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TWI680637B - 開關電源輸出取樣的類比退磁取樣方法和系統 - Google Patents

開關電源輸出取樣的類比退磁取樣方法和系統 Download PDF

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TWI680637B
TWI680637B TW107118010A TW107118010A TWI680637B TW I680637 B TWI680637 B TW I680637B TW 107118010 A TW107118010 A TW 107118010A TW 107118010 A TW107118010 A TW 107118010A TW I680637 B TWI680637 B TW I680637B
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張允超
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大陸商昂寶電子（上海）有限公司
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Abstract

本發明涉及開關電源輸出取樣的類比退磁取樣方法和系統。提供了一種開關電源輸出取樣的類比退磁取樣方法，包括：通過對所述開關電源初級取樣峰值電壓放電來對退磁進行模擬；確定初級取樣峰值電壓與退磁時間的關係；並且至少部分地基於當前週期的取樣峰值電壓、功率開關的導通時間以及上個週期的放電速度資訊來確定取樣點的位置。

Description

開關電源輸出取樣的類比退磁取樣方法和系統
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例涉及開關電源輸出取樣的類比退磁取樣方法和系統。
以傳統的原邊控制返馳變換器電源(PSR AC/DC Flyback Converter)為例，介紹晶片的恒壓(constant voltage,CV)控制以及輸出取樣原理。第1A圖示出了傳統開關電源的簡化框圖。如第1A圖所示，Vline為AC輸入源經整流後得到的線電壓，Cbulk為濾波電容，Rst為高壓啟動電阻，三繞組變壓器的第一、第二、輔助繞組匝數比為Np：Ns：Na，Rcs為第一電流感測電阻，D2為第二整流二極體，Cout為輸出電容，S1為功率開關管，U1為控制器，Cp為晶片供電電容，D1為供電二極體，Rup、Rdn為輸出電壓分壓感測電阻。系統主要節點電壓電流波形如第1B圖所示，脈寬調變(pulse-width modulation,PWM)為功率開關管S1閘極驅動波形，dem為探測到的退磁信號，Ip、Is分別為初級、次級電感電流，Vcs為第一感測電阻上得到的感測電壓，VD為功率開關管的漏端電壓，FB為輸出電壓在輔助繞組上的回饋分壓電壓。
在CV下，電源的輸出電壓確定如下：
Figure TWI680637B_D0001
 其中Vref_FB為輸出回饋取樣參考電壓，VD2為整流二極體D2的正嚮導通壓降。
第2圖示出了傳統開關電源控制器內部FB取樣與開關控制的簡化框圖。在退磁期間內，取樣模組產生一個取樣脈衝信號控制取樣開關導通對FB進行取樣，得到取樣值VFB並保存在電容Cs上，取樣值VFB與參考電壓Vref_FB的差值經誤差放大器EA放大後得到電壓 compv，電壓compv輸入到PWM/Pulse Frequency Modulation,PFM(脈衝寬度調變/脈衝頻率調變)控制模組，得到一個具有某個開關頻率和占空比的脈衝，輸入到驅動模組來控制功率管的開關，從而調整輸出電壓，最終得到穩定的輸出。其中，取樣模組在退磁期間產生取樣脈衝對FB取樣，並確定了取樣點位置，本文針對此提出了一種即時取樣信號產生方法。
第3A圖和第3B圖分別示出了傳統的FB取樣點產生電路以及信號時序圖。電路利用固定的充放電電流和上一週期的退磁時間確定取樣點位置。Ichar、Idis分別為固定的充電電流和放電電流，dem為退磁信號，Tdem為退磁時間，也是充電時間，Tsamp為放電時間，代表取樣點位置，reset為0脈衝信號，C為積分電容，vramp為電容電壓，FB為輸出電壓在輔助繞組上的回饋分壓電壓。在第一個Tdem期間，固定充電電流Ichar給積分電容C充電並將電壓保持住，在第二個退磁信號的上升沿，reset信號將samp信號置高，積分電容C以固定放電電流Idis放電，放電到samp信號由高變為低，samp信號的下降沿即對應FB取樣點，取樣點的位置由充放電電流Ichar、Idis決定，且滿足公式2：
Figure TWI680637B_D0002
通過對充放電電流的比例關係的設置，可以調整取樣點的位置。再複製一路此取樣點產生電路，將兩個並聯使用，就能在每一個退磁時間Tdem期間產生FB取樣信號。
可以看出，這個FB取樣信號產生電路存在顯著缺點，它需要利用上一週期的退磁時間Tdem來產生當前週期的取樣點，即取樣點的位置是與上一Tdem時間成比例的，而與當前Tdem時間的關係是不確定的，這就可能會產生一些取樣問題。例如，當系統Vcs由一個較大值跳變為一個較小值時，Tdem時間也會由一個較大值變為一個較小值，如第4圖所示，而第二個Tdem較短，但取樣點的位置與前面較長的Tdem成比例，這會導致後續取樣出錯。
因此，希望提供改進的即時信號取樣方法。
本發明的某些實施例涉及積體電路。更具體地，本發明 的一些實施例提供了開關電源輸出取樣的類比退磁取樣方法和系統。僅通過示例，本發明的一些實施例已經被應用到功率變換系統。但是，應該認識到，本發明具有更廣泛的應用範圍。例如，根據本公開的方法可以適用於Buck、Boost、Buck-Boost以及返馳(flyback)架構的power factor correction,PFC控制器。
提出了一種用於原邊控制返馳變換器電源輸出取樣的即時取樣方法，此方法基於電感的電壓電流原理，通過對初級取樣峰值電壓放電類比退磁過程，利用回饋控制的方法，確定放電速度，即確定初級取樣峰值電壓與退磁時間的關係，並利用當前週期的取樣峰值電壓、功率開關的導通時間以及上個週期的放電速度資訊確定取樣點，從而實現了對輸出電壓的即時取樣，解決了傳統的利用上個週期退磁時間確定當前週期取樣點方法中存在的系統Vcs突變引起的輸出不穩定問題。
根據一個實施例，提供了一種開關電源輸出取樣的類比退磁取樣方法，包括：通過對所述開關電源初級取樣峰值電壓放電來對退磁進行模擬；確定初級取樣峰值電壓與退磁時間的關係；並且至少部分地基於當前週期的取樣峰值電壓、功率開關的導通時間以及上個週期的放電速度資訊來確定取樣點的位置。
根據另一實施例，提供了一種開關電源輸出取樣的類比退磁取樣系統，包括：用於通過對所述開關電源初級取樣峰值電壓放電來對退磁進行類比的裝置；用於確定初級取樣峰值電壓與退磁時間的關係的裝置；以及用於至少部分地基於當前週期的取樣峰值電壓、功率開關的導通時間以及上個週期的放電速度資訊來確定取樣點的位置的裝置。
根據實施例，可以實現一個或多個有益效果。參考下面的詳細描述和附圖，將完全明白本發明的這些有益效果、以及各種附加目的、特徵、和優點。
Vline‧‧‧線電壓
Ls‧‧‧次級電感
Cbulk‧‧‧濾波電容
Vout‧‧‧輸出電壓
Rst‧‧‧高壓啟動電阻
Ipk‧‧‧第一電感電流
Rcs‧‧‧第一電流感測電阻
Ipks‧‧‧第二電感電流
D2‧‧‧第二整流二極體
Vcspk‧‧‧峰值電壓
Cout‧‧‧輸出電容
k‧‧‧放電斜率
S1‧‧‧功率開關管
comp‧‧‧比較器
U1‧‧‧控制器
AND‧‧‧及閘
Cp‧‧‧晶片供電電容
pwm‧‧‧開關信號
D1‧‧‧供電二極體
Vc1‧‧‧放電結束取樣電壓
Rup、Rdn‧‧‧輸出電壓分壓感測電阻
Vref+Vt‧‧‧比較器的參考輸入
dem‧‧‧退磁信號
samp‧‧‧取樣脈衝信號
Ip‧‧‧初級電感電流
AVDD‧‧‧晶片內部低壓電源
Is‧‧‧次級電感電流
Ist‧‧‧固定放電電流
Vcs‧‧‧第一電流感測電壓
Ict‧‧‧可控放電電流
VD‧‧‧功率開關管的漏端電壓
Ivr‧‧‧可變放電電流
Vref_FB‧‧‧輸出回饋取樣參考電壓
Rvr‧‧‧壓控電阻
Cs、C0‧‧‧電容
Vgs‧‧‧M5閘源電壓
Ichar‧‧‧充電電流
M5‧‧‧工作在線性區的電晶體
Idis‧‧‧放電電流
EA‧‧‧誤差放大器
Tdem‧‧‧退磁時間
compv‧‧‧EA的輸出電壓
Vcs‧‧‧系統
Tsamp‧‧‧為放電時間
reset‧‧‧0脈衝信號
C‧‧‧積分電容
vramp‧‧‧電容電壓
OR‧‧‧或閘
Ton‧‧‧功率管導通時間
1-shot‧‧‧上升沿觸發的脈衝產生器
C4‧‧‧濾波電容
Vref‧‧‧位準移位的大小
Rt‧‧‧電壓-電流轉換電阻
Samp1、Samp2‧‧‧產生的預採樣信號
C1、C2、C3‧‧‧採樣電容
M0、M1、M2、M3、M4‧‧‧開關管
Opa1、Opa2、Opa3、Opa4‧‧‧誤差放大器
FB‧‧‧輸出電壓在輔助繞組上的回饋分壓電壓
VD2‧‧‧整流二極體D2‧‧‧的正嚮導通壓降
VFB‧‧‧輸出電壓Vout‧‧‧回饋到初級端的值
第1A圖示出了傳統開關電源的簡化框圖。
第1B圖示出了傳統開關電源的信號時序圖。
第2圖示出了傳統開關電源控制器內部FB取樣與開關控制的簡化框圖。
第3A圖示出了傳統的FB取樣點產生電路圖。
第3B圖示出了傳統的FB取樣點產生時序圖。
第4圖示出了傳統開關電源系統的Vcs突變時取樣點與FB的關係的圖示。
第5圖示出了根據本公開的實施例的、模擬退磁放電斜率示意圖。
第6A圖示出了根據本公開的實施例的電路結構圖示。
第6B圖示出了根據本公開的實施例的信號時序圖。
第7圖示出了根據本公開的實施例的回饋即時取樣點產生電路的圖示。
第8圖示出了根據本公開的實施例的Vramp放電斜率穩定過程中的波形示意圖。
第9圖示出了根據本公開的實施例的Vcs突變時的取樣信號示意圖。
第10圖示出了根據本公開的實施例的、可選地添加的Vout控制的放電支路示意圖。
第11圖示出了根據本公開的實施例的、加入Vout控制的放電支路電路圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在附圖和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
本發明的目的是解決現有技術中的上述問題，提供了一 種在穩定輸出電壓下，取樣點位置與當前退磁結束點位置時間間距固定的取樣方法，這個時間間距僅由穩定狀態下的取樣峰值電壓、功率開關的導通時間以及退磁時間所確定，實現了對輸出電壓的即時取樣，至少解決了傳統的利用上個週期退磁時間確定當前週期取樣點方法中存在的系統Vcs突變引起的輸出不穩定問題。
根據電感電壓電流關係，DCM(Discontinuous Conduction Mode，非連續導通)工作模式下的退磁時間可以確定如下：
Figure TWI680637B_D0003
其中，Ls為次級電感，Vout為輸出電壓。Ipk、Ipks分別為第一和第二電感電流的峰值，如第1B圖所示，Ip、Is分別為初級電感電流和次級電感電流，Vcs=Rcs*Ip，Rcs是第一電流感測電阻，將第一電流轉化為電壓Vcs，當第一電流為Ipk時，第一電流感測電阻Rcs上的取樣電壓Vcspk就是取樣峰值電壓，此時Vcspk=Rcs*Ipk。
根據本公開的實施例，提供了一種峰值電壓Vcspk控制的實現方法。
第5圖示出了根據本公開的實施例的、模擬退磁放電斜率示意圖。電路達到穩定時，Vout為一個固定值，退磁時間與取樣峰值電 壓成比例，Tdem=Vcspk/k，其中
Figure TWI680637B_D0004
，為固定值。若在Tdem時間內將峰值電壓值為Vcspk的電容放電到0V，電壓變化如第5圖所示，則該電壓變化的斜率就是k，定義k為放電斜率(該係數反映了放電速度)。若取樣值為M*Vcspk，然後在退磁時間內將M*Vcspk放電到0V，則該放電斜率為固定值M*k。只要確定了這個放電斜率M*k，就可以通過對取樣到的M*Vcspk放電，類比退磁過程，根據Vcspk確定當前週期實際的退磁時間Tdem。本發明利用回饋的方法確定放電斜率M*k。
第6A圖和第6B圖分別示出了根據本公開的實施例的電路結構以及信號時序圖。Vcs為第一電流感測電壓，在功率管導通時間Ton內增大，與輸入電壓Vline相關。電容C0對Vcs峰值電壓Vcspk進行取樣，經放大、位準移位後，被取樣到C1。退磁時間為Tdem，退磁升始時，C2先取樣C1上電壓，Idis在退磁時間內對C2上取樣到的電壓進行放 電，放電結束時，C2上的電壓Vramp被取樣到C3。若C3上的电压Vc1>Vref，放電電流Idis增大，在下一週期對Vramp放電速度變快，使放電結束時的電壓減小；若Vc1<Vref，放電電流Idis減小，在下一週期對Vramp放電速度變慢，使放電結束時的電壓增大；經過幾個週期後，Vc1=Vref，放電電流Idis穩定。
comp為取樣點判斷比較器，1-shot為上升沿觸發的脈衝產生器，AND為及閘，pwm為開關信號，dem為退磁信號，Vref+Vt為比較器的參考輸入，稍大於Vref，Vt的大小決定了取樣點的位置，samp為在取樣點處產生的一定寬度的取樣脈衝信號。在Tdem時間內，Vramp從最大值開始線性下降，當減小到Vref+Vt，comp輸出out由低位準變為高位準，1-shot產生一個1脈衝，與退磁信號dem相與後得到取樣脈衝信號samp。
其中，Vramp的峰值表示如下：V ramppk =V cspk ×M+V ref (公式4)
取樣點的位置與當前退磁時間Tdem、當前取樣峰值電壓Vcspk及Vt的關係如公式5所示：
Figure TWI680637B_D0005
其中，穩定狀態下Idis的大小如公式6所示：
Figure TWI680637B_D0006
第7圖示出了根據本公開的實施例的回饋即時取樣點產生電路的圖示。AVDD為晶片內部低壓電源，在Ton期間，Vcs被取樣到C0，然後經緩衝、放大和位準平移後被取樣到C1。在Tdem期間，M0、M1斷開，C0、C1分別取樣到Vcs的峰值電壓和相應的放大平移電壓，M2導通，Vramp取樣到C1上的電壓，放電支路打開，對C2放電；Tdem結束後，放電結束，M3導通，將放電結束時的Vramp電壓取樣到C3，得到放電結束取樣電壓Vc1。
放電支路由兩部分構成，一部分是固定放電電流Ist，一部分是由放電結束取樣電壓Vc1決定的可控放電電流Ict。電路啟動時， Vc1<<Vref，可控放電電流Ict為0或者很小，固定放電電流保證了啟動時一定的放電電流。當Vc1>Vref，在下一週期，可控放電電流增大，使下一週期放電結束時的電壓減小；當Vc1<Vref，在下一週期，可控放電電流減小，使下一週期放電結束時的電壓增大；最後Vc1=Vref，放電電流Idis達到穩定，如第8圖所示。
第8圖示出了根據本公開的實施例的Vramp放電斜率穩定過程中的波形示意圖。在Tdem期間，C2先取樣C1上電壓，Vramp電壓升到Vramppk，comp輸出低位準，隨著part2對C2的放電，Vramp線性下降，當Vramp降到Vref+Vt，comp輸出高位準，1-shot產生一個1脈衝，與退磁信號dem相與後得到取樣信號samp。
第9圖示出了根據本公開的實施例的Vcs突變時的取樣信號示意圖。電路達到穩定時，放電電流Idis為一個固定值，Vramp下降斜率為M*k。若Vcs發生突變，因為放電電流穩定，Vramp下降斜率不變，所以Vramp下降到Vref的時間即為實際的退磁時間。放電時間Tdem為上一週期的退磁時間，若Vcs突變為一個更小的值，實際退磁時間減小(Tdem’<Tdem)，採用該電路，在Vramp完全退磁前就完成了取樣。
如果Vcs突變為一個更大的值，實際退磁時間增大(Tdem”>Tdem)。如果在放電結束(Tdem)前，Vramp<Vref+Vt，samp1產生取樣信號；如果在放電結束(Tdem)時，Vramp>Vref+Vt，comp輸出仍然為低位準，samp1不產生取樣信號，在dem下降沿，samp2產生一個1脈衝，在dem下降沿處進行取樣。如第9圖所示。
如果輸出電壓Vout發生變化時，根據(公式3)，退磁時間Tdem也會發生變化。如果Vout增大，則Tdem減小，利用上述閉環取樣到Vramp放電結束時的電壓Vc1將增大，於是放電電流增大，放電斜 率增大
Figure TWI680637B_D0007
，最後達到新的穩定狀態。放電電流可表示為如 下：I dis =I vr +I 0 (公式7)
Ivr是受Vc1控制的可變電流，穩態下Ivr是固定值，不同Vout下的穩態值不同。Vout對放電斜率的調節是通過退磁時間Tdem的變化間接實現的。上述方法至少需要等待2個週期後才開始調節放電電 流。Vout開始變化時，第一個週期仍然使用改變前的退磁時間對Vramp進行放電，放電結束取樣電壓Vc1不變，所以下一週期放電電流不變；第二個週期使用第一個週期得到的退磁時間對Vramp進行放電，放電結束取樣電壓Vc1變化，下一週期放電電流發生變化。
根據本公開的實施例，還提供了峰值電壓Vcspk和輸出電壓Vout控制的實現方法。例如，可以在放電電流的控制中直接加入Vout作為控制因素，由(公式3)可知，Vcspk=a×Vout×Tdem，其中k=a×Vout，為一個與Vout有關的值。放電電流錶示如下：
Figure TWI680637B_D0008
其中Rvr是受Vc1控制的可變電阻，穩態下Rvr是一個固定值，不同的Vout下放電電流穩態值不同。
第10圖示出了根據本公開的實施例的、可選地添加的Vout控制的放電支路示意圖。FB取樣電路的放電電路部分如第11圖所示，其他部分與第7圖中相同。VFB是輸出電壓Vout回饋到初級端的值，M5工作在線性區，從A看到的等效電阻是受控制的可變電阻Ron表示如下：
Figure TWI680637B_D0009
其中Vgs是M5閘源電壓，由Vc1控制。於是放電電流的大小由Vout與Vc1共同控制，流過M5的電流大小可表示如下：
Figure TWI680637B_D0010
加入Vout控制後，最好情況下等待下一週期調節就會開始。Vout開始變化時，第一個週期仍然使用上一週期取樣到的VFB(電壓不變)，放電電流不變，使用上一週期的退磁時間對Vramp放電，放電結束取樣電壓Vc1不變，所以下一週期Ron不變；若第一個週期可以采到變化後的電壓，第二個週期使用第一個週期得到VFB，放電電流變化，若第一個週期不能進行正確的取樣，第二個週期就使用第一個週期前得到的VFB，放電電流不變。所以最好情況下，Vout變化後等待1個週期就開始調節放電電流。同時聯合Vc1的控制，以提高對輸出電壓變化的回應速 度。
以上方法只適用於DCM工作模式，對於CCM(Continuous Conduction Mode，連續導通)工作模式，Vcs電壓在Ton期間是由一個大於零的初始電壓Vcs0開始增加，此時，(公式3)應變形如下：
Figure TWI680637B_D0011
其中△Ip、△Is分別為初級電感在Ton期間的電流變化和次級電感在Tdem期間的電流變化，△Vcs=Vcspk-Vcs0。相應的，電路圖7中opa3的正輸入端電壓Vref應修改為Vref’，其中Vref’=Vref+M*Vcs0。要得到Vref’，可以通過Ton/2取樣得到Ton期間Vcs的平均值Von/2，於是可以得到下述公式V cs 0=2V on/2-V cspk (公式12)
△V cs =V cspk -V cs 0=2(V cspk -V on/2) (公式13)
V ref '=V ref +MV cs 0=V ref +M(2V on/2-V cspk ) (公式14)
以上做了相應修改的結構對CCM、DCM工作模式都適用。
根據本公開的實施例，取樣點位置與當前退磁結束點位置時間間距固定的取樣方法，所述時間間距由穩定狀態下的取樣峰值電壓、功率開關的導通時間以及退磁時間來確定。
根據本公開的實施例，退磁時間滿足下述關係：Tdem=Vcspk/k，其中Tdem為退磁時間，Vcspk為取樣峰值電壓，k為一個與輸出電壓Vout相關的值，在電路穩定時，k為固定值。
根據本公開的實施例，其中取樣點的位置Tsamp与Tdem的关系可如下表述：
Figure TWI680637B_D0012
其中，M為對取樣峰值電壓Vcspk的放大倍數，Vt為取樣點判斷電壓，它決定了通過放電進行模擬退磁的過程中產生取樣點的位置。Vref+Vt作為取樣點判斷比較器的輸入參考電壓，當取樣峰值電壓經過放大和位準移位後得到的電壓放電到Vref+Vt時進行取樣，其中Vref是 位準移位的大小。
根據本公開的實施例，其中當所述開關電源工作在非連續導通模式DCM下時，通過調節取樣峰值電壓與取樣電阻的比值來調節所述退磁時間。
根據本公開的實施例，其中當所述開關電源工作在連續導通模式CCM下時，通過調節取樣峰值電壓與初始電壓的差、與取樣電阻的比值來調節所述退磁時間。
根據本公開的實施例，其中k根據下式確定：
Figure TWI680637B_D0013
其中Vout為所述開關電源的輸出電壓，Rcs為取樣電阻的電阻值，Ls為次級電感的電感值，Np/Ns為原邊與副邊繞組匝數的比值。
根據本公開的實施例，其中Vout是可調節的。
例如，本發明的各種實施例的一些或所有元件均被使用一個或多個軟體元件、一個或多個硬體元件、和/或軟體和硬體元件的一個或多個組合，單獨和/或至少與另一組件結合實現。在另一示例中，本發明的各種實施例的一些或所有元件均被單獨和/或至少與另一元件結合實現在一個或多個電路中，這些電路諸如是一個或多個類比電路和/或一個或多個數位電路。在又一示例中，本發明的各種實施例和/或示例可以被結合。
儘管描述了本發明的具體實施例，但是本領域技術人員將理解的是其他實施例相當於所描述的實施例。因此，將理解的是，本發明不限於具體示出的實施例，而僅受所附權利要求的範圍的限制。

Claims (10)

  1. 一種開關電源輸出取樣的類比退磁取樣方法，包括：通過對所述開關電源初級取樣峰值電壓放電來對退磁進行模擬；確定初級取樣峰值電壓與退磁時間的關係；並且基於當前週期的取樣峰值電壓、功率開關的導通時間以及上個週期的放電速度資訊來確定取樣點的位置。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述取樣點位置與當前退磁結束點位置時間間距固定的取樣方法，所述時間間距由穩定狀態下的取樣峰值電壓、功率開關的導通時間以及退磁時間來確定。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中所述退磁時間滿足下述關係：Tdem=Vcspk/k其中Tdem為退磁時間，Vcspk為取樣峰值電壓，k為一個與輸出電壓Vout相關的值，在電路穩定時，k為固定值。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的方法，其中取樣點的位置Tsamp表示如下：其中Vt為取樣點判斷電壓，它決定了通過放電進行模擬退磁的過程中產生取樣點的位置，當取樣峰值電壓Vcspk經過放大和位準移位後得到的電壓放電到Vref+Vt時進行取樣，其中Vref是位準移位的大小。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中當所述開關電源工作在非連續導通模式DCM下時，通過取樣峰值電壓來類比所述退磁時間。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中當所述開關電源工作在連續導通模式CCM下時，通過取樣峰值電壓與初始電壓的差來類比所述退磁時間。
  7. 如申請專利範圍第3項所述的方法，其中k根據下式確定：其中Vout為所述開關電源的輸出電壓，Rcs為取樣電阻的電阻值，Ls為次級電感的電感值，Np/Ns為一次與二次繞組匝數的比值。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的方法，其中Vout是可調節的。
  9. 一種開關電源輸出取樣的類比退磁取樣系統，包括：用於通過對所述開關電源初級取樣峰值電壓放電來對退磁進行類比的裝置；用於確定初級取樣峰值電壓與退磁時間的關係的裝置；以及用於基於當前週期的取樣峰值電壓、功率開關的導通時間以及上個週期的放電速度資訊來確定取樣點的位置的裝置。
  10. 一種包括如申請專利範圍第9項所述的開關電源輸出取樣的類比退磁取樣系統的開關電源。
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