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WO2012049205A1 - Induktiver naeherungsschalter - Google Patents

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Info

Publication number
WO2012049205A1
WO2012049205A1 PCT/EP2011/067794 EP2011067794W WO2012049205A1 WO 2012049205 A1 WO2012049205 A1 WO 2012049205A1 EP 2011067794 W EP2011067794 W EP 2011067794W WO 2012049205 A1 WO2012049205 A1 WO 2012049205A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
resistor
receiving coils
inductive proximity
proximity switch
Prior art date
Application number
PCT/EP2011/067794
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Jaromir Palata
Original Assignee
Ifm Electronic Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from DE102010042511A external-priority patent/DE102010042511A1/de
Priority claimed from DE102010042512A external-priority patent/DE102010042512A1/de
Application filed by Ifm Electronic Gmbh filed Critical Ifm Electronic Gmbh
Publication of WO2012049205A1 publication Critical patent/WO2012049205A1/de

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
    • H03K17/945—Proximity switches
    • H03K17/95—Proximity switches using a magnetic detector

Definitions

  • the invention relates to an inductive proximity switch according to the features of the preamble of patent claim 1.
  • Inductive proximity switches are used as non-contact electronic switching devices, especially in automation technology.
  • They contain a transmitting coil which generates an electromagnetic magnetic field which can be influenced by a metallic trigger.
  • the influence of the magnetic field by the metallic release is evaluated and, when a threshold value is exceeded, an electronic switching stage is activated.
  • Switching devices of this type are manufactured and distributed in various designs, inter alia, by the Applicant.
  • both the control of the transmitting coil and the evaluation of the influence of the metallic trigger can be done in different ways.
  • the transmitter coil is part of an affected by the metallic shutter oscillator whose amplitude and / or frequency change is evaluated.
  • the control with a short square pulse is known.
  • the transmitter coil is in this case not part of an oscillator, but it is subjected to strong voltage or current pulses.
  • the echo triggered by the eddy currents produced in the metallic trigger is evaluated. This evaluation can be carried out both directly on the transmitting coil and on a magnetically coupled receiving coil.
  • two receiver coils are operated in differential circuit.
  • the design is chosen so that one of the two coils is more affected by the target than the other.
  • LVDT linear variable differential transformer
  • the differential transformer is adjusted so that cancel the signals of the two receiving coils in the uninfluenced state each other.
  • a disadvantage here is that the temperature compensation consists of a relatively lengthy process of the measurement by the temperature sensor, the calculation of the correction values in the microcontroller, the subsequent digital output of the correction values and the digital-to-analog conversion to the triggering of the trimmable resistors.
  • a linearization of, for example, -25 ° C to + 70 ° C appears problematic in view of this long chain.
  • Controlled variable is u.a. the amplitude of the sensor circuit.
  • the regulation takes place on the transmitter side, i. the amplitude is kept constant against the damping disturbance.
  • the energy required to control the amplitude is supplied via an adjustable resistor.
  • the control variable for this resistance is decoupled as a quantity for the instantaneous damping and thus as a measured variable.
  • the adjustable resistor preferably a transistor
  • the object of the invention is to further improve this process.
  • the temperature dependence of the circuit is to be reduced, the characteristics of the actuator linearized and the dependence on the parameter dispersion of the actuator can be eliminated.
  • Claims 3 and 4 relate to methods for operating the inductive proximity switch according to the invention.
  • the essential idea of the invention is to measure the manipulated variable directly instead of its temperature-dependent control variable. This measurement should be done either analog or digital as a pulse width ratio.
  • the resistance of the high frequency actuator is measured with DC and not its control voltage.
  • the main advantage is that the temperature response of the controlled system can be allowed because the manipulated variable is measured directly in the form of the damping resistor on the actuator.
  • the high-frequency actuator is usually a transistor, neither its control voltage nor its control current, but the track resistance is measured with DC and output as an analog voltage.
  • the actuator is designed as a switch with a defined damping resistance. This switch is closed for certain time intervals and then reopened. The resulting pulse width modulated switching signal can be output directly as a measured variable.
  • the sensor signal is not permanently zero in this case, but it fluctuates around the zero point.
  • the temperature response of the controlled system can also be allowed here, because the manipulated variable in the form of the duty cycle of a switchable known damping resistor is measured directly on the actuator.
  • This digitized signal generated directly at the sensor can practically no longer be falsified by further processing.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of an inductive proximity switch according to the invention according to the first embodiment
  • FIG. 2 shows a schematic representation of an inductive proximity switch according to the invention according to the second embodiment
  • FIG. 3 shows an embodiment according to the first embodiment with a MOSFET as a damping resistor in the actuator
  • Fig. 4 Embodiment of the second embodiment with XOR gates and a JFET as a switch in the actuator.
  • Fig. 5 Embodiment of the second embodiment with analog multiplexers in the LC oscillator, in the phase rectifier and as a switch in the actuator.
  • FIG. 1 shows an inductive proximity switch 1 according to the first embodiment of the invention with a transmitting coil 2, two receiving coils 3 a tuning winding 4 and another, the switching flag or the inductively coupled target symbolizing winding 5.
  • the transmitting coil and the two receiving coils form a Differential transformer (LVDT).
  • LVDT Differential transformer
  • the transmitting coil 2 is fed by a high-frequency generator 6.
  • the two anti-serially connected receiving coils 3 are connected to the phase-sensitive synchronous rectifier 7.
  • the rectified signal passes through the integrator 8 and controls the variable resistor 9. The deprives the system via the tuning winding 4 as long as energy until the signal at the synchronous rectifier 7 is zero, i. E. the balance between the target 5 and the trimming coil 4 is established.
  • the DC current flowing through the controllable resistor 9 (actuator) located in the circuit of the tuning coil 4 is a measure of the damping. It is measured and can be output as an analogue signal in the form of current or voltage, but also digitized and possibly displayed.
  • a construction according to the invention can also be realized with two transmitting coils and one receiving coil.
  • FIG. 2 shows an inductive proximity switch 1 according to the second embodiment of the invention with a transmitting coil 2, two antiserial receiving coils 3 a tuning winding 4 and another, the switching flag or the target symbolizing winding 5.
  • the transmitting coil and the two receiving coils form a differential transformer (LVDT).
  • the transmitting coil 2 is fed by a high-frequency generator 6.
  • the two anti-serially connected receiving coils 3 are connected to the synchronous rectifier 7.
  • the rectified signal passes through the integrator 8 and controls the
  • the Schmitt trigger 11 which switches on and off the controllable resistor 9 consisting of a switch and a resistor Re.
  • the system constantly oscillates between an overcompensated and an undercompensated state.
  • a control loop which controls the mean value of the sensor signal to zero and thereby generates a pulse width modulated (PWM) signal.
  • PWM pulse width modulated
  • the switch without target With optimum alignment, the switch without target remains mostly open and in the heavily damped state, it remains mostly closed.
  • the closing time or the duty cycle is thus a measure of the damping by the target and can thus be readily output as a pulse width modulated measured variable.
  • a construction according to the invention can also be realized with two transmitting coils and one receiving coil.
  • Fig. 3 shows a detailed embodiment according to the first embodiment of the invention.
  • the sinusoidal transmit signal is generated by the dual-channel analog multiplexer MUX1 type 74HC4053, which operates as an inverter in the LC oscillator.
  • MUX1 type 74HC4053
  • the transmitting coil LS is connected to the two receiving coils L1 and L2 via the transformer coupling factors M1 and M2. These are adjusted so that the voltages generated in the receiving windings L1 and L2 are equal in the unloaded state.
  • the center tap of the two receiving coils L1 and L2 is at half the operating voltage and high frequency to ground.
  • the other ends of the two anti-serially connected receiving coils are connected via 2 damping resistors to the inputs of the comparator OV1. This works as a differential pulse shaper.
  • the output of OV1 supplies a square-wave signal synchronous with the oscillator.
  • the comparator OV2 also provides a phase synchronous with the oscillator square wave signal. Both comparators are located in a common housing, which guarantees the same temperatures and therefore the same switching times.
  • the multiplexer MUX2 operates as a phase-sensitive rectifier.
  • the differential integrator with the operational amplifier OV3 integrates the signal supplied by the MUX2 and thus controls the transistor T1, a small MOSFET.
  • the transistor T1 corresponds to the controllable resistor 9 in Fig. 1. It deprives the differential transformer so much energy until the equilibrium is restored.
  • the measured variable is the drain-source resistance R DS of T1 or the drain current I DS .
  • the measurement is carried out with a current measuring circuit with the operational amplifier OPV4, which corresponds to the current measuring circuit 10 shown in FIG.
  • R Cu copper resistance of the coil
  • R DS drain-source resistance R DS of T1
  • Ri and Ci determine the integration time and provide stability of the circuit at high gains. For DC they are irrelevant.
  • the blocking capacitor C HF short-circuits the HF circuit at the balancing winding 4 and separates the high-frequency components from the DC components so that no high-frequency components reach the input of the OV 4.
  • the DC voltage present across the blocking capacitor C HF appears as a useful signal amplified by the above-mentioned factor at the output of OPV4.
  • R DS (T1) Uref * RA / UA-Ra.
  • I DS (T1) (UA - Uref) / RA.
  • the resistor Ra is intended to prevent resonances at the resonant circuit formed by the drain-source capacitance C DS of the T1 and the tuning winding 4.
  • Fig. 4 shows a detailed embodiment according to the second embodiment of the invention with XOR gates and a barrier FET as a switch.
  • the control loop oscillates as a relaxation oscillator between overcompensation and undercompensation.
  • the acting as a switch JFET transistor T1 With increasing damping, the acting as a switch JFET transistor T1 remains correspondingly longer conductive.
  • the changing duty cycle serves as an output signal.
  • the LC-oscillator equipped with the XOR1 exclusive-OR gate (1/4 of the 74HC86) generates a sinusoidal signal whose frequency is determined by the inductance LS and the capacitances C1 and C2 connected in series with it.
  • the transmitting coil LS is connected to the two receiving coils L1 and L2 via the transformer coupling factors M1 and M2. They form a differential transformer and are adjusted so that in the unloaded state, the voltages generated in the receiving coils L1 and L2 are the same.
  • the center tap of the two receiver coils is at half the operating voltage.
  • the comparator OV1 thus receives the optimum bias at its two inputs.
  • the other ends of the two anti-serially connected receiving coils are connected to the inputs of the comparator OV1.
  • This compares the voltages induced in the two receiver coils L1 and L2. It works as a pulse shaper and converts smallest voltage differences into a square wave signal.
  • the comparator OV2 also operates as a pulse shaper and generates a phase-synchronous to the oscillator square wave signal.
  • the gate XOR2 is supplied with both the oscillator signal and the received signal. When these signals are phase synchronous, the output of gate XOR2 goes to L. When shifted by 180 °, it goes to H.
  • the receiving coils L1 and L2 are connected so that in the attenuated state, an H appears at the output of the comparator OV1.
  • OV3 acts as an integrator. It integrates the incoming pulses until reaching the switching threshold of the following Schmitt trigger XOR3. With weak damping this takes longer than with heavy damping.
  • the switch-on threshold of the Schmitt trigger XOR3 When the switch-on threshold of the Schmitt trigger XOR3 is reached, it opens the N-channel J-FET T1 of the type U310 and thus ensures a stronger damping of the receiving coil L2 as target at L1. The resulting overcompensation generates a phase jump at the input of OV1. Since the oscillator signal and the received signal are now in phase, an L. appears at the output of XOR2. The differential integrator is discharged and the Schmitt trigger XOR3 returns to its L level when the switch-off threshold is reached. Transistor T1 then turns off and the charging process starts from again.
  • the control loop oscillates as a relaxation oscillator.
  • the integrator OV3 generates a sawtooth voltage whose frequency is determined by the RC element on the integrator OV3 and the size of the hysteresis of the Schmitt trigger XOR3.
  • the attenuation by the target represented by the resistor Rx is compensated only on average.
  • the control signal for the transistor T1 can be output as a pulse width modulated square wave signal.
  • a 74HC86 contains four XOR gates, three of which are used in the sensor part. OV1 and OV2 are housed in a common housing. This guarantees equal terms of both.
  • FIG. 5 shows an embodiment according to the second embodiment of the invention with type 74HC4053 analog multiplexers.
  • the sinusoidal transmission signal is generated by the two-channel analog multiplexer MUX1 as an inverter in an LC oscillator.
  • MUX1 the two-channel analog multiplexer MUX1 as an inverter in an LC oscillator.
  • the square wave signal present at the multiplexer output MUX1 controls the multiplexer MUX2, which acts in conjunction with the difference integrator OV2 as a phase-sensitive rectifier.
  • the ratios at the differential transformer correspond to those in FIG. 4.
  • the operational amplifier OV1 is preferably a comparator.
  • the output of the differential integrator OV2 supplies a DC voltage. This is supplied to the Schmitt trigger OV3, which switches the multiplexer MUX3 when its switching threshold is exceeded.
  • the differential transformer is deenergized via the trimming coil 4 with the resistor Re.
  • the difference integrator OV2 no longer supplies a signal, the Schmitt trigger OV3 drops back and the multiplexer MUX3 opens again.
  • the control does not run continuously, but it is alternately over- or under-compensated.
  • the balanced state is only reached on average.
  • the control signal for the multiplexer MUX3 is also output here as a pulse width modulated square wave signal. Since the three required multiplexers are contained in a single 74HC4053, they keep the component cost low.
  • a single integrated circuit serves as an inverter in the oscillator, as a phase comparator in the rectifier and as a switch for clocking the damping resistor.
  • the invention relates to an inductive proximity switch 1 with a transmitting coil 2, two antiserially connected receiving coils 3 for generating a received signal and a trimming winding 4. They advantageously have a common core.
  • the transmitting coil 2 is either powered by a high frequency generator 6 or is itself part of an oscillator.
  • the balancing winding 4 forms a closed circuit with the controllable resistor 9, so that it can be damped by this.
  • the electrically controllable resistor is part of a control loop, with which the received signal of the two anti-serially connected receiving coils 3 can be preferably controlled to zero.
  • the control loop has a synchronous rectifier 7, which is preferably designed as a differential comparator.
  • the circuit of the tuning winding 4 has a current measuring unit 10 for measuring the manipulated variable of the control loop.
  • controllable resistor 9 has a switch with a resistor connected in series therewith.
  • the balancing winding 4 forms a closed circuit with the controllable resistor 9, so that it can be damped by this.
  • the electrically controllable resistor 9 is also part of a control loop, with which the received signal of the two anti-serially connected receiving coils 3 can be preferably controlled to zero.
  • the control loop has a synchronous rectifier 7, which is preferably designed as a differential comparator. Furthermore, the control loop has a Schmitt trigger 11, which controls the switch in the controllable resistor 9. This results in a relaxation oscillator, which converts the analog control signal of the integrator into a pulse width modulated signal and can control the received signal on average preferably to zero.
  • the measured variable is the pulse width modulated signal.
  • the invention further comprises a method for operating an inductive proximity switch according to claim 1.
  • the method is characterized in that the current flowing in the balancing winding 4 and in the controllable resistor 9 is measured and evaluated.
  • the invention further comprises a method for operating an inductive proximity switch according to claim 2. It is characterized in that
  • controllable resistor 9 is periodically switched on and off via a clock signal generated by a Schmitt trigger 11.
  • the resulting relaxation oscillation preferably controls the received signal on average preferably to zero.
  • the pulse width ratio of the relaxation oscillation represents the attenuation by the target and is output as a pulse width modulated measurement signal (PWM).

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Abstract

Die Erfindung betrifft einen induktiven Näherungsschalter (1) mit einer Sendespule (2), zwei antiseriell geschalteten Empfangsspulen (3) und einer transformatorisch mit einer der Empfangsspulen gekoppelten Abgleichwicklung (4). Die Abgleichwicklung (4) kompensiert in Verbindung mit einem steuerbaren Widerstand (9) das Target (5). Der Widerstand (9) ist Bestandteil einer Regelschleife, die das Empfangssignal zu Null regelt. Die Regelgröße, d.h. der durch den steuerbaren Widerstand 9 fließende Gleichstrom wird von einer Strommesseinheit (10) gemessen und als Signal ausgegeben. In einer weiteren Ausgestaltung sind die Abgleichwicklung (4) und der aus einem Widerstand Re und einem Schalter bestehender steuerbare Widerstand (9) Bestandteile einer als Relaxationsoszillator ausgebildeten Regelschleife, welche die vom Target (5) hervorgerufene Bedämpfung im Mittel kompensiert. Das Tastverhältnis der sich ausbildenden Relaxationsschwingung ist ein Maß für die Bedämpfung durch das Target (5) und kann als pulsweitenmodulierte Messgröße ausgegeben werden.

Description

INDUKTIVER NAEHERUNGSSCHALTER
Die Erfindung betrifft einen induktiven Näherungsschalter gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1.
Induktive Näherungsschalter werden als berührungslos arbeitende elektronische Schaltgeräte vor allem in der Automatisierungstechnik eingesetzt.
Sie enthalten eine Sendespule, die ein elektromagnetisches von einem metallischen Auslöser beeinflussbares Magnetfeld erzeugt. Die Beeinflussung des Magnetfeldes durch den metallischen Auslöser wird ausgewertet und bei Überschreiten eines Schwellwerts eine elektronische Schaltstufe angesteuert.
Schaltgeräte dieser Art werden in den verschiedensten Ausführungen unter anderem auch von der Anmelderin hergestellt und vertrieben.
Hierbei kann sowohl die Ansteuerung der Sendespule als auch die Bewertung des Einflusses des metallischen Auslösers auf unterschiedliche Art erfolgen.
In vielen Fällen ist die Sendespule Bestandteil eines durch den metallischen Auslöser beeinflussten Oszillators, dessen Amplitude und/oder Frequenzänderung ausgewertet wird.
Neben der weit verbreiteten sinusförmigen Ansteuerung der Sendespule und der Auswertung von Frequenz- und oder Amplitudenänderungen ist die Ansteuerung mit einem kurzen Rechteckimpuls bekannt. Die Sendespule ist in diesem Fall nicht Bestandteil eines Oszillators, sondern sie wird mit starken Spannungs- bzw. Stromimpulsen beaufschlagt. Das durch die im metallischen Auslöser hervorgerufenen Wirbelströme ausgelöste Echo wird ausgewertet. Diese Auswertung kann sowohl direkt an der Sendespule als auch an einer magnetisch gekoppelten Empfangsspule erfolgen.
Da es sich hierbei um einen geschlossenen Schwingkreis, bzw. einen geschlossenen Spulenstromkreis handelt, wird nur wenig Energie abgestrahlt. Die Wechselwirkung mit dem metallischen Auslöser (Target) ist auf das Nahfeld beschränkt. Sie nimmt etwa mit der dritten Potenz des Schaltabstandes ab.
Um geringen Wechselwirkungen mit dem metallischen Auslöser noch nachweisen zu können, ist es vorteilhaft, das Signal im unbeeinflussten Zustand zu kompensieren und nur die nur die vom Auslöser hervorgerufenen Änderungen auszuwerten.
Dazu werden vorzugsweise zwei Empfangspulen in Differenzschaltung betrieben.
Der Aufbau wird so gewählt, dass eine der beiden Spulen stärker vom Target beeinflusst wird als die andere.
Durch Nullabgleich im unbeeinflussten Zustand erhält man einen äußerst empfindliche Anordnung, die auch als Differentialtransformator (LVDT = linear variable differential transformer) bezeichnet wird.
Der Differentialtransformator wird so abgeglichen, dass sich die Signale der beiden Empfangsspulen im unbeeinflussten Zustand gegenseitig aufheben.
Je besser dieser Abgleich gelingt, umso höher kann man das Sensorsignal verstärken, ohne dass es zu Übersteuerungen kommt. Da das Magnetfeld mit wachsender Entfernung sehr schnell abnimmt, kommt man bald in Bereiche, wo der Temperaturgang, insbesondere der Kupferwicklungen, aber auch der übrigen beteiligten Materialien und Bauelemente Effekte in der Größenordnung des zu erwartenden Sensorsignals hervorrufen. Deshalb sind höhere Schaltabstände nur dann erreichbar, wenn die Temperaturabhängigkeit der Anordnung über den Arbeitstemperaturbereich kompensiert werden kann.
Da dieses Gleichgewicht schon während der Fertigung aber auch durch die Einbausituation gestört werden kann, ist ein nachträglicher Abgleich des Differentialtransformators sowohl werksseitig als auch im späteren Betrieb wünschenswert.
In der DE 10 2007 014 343 A1 wird vorgeschlagen, eine Empfangsspule mit trimmbaren Widerständen zu verbinden, mit deren Hilfe der Schaltabstand eingestellt wird. Diese werden von einer Auswerteeinheit (Mikrocontroller) gesteuert, die außerdem mit einem Temperaturfühler verbunden ist, so dass eine Temperaturkompensation vorgenommen werden kann.
Als nachteilig wird hierbei angesehen, dass die Temperaturkompensation aus einem relativ langwierigen Prozess von der Messung durch den Temperaturfühler, der Berechnung der Korrekturwerte im Mikrocontroller, die anschließende digitale Ausgabe der Korrekturwerte und die Digital-Analogwandlung bis zur Ansteuerung der trimmbaren Widerstände besteht. Eine Linearisierung von beispielsweise –25°C bis +70°C erscheint angesichts dieser langen Kette problematisch.
In der WO 2007/012502 A1 wird ein Regelkreis mit einer den Sensor umfassenden Regelstrecke vorgeschlagen. Regelgröße ist u.a. die Amplitude des Sensorkreises.
Die Regelung erfolgt senderseitig, d.h. die Amplitude wird entgegen der Bedämpfungsstörgröße konstant gehalten.
Die zur Ausregelung der Amplitude notwendige Energie wird über einen einstellbaren Widerstand zugeführt. Die Steuergröße für diesen Widerstand wird als Größe für die momentane Bedämpfung und somit als Messgröße ausgekoppelt.
Nachteilig ist hierbei, dass der einstellbare Widerstand, vorzugsweise ein Transistor,
sowohl einen Temperaturgang als auch eine nichtlineare Kennlinie aufweist.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, dieses Verfahren weiter zu verbessern.
Die Temperaturabhängigkeit der Schaltung soll verringert, die Kennlinien des Stellglieds linearisiert und die Abhängigkeit von der Parameter-Streuung des Stellgliedes beseitigt werden.
Diese Aufgabe wird entsprechend den Merkmalen der Patentansprüche 1 oder 2 gelöst. Ansprüche 3 und 4 betreffen Verfahren zum Betrieb des erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters.
Die wesentliche Idee der Erfindung besteht darin, die Stellgröße anstatt ihrer temperaturgangbehafteten Steuergröße direkt zu messen. Diese Messung soll entweder analog oder digital als Pulsweitenverhältnis erfolgen.
In einer ersten Ausgestaltung wird der Widerstand des Hochfrequenz-Stellgliedes mit Gleichstrom und nicht seine Steuerspannung gemessen.
Der wesentliche Vorteil besteht darin, dass der Temperaturgang der Regelstrecke zugelassen werden kann, weil die Stellgröße in Form des Bedämpfungswiderstandes unmittelbar am Stellglied gemessen wird.
Da es sich bei dem Hochfrequenz-Stellglied in der Regel um einen Transistor handelt, soll weder seine Steuerspannung noch sein Steuerstrom, sondern der Bahnwiderstand mit Gleichstrom gemessen und als analoge Spannung ausgegeben werden.
In einer zweiten Ausgestaltung wird das Stellglied als Schalter mit definiertem Bedämpfungswiderstand ausgebildet. Dieser Schalter wird für bestimmte Zeitabstände geschlossen und dann wieder geöffnet. Das dadurch entstehende pulsweitenmodulierte Schaltsignal kann direkt als Messgröße ausgegeben werden. Das Sensorsignal ist in diesem Fall nicht permanent Null, sondern es schwankt um den Nullpunkt.
Der Temperaturgang der Regelstrecke kann hier ebenfalls zugelassen werden, weil die Stellgröße in Form des Tastverhältnisses eines zuschaltbaren bekannten Bedämpfungswiderstandes unmittelbar am Stellglied gemessen wird.
Dieses unmittelbar am Sensor erzeugte digitalisierte Signal kann durch die weitere Bearbeitung praktisch nicht mehr verfälscht werden.
Nachfolgend ist die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1: Prinzipdarstellung eines erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters nach der ersten Ausgestaltung,
Fig. 2: Prinzipdarstellung eines erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalters nach der zweiten Ausgestaltung,
Fig. 3: Ausführungsbeispiel nach der ersten Ausgestaltung mit einem MOSFET als Bedämpfungswiderstand im Stellglied,
Fig. 4: Ausführungsbeispiel nach der zweiten Ausgestaltung mit XOR-Gattern und einem JFET als Schalter im Stellglied.
Fig. 5: Ausführungsbeispiel nach der zweiten Ausgestaltung mit Analogmultiplexern im LC-Oszillator, im Phasengleichrichter und als Schalter im Stellglied.
Die Fig. 1 zeigt einen Induktiven Näherungsschalter 1 nach der ersten Ausgestaltung der Erfindung mit einer Sendespule 2, zwei Empfangsspulen 3 einer Abgleichwicklung 4 und einer weiteren, die Schaltfahne bzw. das induktiv gekoppelte Target symbolisierende Wicklung 5. Die Sendespule und die beiden Empfangsspulen bilden einen Differentialtransformator (LVDT).
Die Sendespule 2 wird von einem Hochfrequenzgenerator 6 gespeist. Die beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen 3 sind mit dem phasenempfindlichen Synchrongleichrichter 7 verbunden. Das gleichgerichtete Signal durchläuft den Integrator 8 und steuert den variablen Widerstand 9. Der entzieht dem System über die Abgleichwicklung 4 solange Energie bis das Signal am Synchrongleichrichter 7 zu Null wird, d.h. die Balance zwischen dem Target 5 und der Abgleichwicklung 4 hergestellt ist.
Der durch den im Stromkreis der Abgleichspule 4 befindlichen steuerbaren Widerstand 9 (Stellglied) fließende Gleichstrom ist ein Maß für die Bedämpfung. Er wird gemessen und kann als Analogsignal in Form von Strom oder Spannung ausgegeben, aber auch digitalisiert und ggf. angezeigt werden.
Abschließend sei noch bemerkt, dass ein erfindungsgemäßer Aufbau auch mit zwei Sendespulen und einer Empfangsspule realisiert werden kann.
Die Fig. 2 zeigt einen Induktiven Näherungsschalter 1 nach der zweiten Ausgestaltung der Erfindung mit einer Sendespule 2, zwei antiseriellen Empfangsspulen 3 einer Abgleichwicklung 4 und einer weiteren, die Schaltfahne bzw. das Target symbolisierende Wicklung 5. Die Sendespule und die beiden Empfangsspulen bilden einen Differentialtransformator (LVDT).
Die Sendespule 2 wird von einem Hochfrequenzgenerator 6 gespeist. Die beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen 3 sind mit dem Synchrongleichrichter 7 verbunden. Das gleichgerichtete Signal durchläuft den Integrator 8 und steuert den
den Schmitt-Trigger 11, der den aus einem Schalter und einem Widerstand Re bestehenden steuerbaren Widerstand 9 ein- bzw. ausschaltet.
Wegen der Hysterese des Schmitt-Triggers 11 pendelt das System ständig zwischen einem überkompensierten und einem unterkompensiertem Zustand.
Auf diese Weise entsteht eine Regelschleife, die den Mittelwert des Sensorsignals auf Null regelt und dabei ein pulsweitenmoduliertes (PWM-) Signal erzeugt.
Bei optimalem Abgleich bleibt der Schalter ohne Target überwiegend geöffnet und im stark bedämpften Zustand bleibt er überwiegend geschlossen. Die Schließzeit bzw. das Tastverhältnis ist somit ein Maß für die Bedämpfung durch das Target und kann somit ohne Weiteres als pulsweitenmodulierte Messgröße ausgegeben werden.
Durch Änderung des Widerstandes Re ist eine Messbereichsumschaltung möglich.
Abschließend sei noch bemerkt, dass ein erfindungsgemäßer Aufbau auch mit zwei Sendespulen und einer Empfangsspule realisiert werden kann.
Die Fig. 3 zeigt ein detailliertes Ausführungsbeispiel nach der ersten Ausgestaltung der Erfindung. Das sinusförmige Sendesignal wird von dem zweikanaligen Analogmultiplexer MUX1 vom Typ 74HC4053 erzeugt, der als Inverter im LC-Oszillator arbeitet. Für die Frequenz f gilt die Beziehung:
f = 1/(2Pi*
Figure eolf-appb-I000001
LS * (C1*C2)/(C1+C2)).
Die Sendespule LS ist mit den beiden Empfangsspulen L1 und L2 über die transformatorischen Koppelfaktoren M1 und M2, verbunden. Diese werden so eingestellt, dass die in den Empfangswicklungen L1 und L2 erzeugten Spannungen im unbelasteten Zustand gleich sind.
Die Mittelanzapfung der beiden Empfangsspulen L1 und L2 liegt auf halber Betriebsspannung und hochfrequenzmäßig auf Masse.
Das sorgt bei unipolarer Stromversorgung für den richtigen Arbeitspunkt an den Eingängen des Komparators OV1.
Die anderen Enden der beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen sind über 2 Dämpfungswiderstände mit den Eingängen des Komparators OV1 verbunden. Dieser arbeitet als Differenz-Impulsformer.
Sowie das Gleichgewicht durch Verringerung des mit der symbolisch zu verstehenden Targetwicklung 5 verbundenen Widerstandes Rx gestört wird, liefert der Ausgang von OV1 ein mit dem Oszillator phasensynchrones Rechtecksignal.
Der Komparator OV2 liefert ebenfalls ein mit dem Oszillator phasensynchrones Rechtecksignal. Beide Komparatoren befinden sich in einem gemeinsamen Gehäuse, was gleiche Temperaturen und damit auch gleiche Schaltzeiten garantiert. Der Multiplexer MUX2 arbeitet als phasenempfindlicher Gleichrichter. Der Differenz-Integrator mit dem Operationsverstärker OV3 integriert das vom MUX2 gelieferte Signal und steuert damit den Transistor T1, einen kleinen MOSFET. Der Transistor T1 entspricht dem steuerbaren Widerstand 9 in Fig. 1. Er entzieht dem Differentialtransformator soviel Energie, bis das Gleichgewicht wieder hergestellt ist.
Messgröße ist der Drain-Source-Widerstand RDS von T1 bzw. der Drainstrom IDS.
Die Messung erfolgt mit einer Strommess-Schaltung mit dem Operationsverstärker OPV4, der die in der Fig. 1 gezeigten Strommessschaltung 10 entspricht.
Für Gleichspannung beträgt die Verstärkung Vu = - RA/Ra* mit Ra*=Ra+RCu+RDS. (RCu: Kupferwiderstand der Spule, RDS: Drain-Source-Widerstand RDS von T1)
Ri und Ci bestimmen die Integrationszeit und sorgen für Stabilität der Schaltung bei hohen Verstärkungen. Für Gleichspannung sind sie ohne Belang.
Der Abblockkondensator CHF schließt den HF-Stromkreis an der Abgleichwicklung 4 kurz und trennt die Hochfrequenzanteile von den Gleichspannungsanteilen, damit keine Hochfrequenzanteile an den Eingang des OV4 gelangen.
Die über dem Abblockkondensator CHF anstehende Gleichspannung erscheint als Nutzsignal um den o.g. Faktor verstärkt am Ausgang von OPV4.
Unter Vernachlässigung des Kupferwiderstandes der Spule erhält man:
RDS (T1) = Uref * RA/UA – Ra.
Für die Ausgangsspannung UA gilt: UA = Uref * RA / (RDS + Ra).
Für den Strom erhält man: IDS (T1) = (UA – Uref) / RA.
Der Widerstand Ra soll Resonanzen an dem von der Drain-Source-Kapazität CDS vom T1 und der Abgleichwicklung 4 gebildeten Schwingkreis verhindern.
Die Fig. 4 zeigt ein detailliertes Ausführungsbeispiel nach der zweiten Ausgestaltung der Erfindung mit XOR-Gattern und einem Sperrschicht FET als Schalter. Hier schwingt die Regelschleife als Relaxationsoszillator zwischen Überkompensation und Unterkompensation. Mit zunehmender Bedämpfung bleibt der als Schalter wirkende JFET-Transistor T1 entsprechend länger leitend. Das sich ändernde Tastverhältnis dient als Ausgangssignal.
Der mit dem Exklusiv-Oder-Gatter XOR1 (1/ 4 des 74HC86) bestückte LC-Oszillator erzeugt ein Sinussignal, dessen Frequenz durch die Induktivität LS und die zu ihr in Serie geschalteten Kapazitäten C1 und C2 bestimmt wird.
Für die Frequenz f gilt die Beziehung: f = 1/(2Pi*
Figure eolf-appb-I000002
LS * (C1*C2)/(C1+C2)). Die Sendespule LS ist mit den beiden Empfangsspulen L1 und L2 über die transformatorischen Koppelfaktoren M1 und M2, verbunden. Sie bilden einen Differentialtransformator und werden so eingestellt, dass im unbelasteten Zustand die in den Empfangsspulen L1 und L2 erzeugten Spannungen gleich sind.
Die Mittelanzapfung der beiden Empfangsspulen liegt auf halber Betriebsspannung.
Hochfrequenzmäßig ist sie geerdet. Bei unipolarer Stromversorgung erhält so der Komparator OV1 an seinen zwei Eingängen die optimale Vorspannung.
Die anderen Enden der beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen sind mit den Eingängen des Komparators OV1 verbunden. Dieser vergleicht die in den beiden Empfangsspulen L1 und L2 induzierten Spannungen. Er arbeitet als Impulsformer und wandelt geringste Spannungsdifferenzen in ein Rechtecksignal um.
Der Komparator OV2 arbeitet ebenfalls als Impulsformer und erzeugt ein zum Oszillator phasensynchrones Rechtecksignal.
Da das Gatter XOR2 als Phasenvergleicher arbeitet, ergeben ungleiche Eingangspegel ein H am Ausgang und gleiche Einganspegel ein L. Bei einer Phasenverschiebung um 90° ergibt das ein Rechtecksignal mit der doppelten Frequenz.
Das Gatter XOR2 wird sowohl mit dem Oszillatorsignal als auch und mit dem Empfangssignal beaufschlagt. Wenn diese Signale phasensynchron sind, geht der Ausgang Gatters XOR2 auf L. Wenn sie um 180°verschoben sind, geht er auf H.
Die Empfangsspulen L1 und L2 werden so angeschlossen, dass im bedämpften Zustand ein H am Ausgang des Komparators OV1 erscheint.
OV3 wirkt als Integrator. Er integriert die ankommenden Impulse bis zum Erreichen der Schaltschwelle des nachfolgenden Schmitt-Triggers XOR3 auf. Bei schwacher Bedämpfung dauert das länger als bei starker Bedämpfung.
Bei Erreichen der Einschaltschwelle des Schmitt-Triggers XOR3 öffnet dieser den N-Kanal J-FET T1 vom Typ U310 und sorgt damit für eine kräftigere Bedämpfung der Empfangsspule L2 als Target an L1. Die dadurch entstehende Überkompensation erzeugt einen Phasensprung am Eingang von OV1. Da das Oszillatorsignal und das Empfangssignal nun in Phase liegen, erscheint am Ausgang von XOR2 ein L. Der Differenz-Integrator wird entladen und der Schmitt-Trigger XOR3 geht bei Erreichen seiner Ausschaltschwelle wieder auf L. Daraufhin sperrt der Transistor T1 und der Aufladevorgang beginnt von neuem.
Wie bereits oben erwähnt, schwingt die Regelschleife als Relaxationsoszillator. Am Integrator OV3 entsteht eine Sägezahnspannung, deren Frequenz vom RC-Glied am Integrator OV3 und der Größe der Hysterese des Schmitt-Triggers XOR3 bestimmt wird. Das Tastverhältnis ist ein Maß für die Bedämpfung. Unter der Voraussetzung L1 = L2 wird der Transistor T1 immer so lange leitend, bis das Produkt aus seinem Tastverhältnis mit dem Widerstand Re gleich dem symbolischen Bedämpfungswiderstand Rx entspricht.
Die durch den Widerstand Rx dargestellte Bedämpfung durch das Target wird nur noch im Mittel ausgeglichen. Das Steuersignal für den Transistor T1 kann als pulsweitenmoduliertes Rechtecksignal ausgegeben werden. Ein 74HC86 enthält vier XOR-Gatter, davon werden im Sensorteil drei genutzt. OV1 und OV2 sind in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht. Das garantiert gleiche Laufzeiten von beiden.
Die Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel nach der zweiten Ausgestaltung der Erfindung mit Analogmultiplexern vom Typ 74HC4053.
Das sinusförmige Sendesignal wird von dem zweikanaligen Analogmultiplexer MUX1 als Inverter in einem LC-Oszillator erzeugt. Für die Frequenz f gilt die oben genannte Formel.
Das am Multiplexerausgang MUX1 anstehende Rechtecksignal steuert den Multiplexer MUX2, der in Verbindung mit dem Differenz-Integrator OV2 als phasenempfindlicher Gleichrichter wirkt. Die Verhältnisse am Differentialtransformator entsprechen denen in der Fig. 4. der Operationsverstärker OV1 ist vorzugsweise ein Komparator.
Sowie das Gleichgewicht durch Verringerung des mit der symbolisch zu verstehenden Targetwicklung 5 verbundenen Widerstandes Rx gestört wird, liefert der Ausgang des Differenzintegrators OV2 eine Gleichspannung. Diese wird dem Schmitt-Trigger OV3 zugeführt, der bei Überschreiten seiner Schaltschwelle den Multiplexer MUX3 umschaltet. Wenn der Ausgang von MUX3 mit Masse verbunden ist, wird dem Differentialtransformator wie bereits oben beschrieben, über die Abgleichwicklung 4 mit dem Widerstand Re Energie entzogen.
Wenn die hier symbolisch durch Rx dargestellte Bedämpfung durch das Target ausgeglichen ist, liefert der Differenzintegrator OV2 kein Signal mehr, der Schmitt-Trigger OV3 fällt zurück und der Multiplexer MUX3 öffnet wieder.
Die Regelung verläuft also auch hier nicht kontinuierlich, sondern es wird abwechselnd über- oder unterkompensiert. Der ausbalancierte Zustand wird nur im Mittel erreicht.
Das Steuersignal für den Multiplexer MUX3 wird auch hier als pulsweitenmoduliertes Rechtecksignal ausgegeben. Da die drei benötigten Multiplexer in einem einzigen 74HC4053 enthalten sind, halten sie den Bauteilaufwand gering. Eine einzige integrierte Schaltung (IC) dient so als Inverter im Oszillator, als Phasenvergleicher im Gleichrichter und als Schalter zur Taktung des Bedämpfungswiderstandes.
Die Erfindung betrifft einen Induktiver Näherungsschalter 1 mit einer Sendespule 2, zwei antiseriell geschaltete Empfangsspulen 3 zur Erzeugung eines Empfangssignals und einer Abgleichwicklung 4. Sie weisen vorteilhaft einen gemeinsamen Kern auf.
Die Sendespule 2 ist entweder von einem Hochfrequenzgenerator 6 gespeist oder ist selbst Bestandteil eines Oszillators.
Die beiden Empfangsspulen 3 besitzen vorzugsweise die gleiche Induktivität L1 = L2. Sie bilden mit der Sendespule 2 einen Differentialtransformator. Die Anordnung ist so, dass eine der beiden Empfangsspulen 3 stärker vom Target beeinflusst werden kann. Weiterhin ist die Abgleichwicklung 4 so angeordnet, dass sie stärker mit einer der beiden Empfangsspulen 3 gekoppelt ist.
Die Abgleichwicklung 4 bildet einen geschlossenen Stromkreis mit dem steuerbaren Widerstand 9, so dass sie durch diesen bedämpft werden kann.
Der elektrisch steuerbare Widerstand ist Bestandteil einer Regelschleife, mit der das Empfangssignal der beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen 3 vorzugsweise zu Null geregelt werden kann.
Die Regelschleife weist einen Synchrongleichrichter 7 auf, der vorzugsweise als Differenzkomparator ausgebildet ist.
In einer ersten Ausgestaltung wird weist der Stromkreis der Abgleichwicklung 4 eine Strommesseinheit 10 zur Messung der Stellgröße des Regelkreises auf.
In der zweiten Ausgestaltung der Erfindung weist der steuerbare Widerstand 9 einem Schalter mit einem dazu in Reihe geschalteten Widerstand auf.
Die Abgleichwicklung 4 bildet mit dem steuerbaren Widerstand 9 einen geschlossenen Stromkreis, so dass sie durch diesen bedämpft werden kann.
Der elektrisch steuerbare Widerstand 9 ist auch hier Bestandteil einer Regelschleife, mit der das Empfangssignal der beiden antiseriell geschalteten Empfangsspulen 3 vorzugsweise zu Null geregelt werden kann.
Die Regelschleife weist einen Synchrongleichrichter 7 auf, der vorzugsweise als Differenzkomparator ausgebildet ist. Weiterhin weist die Regelschleife einen Schmitt-Trigger 11 auf, der den Schalter im steuerbaren Widerstand 9 steuert. Somit entsteht ein Relaxationsoszillator, der das analoge Regelungssignal des Integrators in ein pulsweitenmoduliertes Signal umwandeln und das Empfangssignal im Mittel vorzugsweise zu Null regeln kann. Messgröße ist das pulsweitemodulierte Signal.
Die Erfindung umfasst weiterhin ein Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters nach Anspruch 1. Das Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass der in der Abgleichwicklung 4 und im steuerbaren Widerstand 9 fließende Strom gemessen und ausgewertet wird.
Die Erfindung umfasst weiterhin ein Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters nach Anspruch 2. Es ist dadurch gekennzeichnet, dass
der steuerbare Widerstand 9 über ein von einem Schmitt-Trigger 11 erzeugtes Taktsignal periodisch zu- und abgeschaltet wird. Die so entstehende Relaxationsschwingung regelt das Empfangssignal im Mittel vorzugsweise zu Null. Das Pulsweitenverhältnis der Relaxationsschwingung repräsentiert die Bedämpfung durch das Target und wird als pulsweitenmoduliertes Messsignal (PWM) ausgegeben.
Liste der wichtigsten Bezugszeichen
  1. Induktiver Näherungsschalter
  2. Sendespule
  3. Empfangsspulen
  4. Abgleichwicklung
  5. Targetwicklung, symbolisiert die induktive Kopplung zum Target
  6. Hochfrequenzgenerator, Oszillator
  7. Synchrongleichrichter, Differenzkomparator zur Phasenmessung
  8. Integrator, Differenzintegrator oder Tiefpass
  9. Steuerbarer Widerstand, Stellglied, T1 oder Rref + Schalter
  10. Strommesseinheit
  11. Schmitt-Trigger

Claims (4)

  1. Induktiver Näherungsschalter (1) mit einer Sendespule (2), zwei antiseriell geschalteten Empfangsspulen (3) zur Erzeugung eines Empfangssignals und einer Abgleichwicklung (4), die transformatorisch mit einer der Empfangsspulen (3) gekoppelt ist, wobei die Abgleichwicklung (4) mit einem steuerbaren Widerstand (9) verbunden ist, der Bestandteil einer Regelschleife ist, mit der das Empfangssignal zu Null geregelt werden kann, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromkreis der Abgleichwicklung (4) eine Strommesseinheit (10) zur Messung der Stellgröße aufweist.
  2. Induktiver Näherungsschalter (1) mit einer Sendespule (2), zwei antiseriell geschalteten Empfangsspulen (3) zur Erzeugung eines Empfangssignals und einer Abgleichwicklung (4), die transformatorisch mit einer der Empfangsspulen (3) gekoppelt ist, wobei die Abgleichwicklung (4) mit einem steuerbaren Widerstand (9) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet dass, der steuerbare Widerstand (9) aus einem Schalter und einem Widerstand besteht sowie Bestandteil einer Regelschleife ist, welche einen Schmitt-Trigger (11) aufweist, der das analoge Regelungssignal des Integrators in ein pulsweitenmoduliertes Signal umwandelt mit dem der Schalter angesteuert und das Empfangssignal im Mittel zu Null geregelt werden kann.
  3. Verfahren zum Betreiben eines induktiven Näherungsschalters nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der in der Abgleichwicklung (4) und im steuerbaren Widerstand (9) fließende Strom gemessen und ausgewertet wird.
  4. Verfahren zum Betreiben eines induktiver Näherungsschalters nach Anspruch 2 dadurch gekennzeichnet, dass der steuerbare Widerstand (9) über ein von einem Schmitt-Trigger (11) erzeugtes Signal periodisch an- und ausgeschaltet wird, das Empfangssignal auf diese Weise im Mittel zu Null geregelt und das so entstehende Pulsweitenverhältnis als Messsignal ausgeben wird.
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