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WO2008113668A1 - Generateur de chauffage etat solide par haute frequence a grande fiabilite - Google Patents

Generateur de chauffage etat solide par haute frequence a grande fiabilite Download PDF

Info

Publication number
WO2008113668A1
WO2008113668A1 PCT/EP2008/052447 EP2008052447W WO2008113668A1 WO 2008113668 A1 WO2008113668 A1 WO 2008113668A1 EP 2008052447 W EP2008052447 W EP 2008052447W WO 2008113668 A1 WO2008113668 A1 WO 2008113668A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
current
signal
fundamental
high frequency
Prior art date
Application number
PCT/EP2008/052447
Other languages
English (en)
Inventor
Bernard Darges
Original Assignee
Thales
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales filed Critical Thales
Publication of WO2008113668A1 publication Critical patent/WO2008113668A1/fr

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/02—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a frequency discriminator comprising a passive frequency-determining element
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/04—Sources of current

Definitions

  • the invention relates to solid state high frequency industrial generators. These generators can be used in particular in heating devices by electromagnetic induction, dielectric loss or plasma.
  • the heating generators feed a resonant circuit at high frequency electromagnetically coupled to a room to be heated.
  • the power stage connected to the resonant circuit has a plurality of transistor molds coupled to provide the required high frequency power.
  • the electromagnetic induction heating consists of producing a conductive part heating by the circulation of currents induced by a magnetic field. This means makes it possible to heat the part in its mass without direct contact with the source of energy.
  • the part to be heated (or induced) is surrounded by at least one current circulation loop (or inductor).
  • the working frequencies of the generator are between a few tens of kilohertz and a few megahertz.
  • the necessary powers vary between a few kilowatts to more than one megawatt.
  • Electromagnetic induction heating is widely used in industry and science. In industry, it is used in particular in metallurgy to refine metals, to thermally treat metal parts or to produce welded tubes continuously. Heating by dielectric losses consists of producing a heating of an insulating part by causing losses in its mass, from an alternating electric field. The part to be heated is a poor insulator. It is placed between two conductive plates powered by an alternative source. A capacitor is created whose dielectric is the part to be heated.
  • the generators used generally have higher working frequencies than the electromagnetic induction heating generators. They can be between a few tens of megahertz and some gigahertz. This heating mode is used in the wood industry for drying or gluing, in the textile industry or in the manufacture or shaping of plastics.
  • Plasma heating involves ionizing a gaseous medium to transform it into plasma.
  • the kinetic energy of the electrons is transformed into heat. There is a considerable rise in temperature.
  • the part to be heated is placed in the plasma.
  • the transformation of the gaseous medium into plasma is obtained by the emission of an antenna.
  • the working frequencies of the generator are between 1 megahertz and a few tens of megahertz.
  • the heating mode is used in many industrial applications such as melting refractory products, chemical synthesis etc. . .
  • the charge of the heating generator is a resonant circuit electromagnetically coupled to the part to be heated and equivalent to either a circuit R, L, C parallel, or to a circuit R, L, C series.
  • the overvoltage coefficient Q of the resonant circuit is high and the detuning is easy in the vicinity of the resonance frequency.
  • the charging impedance of the heating generator is essentially variable because it depends on the characteristics of the elements constituting the resonant circuit and in particular on the material of the part to be heated, their dimensions and their relative position. This position is important especially if the part to be heated is moving, for example if it is an induction heated sheet metal plate that is rolled and welded continuously.
  • the reliability of the transistor modules is related to the load on the transistors of the modules.
  • a so-called reactive impedance producing a high standing wave ratio (TOS) causes the destruction of the transistors.
  • FIG. 1 represents a block diagram of a state of the art heating generator comprising a high frequency power amplifier 10 connected by its power output S to a resonant circuit 12 (amplifier load ).
  • the resonant circuit comprises an inductor 14 for heating a part 16.
  • a voltage controlled oscillator 18 (OCT) supplies the high frequency to an input E of the power amplifier 10.
  • the generator of FIG. 1 comprises an ASR servo-control device 22 of the OCT frequency from the measurement of the phase difference between the current I and the voltage U across the terminals of the load 12.
  • the heating of the room 1 6 is made by induction.
  • the inductor 14 is a coil coupled to the part 1 6.
  • a compensating capacitor 20 in parallel with the coil makes the resonant circuit 12 at the induction frequency.
  • the characteristic of the impedance Z brought back by the load 12 to the output S of the amplifier 10 has a significant impact on the reliability and efficiency of the generator.
  • the impedance Z brought back by the load 12 at the outputs of the modules of the transistor amplifier is of type A-jB, the destruction of the MOS transistors is instantaneous. The destruction takes place in this case by heat dissipation.
  • Example 1 In capacitive regime (A-jB), the phase between the voltage U and the current I can vary from 0 to -X degrees. As the phase goes above 0 degrees, the dissipated power becomes considerable. We go from a few watts dissipated to several kilowatts. It is therefore imperative to stay above 0 degrees.
  • Example 2 In inductive mode (A + jB), the phase between the voltage U and the current I can vary from 0 to + X degrees. This regime can become destructive for phases greater than 45 °. We have a significant drop in the current.
  • FIG. 2 shows, in a first phase of operation of the generator of FIG. 1, the voltage U and the current I in the resonant circuit 12 supplied by the transistor power amplifier 10 of the generator operating at a vacuum, that is, ie without any part 1 6 to be heated in the inductor 14.
  • the frequency Fs of the OCT is set so as to obtain a stable operation and an optimal efficiency of the amplifier 10.
  • the voltage U supplied by a solid state power amplifier 10 on the load 12 is rectangular in shape.
  • the transistors operate at the high output frequency Fs between two states, a blocked state followed by a saturated state in order to obtain a high efficiency of the modules.
  • the current I in the resonant circuit 12 is close to a sinusoid.
  • FIG. 3 shows, in a subsequent phase of operation of the generator of FIG. 1, the shape of the current I and the voltage U in the resonant circuit 12 of the generator in charge.
  • the piece 1 6 is then present in the inductor 24 causing its heating.
  • ASR servo-control 22 of state-of-the-art heating generators usually comprises a device for phase comparison between measurement signals representative of voltage U and current I in the load after passage of the signal representative of current I. in an integration function and the signal representative of the voltage U in a bypass function.
  • the voltage signal U With the use of solid-state power amplifiers, the voltage signal U, of rectangular shape, has odd harmonics.
  • the derivative function of the phase shift measuring device transforms this square type signal into a pulse. Phase comparison becomes tricky or impossible.
  • the voltage signal U of rectangular shape
  • the invention proposes a high-frequency heating generator comprising a solid state amplifier whose output S is connected to a resonant circuit electromagnetically coupled to a room to be heated, an oscillator OCT voltage controlled providing a high frequency signal to the input E of the amplifier.
  • the generator comprises means for measuring the phase shift ⁇ between the fundamental 11 of the current I supplied by the generator to the resonant circuit and the fundamental U1 of the voltage U across the resonant circuit for modifying the frequency Fs of the OCT as a function of said phase shift. ⁇ .
  • the phase shift measurement means ⁇ comprise a phase / voltage converter providing a voltage proportional to the phase shift ⁇ .
  • a main purpose of the solid state heating generator, according to the invention, is to obtain a very high reliability of operation of the generator and thus obtain high availability and low maintenance cost.
  • Another goal is to obtain optimum generator performance and optimum operating temperature.
  • FIG. 2 already described, shows the voltage U and the current I in the vacuum charge supplied by the power stage 10 with transistors of the generator of FIG. 1;
  • FIG. 3 already described, shows the shape of the current I and the voltage U of the generator of FIG. 1 under load;
  • FIG. 4 shows a block diagram of an embodiment of a heating generator according to the invention
  • FIG. 5a shows the spectrum of the measuring voltage signal Um, an image of the voltage U across the load 12 of the generator of FIG. 4;
  • FIG. 5b shows the spectrum of the measurement current signal Im, image of the current I in the load 12 of the generator of FIG. 4 and;
  • FIG. 6 shows the shape of the current I and the voltage U of the generator of FIG. 4, in charge.
  • FIG. 4 represents a block diagram of an exemplary embodiment of a heating generator, according to the invention, comprising a solid state power amplifier.
  • the heating generator of FIG. 4 comprises:
  • a transistor power amplifier 30 having an input E driven by an input signal Ve generated by an OCT voltage controlled oscillator 32 and an output S supplying to the load 12 (see FIG. 1) the heating power of the piece 16.
  • a device 48 for controlling the OCT frequency for controlling the phase shift ⁇ between the current I and the voltage U.
  • the power amplifier supplies the load 12 with a current I at a voltage U out of phase with a phase shift value which is a function of the impedance characteristics of the load (real part A and imaginary part B);
  • the amplifier comprises, to supply the load 12 with the necessary heating power, a set of coupled MOS transistor amplifier modules, not shown in FIG. 4.
  • the operating principle of the solid state heating generator is based on the rapid control of the frequency of the OCT by the phase shift ⁇ between the fundamental 11 of the current I in the load and the fundamental U1 of the voltage across the load 12 thus making the operation of the independent heating generator harmonics and any parasitic oscillation frequencies appearing on the current signals I and voltage U.
  • fundamental is understood to mean the first frequency of the spectrum of discrete lines of the current signal I and the voltage signal U, ie 11 for the current I and U1 for the voltage U.
  • a current transformer 40 inserted between the output S of the amplifier 30 and the load 12 and a voltage sensor 42 of the voltage U across the load respectively provide the supply of a current measurement signal Im, image of the I current in the load 12, and a voltage measurement signal Um, image of the voltage U across the load 12.
  • the current measurement signal Im, image of the current I comprises the harmonic signals and in particular the first harmonic 11 m image of the first harmonic 11 of the current I in the load.
  • the voltage measurement signal Um, image of the voltage U comprises the harmonic signals and in particular the first harmonic U1 m image of the first harmonic U1 of the voltage U across the load.
  • the voltage measurement signal Um and the current measurement signal Im are applied to an aperiodic phase / voltage converter 50 of the servocontrol device 48 of the heating generator.
  • the device is insensitive to amplitude variations of the signals applied to it.
  • a first phase shifter 52 will be of the integrator type and a second shifter phase shifter 54. A detailed description of the device is made thereafter.
  • the phase-voltage converter 50 comprises a processing path of a measuring current Im, image of the current I in the load 12, to produce a rectangular current signal Ire and a processing channel of a measurement voltage Um, image of the voltage U across the load 12, to produce a rectangular voltage signal Urc, the time difference between the edges of the rectangular current signal Ire and the rectangular voltage signal Urc represent the phase shift ⁇ at a constant ⁇ / 2 between the fundamental 11 of the current I and the fundamental U1 of the voltage U across the load.
  • this constant ⁇ / 2 is introduced by the phase shifters 52, 54 so that the current signal Ire is always in advance with respect to the voltage signal Urc for all the values of the phase shift ⁇ .
  • the signal Vcom at the output of the multiplier 60 after filtering by a loop filter 62 and passing through a proportional, integral, derivative (PID) device 64, is applied to a control input Od of frequency Fs of the OCT 32.
  • PID proportional, integral, derivative
  • the PID device 64 remains conventional It is necessary to obtain a critical response of the servocontrol of the OCT. There are three possible answers: - a pseudo-periodic response characterized by a tendency to oscillation of the servo;
  • the processing paths ensure the extraction of the fundamental elements 11, U1 from the current I and from the voltage U so as to be independent of the shape of the signals of the current I in the load and the voltage U charging terminals.
  • the phase / voltage converter 50 comprises:
  • FIG. 5a shows the spectrum of the measurement voltage signal Um, an image of the voltage U across the load 12 of the generator of FIG. 4.
  • the signal Um of rectangular shape comprises in particular odd harmonics of pulsation ⁇ 1, ⁇ 3, ⁇ 5
  • FIG. 5a shows in dotted line the attenuation AtU of the low-pass filter 80 for the extraction of the fundamental U1 m (pulsation ⁇ i) of the measurement voltage signal Um.
  • FIG. 5b shows the spectrum of the measurement current signal Im, image of the current I in the load 12 of the generator of FIG. 4.
  • the signal Im of sinusoidal form comprises in particular the fundamental 11 m of pulsation ⁇ 1, the other harmonics being of low level in normal operation.
  • FIG. 5b shows in dotted line the attenuation AtI of the low-pass filter 70 for the extraction of the fundamental 11 m (pulsation ⁇ 1) of the measurement current signal Im.
  • the filters 70, 80 are elliptic filters with high coefficients, for example low passes.
  • the elliptical filters used in the phase-to-voltage converter of FIG. 4 are fourth-order low pass filters of the Chebyshev type.
  • the ripple in the bandwidth is of the order of ⁇ 0.5 dB.
  • the attenuation on an octave is of the order of 7OdB.
  • This optimum point is obtained by adjusting the reference phase ⁇ ref between the fundamental current 11 and the fundamental voltage U1.
  • the multiplier comprises the adjustment input E ⁇ ref of this reference phase producing an offset of the control voltage of the OCT to obtain this phase shift ⁇ ref.
  • the optimum operating point of the generator can be set to obtain a phase shift ⁇ ref between the voltage U and the current I of between 5 ° and 25 ° in the inductive mode, depending on the power component used in the power amplifier. .
  • FIG. 6 shows the shape of the current I and the voltage U of the generator of FIG. 4, according to the invention, in charge, appearing across the load 12 when the part to be heated 16 is introduced into the inductor 14.
  • the operation is optimal for a phase shift ⁇ of the order of 20 ° between the current I and the voltage U in advance with respect to the current;
  • the heating generator according to the invention comprises another loop 90 of temperature control of the amplifier 30 of power, but having a reaction rate much slower than the reaction speed of the phase shift control loop ⁇ .
  • This other loop 90 is intended to control the frequency of the OCT, the phase shift ⁇ being optimized by the phase control 48, to minimize the temperature of the transistor amplifier.
  • the transistor amplifier comprises at least one temperature sensor CT of the transistors providing a temperature level information Ut to an AT loop amplifier 94 whose output drives an input OC2 for adjusting the reference phase 86.
  • heating generator according to the invention, guaranteed reliability of solid state modules.
  • a solid state heating generator may have several hundred transistor modules, hence the importance of reliability modules.
  • the principle according to the invention can be applied to other frequency domains, for example from 13.56Mhz to 27Mhz.

Landscapes

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Abstract

Générateur de chauffage par haute fréquence comprenant un amplificateur état solide (10, 30) dont la sortie S est connectée à un circuit résonnant (12) couplé électromagnétiquement à une pièce à chauffer (16), un oscillateur contrôlé en tension OCT (18, 32) fournissant un signal haute fréquence à l'entrée E de l'amplificateur. Le générateur comporte des moyens de mesure du déphasage ϕ; entre le fondamental I1 du courant I fourni par le générateur au circuit résonant et le fondamental Ul de la tension U aux bornes du circuit résonant pour modifier la fréquence Fs de l'0CT en fonction dudit déphasage ϕ, caractérisé en ce que I1 et U1 soient obtenus par filtrage harmonique de I et U. Application : générateurs de chauffage industriel.

Description

GENERATEUR DE CHAUFFAGE ETAT SOLIDE PAR HAUTE
FREQUENCE A GRANDE FIABILITE
L'invention concerne les générateurs haute fréquence industrielle état solide. Ces générateurs peuvent être utilisés notamment dans des dispositifs de chauffage par induction électromagnétique, par pertes diélectriques ou par plasma. Les générateurs de chauffage alimentent en haute fréquence un circuit résonnant couplé électromagnétiquement à une pièce à chauffer.
Dans les générateurs de chauffage état solide, l'étage de puissance connecté au circuit résonnant comporte une pluralité de moules à transistors couplés pour fournir la puissance haute fréquence nécessaire.
Le chauffage par induction électromagnétique consiste à produire réchauffement d'une pièce conductrice par la circulation de courants induits par un champ magnétique. Ce moyen permet de chauffer la pièce dans sa masse sans contact direct avec la source d'énergie. La pièce à chauffer (ou induit) est entourée d'au moins une boucle de circulation de courant (ou inducteur).
Les fréquences de travail du générateur sont comprises entre quelques dizaines de kilohertz et quelques mégahertz. Les puissances nécessaires varient entre quelques kilowatts à plus d'un mégawatt. Le chauffage par induction électromagnétique est utilisé largement dans l'industrie et dans le domaine scientifique. Dans l'industrie, il est utilisé notamment en métallurgie pour affiner des métaux, pour traiter thermiquement des pièces métalliques ou pour produire des tubes soudés en continu. Le chauffage par pertes diélectriques consiste à produire réchauffement d'une pièce isolante en provoquant des pertes dans sa masse, à partir d'un champ électrique alternatif. La pièce à chauffer est un isolant médiocre. Elle est placée entre deux armatures conductrices alimentées par une source alternative. On crée un condensateur dont le diélectrique est la pièce à chauffer. Les générateurs utilisés ont généralement des fréquences de travail plus élevées que celles des générateurs de chauffage par induction électromagnétique. Elles peuvent être comprises entre quelques dizaines de mégahertz et quelques gigahertz. Ce mode de chauffage s'utilise dans l'industrie du bois pour le séchage ou le collage, dans l'industrie textile ou dans la fabrication ou le façonnage de matières plastiques.
Le chauffage par plasma consiste à ioniser un milieu gazeux pour le transformer en plasma. L'énergie cinétique des électrons se transforme en chaleur. Il se produit une élévation considérable de température. La pièce à chauffer est placée dans le plasma. La transformation du milieu gazeux en plasma est obtenue par l'émission d'une antenne. Les fréquences de travail du générateur sont comprises entre 1 mégahertz et quelques dizaines de mégahertz. Le mode de chauffage est utilisé dans de nombreuses applications industrielles telle que la fusion de produits réfractaires, la synthèse chimique etc. . .
La charge du générateur de chauffage est un circuit résonant couplé électromagnétiquement à la pièce à chauffer et équivalent soit à un circuit R, L, C parallèle, soit à un circuit R, L, C série. Le coefficient de surtension Q du circuit résonant est élevé et le désaccord est facile au voisinage de la fréquence de résonance.
L'impédance de charge du générateur de chauffage est essentiellement variable car elle dépend des caractéristiques des éléments constituant le circuit résonant et notamment du matériau de la pièce à chauffer, de leurs dimensions et de leur position relative. Cette position est importante surtout si la pièce à chauffer est en mouvement, par exemple si c'est une plaque de tôle chauffée par induction que l'on roule et que l'on soude en continu.
La fiabilité des modules à transistors est liée à la charge ramenée sur les transistors des modules. Une impédance dite réactive produisant un taux d'onde stationnaire (TOS) important provoque la destruction des transistors.
Dans les générateurs état solide, l'optimisation du rendement, la fiabilité avoisinant le 100% pour les modules à transistors des étages de puissance haute fréquence, constituent les critères clé et essentiels pour l'utilisateur. Des solutions pour mieux adapter la charge au générateur de chauffage sont utilisées. Ces solutions dites manuelles, par préréglage de certains paramètres du générateur, ne sont valables qu'à condition que la variation de la charge soit lente. Certains autres solutions automatiques par asservissement ont été mises en place pour des générateurs de chauffage à tubes. Un exemple de réalisation d'une telle solution est décrit dans le brevet FR2671929.
Ces solutions de l'état de l'art utilisées pour des générateurs de chauffage à tubes ne sont pas adaptées aux générateurs de chauffage à transistors plus sensibles que les tubes aux désadaptations de la charge et notamment du fait de signaux apparaissant en sortie de l'étage de puissance de type impulsionnel ou composite. Ces dispositifs de l'état de l'art n'apportent donc pas d'amélioration du rendement ou de la fiabilité des générateurs de chauffage état solide.
La figure 1 représente un schéma de principe d'un générateur de chauffage de l'état de l'art comportant un amplificateur 10 de puissance haute fréquence connecté, par sa sortie S de puissance, à un circuit résonnant 12 (charge de l'amplificateur). Le circuit résonnant comporte un inducteur 14 pour le chauffage d'une pièce 16. Un oscillateur 18 contrôlé en tension (OCT) fournit la haute fréquence à une entrée E de l'amplificateur de puissance 10.
Le générateur de la figure 1 comporte un dispositif d'asservissement ASR 22 de la fréquence de l'OCT à partir de la mesure du déphasage entre le courant I et la tension U aux bornes de la charge 12.
Dans l'exemple de la figure 1 le chauffage de la pièce 1 6 est réalisé par induction. L'inducteur 14 est une bobine couplée à la pièce 1 6. Une capacité de compensation 20 en parallèle avec la bobine réalise le circuit résonant 12 à la fréquence d'induction. Dans le cas d'utilisation d'un amplificateur 10 de puissance état solide, par exemple réalisé à partir de modules à transistors de type MOS, la caractéristique de l'impédance Z ramenée par la charge 12 à la sortie S de l'amplificateur 10 a un impact important sur la fiabilité et le rendement du générateur. Lorsque l'impédance Z ramenée par la charge 12 au niveau des sorties des modules de l'amplificateur à transistors est de type A-jB, la destruction des transistors MOS est instantanée. La destruction a lieu dans ce cas par dissipation thermique. Pour une impédance Z de type A+jB ramenée par la charge 12 à la sortie de l'amplificateur, la destruction des transistors a lieu par surtension, dans une moindre mesure pour des forts déphasages (phase>60°) entre le courant I et la tension U aux bornes de la charge 12. Pour des phases situées entre 20° et 60° la puissance de sortie est rapidement réduite. Exemple 1 : En régime capacitif (A-jB), la phase entre la tension U et le courant I peut varier de 0 à - X degrés. Dès lors que la phase passe en dessus de 0 degré, la puissance dissipée devient considérable. Nous passons de quelques watts dissipés à plusieurs kilowatts. Il est donc impératif de rester au-dessus de 0 degré. Exemple 2 : En régime selfique (A+jB), la phase entre la tension U et le courant I peut varier de 0 à + X degrés. Ce régime peut devenir destructeur pour des phases supérieures à 45°. Nous avons une baisse significative du courant.
La figure 2 montre, dans une première phase de fonctionnement du générateur de la figure 1 , la tension U et le courant I dans le circuit résonnant 12 fourni par l'amplificateur 10 de puissance à transistors du générateur fonctionnant à vide, c'est-à-dire sans aucune pièce 1 6 à chauffer dans l'inducteur 14. La fréquence Fs de l'OCT est calée de façon à obtenir un fonctionnement stable et un rendement optimal de l'amplificateur 10. Par exemple dans ce cas stable, le déphasage entre la tension U et le courant I est d'environ 20° (charge selfique) pour une fréquence de fonctionnement de Fs= 458Khz. La tension U fournie par un amplificateur 10 de puissance état solide sur la charge 12 est de forme rectangulaire. En effet, dans ce type d'amplificateur les transistors fonctionnent à la haute fréquence de sortie Fs entre deux états, un état bloqué suivi d'un état saturé a fin d'obtenir un rendement élevé des modules. Le courant I dans le circuit résonnant 12 est proche d'une sinusoïde. La figure 3 montre, dans une phase suivante de fonctionnement du générateur de la figure 1 , la forme du courant I et de la tension U dans le circuit résonnant 12 du générateur en charge. La pièce 1 6 est alors présente dans l'inducteur 24 provoquant son échauffement.
Les changements se produisant, lors de cette deuxième phase, sur les signaux U, I et sur le fonctionnement du générateur sont notamment :
- passage en régime capacitif (avance du courant I dans la charge 12 sur la tension U, - commutation des transistors de l'amplificateur de puissance avec du courant,
- apparition d'oscillations importantes à très haute fréquence sur la tension U lors des commutations (deux fois la valeur de la tension d'alimentation des transistors), - chute du rendement de l'amplificateur de puissance pouvant diminuer de 30% à 90%,
- destruction des modules à transistors en quelques microsecondes par surtension ou surdissipation.
L'asservissement ASR 22 des générateurs de chauffage l'état de l'art comporte habituellement un dispositif de comparaison de phase entre des signaux de mesure représentatifs de la tension U et du courant I dans la charge après passage, du signal représentatif du courant I dans une fonction d'intégration et du signal représentatif de la tension U dans une fonction de dérivation. Avec l'utilisation d'amplificateurs de puissance état solide, le signal de tension U, de forme rectangulaire, comporte des harmoniques impaires. La fonction dérivation du dispositif de mesure du déphasage transforme ce signal de type carré en impulsion. La comparaison de phase devient délicate voir impossible. En outre, pour certaines configurations de la charge 12, la tension
U et le courant I dans la charge présentent des d'oscillations à fréquence plusieurs fois supérieure à la fréquence de fonctionnement du générateur.
Ces signaux de mesure représentatifs de la tension U et du courant I dans la charge ne sont pas compatibles avec un bon fonctionnement du dispositif de mesure de déphasage ce qui fausse l'asservissement de la fréquence de l'OCT provoquant une baisse du rendement de l'amplificateur état solide et une destruction des transistors.
A fin d'améliorer les performances et la fiabilité des générateurs état solide l'invention propose un générateur de chauffage par haute fréquence comprenant un amplificateur état solide dont la sortie S est connectée à un circuit résonnant couplé électromagnétiquement à une pièce à chauffer, un oscillateur contrôlé en tension OCT fournissant un signal haute fréquence à l'entrée E de l'amplificateur. Le générateur comporte des moyens de mesure du déphasage φ entre le fondamental 11 du courant I fourni par le générateur au circuit résonant et le fondamental U1 de la tension U aux bornes du circuit résonant pour modifier la fréquence Fs de l'OCT en fonction dudit déphasage φ.
Avantageusement, le fondamental 11 du courant I et le fondamentale
U1 de la tension U sont obtenus respectivement par filtrage harmonique du courant I et de la tension U.
Dans une réalisation du générateur, les moyens de mesure du déphasage φ comportent un convertisseur phase/tension fournissant une tension proportionnelle au déphasage φ.
Un principal but du générateur de chauffage état solide, selon l'invention, est d'obtenir une très grande fiabilité de fonctionnement du générateur et ainsi obtenir une grande disponibilité et un faible coût de maintenance.
Un autre but est obtenir un rendement optimal du générateur et une température de fonctionnement optimale.
L'invention sera mieux comprise à l'aide d'exemples de réalisation en références aux figures indexées dans lesquelles,
- la figure 1 , déjà décrite, représente un schéma de principe d'un générateur de chauffage de l'état de l'art ;
- la figure 2, déjà décrite, montre la tension U et le courant I dans la charge à vide fourni par l'étage de puissance 10 à transistors du générateur de la figure 1 ; - la figure 3, déjà décrite, montre la forme du courant I et de la tension U du générateur de la figure 1 en charge ;
- la figure 4 représente un synoptique d'un exemple de réalisation d'un générateur de chauffage, selon l'invention ; - la figure 5a montre le spectre du signal de tension de mesure Um, image de la tension U aux bornes de la charge 12 du générateur de la figure 4 ;
- la figure 5b montre le spectre du signal de courant de mesure Im, image du courant I dans la charge 12 du générateur de la figure 4 et ; - la figure 6 montre la forme du courant I et de la tension U du générateur de la figure 4, en charge.
La figure 4 représente un synoptique d'un exemple de réalisation d'un générateur de chauffage, selon l'invention, comportant un amplificateur de puissance état solide.
Le générateur de chauffage de la figure 4 comporte :
- un amplificateur de puissance à transistors 30 ayant une entré E attaquée par un signal d'entrée Ve généré par un oscillateur contrôlé en tension OCT 32 et une sortie S fournissant à la charge 12 (voir figure 1 ) la puissance de chauffage de la pièce 16.
- un dispositif d'asservissement 48 de la fréquence de l'OCT pour le contrôle du déphasage φ entre le courant I et la tension U.
L'amplificateur 30 de puissance fournit à la charge 12 un courant I sous une tension U déphasés d'une valeur de déphasage fonction des caractéristiques d'impédance de la charge (partie réelle A et partie imaginaire B) ;
L'amplificateur comporte, pour fournir à la charge 12 la puissance de chauffage nécessaire, un ensemble de modules amplificateurs à transistors MOS couplés, non représentés sur la figure 4.
Le principe de fonctionnement du générateur de chauffage état solide, selon l'invention, est basé sur l'asservissement rapide de la fréquence de l'OCT par le déphasage φ entre le fondamental 11 du courant I dans la charge et le fondamental U1 de la tension aux bornes de la charge 12 rendant ainsi le fonctionnement du générateur de chauffage indépendant des harmoniques et des éventuelles fréquences parasite d'oscillation apparaissant sur les signaux de courant I et de tension U.
On entend par fondamental la première fréquence du spectre de raies discrètes du signal de courant I et du signal de tension U, soit 11 pour le courant I et U1 pour la tension U.
Un transformateur de courant 40 inséré entre la sortie S de l'amplificateur 30 et la charge 12 et un capteur de tension 42 de la tension U aux bornes de la charge assurent respectivement la fourniture d'un signal de mesure de courant Im, image du courant I dans la charge 12, et d'un signal de mesure de tension Um, image de la tension U aux bornes de la charge 12.
Le signal de mesure de courant Im, image du courant I comporte les signaux harmoniques et notamment la première harmonique 11 m image de la première l'harmonique 11 du courant I dans la charge. Le signal de mesure de tension Um, image de la tension U comporte les signaux harmoniques et notamment la première harmonique U1 m image de la première harmonique U1 de la tension U aux bornes de la charge.
Le signal de mesure de tension Um et le signal de mesure de courant Im sont appliqués à un convertisseur phase/tension 50 apériodique du dispositif d'asservissement 48 du générateur de chauffage. Le dispositif est insensible aux variations d'amplitude des signaux qui lui sont appliqués.
La comparaison de U1 m et 11 m se fait à l'aide de déphaseurs ayant une pente de 45° et -45°. Un premier déphaseur 52 sera de type intégrateur et un second déphaseur 54 de type dérivateur. Une description détaillée du dispositif est faite par la suite.
Le convertisseur phase/tension 50 comporte une voie de traitement d'un courant de mesure Im, image du courant I dans la charge 12, pour produire un signal rectangulaire de courant Ire et une voie de traitement d'une tension de mesure Um, image de la tension U aux bornes de la charge 12, pour produire un signal rectangulaire de tension Urc, l'écart temporel entre les fronts du signal rectangulaire de courant Ire et le signal rectangulaire de tension Urc représentent le déphasage φ à une constante π/2 près entre le fondamentale 11 du courant I et le fondamental U1 de la tension U aux bornes de la charge.
De façon connue cette constante π/2 est introduite par les déphaseurs 52, 54 à fin que le signal de courant Ire soit toujours en avance par rapport au signal de tension Urc pour toutes les valeurs du déphasage φ.
Ces signaux, de tension Urc et de courant Ire, issus respectivement de l'une et l'autre voies de traitement, attaquent un multiplicateur 60 fournisssant un signal Vcom proportionnel au déphasage φ. Un réglage de phase de référence 86 est appliqué à une entrée de décalage de phase Eφref du multiplicateur 60 pour obtenir un déphasage prédéfini φref entre le courant I dans la charge et la tension U aux bornes de la charge 12 lors de l'asservissement de l'OCT.
Le signal Vcom en sortie du multiplicateur 60, après filtrage par un filtre de boucle 62 et passage dans un dispositif proportionnel, intégral, dérivé, (PID) 64, est appliqué à une entrée de commande Od de fréquence Fs de l'OCT 32.
Le dispositif PID 64 reste classique II convient d'obtenir une réponse critique de l'asservissement de l'OCT. Il existe trois réponses possibles : - une réponse pseudo-périodique caractérisée par une tendance à l'oscillation de l'asservissement ;
- une réponse apériodique, caractérise par une réponse molle ;
- la réponse critique caractérisée par une montée rapide vers une valeur de consigne sans suroscillation.
Selon une caractéristique de l'invention les voies de traitement assurent l'extraction des fondamentales 11 , U1 du courant I et de la tension U de façon à être indépendantes de la forme des signaux du courant I dans la charge et de la tension U aux bornes de la charge. A cet effet, le convertisseur phase/tension 50 comporte :
- un filtre de signal de courant 70 pour l'extraction du fondamental 11 m du signal du courant de mesure Im (image du courant I) suivi du déphaseur 52 de type intégrateur du dit signal 11 m et d'un circuit convertisseur du signal 11 m 74 de forme sinusoïdale en un signal rectangulaire de courant Ire dont les fronts de montée et de descente correspond au passage par la valeur 0 du niveau du fondamental 11 m du signal du courant de mesure Im.
- un filtre de tension 80 pour l'extraction du fondamental U1 m du signal du tension de mesure Um (image de la tension U) suivi du déphaseur 54 de type dérivateur du dit signal U1 m et d'un circuit convertisseur du signal U1 m 84, de forme sinusoïdale, en un signal rectangulaire de tension Urc dont les fronts de montée et de descente correspondent au passage par la valeur 0 du niveau du fondamental U1 m du signal du tension de mesure Um.
La figure 5a montre le spectre du signal de tension de mesure Um, image de la tension U aux bornes de la charge 12 du générateur de la figure 4. Le signal Um de forme rectangulaire comporte notamment des harmoniques impaires de pulsation ω1 , ω3, ω5 La figure 5a montre en pointillé l'atténuation AtU du filtre passe bas de tension 80 pour l'extraction du fondamental U1 m (pulsationωi ) du signal de tension de mesure Um.
La figure 5b montre le spectre du signal de courant de mesure Im, image du courant I dans la charge 12 du générateur de la figure 4. Le signal Im de forme sinusoïdale comporte notamment le fondamental 11 m de pulsation ω1 , les autres harmoniques étant de faible niveau en fonctionnement normal. Le figure 5b montre en pointillé l'atténuation AtI du filtre passe bas de courant 70 pour l'extraction du fondamental 11 m (pulsation ω1 ) du signal de courant de mesure Im.
Dans une réalisation, les filtres 70, 80 sont des filtres elliptiques à forts coefficients, par exemples des passe bas.
Par exemple, les filtres elliptiques utilisés dans le convertisseur phase/tension de la figure 4 sont des filtres passe bas de quatrième ordre de type Chebyshev. L'ondulation dans la bande passante est de l'ordre de ± 0,5dB. L'atténuation sur une octave est de l'ordre de 7OdB.
Le calcul et une série de mesures montrent qu'il existe un point optimal de fonctionnement du générateur de chauffage correspondant à un déphasage de référence φref de φ dans un régime selfique, dans ce régime, le courant I dans la charge est en retard par rapport à la tension U. Dans ce cas, le rendement de l'étage état solide 30 est maximum. Ce point optimal présente l'avantage de garantir des signaux très propres.
Un rendement proche de 98% est obtenu dans l'application où les tests ont été effectués. Ce point optimal est obtenu par un réglage de la phase de référence φref entre le fondamental du courant 11 et le fondamentale de la tension U1 . A cet effet, le multiplicateur comporte l'entrée Eφref de réglage de cette phase de référence produisant un décalage de la tension de commande de l'OCT pour obtenir ce décalage de phase φref. Par exemple, le point de fonctionnement optimal du générateur peut être réglé pour obtenir un déphasage φref entre la tension U et le courant I compris entre 5° et 25°en régime selfique, suivant le composant de puissance utilisé dans l'amplificateur 30 de puissance.
Par la suite, le système restera calé à cette référence de phase φref quelle que soit la variation de la charge ramenée, ce qui aura pour conséquence de maintenir le rendement optimal et une fiabilité optimale du fait que la phase sera maintenue constante par simple variation de fréquence de l'OCT.
La figure 6 montre la forme du courant I et de la tension U du générateur de la figure 4, selon l'invention, en charge, apparaissant aux bornes de la charge 12 lorsque la pièce à chauffer 16 est introduite dans l'inducteur 14. On constate que :
- le fonctionnement est optimal pour un déphasage φ de l'ordre de 20° entre le courant I et la tension U en avance par rapport au courant ;
- le système se recale en temps réel. F= 500Khz , avec des signaux de tension U et de courant I très propres,
- la phase de 20° est conservée,
- le rendement est optimal, - la fiabilité est conservée,
- pas d'oscillations parasites.
Le générateur de chauffage selon l'invention comporte une autre boucle 90 d'asservissement de température de l'amplificateur 30 de puissance, mais ayant une vitesse de réaction beaucoup plus lente que la vitesse de réaction de la boucle d'asservissement de déphasage φ.
Cette autre boucle 90 a pour but de commander la fréquence de l'OCT, le déphasage φ étant optimisé par l'asservissement de phase 48, pour minimiser la température de l'amplificateur à transistors.
A cet effet l'amplificateur à transistors comporte au moins un capteur de température CT des transistors fournissant une information Ut de niveau de température à un amplificateur de boucle AT 94 dont la sortie attaque une entrée Oc2 de réglage de la phase de référence 86. Le générateur de chauffage selon l'invention, garanti une fiabilité des modules états solides. Un générateur de chauffage état solide peut comporter plusieurs centaines de modules à transistors, d'où l'importance de fiabiliser les modules. Le principe selon l'invention peut être appliqué à d'autres domaines de fréquences, par exemple de 13,56Mhz à 27Mhz.

Claims

REVENDICATIONS
1. Générateur de chauffage par haute fréquence comprenant un amplificateur état solide (10, 30) dont la sortie S est connectée à un circuit résonnant (12) couplé électromagnétiquement à une pièce à chauffer (16), un oscillateur contrôlé en tension OCT (18, 32) fournissant un signal haute fréquence à l'entrée E de l'amplificateur, le générateur comportant des moyens de mesure du déphasage φ entre le fondamental 11 du courant I fourni par le générateur au circuit résonant et le fondamental U1 de la tension U aux bornes du circuit résonant pour modifier la fréquence Fs de l'OCT en fonction dudit déphasage φ, caractérisé en ce que le fondamental 11 du courant I et le fondamentale U1 de la tension U sont obtenus respectivement par filtrage harmonique du courant I et de la tension U.
2. Générateur haute fréquence selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les moyens de mesure du déphasage φ comportent un convertisseur phase/tension (50) fournissant une tension (Vcom) proportionnelle au déphasage φ.
3. Générateur haute fréquence selon la revendication 2, caractérisé en ce que le convertisseur phase/tension (50) comporte une voie de traitement d'un courant de mesure Im, image du courant I dans la charge (12), pour produire un signal rectangulaire de courant Ire et une voie de traitement d'une tension de mesure Um, image de la tension U aux bornes de la charge (12), pour produire un signal rectangulaire de tension Urc, l'écart temporel entre les fronts du signal rectangulaire de courant Ire et le signal rectangulaire de tension Urc représentant le déphasage φ à une constante π/2 près entre le fondamentale 11 du courant I et le fondamental U1 de la tension U aux bornes de la charge.
4. Générateur haute fréquence selon la revendication 3, caractérisé en ce que les signaux de tension Urc et de courant Ire, issus respectivement de l'une et l'autre voies de traitement, attaquent un multiplicateur (60) fournissant la tension Vcom proportionnel au déphasage φ, un réglage de phase de référence (86) étant appliqué à une entrée de décalage de phase Eφref du multiplicateur (60) pour obtenir un déphasage prédéfini φref entre le courant I dans la charge et la tension U aux bornes de la charge (12) lors de l'asservissement de l'OCT.
5. Générateur haute fréquence selon la revendication 4, caractérisé en ce que la tension Vcom en sortie du multiplicateur (60), après filtrage par un filtre de boucle (62) et passage dans un dispositif proportionnel, intégral, dérivé, (PID) (64), est appliqué à une entrée de commande Od de fréquence Fs de l'OCT (32).
6. Générateur haute fréquence selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que le convertisseur phase/tension 50 comporte : - un filtre de signal de courant (70) pour l'extraction du fondamental
11 m du signal du courant de mesure Im (image du courant I) suivi d'un déphaseur (52) de type intégrateur du dit signal 11 m et d'un circuit convertisseur du signal 11 m (74) de forme sinusoïdale en un signal rectangulaire de courant Ire dont les fronts de montée et de descente correspond au passage par la valeur 0 du niveau du fondamental 11 m du signal du courant de mesure Im.
- un filtre de tension (80) pour l'extraction du fondamental U1 m du signal du tension de mesure Um (image de la tension U) suivi d'un déphaseur (54) de type dérivateur du dit signal U1 m et d'un circuit convertisseur du signal U1 m (84), de forme sinusoïdale, en un signal rectangulaire de tension Urc dont les fronts de montée et de descente correspondent au passage par la valeur 0 du niveau du fondamental U1 m du signal du tension de mesure Um.
7. Générateur haute fréquence selon la revendication 6, caractérisé en ce que les filtres (70, 80) sont des filtres de types elliptiques à forts coefficients,
8. Générateur haute fréquence selon l'une des revendications 6 ou 8, caractérisé en ce que les filtres sont des filtres passe bas.
9. Générateur haute fréquence selon l'une des revendications 4 à 8, caractérisé en ce que le déphasage φref est compris entre 5° et 25°en régime selfique, pour obtenir un point de fonctionnement optimal du générateur suivant le composant de puissance utilisé.
10. Générateur haute fréquence selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce qu'il comporte une autre boucle (90) d'asservissement de température de l'amplificateur (30) de puissance.
11. Générateur haute fréquence selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'amplificateur à transistors comporte au moins un capteur de température (CT) des transistors fournissant une information Ut de niveau de température à un amplificateur de boucle AT(94) dont la sortie attaque une entrée (Oc2) de réglage de la phase de référence (86).
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