[go: up one dir, main page]

TWI640153B - 電力變換裝置 - Google Patents

電力變換裝置 Download PDF

Info

Publication number
TWI640153B
TWI640153B TW106120712A TW106120712A TWI640153B TW I640153 B TWI640153 B TW I640153B TW 106120712 A TW106120712 A TW 106120712A TW 106120712 A TW106120712 A TW 106120712A TW I640153 B TWI640153 B TW I640153B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
power
voltage
frequency
signal
wave signal
Prior art date
Application number
TW106120712A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201838302A (zh
Inventor
豊田勝
Original Assignee
日商東芝三菱電機產業系統股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日商東芝三菱電機產業系統股份有限公司 filed Critical 日商東芝三菱電機產業系統股份有限公司
Publication of TW201838302A publication Critical patent/TW201838302A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI640153B publication Critical patent/TWI640153B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
    • H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems
    • H02J9/062—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for AC powered loads
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/30—Systems integrating technologies related to power network operation and communication or information technologies for improving the carbon footprint of the management of residential or tertiary loads, i.e. smart grids as climate change mitigation technology in the buildings sector, including also the last stages of power distribution and the control, monitoring or operating management systems at local level
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y04—INFORMATION OR COMMUNICATION TECHNOLOGIES HAVING AN IMPACT ON OTHER TECHNOLOGY AREAS
    • Y04S—SYSTEMS INTEGRATING TECHNOLOGIES RELATED TO POWER NETWORK OPERATION, COMMUNICATION OR INFORMATION TECHNOLOGIES FOR IMPROVING THE ELECTRICAL POWER GENERATION, TRANSMISSION, DISTRIBUTION, MANAGEMENT OR USAGE, i.e. SMART GRIDS
    • Y04S20/00—Management or operation of end-user stationary applications or the last stages of power distribution; Controlling, monitoring or operating thereof
    • Y04S20/20—End-user application control systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Business, Economics & Management (AREA)
  • Emergency Management (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

不斷電電源裝置(1)的控制裝置(18)係執行通常運轉模式及省電運轉模式中被選擇的模式，該通常運轉模式係將三角波信號(Cu)的頻率設定於較高的頻率(fH)，該省電運轉模式係將三角波信號(Cu)的頻率設定於較低的頻率(fL)。因此，當驅動對於交流輸出電壓(Vo)的電壓變動率之容許範圍大的負載(24)時，藉由選擇省電運轉模式，能減低反向器(10)的IGBT(Q1~Q4)產生的切換損失。

Description

電力變換裝置
本發明係有關於電力變換裝置，特別是具備將直流電力變換成交流電力的逆變換器的電力變換裝置之相關技術。
例如，日本特開2008-92734號公報(專利文獻1)係揭示一種電力變換裝置，其係具備：逆變換器，包含複數個切換元件，將直流電力變換成商用頻率的交流電力；以及控制裝置，根據商用頻率的正弦波信號及較商用頻率充分高的頻率的三角波信號之比較結果，產生用以控制複數個切換元件之控制信號。複數個切換元件係分別以因應於三角波信號的頻率之值的頻率而導通及關斷。
[先前技術文獻] [專利文獻]
專利文獻1：日本特開2008-92734號公報
但，習知之電力變換裝置係在切換元件之 每次導通及關斷時產生切換損失，而有電力變換裝置的效率低落之問題。
因此，本發明之主要目的在於提供一種高效率之電力變換裝置。
本發明之電力變換裝置係具備：逆變換器，其係包含複數個切換元件，將直流電力變換成商用頻率的交流電力，且供應於負載；以及控制裝置，其係將前述商用頻率的正弦波信號及較商用頻率更高的頻率的三角波信號的高低作比較，並根據該比較結果，產生用以控制複數個切換元件之控制信號。控制裝置係執行三角波信號的頻率設定為第一值之第一模式、以及三角波信號的頻率設定為較第一值更小的第二值之第二模式中所選擇的模式。
本發明之電力變換裝置係執行三角波信號的頻率設定為第一值之第一模式、以及三角波信號的頻率設定為較第一值更小的第二值之第二模式中所選擇的模式。因此，負載係能以第二模式而運轉時，藉由選擇第二模式即能減少複數個切換元件所產生的切換損失，且能提高電力變換裝置的效率。
1‧‧‧不斷電電源裝置
2、8、14、16‧‧‧電磁接觸器
3、11‧‧‧電流檢測器
4、9、9a、9b、13‧‧‧電容器
5、12‧‧‧電抗器
6、60‧‧‧轉換器
7、61‧‧‧雙向截波器
10、62‧‧‧反向器
10a、10b‧‧‧輸出節點
15‧‧‧半導體開關
17‧‧‧操作部
18‧‧‧控制裝置
21‧‧‧商用交流電源
22‧‧‧旁通交流電源
23‧‧‧電池
24‧‧‧負載
31‧‧‧參考電壓產生電路
32‧‧‧電壓檢測器
33、35‧‧‧減法器
34‧‧‧輸出電壓控制電路
36‧‧‧輸出電流控制電路
37、50、70、80‧‧‧閘控電路
41、52、71、82‧‧‧振盪器
42、72、73‧‧‧三角波產生器
43、74、75‧‧‧比較器
44、76、77‧‧‧緩衝閘
45、78、79‧‧‧反向閘
51、81‧‧‧頻率設定器
T1‧‧‧交流輸入端子
T2‧‧‧旁通輸入端子
T3‧‧‧電池端子
T4‧‧‧交流輸出端子
Au、Bu、 1~ 4‧‧‧閘信號
Cu、Cua、Cub‧‧‧三角波信號
51‧‧‧信號
81‧‧‧信號
CNT‧‧‧控制信號
Vor‧‧‧電壓指令值
Vo‧‧‧交流輸出電壓
Vi‧‧‧交流輸入電壓
Vr‧‧‧參考電壓
Vur‧‧‧電壓指令值
VB‧‧‧電池電壓
VDC、VDCa、VDCb‧‧‧直流電壓
Vof‧‧‧信號
Iif‧‧‧信號
Iof‧‧‧信號
Ior‧‧‧電流指令值
SE‧‧‧模式選擇信號
△Io‧‧‧偏差
△Vo‧‧‧偏差
L1、L2、L3‧‧‧直流線
N1、N2‧‧‧節點
NP‧‧‧中性點
第1圖表示本發明之實施形態1的不斷電電源裝置的 構成之電路方塊圖。
第2圖表示第1圖所示的控制裝置中的反向器的控制之相關部分的構成之方塊圖。
第3圖表示第2圖所示的閘控電路的構成之電路方塊圖。
第4圖例示第3圖所示的電壓指令值、三角波信號、以及閘信號的波形之時間圖。
第5圖表示第1圖所示的反向器及其周邊部的構成之電路方塊圖。
第6圖表示實施形態1的變更例之電路方塊圖。
第7圖表示本發明之實施形態2的不斷電電源裝置的重點之電路方塊圖。
第8圖表示包含第7圖所示的不斷電電源裝置之閘控電路的構成之電路方塊圖。
第9圖例示第8圖所示的電壓指令值、三角波信號、以及閘信號的波形之時間圖。
第10圖表示實施形態2的變更例之電路方塊圖。
[實施形態1]
第1圖係表示本發明之實施形態1的不斷電電源裝置1的構成之電路方塊圖。此不斷電電源裝置1係先將來自商用交流電源21的三相交流電力變換成直流電力，再將其直流電力變換成三相交流電力而供應至負載24。第1圖中，為了簡化圖及說明，僅表示對應於三相(U相、V相、 W相)中的一相(例如U相)的部分之電路。
第1圖中，此不斷電電源裝置1係具備交流輸入端子T1、旁通輸入端子T2、電池端子T3、以及交流輸出端子T4。交流輸入端子T1係自商用交流電源21接受商用頻率的交流電力。旁通輸入端子T2係自旁通交流電源22接受商用頻率的交流電力。旁通交流電源22可為商用交流電源，亦可為發電機。
電池端子T3係連接於電池(電力儲存裝置)23。電池23係儲存直流電力。亦可連接電容器以取代電池23。交流輸出端子T4係連接於負載24。負載24係藉由交流電力而驅動。
此不斷電電源裝置1更具備電磁接觸器2、8、14、16、電流檢測器3、11、電容器4、9、13、電抗器5、12、轉換器6、雙向截波器7、反向器10、半導體開關15、操作部17、以及控制裝置18。
電磁接觸器2及電抗器5係串聯連接於交流輸入端子T1與轉換器6的輸入節點之間。電容器4係連接於電磁接觸器2與電抗器5之間的節點N1。電磁接觸器2係在不斷電電源裝置1的使用時導通，並例如在不斷電電源裝置1的維護時關斷。
出現於節點N1之交流輸入電壓Vi的瞬間值係藉由控制裝置18檢測。根據交流輸入電壓Vi的瞬間值來判定有無發生停電等。電流檢測器3係檢測流通於節點N1之交流輸入電流Ii，且將表示該檢測值的信號Iif傳 送至控制裝置18。
電容器4及電抗器5係構成低通濾波器，使商用頻率的交流電力自商用交流電源21流通至轉換器6，並防止轉換器6中所產生之切換頻率的信號流通至商用交流電源21。
轉換器6係藉由控制裝置18所控制，交流電力自商用交流電源21供應之通常時，將交流電力變換成直流電力而輸出至直流線L1。而供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，轉換器6的運轉係停止。轉換器6的輸出電壓係能控制成期望之值。電容器4、電抗器5、以及轉換器6係構成順變換器。
電容器9係連接於直流線L1，使直流線L1的電壓平滑化。出現於直流線L1之直流電壓VDC的瞬間值係藉由控制裝置18檢測。直流線L1係連接於雙向截波器7的高壓側節點，雙向截波器7的低壓側節點係經由電磁接觸器8而連接於電池端子T3。
電磁接觸器8係在不斷電電源裝置1的使用時導通，並例如在不斷電電源裝置1及電池23的維護時關斷。出現於電池端子T3之電池23的端子間電壓VB的瞬間值係藉由控制裝置18檢測。
雙向截波器7係藉由控制裝置18控制，交流電力自商用交流電源21供應之通常時，將轉換器6所產生的直流電力儲存於電池23，而供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，經由直流線L1將電池23的直 流電力供應至反向器10。
雙向截波器7係在將直流電力儲存於電池23時，將直流線L1之直流電壓VDC降壓而傳送至電池23。並且，雙向截波器7係在將電池23之直流電力供應至反向器10時，將電池23的端子間電壓(電池電壓)VB升壓而輸出至直流線L1。直流線L1係連接於反向器10的輸入節點。
反向器10係藉由控制裝置18控制，將經由直流線L1供應自轉換器6或雙向截波器7的直流電力變換並輸出成為商用頻率的交流電力。亦即，反向器10係在通常時將經由直流線L1供應自轉換器6的直流電力變換成交流電力，而在停電時將經由雙向截波器7供應自電池23的直流電力變換成交流電力。反向器10的輸出電壓係能控制成期望之值。
反向器10的輸出節點10a係連接於電抗器12的一端子，電抗器12的另一端子(節點N2)係經由電磁接觸器14而連接於交流輸出端子T4。電容器13係連接於節點N2。
電流檢測器11係檢測反向器10的輸出電流Io的瞬間值，且將表示其檢測值的信號Iof傳送至控制裝置18。出現於節點N2之交流輸出電壓Vo的瞬間值係藉由控制裝置18檢測。
電抗器12及電容器13係構成低通濾波器，使反向器10所產生之商用頻率的交流電力流通至交流輸 出端子T4，並防止反向器10產生之切換頻率的信號流通至交流輸出端子T4。反向器10、電抗器12、以及電容器13係構成逆變換器。
電磁接觸器14係藉由控制裝置18控制，在將反向器10所產生之交流電力供應至負載24之反向器供電模式時導通，而在將來自旁通交流電源22的交流電力供應至負載24之旁通供電模式時關斷。
半導體開關15係包含閘流體，連接於旁通輸入端子T2及交流輸出端子T4之間。電磁接觸器16係與半導體開關15並聯連接。半導體開關15係藉由控制裝置18控制，通常時為關斷，而在反向器10故障時瞬間導通，將來自旁通交流電源22的交流電力供應至負載24。半導體開關15係自導通起經過預定時間後關斷。
電磁接觸器16係在將反向器10所產生之交流電力供應至負載24之反向器供電模式時關斷，而在將來自旁通交流電源22的交流電力供應至負載24之旁通供電模式時導通。
此外，電磁接觸器16係在反向器10故障時導通，將來自旁通交流電源22的交流電力供應至負載24。亦即，當反向器10故障時，半導體開關15係瞬間地導通達預定時間且電磁接觸器16導通。此動作係為了防止半導體開關15過熱而損壞。
操作部17係包含供不斷電電源裝置1的使用者操作之複數個按鈕及顯示各種資訊的畫像顯示部等。 藉由使用者對於操作部17進行操作，能使不斷電電源裝置1的電源導通及關斷，或選擇旁通供電模式及反向器供電模式中之任一模式，或選擇後述之通常運轉模式(第一模式)及後述之省電運轉模式(第二模式)中之任一模式。
控制裝置18係根據來自操作部17的信號、交流輸入電壓Vi、與交流輸入電流相關之信號Iif、直流電壓VDC、電池電壓VB、與交流輸出電流相關之信號Iof、以及交流輸出電壓Vo等而控制不斷電電源裝置1整體。亦即，控制裝置18係根據交流輸入電壓Vi的檢測值來檢測是否發生停電，並與交流輸入電壓Vi的相位同步而控制轉換器6及反向器10。
此外，控制裝置18係在交流電力自商用交流電源21供應的通常時，以直流電壓VDC成為期望的目標直流電壓VDCT之方式控制轉換器6，而供應自商用交流電源21之交流電力停止之停電時，停止轉換器6的運轉。
此外，控制裝置18係在通常時，以電池電壓VB成為期望的目標電池電壓VBT之方式控制雙向截波器7，而在停電時，以直流電壓VDC成為期望的目標直流電壓VDCT之方式控制雙向截波器7。
此外，控制裝置18係在使用操作部17而選擇通常運轉模式時，比較商用頻率的正弦波信號和較商用頻率充分高的頻率fH的三角波信號的高低，並根據其比較結果產生用以控制反向器10之複數個閘信號(控制信號)。
此外，控制裝置18係在使用操作部17而選 擇省電運轉模式時，比較商用頻率的正弦波信號和較上述頻率fH低的頻率fL的三角波信號的高低，並根據該比較結果而產生用以控制反向器10之複數個閘信號。
第2圖係表示第1圖所示的控制裝置中的反向器的控制之相關部分的構成之方塊圖。第2圖中，控制裝置18係包含參考電壓產生電路31、電壓檢測器32、減法器33、35、輸出電壓控制電路34、輸出電流控制電路36、以及閘控電路37。
參考電壓產生電路31係產生商用頻率的正弦波信號之參考電壓Vr。此參考電壓Vr的相位係同步於三相(U相、V相、W相)中所對應的相(在此為U相)之交流輸入電壓Vi的相位。
電壓檢測器32係檢測節點N2(第1圖)之交流輸出電壓Vo的瞬間值，並輸出表示檢測值的信號Vof。減法器33係求得參考電壓Vr和電壓檢測器32的輸出信號Vof的偏差△Vo。
輸出電壓控制電路34係將比例於偏差△Vo之值加上偏差△Vo的積分值而產生電流指令值Ior。減法器35係求得電流指令值Ior和來自電流檢測器11的信號Iof的偏差△Io。輸出電流控制電路36係將比例於偏差△Io之值加上偏差△Io的積分值而產生電壓指令值Vor。電壓指令值Vor係成為商用頻率的正弦波信號。
閘控電路37係根據來自操作部17(第1圖)的模式選擇信號SE，產生用以控制所對應的相(在此為U 相)之反向器10之閘信號Au、Bu(控制信號)。模式選擇信號SE係例如在通常運轉模式時為「H」準位，在省電運轉模式時為「L」準位。
第3圖係表示閘控電路37的構成之電路方塊圖。第3圖中，閘控電路37係包含振盪器41、三角波產生器42、比較器43、緩衝閘44、以及反向閘45。
振盪器41係能控制輸出時脈信號的頻率之振盪器(例如電壓控制型振盪器)。振盪器41係在模式選擇信號SE為「H」準位時輸出較商用頻率(例如60Hz)充分高的頻率fH(例如20KHz)的時脈信號，而在模式選擇信號SE為「L」準位時輸出較上述頻率fH低的頻率fL(例如15KHz)的時脈信號。三角波產生器42係輸出和振盪器的輸出時脈信號相同頻率的三角波信號Cu。
比較器43係比較來自輸出電流控制電路36(第2圖)的電壓指令值Vor和來自三角波產生器42的三角波信號Cu的高低，並輸出表示比較結果的閘信號Au。緩衝閘44係將閘信號Au傳送至反向器10。反向閘45係將閘信號Au反轉而產生閘信號Bu並傳送至反向器10。
第4圖之(A)、(B)、(C)係表示第3圖所示的電壓指令值Vor、三角波信號Cu、以及閘信號Au、Bu的波形之時間圖。如第4圖之(A)所示，電壓指令值Vor係商用頻率的正弦波信號。三角波信號Cu的頻率係較電壓指令值Vor的頻率(商用頻率)為更高。三角波信號Cu的正側之峰值係較電壓指令值Vor的正側之峰值更高。三角波信 號Cu的負側之峰值係較電壓指令值Vor的負側之峰值更低。
如第4圖之(A)、(B)所示，三角波信號Cu的準位較電壓指令值Vor為更高時，閘信號Au係成為「L」準位，三角波信號Cu的準位較電壓指令值Vor為更低時，閘信號Au係成為「H」準位。閘信號Au係成為正脈衝信號列。
電壓指令值Vor為正極性之期間，若電壓指令值Vor上升，則閘信號Au的脈衝幅度增大。電壓指令值Vor為負極性之期間，若電壓指令值Vor下降，則閘信號Au的脈衝幅度減少。如第4圖之(B)、(C)所示，閘信號Bu係閘信號Au的反轉信號。閘信號Au、Bu係分別為PWM(Pulse Width Modulation；脈衝寬度調變)信號。
第5圖係表示第1圖所示的反向器10及其周邊部的構成之電路方塊圖。第5圖中，轉換器6與反向器10之間係連接有正側的直流線L1及負側的直流線L2。電容器9係連接於直流線L1、L2之間。
交流電力自商用交流電源21供應的通常時，轉換器6係將來自商用交流電源21之交流輸入電壓Vi變換成直流電壓VDC並輸出至直流線L1、L2之間。供應來自商用交流電源21之交流電力停止的停電時，轉換器6的運轉停止，雙向截波器7係將電池電壓VB升壓並將直流電壓VDC輸出至直流線L1、L2之間。
反向器10係包含IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor；絕緣柵雙極電晶體)Q1~Q4及二極體D1~D4。IGBT係構成切換元件。IGBT Q1、Q2的集極均連接於直流線L1，IGBT Q1、Q2的射極係分別連接於輸出節點10a、10b。
IGBT Q3、Q4的集極係分別連接於輸出節點10a、10b，IGBT Q3、Q4的射極均連接於直流線L2。IGBT Q1、Q4的閘極均接受閘信號Au，IGBT Q2、Q3的閘極均接受閘信號Bu。二極體D1~D4係分別與IGBT Q1~Q4反向並聯連接。
反向器10之輸出節點10a係經由電抗器12(第1圖)而連接於節點N2，輸出節點10b係連接於中性點NP。電容器13係連接於節點N2及中性點NP之間。
閘信號Au、Bu係分別為「H」準位及「L」準位時，IGBT Q1、Q4導通且IGBT Q2、Q3關斷。據此，電容器9的正側端子(直流線L1)係經由IGBT Q1而連接於輸出節點10a，並且輸出節點10b係經由IGBT Q4而連接於電容器9的負側端子(直流線L2)，而於輸出節點10a、10b之間輸出電容器9的端子間電壓。亦即，於輸出節點10a、10b之間輸出正的直流電壓。
閘信號Au、Bu係分別為「L」準位及「H」準位時，IGBT Q2、Q3導通且IGBT Q1、Q4關斷。據此，電容器9的正側端子(直流線L1)係經由IGBT Q2而連接於輸出節點10b，並且輸出節點10a係經由IGBT Q3而連接於電容器9的負側端子(直流線L2)，而於輸出節點10a、 10b之間輸出電容器9的端子間電壓。亦即，於輸出節點10a、10b之間輸出負的直流電壓。
如第4圖之(B)、(C)所示，當閘信號Au、Bu的波形變化時，和第4圖之(A)所示之電壓指令值Vur相同波形之交流輸出電壓Vo係輸出至節點N2及中性點NP之間。又，第4圖之(A)、(B)、(C)雖表示對應於U相之電壓指令值Vur及信號Cu、Au、Bu的波形，然而分別對應於V相及W相之電壓指令值及信號的波形亦相同。惟，對應於U相、V相及W相之電壓指令值及信號的相位係各偏差120度。
由第4圖之(A)、(B)、(C)可知，若提高三角波信號Cu的頻率，則閘信號Au、Bu的頻率變高，而使IGBT Q1~Q4的切換頻率(導通及關斷的次數/秒)變高。IGBT Q1~Q4的切換頻率變高時，IGBT Q1~Q4產生的切換損失增大，不斷電電源裝置1的效率降低。然而，若IGBT Q1~Q4的切換頻率變高，則交流輸出電壓Vo的電壓變動率減少，而能獲得高品質的交流輸出電壓Vo。
相反地，若降低三角波信號Cu的頻率，則閘信號Au、Bu的頻率變低，而使IGBT Q1~Q4的切換頻率變低。IGBT Q1~Q4的切換頻率變低時，IGBT Q1~Q4產生的切換損失減少，不斷電電源裝置1的效率提高。然而，若IGBT Q1~Q4的切換頻率變低，則交流輸出電壓Vo的電壓變動率增大，使得交流輸出電壓Vo的波形惡化。
交流電壓的電壓變動率係藉由例如以額定 電壓為基準(100%)時之交流電壓的變動範圍來表示。自商用交流電源21(第1圖)供應之交流輸入電壓Vi的電壓變動率，以額定電壓為基準時，為±10%。
習知之不斷電電源裝置中，將三角波信號Cu的頻率固定為較商用頻率(例如60Hz)充分高的頻率fH(例如20KHz)，而將電壓變動率抑制於較小的值(±2%)。因此，雖能驅動對於電壓變動率的容許範圍較小的負載24(例如電腦)，相反地在IGBT Q1~Q4產生較大的切換損失，而使不斷電電源裝置的效率降低。
然而，在驅動對於電壓變動率的容許範圍較大，且能藉由來自商用交流電源21的交流輸入電壓Vi驅動之負載(例如風扇、加工機)時，將三角波信號Cu的頻率設定為較上述商用頻率fH低的頻率fL(例如15KHz)，而能減低IGBT Q1~Q4產生的切換損失。上述頻率fL係設定為交流輸出電壓Vo的電壓變動率成為來自商用交流電源21的交流輸入電壓Vi的電壓變動率以下之值。
對此，本實施形態1中設有通常運轉模式及省電運轉模式。該通常運轉模式係將三角波信號Cu的頻率設定為較高的頻率fH以使電壓變動率降低。該省電運轉模式係將三角波信號Cu的頻率設定為較低的頻率fL以使切換損失降低。不斷電電源裝置1的使用者係能因應於負載24的種類而選擇通常運轉模式及省電運轉模式中之期望的模式。
接著說明有關於此不斷電電源裝置1的使 用方法及動作。首先，說明有關於負載24為對於電壓變動率之容許範圍較小的負載(亦即無法藉由來自商用交流電源21的交流輸入電壓Vi驅動之負載)之情形。
此情形時，不斷電電源裝置1的使用者係使用交流輸出電壓的電壓變動率小之交流電源作為旁通交流電源22，並且對於操作部17進行操作，選擇反向器供電模式及通常運轉模式。
在交流電力自商用交流電源21供應之通常時，若選擇反向器供電模式，則半導體開關15及電磁接觸器16關斷，且電磁接觸器2、8、14導通。
自商用交流電源21供應的交流電力係藉由轉換器6變換成直流電力。藉由轉換器6所產生的直流電力係藉由雙向截波器7儲存於電池23，並且供應至反向器10。
控制裝置18(第2圖)中，藉由參考電壓產生電路31產生正弦波狀的參考電壓Vr，藉由電壓檢測器32產生表示交流輸出電壓Vo的檢測值的信號Vof。參考電壓Vr和信號Vof的偏差△Vo係由減法器33而產生，根據其偏差△Vo，藉由輸出電壓控制電路34產生電流指令值Ior。
電流指令值Ior和來自電流檢測器11(第1圖)的信號Iof的偏差△Io係由減法器35而產生，根據其偏差△Io，藉由輸出電流控制電路36產生電壓指令值Vor。
由於選擇通常運轉模式而模式選擇信號SE為「H」準位，故閘控電路37(第3圖)中，藉由振盪器41 及三角波產生器42產生較高頻率fH的三角波信號Cu。藉由比較器43比較電壓指令值Vor和三角波信號Cu，且藉由緩衝閘44及反向閘45產生閘信號Au、Bu。
反向器10(第5圖)中，藉由閘信號Au、Bu而使IGBT Q1、Q4及IGBT Q2、Q3交互導通，將直流電壓VDC變換成商用頻率的交流輸出電壓Vo。
此通常運轉模式中，由於IGBT Q1~Q4係分別以較高的頻率fH導通及關斷，故能產生電壓變動率小之高品質的交流輸出電壓Vo。惟，IGBT Q1~Q4產生的切換損失變大，效率降低。
又，供應自商用交流電源21之交流電力停止時，亦即發生停電時，轉換器6的運轉停止，電池23(第1圖)之直流電力係藉由雙向截波器7供應至反向器10。反向器10係將來自雙向截波器7之直流電力變換成交流電力而供應至負載24。因此，在電池23中儲存有直流電力之期間，能維持負載24的運轉。
此外，在反向器供電模式時反向器10故障之情形下，半導體開關15係瞬間地導通，電磁接觸器14係關斷且電磁接觸器16導通。據此，來自旁通交流電源22的交流電力係經由半導體開關15及電磁接觸器16而供應至負載24，維持負載24的運轉。在一定時間後使半導體開關15關斷，防止半導體開關15過熱而損壞。
接著說明有關於負載24為對於電壓變動率之容許範圍較大的負載(亦即能藉由來自商用交流電源21 的交流輸入電壓Vi驅動之負載)之情形。此情形時，不斷電電源裝置1的使用者係使用商用交流電源21作為旁通交流電源22，並對於操作部17進行操作，選擇反向器供電模式及省電運轉模式。
由於選擇省電運轉模式而模式選擇信號SE為「L」準位，故閘控電路37(第3圖)中，藉由振盪器41及三角波產生器42產生較低頻率fL的三角波信號Cu。藉由比較器43比較電壓指令值Vor和三角波信號Cu，且藉由緩衝閘44及反向閘45產生閘信號Au、Bu。
反向器10(第5圖)中，藉由閘信號Au、Bu而使IGBT Q1、Q4及IGBT Q2、Q3交互導通，將直流電壓VDC變換成商用頻率的交流輸出電壓Vo。
此省電運轉模式中，由於IGBT Q1~Q4係分別以較低的頻率fL導通及關斷，故交流輸出電壓Vo的電壓變動率變得較大。但由於是驅動對於交流輸出電壓Vo的電壓變動率之容許範圍較大的負載24，故即使交流輸出電壓Vo的電壓變動率變大亦能驅動負載24而沒有問題。此外，IGBT Q1~Q4產生的切換損失變小而效率提高。停電發生時及反向器10故障時的動作係和通常運轉模式時的動作相同，故不再重複說明。
如以上所說明，本實施形態1中，設有通常運轉模式及省電運轉模式，並執行所選擇的任一模式。該通常運轉模式係將三角波信號Cu的頻率設定為較高的頻率fH。省電運轉模式係將三角波信號Cu的頻率設定為較 低的頻率fL。因此，當驅動對於交流輸出電壓Vo的電壓變動率之容許範圍大的負載24時，藉由選擇省電運轉模式，能減低反向器10的IGBT Q1~Q4產生的切換損失，而能提高不斷電電源裝置1的效率。
第6圖係表示實施形態1的變更例之電路方塊圖，此係和第3圖對比之圖。此變更例和實施形態1不同之點在於以閘控電路50置換閘控電路37之點。閘控電路50係將閘控電路37的振盪器41以頻率設定器51及振盪器52置換者。
此變更例中，藉由對於操作部17進行操作而能將省電運轉模式之三角波信號Cu的頻率fL設定為期望之值。頻率設定器51係根據來自操作部17的控制信號CNT而輸出表示所設定的頻率fL的信號φ 51。
振盪器52係在模式選擇信號SE為「H」準位時輸出較高的頻率fH的時脈信號，而在模式選擇信號SE為「L」準位時輸出由信號φ 51所指定的頻率fL的時脈信號。三角波產生器42係輸出和振盪器52的輸出時脈信號相同頻率的三角波信號Cu。此變更例中，除了能獲得和實施形態1相同的功效之外，亦能因應於負載24的種類而將省電運轉模式之三角波信號Cu的頻率fL設定為期望之值。
[實施形態2]
第7圖係表示本發明之實施形態2的不斷電電源裝置的重點之電路方塊圖，此係和第5圖對比之圖。第7圖中， 此不斷電電源裝置和實施形態1的不斷電電源裝置不同之點在於轉換器6、雙向截波器7及反向器10係分別置換為轉換器60、雙向截波器61及反向器62之點。
轉換器60與反向器62之間係連接三條直流線L1~L3。直流線L2係連接於中性點NP而成為中性點電壓(例如0V)。電容器9(第1圖)係包含二個電容器9a、9b。電容器9a係連接於直流線L1、L3之間。電容器9b係連接於直流線L3、L2之間。
轉換器60係在交流電力自商用交流電源21供應的通常時，將來自商用交流電源21之交流電力變換成直流電力而供應至直流線L1~L3。此時，轉換器60係以直流線L1、L3間的直流電壓VDCa成為目標直流電壓VDCT且直流線L3、L2間的直流電壓VDCb成為目標直流電壓VDCT之方式，分別對電容器9a、9b充電。
直流線L1、L2、L3的電壓係分別成為正的直流電壓、負的直流電壓、以及中性點電壓。供應自商用交流電源21之交流電力停止的停電時，轉換器60的運轉停止。
雙向截波器61係在通常時，將轉換器60產生的直流電力儲存於電池23(第1圖)。此時，雙向截波器61係以電池23的端子間電壓(電池電壓)VB成為目標電池電壓VBT之方式，對電池23充電。
雙向截波器61係在停電時，將電池23的直流電力供應至反向器62。此時，雙向截波器61係以電容 器9a、9b的端子間電壓VDCa、VDCb分別成為目標直流電壓VDCT之方式，分別對電容器9a、9b充電。
反向器62係在通常時，將轉換器60產生的直流電力變換成商用頻率的交流電力而供應至負載24(第1圖)。此時，反向器62係根據供應自直流線L1~L3之正的直流電壓、負的直流電壓、以及中性點電壓而產生商用頻率的交流輸出電壓Vo。
反向器62係包含IGBT Q11~Q14及二極體D11~D14。IGBT Q11的集極係連接於直流線L1，IGBT Q11的射極係連接於輸出節點62a。IGBT Q12的集極係連接於輸出節點62a，IGBT Q12的射極係連接於直流線L2。IGBT Q13、Q14的集極係互相連接，IGBT Q13、Q14的射極係分別連接於輸出節點62a及直流線L3。二極體D11~D14係分別與IGBT Q11~Q14反向並聯連接。輸出節點62a係經由電抗器12(第1圖)連接於節點N2。
IGBT Q11導通時，正電壓係自直流線L1經由IGBT Q11輸出至輸出節點62a。IGBT Q13、Q14導通時，中性點電壓係自直流線L3經由IGBT Q14、Q13輸出至輸出節點62a。IGBT Q12導通時，負電壓係自直流線L3經由IGBT Q12輸出至輸出節點62a。輸出節點62a係輸出包含正電壓、中性點電壓、以及負電壓之三個準位的交流電壓。IGBT Q11~Q14的控制方法係於後述。
第8圖係表示控制反向器62之閘控電路70的構成之電路方塊圖，此係和第3圖對比之圖。第8圖中， 閘控電路70係包含振盪器71、三角波產生器72、73、比較器74、75、緩衝閘76、77及反向閘78、79。
振盪器71係能控制輸出時脈信號的頻率之振盪器(例如電壓控制型振盪器)。振盪器71係在模式選擇信號SE為「H」準位時輸出較商用頻率充分高的頻率fH的時脈信號，而在模式選擇信號SE為「L」準位時輸出較上述頻率fH低的頻率fL的時脈信號。三角波產生器72、73係分別輸出和振盪器的輸出時脈信號相同頻率的三角波信號Cua、Cub。
比較器74係比較來自輸出電流控制電路36(第2圖)的電壓指令值Vor和來自三角波產生器72的三角波信號Cua的高低，並輸出表示比較結果的閘信號 1。緩衝閘76係將閘信號 1傳送至IGBT Q11的閘極。反向閘78係將閘信號 1反轉而產生閘信號 4並傳送至IGBT Q14的閘極。
比較器75係比較來自輸出電流控制電路36的電壓指令值Vor和來自三角波產生器73的三角波信號Cub的高低，並輸出表示比較結果的閘信號 3。緩衝閘77係將閘信號 3傳送至IGBT Q13的閘極。反向閘79係將閘信號 3反轉而產生閘信號 2並傳送至IGBT Q12的閘極。
第9圖之(A)~(E)係表示第8圖所示的電壓指令值Vor、三角波信號Cua、Cub及閘信號 1~ 4的波形之時間圖。如第9圖之(A)所示，電壓指令值Vor係商用 頻率的正弦波信號。
三角波信號Cua的最低值係0V，其最高值係較電壓指令值Vor之正的峰值更高。三角波信號Cub的最高值係0V，其最低值係較電壓指令值Vor之負的峰值更低。三角波信號Cua、Cub係相同相位的信號，三角波信號Cua、Cub的相位係同步於電壓指令值Vor的相位。三角波信號Cua、Cub的頻率係較電壓指令值Vor的頻率(商用頻率)更高。
如第9圖之(A)、(B)所示，三角波信號Cua的準位較電壓指令值Vor更高時，閘信號 1成為「L」準位，三角波信號Cua的準位較電壓指令值Vor更低時，閘信號 1成為「H」準位。閘信號 1係成為正脈衝信號列。
電壓指令值Vor為正極性之期間，若電壓指令值Vor上升，則閘信號 1的脈衝幅度增大。電壓指令值Vor為負極性之期間，閘信號 1係固定為「L」準位。如第9圖之(B)、(E)所示，閘信號 4係閘信號 1的反轉信號。
如第9圖之(A)、(C)所示，三角波信號Cub的準位較電壓指令值Vor更低時，閘信號 2成為「L」準位，三角波信號Cub的準位較電壓指令值Vor更高時，閘信號 2成為「H」準位。閘信號 2係成為正脈衝信號列。
電壓指令值Vor為正極性之期間，閘信號 2係固定為「L」準位。電壓指令值Vor為負極性之期間，若電壓指令值Vor下降，則閘信號 2的脈衝幅度增大。如第9圖之(C)、(D)所示，閘信號 3係閘信號 2的反轉信號。閘信號 1~ 4係分別為PWM信號。
閘信號 1、 2均為「L」準位且閘信號 3、 4均為「H」準位之期間(t1、t3、t5、t7、t9、…)，IGBT Q11、Q12均關斷且IGBT Q13、Q14導通。據此，直流線L3的中性點電壓係經由IGBT Q14、Q13輸出至輸出節點62a。
閘信號 1、 3均為「H」準位且閘信號 2、 4均為「L」準位之期間(t2、t4、…)，IGBT Q11、Q13均導通且IGBT Q12、Q14關斷。據此，直流線L1的正的直流電壓係經由IGBT Q11輸出至輸出節點62a。
閘信號 1、 3均為「L」準位且閘信號 2、 4均為「H」準位之期間(t6、t8、…)，IGBT Q11、Q13均關斷且IGBT Q12、Q14導通。據此，直流線L2的負的直流電壓係經由IGBT Q12輸出至輸出節點62a。
如第9圖之(B)~(E)所示，閘信號 1~ 4的波形變化時，和第9圖之(A)所示之電壓指令值Vur相同的波形之交流輸出電壓Vo係輸出至節點N2及中性點NP之間。又，第9圖之(A)~(E)雖表示對應於U相之電壓指令值Vur及信號Cua、Cub、 1~ 4的波形，然而分別對應於V相及W相之電壓指令值及信號的波形亦相同。惟，對應於U相、V相及W相之電壓指令值及信號的相位係各偏 差120度。
由第9圖之(A)~(E)可知，若提高三角波信號Cua、Cub的頻率，則閘信號 1~ 4的頻率變高，而使IGBT Q11~Q14的切換頻率(導通及關斷的次數/秒)變高。IGBT Q11~Q14的切換頻率變高時，IGBT Q11~Q14產生的切換損失增大，不斷電電源裝置的效率降低。然而，若IGBT Q11~14的切換頻率變高，則交流輸出電壓Vo的電壓變動率減少，而能獲得高品質之交流輸出電壓Vo。
相反地，若降低三角波信號Cua、Cub的頻率，則閘信號 1~ 4的頻率變低，而使IGBT Q11~Q14的切換頻率變低。IGBT Q11~Q14的切換頻率變低時，IGBT Q11~Q14產生的切換損失減少，不斷電電源裝置的效率提高。然而，若IGBT Q11~Q14的切換頻率變低，則交流輸出電壓Vo的電壓變動率增大，使交流輸出電壓Vo的波形惡化。
對此，本實施形態2係和實施形態1同樣地，設有通常運轉模式及省電運轉模式。該通常運轉模式係將三角波信號Cua、Cub的頻率設定為較高的頻率fH以降低電壓變動率。該省電運轉模式係將三角波信號Cua、Cub的頻率設定為較低的頻率fL以降低切換損失。不斷電電源裝置的使用者係能使用操作部17而選擇通常運轉模式及省電運轉模式中之期望的模式。
接著說明有關於此不斷電電源裝置的使用方法及動作。首先，說明有關於負載24為對於電壓變動率 之容許範圍較小的負載(亦即無法藉由來自商用交流電源21的交流輸入電壓Vi驅動之負載)之情形。此情形時，不斷電電源裝置1的使用者係對於操作部17進行操作而選擇通常運轉模式。
由於選擇通常運轉模式而模式選擇信號SE為「H」準位，故閘控電路70(第8圖)中，藉由振盪器71及三角波產生器72、73產生較高頻率fH的三角波信號Cua、Cub。
藉由比較器74比較電壓指令值Vor和三角波信號Cua，藉由緩衝閘76及反向閘78產生閘信號 1、 4。藉由比較器75比較電壓指令值Vor和三角波信號Cub，藉由緩衝閘77及反向閘79產生閘信號 3、 2。
電壓指令值Vur為正極性之期間，反向器62(第7圖)之IGBT Q12、Q13係分別固定為關斷狀態及導通狀態且IGBT Q11及Q14係交互導通。電壓指令值Vur為負極性之期間，IGBT Q11、Q14係分別固定為關斷狀態及導通狀態且IGBT Q12及Q13係藉由閘信號 2、 3而交互導通，產生三個準位的交流輸出電壓Vo。
此通常運轉模式中，由於反向器62之IGBT Q11~Q14以較高的頻率fH來控制，故能產生電壓變動率小之高品質的交流輸出電壓Vo。惟，IGBT Q11~Q14產生較大的切換損失，不斷電電源裝置的效率降低。
接著說明有關於負載24為對於電壓變動率之容許範圍較大的負載(亦即能藉由來自商用交流電源21 的交流輸入電壓Vi驅動之負載)之情形。此情形時，不斷電電源裝置的使用者係對於操作部17進行操作而選擇省電運轉模式。
由於選擇省電運轉模式而模式選擇信號SE為「L」準位，故閘控電路70(第8圖)中，藉由振盪器71及三角波產生器72、73產生較低頻率fL的三角波信號Cua、Cub，使用此等三角波信號Cua、Cub產生閘信號 1~ 4。反向器62係藉由此等閘信號 1~ 4驅動IGBT Q11~Q14，產生交流輸出電壓Vo。
此省電運轉模式中，由於反向器62的IGBT Q1~Q4以較低的頻率fL來控制，故交流輸出電壓Vo的電壓變動率變得較大。但由於是驅動對於交流輸出電壓Vo的電壓變動率之容許範圍較大的負載24，故即使交流輸出電壓Vo的電壓變動率變大亦能驅動負載24而沒有問題。此外，IGBT Q11~Q14產生的切換損失變小而效率提高。由於其他的構成及動作係和實施形態1相同，故不再重複說明。
如以上所說明，本實施形態2中，設有通常運轉模式及省電運轉模式，並執行所選擇的任一模式。該通常運轉模式係將三角波信號Cua、Cub的頻率設定為較高的頻率fH。該省電運轉模式係將三角波信號Cua、Cub的頻率設定為較低的頻率fL。因此，當驅動對於交流輸出電壓Vo的電壓變動率之容許範圍大的負載24時，藉由選擇省電運轉模式，能減低反向器62的IGBT Q11~Q14產生 的切換損失，而能提高不斷電電源裝置1的效率。
第10圖係表示實施形態2的變更例之電路方塊圖，此係和第8圖對比之圖。此變更例和實施形態2不同之點在於以閘控電路80置換閘控電路70之點。閘控電路80係將閘控電路70的振盪器71以頻率設定器81及振盪器82置換者。
此變更例中，藉由對於操作部17進行操作而能將省電運轉模式之三角波信號Cua、Cub的頻率fL設定為期望之值。頻率設定器81係根據來自操作部17的控制信號CNT而輸出表示設定的頻率fL的信號 81。
振盪器82係在模式選擇信號SE為「H」準位時輸出較高頻率fH的時脈信號，而在模式選擇信號SE為「L」準位時輸出由信號 81所指定的頻率fL的時脈信號。三角波產生器72、73係分別輸出和振盪器82的輸出時脈信號相同頻率的三角波信號Cua、Cub。此變更例中，除了能獲得和實施形態2相同的功效之外，亦能因應於負載24的種類而將省電運轉模式之三角波信號Cua、Cub的頻率fL設定為期望之值。
應理解所揭示之實施形態之所有論點皆為例示而不具限制意義，本發明係由申請專利範圍所示而非上述說明，應認定本發明包含和申請專利範圍均等之意義及範圍內之所有的變更。

Claims (7)

  1. 一種電力變換裝置，係具備：逆變換器，係包含複數個切換元件，將直流電力變換成商用頻率的交流電力而供應至負載；以及控制裝置，係以前述逆變換器之輸出電壓和參考電壓的偏差消除之方式產生前述商用頻率的正弦波信號，比較前述正弦波信號與較前述商用頻率更高頻率的三角波信號的高低，並根據其比較結果，產生用以控制前述複數個切換元件之控制信號，前述控制裝置係執行第一模式及第二模式中被選擇的模式，該第一模式係將前述三角波信號的頻率設定為第一值，該第二模式係將前述三角波信號的頻率設定為較前述第一值更小的第二值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，其中，進行前述電力變換裝置的通常運轉時選擇前述第一模式，前述負載能藉由商用交流電源所供應的交流電壓驅動時，為了減低前述複數個切換元件產生的切換損失而選擇前述第二模式。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之電力變換裝置，其中，前述第二值係以前述逆變換器之輸出電壓的電壓變動率成為自前述商用交流電源所供應的交流電壓的電壓變動率以下之方式而設定。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，其中，前述控制裝置係以前述逆變換器之輸出電壓和前述參考電壓的偏差消除之方式產生前述正弦波信號；並產生所設定的前述第一值或第二值的頻率的前述三角波信號；且比較前述正弦波信號和前述三角波信號的高低，並根據其比較結果產生前述控制信號。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，更具備：操作部，係用以選擇前述第一及第二模式中之期望的模式，前述控制裝置係執行由前述操作部所選擇的模式。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之電力變換裝置，更具備：操作部，係用以將前述第二值設定為較前述第一值更小之期望之值，前述控制裝置係比較前述正弦波信號和由前述操作部所設定之前述第二值的頻率之前述三角波信號的高低。
  7. 如申請專利範圍第1項之電力變換裝置，更具備：順變換器，係將商用交流電源所供應的交流電力變換成直流電力，交流電力係自前述商用交流電源供應之通常時，藉由前述順變換器產生的直流電力係供應至前述逆變換器，並且儲存於電力儲存裝置，來自前述商用交流電源之交流電力的供應停止之停電時，前述電力儲存裝置之直流電力係供應至前述逆變換器。
TW106120712A 2017-04-03 2017-06-21 電力變換裝置 TWI640153B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
??PCT/JP2017/013953 2017-04-03
PCT/JP2017/013953 WO2018185811A1 (ja) 2017-04-03 2017-04-03 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201838302A TW201838302A (zh) 2018-10-16
TWI640153B true TWI640153B (zh) 2018-11-01

Family

ID=63712117

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW106120712A TWI640153B (zh) 2017-04-03 2017-06-21 電力變換裝置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20200014241A1 (zh)
JP (1) JP6706389B2 (zh)
CN (1) CN110463011B (zh)
TW (1) TWI640153B (zh)
WO (1) WO2018185811A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102627415B1 (ko) * 2021-06-01 2024-01-19 (주)신아이엔지 독립적인 바이패스 기능을 갖는 무정전 전원 공급 장치

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101919151A (zh) * 2008-01-18 2010-12-15 三菱电机株式会社 电力变换器的控制装置
JP2011109739A (ja) * 2009-11-13 2011-06-02 Hitachi Ltd 電力変換装置
CN104935195A (zh) * 2014-03-11 2015-09-23 三洋电机株式会社 电力转换装置
TW201624876A (zh) * 2014-12-25 2016-07-01 東芝三菱電機產業系統股份有限公司 不斷電電源系統

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07298626A (ja) * 1994-04-19 1995-11-10 Sanyo Electric Co Ltd 系統連系インバータ
CN102437748A (zh) * 2010-09-29 2012-05-02 通嘉科技股份有限公司 电源供应器以及抑制电源供应器的输出电压波动的方法
KR101731156B1 (ko) * 2012-03-30 2017-04-27 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 전원 장치
JP5972186B2 (ja) * 2013-01-30 2016-08-17 京セラドキュメントソリューションズ株式会社 電源装置及びこれを備えた画像形成装置
JP6392892B2 (ja) * 2014-12-08 2018-09-19 東芝三菱電機産業システム株式会社 無停電電源装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101919151A (zh) * 2008-01-18 2010-12-15 三菱电机株式会社 电力变换器的控制装置
JP2011109739A (ja) * 2009-11-13 2011-06-02 Hitachi Ltd 電力変換装置
CN104935195A (zh) * 2014-03-11 2015-09-23 三洋电机株式会社 电力转换装置
TW201624876A (zh) * 2014-12-25 2016-07-01 東芝三菱電機產業系統股份有限公司 不斷電電源系統

Also Published As

Publication number Publication date
CN110463011A (zh) 2019-11-15
TW201838302A (zh) 2018-10-16
US20200014241A1 (en) 2020-01-09
CN110463011B (zh) 2021-09-03
JP6706389B2 (ja) 2020-06-03
WO2018185811A1 (ja) 2018-10-11
JPWO2018185811A1 (ja) 2020-02-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI660566B (zh) 電力變換裝置
JP5939411B2 (ja) 電力変換装置
US11394295B2 (en) Power supply apparatus
TWI657648B (zh) 電源裝置及使用該電源裝置之電源系統
TWI634731B (zh) 電源裝置及使用該電源裝置之電源系統
JP6916389B2 (ja) 無停電電源装置
TWI640153B (zh) 電力變換裝置
JP6718019B2 (ja) 電源装置
TWI625036B (zh) 電力變換裝置
US11831249B2 (en) Power conversion apparatus
US11336200B2 (en) Power conversion apparatus
JP7553678B1 (ja) 電力変換装置および電力変換装置の制御方法
JP2006174634A (ja) 単相電力変換装置