WO2007063855A1

WO2007063855A1 - マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法

Info

Publication number: WO2007063855A1
Application number: PCT/JP2006/323727
Authority: WO
Inventors: Shoichi Fujita; Sadaki Futagi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2005-11-29
Filing date: 2006-11-28
Publication date: 2007-06-07

Abstract

　回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができるマルチキャリア送信装置。この装置では、ディジタル変調部（１０１）は、直交変調してＩ成分の周波数領域信号である第一送信信号とＱ成分の周波数領域信号である第二送信信号とからなる複素送信信号を生成する。分離部（１０２）は、ＩＦＦＴするとＩ成分の時間領域信号になる第三送信信号の周波数領域信号である第五送信信号とＱ成分の時間領域信号になる第四送信信号の周波数領域信号である第六送信信号とに複素送信信号を分離する。補正部（１０３）は、第五送信信号または第六送信信号の何れか一方を補正して、第三送信信号と第四送信信号を帯域制限する際に生じる第三送信信号と第四送信信号との間の遅延時間差及び振幅差が小さくなるように補正する。

Description

明細書

マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法

技術分野

[0001] 本発明は、マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法に関し、特に、同相成分 (I成分)と直交成分 (Q成分)との間の振幅または遅延時間の不均衡を補償するマルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法に関する。

背景技術

[0002] 例えば、信号帯域が 100MHzの広帯域のマルチキャリア通信では、ディジタル直交検波が困難であり、一般にアナログ直交検波が用いられる。この場合、ディジタル Zアナログ（以下「DZA」と記載する）変換のポストフィルタ、アナログ Zディジタル ( 以下「AZD」と記載する）変換のプリフィルタとして Iチャネル及び Qチャネルにアナ口グロ一パスフィルタ（以下「LPF」と記載する）が必要になる。即ち、 LPFは、 DZA変換及び AZD変換の際に生じる、サンプリング周波数の 2分の 1以上の折り返しノイズを除去するために必要である。この際に、 LPFの個体差により、 Iチャネルと Qチヤネルとの間に振幅の不均衡及び遅延時間の不均衡が生じる。 Iチャネルと Qチャネルとの間の振幅の不均衡及び遅延時間の不均衡は、キャリア間干渉を引き起こして性能が劣化する。

[0003] マルチキャリア通信の 1つである OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexi ng)では、 Iチャネルと Qチャネルとの間の遅延差の影響が大きぐ高速フーリエ変換（以下「FFT」と記載する）のサンプル周期の 1Z10程度の遅延時間差に抑えないと劣化が大きくなることがわ力つてきた。なお、以下の説明において、 FFTの 1サンプル時間または 1サンプル周期を「サンプル」と記載する。また、 AZDの際には、オーバーサンプリングする場合があるので、 AZDの 1サンプルと FFTの 1サンプルとは必ずしも一致しない。

[0004] しかし、 1Z10サンプル周期程度に遅延時間差を抑えることは、アナログ LPFにとつては非常に厳しいものである。そこで、 Iチャネルと Qチャネルとの間の振幅と遅延時間の不均衡をディジタル回路で補償する方法が必要になった。

[0005] 従来、 Iチャネルと Qチャネルとの間の振幅の不均衡及び遅延時間の不均衡を補償する方法としては、振幅及び群遅延の個体差の小さい LPFを用いる方法 (以下、「第一の方法」と記載する）、または LPFを個別に調整して振幅差及び群遅延差を抑える方法 (以下「第二の方法」と記載する）がある。また、従来、同相成分と直交成分から別々にタイミングを抽出し、同相成分及び直交成分それぞれの最適タイミングで AZ D変換することで遅延時間差を吸収する方法 (以下「第三の方法」と記載する）が知られて、る（例えば、特許文献 1)。

[0006] 図 1は、 LPFの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の遅延時間の不均衡がない場合の受信コンスタレーシヨン結果を示す図であり、図 2は、 LPFの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の遅延時間の不均衡による性能劣化を示す図である。図 2は、同相成分と直交成分との間に 1Z8サンプルの遅延時間差が生じた場合を示すものである。

[0007] OFDM等のマルチキャリアでは、遅延時間差の影響が大きぐ 1サンプル時間以下の僅かな差でも大きく劣化する。これは、ベースバンド信号であってもサブキャリアを持っており、サブキャリアの周期に対して遅延時間差が無視できなくなるためである。したがって、周波数の高いサブキャリアほど影響が大きくなり、 IFZRF帯の変調信号では信号帯域の中心から離れたサブキャリアほど遅延時間差の影響が大きくなる。また、アナログ LPFはカットオフ近傍、即ち通過帯域の端ほど素子感度が高くばらつきが大きくなるため、劣化を避けるのは困難である。

[0008] 図 2に示すように、 1Z8サンプルの遅延時間差でも、サブキャリア間の直交性が崩れてコンスタレーシヨンが大きく劣化する。信号帯域を 100MHz (ベースバンド信号は 50MHz)とし、サブキャリア数を 384本にして FFTポイント数を 512にした場合、サンプリングクロックは ΙΟΟΜΗζ Χ 512Z384= 133MHz程度となり、 1サンプル時間は 7. 5nsとなる。したがって、 1/8サンプルは 940psになる。一方、 50MHz帯域の LPFの群遅延時間は通常数 10nsのオーダーとなる。例えば、 LPFの群遅延時間を 48nsとすると、送信側と受信側とで LPFを用いる場合には、群遅延時間は 48 X 2 = 96nsになる。したがって、遅延差を 1Z8サンプル = 940psに抑えるには、約 1%のばらつき、即ち約 1%の個体差し力許されない。

[0009] 図 3は、 LPFの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の振幅の不均衡がない場合の受信コンスタレーシヨン結果を示す図であり、図 4は、 LPFの個体差により生じる同相成分と直交成分との間の振幅の不均衡による性能劣化を示す図である。図 4は、同相成分と直交成分との間に ldBの振幅差が生じる場合を示すものである。図 4に示すように、振幅の不均衡によってもサブキャリア間の干渉が起こり、性能が劣化する。振幅差は、遅延時間差と比べると影響は小さい。例えば、 LPFの通過域振幅差を ldBに抑えることは、群遅延差を 1%に抑えることより容易である。

特許文献 1：特開 2001— 24722号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0010] し力しながら、従来の装置においては、第一の方法及び第二の方法では、 LPFの仕様が厳し、ためにコストがアップして低コストィ匕が図れなヽと、う問題がある。また、第三の方法では、 1サンプル周期より小さい遅延時間の補償は可能であるが、タイミング抽出回路が 2つ必要なために回路規模が大きくなるという問題がある。また、第三の方法では、振幅の不均衡を補償することができな、と、う問題がある。

[0011] 本発明の目的は、回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができるマルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法を提供することである。

課題を解決するための手段

[0012] 本発明のマルチキャリア送信装置は、送信データを直交変調して I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号とからなる複素送信信号を生成するディジタル変調手段と、前記複素送信信号を逆高速フ一リエ変換すると I成分の時間領域信号になる第三送信信号の周波数領域信号である第五送信信号と Q成分の時間領域信号になる第四送信信号の周波数領域信号である第六送信信号とに前記複素送信信号を分離する分離手段と、前記第三送信信号及び前記第四送信信号を帯域制限する際の前記第三送信信号と前記第四送信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五送信信号または前記第六送信信号を補正する補正手段と、前記補正手段にて補正後に前記第五送信信号と前記第六送信信号とを合成して前記複素送信信号を再生成する合成手段と、前記合成手段にて再生成された前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換して前記第三送信信号と前記第四送信信号とを生成する逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高速フーリエ変換手段にて生成された前記第三送信信号と前記第四送信信号との帯域を制限する帯域制限手段と、前記帯域制限手段にて帯域制限された前記第三送信信号及び前記第四送信信号からなる送信信号を送信する送信手段と、を具備する構成を採る。

[0013] 本発明のマルチキャリア受信装置は、受信信号を直交復調することにより I成分の時間領域信号である第一受信信号と Q成分の時間領域信号である第二受信信号を生成する直交復調手段と、前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限する帯域制限手段と、前記帯域制限手段にて帯域制限された前記第一受信信号及び前記第二受信信号を高速フーリエ変換して I成分の周波数領域信号である第三受信信号と Q成分の周波数領域信号である第四受信信号とからなる複素受信信号を生成する高速フーリエ変換手段と、前記第一受信信号の周波数領域信号である第五受信信号と前記第二受信信号の周波数領域信号である第六受信信号とに前記複素受信信号を分離する分離手段と、前記第一受信信号及び前記第二受信信号を前記帯域制限手段にて帯域制限する際に生じる前記第一受信信号と前記第二受信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五受信信号または前記第六受信信号を補正する補正手段と、前記補正手段にて補正後に前記第五受信信号と前記第六受信信号とを合成して前記複素受信信号を再生成する合成手段と、前記合成手段にて再生成された前記複素受信信号を復調する復調手段と、を具備する構成を採る。

[0014] 本発明の送信方法は、送信データを直交変調して I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号とからなる複素送信信号を生成するステップと、前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換すると I成分の時間領域信号になる第三送信信号の周波数領域信号である第五送信信号と Q成分の時間領域信号になる第四送信信号の周波数領域信号である第六送信信号とに前記複素送信信号を分離するステップと、前記第三送信信号及び前記第四送信信号を帯域制限する際の前記第三送信信号と前記第四送信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五送信信号または前記第六送信信号を補正するステップと、前記補正後に前記第五送信信号と前記第六送信信号とを合成して前記複素送信信号を再生成するステップと、再生成された前記複素送信信号を逆高速フ一リエ変換して前記第三送信信号と前記第四送信信号とを生成するステップと、生成された前記第三送信信号と前記第四送信信号との帯域を制限するステップと、帯域制限された前記第三送信信号及び前記第四送信信号からなる送信信号を送信するステップと、を具備するようにした。

[0015] 本発明の受信方法は、受信信号を直交復調することにより I成分の時間領域信号である第一受信信号と Q成分の時間領域信号である第二受信信号を生成するステツプと、前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限するステップと、帯域制限された前記第一受信信号及び前記第二受信信号を高速フーリエ変換して I成分の周波数領域信号となる第三受信信号と Q成分の周波数領域信号となる第四受信信号とからなる複素受信信号を生成するステップと、前記第一受信信号の周波数領域信号である第五受信信号と前記第二受信信号の周波数領域信号である第六受信信号とに前記複素受信信号を分離するステップと、前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限する際に生じる前記第一受信信号と前記第二受信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五受信信号または前記第六受信信号を補正するステップと、前記補正後に前記第五受信信号と前記第六受信信号とを合成して前記複素受信信号を再生成するステップと、再生成された前記複素受信信号を復調するステップと、を具備するようにした。

発明の効果

[0016] 本発明によれば、回路規模を大きくすることなく低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができる。

図面の簡単な説明

[0017] [図 1]受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 [図 2]受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 3]受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 4]受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

圆 5]本発明の実施の形態 1に係るマルチキャリア送信装置の構成を示すブロック図圆 6]本発明の実施の形態 1に係るマルチキャリア受信装置の構成を示すブロック図圆 7]本発明の実施の形態 1に係る補正部の構成を示すブロック図

[図 8]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 9]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 10]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 11]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 12]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 13]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 14]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 15]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

圆 16]本発明の実施の形態 1に係る LPFの遅延時間特性を示す図

圆 17]本発明の実施の形態 1に係る LPFの振幅特性を示す図

[図 18]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図

[図 19]本発明の実施の形態 1に係る受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図 [図 20]本発明の実施の形態 2に係る補正係数格納部の構成を示すブロック図発明を実施するための最良の形態

[0018] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

[0019] (実施の形態 1)

図 5は、本発明の実施の形態 1に係るマルチキャリア送信装置 100の構成を示すブロック図である。

[0020] ディジタル変調部 101は、図示しない符号化部にて符号化された送信データを、 Q PSKまたは 16QAM等の変調方式にて直交変調して、 I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号を生成する。また、ディジタル変調部 101は、ガード帯域を設ける場合には、ガード帯域に割り当てるサブキャリアに対してデータ「0」を挿入する。例えば、逆高速フーリエ変換 (以下「IF FT」と記載する）ポイントが 512の場合には 512本のサブキャリアを生成できる 1S この場合、ディジタル変調部 101は、内側の負の周波数を含む OHzの両側の 384本のサブキャリアにデータを挿入し、 OHzのサブキャリアと残りの外側のサブキャリアの計 128本にはデータ「0」を挿入する。これにより、データが挿入されるサブキャリアは低い周波数帯域だけになるので、折り返しノイズの除去が容易になる。そして、ディジタル変調部 101は、生成した第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号 (第一送信信号 (I成分） +j X第二送信信号 (Q成分) )を lOFDMシンボル単位で分離部 102へ出力する。

[0021] 分離部 102は、ディジタル変調部 101から入力した第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を、 lOFDMシンボル単位で、第五送信信号及び第六送信信号の 2つの複素送信信号に分離して補正部 103へ出力する。ここで、第五送信信号は、第一送信信号及び第二送信信号力もなる複素送信信号を IFFTした後の I 成分の時間領域信号である第三送信信号の周波数領域信号であり、第六送信信号は、第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を IFFTした後の Q成分の時間領域信号である第四送信信号の周波数領域信号である。また、第五送信信号及び第六送信信号の I成分は第一送信信号からなり、第五送信信号及び第六送信信号の Q成分は第二送信信号力なる。 [0022] 補正部 103は、周波数領域にて、分離部 102から入力した第五送信信号及び第六送信信号の 2つの複素送信信号の何れか一方を補正する。これにより、第三送信信号及び第四送信信号を後述する LPF109及び LPF110にて帯域制限することにより生じる第三送信信号と第四送信信号との間の遅延時間差及び振幅差が小さくなるように補償することができる。そして、補正部 103は、遅延時間差及び振幅差を補償した後、第五送信信号及び第六送信信号を合成部 104へ出力する。

[0023] 合成部 104は、補正部 103から入力した第五送信信号と第六送信信号とを合成し、分離部 102にて分離する前の第一送信信号と第二送信信号とからなる複素送信信号を再生成する。そして、合成部 104は、再生成した第一送信信号と第二送信信号カゝらなる複素送信信号を IFFT部 105へ出力する。

[0024] IFFT部 105は、合成部 104から入力した第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を IFFT、即ち周波数領域信号カゝら時間領域信号に変換して、第三送信信号と第四送信信号とを生成する。そして、 IFFT部 105は、生成した第三送信信号及び第四送信信号を GI付加部 106へ出力する。

[0025] GI付加部 106は、 IFFT部 105から入力した第三送信信号及び第四送信信号に G Iを付加する。そして GI付加部 106は、 GIを付加した第三送信信号を DZA部 107へ出力するとともに、 GIを付加した第四送信信号を DZA部 108へ出力する。

[0026] DZA部 107は、 GI付加部 106から入力した第三送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変換して LPF109に出力する。

[0027] DZA部 108は、 GI付加部 106から入力した第四送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変換して LPF110に出力する。

[0028] 帯域制限手段である LPF109は、 DZA部 107から入力した第三送信信号に対して、低周波数領域のみを通過させることにより帯域制限を行って直交変調部 111へ出力する。

[0029] 帯域制限手段である LPF110は、 DZA部 107から入力した第四送信信号に対して、低周波数領域のみを通過させることにより帯域制限を行って直交変調部 111へ出力する。 LPF110を通過した第四送信信号は、 LPF110と LPF109との個体差によって、 LPF109を通過した第三送信信号とは遅延時間差及び振幅差が生じることになる力補正部 103にてあら力じめ遅延時間差及び振幅差が補正されているため、LPF109を通過した第三送信信号との間に生じる遅延時間差及び振幅差は抑制されたものとなる。

[0030] 直交変調部 111は、 LPF109から入力した第三送信信号及び LPF110から入力した第四送信信号を直交変調して IF (中間周波数)信号を生成して無線送信部 112へ出力する。

[0031] 無線送信部 112は、直交変調部 111から入力した IF信号を IF力も無線周波数にァップコンバートして送信信号としてアンテナ 113へ出力する。

[0032] アンテナ 113は、無線送信部 112から入力した送信信号を送信する。

[0033] 次に、マルチキャリア受信装置 200の構成について、図 6を用いて説明する。図 6 は、マルチキャリア受信装置 200の構成を示すブロック図である。

[0034] アンテナ 201は、信号を受信して無線受信部 202へ出力する。

[0035] 無線受信部 202は、アンテナ 201から入力した受信信号を無線周波数からベースバンド周波数にダウンコンバートして直交復調部 203へ出力する。

[0036] 直交復調部 203は、無線受信部 202から入力した受信信号を直交復調して I成分の時間領域信号である第一受信信号及び Q成分の時間領域信号である第二受信信号を生成する。そして、直交復調部 203は、生成した第一受信信号を LPF204出力するとともに、生成した第二受信信号を LPF205へ出力する。

[0037] 帯域制限手段である LPF204は、直交復調部 203から入力した第一受信信号の低周波数領域のみを通過させることにより帯域制限を行って AZD部 206へ出力する。

[0038] 帯域制限手段である LPF205は、直交復調部 203から入力した第二受信信号の低周波数領域のみを通過させることにより帯域制限を行って AZD部 207へ出力する。 LPF205を通過した第二受信信号は、 LPF204と LPF205との個体差によって、 LPF204を通過した第一受信信号とは遅延時間差及び振幅差が生じた信号になつている。

[0039] AZD部 206は、 LPF204から入力した第一受信信号をアナログ信号力ディジタル信号に変換して GI除去部 208へ出力する。 [0040] AZD部 207は、 LPF205から入力した第二受信信号をアナログ信号力もディジタル信号に変換して GI除去部 208へ出力する。

[0041] GI除去部 208は、 AZD部 206から入力した第一受信信号及び AZD部 207から入力した第二受信信号力も GIを除去して、 FFT部 209へ出力する。

[0042] FFT部 209は、 GI除去部 208から入力した第一受信信号及び第二受信信号を FF Tして時間領域力周波数領域に変換して、 I成分の周波数領域信号である第三受信信号と Q成分の周波数領域信号である第四受信信号とを生成する。そして、 FFT 部 209は、生成した第三受信信号及び第四受信信号からなる複素受信信号 (第三受信信号 (I成分） +j X第四受信信号 (Q成分) )を分離部 210へ出力する。

[0043] 分離部 210は、 FFT部 209から入力した第三受信信号及び第四受信信号力もなる複素受信信号を、 lOFDMシンボル単位で、第五受信信号と第六受信信号の 2つの複素受信信号に分離して補正部 211へ出力する。ここで、第五受信信号は、帯域制限、 GI除去及び AZD変換した後の第一受信信号の周波数領域信号であり、第六受信信号は、帯域制限、 GI除去及び AZD変換した後の第二受信信号の周波数領域信号である。また、第五受信信号及び第六受信信号の I成分は第三受信信号からなり、第五受信信号及び第六受信信号の Q成分は第四受信信号からなる。

[0044] 補正部 211は、周波数領域にて、分離部 210から入力した第五受信信号及び第六受信信号の 2つの複素受信信号の何れか一方を補正する。これにより、第一受信信号及び第二受信信号を LPF204及び LPF205にて帯域制限することにより生じる第一受信信号と第二受信信号との間の遅延時間差及び振幅差を補償することができる。そして、補正部 211は、遅延時間差及び振幅差を補償した後、第五受信信号及び第六受信信号を合成部 212へ出力する。

[0045] 合成部 212は、補正部 211から入力した第五受信信号と第六受信信号とを合成し、分離部 210にて分離する前の第三受信信号と第四受信信号とからなる複素受信信号を再生成する。そして、合成部 212は、再生成した第三受信信号及び第四受信信号力なる複素受信信号を伝送路推定補償部 213へ出力する。

[0046] 伝送路推定補償部 213は、合成部 212から入力した第三受信信号と第四受信信号とからなる複素受信信号の伝送路推定を行う。即ち、伝送路推定補償部 213は、既知信号を用いて、合成部 212から入力した第三受信信号及び第四受信信号の伝送路の振幅及び位相応答を推定して補償を行う。そして、伝送路推定補償部 213は、補償した後の第三受信信号及び第四受信信号を復調部 214へ出力する。

[0047] 復調部 214は、伝送路推定補償部 213から入力した第三受信信号及び第四受信信号をサブキャリア毎に復調して受信データとして出力する。

[0048] 次に、補正部 103の構成について、図 7を用いて説明する。図 7は、補正部 103の構成を示すブロック図である。なお、補正部 211の構成は図 7と同一であるので、その説明は省略する。

[0049] 遅延部 301は、分離部 102から入力した、第五送信信号を遅延させて合成部 104 へ出力する。遅延部 301は、第六送信信号が乗算部 302から出力されるタイミングと略同一のタイミングで、第五送信信号が出力されるように遅延させる。

[0050] 乗算部 302は、分離部 102から入力した第六送信信号に対して、補正係数格納部 303から入力した複素数の補正係数を複素乗算することにより補正を行う。そして、乗算部 302は、補正した第六送信信号を合成部 104へ出力する。

[0051] 補正係数格納部 303は、複数の複素数の補正係数 (補正値)をあらかじめ記憶しており、シンボルの先頭を示す情報であるシンボル先頭情報に基づいて、記憶している補正係数を乗算部 302へ出力する。なお、補正係数を設定する方法については後述する。

[0052] 次に、マルチキャリア送信装置 100及びマルチキャリア受信装置 200の動作について説明する。

[0053] 最初に、マルチキャリア送信装置 100は、ディジタル変調部 101にて、送信データを直交変調して第一送信信号と第二送信信号を生成する。この際、ディジタル変調部 101は、 1 OFDMシンボル単位で出力する。 lOFDMシンボルは、 IFFTポイント数分の第一送信信号及び IFFTポイント数分の第二送信信号で表すことができる。

[0054] 次に、マルチキャリア送信装置 100は、分離部 102にて、第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を、第五送信信号と第六送信信号の 2つの複素送信信号に分離する。分離部 102にて分離された第五送信信号は、（1)式のようになる。 [0055] X = 1/2 (A +A* ) (1)

k k N-k

ただし、 Xは第五送信信号

k

Aはディジタル変調部 101の複素出力（I +j X Q )

k k k

A*は Aの複素共役

Nは IFFTポイント数

A =A

N 0

k=0、 1、 · · ·、 N— 1

[0056] また、分離部 102にて分離された第六送信信号は、（2)式のようになる。

[0057] Y = 1/2 (A -A* ) (2)

k k N-k

ただし、 Yは第六送信信号

k

Aはディジタル変調部 101の複素出力（I+j X Q)

k

A*は Aの複素共役

Nは IFFTポイント数

A =A

N 0

k=0、 1、 · · ·、 N— 1

[0058] そして、分離部 102は、上記（1)式の第五送信信号及び (2)式の第六送信信号を出力する。なお、 X

kは、複素共役対称 (X =X* )

k N-K になるため、 IFFTの対称性により、 IFFT後は実数になる。また、 Yは、複素共役反対称 (Yk= -Y* )になるため k N-K

、同様の理由で、 IFFT後は純虚数になる。

[0059] 次に、マルチキャリア送信装置 100は、補正部 103にて、上記（1)式及び上記（2) 式の何れか一方に対して、 LPF109と LPF110との間の振幅差及び遅延時間差の不均衡を補正する複素補正係数 Ck(k=0、 1、 " '、？^ 1)を複素乗算する。

[0060] 次に、マルチキャリア送信装置 100は、合成部 104にて、補正後の第五送信信号と第六送信信号とを加算して合成し、 IFFT部 105にて、 IFFTして時間領域信号に変換した第三送信信号及び第四送信信号を生成する。

[0061] そして、マルチキャリア送信装置 100は、 DZA部 107及び DZA部 108にて、第三送信信号及び第四送信信号をディジタル信号からアナログ信号に変換し、 LPF109 及び LPF110にて低周波数のみを通過させ、直交変調部 111にて直交変調して送信する。

[0062] 図 8は、遅延時間差が 1Z8サンプル周期で振幅差がない場合において、マルチキャリア送信装置 100にて補償しな力つた場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーシヨン結果を示す図である。また、図 9は、遅延時間差が 1Z8サンプル周期で振幅差がない場合において、マルチキャリア送信装置 100にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。なお、図 8及び図 9は、サブキヤリァ数は 384、 FFTポイント数は 512、 GIは 256サンプル、変調方式は 16QAM及びチャネル推定は時間多重パイロット信号により推定した場合のシミュレーション結果である。図 8及び図 9より、第三送信信号及び第四送信信号の遅延時間差の不均衡を補正することにより、ほぼ完全に干渉を取り除くことができる。

[0063] また、図 10は、遅延時間差がない場合で振幅差が ldBである場合において、マルチキャリア送信装置 100にて補償しなかつた場合の受信コンスタレーションのシミュレーシヨン結果を示す図である。また、図 11は、遅延時間差がない場合で振幅差が Id Bである場合において、マルチキャリア送信装置 100にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。図 10及び図 11より、第三送信信号及び第四送信信号の位相差の不均衡を補正することにより、ほぼ完全に干渉を取り除くことができる。

[0064] 次に、マルチキャリア信号を受信したマルチキャリア受信装置 200は、直交復調部 203にて直交復調して第一受信信号と第二受信信号を生成し、 LPF109及び LPF1 10にて低周波数のみを通過させる。 LPF109を通過した第一受信信号及び LPF11 0を通過した第二受信信号は、 LPF204と 205との個体差によって、振幅差と遅延差が加わった信号となっている。このような第一受信信号と第二受信信号を、ガードインターバルを除去し FFTすると、 FFT後の第三受信信号と第四受信信号はサブキヤリァ間干渉が加わったものとなる。従って、補正部 211にて補正する必要が生じる。

[0065] 次に、マルチキャリア受信装置 200は、分離部 210にて、第三受信信号及び第四受信信号からなる複素受信信号を、 (1)式に示すような第五受信信号及び (2)式に示すような第六受信信号に分離する。

[0066] 次に、マルチキャリア受信装置 200は、補正部 211にて、上記（1)式及び上記（2) 式に示すような第五受信信号及び第六受信信号の何れか一方に対して、 LPF204 と LPF205との不均衡を補正する複素補正係数 Ck (k=0、 1、 " '、？^ 1)を複素乗算する。

[0067] 次に、マルチキャリア受信装置 200は、伝送路推定補償部 213にて、既知信号を用いて伝送路の振幅及び位相応答を推定して補償を行う。なお、伝送路推定補償部 213は、第三受信信号と第四受信信号との不均衡は補償できない。

[0068] 次に、マルチキャリア受信装置 200は、復調部 214にて、各サブキャリアに対して復調処理を行い、受信データを出力する。

[0069] 図 12は、遅延時間差が 1Z8サンプル周期で振幅差がない場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償しな力つた場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレ一シヨン結果を示す図である。また、図 13は、遅延時間差が 1Z8サンプル周期で振幅差がない場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。図 12及び図 13より、第一受信信号及び第二受信信号の遅延時間差の不均衡を補正することにより、ほぼ完全に干渉を取り除くことができる。

[0070] また、図 14は、遅延時間差がない場合で振幅差が ldBである場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償しな力つた場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーシヨン結果を示す図である。また、図 15は、遅延時間差がない場合で振幅差が Id Bである場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。なお、図 14及び図 15は、サブキャリア数は 384、 FFTポイント数は 512、 GIは 256サンプル、変調方式は 16QAM 及びチャネル推定は時間多重パイロット信号により推定した場合のシミュレーション結果である。図 14及び図 15より、第一受信信号及び第二受信信号の位相差の不均衡を補正することにより、ほぼ完全に干渉を取り除くことができる。

[0071] また、図 16は、遅延時間差と振幅差の両方が存在する場合で遅延時間差及び振幅差が周波数特性を持つ（リップル)場合の LPFの遅延時間特性を示す図であり、縦軸が群遅延であり横軸が正規ィ匕周波数である。また、図 17は、遅延時間差と振幅差の両方が存在する場合で遅延時間差及び振幅差に周波数特性がある場合の LP Fの振幅特性を示す図であり、縦軸が振幅であり横軸が正規ィ匕周波数である。図 16 において、 I成分は ± 1Z4サンプル周期のリップルを持ち、 Q成分は信号帯域内で平坦である。また、図 17において、 I成分は ± ldBのリップルを持ち、 Q成分は信号帯域内で平坦である。

[0072] 図 18は、図 16及び図 17の場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償しなかった場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。また、図 19は、図 16及び図 17の場合において、マルチキャリア受信装置 200にて補償した場合の受信コンスタレーシヨンのシミュレーション結果を示す図である。図 18及び図 19より、遅延時間差及び振幅差に周波数特性がある場合でもほぼ完全に干渉を取り除くことができる。

[0073] 次に、補正部 103にて補正係数を設定する方法について説明する。本実施の形態 1においては、あらかじめ LPF109、 110及び LPF204、 205を用いて算出した補正係数を設定する。

[0074] 補正部 103は、ネットワークアナライザ等を用いて、あら力じめ測定しておいた LPF 特性を元に補正係数を決定する。複素ベースバンド信号において、サブキャリアは、番号 k = 0を DCとし、 DCからサンプリング周波数に向かって N— 1までの番号が振られているものとする。この場合、 k=0〜(NZ2)— 1は実周波数キャリア、 k=NZ2 〜N—1はイメージキャリアとなる。実周波数サブキャリア k=0〜（NZ2)— 1の周波数における、 LPF109のゲインを MAk(dB)、群遅延を DAk(s)、 LPF110のゲインを MBk(dB)、群遅延を DBk(s)、サンプリング周期を Ts (s)とおくと、 LPF109側（同相成分側）を基準とした振幅差及び遅延時間差は、 (3)式及び (4)式のようになる。

[0075] 振幅差 Mk (dB) =MBk— MAk(0≤k≤(NZ2)— 1) (3)

[0076] 遅延差 Dk (s) =DBk— DAk(0≤k≤(NZ2)— 1) (4)

[0077] このとき、補正係数 Ckは、（5)式及び（6)式のようになる。

[0078] Ck= 10" (-Mk/20) X exp (j X D ZTs X k X 2 w ZN) (0≤k≤ (N/2)— 1) k

(5)

[0079] Ck= 10" (-M Z20) X exp (—j X D /Ts X (N~k) X 2 π /N) (N/2≤k

N-k N-k

≤N— 1) (6) [0080] 補正係数 Ckにおいて、（5)式の 10' (— MkZ20)と（6)式の 10' (— M Z20)と

N-k は振幅差の補正を行う部分であり、（5)式の (j X D ZTs X kX 2 w ZN;^ (6) ( k

j X D /Ts X (N— k) X 2 π /N)とは群遅延時間差の補正を行う部分である。

N-k

[0081] マルチキャリア送信装置 100においては、補正係数 Ckの絶対値は、サンプリング周波数の 1Z2の周波数の周波数軸に対して対称であり、位相は逆方向になっている。したがって、第六送信信号 Ykに補正係数 Ckを乗じても Ykの複素共役反対称性 (Yk= Y* )は失われず、また第五送信信号 Xkに補正係数 Ckを乗じても Xkの

N-K

複素共役対称性 (Xk=X* )は失われなヽ。即ち、 IFFT演算しても I成分と Q成分

N-K

とは干渉しない。

[0082] 補正係数 Ckを、 IFFT出力の直交成分のみに関係する成分 Ykに乗ずることで、 L PF109、 110通過後の同相成分と直交成分との不均衡が除かれる。上記計算で求めた複素補正係数 Ckを補正係数格納部 303に記憶しておき、シンボル毎に呼び出して使用する。

[0083] このように、本実施の形態 1によれば、送信側にて、第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を第五送信信号及び第六送信信号の 2つの複素送信信号に分離するとともに、受信側にて、第三受信信号及び第四受信信号からなる複素受信信号を第五受信信号及び第六受信信号の 2つの複素受信信号に分離して、分離した第五送信信号及び第六送信信号を補正するとともに、分離した第五受信信号と第六受信信号を補正するので、他の方式により遅延時間差及び振幅差を補正する場合に比べて回路規模を大きくすることなぐ低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができる。また、本実施の形態 1によれば、周波数領域で振幅差及び遅延時間差を補正することにより、時間領域で 1サンプル以下の補正をする場合に必要となる高次オーバーサンプリング及び補間演算を不要にすることができるので、マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置の製造コストを低減することができるとともに、回路規模が大きくなることを防ぐことができる。

[0084] (実施の形態 2)

図 20は、本発明の実施の形態 2に係る補正係数格納部 303の構成を示すブロック図である。なお、実施の形態 2においては、マルチキャリア送信装置の構成は図 5と同一であり、マルチキャリア受信装置の構成は図 6と同一であるとともに、補正部 103 及び補正部 211の構成は図 7と同一であるので、その説明は省略する。

[0085] 選択情報記憶部 1601は、各サブキャリアについて、コンスタレーシヨンが最良になるような振幅係数が格納されている振幅係数記憶部 1602のアドレスと、コンスタレ一シヨンが最良になるような exp (j . 0 m)が格納されている exp (j · 0 m)記憶部 1603のアドレスとを記憶する。そして、選択情報記憶部 1601は、シンボル先頭情報をトリガ一として、記憶して、るアドレスの情報であるアドレス情報をサブキャリア番号順に順次振幅係数記憶部 1602及び exp (j ' Θ m)記憶部 1603へ出力する。

[0086] 振幅係数記憶部 1602は、選択情報記憶部 1601から入力したアドレス情報のアドレスに格納されてヽる振幅係数を乗算器 1604及び乗算器 1605へ出力する。

[0087] exp (j - 0 m)記憶部 1603は、選択情報記憶部 1601から入力したアドレス情報のアドレスに格納されている exp (j ' Θ m)を乗算器 1604及び乗算器 1605へ出力する

[0088] 乗算器 1604は、振幅係数記憶部 1602から入力した振幅係数と exp (j · Θ m)記憶部 1603から入力した exp (j ' Θ m)の実部とを乗算することにより補正係数 (補正値）の実部を算出する。そして、乗算器 1604は、算出した補正係数の実部を乗算部 30 2へ出力する。

[0089] 乗算器 1605は、振幅係数記憶部 1602から入力した振幅係数と exp (j - Θ m)記憶部 1603から入力した exp (j ' Θ m)の虚部とを乗算することにより補正係数 (補正値）の虚部を算出する。そして、乗算器 1605は、算出した補正係数の虚部を乗算部 30 2へ出力する。なお、マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置の動作は、上記実施の形態 1と同一であるので、その説明は省略する。

[0090] 次に、補正部 103にて補正係数を設定する方法について説明する。本実施の形態 2においては、装置調整段階で各サブキャリアのコンスタレーシヨンが最良となるように調整することにより補正係数を設定する。

[0091] 例えば、 1Z16サンプル周期以下の遅延時間差にする必要がある場合、補正係数格納部 303は、 16通りの exp (j . 0 m)の値をあらかじめ記憶しておき、サブキャリア毎にコンスタレーシヨンが最良または EVM (Error Vector Magnitude)が最小になる e xp (j - Θ m)を選択するようにする。ここで、 exp (j ' Θ m)は（7)式より求めることができる。

[0092] exp (j - Θ m) =cos Θ m+j X sin θ m (m=0~15) (7)

[0093] また、 0 mは（8)式より求めることができる。

[0094] 0 πι=πι Χ 2 π Ζΐ6 (πι=Ο〜15) (8)

[0095] ただし、サブキャリア毎の調整は半数のサブキャリアでよ!/、。イメージサブキャリア（k

=nに対して k=N— n)の値は逆位相となる。上記では Θ mを 0〜2 πで設定しているため、 Θ mの逆位相 - Θ mは、 2 π - 0 m= 0 となる。サブキャリア k番を補正

16-m

する場合には、 Ykの複素共役反対称性あるいは Xkの複素共役対称性を崩さないようにするため、同時に N—k番の選択も行う必要がある。即ち、サブキャリア k番を補正する場合には、 0 111と0 とを一対として選択して補正する。

16-m

[0096] そして、補正係数格納部 303は、サブキャリア毎に選択した exp (j - 0 m)を記憶する。補正係数格納部 303が記憶しているサブキャリア毎の exp (j . Θ m)に基づいて、 exp (j - 0 m)が呼び出されて補正に用いられる。

[0097] 振幅についても、同様に、所定の振幅差毎に複数の補正係数 (実数)を記憶させておき、サブキャリア毎にコンスタレーシヨンが最良または EVMが最小となるものを選択するよう〖こする。例えば、振幅差を 0. 5dB以下に抑えたい場合、補正係数格納部 303は、 LPFの最大の振幅差まで、例えば「1、 ±0. 5dB、 ± ldB、 ± 1. 5dB- - - J の各補正係数を記憶しておき、調整時に、サブキャリア毎に選択した補正係数を記憶する。遅延時間差と同様、調整は半数のサブキャリアでよぐイメージサブキャリア（ k = Nに対して k = N— 1)の値は同値となる。サブキャリア k番を調整する場合には、同時に N—k番の選択も行う。補正係数は、振幅係数と exp (j ' Θ m)との積となる。

[0098] 遅延時間差に比べて振幅差の影響は小さいため、遅延時間差の補正を先に行い、その上で振幅差の補正を行う。必要に応じて、再度遅延時間差の補正と振幅差の補正を繰返し行う。遅延時間の補正と振幅差の補正とを繰り返し行う場合にも、都度先に遅延時間差の補正を行い、その上で振幅差の補正を行う。

[0099] このように、本実施の形態 2によれば、送信側にて、第一送信信号及び第二送信信号からなる複素送信信号を第五送信信号及び第六送信信号の 2つの複素送信信号に分離するとともに、受信側にて、第三受信信号及び第四受信信号からなる複素受信信号を第五受信信号及び第六受信信号の 2つの複素受信信号に分離して、分離した第五送信信号及び第六送信信号を補正するとともに、分離した第五受信信号と第六受信信号を補正するので、他の方式により遅延時間差及び振幅差を補正する場合に比べて回路規模を大きくすることなぐ低コストにて遅延時間及び振幅の不均衡を補償することができる。また、本実施の形態 2によれば、周波数領域で振幅差及び遅延時間差を補正することにより、時間領域で 1サンプル以下の補正をする場合に必要となる高次オーバーサンプリング及び補間演算を不要にすることができるので、マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア受信装置の製造コストを低減することができるとともに、回路規模が大きくなることを防ぐことができる。

[0100] 上記実施の形態 1及び実施の形態 2において、第六送信信号に対して補正を行つたが、これに限らず、第五送信信号に対して補正を行っても良いし、第五送信信号及び第六送信信号の両方に対して補正を行っても良い。また、上記実施の形態 1及び実施の形態 2において、第六受信信号に対して補正を行ったが、これに限らず、第五受信信号に対して補正を行っても良!、し、第五受信信号及び第六受信信号の両方に対して補正を行っても良い。また、上記実施の形態 1及び実施の形態 2にお V、て、マルチキャリア送信装置 100とマルチキャリア受信装置 200の両方で振幅差及び遅延時間差を補正した力これに限らず、マルチキャリア送信装置 100及びマルチキャリア受信装置 200の何れか一方のみで振幅差及び遅延時間差を補正するようにしても良い。

[0101] 2005年 11月 29日出願の特願 2005— 344130の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

産業上の利用可能性

[0102] 本発明に力かるマルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、送信方法及び受信方法は、特に同相成分と直交成分との間の振幅または遅延時間の不均衡を補償するのに好適である。

Claims

請求の範囲

[1] 送信データを直交変調して I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号とからなる複素送信信号を生成するディジタル変調手段と、

前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換すると I成分の時間領域信号になる第三送信信号の周波数領域信号である第五送信信号と Q成分の時間領域信号になる第四送信信号の周波数領域信号である第六送信信号とに前記複素送信信号を分離する分離手段と、

前記第三送信信号及び前記第四送信信号を帯域制限する際の前記第三送信信号と前記第四送信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五送信信号または前記第六送信信号を補正する補正手段と、

前記補正手段にて補正後に前記第五送信信号と前記第六送信信号とを合成して前記複素送信信号を再生成する合成手段と、

前記合成手段にて再生成された前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換して前記第三送信信号と前記第四送信信号とを生成する逆高速フーリエ変換手段と、前記逆高速フーリエ変換手段にて生成された前記第三送信信号と前記第四送信信号との帯域を制限する帯域制限手段と、

前記帯域制限手段にて帯域制限された前記第三送信信号及び前記第四送信信号からなる送信信号を送信する送信手段と、

を具備するマルチキャリア送信装置。

[2] 前記補正手段は、前記第五送信信号または前記第六送信信号に対してあらかじめ記憶している補正値を乗算することにより前記補正を行う請求項 1記載のマルチキヤリア送信装置。

[3] 受信信号を直交復調することにより I成分の時間領域信号である第一受信信号と Q 成分の時間領域信号である第二受信信号を生成する直交復調手段と、

前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限する帯域制限手段と、前記帯域制限手段にて帯域制限された前記第一受信信号及び前記第二受信信号を高速フーリエ変換して I成分の周波数領域信号である第三受信信号と Q成分の周波数領域信号である第四受信信号とからなる複素受信信号を生成する高速フーリェ変換手段と、

前記第一受信信号の周波数領域信号である第五受信信号と前記第二受信信号の周波数領域信号である第六受信信号とに前記複素受信信号を分離する分離手段と前記第一受信信号及び前記第二受信信号を前記帯域制限手段にて帯域制限する際に生じる前記第一受信信号と前記第二受信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五受信信号または前記第六受信信号を補正する補正手段と、

前記補正手段にて補正後に前記第五受信信号と前記第六受信信号とを合成して前記複素受信信号を再生成する合成手段と、

前記合成手段にて再生成された前記複素受信信号を復調する復調手段と、を具備するマルチキャリア受信装置。

[4] 前記補正手段は、前記第五受信信号または前記第六受信信号に対してあらかじめ記憶している補正値を乗算することにより前記補正を行う請求項 3記載のマルチキヤリア受信装置。

[5] 送信データを直交変調して I成分の周波数領域信号である第一送信信号と Q成分の周波数領域信号である第二送信信号とからなる複素送信信号を生成するステップと、

前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換すると I成分の時間領域信号になる第三送信信号の周波数領域信号である第五送信信号と Q成分の時間領域信号になる第四送信信号の周波数領域信号である第六送信信号とに前記複素送信信号を分離するステップと、

前記第三送信信号及び前記第四送信信号を帯域制限する際の前記第三送信信号と前記第四送信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五送信信号または前記第六送信信号を補正するステップと、

前記補正後に前記第五送信信号と前記第六送信信号とを合成して前記複素送信信号を再生成するステップと、再生成された前記複素送信信号を逆高速フーリエ変換して前記第三送信信号と前記第四送信信号とを生成するステップと、

生成された前記第三送信信号と前記第四送信信号との帯域を制限するステップと帯域制限された前記第三送信信号及び前記第四送信信号からなる送信信号を送信するステップと、

を具備する送信方法。

受信信号を直交復調することにより I成分の時間領域信号である第一受信信号と Q 成分の時間領域信号である第二受信信号を生成するステップと、

前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限するステップと、帯域制限された前記第一受信信号及び前記第二受信信号を高速フーリエ変換して I成分の周波数領域信号となる第三受信信号と Q成分の周波数領域信号となる第四受信信号とからなる複素受信信号を生成するステップと、

前記第一受信信号の周波数領域信号である第五受信信号と前記第二受信信号の周波数領域信号である第六受信信号とに前記複素受信信号を分離するステップと、前記第一受信信号及び前記第二受信信号の帯域を制限する際に生じる前記第一受信信号と前記第二受信信号との間の振幅差及び遅延時間差が小さくなるように前記第五受信信号または前記第六受信信号を補正するステップと、

前記補正後に前記第五受信信号と前記第六受信信号とを合成して前記複素受信信号を再生成するステップと、

再生成された前記複素受信信号を復調するステップと、

を具備する受信方法。