脱しない。
　本実施形態においては、電圧変換回路２００ｄの起動期間に、能力切替信号を高駆動能力側に設定し、ポンプ容量の容量値が大きくなるように、すなわち、本実施形態では、ポンプ容量２１１とポンプ容量２３０とを並列動作させるようにスイッチ手段２３１を動作させる。これにより、ポンプ容量値が大きくなり、駆動能力が向上するため、電圧変換回路２００ｄの起動時間は短縮し、十分に高速化される。その結果、固体撮像装置の起動速度が向上する。
　また、本実施形態では、スイッチ２０４、２０６、２０８及び２１０の導通時の抵抗値は変わらないため、突入電流のピーク電流値自体は変わらないが、突入電流が流れる時間は、ポンプ容量の大きさに依存し、ポンプ容量値が大きいほど、突入電流が流れる時間が長くなる。すなわち、ノイズ電流の積分値は大きくなる。また、電圧変換回路２００ｃの出力に生じるリップル電圧は、主にポンプ容量値と平滑容量値との比によって定まり、ポンプ容量値が大きいほど、リップル電圧も大きくなる。このため、ポンプ容量値が大きいほど、ノイズ電流の積分値及びリップル電圧も増大するため、電圧変換回路２００ｃから、画素又はＡＤ変換回路へのノイズの伝播量も大きくなるが、起動期間に画素信号の読み出し及びＡＤ変換動作を行うことは無いため問題とならない。
　次に、起動期間が終了し、画素信号の読み出し、又はＡＤ変換動作を含む通常動作期間に、能力切替信号を低駆動能力側に設定し、ポンプ容量の容量値が小さくなるように、すなわち、本実施形態では、ポンプ容量２１１のみにより動作させるようにスイッチ手段２３１を動作させる。これにより、突入電流が流れる時間は短くなる、すなわち、ノイズ電流の積分値は小さくなる。また、電圧変換回路２００ｄの出力に生じるリップル電圧は、ポンプ容量値が小さくなるため、リップル電圧量が抑制される。このため、ポンプ容量値が小さいほど、ノイズ電流の積分値及びリップル電圧も抑制されることとなり、電圧変換回路から、画素又はＡＤ変換回路へのノイズの伝播が小さくなるため、画質の劣化を防ぐことができる。このときのポンプ容量の容量値は、画素からのアナログ信号の読み出し期間、又はＡＤ変換期間に必要十分な駆動能力を与えるポンプ容量に抑制することにより、ノイズの伝播をより抑制することができる。
　本発明の第３の実施形態に係る固体撮像装置によると、スイッチング動作によるノイズを防ぐことができると共に、起動速度を向上できる。また、十分に遅いスイッチング制御周波数で動作する場合、電荷の移送が完全に終了してから、次の電荷の蓄積に移行するため、リップル電圧は、主にポンプ容量と平滑容量値との比が支配的となる。突入電流起因のノイズよりも、リップル電圧によるノイズが画質に対して支配的な場合は、スイッチ手段のサイズを切り替える場合と比較して、より効果的にノイズを抑制することができる。
　（第４の実施形態）
　本発明の第４の実施形態に係る固体撮像装置について図８を参照しながら説明する。なお、本実施形態では第１の実施形態と同一の構成要素には同一の符号を付けその説明を省略し、第１の実施形態と異なる点についてのみ説明する。
　図８に示すように、本実施形態に係る固体撮像装置は、第１の実施形態に係る固体撮像装置と比較して、駆動信号生成回路２１３が、ラッチ回路２１５を有する点が異なる。
　本実施形態において、駆動信号生成回路２１３のゲート回路は、ラッチ回路２１５の出力に応じてスイッチング動作を駆動するスイッチング制御回路２３２として機能する。
　上述の通り、電圧変換回路２００ｄの出力電圧は、駆動信号生成回路２１３を構成する比較器２１４によって、監視され、所定の電圧に到達したことが検出された場合、スイッチング制御を停止することによって、電圧変換回路２００ｄの出力電圧を目標値に制御することができる。
　第１の実施形態に係る電圧変換回路２００ｄでは、電圧変換回路２００ｄの出力電圧が、所定の電圧に到達したことを検出した比較器２１４の出力によって、ゲート回路にてスイッチング制御信号φ０、φ１を固定することにより、電圧変換回路２００ｄの出力電圧の制御を行っている。しかしながら、比較器２１４の検出出力とスイッチ手段を流れる突入電流とにタイミング的な制御も関連性もないため、全くの無相関にて、比較器２１４の検出出力が発生し、スイッチング制御信号φ０、φ１を、突然固定することとなる。この突入電流は、スイッチ手段だけでなく、電源及びグランドのボンディングワイヤ成分、及び半導体デバイス外のフレキシブルケーブル等のインダクタンス成分にも流れている。従って、スイッチング制御信号φ０、φ１の固定によって、突入電流が前記インダクタンス成分を流れている状態で、電流経路を急激に遮断した場合、Ｖ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔで定まる逆起電力が発する。ここで、Ｌはインダクタンス値、ｄｉ／ｄｔは、電流経路遮断のスリューによって定まる電流変化傾斜である。インダクタンス値が大きいほど、急激に電流遮断を行って、電流量を急激に変化させるほど、逆起電力は大きくなる。この逆起電力は、電源及びグランドに対する電圧ノイズとなり、また電圧変換回路２００ｄの出力電圧部にインダクタンス成分が存在した場合には、電圧変換回路２００ｄの出力電圧のノイズとなる。また、当該電圧ノイズは、インダクタンスを伴うものであり、共振及びリンギング等の、大きく且つ持続する電圧ノイズとなり、画質を大きく劣化させ得る。このようなノイズは、突入電流が十分減衰したタイミングで、スイッチング制御信号φ０、φ１を固定し、電流経路を遮断することで抑制することができる。
　本実施形態では、ラッチ回路２１５の出力に応じてスイッチ手段のスイッチング動作を駆動するスイッチング制御回路２３２を設けている。ラッチ回路２１５は、電圧変換回路２００ｄの出力電圧が所定の電圧（目標値）に到達したことを検出した比較器２１４の出力をデータ入力とし、スイッチング制御信号をスイッチ手段のスイッチング動作用のクロック入力とする。すなわち、ラッチ回路２１５は、電圧変換回路２００ｄの出力電圧が所定の電圧（目標値）に到達したことを検出した比較器２１４の出力を一旦ラッチする。言い換えると、電圧変換回路２００ｄの出力電圧が、所定の電圧に到達したことを比較器２１４が検出しても、即座にはスイッチング制御信号を操作しない。
　比較器２１４による目標値の検出の後、スイッチング制御信号のエッジが、ラッチ回路２１５に供給された時点で、比較器２１４による検出信号がラッチされ、ラッチ出力をゲート信号として、スイッチング制御信号が固定される。スイッチング制御信号の周波数が、突入電流の減衰に対して、十分に長い場合には、電荷蓄積及び電荷の移送は、それぞれのスイッチング動作の中で完結し、突入電流が十分減衰した状態で、次のスイッチング状態に移行する。従って、比較器２１４による検出の後、スイッチング制御信号のエッジがラッチ回路２１５に供給された時点で、スイッチング制御信号を固定することにより、逆起電力に起因する画質の劣化を防ぐことができる。
　本発明の第４の実施形態に係る固体撮像装置によると、スイッチング動作によるノイズを防ぐことができると共に、起動速度を向上できる。さらに、電圧変換回路の出力電圧の目標値を制御するのに伴うノイズを防ぐことができる。
　本発明に係る固体撮像装置は、スイッチング動作によるノイズを防ぐことができると共に、起動速度を向上でき、特に、電圧変換回路を有する固体撮像装置等に有用である。
　 
１００　固体撮像装置
１１０　画素アレイ
１２０　単位画素
１２１　フォトダイオード（光電変換素子）
１２２　転送トランジスタ
１２３　リセットトランジスタ
１２４　選択トランジスタ
１２５　読み出しトランジスタ
１２５ａ　フローティングディフュージョン部（電荷保持部）
１３０　垂直走査回路
１３１　転送トランジスタ制御線
１３２　リセットトランジスタ制御線
１３３　選択トランジスタ制御線
１３４　デコーダ
１３５　垂直ドライバ
１４０　垂直信号線
１５０　読み出し電流源
１５５　参照信号生成部
１６０　水平走査回路
１６１　水平制御線
１６２　水平信号線
１６３　出力回路
１７０　カラムＡＤＣ
１７１　電圧比較部
１７２　カウンタ
１７３　メモリ部
１８０　タイミング制御部
２００ａ～２００ｄ　電圧変換回路
２０２　ゲート回路
２０３～２１０　スイッチ
２１１　ポンプ容量
２１２　平滑容量
２１３　駆動信号生成回路
２１４　比較器
２１５　ラッチ回路
２２０　駆動バッファ
２３０　ポンプ容量
２３１　スイッチ手段
２３２　スイッチング制御回路

Claims (10)

  1. 　光を信号電荷に変換する光電変換素子、該光電変換素子が生成した信号電荷を保持する電荷保持部、前記光電変換素子が生成した信号電荷を前記電荷保持部に転送する転送トランジスタ、及び前記電荷保持部における信号電荷をリセットするリセットトランジスタをそれぞれ有し、行列状に配置された複数の画素と、
    　前記転送トランジスタ及びリセットトランジスタのうちの少なくとも一方に供給される駆動電圧を生成する電圧変換回路とを備え、
    　前記電圧変換回路は、前記駆動電圧として、接地電位よりも低い負電圧及び電源電圧よりも高い電圧のうちの少なくとも一方を生成し、前記駆動電圧を生成するための駆動能力の大きさを低駆動能力と高駆動能力とに切り替える駆動能力切り替え手段を有している固体撮像装置。
  2. 　請求項１において、
    　前記電圧変換回路は、複数のスイッチ手段とポンプ容量とを有するチャージポンプ回路を含む固体撮像装置。
  3. 　請求項１において、
    　前記電圧変換回路は、複数のスイッチ手段とコイルとを有するスイッチングレギュレータ回路を含む固体撮像装置。
  4. 　請求項２又は３において、
    　前記スイッチ手段は、ＭＯＳトランジスタを含む固体撮像装置。
  5. 　請求項２～４のいずれか１項において、
    　前記駆動能力切り替え手段は、導通時の抵抗値がそれぞれ異なる前記複数のスイッチ手段を含み、前記複数のスイッチ手段のオンオフ動作を切り替える固体撮像装置。
  6. 　請求項２～４のいずれか１項において、
    　前記駆動能力切り替え手段は、ＭＯＳトランジスタによって構成される前記スイッチ手段を駆動する電圧の大きさを切り替える固体撮像装置。
  7. 　請求項２において、
    　前記駆動能力切り替え手段は、前記ポンプ容量の容量値の大きさを切り替える固体撮像装置。
  8. 　請求項１～７のいずれか１項において、
    　前記駆動能力切り替え手段は、前記画素から信号電圧を読み出す期間、及び読み出された信号電圧をアナログデジタル変換する期間の少なくとも一方の期間において、前記駆動能力を低駆動能力にする固体撮像装置。
  9. 　請求項１～８のいずれか１項において、
    　前記駆動能力切り替え手段は、前記電圧変換回路が所定の大きさの前記駆動電圧を生成するまでの起動期間において、前記駆動能力を高駆動能力にする固体撮像装置。
  10. 　請求項２～９のいずれか１項において、
    　前記電圧変換回路は、前記駆動電圧として出力する電圧が目標値に到達したか否かを比較判定する比較器と、
    　前記比較器の判定結果である出力信号を前記スイッチ手段のスイッチング動作用のクロック信号によりラッチするラッチ回路と、
    　前記ラッチ回路の出力に応じて前記スイッチ手段のスイッチング動作を駆動するスイッチング制御回路とを有している固体撮像装置。
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