TWI664844B - 解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法 - Google Patents
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Abstract
本發明係為一種解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其步驟包括建立不完美之聯合訊號模型，以接收不完美的接收訊號並根據聯合模型對接收訊號之時域偏移、載波頻率偏移、直流偏移以及不平衡訊號進行估測，以產生時域偏移參數、載波頻率偏移參數、直流偏移參數、相位不平衡參數以及增益不平衡參數，並藉由上述參數補償不完美的接收訊號，來產生一補償訊號。因此本發明可計算出影響射頻不完美的各項參數，以根據參數對接收訊號做補償，來產生一個較完美的訊號。
Description
本發明係有關一種訊號補償技術，特別是指一種解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法。
在高速率通訊系統的時代，實現低成本、低功耗以及追求小巧的外型為現今收發機架構設計的主要考量，其中高速率通訊的長期演進技術(Long Term Evolution，LTE)可用來提高無線網路的傳輸容量和傳輸速率，以支援更強大無線通訊的需求。
在長期演進技術傳輸系統中，在射頻前端會有額外的射頻損傷(RF impairments)發生，例如IQ不平衡(In-phase / Quadrature-phase imbalance)、整形濾波器不平衡(shaping filter imbalance)和直流偏移等的問題。詳細來說，在發射端的數位訊號轉換到基頻訊號時，會將基頻訊號分為I/Q二路，並分別經過本地震盪器(LO)相乘，再將訊號載至射頻以天線發送出去；同理，接收端接收到訊號時則反向轉換訊號並解調。但發射端與接收端產生弦波的震盪器通常不會完全的匹配，不論是振幅大小、相位差異或震盪頻率等都有可能存在誤差。其中當振幅上的大小不一致時稱為振幅不平衡，而相位未呈現完美正交時，即稱為相位不平衡，這二種不平衡就被合稱為IQ不平衡。除此之外，為了限制頻寬，收發器必須以脈波整形濾波器來減少訊號頻寬，以符合系統頻寬限制，並減少符號間干擾(Inter-symbol Interference，ISI)，目前是使用尼奎斯特濾波器(Nyquist filter)和平方根升餘弦(square-root-raise-cosine，SRRC)來整形發射端或接收端的傳送訊號，但當發射端與接收端採用不同整形濾波器時，將會導致發射端與接收端之間有整形濾波器不平衡之問題。再者，許多使用者為了降低成本，會使用較便宜的直接轉換架構，因而在轉換過程中，部分的本地震盪器功率會洩漏至RF訊號，並混合至傳送訊號，導致在傳送端產生IQ直流偏移之缺陷影響。
除此之外，由於室內或室外環境的折射、繞射或散射等因素的影響，導致接收端在不同延遲時間接收到二個或多個不同路徑的訊號，同樣會導致符號間干擾，並導致性能降低。另外在發射端與接收端之間的射頻模組升降頻轉換時，由於振盪器的不完全同步將導致頻率偏移，且因高速移動產生的都卜勒頻移亦會導致載波頻率偏移，而在採取單載波分頻多工存取與正交分頻多工存取技術之系統中，載波頻率偏移影響甚鉅，不但會干擾無線通訊系統的傳輸，亦會導致載波間干擾(Inter-carrier Interference，ICI)。
有鑑於此，本發明遂針對上述習知技術之缺失，提出一種解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，以有效克服上述之該等問題。
本發明之主要目的係在提供一種解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其可針對不完美的訊號，進行訊號不平衡之聯合估測與補償，解決時域偏移、載波頻率偏移、直流偏移、相位不平衡以及增益不平衡等問題，以有效達到補償不完美射頻訊號。
本發明之另一目的係在提供一種解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其能在接收端計算出補償訊號的參數，並回傳給發射端，使發射端根據參數，對接收訊號做預補償，以產生一個較完美的接收訊號給接收端，能避免接收端再次透過繁複的步驟處理接收訊號，可降低接收端的負擔。
為達上述之目的，本發明係提供一種解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，步驟包括，首先建立一具有不完美射頻的聯合訊號模型；接收不完美的一接收訊號，以根據聯合訊號模型對接收訊號中之時域偏移進行估測，以估算時域偏移參數，再根據聯合訊號模型對接收訊號中之載波頻率偏移進行估測，以估算載波頻率偏移參數；接著，根據聯合訊號模型對接收訊號中之直流偏移以及不平衡訊號進行估測，其中不平衡訊號包括相位不平衡以及增益不平衡，以取得直流偏移參數、相位不平衡參數以及增益不平衡參數；最後根據上述估測出的時域偏移參數、載波頻率偏移參數、直流偏移參數、相位不平衡參數以及增益不平衡參數，補償不完美的接收訊號，以產生一補償訊號。
其中根據聯合訊號模型對接收訊號進行聯合直流偏移以及不平衡訊號進行估測之步驟係對接收訊號進行遞迴運算，以取得複數等化係數以及直流偏移參數；接著將等化係數轉化為反矩陣的形式，並取得反矩陣內之係數，以分別代入一相位不平衡參數方程式以及一增益不平衡參數方程式，以產生相位不平衡參數以及增益不平衡參數。其中相位不平衡參數方程式(1)如下所示：
(1) 其中
為相位不平衡參數，
、
、
為進行反矩陣後的等化係數。增益不平衡參數方程式(2)則如下所示：
(2) 其中
為相位不平衡參數，且
，
、
、
為進行反矩陣後的該等化係數。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
請參照第一圖，其係應用於解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法之系統架構，如圖所示，一發射端10可為具有處理器(圖中未示)的無線電平台裝置，發射端10可用以產生並發出訊號。一接收端20亦為具備處理器(圖中未示)之無線電平台裝置，接收端20內更設有一等化器22，等化器22中可儲存射頻不完美的聯合訊號模型，當接收端20接收發射端10發出不完美的一接收訊號，接收端20即可透過等化器22中所儲存的射頻不完美的聯合訊號模型，對接收訊號進行估測，以計算出不完美接收訊號的各項補償參數。
說明完本發明所應用之系統架構後，接續說明本發明之步驟流程。請參照第一圖並配合第二圖，如圖所示，請參步驟S10，首先在接收端20的等化器22中建立一射頻不完美的聯合訊號模型。接著進入步驟S12，發射端10發出一訊號至接收端20，使接收端20接收一不完美的接收訊號，其中不完美的接收訊號包含了時域偏移、載波頻率偏移、直流偏移、不平衡等問題，當接收端20接收到接收訊號後，利用等化器22進行估測，以根據聯合訊號模型對接收訊號中之時域偏移進行估測，以估算時域偏移參數，估算時域偏移參數之步驟係先將接收訊號之功率最大化後，再代入聯合訊號模型中的一時域偏移估測遞迴方程式進行遞迴運算，以找出取樣最佳時間點，作為時域偏移參數，其中時域偏移估測遞迴方程式(7)如下所示：
(7) 其中
為時域偏移參數，k為取樣時間點，
為常數，x為功率最大化接收訊號，T為周期，M為過取樣(oversampling)的大小，
為取樣時刻點之常數。
在計算出時域偏移參數之後，接著進入步驟S14，等化器22持續利用聯合訊號模型對接收訊號中之載波頻率偏移進行估測，以估算載波頻率偏移參數，其中估算載波頻率偏移參數係使用科斯塔斯環遞迴(costas loop)運算式計算，將接收訊號後代入聯合訊號模型之一載波頻率偏移遞迴方程式，以計算出載波頻率偏移參數，載波頻率偏移遞迴方程式(8)如下所示：
(8) 其中
為載波頻率偏移參數，k為取樣時間點，
為訊號平滑係數，LPF為低通濾波，r為接收訊號，
為週期，
為頻率。
接下來如步驟S16所示，利用等化器22中的聯合訊號模型，持續對接收訊號中之直流偏移以及不平衡訊號進行估測，其中不平衡訊號包括有相位不平衡以及增益不平衡，因此等化器22可根據聯合訊號模型估測出直流偏移以及不平衡訊號來取得直流偏移參數、相位不平衡參數以及增益不平衡參數。其中估測直流偏移參數、相位不平衡參數以及增益不平衡參數之步驟係利用等化器22對接收訊號進行遞迴運算，將I通道之接收訊號代入一I通道遞迴運算式，以取得I通道的等化係數以及直流偏移參數，同時也將Q通道之接收訊號代入一Q通道遞迴運算式，以取得Q通道的等化係數以及直流偏移參數，其中I通道遞迴運算式(5)如下所示：
(5) 其中
及
為等化係數，
為直流偏移參數，k為一常數，
為平滑係數，avg為取平均值，
為誤差項，
為I通道的接收訊號，
為Q通道的接收訊號；Q通道遞迴運算式(6)如下所示：
(6) 其中
以及
為等化係數，
為直流偏移參數，k為一常數，
為平滑係數，avg為取平均值，
為誤差項，
為I通道的接收訊號，
為Q通道的接收訊號。本實施例根據上述運算式取得等化係數
、
及
，以及直流偏移參數
、
之後，再將等化係數轉化為反矩陣的形式，以取得反矩陣內之係數，反矩陣的形式如下所示：
接著將
、
分別代入一相位不平衡參數方程式以及一增益不平衡參數方程式，以產生相位不平衡參數以及增益不平衡參數。其中相位不平衡參數方程式(1)為：
(1) 其中
為相位不平衡參數，
、
為進行反矩陣後的等化係數。其中增益不平衡參數方程式(2)如下所示：
(2) 其中
為相位不平衡參數，且
，
、
、
為進行反矩陣後的等化係數。
產生相位不平衡參數以及增益不平衡參數之步驟後，更包括計算接收訊號中一I通道直流偏移參數以及一Q通道直流偏移參數，其計算方法係將上述I通道遞迴運算式，以及Q通道遞迴運算式所計算出的直流偏移參數
、
，代入一IQ通道直流偏移參數方程式，以取得I通道以及Q通道的直流偏移參數
，其中IQ通道直流偏移參數方程式(3)如下所示：
(3) 其中
、
為直流偏移參數，
為I通道直流偏移參數，
為Q通道直流偏移參數。
最後進入步驟S18，計算出時域偏移參數、載波頻率偏移參數、直流偏移參數、相位不平衡參數以及增益不平衡參數後，接收端20再將上述估測所得到的所有參數回傳至發射端10，提供發射端10利用上述參數對不完美的接收訊號進行補償，以產生一補償訊號後由發射端10發出。
除之外，本發明更可在直接發射端10使用一預補償矩陣，對發射端10發出的訊號進行預補償，以產生一個較完美的訊號出去，其中預補償方程式(4)為：
(4)
其中E為預處理矩陣，Q為Q通道的一發射訊號，I為I通道的一發射訊號，
為Q通道的補償訊號，
為I通道的補償訊號，
為相位不平衡參數。
本發明除了上述實施例，利用接收端20接收接收訊號，並在等化器22中估測出時域偏移參數、載波頻率偏移參數、直流偏移參數、相位不平衡參數以及增益不平衡參數後，將上述參數回傳給發射端10，使發射端10直接針對訊號進行補償，以直接發出補償訊號之外，本發明更提供另一實施例，其係提供發射端10發出訊號給接收端20，使接收端20在等化器22中對接收訊號進行參數估測，並直接在接收端20中對接收訊號進行補償，以產生補償訊號，詳述如下。
本實施例解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法所應用的系統架構與上述實施例相同，故不重複敘述系統架構。請配合參照第一圖與第三圖，在等化器22中建立射頻不完美之聯合訊號模型，接收端20接收發射端10發出的不完美之接收訊號，以及在等化器22中估算時域偏移參數與載波頻率偏移參數之步驟S20至步驟S24的方法，與上述實施例步驟S10至步驟S24之方法完全相同，故不再重複敘述。接著說明步驟S26，接收端20的等化器22在估算相位不平衡參數、增益不平衡參數、I通道直流偏移參數以及一Q通道直流偏移參數時，首先等化器22先對接收訊號進行聯合直流偏移以及不平衡訊號進行估測，等化器22對接收訊號進行遞迴運算，將I通道之接收訊號代入一I通道遞迴運算式，以取得I通道的等化係數以及直流偏移參數，同時將Q通道之接收訊號代入一Q通道遞迴運算式，以取得Q通道的等化係數以及直流偏移參數，其中I通道遞迴運算式與Q通道遞迴運算式與上述實施例相同，故不重複列出。經過上述運算取得等化係數
、
及
以及直流偏移參數
、
之後，將等化係數轉化為反矩陣的形式，以取得反矩陣內之係數，如下所示：
接著將
、
分別代入下列相位不平衡參數方程式以及增益不平衡參數方程式進行計算，其中相位不平衡參數方程(9)如下所示：
(9) 其中
為相位不平衡參數，
、
、
為等化係數反矩陣之數值；計算增益不平衡參數之增益不平衡參數方程式(10)如下所示：
(10) 其中
為該相位不平衡參數，且0
、
、
為等化係數反矩陣之數值。
在產生相位不平衡參數以及增益不平衡參數之步驟後，更計算接收訊號中一I通道直流偏移參數以及一Q通道直流偏移參數，將直流偏移參數代入一IQ通道直流偏移參數方程式，以取得I通道以及Q通道的直流偏移參數
，IQ通道直流偏移參數方程式(11)如下所示：
(11) 其中F為等化係數轉化為矩陣的形式，
、
為直流偏移參數，
為I通道直流偏移參數，
為Q通道直流偏移參數。
最後進入步驟S28，計算出時域偏移參數、載波頻率偏移參數、直流偏移參數、相位不平衡參數以及增益不平衡參數後，直接利用上述參數在接收端20對接收訊號進行補償，以產生一補償訊號。
綜上所述，本發明可使用遞迴運算進行訊號不平衡之聯合估測與補償，以解決時域偏移、載波頻率偏移、直流偏移、相位不平衡以及增益不平衡等問題，以有效達到補償不完美射頻訊號。且本發明更能直接在接收端計算出補償訊號的參數，並回傳給發射端，使發射端根據參數，對接收訊號做預補償，以產生一個較完美的接收訊號給接收端，能避免接收端再次透過繁複的步驟處理接收訊號，可降低接收端的負擔。
唯以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，並非用來限定本發明實施之範圍。故即凡依本發明申請範圍所述之特徵及精神所為之均等變化或修飾，均應包括於本發明之申請專利範圍內。
10 發射端 20 接收端 22 等化器
第一圖係為本發明之系統架構圖。 第二圖係為本發明之步驟流程圖。 第三圖係為本發明之另一實施例之步驟流程圖。
Claims (11)
- 一種解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，包括下列步驟：建立一具有射頻不完美之聯合訊號模型，其包括一時域偏移估測遞迴方程式、一載波頻率偏移遞迴方程式、一遞迴運算、一相位不平衡參數方程式以及一增益不平衡參數方程式；接收不完美的一接收訊號，根據該聯合訊號模型之該時域偏移估測遞迴方程式對該接收訊號中之時域偏移進行估測，以估算時域偏移參數；根據該聯合訊號模型之該載波頻率偏移遞迴方程式對該接收訊號中之載波頻率偏移進行估測，以估算載波頻率偏移參數；根據該聯合訊號模型之該遞迴運算對該接收訊號中之直流偏移以及不平衡訊號進行估測，其中該不平衡訊號包括相位不平衡以及增益不平衡，以取得直流偏移參數、相位不平衡參數以及增益不平衡參數，其中該接收訊號中之直流偏移以及不平衡訊號進行估測之步驟包括，對該接收訊號進行遞迴運算，以取得等化係數以及該直流偏移參數，以及將該等化係數轉化為反矩陣的形式，並取得反矩陣內之係數，以分別代入該相位不平衡參數方程式以及該增益不平衡參數方程式，以產生該相位不平衡參數以及該增益不平衡參數；以及根據該時域偏移參數、該載波頻率偏移參數、該直流偏移參數、該相位不平衡參數以及該增益不平衡參數，補償不完美的該接收訊號，以產生一補償訊號。
- 如請求項1所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其中該時域偏移、該載波頻率偏移、直流偏移以及不平衡訊號係由一接收 端進行估測，以取得該時域偏移參數、該載波頻率偏移參數、該直流偏移參數、該相位不平衡參數以及該增益不平衡參數，該接收端並回傳上述該等參數至一發射端，使該發射端根據上述該等參數補償該接收訊號。
- 如請求項2所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其中該相位不平衡參數方程式(1)為：
- 如請求項2所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其中該增益不平衡參數方程式為(2)：
- 如請求項2所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其中在產生該相位不平衡參數以及該增益不平衡參數之步驟後，更包括計算該接收訊號中一I通道直流偏移參數以及一Q通道直流偏移參數，其係將該直流偏移參數代入一IQ通道直流偏移參數方程式，該IQ通道直流偏移參數方程式(3)為：
- 如請求項2所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，更包括在該發射端使用一預補償矩陣發出的訊號進行預補償，其中預補償方程式(4)為：
- 如請求項1所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其中在對該接收訊號進行該遞迴運算，以取得該等化係數以及該直流偏移參數之步驟中更包括：將I通道之該接收訊號代入一I通道遞迴運算式以取得該等化係數以及該直流偏移參數，同時將Q通道之該接收訊號代入一Q通道遞迴運算式，以取得該等化係數以及該直流偏移參數，其中該I通道遞迴運算式(5)為：f 1[k+1]=f1[k]+μI．avg(e I [k]．r I [k])f 2[k+1]=f2[k]+μI．avg(e I [k]．r Q [k])d 1[k+1]=d1[k]+μI．avg．e I [k] (5)其中該f 1以及f 2為等化係數，該d 1為直流偏移參數，該k為一常數，該μI為平滑係數，該avg為取平均值，該e I為誤差項，該r I 、為I通道的該接收訊號，該r Q 為Q通道的該接收訊號；以及該Q通道遞迴運算式(6)為：f 3[k+1]=f3[k]+μ Q ．avg(e Q [k]．r I [k])f 4[k+1]=f4[k]+μ Q ．avg(e Q [k]．r Q [k])d 2[k+1]=d2[k]+μ Q ．avg．e Q [k] (6) 其中該f 3以及該f 4為等化係數，該d 2為直流偏移參數，該k為一常數，該μQ為平滑係數，該avg為取平均值，該e I為誤差項，該r I 為I通道的該接收訊號，該r Q 為Q通道的該接收訊號。
- 如請求項1所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其中在估算該時域偏移參數之步驟中，係將該接收訊號之功率最大化後，代入該聯合訊號模型之該時域偏移估測遞迴方程式進行遞迴運算，以找出該時域偏移參數，其中該時域偏移估測遞迴方程式(7)為：
- 如請求項1所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其中在該估算載波頻率偏移參數之步驟中，係使用科斯塔斯環遞迴(costas loop)運算式計算，其係將該接收訊號後代入該聯合訊號模型之該載波頻率偏移遞迴方程式，該載波頻率偏移遞迴方程式(8)為：θ[k+1]=θ[k]-μLPF{r(kT s )cos(2π f 0 kT s +θ[k])}LPF{r(kT s )sin(2π f 0 kT s +θ[k])} (8)其中該θ為載波頻率偏移參數，該k為取樣時間點，該μ為訊號平滑係數，該LPF為低通濾波，該r為該接收訊號，該T S 為週期，該f 0為頻率。
- 如請求項1所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其中該接收訊號係由一發射端發射，以傳遞至一接收端，使該接收端可直接針對該接收訊號進行該時域偏移、該載波頻率偏移、該直流偏移以及該不平衡訊號估測，以取得該時域偏移參數、該載波頻率偏移參數、該直流偏移參數、該相位不平衡參數以及該增益不平衡參數， 其中計算該相位不平衡參數之該相位不平衡參數方程式(9)為：
- 如請求項10所述之解決射頻不完美因子之聯合估測補償方法，其中在產生該相位不平衡參數以及該增益不平衡參數之步驟後，更計算該接收訊號中一I通道直流偏移參數以及一Q通道直流偏移參數，其係將該直流偏移參數代入一IQ通道直流偏移參數方程式，IQ通道直流偏移參數方程式(11)為：
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW201924295A (zh) | 2019-06-16 |
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