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WO2011021836A2 - 상시 발광 다이오드 전류의 제어가 가능한 발광 다이오드 구동 회로 - Google Patents

상시 발광 다이오드 전류의 제어가 가능한 발광 다이오드 구동 회로 Download PDF

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WO2011021836A2
WO2011021836A2 PCT/KR2010/005426 KR2010005426W WO2011021836A2 WO 2011021836 A2 WO2011021836 A2 WO 2011021836A2 KR 2010005426 W KR2010005426 W KR 2010005426W WO 2011021836 A2 WO2011021836 A2 WO 2011021836A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
emitting diode
light emitting
controller
sensing element
sensing
Prior art date
Application number
PCT/KR2010/005426
Other languages
English (en)
French (fr)
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WO2011021836A3 (ko
Inventor
박시홍
Original Assignee
단국대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from KR1020090096932A external-priority patent/KR101034899B1/ko
Priority claimed from KR1020090121869A external-priority patent/KR101056420B1/ko
Application filed by 단국대학교 산학협력단 filed Critical 단국대학교 산학협력단
Priority to US13/390,931 priority Critical patent/US9078314B2/en
Priority to CN201080036639.5A priority patent/CN102549647B/zh
Publication of WO2011021836A2 publication Critical patent/WO2011021836A2/ko
Publication of WO2011021836A3 publication Critical patent/WO2011021836A3/ko

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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/10—Controlling the intensity of the light
    • H05B45/14—Controlling the intensity of the light using electrical feedback from LEDs or from LED modules
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]

Definitions

  • the present invention relates to a light emitting diode driving circuit.
  • LEDs are mainly used for backlight functions of liquid crystal displays used in mobile phones, PDAs, notebooks, and the like.
  • the efficiency is increased and the brightness is greatly improved. Therefore, the light emitting diode is not only used as a light source of a large liquid crystal display device such as a TV, but also widely applied to general lighting, security light, and street light.
  • the long lifespan, eco-friendliness, and continuous improvement of light efficiency of LEDs are expected to replace much of the fluorescent lamps currently used in lighting within 10 years.
  • a light emitting diode uses a constant current source driving method.
  • AC 220V which is a commercial power source
  • AC-DC AC-DC
  • the DC voltage after AC-DC conversion is about 310V, which is very large to directly drive a light emitting diode.
  • the first rectified voltage is strengthened to a voltage suitable for driving a light emitting diode using a step-down DC-DC converter.
  • FIG. 1 A typical LED step-down DC-DC converter type light emitting diode current control circuit is shown in FIG. 1.
  • the current flowing through a light emitting diode is detected by using a resistor Rs at a source and an emitter of the switching element SW to detect a current flowing through the light emitting diode LED.
  • the current flowing through the light emitting diode (LED) can be detected by the voltage applied to the resistor (Rs) when the switching device (SW) is turned on, but the current flowing through the light emitting diode (LED) when the switching device (SW) is turned off Cannot be detected. Therefore, only the maximum value of the output current is controlled by detecting and controlling the current only when the switching element SW is turned on.
  • the average value of the current flowing through the light emitting diode (LED) is changed according to the magnitude of the input voltage and the voltage applied to the light emitting diode (LED), so there is a problem in that the average current of the actual light emitting diode (LED) cannot be controlled.
  • a method of detecting a current flowing in a light emitting diode (LED) using a separate current detection circuit including an isolated current sensor as shown in FIG. 2 may be used.
  • the high voltage insulation characteristics of the current detection circuit are required, so that a simple type of current sensor cannot be used, and a separate sensor having high voltage insulation characteristics must be added, thereby increasing the size of the entire system and increasing the price of the entire system. There is a problem.
  • the technical problem to be solved by the disclosed technology is to provide a light emitting diode driving circuit that controls a current flowing in a light emitting diode at all times regardless of the on / off state of the switching element, not only when the input voltage is low voltage but also in a high voltage environment.
  • Another object of the present invention is to provide a light emitting diode driving circuit capable of precisely controlling the average value of the current or voltage flowing through the light emitting diode without a separate insulated current or voltage sensor and reducing the pulsation of the current flowing through the light emitting diode.
  • a first aspect of the disclosed technology to achieve the above technical problem is a switching element for supplying or blocking input power to a light emitting diode, a first connected to the light emitting diode, and generating a feedback voltage corresponding to the current flowing through the light emitting diode
  • a sensing element a controller having a reference voltage equal to a reference voltage of the first sensing element, the controller controlling on / off of the switching element based on the feedback voltage, and connected to the light emitting diodes, and when the switching element is off, the on-state is induced.
  • the present invention provides a light emitting diode driving circuit comprising a first inductor and a diode for providing a current to the light emitting diode.
  • the disclosed technique can have the following effects. However, since a specific embodiment does not mean to include all of the following effects or only the following effects, it should not be understood that the scope of the disclosed technology is limited by this.
  • the LED driving circuit according to an embodiment can always directly control the current flowing through the LED regardless of the on / off operation of the switching device.
  • the LED driving circuit according to an embodiment does not require the use of a separate sensing element in the constant current detection even in a high voltage environment, thereby reducing product size and number of elements.
  • the LED driving circuit may directly detect and control a voltage required for driving the LED regardless of the on / off operation of the switching device.
  • the LED driving circuit according to the embodiment can reduce the size of the entire product and the number of devices by omitting the additional high-insulation type LED current detection circuit or the voltage detection circuit required for driving the LED when driving the LED in a high voltage environment. have.
  • 1 and 2 is a circuit diagram showing a light emitting diode driving circuit according to the prior art.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a light emitting diode driving circuit according to an embodiment of the disclosed technology.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a step-down type LED driving circuit according to an embodiment of the disclosed technology.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating the step-down LED driving circuit of FIG. 4.
  • FIG. 6 is another circuit diagram illustrating the step-down LED driving circuit of FIG. 4.
  • 7 and 8 are circuit diagrams in which the circuit configuration of the circuit diagram shown in FIG. 5 is changed.
  • FIG. 9 is a diagram for describing a current waveform of an inductor when hysteresis control is applied to the step-down type LED driving circuit shown in FIG. 5.
  • FIG. 10 is another circuit diagram illustrating the step-down LED driving circuit of FIG. 4.
  • 11 to 14 are circuit diagrams in which the circuit configuration of the circuit diagram shown in FIG. 10 is changed.
  • 15 is a circuit diagram illustrating a voltage rising type LED driving circuit according to an exemplary embodiment of the disclosed technology.
  • 16 to 25 are circuit diagrams in which the circuit configuration of the circuit diagram shown in FIG. 15 is changed.
  • each step may occur differently from the stated order unless the context clearly dictates the specific order. That is, each step may occur in the same order as specified, may be performed substantially simultaneously, or may be performed in the reverse order.
  • the LED driving circuit includes a floating power supply 120, a controller 140, a switching element 150, a sensing element 160, and a light emitting unit 200.
  • the floating power supply 120 and the controller 140 may configure a step-down controller 100.
  • the floating power supply 120 operates by receiving power from an input power Vin, and supplies a driving voltage to the controller 140.
  • the controller 140 operates by receiving a driving voltage from the floating power supply 120.
  • the controller 140 receives the feedback voltage from the sensing element 160 and controls the switching element 150 on and off based on the feedback voltage.
  • the switching element 150 switches the connection of the input power Vin and the light emitting unit 200 under the control of the controller 140.
  • the switching element 150 provides the input power Vin to the light emitting unit 200 or does not provide the input power Vin to the light emitting unit 200 under the control of the controller 140.
  • the sensing element 160 generates a feedback voltage by sensing a current flowing through the light emitting diode included in the light emitting unit 200 regardless of the on / off state of the switching element 150, and feeds the feedback voltage back to the controller 140.
  • the sensing element 160 may be implemented with a sensing resistor.
  • the controller 140 turns off the switching element 150 when the feedback voltage exceeds the reference voltage. While the switching element 150 is off, the current flowing through the light emitting diode decreases, so that the magnitude of the feedback voltage fed back to the controller 140 by the sensing element 160 also decreases.
  • the controller 140 turns on the switching element 150 when the feedback voltage becomes less than the reference voltage. Through this, the controller 140 may control the current flowing in the light emitting diode to be constant.
  • the light emitting unit 200 may include a light emitting diode, a diode, an inductor (or a transformer), and may include a filter capacitor.
  • a diode and an inductor (or transformer) are connected to the light emitting diode to maintain the current flowing through the light emitting diode even when the switching element 150 is turned off.
  • ripple of a current flowing through the light emitting diode can be reduced.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a step-down type LED driving circuit according to an embodiment of the disclosed technology.
  • the step-down type LED driving circuit includes a floating power supply 120, a controller 140, a switching element 150 connected to the controller 140, and a sensing resistor Rs connected to the switching element 150. ) And a light emitting diode (LED) connected to the sensing resistor Rs.
  • the floating power supply 120 and the controller 140 may configure a step-down controller 100.
  • the floating power supply 120 is connected to the input power source Vin and the common terminal Vcom and receives power from the input power source Vin.
  • the floating power supply 120 supplies a constant driving voltage to the controller 140 based on the voltage of the common terminal Vcom regardless of the voltage variation of the common terminal Vcom.
  • the controller 140 is connected to the floating power supply 120 and the common terminal Vcom and operates by receiving power from the floating power supply 120.
  • the controller 140 receives the feedback voltage V FB from the sensing resistor Rs and performs on / off control of the switching element 150 based on the feedback voltage V FB to flow the current flowing through the light emitting diode LED. Control to maintain a constant current.
  • the switching element 150 switches on / off the connection of the input power Vin and the light emitting diode LED under the control of the controller 140.
  • the switching element 150 may include at least one of a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET), an insulated gate bipolar transistor (IGBT), a junction transistor (BJT), and a junction field effect transistor (JFET). have.
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • BJT junction transistor
  • JFET junction field effect transistor
  • the sensing resistor Rs is connected to the switching element 150 and the light emitting diode LED to generate a feedback voltage V FB by sensing a current flowing in the light emitting diode LED, and controls the feedback voltage V FB . Feedback to 140.
  • the sensing resistor Rs generates a feedback voltage V FB that is proportional to the current flowing in the light emitting diode LED.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating the step-down LED driving circuit of FIG. 4.
  • the step-down type LED driving circuit includes a floating power supply 120, a controller 140, a switching element 150 connected to the controller 140, and a sensing resistor Rs connected to the switching element 150. ), A light emitting diode (LED) connected to the sensing resistor (Rs), an inductor (L) and a filter capacitor (C F ) connected to the light emitting diode (LED).
  • the floating power supply 120 and the controller 140 may configure a step-down controller 100.
  • the step-down controller 100 controls the duty of the switching element 150 to maintain a substantially constant current flowing in the light emitting diode (LED).
  • Step-down controller 100 includes a floating power supply 120 and a controller 140.
  • the floating power supply 120 is connected to an input power source Vin and a common terminal Vcom to receive power from the input power source Vin. Since the floating power supply 120 is connected to the common terminal Vcom without being grounded, a constant driving voltage may be supplied to the controller 140 based on the voltage of the common terminal Vcom regardless of the voltage variation of the common terminal Vcom. Can be.
  • the floating power supply 120 may use any one of a transformer method, a charge pump method, and a bootstrap method. In the present exemplary embodiment, the bootstrap method in which the bootstrap capacitor C H is added to the output terminal of the floating power supply 120 is illustrated, but is not limited thereto.
  • the controller 140 is connected to the floating power supply 120 and the common terminal Vcom, and receives power from the floating power supply 120.
  • the controller 140 receives the feedback voltage V FB from the sensing resistor Rs and performs on / off control of the switching element 150 based on the feedback voltage V FB to provide a constant current to the light emitting diode LED. To flow.
  • the controller 140 is the feedback voltage (V FB) and compares the reference voltage (V REF), a feedback voltage (V FB) is lower than the reference voltage (V REF) turns on the switching element 150 is turned on In order to increase the current flowing through the light emitting diode (LED) and the inductor (L), and when the feedback voltage (V FB ) is higher than the reference voltage (V REF ), the switching element 150 is turned off so that the light emitting diode (LED) and the inductor ( Reduce the current flowing in L).
  • the controller 140 may control the feedback voltage V FB generated by the current flowing in the light emitting diode LED to converge to the reference voltage V REF .
  • the controller 140 may be implemented as a pulse width modulation (PWM) control using an integrator, a pulse frequency modulation (PFM) control, or a hysteresis control having a comparison function without an integrator. .
  • the controller 140 may generate a small signal duty signal based on a comparison result of the feedback voltage V FB and the reference voltage V REF , and provide a high current driving capability by buffering the small signal duty signal. Through this, the controller 140 may switch the high power switching element 150 at a high frequency.
  • the switching element 150 is connected to the input power Vin and the common terminal Vcom, and switches on / off the connection of the input power Vin and the light emitting diode LED under the control of the controller 140.
  • the switching element 150 connects the input power Vin and the LED, or blocks the connection of the input power Vin and the LED under the control of the controller 140.
  • the sensing resistor Rs is connected to the common terminal Vcom and the light emitting diode LED, and generates a feedback voltage V FB according to the current flowing through the sensing resistor Rs and feeds it back to the controller 140.
  • the feedback voltage V FB fed back from the sensing resistor Rs to the controller 140 follows the Ohm's law of Equation 1 below.
  • Is the feedback voltage Is the resistance value of the sensing resistance (Rs), Corresponds to a current value flowing in the light emitting diode (LED).
  • the light emitting diode receives current and emits light.
  • the light emitting diode (LED) receives a substantially constant current, and thus emits light of a constant intensity.
  • the inductor L is connected to the light emitting diode LED and the input power supply Vin, and generates a counter electromotive force that maintains the current flowing in the light emitting diode LED when the current flowing through the light emitting diode LED changes. For example, when the switching element 150 is on, the inductor L allows the current flowing in the light emitting diode LED to slowly increase, and when the switching element 150 is off, the inductor L is a diode. Through (D), the current flowing to the light emitting diode (LED) can be slowly decreased.
  • the inductor L serves as a current source for supplying a constant current to the light emitting diode LED by integrating a voltage value across the inductor L which changes according to the on / off switching operation of the switching element 150.
  • the filter capacitor C F is connected in series between the switching element 150 and the inductor L, is connected in parallel to the sensing resistor Rs and the light emitting diode LED, and is connected to the current flowing through the light emitting diode LED.
  • Reduce ripple When the capacity of the filter capacitor C F is large, the current flowing in the inductor L and the current flowing in the light emitting diode LED are not the same, and the current flowing in the inductor L is the filter capacitor C having the large capacity. Because filtered by F) it shows a voltage of the integrated value, by controlling the voltage that is stored in the filter capacitor (C F) it is possible to control the current flowing through the light-emitting diode (LED).
  • the filter capacitor C F may be omitted.
  • the current flowing through the inductor L and the current flowing through the light emitting diode LED are the same. Therefore, by setting the maximum value and the minimum value of the current flowing in the light emitting diode (LED), when the current flowing in the light emitting diode (LED) reaches the maximum value, the controller 140 turns off the switching element 150 and the light emitting diode ( When the current flowing through the LED reaches a minimum value, a hysteresis control method may be applied. This hysteresis control method can be applied even when the capacity of the filter capacitor C F is small.
  • the average value may be controlled by controlling the current of the inductor L to operate within the maximum current value Imax and the minimum current value IMIN.
  • the current flowing in the inductor L is the same as the current flowing in the light emitting diode LED.
  • the diode D is connected to the common voltage Vcom and provides a path for current to flow through the sensing resistor Rs, the light emitting diodes, and the inductor L while the switching element 150 is off. .
  • the bootstrap capacitor C H is connected to the floating power supply 120 and the common terminal Vcom, so that a constant driving voltage is supplied to the controller 140 even if the voltage of the common terminal Vcom changes.
  • the bootstrap capacitor C F performs charging while the switching element 150 is turned off, and supplies the charged voltage to the controller 140 when the switching element 150 is turned on. As a result, while the switching element 150 is turned off and the common terminal Vcom is shorted with the ground, the switching element 150 is switched on so that the common terminal Vcom is connected to the input power Vin. Even when connected, the controller 150 can supply a constant driving voltage.
  • FIG. 6 is another circuit diagram illustrating the step-down LED driving circuit of FIG. 4.
  • the floating power supply 120, the controller 140, and the switching element 150 perform substantially the same functions as described in FIG. 5.
  • the controller 140 compares the feedback voltage V FB detected through the two sensing resistors R s 1 and R s2 with the reference voltage V REF , and turns on and off the switching element 150 according to the comparison result. Controlling allows the feedback voltage V FB to remain substantially the same as the reference voltage V REF . Therefore, the output voltage Vout is kept constant, and a plurality of light emitting diodes LEDs may be driven by directly driving the LEDs based on the output voltage Vout, or by adding a constant current driving stage.
  • the output voltage (Vout) can be applied to the pulse width modulation control method described above can be controlled to a constant voltage.
  • Equation 2 The relationship between the feedback voltage V FB and the output voltage Vout detected through the sensing resistors R s 1 and R s2 may be expressed by Equation 2 below.
  • V FB corresponds to a feedback voltage
  • Rs1 and Rs2 correspond to resistance values of sensing resistors
  • Vout corresponds to an output voltage
  • V VREF corresponds to a reference voltage of a controller.
  • a constant output voltage Vout can be obtained by controlling the feedback voltage V FB input to the controller under the conditions of the fixed sensing resistors R s 1 and R s2 , and a constant output voltage Vout is obtained. It was possible to drive a light emitting diode (LED).
  • LED light emitting diode
  • 7 and 8 are circuit diagrams in which the circuit configuration of the circuit diagram shown in FIG. 5 is changed.
  • a transformer (Xfmr) and a rectifier (Rectifier) are further added as compared to the light emitting diode driving circuit of FIG. 5.
  • the primary side of the transformer Xfmr is connected in series with the sensing resistor Rs, and the secondary side of the transformer Xfm r is connected with the light emitting diode LED through a rectifier.
  • the transformer (Xfmr) electrically insulates the light emitting diode (LED) from the circuit driving the light emitting diode (LED), and the rectifier (Rectifier) allows the current flowing in the light emitting diode (LED) to flow in one direction. Stabilize.
  • the transformer Xfmr may be implemented by adding a secondary side inductor to the configuration of FIG. 5.
  • the controller 140 controls the switching element 150 on and off based on the feedback voltage V FB to control the primary side current of the transformer Xfmr substantially constant. Since the secondary side current of the transformer Xfmr is determined by the primary side current and the winding ratio (constant) of the transformer Xfmr, the secondary side current is also constantly controlled, and as a result, the current of the light emitting diode (LED) is also constant. do.
  • the LED driving circuit to which the transformer Xfmr is added can obtain driving characteristics that are electrically insulated from the primary side.
  • a rectifier is implemented as a diode D1 and a capacitor C H as compared with the LED driving circuit of FIG. 7.
  • the primary side of the transformer Xfmr is connected in series with the sensing resistor Rs, and the secondary side of the transformer Xfmr is through a rectifier implemented with a diode D1 and a capacitor C H. It is connected to a light emitting diode (LED).
  • LED light emitting diode
  • FIG. 10 is another circuit diagram illustrating the step-down LED driving circuit of FIG. 4.
  • the step-down type LED driving circuit according to FIG. 10 corresponds to a circuit in which the feedback voltage V FB fed back to the controller 140 is changed to + voltage, as compared with FIG. 4.
  • the controller 140 controls the terminal having the higher voltage of the sensing resistor Rs so that the feedback voltage V FB detected by the sensing resistor Rs has a voltage higher than that of the common terminal Vcom.
  • Is connected to the feedback voltage (V FB ) input terminal, and the terminal having the lower voltage of the sensing resistor (Rs) is connected to the common voltage (Vcom).
  • 11 to 14 are circuit diagrams in which the circuit configuration of the circuit diagram shown in FIG. 10 is changed.
  • the positions of the light emitting diode LED and the inductor L are changed in comparison with the light emitting diode driving circuit of FIG. 10.
  • a transformer Xfmr is further added as compared with the LED driving circuit of FIG. 10.
  • the primary side of the transformer Xfmr is connected in series with the sensing resistor Rs, and the secondary side of the transformer Xfmr is connected with the light emitting diode LED.
  • the transformer Xfmr electrically insulates the light emitting diode (LED) from the circuit driving the light emitting diode (LED).
  • the inductor L of FIG. 10 is used as the primary side inductor, the transformer Xfmr may be implemented by adding a secondary side inductor to FIG. 5.
  • a rectifier is further added between the secondary side of the transformer Xfmr and the light emitting diode LED as compared with the light emitting diode driving circuit of FIG. 12.
  • the rectifier can supply a more stable current to the light emitting diode (LED).
  • a rectifier is implemented as a diode D1 and a capacitor C H as compared with the light emitting diode driving circuit of FIG. 13.
  • the primary side of the transformer Xfmr is connected in series with the sensing resistor Rs, and the secondary side of the transformer Xfmr emits light through a rectifier implemented with a diode D1 and a capacitor C H. It is connected with a diode (LED).
  • 15 is a circuit diagram illustrating a voltage rising type LED driving circuit according to an embodiment of the disclosed technology.
  • the step-up / type LED driving circuit includes a floating power supply 120, a controller 140, a switching element 150 connected to the controller 140, and a sensing resistor Rs connected to the switching element 150. ), the sensing resistor (Rs) and a light emitting diode (LED), a sensing resistance (Rs) and light emitting diodes (LED) and an inductor (L) and a filter capacitor (C F are connected in parallel), a filter capacitor (C F connected ) And a diode D connected to the inductor L, an input power source Vin, and a start resistor Rstart connected to the floating power supply 120.
  • the floating power supply 120 and the controller 140 constitute a step-down controller 100.
  • the step-down controller 100 controls the duty of the switching element 150 to maintain a substantially constant current flowing in the light emitting diode (LED).
  • the step-down controller 100 includes a floating power supply 120 and a controller 140.
  • the floating power supply 120 is connected through an input power source Vin and a start resistor Rstart, is connected to a filter capacitor C F , and is supplied with power from the filter capacitor C F. Since the switching element 150 is turned off when the initial LED driving circuit is driven, the input power Vin increases the voltage of the filter capacitor C F through the start resistor Rstart having a large resistance value. .
  • the filter capacitor C F supplies a driving voltage to the floating power supply 120. Since the input power Vin, which is most commercial AC power, is much higher than the voltage used to drive the LED, the voltage charged in the filter capacitor C F is used as the driving voltage of the floating power supply 120. Is efficient.
  • the controller 140 receives power from the floating power supply 120 and receives a feedback voltage V FB from the sensing resistor Rs.
  • the controller 140 controls the switching element 150 on and off based on the feedback voltage V FB to allow a substantially constant current to flow through the LED.
  • the controller 140 is the feedback voltage (V FB) and compares the reference voltage (V REF), a feedback voltage (V FB) is lower than the reference voltage (V REF) turns on the switching element 150 is turned on To increase the current flowing through the light emitting diode (LED) and the inductor (L), and when the feedback voltage (V FB ) is higher than the reference voltage (V REF ), the switching element 150 is turned off so that the light emitting diode (LED) and The current flowing in the inductor L is reduced.
  • the controller 140 may control the feedback voltage V FB generated by the current flowing in the light emitting diode LED to converge to the reference voltage V REF .
  • the controller 140 may be implemented by pulse width modulation (PWM) control using an integrator, pulse frequency modulation (PFM) control, or hysteresis control having a comparator function without an integrator. have.
  • the controller 140 may generate a small signal duty signal based on a comparison result of the feedback voltage V REF and the reference voltage V REF , and provide a high current driving capability by buffering the small signal duty signal. Through this, the controller 140 may switch the high power switching element 150 at a high frequency.
  • the switching element 150 is connected to the input power source Vin and the inductor L, and the connection of the input power source Vin and the inductor L is switched on and off under the control of the controller 140.
  • the switching element 150 includes at least one of a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET), an insulated gate bipolar transistor (IGBT), a junction transistor (BJT), and a junction field effect transistor (JFET). can do.
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • BJT junction transistor
  • JFET junction field effect transistor
  • the sensing resistor Rs generates a feedback voltage V FB according to a current flowing through the sensing resistor Rs and feeds it back to the controller 140.
  • the feedback voltage V FB fed back from the sensing resistor Rs to the controller 140 follows the Ohm's law of Equation 1 described above.
  • the inductor L is connected in parallel with the sensing resistor Rs and the light emitting diode LED through the diode D and in parallel with the filter capacitor C F.
  • the switching element 150 when the switching element 150 is turned on by the controller 140, the current flowing through the inductor L increases, and the voltage across the filter capacitor C F increases. Therefore, the current flowing in the light emitting diode LED increases, and the feedback voltage V FB increases.
  • the feedback voltage V FB increases than the reference voltage V REF , the switching element 150 is turned off by the controller 140, the current flowing through the inductor L, the current flowing through the light emitting diode LED, And feedback voltage V FB decreases.
  • the switching element 150 When the feedback voltage V FB decreases from the reference voltage V REF , the switching element 150 is turned on by the control unit 140. Through this, a substantially constant current can be supplied to the light emitting diode (LED), and the light emitting diode (LED) can emit light of a constant intensity.
  • 16 to 22 are circuit diagrams in which the circuit configuration of the circuit diagram shown in FIG. 15 is changed.
  • the resistor Rs is replaced with a constant current driving stage, and a plurality of light emitting diodes LEDs are included.
  • the output voltage Vout is kept constant, and the current flowing through the light emitting diode LED is also kept constant.
  • a converter is added as compared to the light emitting diode driving circuit of FIG. 16.
  • the converter may include a DC-DC converter or a charge pump.
  • the converter supplies the required constant output voltage Vout to the resistor Rs and the light emitting diode (LED), thereby making the current flowing through the light emitting diode (LED) constant.
  • the feedback voltage V FB fed back to the controller 140 is changed to ⁇ voltage as compared with FIG. 15.
  • the feedback voltage V FB detected by the sensing resistor Rs may have a voltage lower than that of the common node of the floating power supply 120, the controller 140, and the sensing resistor Rs.
  • the terminal with the higher voltage of the sensing resistor Rs was connected to the common node, and the terminal with the lower voltage of the sensing resistor Rs was connected to the controller 140.
  • the positions of the sensing resistor Rs and the light emitting diodes LED are changed from each other in comparison with FIG. 15.
  • one end of the light emitting diode LED connected to the sensing resistor Rs is connected to the feedback voltage V FB input terminal of the controller 140, and the other end of the light emitting diode LED is connected to the controller 140.
  • the filter capacitor C F is connected in parallel with the inductor L through the diode D, and the filter capacitor C F and the inductor ( The circuit including L) is connected in series with the sensing resistor Rs and connected in series with the light emitting diode.
  • a diode D B is added between the filter capacitor C F and the floating power supply 120 as compared with the circuit of FIG. 15.
  • the diode D connecting the filter capacitor C F and the floating power supply 12 0 initially inputs the current passing through the start resistor Rstart from the input power supply Vin to the filter capacitor C F. This prevents the light source from changing the startup time or makes the LED driving circuit operate stably.
  • the configuration circuit of the floating power splice according to FIG. 22 can be applied to all the circuits of FIG. 15.
  • the LED driving circuit according to FIG. 23 has a second feedback voltage V fed back to the controller 140 by the second sensing resistor Rs2 and the second sensing resistor Rs2 as compared with the circuit of FIG. 15. CL ) is added.
  • the second feedback voltage V CL detects the current flowing through the inductor and feeds it back to the controller.
  • the second sensing resistor whose connection terminal between the first sensing resistor Rs1 and the filter capacitor C F is not the common voltage of the controller 140 is compared with the circuit of FIG. 23. It is connected between Rs2 and the switch.
  • the second feedback voltage V CL functions to detect a current flowing in the inductor L and feed it back to the controller 140.
  • the LED driving circuit according to FIG. 25 feeds back the feedback voltage applied to the second sensing resistor Rs2 to the controller 140 without using the first sensing resistor Rs1 as compared to the circuit of FIG. 24.
  • the sensing resistor Rs detects the current of the inductor L and feeds back the feedback voltage V FB to the controller 140, and the controller 140 flows to the light emitting diode LED through the current control of the inductor L. To control the current.

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  • Led Devices (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

본 발명은 발광 다이오드 구동 회로에 관한 것으로, 발광 다이오드 구동 회로는 발광 다이오드에 입력 전원을 공급 또는 차단하는 스위칭 소자, 발광 다이오드와 접속되고, 발광 다이오드에 흐르는 전류에 상응하는 궤환 전압을 생성하는 제 1 센싱 소자, 제 1 센싱 소자의 기준 전압과 동일한 기준 전압을 가지며, 궤환 전압에 기초하여 스위칭 소자를 온 오프 제어하는 제어기, 및 발광 다이오드와 접속되고, 스위칭 소자가 오프되면 온시 유기된 전류를 발광 다이오드로 제공하는 제 1 인덕터 및 다이오드를 포함한다.

Description

상시 발광 다이오드 전류의 제어가 가능한 발광 다이오드 구동 회로
본 발명은 발광 다이오드 구동 회로에 관한 것이다.
기존의 발광 다이오드는 핸드폰, PDA, 노트북 등에 사용되는 액정 표시 장치의 백라이트 기능에 주로 사용되었다. 그러나 발광 다이오드 제조 기술의 발달로 효율이 증가되고 휘도가 크게 개선되어, 발광 다이오드는 TV와 같은 대형 액정 표시 장치의 광원으로 사용될 뿐만 아니라 일반 조명, 보안등 및 가로등에도 널리 적용되고 있다. 발광 다이오드의 긴 수명, 친환경성, 그리고 지속적인 광효율 개선 노력으로 현재 조명에 가장 많이 사용하고 있는 형광램프를 10년 이내에는 상당부분 대체할 것으로 예상되고 있다.
일반적으로 발광 다이오드는 정전류원 구동방식을 사용하는데 일반 조명으로 발광 다이오드를 사용할 경우에는 상용 전원인 AC 220V를 AC-DC 변환하여야 한다. 그러나 트랜스포머를 사용하지 않은 가장 간단한 형태의 다이오드 정류기를 사용하였을 때 AC-DC 변환후의 DC 전압은 약 310V가 되어 발광 다이오드를 직접 구동하기에는 매우 큰 전압이 된다. 그 결과 1차로 정류한 전압을 강압형 DC-DC 컨버터를 사용하여 발광 다이오드 구동에 적합한 전압으로 강화시켜 사용하게 된다.
종래의 대표적인 강압형 DC-DC 컨버터 방식의 발광 다이오드 전류 제어 회로가 도 1에 나타나 있다. 도 1을 참조하면, 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 검출하기 위하여 스위칭 소자(SW)의 소스(source, emitter)에 저항(Rs)을 사용하여 발광 다이오드에 흐르는 전류를 검출하고 있다. 하지만 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 스위칭 소자(SW)가 턴온 되었을 때는 저항(Rs)에 걸리는 전압을 통해 검출할 수 있지만, 스위칭 소자(SW)가 턴오프되면 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 검출할 수 없다. 따라서 스위칭 소자(SW)가 턴온된 경우에만 전류를 검출하여 제어함으로써 출력 전류의 최대값만을 제어하게 된다. 이 경우 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류의 평균치는 입력전압의 크기와 발광 다이오드(LED)에 걸리는 전압의 크기에 따라 변동되어 실제 발광 다이오드(LED)의 평균치 전류를 제어하지 못하게 되는 문제점이 있다.
이와 같은 문제점을 개선하기 위해서 도 2에 나타난 것과 같은 절연형 전류 센서를 포함하는 별도의 전류검출회로를 이용하여 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 검출하는 방법을 사용할 수 있다. 하지만 고전압 환경에서는 전류검출회로의 고전압 절연 특성이 요구되어 간단한 형태의 전류센서를 사용할 수 없고 고전압 절연특성을 갖는 별도의 센서를 추가해야 하므로 전체 시스템의 크기가 증가하고 전체 시스템의 가격에 상승하게 되는 문제점이 있다.
개시된 기술이 이루고자 하는 기술적 과제는 입력전압이 저전압일 경우뿐만 아니라 고전압 환경에서도 스위칭 소자의 온 오프 상태에 상관없이 항상 발광 다이오드에 흐르는 전류를 제어하는 발광 다이오드 구동 회로를 제공하는 데 있다.
또한 개시된 기술이 이루고자 기술적 과제는 별도의 절연형 전류 또는 전압 센서 없이 발광 다이오드에 흐르는 전류 또는 전압의 평균값을 제어하고, 발광 다이오드에 흐르는 전류의 맥동을 감소시키는 정밀 제어가 가능한 발광 다이오드 구동 회로를 제공하는 데 있다.
상기의 기술적 과제를 이루기 위해 개시된 기술의 제 1 측면은 발광 다이오드에 입력 전원을 공급 또는 차단하는 스위칭 소자, 상기 발광 다이오드와 접속되고, 상기 발광 다이오드에 흐르는 전류에 상응하는 궤환 전압을 생성하는 제 1 센싱 소자, 상기 제 1 센싱 소자의 기준 전압과 동일한 기준 전압을 가지며, 상기 궤환 전압에 기초하여 상기 스위칭 소자를 온 오프 제어하는 제어기, 및 상기 발광 다이오드와 접속되고, 상기 스위칭 소자가 오프되면 온시 유기된 전류를 상기 발광 다이오드로 제공하는 제 1 인덕터 및 다이오드를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로를 제공하는 데 있다.
개시된 기술은 다음의 효과를 가질 수 있다. 다만, 특정 실시예가 다음의 효과를 전부 포함하여야 한다거나 다음의 효과만을 포함하여야 한다는 의미는 아니므로, 개시된 기술의 권리범위는 이에 의하여 제한되는 것으로 이해되어서는 아니 될 것이다.
일 실시예에 따른 발광 다이오드 구동 회로는 스위칭 소자의 온 오프 동작과 상관없이 발광 다이오드에 흐르는 전류를 항상 직접적으로 제어할 수 있다.
또한, 일 실시예에 따른 발광 다이오드 구동 회로는 고전압 환경에서도 상시 전류 검출하는데 있어서 별도의 센싱 소자의 사용이 필요하지 않아 제품 크기와 소자 수를 줄일 수 있다.
또한, 일 실시예에 따른 발광 다이오드 구동 회로는 발광 다이오드 구동에 필요한 전압을 스위칭 소자의 온 오프 동작과 상관없이 직접적으로 검출하여 제어할 수 있다.
또한, 일 실시예에 따른 발광 다이오드 구동 회로는 고전압 환경에서 발광 다이오드 구동시 추가적인 고절연형 발광 다이오드 전류 검출 회로 또는 발광 다이오드 구동에 필요한 전압 검출 회로를 생략하여 전체 제품의 크기와 소자 수를 줄일 수 있다.
도 1 및 도 2는 종래 기술에 따른 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 회로도이다.
도 3은 개시된 기술의 일 실시예에 따른 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 블록도이다.
도 4는 개시된 기술의 일 실시예에 따른 강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 블록도이다.
도 5는 도 4의 강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 회로도이다.
도 6은 도 4의 강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 다른 회로도이다.
도 7 및 도 8은 도 5에 나타난 회로도의 회로 구성을 변경한 회로도이다.
도 9는 도 5에 나타난 강압형 발광 다이오드 구동 회로에 히스테리시스 제어를 적용한 경우의 인덕터의 전류 파형을 설명하기 위한 도면이다.
도 10는 도 4의 강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 또 다른 회로도이다.
도 11 내지 도 14는 도 10에 나타난 회로도의 회로 구성을 변경한 회로도이다.
도 15는 개시된 기술의 일 실시예에 따른 승강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 회로도이다.
도 16 내지 도 25는 도 15에 나타난 회로도의 회로 구성을 변경한 회로도이다.
개시된 기술에 관한 설명은 구조적 내지 기능적 설명을 위한 실시예에 불과하므로, 개시된 기술의 권리범위는 본문에 설명된 실시예에 의하여 제한되는 것으로 해석되어서는 아니 된다. 즉, 실시예는 다양한 변경이 가능하고 여러 가지 형태를 가질 수 있으므로 개시된 기술의 권리범위는 기술적 사상을 실현할 수 있는 균등물들을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
한편, 본 출원에서 서술되는 용어의 의미는 다음과 같이 이해되어야 할 것이다.
단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한 복수의 표현을 포함하는 것으로 이해되어야 하고, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 설시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
각 단계들은 문맥상 명백하게 특정 순서를 기재하지 않은 이상 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 단계들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며 반대의 순서대로 수행될 수도 있다.
여기서 사용되는 모든 용어들은 다르게 정의되지 않는 한, 개시된 기술이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미를 지니는 것으로 해석될 수 없다.
도 3은 개시된 기술의 일 실시예에 따른 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 블록도이다. 도 3을 참조하면, 발광 다이오드 구동 회로는 플로팅 파워서플라이(120), 제어기(140), 스위칭 소자(150), 센싱 소자(160), 발광부(200)를 포함한다. 여기에서, 플로팅 파워서플라이(120)와 제어기(140)는 스텝다운 제어기(step-down controller)(100)를 구성할 수 있다.
플로팅 파워서플라이(120)는 입력전원(Vin)으로부터 전원을 공급받아 동작하며, 제어기(140)로 구동 전압을 공급한다. 제어기(140)는 플로팅 파워서플라이(120)로부터 구동 전압을 공급받아 동작한다. 제어기(140)는 센싱 소자(160)로부터 궤환 전압을 수신하고, 궤환 전압에 기초하여 스위칭 소자(150)를 온 오프 제어한다. 스위칭 소자(150)는 제어기(140)의 제어에 따라 입력전원(Vin)과 발광부(200)의 접속을 스위칭한다. 스위칭 소자(150)는 제어기(140)의 제어에 따라, 입력전원(Vin)을 발광부(200)에 제공하거나, 입력전원(Vin)을 발광부(200)에 제공하지 않는다.
센싱 소자(160)는 스위칭 소자(150)의 온 오프 상태에 상관없이 발광부(200)에 포함된 발광 다이오드에 흐르는 전류를 센싱하여 궤환 전압을 생성하고, 궤환 전압을 제어기(140)로 피드백한다. 예를 들어, 센싱 소자(160)는 센싱 저항으로 구현될 수 있다.
먼저, 스위칭 소자(150)가 온(on)인 동안에, 발광 다이오드에 흐르는 전류는 증가하므로, 센싱 소자(160)가 제어기(140)로 피드백시키는 궤환 전압의 크기도 증가한다. 제어기(140)는 궤환 전압이 기준 전압을 초과하면, 스위칭 소자(150)를 오프(off)시킨다. 스위칭 소자(150)가 오프(off)되는 동안, 발광 다이오드에 흐르는 전류는 감소하므로, 센싱 소자(160)가 제어기(140)로 피드백시키는 궤환 전압의 크기도 감소한다. 제어기(140)는 궤환 전압이 기준 전압 미만이 되면, 스위칭 소자(150)를 온(on)시킨다. 이를 통해, 제어기(140)는 발광 다이오드에 흐르는 전류가 일정하도록 제어할 수 있다.
발광부(200)는 발광 다이오드, 다이오드, 인덕터(혹은 트랜스포머)로 구성되며 필터 커패시터를 포함할 수 있다. 발광 다이오드에 다이오드와 인덕터(혹은 트랜스포머)를 접속시켜서, 스위칭 소자(150)가 오프되는 동안에도 발광 다이오드에 흐르는 전류를 유지시킨다. 그리고 발광 다이오드에 필터 커패시터를 접속시켜서, 발광 다이오드에 흐르는 전류의 리플(ripple)을 감소시킬 수 있다.
도 4는 개시된 기술의 일 실시예에 따른 강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 블록도이다.
도 4를 참조하면, 강압형 발광 다이오드 구동 회로는 플로팅 파워서플라이(120), 제어기(140), 제어기(140)와 접속된 스위칭 소자(150), 스위칭 소자(150)와 접속된 센싱 저항(Rs) 및 센싱 저항(Rs)과 접속된 발광 다이오드(LED)를 포함한다. 여기에서, 플로팅 파워서플라이(120)와 제어기(140)는 스텝다운 제어기(step-down controller)(100)를 구성할 수 있다.
플로팅 파워서플라이(120)는 입력전원(Vin)과 공통단자(Vcom)에 접속되어, 입력전원(Vin)으로부터 전원을 공급받는다. 플로팅 파워서플라이(120)는 공통 단자(Vcom)의 전압 변동과 무관하게 공통 단자(Vcom)의 전압을 기준으로 일정한 구동 전압을 제어기(140)로 공급한다.
제어기(140)는 플로팅 파워서플라이(120)와 공통단자(Vcom)에 접속되며, 플로팅 파워서플라이(120)로부터 전원을 공급받아 동작한다. 제어기(140)는 센싱 저항(Rs)로부터 궤환 전압(VFB)을 수신하고, 궤환 전압(VFB)을 기초로 스위칭 소자(150)의 온 오프 제어를 수행하여 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류가 일정한 전류를 유지할 수 있도록 제어한다.
스위칭 소자(150)는 제어기(140)의 제어에 따라 입력전원(Vin)과 발광 다이오드(LED)의 접속을 온 오프 스위칭한다. 예를 들어, 스위칭 소자(150)는 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET), 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT), 접합형 트랜지스터(BJT) 및 접합형 전계효과 트랜지스터(JFET) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
센싱 저항(Rs)은 스위칭 소자(150) 및 발광 다이오드(LED)와 접속되며, 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 센싱하여 궤환 전압(VFB)을 생성하고, 궤환 전압(VFB)을 제어기(140)로 피드백한다. 센싱 저항(Rs)은 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류에 비례하는 궤환 전압(VFB)을 생성한다.
도 5는 도 4의 강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 회로도이다. 도 5를 참조하면, 강압형 발광 다이오드 구동 회로는 플로팅 파워서플라이(120), 제어기(140), 제어기(140)와 접속된 스위칭 소자(150), 스위칭 소자(150)와 접속된 센싱 저항(Rs), 센싱 저항(Rs)과 접속된 발광 다이오드(LED), 발광 다이오드(LED)에 접속된 인덕터(L)와 필터 커패시터(CF)를 포함한다. 여기에서, 플로팅 파워서플라이(120)와 제어기(140)는 스텝다운 제어기(step-down controller)(100)를 구성할 수 있다.
스텝다운 제어기(100)는 스위칭 소자(150)의 듀티를 제어하여 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 실질적으로 일정하게 유지시키는 기능을 수행한다. 스텝다운 제어기(100)는 플로팅 파워서플라이(120) 및 제어기(140)를 포함한다.
플로팅 파워서플라이(120)는 입력전원(Vin)과 공통 단자(Vcom)에 접속되어, 입력전원(Vin)로부터 전원을 공급받는다. 플로팅 파워서플라이(120)는 접지되지 않고 공통 단자(Vcom)와 접속되므로, 공통 단자(Vcom)의 전압 변동과 무관하게 공통 단자(Vcom)의 전압을 기준으로 일정한 구동 전압을 제어기(140)로 공급할 수 있다. 예를 들어, 플로팅 파워서플라이(120)는 트랜스포머 방식, 전하 펌프 방식 및 부트스트랩 방식 중 어느 하나를 사용할 수 있다. 본 실시예에서는, 부트스트랩 커패시터(CH)를 플로팅 파워서플라이(120)의 출력단에 부가한 부트스트랩 방식을 사용하는 경우를 예시하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
제어기(140)는 플로팅 파워서플라이(120)와 공통 단자(Vcom)에 접속되며, 플로팅 파워서플라이(120)로부터 전원을 공급받는다. 제어기(140)는 센싱 저항(Rs)으로부터 궤환 전압(VFB)을 수신하고, 궤환 전압(VFB)을 기초로 스위칭 소자(150)의 온 오프 제어를 수행하여 발광 다이오드(LED)에 일정한 전류가 흐를 수 있도록 한다. 예를 들어, 제어기(140)는 궤환 전압(VFB)과 기준 전압(VREF)을 비교하여, 궤환 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 낮으면 스위칭 소자(150)를 턴 온 시켜서 발광 다이오드(LED) 및 인덕터(L)에 흐르는 전류를 증가시키고, 궤환 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 높으면 스위칭 소자(150)를 턴 오프시켜서 발광 다이오드(LED) 및 인덕터(L)에 흐르는 전류를 감소시킨다. 이를 통해, 제어기(140)는 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류에 의해 발생되는 궤환 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)에 수렴하도록 제어할 수 있다. 제어기(140)는 적분기를 사용하는 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation, PWM) 제어, 펄스 주파수 변조(Pulse Frequency Modulation, PFM) 제어, 또는 적분기 없이 비교기능을 가지는 히스테리시스(Hysteresis) 제어로 구현될 수 있다.
제어기(140)는 궤환 전압(VFB)과 기준 전압(VREF)의 비교 결과에 따른 소신호 듀티신호를 생성하고, 소신호 듀티신호를 버퍼링하여 고전류 구동능력을 제공할 수 있다. 이를 통해, 제어기(140)는 고출력의 스위칭 소자(150)를 높은 주파수에서 스위칭할 수 있다.
스위칭 소자(150)는 입력전원(Vin)과 공통단자(Vcom)에 접속되며, 제어기(140)의 제어에 따라 입력전원(Vin)과 발광 다이오드(LED)의 접속을 온 오프 스위칭한다. 스위칭 소자(150)는 제어기(140)의 제어에 따라, 입력전원(Vin)과 발광 다이오드(LED)를 접속시키거나, 입력전원(Vin)과 발광 다이오드(LED)의 접속을 차단한다.
센싱 저항(Rs)은 공통단자(Vcom)와 발광 다이오드(LED)에 접속되며, 센싱 저항(Rs)에 흐르는 전류에 따라 궤환 전압(VFB)을 생성하여 제어기(140)로 피드백한다. 여기에서, 센싱 저항(Rs)으로부터 제어기(140)로 피드백되는 궤환 전압(VFB)은 다음의 수학식 1의 옴의 법칙에 따른다.
수학식 1
Figure PCTKR2010005426-appb-M000001
여기에서,
Figure PCTKR2010005426-appb-I000001
는 궤환 전압,
Figure PCTKR2010005426-appb-I000002
는 센싱 저항(Rs)의 저항값,
Figure PCTKR2010005426-appb-I000003
는 발광 다이오도(LED)에 흐르는 전류값에 해당한다.
발광 다이오드(LED)는 전류를 수신하여 빛을 발산 한다. 여기에서, 발광 다이오드(LED)는 실질적으로 일정한 전류를 수신하므로, 일정한 강도의 빛을 발산한다 .
인덕터(L)는 발광 다이오드(LED)와 입력전원(Vin)에 접속되며, 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류의 변화하는 경우 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 유지시키는 역기전력을 발생시킨다. 예를 들어, 스위칭 소자(150)가 온되면, 인덕터(L)는 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류가 천천히 증가할 수 있도록 하고, 스위 칭 소자(150)가 오프되면, 인덕터(L)는 다이오드(D)를 통해서 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류가 천천히 감소할 수 있도록 한다. 인덕터(L)는 스위칭 소자(150)의 온 오프 스위칭 동작에 따라 변하는 인덕터(L) 양 단의 전압값을 적분하여 일정한 전류를 발광 다이오드(LED)에 공급하는 전류원 역할을 수행한다.
필터 커패시터(CF)는 스위칭 소자(150)와 인덕터(L) 사이에 직렬로 접속되고, 센싱 저항(Rs)과 발광 다이오드(LED)에 병렬로 접속되며, 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류의 리플(ripple)을 감소시킨다. 필터 커패시터(CF)의 용량이 큰 경우, 인덕터(L)에 흐르는 전류와 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전 류는 동일하지 않으며, 인덕터(L)에 흐르는 전류는 큰 용량을 가진 필터 커패시터(CF)에 의해 필터링되어 적분된 값의 전압으로 나타나므로, 필터 커패시터(CF)에 저장되는 전압을 제어하여 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 제어할 수 있다.
여기에서, 필터 커패시터(CF )는 생략될 수도 있다. 필터 커패시터(CF)가 생략되는 경우, 인덕터(L)에 흐르는 전류와 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류는 서로 동일하다. 따라서 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류의 최대값과 최소 값을 설정하여, 제어기(140)는 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류가 최대값에 도달하면 스위칭 소자(150)를 턴오프시키고 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류가 최소값에 도달하면 턴온시키는 히스테리시스(Hysteresis ) 제어 방법을 적용할 수 있다. 필터 커패시터(CF)의 용량이 작은 경우에도 이러한 히스테리시 스 제어 방법을 적용할 수 있다. 도 9는 도 5에 나타난 강압형 발광 다이오드 구동 회로에 히스테리시스 제 어를 적용한 경우의 인덕터의 전류 파형을 설명하기 위한 도면이다. 도 9를 참조하면, 인덕터(L)의 전류를 최대 전류값(Imax)와 최소 전류값(IMIN) 내에서 동작하도록 제어함으로써 평균치 제어가 가능하다. 여기에서 , 인덕터(L)에 흐르는 전류는 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류와 동일하다.
다이오드(D)는 공통전압( Vcom)과 접속되며, 스위칭 소자(150)가 오프되는 동안 센싱 저항(Rs), 발광 다이오드(LED) 및 인덕터(L)로 전류가 흐를 수 있도록 하는 경로를 제공한다.
부트스트랩 커패시터(CH)는 플로팅 파워 공 급기(120)와 공통단자(Vcom)에 접속되며, 공통단자(Vcom)의 전압이 변하더라도 제어기(140)로 일정한 구동 전압이 공급되도록 한다. 부트스트랩 커패시터(CF)는 스위칭 소자(150)가 오프되는 동안 충전 을 수행하고, 스위칭 소자(150)가 온되면 제어기(140)로 충전된 전압을 공급한다. 이를 통해, 스위칭 소자( 150)가 오프되어 공통단자(Vcom)가 그라운드(ground)와 쇼트되어 있는 상태에서, 스위칭 소자(150)가 온으로 스위칭되어 공통단자(Vcom)가 입력전원(Vin)과 접속되는 경우에도, 제어기(150)로 일정한 구동 전압을 공급 할 수 있다.
도 6은 도 4의 강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 다른 회로도이다. 도 6의 강압형 발광 다이오드 구동 회로에서, 플로팅 파워서플라이(120), 제어기(140) 및 스위칭 소자(150)는 도 5 에서 설명된 바와 실질적으로 동일한 기능을 수행한다.
제어기(140)는 두 개의 센싱 저항들(Rs1 , Rs2)을 통하여 검출된 궤환 전압(VFB)을 기준 전압(VREF)과 비교 하고, 비교 결과에 따라 스위칭 소자(150)를 온 오프 제어하여 궤환 전압(VFB)이 기준 전압(V REF)과 실질적으로 동일하게 유지될 수 있도록 한다. 따라서 출력 전압(Vout)은 일정하게 유지 되며, 출력 전압(Vout)에 기초하여 발광 다이오드(LED)를 직접 구동하거나, 정전류 구동단을 부가하여 다수 의 발광 다이오드들(LEDs)을 구동할 수 있다. 여기에서, 출력 전압(Vout)은 앞에서 설명한 펄스 폭 변조 제 어 방법에 적용되어 일정한 전압으로 제어될 수 있다. 센싱 저항들(Rs1, Rs2)을 통하여 검출된 궤환 전압(VFB)과 출력 전압(Vout)과의 관계는 다음의 수학식 2로 표현될 수 있 다.
수학식 2
Figure PCTKR2010005426-appb-M000002
여기에서, VFB는 궤환 전압, Rs1 및 Rs2는 센싱 저항들의 저항값, Vout은 출력 전압, V VREF는 제어기의 기준 전압에 해당한다.
도 6에서는, 고정된 센싱 저항들(Rs1, R s2)의 조건에서 제어기에 입력되는 궤환 전압(VFB)을 제어하여 일정한 출력 전압(Vout )을 얻을 수 있었고, 일정한 출력 전압(Vout)을 이용하여 발광 다이오드(LED)를 구동할 수 있었다.
도 7 및 도 8은 도 5에 나타난 회로도의 회로 구성을 변경한 회로도이다.
도 7에 따른 발광 다이오드 구 동 회로는 도 5의 발광 다이오드 구동 회로와 비교하여 트랜스포머(Xfmr) 및 정류기(Rectifier)가 더 부가되 어 있다. 도 7을 참조하면, 트랜스포머(Xfmr)의 1차측은 센싱 저항(Rs)과 직렬로 접속되고, 트랜스포머(Xfm r)의 2차측은 정류기(Rectifier)를 통하여 발광 다이오드(LED)와 접속된다. 트랜스포머(Xfmr)는 발광 다이오 드(LED)를 발광 다이오드(LED)를 구동시키는 회로와 전기적으로 절연시키고, 정류기(Rectifier)는 발광 다이 오드(LED)에 흐르는 전류가 한 방향으로 흐르도록 하며 전류를 안정화시킨다. 여기에서, 트랜스포머(Xfmr)는 도 5의 인턱터(L)를 1차측 인덕터로 하는 경우, 도 5의 구성에 2차측 인덕터를 추가하는 구성을 통하여 구현 될 수 있다.
제어기(140)는 궤환 전압(VFB)에 기초하여 스위칭 소자(150)를 온 오프 제어 하여, 트랜스포머(Xfmr)의 1차측 전류를 실질적으로 일정하게 제어한다. 그리고 트랜스포머(Xfmr)의 2차측 전류는 1차측 전류와 트랜스포머(Xfmr)의 권선비(상수)에 따라 결정되므로, 2차측 전류도 일정하게 제어되며 , 결과적으로 발광 다이오드(LED)의 전류도 일정하게 제어된다. 트랜스포머(Xfmr)를 부가한 발광 다이오드 구동 회로는 1차측과 전기적으로 절연된 구동 특성을 얻을 수 있다.
도 8에 따른 강압형 발광 다이오드 구동 회로는, 도 7의 발광 다이오드 구동 회로와 비교하여, 정류기(Rectifier)가 다이오드(D1)와 커패시터( CH)로 구현되어 있다. 도 8을 참조하면, 트랜스포머(Xfmr)의 1차측은 센싱 저항(Rs)과 직렬로 접속되고, 트랜스포머(Xfmr)의 2차측은 다이오드(D1)와 커패시터(CH)로 구현된 정류기를 통하 여 발광 다이오드(LED)와 접속된다.
도 10는 도 4의 강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타내는 또 다른 회로도이다. 도 10에 따른 강압형 발광 다이오드 구동 회로는, 도 4와 비교하여 제어기(140)로 피드 백되는 궤환 전압(VFB)을 + 전압으로 변경한 회로에 해당한다. 이를 위해, 센싱 저항(Rs)에 의 해 검출되는 궤환 전압(VFB)이 공통단자(Vcom)의 전압보다 높은 전압을 가지도록, 센싱 저항( Rs)의 전압이 높은 쪽의 단자를 제어기(140)의 궤환 전압(VFB) 입력 단자로 접속하고, 센싱 저 항(Rs)의 전압이 낮은 쪽의 단자를 공통전압(Vcom)에 접속하였다.
도 11 내지 도 14는 도 10에 나타 난 회로도의 회로 구성을 변경한 회로도이다.
도 11에 따른 발광 다이오드 구동 회로는, 도 10의 발광 다이오드 구동 회로와 비교하여 발광 다이오드(LED)와 인덕터(L)의 위치가 변경되어 있다.
도 12에 따른 강압형 발광 다이오드 구동 회로는, 도 10의 발광 다이오드 구동 회로와 비교하여 트랜스포머(Xfmr)가 더 부 가되어 있다. 도 12를 참조하면, 트랜스포머(Xfmr)의 1차측은 센싱 저항(Rs)과 직렬로 접속되고, 트랜스포머 (Xfmr)의 2차측은 발광 다이오드(LED)와 접속된다. 트랜스포머(Xfmr)는 발광 다이오드(LED)를 발광 다이오드 (LED)를 구동시키는 회로와 전기적으로 절연시킨다. 여기에서, 트랜스포머(Xfmr)는 도 10의 인턱터(L)를 1차 측 인덕터로 하는 경우, 도 5에 2차측 인덕터를 추가하는 구성을 통하여 구현될 수 있다.
도 13에 따른 강압형 발광 다이오드 구동 회로는, 도 12의 발광 다이오드 구동 회로와 비교하여 트랜스포머(Xfmr)의 2차측 과 발광 다이오드(LED) 사이에 정류기(Rectifier)가 더 부가되어 있다. 정류기(Rectifier)는 더 안정한 전류 를 발광 다이오드(LED)에 공급할 수 있다.
도 14에 따른 강압형 발광 다이오드 구동 회로는, 도 13의 발 광 다이오드 구동 회로와 비교하여, 정류기(Rectifier)가 다이오드(D1)와 커패시터(CH)로 구현 되어 있다. 도 14를 참조하면, 트랜스포머(Xfmr)의 1차측은 센싱 저항(Rs)과 직렬로 접속되고, 트랜스포머( Xfmr)의 2차측은 다이오드(D1)와 커패시터(CH)로 구현된 정류기를 통하여 발광 다이오드(LED) 와 접속된다.
도 15는 개시된 기술의 일 실시예에 따른 승강압형 발광 다이오드 구동 회로를 나타 내는 회로도이다.
도 15를 참조하면, 승강압형 발광 다이오드 구동 회로는 플로팅 파워서플라이(120), 제어기(140), 제어기(140)와 접속된 스위칭 소자(150), 스위칭 소자(150)와 접속된 센싱 저항(Rs), 센싱 저 항(Rs)과 접속된 발광 다이오드(LED), 센싱 저항(Rs) 및 발광 다이오드(LED)와 병렬로 접속된 인덕터(L)와 필터 커패시터(CF), 필터 커패시터(CF) 및 인덕터(L)에 접속된 다이오드(D), 입 력전원(Vin)과 플로팅 파워서플라이(120)에 접속된 스타트 저항(Rstart)을 포함한다. 여기에서, 플로팅 파 워서플라이(120)와 제어기(140)는 스텝다운 제어기(step-down controller)(100)를 구성한다.
스텝다운 제어기(100)는 스위칭 소자(150)의 듀티를 제어하여 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 실질적으로 일정하 게 유지시키는 기능을 수행한다. 스텝다운 제어기(100)는 플로팅 파워서플라이(120) 및 제어기(140)를 포함 한다.
플로팅 파워서플라이(120)는 입력전원(Vin)과 스타트 저항(Rstart)을 통하여 접속되고, 필터 커패 시터(CF)와 접속되며, 필터 커패시터(CF)로부터 전원을 공급받는다. 초기 발광 다이오드 구동 회로의 구동시에는 스위칭 소자(150)가 턴 오프 상태에 있으므로, 입력전원(Vin)은 큰 저항값 을 갖는 스타트 저항(Rstart)을 통하여 필터 커패시터(CF)의 전압을 상승시킨다. 그리고 필터 커패시터(CF)는 플로팅 파워서플라이(120)로 구동 전압을 공급한다. 대부분의 상용 AC 전원인 입력전원(Vin)은 발광 다이오드(LED) 구동에 사용되는 전압보다 휠씬 높으므로, 필터 커패시터(CF )에 충전된 전압을 플로팅 파워서플라이(120)의 구동 전압으로 사용하는 것이 효율적이다.
제어기(140) 는 플로팅 파워서플라이(120)로부터 전원을 공급받고, 센싱 저항(Rs)으로부터 궤환 전압(VFB) 을 수신한다. 제어기(140)는 궤환 전압(VFB)을 기초로 스위칭 소자(150)를 온 오프 제어하여 발광 다이오드(LED)에 실질적으로 일정한 전류가 흐를 수 있도록 한다. 예를 들어, 제어기(140)는 궤환 전압 (VFB)과 기준 전압(VREF)을 비교하여, 궤환 전압(VFB)이 기준 전압 (VREF)보다 낮으면 스위칭 소자(150)를 턴 온 시켜서 발광 다이오드(LED) 및 인덕터(L)에 흐르 는 전류를 증가시키고, 궤환 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 높으면 스위칭 소 자(150)를 턴 오프시켜서 발광 다이오드(LED) 및 인덕터(L)에 흐르는 전류를 감소시킨다. 이를 통해, 제어기 (140)는 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류에 의해 발생되는 궤환 전압(VFB)이 기준 전압(V REF)에 수렴하도록 제어할 수 있다. 제어기(140)는 적분기를 사용하는 펄스 폭 변조(Pulse Width Mo dulation, PWM) 제어, 펄스 주파수 변조(Pulse Frequency Modulation, PFM) 제어, 또는 적분기 없이 비교기 능을 가지는 히스테리시스(Hysteresis) 제어로 구현될 수 있다.
제어기(140)는 궤환 전압(VREF )과 기준 전압(VREF)의 비교 결과에 따른 소신호 듀티신호를 생성하고, 소신호 듀티신호를 버 퍼링하여 고전류 구동능력을 제공할 수 있다. 이를 통해, 제어기(140)는 고출력의 스위칭 소자(150)를 높은 주파수에서 스위칭할 수 있다.
스위칭 소자(150)는 입력전원(Vin) 및 인덕터(L)와 접속되며, 제어기(14 0)의 제어에 따라 입력전원(Vin)과 인덕터(L)의 접속은 온 오프 스위칭한다. 예를 들어, 스위칭 소자(150)는 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET), 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT), 접합형 트랜지스 터(BJT) 및 접합형 전계효과 트랜지스터(JFET) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
센싱 저항(Rs)은 센싱 저항(Rs)에 흐르는 전류에 따라 궤환 전압(VFB)을 생성하여 제어기(140)로 피드백한다. 여기에 서, 센싱 저항(Rs)으로부터 제어기(140)로 피드백되는 궤환 전압(VFB)은 앞에서 설명된 수학식 1의 옴의 법칙에 따른다.
인덕터(L)는 다이오드(D)를 통하여 센싱 저항(Rs) 및 발광 다이오드(LED)와 병 렬로 접속되고 필터 커패시터(CF)와 병렬로 접속된다. 예를 들어, 제어부(140)에 의해 스위칭 소자(150)가 온 되면, 인덕터(L)에 흐르는 전류는 증가하고, 필터 커패시터(CF) 양단의 전압은 증가한다. 그러므로, 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류는 증가하고, 궤환 전압(VFB)은 증가한 다. 궤환 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 증가하면, 제어부(140)에 의해 스위 칭 소자(150)가 오프되고, 인덕터(L)에 흐르는 전류, 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류, 및 궤환 전압(V FB)은 감소한다. 궤환 전압(VFB)이 기준 전압(VREF)보다 감소하면, 제어 부(140)에 의해 스위칭 소자(150)는 온 된다. 이를 통해, 발광 다이오드(LED)에 실질적으로 일정한 전류를 공급할 수 있으며, 발광 다이오드(LED)가 일정한 강도의 빛을 발산할 수 있게 한다.
도 16 내지 도 22는 도 15에 나타난 회로도의 회로 구성을 변경한 회로도이다.
도 16에 따른 발광 다이오드 구동 회로 는, 도 15에 나타난 회로에 대하여, 발광 다이오드(LED)와 저항(Rs)의 양단에 병렬로 두 개의 센싱 저항들( Rs1, Rs2)을 부가하고, 센싱 저항(Rs1) 양단의 전압을 궤환 전압( VFB)으로 하여, 제어기(140)로 피드백시킨 회로에 해당한다. 따라서 제어기(140)의 스위칭 조 작에 따라 센싱 저항들(Rs1, Rs2) 양단의 전압인 출력 전압(Vout)은 일정하게 유 지되며, 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류도 실질적으로 일정하게 유지된다.
도 17에 따른 발광 다이오 드 구동 회로는, 도 16의 발광 다이오드 구동 회로와 비교하여, 저항(Rs)이 정전류 구동단으로 대체되고, 다 수의 발광 다이오드들(LEDs)이 포함되어 있다. 도 16의 발광 다이오드 구동 회로와 마찬가지로, 출력 전압( Vout)은 일정하게 유지되며, 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류도 일정하게 유지된다.
도 18에 따른 발 광 다이오드 구동 회로는, 도 16의 발광 다이오드 구동 회로와 비교하여, 컨버터(converter)가 부가되어 있 다. 여기에서, 컨버터는 DC-DC 컨버터 또는 차지 펌프(charge pump)를 포함할 수 있다. 컨버터는 필요한 일 정한 출력 전압(Vout)을 저항(Rs)와 발광 다이오드(LED)에 공급하므로, 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 일정하게 한다.
도 19에 따른 발광 다이오드 구동 회로는, 도 15와 비교하여 제어기(140)로 피드백되는 궤환 전압(VFB)이 - 전압으로 변경되어 있다. 이를 위해, 센싱 저항(Rs)에 의해 검출되는 궤환 전압(VFB)이 플로팅 파워서플라이(120), 제어기(140) 및 센싱 저항(Rs)의 공통 노드의 전압보 다 낮은 전압을 가질 수 있도록, 센싱 저항(Rs)의 전압이 높은 쪽의 단자를 공통 노드에 접속하고, 센싱 저 항(Rs)의 전압이 낮은 쪽의 단자를 제어기(140)로 접속하였다.
도 20에 따른 발광 다이오드 구동 회로는 , 도 15와 비교하여 센싱 저항(Rs)와 발광 다이오드(LED)의 위치를 서로 바꾸어졌다. 도 20에서, 발광 다이 오드(LED)의 센싱 저항(Rs)와 접속되는 일단은 제어기(140)의 궤환 전압(VFB) 입력단과 접속되 고, 발광 다이오드(LED)의 타단은 제어기(140)와 동일한 기준 전압을 가지도록 접속된다.
도 21에 따른 발광 다이오드 구동 회로는, 도 15의 회로와 비교하여 필터 커패시터(CF)는 다이오드(D)를 통 하여 인덕터(L)와 병렬로 접속되고, 필터 커패시터(CF)와 인덕터(L)를 포함하는 회로는 , 센싱 저항(Rs)과 직렬로 접속되며 발광 다이오드와 직렬로 접속된다.
도 22에 따른 발광 다이오드 구 동 회로는, 도 15의 회로와 비교하여 다이오드(DB)가 필터 커패시터(CF)와 플로 팅 파워서플라이(120)의 사이에 부가되어 있다. 필터 커패시터(CF)와 플로팅 파워서플라이(12 0)를 접속하는 다이오드(D)는 초기에 입력전원(Vin)으로부터 스타트 저항(Rstart)을 통과한 전류가 필터 커 패시터(CF)로 입력되는 것을 막아서, 스타트업 시간을 변경하거나 발광 다이오드 구동 회로를 안정적으로 동작하게 한다. 도 22에 따른 플로팅 파워스플라이의 구성 회로는 도 15를 변형한 회로에 모두 적용할 수 있다.
도 23에 따른 발광 다이오드 구동 회로는, 도 15의 회로와 비교하여 제 2 의 센싱저항 (Rs2)과 제 2의 센싱저항(Rs2)에 의해 제어기(140)로 피드백되는 제 2의 궤환 전압(VCL)이 부 가되어 있다. 제 2의 궤환 전압(VCL)은 인덕터에 흐르는 전류는를 검출하여 제어기로 피드백하 는 기능을 한다.
도 24에 따른 발광 다이오드 구동 회로는, 도 23의 회로와 비교하여 제 1의 센싱저항( Rs1)과 필터 커패시터(CF)의 접속단이 제어기(140)의 공통 전압이 아닌 제2의 센싱저항(Rs2)과 스위치 사이에 접속된다. 제 2의 궤환 전압(VCL)은 인덕터(L)에 흐르는 전류를 검출하여 제어 기(140)로 피드백하는 기능을 한다.
도 25에 따른 발광 다이오드 구동 회로는, 도 24의 회로와 비교하여 제 1의 센싱저항(Rs1)을 사용하지 않고 제 2의 센싱저항(Rs2)에 걸리는 궤환전압을 제어기(140)로 피드백한다. 센싱저항(Rs)은 인덕터(L)의 전류를 검출하여 제어기(140)로 궤환 전압(V FB)을 피드백하고 제어기(140)는 인덕터(L)의 전류제어를 통해서 발광 다이오드(LED)에 흐르는 전류를 제어한다.
상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내 에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

Claims (28)

  1. 상기 발광 다이오드에 입력 전원을 공급 또는 차단하는 스위칭 소자;
    상기 발광 다이오드와 접속되고, 상기 발광 다이오드에 흐르는 전류에 상응하는 궤환 전압을 생성하는 센싱제 1 센싱 소자;
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 기준 전압과 동일한 기준 전압을 가지며, 상기 궤환 전압에 기초하여 상기 스위칭 소자를 온 오프 제어하는 제어기; 및
    상기 발광 다이오드와 접속되고, 상기 스위칭 소자가 오프되면 온시 유기된 전류를 상기 발광 다이오드로 제공하는 제 1 인덕터 및 다이오드를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 센싱제 1 센싱 소자는 상기 발광 다이오드와 직렬로 접속되고,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 상기 발광 다이오드와 접속되는 일단은 상기 제어기의 상기 궤환 전압의 입력단과 접속되며,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 타단은 상기 제어기와 동일한 기준 전압을 가지도록 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 센싱제 1 센싱 소자와 상기 발광 다이오드에 병렬로 접속되며, 상기 발광 다이오드에 흐르는 전류의 리플을 감소시키는 필터 커패시터를 더 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 입력 전원을 공급받아 동작하며, 상기 센싱제 1 센싱 소자의 기준 전압과 동일한 기준 전압을 가지고, 상기 제어기에 일정한 구동 전압을 제공하는 플로팅 파워 서플라이를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  5. 제 4 항에 있어서,
    일단은 상기 플로팅 파워 서플라이에 접속되고, 타단은 상기 센싱제 1 센싱 소자의 기준 전압과 동일한 전압을 가지도록 접속되며, 상기 스위칭 소자가 오프이면 충전을 수행하고, 상기 스위칭 소자가 온이면 상기 충전된 전압을 상기 제어기로 공급하는 부트스트랩 커패시터를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 센싱제 1 센싱 소자는 상기 발광 다이오드와 병렬로 접속되고,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 상기 발광 다이오드와 접속되는 일단은 상기 제어기의 상기 궤환 전압의 입력단과 접속되며,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 타단은 상기 제어기와 동일한 기준 전압을 가지도록 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 발광 다이오드와 접속되는 제 2 인덕터를 더 포함하고,
    상기 제 1 인덕터와 상기 제 2 인덕터는 각각 트랜스포머의 1차측과 2차측에 해당하며,
    상기 트랜스포머는 상기 센싱제 1 센싱 소자에 흐르는 전류를 상기 발광 다이오드로 전달하는 발광 다이오드 구동 회로.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 트랜스포머의 상기 2차측과 상기 발광 다이오드 사이에, 정류기를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 정류기는
    상기 발광 다이오드와 병렬로 접속되는 커패시터; 및
    상기 트랜스포머의 상기 2차측과 상기 발광 다이오드를 접속하는 다이오드를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  10. 제 2 항에 있어서,
    상기 센싱제 1 센싱 소자는 상기 발광 다이오드와 직렬로 접속되고,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 상기 발광 다이오드와 접속되는 일단은 상기 제어기와 동일한 기준 전압을 가지도록 접속되며,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 타단은 상기 제어기의 상기 궤환 전압의 입력단과 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 발광 다이오드와 접속되는 제 2 인덕터를 더 포함하고,
    상기 제 1 인덕터와 상기 제 2 인덕터는 각각 트랜스포머의 1차측과 2차측에 해당하며,
    상기 트랜스포머는 상기 센싱제 1 센싱 소자에 흐르는 전류를 상기 발광 다이오드로 전달하는 발광 다이오드 구동 회로.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 트랜스포머의 상기 2차측과 상기 발광 다이오드 사이에, 정류기를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 정류기는
    상기 발광 다이오드와 병렬로 접속되는 커패시터; 및
    상기 트랜스포머의 상기 2차측과 상기 발광 다이오드를 접속하는 다이오드를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 소자가 오프되면 충전을 수행하고, 상기 스위칭 소자가 온 되면, 상기 센싱제 1 센싱 소자 및 상기 발광 다이오드로 전류를 공급하는 필터 커패시터를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 센싱제 1 센싱 소자는 상기 발광 다이오드와 직렬로 접속되고,
    상기 필터 커패시터는 상기 발광 다이오드와 상기 센싱제 1 센싱 소자를 포함하는 회로와 병렬로 접속되며, 다이오드를 통하여 상기 제 1 인덕터와 병렬로 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 상기 발광 다이오드와 접속되는 일단은 상기 제어기의 상기 궤환 전압의 입력단과 접속되며,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 타단은 상기 제어기와 동일한 기준 전압을 가지도록 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 필터 커패시터와 상기 발광 다이오드의 공통 노드는, 다이오드와 저항을 통하여 상기 플로팅 파워 서플라이에 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 발광 다이오드는 정전류 구동단과 접속되며,
    상기 필터 커패시터는 상기 정전류 구동단과 상기 발광 다이오드를 포함하는 회로, 상기 센싱제 1 센싱 소자와 병렬로 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  19. 제 18 항에 있어서, 상기 정전류 구동단은
    미리 설정된 값을 가진 저항을 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 저항과 상기 발광 다이오드를 포함하는 회로와, 상기 필터 커패시터의 사이에 컨버터가 더 부가되는 발광 다이오드 구동 회로.
  21. 제 15 항에 있어서,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 상기 발광 다이오드와 접속되는 일단은 상기 제어기와 동일한 기준 전압을 가지도록 접속되고,
    상기 센싱제 1 센싱 소자의 타단은 상기 제어기의 상기 궤환 전압의 입력단과 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  22. 제 15 항에 있어서,
    상기 발광 다이오드의 상기 센싱제 1 센싱 소자와 접속되는 일단은 상기 제어기의 상기 궤환 전압의 입력단과 접속되고,
    상기 발광 다이오드의 타단은 상기 제어기와 동일한 기준 전압을 가지도록 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  23. 제 14 항에 있어서,
    상기 필터 커패시터는 다이오드를 통하여 상기 제 1 인덕터와 병렬로 접속되고,
    상기 필터 커패시터와 상기 제 1 인덕터를 포함하는 회로는, 상기 센싱제 1 센싱 저항과 직렬로 접속되며 상기 발광 다이오드와 직렬로 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  24. 제 14 항에 있어서,
    상기 스위칭 소자에 접속되는 제 2 센싱 소자를 더 포함하고, 상기 제 2 센싱 소자는 상기 제어기, 인덕터, 필터 캐패시터 및 제 1의 센싱 소자의 일단이 연결된 공통전압과 상기 스위칭 소자 사이에 접속되며, 상기 스위칭 소자와 접속된 일단이 상기 제어기로 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  25. 제 14 항에 있어서,
    상기 스위칭 소자에 접속되는 제 2의 센싱 소자를 더 포함하고, 상기 제 2의 센싱 소자의 일단은 상기 제어기의 공통전압 및 인덕터의 일단과 접속되고 상기 제 2의 센싱 소자의 타단은 상기 스위칭소자, 필터 캐패시터 및 제 1의 센싱 소자의 일단과 접속되며, 상기 스위칭 소자와 접속된 일단이 상기 제어기로 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  26. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 센싱 소자는 상기 제 1 인덕터와 직렬로 접속되고,
    상기 필터 커패시터는 상기 발광 다이오드와 병렬 접속되고, 다이오드를 통하여 상기 제 1 센싱 소자와 인덕터에 병렬로 접속되는 발광 다이오드 구동 회로.
  27. 제 1 항에 있어서, 상기 제어기는
    펄스 폭 변조 제어, 펄스 주파수 변조 제어, 버스트 모드 제어 및 히스테리시스 제어 중 적어도 하나를 포함하는 스위칭 컨버터 토폴로지를 사용하는 발광 다이오드 구동 회로.
  28. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 소자는
    금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET), 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT), 접합형 트랜지스터(BJT) 및 접합형 전계효과 트랜지스터(JFET) 중 적어도 하나를 포함하는 발광 다이오드 구동 회로.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013024393A1 (en) * 2011-08-17 2013-02-21 Able Star Technology Limited A power regulation arrangement and power supply
CN110012575A (zh) * 2019-05-09 2019-07-12 杭州必易微电子有限公司 驱动控制电路及控制方法

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10025821A1 (de) * 2000-05-25 2002-07-25 Sickinger Monika Led-Lichtquelle
KR101252842B1 (ko) * 2006-03-21 2013-04-09 엘지디스플레이 주식회사 백 라이트의 구동 장치

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013024393A1 (en) * 2011-08-17 2013-02-21 Able Star Technology Limited A power regulation arrangement and power supply
CN110012575A (zh) * 2019-05-09 2019-07-12 杭州必易微电子有限公司 驱动控制电路及控制方法
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