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TWI573362B - System controller and method for protecting the power converter - Google Patents

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TWI573362B
TWI573362B TW104110694A TW104110694A TWI573362B TW I573362 B TWI573362 B TW I573362B TW 104110694 A TW104110694 A TW 104110694A TW 104110694 A TW104110694 A TW 104110694A TW I573362 B TWI573362 B TW I573362B
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xiao-zhi Kang
Yuan Lin
Hua-Wei Lu
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Description

用於保護電源變換器的系統控制器和方法
本發明的某些實施例涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例提供了用於可靠的過流保護的控制系統和方法。僅僅通過示例的方式，本發明的一些實施例已經被應用於電源變換器。但應認識到，本發明具有更加廣泛的適用範圍。
電源變換器被廣泛用於諸如可攜式設備之類的消費類電子產品。電源變換器能夠將電能從一種形式變換成另一種形式。作為示例，電能從交流(Alternating Current,AC)被轉換為直流(Direct Current,DC)、從DC轉換為AC、從AC轉換為AC、或從DC轉換為DC。此外，電源變換器能夠將電能從一個電壓電平變換成另一電壓電平。
電源變換器包括線性變換器和開關模式變換器。開關模式變換器通常使用脈寬調變(Pulse Width Modulation,PWM)機制或脈衝頻率調製機制。這些機制通常通過包括各種保護元件的開關模式(switch-mode)控制器來實現。這些元件能夠提供過壓保護、過溫保護、過流保護(Over Current Protection,OCP)以及過功率保護(Over-Power Protection,OPP)。這些保護通常能夠阻止電源變換器和所連接的電路受到永久損害。
例如，電源變換器包括開關和與開關串聯的變壓器繞組。流經開關和變壓器繞組的電流可受到OCP系統的限制。如果OCP系統無效，則由於操作期間的熱失控或開關時的過量電流和電壓應力，電流能夠達到即將對開關造成損害的電平。例如，當輸出短路或超載發生時，能夠達到此電流電平。因此，在很多離線反激式變換器中，由於過量電流和電流應力，在變壓器次級側上的整流元件受到永久損害。因此，對可靠的開關模式變換器來說有效的OCP系統很重要。
第1圖是具有過流保護的簡化常規開關模式變換器。開關模式變換器100包括OCP比較器110，PWM控制器元件120，柵極驅動器130，開關140，電阻器150,152,154和156，以及一次繞組160。OCP比較器110、PWM控制器元件120和柵極驅動器130是用於PWM控制的晶片180的一部分。
例如，PWM控制器元件120生成PWM信號122，該PWM信號122由柵極驅動器130接收。在又一示例中，OCP比較器110接收和比較過流閾值信號112(例如，Vth_oc)和電流感測信號114(例如，VCS)，並且向PWM控制器元件120發送過流控制信號116。當一次繞組的電流大於限制電平時，PWM控制器元件120斷開開關140並且關閉開關模式變換器100。
對於開關模式變換器來說，逐週期或逐脈衝控制機制通常被用於過流保護(OCP)。例如，逐週期控制方案限制最大電流，從而限制了由開關模式變換器遞送的最大功率。該對於最大功率的限制能夠保護電源變換器免受熱失控。一些常規OCP系統使用基於線輸入電壓可調節的OCP閾值，而對於最大電流的實際限制以及由此產生的對最大功率的實際限制線上輸入電壓的較寬範圍內並不總是恒定的。如第1圖所示，其他的常規OCP系統使用附加電阻器152和154，其中電阻器152和154在晶片180外部並被插入到Vin和電阻器150之間。然而，電阻器152消耗大量的功率，對於滿足低待機功率的嚴格要求而言這通常是不希望的。例如，在輸入AC電壓為264伏特的情況下，2MΩ的電阻器152能夠消耗大約70mW。
如第1圖所示，電流限制被表達如下： 其中，ILimit表示電流限制。例如，電流限制是用於觸發過流保護的電流閾值。此外，Vin是節點190處的(例如，與線輸入電壓VAC相關聯的)橋式整流器的輸出電壓，以及Vth_oc是OCP比較器110的過流閾值信號112處的電壓電平。Rs是電阻器150的電阻，以及Lp是一次繞組160的電感。除此以外，ton表示每個週期中開關140的接通時間。從而，一次繞組160中所儲存的最大能量ε為 其中，T表示時鐘週期，以及P表示最大功率。所以最大功率P能夠被表達如下：
因此，通過控制電流限制ILimit能夠限制功率。然而，等式3沒有考慮到「輸出延遲」，該「輸出延遲」包括通過到開關140的電流感測路徑的傳播延遲。例如，傳播延遲包括通過OCP比較器110、PWM控制器元件120、柵極驅動器130的傳播延遲以及關斷開關140的回應延遲。在“輸出延遲”期間，開關140保持接通，並且通過開關140的輸入電流保持增加而不管該電流已經達到OCP比較器110的閾值電平。由於「輸出延遲」產生的額外電流的增加幅度△I與橋式整流器的輸出電壓Vin成正比，如下所示： 其中Tdelay表示「輸出延遲」。
第2圖是示出了額外電流增加幅度與橋式整流器的輸出電壓之間的常規關係的簡化圖。如第2圖所示，對應於較高Vin的實際最大電流IPEAK1大於對應於較低Vin的實際最大電流IPEAK2。因此，在寬範圍的橋式整流器的輸出電壓上，實際最大功率不是恒定的。所以，實際最大功率被表達如下：
例如，Tdelay取決於內部延遲、柵極電荷以及與柵極驅動器130有關的電路。在另一示例中，對於預定的開關模式變換器100而言，Tdelay是恒定的，從而實際最大功率取決於橋式整流器的輸出電壓。為了補償實際最大功率的變化，過流保護的閾值應該基於橋式整流器的輸出電壓來進行調整。
第3圖是示出了電流閾值和橋式整流器的輸出電壓之間的常 規關係的簡化圖。如第3圖所示，橋式整流器的輸出電壓Vin2低於橋式整流器的輸出電壓Vin1，並且Vin2的電流閾值Ith_oc_vin2大於Vin1的電流閾值Ith_oc_vin1。電流閾值隨著橋式整流器的輸出電壓Vin的增加而降低。在電流閾值處，過流保護被觸發。針對較高Vin所產生的最大電流IPEAK1與針對較低Vin所產生的最大電流IPEAK2是相同的。
例如，電流閾值與橋式整流器的輸出電壓具有如下關係： 其中Ith_oc是電流閾值，Vin是橋式整流器的輸出電壓，Lp是一次繞組的電感，以及Tdelay是「輸出延遲」。此外，Ith_oc(Vin1)是針對橋式整流器的輸出電壓Vin1而被預定的電流閾值。例如，Vin1是最小橋式整流器的輸出電壓。在另一示例中，流經開關和一次繞組的電流被感測。如果所感測的電流達到Ith_oc，PWM控制器元件120發送信號以關斷開關。在「輸出延遲」之後，開關被關斷。
在等式6中，第二項表示閾值偏移以補償「輸出 延遲」的影響。第4圖是示出了閾值偏移與橋式整流器的輸出電壓之間的常規關係的簡化圖。如第4圖所示，是取決於「輸出延遲」和一次繞組的電感的斜率。如第4圖所示，電流閾值隨著橋式整流器的輸出電壓的增加而降低。
至少有兩種常規方法來實現根據第4圖作為橋式整流器的輸出電壓的函數的電流閾值。在一個示例中，如等式6所示，橋式整流器的輸出電壓被感測以生成與橋式整流器的輸出電壓成比例的偏移DC電壓以便補償「輸出延遲」的影響。
在另一示例中，基於PWM信號的最大頻寬感測橋式整流器的輸出電壓。PWM信號被應用於與電源變換器的一次繞組串聯的開關的柵極。第5圖是示出了PWM信號最大頻寬與橋式整流器的輸出電壓之間的常規關係的簡化圖。如第5圖所示，最大電流相對於橋式整流器的輸出電壓是恒 定的，並且PWM信號的最大頻寬隨著橋式整流器的輸出電壓而變化。最大電流IPEAK1等於最大電流IPEAK2。最大電流IPEAK1對應於較高的橋式整流器的輸出電壓和PWM信號510，並且最大電流IPEAK2對應於較低的橋式整流器的輸出電壓和PWM信號520。如第5圖所示，針對較高橋式整流器的輸出電壓的PWM信號510的最大頻寬較窄，針對較低橋式整流器的輸出電壓的PWM信號520的最大頻寬較寬。如果最大電流相對於橋式整流器的輸出電壓是恒定的，則橋式整流器的輸出電壓由PWM信號的最大頻寬來表示。因此，PWM信號的最大頻寬能夠被用於確定閾值偏移以補償如等式6所示的「輸出延遲」的影響。
根據第5圖，通過生成電流閾值Ith_oc能夠實現補償，其中Ith_oc是PWM信號的最大頻寬的函數。例如，對於PWM信號510，電流閾值等於Ith_oc_1，對於PWM信號520，電流閾值等於Ith_oc_2。在另一示例中，Ith_oc相對於最大頻寬的斜率被恰當地選出以補償如等式6所示的「輸出延遲」的影響。所選的斜率考慮到關於在用於PWM控制的晶片外部的電源變換器元件的資訊。外部元件可包括一次繞組、電流感測電阻器以及功率MOSFET。
此外，為了實現高效率，在低橋式整流器的輸出電壓時，電源變換器通常在連續導通模式(Continuous Conduction Modc,CCM)模式下工作，而在高橋式整流器的輸出電壓時，在不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)模式下工作。第6圖示出了在CCM模式和DCM模式下的一次繞組的簡化常規電流分佈(Current Profile)。電流分佈描述了作為時間的函數的電流量值。如第6圖(a)所示，在DCM模式下每個週期的脈衝寬度內，一次繞組的電流從I_L增加到電流限制I_p1。例如，I_L等於零。在每個週期被傳遞到負載的能量為：
相反，如第6圖(b)所示，在CCM模式下每個週期的脈衝寬度內，一次繞組的電流從I_i2增加到電流限制I_p2。例如，I_i2大於零。在每個週期被傳遞到負載的能量為：
其中，比值能夠隨著橋式整流器的輸出電壓而變化。例如，該比值隨著橋式整流器的輸出電壓的降低而升高。如等式7和等式8所述，如果兩個電流限制I_p1和I_p2相等，則在每個週期處，在DCM模式下被傳遞至負載的能量總量高於在CCM模式下被傳遞至負載的能量總量。
第7圖示出了作為橋式整流器的輸出電壓的函數在每個週期中被遞送至負載的最大能量的簡化圖。作為橋式整流器的輸出電壓的函數，電流限制(等於I_p1或I_p2)被調節以補償「輸出延遲」，如第4圖所示，但等式7和等式8之間的差別沒有被考慮進來。另外，第7圖看起來並未考慮到變化的比值。因此，在橋式整流器的輸出電壓的整個範圍內，最大能量不是恒定的。例如，如曲線1300所示，儘管DCM模式中的最大能量看起來大體上恒定，但CCM模式中的最大能量隨著橋式整流器的輸出電壓的降低顯著地降低。
第8圖和第9圖分別是在DCM模式下和CCM模式下的開關模式變換器的簡化常規時序圖。在第8圖中，曲線810,820,830和840分別表示在DCM模式下流經二次繞組的第二電流(例如，is)、流經一次繞組的第一電流(例如，ip)、被用於驅動開關的驅動信號(例如，Gate)以及退磁信號(例如，Demag)。在第9圖中，曲線910,920,930和940分別表示在CCM模式下流經二次繞組的第二電流(例如，is)、流經一次繞組的第一電流(例如，ip)、被用於驅動開關的驅動信號(例如，Gate)以及退磁信號(例如，Demag)。根據一些實施例，第二電流(例如，is)等於開關模式變換器的輸出電流。
為了提高在CCM模式和在DCM模式下的最大能量的一致性，在不同模式下，電流閾值的補償斜率或相對應的電壓閾值的補償斜率可以是不同的。具體地，如等式7和等式8所示，在CCM模式下的補償斜率在量值上大於在DCM模式下的補償斜率。然而，電源變換器的最大能量還能夠受到諸如一次繞組的電感等系統的其他特性的影響。
因此，改進用於過流保護和過功率保護的技術是相當需要 的。
本發明的某些實施例涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例提供了用於可靠的過流保護的控制系統和方法。僅作為示例，本發明的一些實施例已被應用於電源變換器。但應認識到，本發明具有更廣泛的適用範圍。
根據一個實施例，用於保護電源變換器的系統控制器包括第一控制器端子，該第一控制器端子被配置成向開關輸出驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。電源變換器還包括被耦合至一次繞組的二次繞組，並且驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，系統控制器包括第二控制器端子，該第二控制器端子被配置成從感測電阻器接收感測電壓。感測電壓表示流經電源變換器的一次繞組的第一電流的量值。系統控制器被配置成處理與感測電壓和基準電壓相關聯的資訊，確定電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，以及回應於平均輸出電流大於閾值電流，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。電源變換器的平均輸出電流與流經二次繞組的第二電流有關。電流閾值等於第一比值乘以第二比值。該第一比值等於一次繞組的第一匝數除以二次繞組的第二匝數，並且第二比值等於基準電壓除以感測電阻器的電阻。
根據另一實施例，用於保護電源變換器的系統控制器包括調製和驅動元件，該元件被配置成生成驅動信號並且向開關輸出該驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。電源變換器還包括被耦合至一次繞組的二次繞組，並且驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，系統控制器包括過流保護元件，該元件被配置成從調製和驅動元件接收驅動信號、從感測電阻器接收感測電壓、接收退磁信號、並至少部分基於驅動信號、感測電壓以及退磁信號生成保護信號。感測電壓表示流經電源變換器的一次繞組的第一電流的量值，並且退磁信號與一個或多個退磁時段相關聯。過流保護元件還被配置成至少部分基於驅動信號、感測電壓和退磁信號來確定電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，並且回 應於電源變換器的平均輸出電流被確定為大於該電流閾值，將保護信號從第一邏輯電平改變為第二邏輯電平。調製和驅動元件還被配置成接收保護信號，並響應於保護信號處於第二邏輯電平，生成驅動信號以使開關斷開並且保持斷開以保護電源變換器。電源變換器的平均輸出電流與流經二次繞組的第二電流有關。
根據又一實施例，用於電源變換器的系統控制器包括第一控制器端子，該第一控制器端子被配置成向開關提供驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。該驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，系統控制器包括第二控制器端子，該第二控制器端子被配置成在一個或多個開關週期期間接收一個或多個輸入信號。系統控制器被配置成處理與該一個或多個輸入信號相關聯的資訊，至少部分基於一個或多個輸入信號確定與電源變換器相關聯的溫度是否大於預定溫度閾值，並且回應於與電源變換器相關聯的溫度大於該預定溫度閾值，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。另外，系統控制器還被配置成處理與一個或多個輸入信號相關聯的資訊，至少部分基於該一個或多個輸入信號確定與電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓是否大於預定電壓閾值，並且回應於與電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓大於該預定電壓閾值，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。此外，系統控制器還被配置成處理與一個或多個輸入信號相關聯的資訊，並且至少部分基於該一個或多個輸入信號生成退磁信號。對於一個或多個開關週期中的每一個週期，退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段，並且退磁信號在退磁時段期間處於第一邏輯電平，而在退磁時段之外處於第二邏輯電平。
根據又一實施例，用於電源變換器的系統控制器包括調製元件，該調製元件被配置成生成調製信號。該調製信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，系統控制器包括驅動元件和退磁檢測元件，其中驅動元件被配置成接收調製信號，並且該元件通過控制器端子被耦合至第一開關以便於影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流，而退磁檢測元件被配置成從調製元件接收調製信號，向控制器端子輸出第二電流以及至少部分 基於與調製信號和第二電流相關聯的資訊生成退磁信號。對於一個或多個開關週期中的每一個週期，退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段，並且該退磁信號在退磁時段期間處於第一邏輯電平，而在退磁時段之外處於第二邏輯電平。
根據又一實施例，用於保護電源變換器的方法包括向開關輸出驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。電源變換器還包括被耦合至一次繞組的二次繞組，並且驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，該方法包括從感測電阻器接收感測電壓。感測電壓表示流經電源變換器的一次繞組的第一電流的量值。對開關輸出驅動信號包括處理與感測電壓和基準電壓相關聯的資訊、確定電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，並且回應於該平均輸出電流大於該閾值電流，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。電源變換器的平均輸出電流與流經電源變換器的二次繞組的第二電流有關。電流閾值等於第一比值乘以第二比值。該第一比值等於一次繞組的第一匝數除以二次繞組的第二匝數，並且第二比值等於基準電壓除以感測電阻器的電阻。
根據又一實施例，用於保護電源變換器的方法包括生成驅動信號。該驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，該方法包括向開關輸出驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。電源變換器還包括被耦合至一次繞組的二次繞組。另外，該方法包括接收驅動信號、感測電壓和退磁信號。感測電壓由感測電阻器生成並且表示流經電源變換器的一次繞組的第一電流的量值。退磁信號與一個或多個退磁時段相關聯。此外，該方法包括至少部分基於驅動信號、感測電壓和退磁信號生成保護信號。生成保護信號包括至少部分基於驅動信號、感測電壓和退磁信號確定電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，並且回應於電源變換器的平均輸出電流被確定為大於該電流閾值，將保護信號從第一邏輯電平改變為第二邏輯電平。另外，該方法包括接收保護信號，並且響應於該保護信號處於第二邏輯電平生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。電源變換器的平均輸出電流與流經二次繞組的第二電流有關。
根據又一實施例，用於電源變換器的方法包括向開關提供驅 動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。該驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，該方法包括在一個或多個開關週期期間接收一個或多個輸入信號，處理與該一個或多個輸入信號相關聯的資訊、至少部分基於該一個或多個輸入信號確定與電源變換器相關聯的溫度是否大於預定溫度閾值，並且回應於與電源變換器相關聯的溫度大於該預定溫度閾值，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。此外，該方法包括至少部分基於一個或多個輸入信號確定與電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓是否大於預定電壓閾值，並且回應於與電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓大於該預定電壓閾值，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。另外，該方法包括至少部分基於一個或多個輸入信號生成退磁信號。對於一個或多個開關週期中的每一個週期，退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段，並且該退磁信號在退磁時段期間處於第一邏輯電平，而在退磁時段之外處於第二邏輯電平。
根據又一實施例，用於電源變換器的方法包括生成與一個或多個開關週期相關聯的調製信號，接收調製信號以便於影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流，至少部分基於該調製信號輸出第二電流，並且至少部分基於與該調製信號和該第二電流相關聯的資訊生成退磁信號。對於一個或多個開關週期中的每一個週期，退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段，並且退磁信號在退磁時段期間處於第一邏輯電平，而在退磁時段之外處於第二邏輯電平。
根據實施例可以實現一個或多個益處。參照下面的詳細說明並結合附圖，這些益處和各種附加的目的、特徵以及本發明的優勢能夠被充分地理解。
100‧‧‧開關模式變換器
110‧‧‧OCP比較器
112‧‧‧過流閾值信號
114‧‧‧電流感測信號
116‧‧‧過流控制信號
120‧‧‧PWM控制器元件
122,510,520‧‧‧PWM信號
130,1030,1630‧‧‧柵極驅動器
140,1040,1077,1078,1079,1136,1138,1140,1149,1144,1640,1677,1678,1679,1712,2012‧‧‧開關
150,152,154,156,1050,1052,1054,1056,1058,1114,1118,1430,1432,1530,1650,1652,1654,1656,1658,1730,1732,2030,2032,2034,2036,2062,2614,2618‧‧‧電阻器
160,1062,1662‧‧‧一次繞組
180,1080,1680‧‧‧晶片
190‧‧‧節點
810,820,830,840,910,920,930,940,1300‧‧‧曲線
1000,1600‧‧‧電源變換器
1002,1602‧‧‧電磁干擾(EMI)濾波器
1004,1604‧‧‧整流橋
1006,1606‧‧‧緩衝電路
1010,1012,1014,1450,1550,1610,1612,1614,1750‧‧‧比較器
1011,1015,1451,1551,1611,1615,1751‧‧‧比較信號
1013,1115,1613,2615‧‧‧閾值電壓
1020,1620‧‧‧欠壓鎖定(UVLO)元件
1021,1621‧‧‧內部電源電壓
1022,1034,1480,1482,1580,1582,1622,1780,1782,2080,2082‧‧‧或閘
1023,1025,1033,1035,1043,1049,1087,1088,1089,1095,1097,1411,1427,1475,1481,1471,1511,1527,1571,1575,1581,1623,1625,1643,1649,1687,1688,1689,1695,1697,1711,1727,1771,1773,1775,1781,2011,2027,2051,2071,2073,2075,2081,2621,2711,2713,2731,2741,3011,3013‧‧‧信號
1024,1420,1520,1624,1720,2740,2020,3040‧‧‧觸發器元件
1026,1626‧‧‧振盪器
1027,1627‧‧‧時鐘信號
1028,1628‧‧‧邏輯控制元件
1031,1631‧‧‧驅動信號
1032,2632‧‧‧檢測元件
1036,1038,1081,1082,1083,1084,1085,1086,1422,1424,1426,1428,1452,1454,1472,1522,1524,1526,1528,1552,1554,1572,1636,1638,1681,1682,1683,1684,1685,1686,1722,1724,1726,1728,1752,1754,1772,2022,2024,2026,2028,2072‧‧‧端子
1037,1637‧‧‧退磁信號
1042,1642‧‧‧檢測器元件
1044,1046,1434,1534,1644,1646,1734‧‧‧電容器
1047,1639‧‧‧基準電壓
1048,1470,1474,1570,1574,1648,1770,1772,1774,2070,2072,2074,2710,2712,3010,3012‧‧‧反閘
1051,1142,1184,1441,1443,1541,1543,1651,1741,1743,2623,2625‧‧‧電壓信號
1060,1660‧‧‧變壓器
1064,1664‧‧‧二次繞組
1067,1667‧‧‧輸出電壓
1068,1668‧‧‧輸出電容器
1070,1670‧‧‧光耦合器
1071,1671‧‧‧回饋信號
1072,1672‧‧‧可調穩壓器
1073,1673‧‧‧電流信號
1074,1674‧‧‧跨導放大器
1075,1675‧‧‧電流信號
1076,1676‧‧‧計時器元件
1090,1092,1116,1690,1692‧‧‧二極體
1117,2617‧‧‧電壓
1094,1694‧‧‧前沿消隱(LEB)元件
1096,1696‧‧‧斜坡補償元件
1108,2608‧‧‧輔助繞組
1119,2619‧‧‧輸出信號
1132,1134‧‧‧電流源元件
1146‧‧‧OTP檢測器
1148‧‧‧OVP檢測器
1150,1152,1154‧‧‧開關信號
1180,1632‧‧‧退磁檢測器
1202,1204,1206,1208,1210,1220,1302,1304,1306,1308,1310,1320,1810,1820,1830,1840,1850,1860,1870,1910,1920,1930,1940,1950,1960,1970‧‧‧波形
1158,1160,1186,1188‧‧‧電流
1410,1510,1710,2010‧‧‧電平轉換元件
1440,1442,1740,1742,2040,2042,2044‧‧‧電流源
1460,1560‧‧‧單次脈衝發生器
2750,3050‧‧‧單次脈衝發生器1
1760,2060‧‧‧單次脈衝發生器2
1490,1492,1494,1590,1592,1594,1790,1792,1794,2090,2092,2094,2720,2722,3020,3022‧‧‧反及閘
1461,1561,1761,2061,2761,3061‧‧‧脈衝信號
1540‧‧‧電壓補償元件
1601‧‧‧AC輸入電壓
1713,2013‧‧‧小電流
2030,2032,2034,2036,2702,2704,3002,3004‧‧‧電晶體
2730,3030‧‧‧反或閘
2050‧‧‧緩衝器
第1圖是具有過流保護的常規開關模式變換器的簡化圖。
第2圖是示出了額外電流增加幅度與橋式整流器的輸出電壓之間的常規關 係的簡化圖。
第3圖是示出了電流閾值與橋式整流器的輸出電壓之間的常規關係的簡化圖。
第4圖是示出了閾值偏移與橋式整流器的輸出電壓之間的常規關係的簡化圖。
第5圖是示出了PWM信號最大頻寬與橋式整流器的輸出電壓之間的常規關係的簡化圖。
第6圖示出了在CCM模式下和在DCM模式下的一次繞組的簡化常規電流分佈。
第7圖示出了作為橋式整流器的輸出電壓的常規函數的在每個週期中被遞送至負載的最大能量的簡化圖。
第8圖和第9圖分別是在DCM模式下和CCM模式下的開關模式變換器的簡化常規時序圖。
第10圖是根據本發明的一個實施例的具有過流保護的簡化電源變換器。
第11圖是根據本發明的一個實施例示出了如第10圖中所示的電源變換器的某些元件的簡化圖。
第12圖是根據本發明的一個實施例的如第10圖中所示的電源變換器在DCM模式下的簡化時序圖。
第13圖是根據本發明的另一實施例的如第10圖中所示的電源變換器在CCM模式下的簡化時序圖。
第14圖是根據本發明的一個實施例示出了作為如第10圖中所示的電源變換器的檢測元件的一部分的退磁檢測器的某些元件的簡化圖。
第15圖是根據本發明的另一實施例示出了作為如第10圖中所示的電源變換器的檢測元件的一部分的退磁檢測器的某些元件的簡化圖。
第16圖是根據本發明的另一實施例的具有過流保護的電源變換器的簡化圖。
第17圖是根據本發明的一個實施例示出了如第16圖中所示的電源變換器的某些元件的簡化圖。
第18圖是根據本發明的一個實施例的如第16圖和第17圖中所示的電源變 換器的某些元件在DCM模式下的簡化時序圖。
第19圖是根據本發明的另一實施例的如第16圖和第17圖中所示的電源變換器的某些元件在CCM模式下的簡化時序圖。
第20圖是根據本發明的另一實施例示出了如第16圖中所示的電源變換器的某些元件的簡化圖。
本發明的某些實施例涉及積體電路。更具體地，本發明的一些實施例提供了用於可靠的過流保護的控制系統和方法。僅作為示例，本發明的一些實施例已被應用於電源變換器。但應認識到，本發明具有更廣泛的適用範圍。
如等式6、7和8所示，無論是電源變換器對於橋式整流器的輸出電壓的整個範圍而言均在不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)下工作還是電源變換器在低橋式整流器的輸出電壓時在連續導通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)下工作，而在高橋式整流器的輸出電壓時在DCM模式下工作，對作為橋式整流器的輸出電壓的函數的過流保護的閾值的調節取決於在用於PWM控制的晶片外部的一個或多個元件的一個或多個參數(例如，一次繞組的電感)。例如，如果對作為橋式整流器的輸出電壓的函數的過流保護的閾值的調節對於用於PWM控制的特定類型晶片是預定的，則該用於閾值的調節的預定函數僅能夠對於給定的一次繞組的電感確保橋式整流器的輸出電壓的範圍內恒定的最大能量。在另一示例中，用於PWM控制的特定類型的晶片被用於具有不同的一次繞組的電感量值的不同的變換器中；因而在一些變換器中，該用於調節的預定函數導致過度補償，這使得在高橋式整流器的輸出電壓處的最大能量低於在低橋式整流器的輸出電壓處的最大能量，而在其他變換器中，該用於調節的預定函數導致欠補償，這使得在高橋式整流器的輸出電壓處的最大能量高於在低橋式整流器的輸出電壓處的最大能量。
如第8圖所示，流經一次繞組的第一電流(例如，ip)具有峰值(例如，Ip)，並且流經二次繞組的第二電流(例如，is)具有峰值(例 如，Is)。在一個實施例中，在DCM模式下，電源變換器的平均輸出電流由下式決定： 其中Io_DCM表示在DCM模式下的平均輸出電流，T表示驅動信號的週期，is表示第二電流，Tdemag表示退磁時段，以及Is表示第二電流的峰值。
例如，第二電流的峰值與第一電流的峰值具有以下關係： 其中Ip表示第一電流的峰值，Np表示一次繞組的匝數，以及Ns表示二次繞組的匝數。在另一示例中，等式9與等式10相結合，從而變成：
如第9圖所示，流經一次繞組的第一電流(例如，ip)從第一量值(例如，ip1)增加到第二量值(例如，ip2)，並且流經二次繞組的第二電流(例如，is)從第一量值(例如，is1)增加到第二量值(例如，is2)。在一個實施例中，在CCM模式下，電源變換器的平均輸出電流由下式決定： 其中Io_CCM表示在CCM模式下的平均輸出電流，T表示驅動信號的週期，is表示第二電流，以及Tdemag表示退磁時段。此外，Is1表示第二電流的第一量值，以及Is2表示第二電流的第二量值。
例如，第二電流的第一量值和第二量值與相對應的第一電流的第一量值和第二量值具有以下關係：
其中，Ip1表示第一電流的第一量值，以及Ip2表示第一電流的第二量值。在 另一示例中，等式12與等式13和等式14相結合，從而變成：
根據某些實施例，等式11和15均由下列等式表示： 其中，Io表示在DCM模式下和在CCM模式下的平均輸出電流。此外，Ip_mid表示開關在每個週期的接通時間的中點處(例如，如第8圖和第9圖所示在Ton的中點處)的第一電流的量值。例如，在接通時間期間，開關是閉合的(例如，被接通的)。在另一示例中，如曲線830和曲線930所示，接通時間的中點對應於驅動信號的脈衝寬度的中點。
根據某些實施例，等式16變為： 其中RCS表示電流感測電阻器的電阻，以及VCS_mid表示在接通時間的中點處(例如，如第8圖和第9圖所示在Ton的中點處)由流經電流感測電阻器的第一電流生成的電壓。例如，VCS_mid、Tdemag和T是由給定晶片通過即時測量和/或計算確定的參數。
根據一些實施例，用於過流保護的輸出電流閾值為： 其中Io_th表示用於過流保護的輸出電流的閾值，以及Vref表示基準電壓。例如，Vref是為用於PWM控制的給定晶片預定的基準電壓。在另一示例中，輸出電流的閾值取決於一次繞組的匝數、二次繞組的匝數、電流感測電阻器的電阻以及預定的基準電壓。根據本發明的某些實施例，如果用於過流保護的輸出電流的閾值根據等式18而設置，則最大輸出電流不取決於一次繞組的電感(例如，Lp)或時鐘週期(例如，T)。
在一個實施例中，通過對比等式17和等式18可得出下式： 如果則I o <I 0_th (等式20)
在另一實施例中，通過對比等式17和等式18，還可得出下式：如果則I o >I 0_th (等式22)
第10圖是根據本發明的一個實施例的具有過流保護的簡化電源變換器。此圖僅僅是示例，而不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域的技術人員將認識到許多變化、替代及修改。電源變換器1000(例如，電源變換系統)包括電磁干擾(ElectroMagnetic Interference,EMI)濾波器1002，整流橋1004，緩衝電路(Snubber Circuit)1006，比較器1010,1012和1014，欠壓鎖定(UVLO)元件1020，或(OR)閘1022，觸發器元件1024，振盪器(Oscillator,OSC)1026以及邏輯控制元件1028，柵極驅動器1030，檢測元件1032，或(OR)閘1034，開關1040，檢測器元件1042，電容器1044和1046，反(NOT)閘(inv)1048，電阻器1050,1052,1054,1056和1058，變壓器1060，輸出電容器1068，光耦合器1070，可調穩壓器(Adjustable Regulator)1072(例如，TL431)，跨導放大器1074，計時器元件1076，開關1077,1078和1079，二極體1090和1092，前沿消隱(Leading-Edge Blanking,LEB)元件1094，斜坡補償(Slope Compensation)元件1096，輔助繞組1108，二極體1116以及電阻器1114和1118。
例如，開關1040包括場效應電晶體(例如，功率MOSFET)。在另一示例中，開關1040包括雙極結型電晶體。在又一示例中，電阻器1050被用作電流感測電阻器。在又一示例中，變壓器1060包括一次繞組1062和二次繞組1064，並且二次繞組1064同時被耦合至一次繞組1062和輔助繞組1108。在又一示例中，二極體1090被用作整流二極體。在又一示例中，LEB元件1094被從電源變換器1000中移除。在又一示例中，二極體1116被替代為串聯的多個二極體。
在一個實施例中，比較器1010,1012和1014，電阻器1056和 1058，欠壓鎖定(UVLO)元件1020，或(OR)閘1022，觸發器元件1024，振盪器1026，邏輯控制元件1028，柵極驅動器1030，檢測元件1032，或(OR)閘1034，檢測器元件1042，電容器1044和1046，反(NOT)閘1048，跨導放大器1074，計時器元件1076，開關1077,1078和1079，二極體1092以及斜坡補償元件1096是用於PWM控制的晶片1080(例如，系統控制器)的一部分。在另一實施例中，用於PWM控制的晶片1080包括端子1081(例如，FB)、端子1082(例如，VDD)、端子1083(例如，PRT)、端子1084(例如，GND)、端子1085(例如，CS)以及端子1086(例如，DRV)。例如，晶片1080的欠壓鎖定(UVLO)元件1020在端子1082處接收晶片電源電壓，並且作為回應，生成內部電源電壓1021(例如，AVDD)。在另一示例中，內部電源電壓約等於5伏特。
在又一實施例中，晶片1080(系統控制器)包括調製元件，該調製元件包括觸發器元件1024和邏輯控制元件1028，並且晶片1080還包括驅動元件，該驅動元件包括柵極驅動器1030。在又一實施例中，晶片1080(例如，系統控制器)包括過流保護元件，該過流保護元件包括比較器1014、檢測器元件1042、電容器1044和1046、反(NOT)閘1048、跨導放大器1074、計時器元件1076以及開關1077,1078以及1079。例如，採樣保持元件包括檢測器元件1042、電容器1044和開關1077。在另一示例中，集成元件包括電容器1046、反(NOT)閘1048、跨導放大器1074以及開關1078和1079。
根據一個實施例，電源變換器1000生成輸出電壓1067(例如，DC輸出電壓)。例如，如果輸出電壓1067變化，則輸出電壓1067的該變化由包括電阻器1052和1054的分壓器處理，並且被傳送至可調穩壓器1072(例如，TL431)。根據一個實施例，作為回應，可調穩壓器1072(例如，TL431)生成電流信號1073，該電流信號1073由光耦合器1070接收。根據另一實施例，作為回應，光耦合器1070通過端子1081(例如，FB)向晶片1080輸出回饋信號1071。在另一示例中，回饋信號1071通過二極體1092和包括電阻器1056和1058的分壓器被轉換為電流信號1075。
根據另一實施例，當開關1040被閉合(例如，被接通)，一 次繞組1062的第一電流流經電阻器1050(例如，電流感測電阻器)，作為回應，該電阻器生成電壓信號1051。例如，電壓信號1051通過端子1085(例如，CS)由晶片1080的LEB元件1094接收。在另一示例中，作為回應，LEB元件1094生成信號1095。根據又一實施例，信號1095由比較器1012和斜坡補償元件1096二者接收。例如，斜坡補償元件1096處理信號1095並生成信號1097。在另一示例中，電流信號1075和信號1097由比較器1010接收，並且信號1095和閾值電壓1013(例如，Vth2)由比較器1012接收。
如第10圖所示，作為回應，比較器1010生成比較信號1011，並且比較器1012生成比較信號1015。例如，比較信號1011和1015由或(OR)閘1022接收，其中或閘1022向觸發器元件1024發送信號1023。在另一示例中，觸發器元件1024還從振盪器1026接收時鐘信號1027，並且向邏輯控制元件1028發送信號1025。
在一個實施例中，邏輯控制元件1028還接收信號1087和1088，並生成信號1089。例如，信號1089被發送至柵極驅動器1030，作為響應，該柵極驅動器1030生成驅動信號1031。在另一示例中，驅動信號1031被發送至開關1040，並被用於驅動(例如，接通或關斷)開關1040。在另一實施例中，比較信號1011和1015被用於生成信號1023以控制驅動信號1031的占空比。例如，比較信號1011被用於使輸出電壓1067(例如，DC輸出電壓)穩定。在另一示例中，比較信號1015被用於確保流經開關1040和電阻器1050的第一電流的峰值在每個開關週期期間不超過預定閾值。
根據一個實施例，晶片1080(例如，系統控制器)的端子1083被用於實現過溫保護(Over Temperature Protection,OTP)、過壓保護(Over Voltage Protection,OVP)以及退磁檢測。例如，在第一時段(例如，開關週期)期間，端子1083被配置成接收第一輸入信號，並且OTP機制是否被觸發是基於至少與第一輸入信號相關聯的資訊確定的。在另一示例中，在與第一時段不同的第二時段(例如，另一開關時段)期間，端子1083被配置成接收第二輸入信號，並且OVP機制是否被觸發是基於至少與第二輸入信號相關聯的資訊確定的。在又一示例中，在第一時段和第二時段期間，端子1083被配置成分別接收第一輸入信號和第二輸入信號，並且退磁時段在 第一時段期間是基於至少與第一輸入信號相關聯的資訊被檢測的，以及在第二時段期間是基於至少與第二輸入信號相關聯的資訊被檢測的。
如第10圖所示，端子1083被連接至電阻器1114(例如，ROVP)和二極體1116(例如，正極)，並且電阻器1118(例如，RT)被連接至二極體1116(例如，負極)。例如，電阻器1114被配置成從輔助繞組1108接收電壓信號1142。作為示例，電壓信號1142映射了輸出電壓1067。在另一示例中，電阻器1118是隨著溫度改變其阻值的熱電阻器(例如，熱敏電阻)。在又一示例中，電阻器1118具有負溫度係數，即電阻器1118的電阻隨著溫度的升高而降低。
在一個實施例中，如果電源變換器1000的溫度超過溫度閾值，則OTP被觸發，並且晶片1080(例如，系統控制器)在端子1086處輸出驅動信號1031以斷開(例如，關斷)開關1040。例如，電源變換器1000被關閉並且開關1040被保持斷開。在另一示例中，在被關閉之後，電源變換器1000被(例如，自動地或手動地)重新開機並且再次開始調製。在又一示例中，開關1040在第一預定時段中被保持斷開，其中第一預定時段的持續時間大於電源變換器1000的開關週期。
在另一實施例中，如果電壓信號1142超過電壓閾值，則OVP被觸發，並且晶片1080(例如，系統控制器)輸出驅動信號1031以斷開(例如，關斷)開關1040。例如，電源變換器1000被關閉並且開關1040被保持斷開。在另一示例中，在電源變換器1000被關閉之後，其被(例如，自動地或手動地)重新開機並且再次開始調製。在又一示例中，開關1040在第二預定時段中被保持斷開，其中第二時段的持續時間大於電源變換器1000的開關週期。在又一示例中，第二預定時段與第一預定時段相同。
如第10圖所示，檢測元件1032被配置成實現過溫保護(Over Temperature Protection,OTP)、過壓保護(Over Voltage Protection,OVP)和退磁檢測。根據一個實施例，在第一時段(例如，開關週期)期間，檢測元件1032通過端子1083接收第一輸入信號，並且基於至少與第一輸入信號相關聯的資訊輸出信號1033以指示OTP機制是否被觸發。根據另一實施例，在與第一時段不同的第二時段(例如，另一開關週期)期間，檢測元件1032 通過端子1083接收第二輸入信號，並且基於至少與第二輸入信號相關聯的資訊輸出信號1035以指示OVP機制是否被觸發。
根據又一實施例，信號1033和1035由或(OR)閘1034接收，並且作為回應，或(OR)閘1034生成信號1087以指示OTP機制是否被觸發或OVP機制是否被觸發。例如，如果OTP機制、OVP機制或二者均被觸發，則信號1087處於邏輯高電平。在另一示例中，信號1087由邏輯控制元件1028接收。在又一示例中，如果信號1087處於邏輯高電平，邏輯控制元件1028使電源變換器1000關閉並且使開關1040保持斷開。在又一示例中，在電源變換器1000被關閉之後，其被(例如，自動地或手動地)重新開機並且再次開始調製。在又一示例中，開關1040在預定時段中被保持斷開，其中該預定時段的持續時間大於電源變換器1000的開關週期。
根據又一實施例，在第一時段和第二時段期間，檢測元件1032分別使用第一輸入信號和第二輸入信號以便於基於至少與第一輸入信號相關聯的資訊檢測第一時段的退磁時段，並且基於至少與第二輸入信號相關聯的資訊檢測第二時段的退磁時段。例如，檢測元件1032輸出與退磁過程有關的退磁信號1037。在另一示例中，退磁信號1037在退磁時段期間處於邏輯高電平，並且在退磁時段之外處於邏輯低電平。
如第10圖所示，檢測器元件1042接收驅動信號1031並生成信號1043。例如，檢測器元件1042在一個或多個之前的週期中處理驅動信號1031以確定驅動信號1031的當前週期的接通時間的中點，並且在所確定的接通時間的中點處檢測器元件1042還在信號1043中生成脈衝。在另一示例中，信號1043由開關1077接收，其中開關1077在信號1043的脈衝期間被閉合以便於在接通時間的中點對電壓信號1051進行採樣。在又一示例中，在接通時間的中點(例如，VCS_mid)處被採樣的電壓信號1051被保持在電容器1044上。
在一個實施例中，退磁信號1037由開關1078和反閘(inv)1048接收，並且作為回應，反閘1048向開關1079輸出信號1049。例如，退磁信號1037在退磁時段期間處於邏輯高電平，在退磁時段之外處於邏輯低電平。在另一示例中，在退磁時段期間，開關1078被閉合並且開關1079被 斷開，但在退磁時段之外，開關1078被斷開並且開關1079被閉合。
在另一實施例中，跨導放大器1074包括端子1036和1038。例如，端子1036(例如，“+”端)接收基準電壓1047(例如，Vref)。在另一示例中，在退磁時段期間，端子1038(例如，“-”端)通過閉合的開關1078被連接至電容器1044，而在退磁時段之外，端子1038(例如，“-”端)通過閉合的開關1079被偏置於地。在又一示例中，跨導放大器1074輸出電流信號1075(例如，Ic)以對電容器1046進行充電或放電。
根據一個實施例，電流信號1075(例如，Ic)由下式決定：I c=g m [(V ref -V CS_mid )×T demag +(V ref -0)×(T-T demag )] (等式23)則I c =g m (V ref ×T-V CS_mid ×T demag ) (等式24)其中Ic表示對電容器1046進行充電或放電的電流信號1075，gm表示跨導放大器1074的跨導，Vref表示基準電壓1047，以及VCS_mid表示在接通時間的中點被採樣的電壓信號1051。此外，Tdemag表示退磁時段，以及T表示驅動信號1031的週期。
根據另一實施例，如果根據等式24，電流信號1075(例如，Ic)具有正值，則電流信號1075從跨導放大器1074流至電容器1046並且對電容器1046進行充電。根據又一實施例，如果根據等式24，電流信號1075(例如，Ic)具有負值，則電流信號1075從電容器1046流至跨導放大器1074並且對電容器1046進行放電。
在一個實施例中，如果則I c >0 (等式26)其中，電流信號1075對電容器1046進行充電。例如，如等式26所示，通過電流信號1075，橫跨電容器1046的電壓(例如，電壓1117)增加。在另一示例中，在充電的時段之後，橫跨電容器1046的電壓(例如，電壓1117)變得非常接近內部電源電壓1021(例如，AVDD)以至於跨導放大器1074用作電流源的性能也變得接近於零，並且最終電流信號1075的量值下降到零。在又一示例中，如果電流信號1075保持為正，則根據等式18和等式20可得到下式： 其中I0表示在DCM模式下和在CCM模式下的電源變換器1000的平均輸出電流；因而OCP機制未被觸發。
在另一實施例中，如果則I c <0 (等式29)其中電流信號1075對電容器1046進行放電。例如，如等式29所示，橫跨電容器1046的電壓(例如，電壓1117)通過電流信號1075被降低。在另一示例中，在放電的時段之後，橫跨電容器1046的電壓(例如，電壓1117)變得非常接近於零以至於跨導放大器1074作為電流吸收器(Current Sink)的性能也變得接近於零，並且最終電流信號1075的量值下降為零。在又一示例中，如果電流信號1075在時段內保持為負並使橫跨電容器1046的電壓(例如，電壓1117)降低到接近於零，則根據等式18和等式22可得到下式： 其中I0表示在DCM模式下和CCM模式下的平均輸出電流；因而OCP機制被觸發。
如第10圖所示，比較器1014接收閾值電壓1115(例如，Vth1)和電壓1117，並生成輸出信號1119。在一個實施例中，如果電壓1117變得比閾值電壓1115(例如，3.6伏特)小，則比較器1014改變輸出信號1119(例如，從邏輯低電平至邏輯高電平)。在另一實施例中，計時器元件1076接收輸出信號1119並生成信號1088。
根據一個實施例，響應於輸出信號1119的改變(例如，從邏輯低電平變為邏輯高電平)，計時器元件1076開始計時以確定輸出信號1119是否在預定時段內保持不變(例如，處於邏輯高電平)。例如，如果輸出信號1119被確定為自從輸出信號1119被改變(例如，從邏輯低電平變為邏輯高電平)之後在預定時段內保持不變(例如，處於邏輯高電平)，則計時器元件1076改變信號1088(例如，從邏輯低電平變為邏輯高電平)。在另一示例 中，如果輸出信號1119被確定為自從輸出信號1119被改變(例如，從邏輯低電平變為邏輯高電平)之後並未在預定時段內保持不變(例如，並未保持處於邏輯高電平)，則計時器元件1076不改變信號1088(例如，信號1088保持處於邏輯低電平)。
根據另一實施例，如果輸出信號1119被確定為自輸出信號1119從邏輯低電平變為邏輯高電平起在預定時段期間從邏輯高電平變回邏輯低電平，則計時器元件1076重置計時器，並且信號1088保持處於邏輯低電平。例如，在輸出信號1119被確定為從邏輯高電平變回邏輯低電平之後，如果輸出信號1119又從邏輯低電平變為邏輯高電平，則計時器元件1076再次確定自從輸出信號1119從邏輯低電平變為邏輯高電平之後其在預定時段內是否保持處於邏輯高電平不變。在另一示例中，如果輸出信號1119被確定為在預定時段內保持處於邏輯高電平不變，則計時器元件1076將信號1088從邏輯低電平變為邏輯高電平。在又一示例中，如果輸出信號1119被確定為並未在預定時段內保持處於邏輯高電平不變，則計時器元件1076不會改變信號1088，並且信號1088保持處於邏輯低電平。
在又一實施例中，信號1088由邏輯控制元件1028接收。例如，如果信號1088處於邏輯高電平，則邏輯控制元件1028使電源變換器1000關閉並使開關1040保持斷開。在另一示例中，在電源變換器1000被關閉之後，其(例如，自動地或手動地)重新開機，並且再次開始調製。在又一示例中，開關1040在預定時段內被保持斷開，其中預定時段的持續時間大於電源變換器1000的開關週期。在又一示例中，開關1040在預定時段內被保持斷開，其中預定時段的持續時間大於電源變換器1000的自動恢復週期。
根據一個實施例，如果電源變換器1000的溫度超過溫度閾值，則過溫保護(OTP)被觸發，並且晶片1080(例如，系統控制器)在端子1086處輸出驅動信號1031以斷開(例如，關斷)開關1040。例如，電源變換器1000被關閉並且開關1040被保持斷開。在另一示例中，在電源變換器1000被關閉之後，其(例如，自動地或手動地)重新開機並且再次開始調製。在又一示例中，開關1040在第一預定時段內被保持斷開，其中第一預定時段的持續時間大於電源變換器1000的開關週期。
根據另一實施例，如果電壓信號1142超過電壓閾值，則過壓保護(OVP)被觸發，並且晶片1080(例如，系統控制器)輸出驅動信號1031以斷開(例如，關斷)開關1040。例如，電源變換器1000被關閉並且開關1040被保持斷開。在另一示例中，在電源變換器1000被關閉之後，其(例如，自動地或手動地)重新開機並且再次開始調製。在又一示例中，開關1040在第二預定時段內被保持斷開，其中第二預定時段的持續時間大於電源變換器1000的開關週期。
第11圖是根據本發明的一個實施例示出了電源變換器1000的某些元件的簡化圖。該圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。如第11圖所示，檢測元件1032包括電流源元件1132和1134，開關1136,1138,1140,1149和1144，OTP檢測器1146，OVP檢測器1148以及退磁檢測器1180。
根據一個實施例，響應於開關信號1150(例如，S0)，開關1136和1149被閉合或斷開，並且回應於開關信號1152(例如，S1)，開關1138和1140被閉合或斷開。例如，回應於開關信號1154(例如，SOVP)，開關1144被閉合或斷開。在一些實施例中，在不同的開關週期期間通過控制開關1136,1138,1140,1149和1144來執行OVP檢測和OTP檢測。
第12圖是根據本發明的一個實施例的在DCM模式下的電源變換器1000的簡化時序圖。該圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。波形1202表示作為時間的函數的驅動信號1031(例如，GATE)，波形1204表示作為時間的函數的開關信號1154(例如，SOVP)，波形1206表示作為時間的函數的開關信號1150(例如，S0)，以及波形1208表示作為時間的函數的開關信號1152(例如，S1)。此外，波形1210表示作為時間的函數的開關1040的汲極電壓(例如，Drain)，並且波形1220表示作為時間的函數的退磁信號1037(例如，Demag)。
如第12圖所示，至少存在三個開關週期T1、T2和T3。例如，開關週期T1開始於時間t0並且結束於時間t2，開關週期T2開始於時間t2並且結束於時間t4，以及開關週期T3開始於時間t4並且結束於時間t6。在另一示例 中，第一開關週期T1內的時段TS0開始於時間t0並且結束於時間t1，在第二開關週期T2內的時段TOVP開始於時間t2並且結束於時間t3，以及在第三開關週期T3內的時段TS1開始於時間t4並且結束於時間t5。在另一示例中，t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6。
在一個實施例中，在不同的開關週期期間交替執行OVP檢測和OTP檢測，並且在每一個開關週期內均執行退磁檢測。例如，在開關週期T1和T3期間執行OTP檢測，在開關週期T2期間執行OVP檢測，並且在這些開關週期T1、T2和T3期間均執行退磁檢測。在另一示例中，在開關週期T1、T2和T3之後，在下三個開關週期期間仍然以與開關週期T1、T2和T3相同的方式執行OVP檢測、OTP檢測和退磁檢測。在又一示例中，如由波形1220所示出的，退磁信號1037在每一個退磁時段期間(例如，在每一個Tdemag期間)均處於邏輯高電平，並且在退磁時段之外退磁信號1037處於邏輯低電平。
如由波形1202所示出的，根據一個實施例，在開關週期T1的起始處(例如，在t0處)，驅動信號1031從邏輯高電平改變為邏輯低電平，並且開關1040被斷開(例如，被關斷)。例如，如由波形1206所示出的，在開關週期T1的起始處(例如，在t0處)，開關信號1150(例如，S0)從邏輯低電平改變為邏輯高電平，然後在時段TS0(例如，直到t1)期間保持處於邏輯高電平以使開關1136和1149被閉合(例如，被接通)。在另一示例中，如第11圖所示，當開關1136和1149被閉合(例如，被接通)時，電流源元件1132為OTP檢測提供電流1160(例如，IOTP0)。
如由波形1202所示出的，根據另一實施例，在開關週期T2的起始處(例如，在t2處)，驅動信號1031從邏輯高電平改變為邏輯低電平，並且開關1040被斷開(例如，被關斷)。例如，當驅動信號1031處於邏輯低電平時，電壓信號1142與輸出電壓1067有關。在另一示例中，如由波形1204所示出的，在開關週期T2的起始處(例如，在t2處)，開關信號1154(例如，SOVP)從邏輯低電平改變為邏輯高電平，然後在時段TOVP(例如，直到t3)期間保持處於邏輯高電平以使開關1144閉合(例如，被接通)。在又一示例中，電流1188流經電阻器1114和端子1083(例如，PRT)，並且被OVP檢測器1148接收以用於OVP檢測。
如由波形1202所示出的，根據又一實施例，在開關週期T3的起始處(例如，在t4處)，驅動信號1031從邏輯高電平改變為邏輯低電平，並且開關1040被斷開(例如，被關斷)。例如，如由波形1208所示出的，在開關週期T3的起始處(例如，在t4處)，開關信號1152(例如，S1)從邏輯低電平改變為邏輯高電平，然後在時段TS1(例如，直到t5)期間保持處於邏輯高電平以使開關1138和1140閉合(例如，被接通)。在又一示例中，當開關1138和1140被閉合(例如，被接通)時，電流源元件1134為OTP檢測提供電流1158(例如，IOTP1)。
在一個實施例中，基於至少與電壓信號1184相關聯的資訊實現OTP檢測。例如，電流1188(例如，IOVP)由下式確定： 其中V1表示電壓信號1184，V2表示電壓信號1142，以及ROVP表示電阻器1114的電阻。在另一示例中，電壓信號1184由下式確定：V 1=V D +(I OVP +I OTP )×R T (等式32)其中VD表示二極體1116的接通電壓(例如，正向電壓)，IOTP表示電流1186，以及RT表示電阻器1118的電阻。在又一示例中，結合等式31和等式32，電壓信號1184由下式確定：
根據某些實施例，假設二極體1116的接通電壓(例如，正向電壓)不隨著電流1186而改變，在用於OTP檢測的不同時段之間電壓信號1184的改變由下式確定： 其中V1(S0)表示電壓信號1184在時段TS0期間的量值，V1(S1)表示電壓信號1184在時段TS1期間的量值，以及△IOTP表示在時段TS0和TS1之間電流1186的變化。例如，在時段TS0和TS1之間電流1186的變化由下式確定：△I OTP =I OTP0-I OTP1 (等式35) 其中IOTP0表示電流1160，並且IOTP1表示電流1158。
第13圖是根據本發明的另一實施例的在CCM模式下的電源變換器1000的簡化時序圖。該圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。波形1302表示作為時間的函數的驅動信號1031(例如，GATE)，波形1304表示作為時間的函數的開關信號1154(例如，SOVP)，波形1306表示作為時間的函數的開關信號1150(例如，S0)，以及波形1308表示作為時間的函數的開關信號1152(例如，S1)。此外，波形1310表示作為時間的函數的開關1040的汲極電壓(例如，Drain)，並且波形1320表示作為時間的函數的退磁信號1037(例如，Demag)。
如第13圖所示，至少存在三個開關週期T1、T2和T3。例如，開關週期T1開始於時間t0並且結束於時間t2，開關週期T2開始於時間t2並且結束於時間t4，以及開關週期T3開始於時間t4並且結束於時間t6。在另一示例中，在第一開關週期T1內的時段TS0開始於時間t0並且結束於時間t1，在第二開關週期T2內的時段TOVP開始於時間t2並且結束於時間t3，以及在第三開關週期T3內的時段TS1開始於時間t4並且結束於時間t5。在另一示例中，t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6。
在一個實施例中，在不同的開關週期內交替執行OVP檢測和OTP檢測，並且在每一個開關週期內均執行退磁檢測。例如，在開關週期T1和T3期間執行OTP檢測，在開關週期T2期間執行OVP檢測，並且在這些開關週期T1、T2和T3期間均執行退磁檢測。在另一示例中，在開關週期T1、T2和T3之後，在下三個開關週期期間仍然以與開關週期T1、T2和T3相同的方式執行OVP檢測、OTP檢測和退磁檢測。在又一示例中，如由波形1320所示出的，退磁信號1037在每一個退磁時段期間(例如，在每一個Tdemag期間)均處於邏輯高電平，並且在退磁時段之外退磁信號1037處於邏輯低電平。
如由波形1302所示出的，根據一個實施例，在開關週期T1的起始處(例如，在t0處)，驅動信號1031從邏輯高電平改變為邏輯低電平，並且開關1040被斷開(例如，被關斷)。例如，如由波形1306所示出的，在 開關週期T1的起始處(例如，在t0處)，開關信號1150(例如，S0)從邏輯低電平改變為邏輯高電平，然後在時段TS0(例如，直到t1)期間保持處於邏輯高電平以使開關1136和1149閉合(例如，被接通)。在另一示例中，如第11圖所示，當開關1136和1149被閉合(例如，被接通)時，電流源元件1132為OTP檢測提供電流1160(例如，IOTP0)。
如由波形1302所示出的，根據另一實施例，在開關週期T2的起始處(例如，在t2處)，驅動信號1031從邏輯高電平改變為邏輯低電平，並且開關1040被斷開(例如，被關斷)。例如，當驅動信號1031處於邏輯低電平時，電壓信號1142與輸出電壓1067有關。在另一示例中，如由波形1304所示出的，在開關週期T2的起始處(例如，在t2處)，開關信號1154(例如，SOVP)從邏輯低電平改變為邏輯高電平，然後在時段TOVP(例如，直到t3)期間保持處於邏輯高電平以使開關1144閉合(例如，被接通)。在又一示例中，電流1188流經電阻器1114和端子1083(例如，PRT)，並且被OVP檢測器1148接收以用於OVP檢測。
如由波形1302所示出的，根據又一實施例，在開關週期T3的起始處(例如，在t4處)，驅動信號1031從邏輯高電平改變為邏輯低電平，並且開關1040被斷開(例如，被關斷)。例如，如由波形1308所示出的，在開關週期T3的起始處(例如，在t4處)，開關信號1152(例如，S1)從邏輯低電平改變為邏輯高電平，然後在時段TS1(例如，直到t5)期間保持處於邏輯高電平以使開關1138和1140閉合(例如，被接通)。在又一示例中，當開關1138和1140被閉合(例如，被接通)時，電流源元件1134為OTP檢測提供電流1158(例如，IOTP1)。
在一個實施例中，基於至少與電壓信號1184相關聯的資訊實現OTP檢測。例如，根據等式31來確定電流1188(例如，IOVP)。在另一示例中，根據等式32來確定電壓信號1184。在又一示例中，結合等式31和等式32，根據等式33來確定電壓信號1184。在另一示例中，假設二極體1116的接通電壓(例如，正向電壓)不隨著電流1186而改變，根據等式34來確定在用於OTP檢測的不同時段之間的電壓信號1184的改變。例如，根據等式35來確定在時段TS0和TS1之間的電流1186的改變。
如上面所討論的以及這裡進一步強調的，第11圖、第12圖和第13圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。例如，時段TOVP在時段TS0和時段TS1二者之前。在另一示例中，時段TOVP跟隨在時段TS0和時段TS1二者之後。在又一示例中，包括時段TS1的開關週期T3緊跟在包括時段TS0的開關週期T1之後。在又一示例中，包括時段TS0的開關週期T1緊跟在包括時段TS1的開關週期T3之後。在又一示例中，包括時段TS1的開關週期T3與包括時段TS0的開關週期T1之間相隔一個或多個開關週期。在又一示例中，包括時段TOVP的開關週期T2緊跟在包括時段TS1的開關週期T3之後。在又一示例中，包括時段TOVP的開關週期T2與包括時段TS0的開關週期T1之間相隔一個或多個開關週期。在又一示例中，包括時段TOVP的開關週期T2與包括時段TS1的開關週期T3之間相隔一個或多個開關週期。
第14圖是根據本發明的一個實施例示出了作為電源變換器1000的檢測元件1032的一部分的退磁檢測器1180的某些元件的簡化圖。該圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。退磁檢測器1180包括電平轉換元件1410，觸發器元件1420，電阻器1430和1432，電容器1434，電流源1440和1442，比較器1450，單次脈衝發生器1460，反(NOT)閘1470和1474，或(OR)閘1480和1482，以及反及(NAND)閘1490,1492和1494。例如，信號微分元件(Signal Differential Component)包括電容器1434和電阻器1430。在另一示例中，信號處理元件包括電平轉換元件1410，觸發器元件1420，單次脈衝發生器1460，反閘1470和1474，或閘1480和1482，以及反及閘1490,1492和1494。
在一個實施例中，電平轉換元件1410接收驅動信號1031並生成信號1411(Gate_sense)。例如，驅動信號1031是高電壓信號，其中該信號被轉換成低電壓信號，並且低電壓信號為信號1411。在另一示例中，信號1411由單次脈衝發生器1460，反閘1470和或閘1482接收。在另一實施例中，單次脈衝發生器1460接收信號1411並生成脈衝信號1461。例如，如果信號1411從邏輯高電平改變為邏輯低電平，則單次脈衝發生器1460在脈衝 信號1461中生成脈衝(例如，負脈衝)。在另一示例中，脈衝信號1461在任何脈衝外處於邏輯高電平，並且在脈衝內處於邏輯低電平。在又一示例中，脈衝信號1461的脈衝(例如，負脈衝)被用於阻隔(Screen)電壓信號1184的高頻振盪成分。在另一示例中，當開關1040剛剛被斷開(例如，被關斷)時，該電壓信號1184的高頻振盪成分由開關1040的漏電感和寄生電容生成。
在另一實施例中，脈衝信號1461由反閘1474以及反及閘1490和1494接收。例如，反閘1474回應於脈衝信號1461生成信號1475，並向或閘1480輸出信號1475。在另一示例中，或閘1480接收信號1475以及還從比較器1450(Comp1)接收比較信號1451，並且生成信號1481。
如第14圖所示，對於DCM模式和CCM模式二者而言，退磁時段的起始通過檢測驅動信號1031的下降沿來確定。例如，在DCM模式下，退磁時段的結束通過使用至少電容器1434、電阻器1430和1432、電流源1440和1442、比較器1450、或閘1480以及觸發器元件1420以向或閘1482輸出信號1427來確定。在另一示例中，在CCM模式下，退磁時段的結束通過使用由或閘1482接收的信號1411來確定。
根據一個實施例，在DCM模式下，電容器1434、電阻器1430和1432、電流源1440和1442以及比較器1450被用於確定在每個開關週期內的退磁時段的結束。例如，比較器1450包括端子1452(例如，“+”端)和端子1454(例如，“-”端)。在另一示例中，端子1452(例如，“+”端)接收電壓信號1441，並且端子1454(例如，“-”端)接收電壓信號1443。在又一示例中，作為回應，比較器1450向或閘1480輸出比較信號1451，其中或閘1480生成信號1481。
根據另一實施例，在退磁時段期間，電壓信號1441在量值上大於電壓信號1443。例如，在退磁時段期間，V A =I 2×R 2 (等式36)
V B =I 1×R 1 (等式37)
V A -V B =V OS >0 (等式38)其中VA表示電壓信號1441，並且VB表示電壓信號1443。此外，I2表示由電流源1440提供的電流，並且I1表示由電流源1442提供的電流。另外，VOS表 示電壓信號1441減去電壓信號1443的電壓信號。在另一示例中，在退磁時段期間，VOS大於零(例如，約為150mV)，並且比較信號1451處於邏輯高電平。
根據又一實施例，在退磁時段的結束處，包括電容器1434和電阻器1430的差分電路生成負脈衝，其中該負脈衝具有負值。例如，此負脈衝使比較信號1451從邏輯高電平改變為邏輯低電平。在另一示例中，比較信號1451由或閘1480接收，其中或閘1480還生成信號1481。在又一示例中，比較信號1451從邏輯高電平到邏輯低電平的改變使信號1481從邏輯高電平改變為邏輯低電平。
如第14圖所示，觸發器元件1420(例如，被重置於邏輯低電平的下降沿觸發的D觸發器)包括端子1422(例如，“clk”端)、端子1424(例如，“D”端)、端子1426(例如，“Q”端)、端子1428(例如，“”端)以及端子1472(例如，“R”端)。例如，端子1472從反閘1470接收信號1471，其中反閘1470也接收信號1411。在另一示例中，端子1424接收處於邏輯高電平的預定電壓。在又一示例中，端子1422接收信號1481。
在一個實施例中，如果端子1424接收處於邏輯高電平的預定電壓，並且如果信號1481從邏輯高電平改變為邏輯低電平，則觸發器元件1420(例如，下降沿觸發的D觸發器)通過端子1426輸出處於邏輯高電平的信號1427。在另一實施例中，處於邏輯高電平的信號1427由或閘1482接收並由或閘1482和反及閘1490使用以重置包括反及閘1492和1494的RS觸發器以便於指示在DCM模式下的退磁時段的結束。例如，反及閘1494輸出退磁信號1037(Demag)。
根據另一實施例，在CCM模式下，當驅動信號1031處於邏輯低電平時，比較器1450的比較信號1451在全部時段內保持處於邏輯高電平。例如，當驅動信號1031從邏輯低電平改變為邏輯高電平時，信號1411也從邏輯低電平改變為邏輯高電平，並且信號1411由或閘1482和反及閘1490使用以重置包括反及閘1492和1494的RS觸發器以便於指示在CCM模式下的退磁時段的結束。在另一示例中，反及閘1494輸出退磁信號1037(Demag)。
如上面所討論的以及這裡進一步強調的，第14圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。例如，對於DCM模式和CCM模式二者而言，退磁時段的起始通過檢測電壓信號1184的上升沿來確定。
第15圖是根據本發明的另一實施例示出了作為電源變換器1000的檢測元件1032的一部分的退磁檢測器1180的某些元件簡化圖。該圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。退磁檢測器1180包括電平轉換元件1510、觸發器元件1520、電阻器1530，電容器1534，電壓補償元件1540，比較器1550，單次脈衝發生器1560，反閘1570和1574，或閘1580和1582以及反及閘1590,1592和1594。例如，信號處理元件包括電平轉換元件1510，觸發器元件1520，單次脈衝發生器1560，反閘1570和1574，或閘1580和1582，以及反及閘1590,1592和1594。
在一個實施例中，電平轉換元件1510接收驅動信號1031並生成信號1511(例如，Gate_sense)。例如，驅動信號1031是高電壓信號，其中該信號被轉換成低電壓信號，並且低電壓信號為信號1511。在另一示例中，信號1511由單次脈衝發生器1560、反閘1570和或閘1582接收。在另一實施例中，單次脈衝發生器1560接收信號1511並生成脈衝信號1561。例如，如果信號1511從邏輯高電平改變為邏輯低電平，則單次脈衝發生器1560在脈衝信號1561中生成脈衝(例如，負脈衝)。在另一示例中，脈衝信號1561在任何脈衝外處於邏輯高電平，並且在脈衝內處於邏輯低電平。在又一示例中，脈衝信號1561的脈衝(例如，負脈衝)被用於阻隔電壓信號1184的高頻振盪成分。在另一示例中，當開關1040剛剛被斷開(例如，被關斷)時，該電壓信號1184的高頻振盪成分由開關1040的漏電感和寄生電容生成。
在另一實施例中，脈衝信號1561由反閘1574以及反及閘1590和1594接收。例如，反閘1574回應於脈衝信號1561生成信號1575，並向或閘1580輸出信號1575。在另一示例中，或閘1580接收信號1575以及還從比較器1550(Comp1)接收比較信號1551，並且生成信號1581。
如第15圖所示，對於DCM模式和CCM模式二者而言，退磁 時段的起始通過檢測驅動信號1031的下降沿來確定。例如，在DCM模式下，退磁時段的結束通過使用至少電容器1534、電阻器1530、電壓補償元件1540、比較器1550、或閘1580以及觸發器元件1520以向或閘1582輸出信號1527來確定。在另一示例中，在CCM模式下，退磁時段的結束通過使用信號1511來確定，其中信號1511由或閘1582接收。
根據一個實施例，在DCM模式下，電容器1534、電阻器1530、電壓補償元件1540以及比較器1550被用於確定每個開關週期內的退磁時段的結束。例如，比較器1550包括端子1552(例如，“+”端)和端子1554(例如，“-”端)。在另一示例中，端子1552(例如，“+”端)接收電壓信號1541，並且端子1554(例如，“-”端)接收電壓信號1543。在又一示例中，作為回應，比較器1550向或閘1580輸出比較信號1551，其中或閘1580生成信號1581。
根據另一實施例，電壓信號1184由電阻器1530接收並由電阻器1530和電容器1534延遲以生成電壓信號1541。例如，電壓信號1541表示被延遲的電壓信號1184。在另一示例中，電壓信號1541由比較器1550的端子1552接收。根據又一實施例，電壓信號1184由電壓補償元件1540接收並被減少了預定量值(例如，VOS)以生成電壓信號1543。例如，VOS約等於150mV。在另一示例中，電壓信號1543表示被減小的電壓信號1184。在另一示例中，電壓信號1543由比較器1550的端子1554接收。
如第15圖所示，比較器1550接收電壓信號1541和1543，並生成比較信號1551。例如，在退磁時段的結束處，後期的電壓信號1184變成比早期的電壓信號1184小了預定量值(例如，VOS)，並且比較信號1551從邏輯高電平改變為邏輯低電平。在另一示例中，比較信號1551由或閘1580接收，其中或閘1580還生成信號1581。在又一示例中，比較信號1551從邏輯高電平到邏輯低電平的改變使信號1581從邏輯高電平變為邏輯低電平。
如第15圖所示，觸發器元件1520(例如，被重置於邏輯低電平的下降沿觸發的D觸發器)包括端子1552(例如，“clk”端)、端子1524(例如，“D”端)、端子1526(例如，“Q”端)、端子1528(例如，“”端)以及端子1572(例如，“R”端)。例如，端子1572從反閘1570接收信 號1571，其中反閘1570還接收信號1511。在另一示例中，端子1524接收處於邏輯高電平的預定電壓。在又一示例中，端子1522接收信號1581。
在一個實施例中，如果端子1524接收處於邏輯高電平的預定電壓，並且如果信號1581從邏輯高電平改變為邏輯低電平，則觸發器元件1520(例如，下降沿觸發的D觸發器)通過端子1526輸出處於邏輯高電平的信號1527。在另一實施例中，處於邏輯高電平的信號1527由或閘1582接收並由或閘1582和反及閘1590使用以重置包括反及閘1592和1594的RS觸發器以便於指示在DCM模式下的退磁時段的結束。例如，反及閘1594輸出退磁信號1037(Demag)。
根據另一實施例，在CCM模式下，當驅動信號1031處於邏輯低電平時，比較器1550的比較信號1551在全部時段內保持處於邏輯高電平。例如，當驅動信號1031從邏輯低電平改變為邏輯高電平時，信號1511也從邏輯低電平改變為邏輯高電平，並且信號1511由或閘1582和反及閘1590使用以重置包括反及閘1592和1594的RS觸發器以便於指示在CCM模式下的退磁時段的結束。在另一示例中，反及閘1594輸出退磁信號1037。
如上面所討論的以及這裡進一步強調的，第15圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。例如，對於DCM模式和CCM模式二者而言，退磁時段的起始通過檢測電壓信號1184的上升沿來確定。在另一示例中，如第15圖中所示的電平轉換元件1510、觸發器元件1520、比較器1550、單次脈衝發生器1560、反閘1570和1574、或閘1580和1582以及反及閘1590,1592和1594分別與第14圖中所示的電平轉換元件1410、觸發器元件1420、比較器1450、單次脈衝發生器1460、反閘1470和1474、或閘1480和1482以及反及閘1490、1492和1494相同。
第16圖是根據本發明的另一實施例的具有過流保護的簡化電源變換器。此圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。電源變換器1600(例如，電源轉換系統)包括電磁干擾(ElectroMagnetic Interference,EMI)濾波器1602，整流橋1604，緩衝電路1606，比較器1610,1612和1614， 欠壓鎖定(UVLO)元件1620，或閘1622，觸發器元件1624，振盪器(Oscillator,OSC)1626，以及邏輯控制元件1628，柵極驅動器1630，退磁檢測器1632，開關1640，檢測器元件1642，電容器1644和1646，反閘1648，電阻器1650,1652,1654,1656和1658，變壓器1660，輸出電容器1668，光耦合器1670，可調穩壓器1672(例如，TL431)，跨導放大器1674，計時器元件1676，開關1677,1678和1679，二極體1690和1692，前沿消隱(LEB)元件1694，斜坡補償元件1696，輔助繞組2608以及檢測元件2632。
例如，開關1640包括場效應電晶體(例如，功率MOSFET)。在另一示例中，開關1640包括雙極結型電晶體。在又一示例中，電阻器1650被用作電流感測電阻器。在又一示例中，變壓器1660包括一次繞組1662和二次繞組1664，並且二次繞組1664同時被耦合至一次繞組1662和輔助繞組2608。在又一示例中，二極體1690被用作整流二極體。在又一示例中，LEB元件1694被從電源變換器1600中移除。
在一個實施例中，比較器1610,1612和1614，電阻器1656和1658，欠壓鎖定(UVLO)元件1620，或(OR)閘1622，觸發器元件1624，振盪器1626，邏輯控制元件1628，柵極驅動器1630，退磁檢測器1632，檢測器元件1642，電容器1644和1646，反閘1648，跨導放大器1674，計時器元件1676，開關1677,1678和1679，二極體1692，斜坡補償元件1696以及檢測元件2632是用於PWM控制的晶片1680(例如，系統控制器)的一部分。在另一實施例中，用於PWM控制的晶片1680包括端子1681(例如，FB)、端子1682(例如，VDD)、端子1682(例如，BO)、端子1684(例如，GND)、端子1685(例如，CS)、以及端子1686(例如，DRV)。例如，晶片1680的欠壓鎖定(UVLO)元件1620在端子1682處接收晶片電源電壓，並且作為回應，生成內部電源電壓1621(例如，AVDD)。在另一示例中，內部電源電壓約等於5伏特。在又一實施例中，晶片1680(例如，系統控制器)包括調製元件，該調製元件包括觸發器元件1624和邏輯控制元件1628，並且晶片1680還包括驅動元件，該驅動元件包括柵極驅動器1630。
在又一實施例中，晶片1680(系統控制器)包括調製元件，該調製元件包括觸發器元件1624和邏輯控制元件1628，並且晶片1680還包 括驅動元件，該驅動元件包括柵極驅動器1630。在又一實施例中，晶片1680(例如，系統控制器)包括過流保護元件，該過流保護元件包括比較器1614、檢測器元件1642、電容器1644和1646、反閘1648、跨導放大器1674、計時器元件1676以及開關1677,1678以及1679。例如，採樣保持元件包括檢測器元件1642、電容器1644和開關1677。在另一示例中，集成元件包括電容器1646、反閘1648、跨導放大器1674以及開關1678和1679。
根據一個實施例，電源變換器1600生成輸出電壓1667(例如，DC輸出電壓)。例如，如果輸出電壓1667變化，則輸出電壓1667的該變化由包括電阻器1652和1654的分壓器處理並被傳送至可調穩壓器1672(例如，TL431)。根據一個實施例，作為回應，可調穩壓器1672(例如，TL431)生成電流信號1673，該電流信號1673由光耦合器1670接收。根據另一實施例，作為回應，光耦合器1670通過端子1681(例如，FB)向晶片1680輸出回饋信號。在另一示例中，回饋信號1671通過二極體1692和包括電阻器1656和1658的分壓器被轉換為電流信號1675。
根據另一實施例，當開關1640被閉合(例如，被接通)時，一次繞組1662的第一電流流經電阻器1650(例如，電流感測電阻器)，作為回應，該電阻器生成電壓信號1651。例如，電壓信號1651通過端子1685(例如，CS)由晶片1680的LEB元件1694接收。在另一示例中，作為回應，LEB元件1694生成信號1695。根據又一實施例，信號1695由比較器1612和斜坡補償元件1696二者接收。例如，斜坡補償元件1696處理信號1695並生成信號1697。在另一示例中，電流信號1675和信號1697由比較器1610接收，並且信號1695和閾值電壓1613(例如，Vth2)由比較器1612接收。
如第16圖所示，作為回應，比較器1610生成比較信號1611，並且比較器1612生成比較信號1615。例如，比較信號1611和1615分別由或閘1622接收，其中或閘1622向觸發器元件1624發送信號1623。在另一示例中，觸發器元件1624還從振盪器1626接收時鐘信號1627，並且向邏輯控制元件1628發送信號1625。
在一個實施例中，邏輯控制元件1628還接收信號1687(Brownout，掉電信號)和1688，並生成信號1689(例如，PWM信號)。例 如，信號1689被發送至柵極驅動器1630，作為響應，該柵極驅動器1630生成驅動信號1631(DRV)。在另一示例中，驅動信號1631被發送至開關1640並被用於驅動(例如，接通或關斷)開關1640。在另一實施例中，比較信號1611和1615被用於生成信號1623以控制驅動信號1631的占空比。例如，比較信號1611被用於使輸出電壓1667(例如，DC輸出電壓)穩定。在另一示例中，比較信號1615被用於確保在每個開關週期期間流經開關1640和電阻器1650的第一電流的峰值不超過預定閾值。
如第16圖所示，EMI濾波器1602接收AC輸入電壓1601並生成電壓信號2623和2625。例如，電壓信號2623和2625被整流橋1604接收。在另一示例中，電壓信號2623還由分壓器接收，其中分壓器包括電阻器2614和2618。在又一示例中，分壓器生成信號2621。
根據一個實施例，晶片1680(例如，系統控制器)的端子1683被用於實現掉電保護(Brownout Protection,BO)。例如，端子1683被配置成從包括電阻器2614和2618的分壓器接收信號2621(例如，電壓信號)。在另一示例中，檢測元件2632通過端子1683接收信號2621，並且基於至少與信號2621相關聯的資訊輸出信號1687以指示BO機制是否被觸發。在又一示例中，如果BO機制被觸發，則信號1687處於邏輯高電平，並且如果BO機制未被觸發，則信號1687處於邏輯低電平。在又一示例中，當AC輸入電壓1601的幅度變得過小時，掉電保護(BO)被執行以保護電源變換器1600。
根據另一實施例，如果BO機制被觸發，則晶片1680(例如，系統控制器)在端子1686處輸出驅動信號1631以斷開(例如，關斷)開關1640。例如，電源變換器1600被關閉，並且開關1640被保持斷開。在另一示例中，在電源變換器1600被關閉之後，其(自動地或手動地)重新開機並再次開始調製。在又一示例中，開關1640在預定時段內被保持斷開，其中該預定時段的持續時間大於電源變換器1600的開關週期。
如第16圖所示，檢測器元件1642接收驅動信號1631並生成信號1643。例如，檢測器元件1642在一個或多個之前的週期中處理驅動信號1631以確定驅動信號1631的當前週期的接通時間的中點，並且檢測器元件1642還在所確定的接通時間的中點處於信號1643中生成脈衝。在另一示例 中，信號1643由開關1677接收，其中開關1677在信號1643的脈衝期間被閉合以便於在接通時間的中點對電壓信號1651進行採樣。在又一示例中，在接通時間的中點(例如，VCS_mid)處，被採樣的電壓信號1651被保持在電容器1644上。
在一個實施例中，退磁檢測器1632接收信號1689和驅動信號1631並生成退磁信號1637(Demag)。在另一示例中，退磁信號1637由開關1678和反閘1648接收，並且作為回應，反閘1648向開關1679輸出信號1649。例如，退磁信號1637在退磁時段期間處於邏輯高電平，並且在退磁時段之外處於邏輯低電平。在又一示例中，在退磁時段期間，開關1678被閉合並且開關1679被斷開，但在退磁時段之外，開關1678被斷開並且開關1679被閉合。
在另一實施例中，跨導放大器1674包括端子1636和1638。例如，端子1636(例如，“+”端)接收基準電壓1639(例如，Vref)。在另一示例中，在退磁時段期間，端子1638(例如，“-”端)通過閉合的開關1678被連接至電容器1644，而在退磁時段之外，端子1638(例如，“-”端)通過閉合的開關1679被偏置於地。在又一示例中，跨導放大器1674輸出電流信號1675(例如，Ic)以對電容器1646進行充電或放電。
根據一個實施例，電流信號1675(例如，Ic)由下式決定： 則I c =g m (V ref ×T-V CS_mid ×T demag ) (等式40)其中Ic表示對電容器1646進行充電或放電的電流信號1675，gm表示跨導放大器1674的跨導，Vref表示基準電壓1639，以及VCS_mid表示在接通時間的中點處的被採樣的電壓信號1651。此外，Tdemag表示退磁時段，以及T表示驅動信號1631的週期。
根據另一實施例，如果根據等式40，電流信號1675(例如，Ic)具有正值，則電流信號1675從跨導放大器1674流至電容器1646並且對電容器1646進行充電。根據又一實施例，如果根據等式24，電流信號1675(例如，Ic)具有負值，則電流信號1675從電容器1646流至跨導放大器1674並且對電容器1646進行放電。
在一個實施例中，如果則I c >0 (等式42)其中，電流信號1675對電容器1646進行充電。例如，如等式42所示，通過電流信號1675，橫跨電容器1646的電壓(例如，電壓2617)被增大。在另一示例中，在充電的時段之後，橫跨電容器1646的電壓(例如，電壓2617)變得非常接近內部電源電壓1621(例如，AVDD)以至於跨導放大器1674用作電流源的性能也變得接近於零，並且最終電流信號1675的量值下降到零。在又一示例中，如果電流信號1675保持為正，則根據等式18和等式20可得到下式： 其中I0表示在DCM模式下和在CCM模式下的電源變換器1600的平均輸出電流；因而OCP機制不會被觸發。
在另一實施例中，如果則I c <0 (等式45)其中電流信號1675對電容器1646進行放電。例如，如等式45所示，橫跨電容器1646的電壓(例如，電壓2617)通過電流1675被降低。在另一示例中，在放電的時段之後，橫跨電容器1646的電壓(例如，電壓2617)變得非常接近於零以至於的跨導放大器1674作為電流吸收器的性能也變得接近於零，並且最終電流1675的量值下降為零。在又一示例中，如果電流信號1675在時段內保持為負並使橫跨電容器1646的電壓(例如，電壓2617)降低到接近於零，則根據等式18和等式22可得到下式： 其中I0表示在DCM模式下和CCM模式下的平均輸出電流；因而OCP機制被觸發。
如第16圖所示，比較器1614接收閾值電壓2615(例如，Vth1)和電壓2617，並生成輸出信號2619。在一個實施例中，如果電壓2617變得 比閾值電壓2615(例如，3.6伏特)小，則比較器1614改變輸出信號2619(例如，從邏輯低電平變為邏輯高電平)。在另一實施例中，計時器元件1676接收輸出信號2619並生成信號1688。
根據一個實施例，響應於輸出信號2619的改變(例如，從邏輯低電平變為邏輯高電平)，計時器元件1676開始計時以確定輸出信號2619是否在預定時段內保持不變(例如，處於邏輯高電平)。例如，如果輸出信號2619被確定為自從其改變(例如，從邏輯低電平變為邏輯高電平)之後在預定時段內保持不變(例如，處於邏輯高電平)，則計時器元件1676改變信號1688(例如，從邏輯低電平變為邏輯高電平)。在另一示例中，如果輸出信號2619被確定為自從其改變(例如，從邏輯低電平變為邏輯高電平)之後並未在預定時段內保持不變(例如，並未保持處於邏輯高電平)，則計時器元件1676不改變信號1688(例如，信號1688保持處於邏輯低電平)。
根據另一實施例，如果輸出信號2619被確定為自從其從邏輯低電平變為邏輯高電平之後在預定時段期間從邏輯高電平變回邏輯低電平，則計時器元件1676重置計時器，並且信號1688保持處於邏輯低電平。例如，在輸出信號2619被確定為從邏輯高電平變回邏輯低電平之後，如果輸出信號2619又從邏輯低電平變為邏輯高電平，則計時器元件1676再次確定自從輸出信號2619從邏輯低電平變為邏輯高電平之後其在預定時段內是否保持處於邏輯高電平不變。在另一示例中，如果輸出信號2619被確定為在預定時段內保持處於邏輯高電平不變，則計時器元件1676將信號1688從邏輯低電平變為邏輯高電平。在又一示例中，如果輸出信號2619被確定為並未在預定時段內保持處於邏輯高電平不變，則計時器元件1676不會改變信號1688，並且信號1688保持處於邏輯低電平。
根據一個實施例，信號1688由邏輯控制元件1628接收。例如，如果信號1688處於邏輯高電平，則邏輯控制元件1628使電源變換器1600關閉並使開關1640保持斷開。在另一示例中，在電源變換器1600被關閉之後，其(例如，自動地或手動地)重新開機，並且再次開始調製。在又一示例中，開關1640在預定時段內被保持斷開，其中預定時段的持續時間大於電源變換器1600的開關週期。在又一示例中，開關1640在預定時段內被 保持斷開，其中預定時段的持續時間大於電源變換器1600的自動恢復週期。
根據另一實施例，信號1687由邏輯控制元件1628接收。例如，如果信號1687處於邏輯高電平，則邏輯控制元件1628使電源變換器1600關閉並使開關1640保持斷開。在另一示例中，在電源變換器1600被關閉之後，其(例如，自動地或手動地)重新開機，並且再次開始調製。在又一示例中，開關1640在預定時段內被保持斷開，其中預定時段的持續時間大於電源變換器1600的開關週期。
如上面所討論的以及這裡進一步強調的，第16圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。例如，代替電壓信號2623，電壓信號2625由包括電阻器2614和2618的分壓器接收，並且分壓器生成信號2621。
第17圖是根據本發明的一個實施例示出了電源變換器1600的某些元件的簡化圖。此圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。電源變換器1600的柵極驅動器1630包括電晶體2702和2704、反閘2710和2712、反及閘2720和2722、反或閘2730、觸發器元件2740以及單次脈衝發生器12750。退磁檢測器1632包括電平轉換元件1710，開關1712，觸發器元件1720，電阻器1730和1732，電容器1734，電流源1740和1742，比較器1750，單次脈衝發生器2 1760，反閘1770,1772和1774，或閘1780和1782，以及反及閘1790,1792和1794。例如，信號微分元件包括電容器1734和電阻器1730。在另一示例中，信號處理元件包括電平轉換元件1710，觸發器元件1720，單次脈衝發生器2 1760，反閘1770和1774，或閘1780和1782，以及反及閘1790,1792和1794。
在一個實施例中，柵極驅動器1630接收信號1689並生成驅動信號1631，並且退磁檢測器1632接收信號1689和驅動信號1631並生成退磁信號1637(例如，Demag)。例如，柵極驅動器1630的電晶體2702從反閘2710處接收信號2711(例如，Dr_up)，並且柵極驅動器1630的電晶體2704從反閘2712接收信號2713(例如，Dr_down)。在另一示例中，電晶體2702的源極和電晶體2704的汲極被連接至端子1686(例如，DRV)，其中端子1686被 連接至場效應電晶體的柵極。在又一示例中，電晶體2702和2704生成驅動信號1631，該驅動信號1631由場效應電晶體和電平轉換元件1710接收。在又一示例中，當開關1712被閉合時，驅動信號1631還由電容器1734接收。
在另一實施例中，電平轉換元件1710接收驅動信號1631並生成信號1711(例如，Gate_sense)。例如，驅動信號1631為高電平信號，其被轉換為低電平信號，並且低電平信號為信號1711。在另一示例中，信號1711由單次脈衝發生器21760、反閘1770、和或閘1782接收。
在又一實施例中，單次脈衝發生器21760接收信號1711並生成(例如，具有一個或多個負脈衝的)脈衝信號1761(Blanking)。例如，脈衝信號1761的一個或多個負脈衝被用於阻隔高頻振盪信號成分。在另一示例中，當開關1640剛剛被斷開(例如，被關斷)時，此高頻振盪信號成分由開關1640的漏電感和寄生電容生成。
在另一實施例中，脈衝信號1761由反閘1774以及反及閘1790和1794接收。例如，反閘1774回應於脈衝信號1761生成信號1775，並向或閘1780輸出信號1775。在另一示例中，或閘1780接收信號1775以及還從比較器1750(例如，Comp1)接收比較信號1751並生成信號1781。
第18圖是根據本發明的一個實施例的如第16圖和第17圖所示的電源變換器1600的某些元件在DCM模式下的簡化時序圖。該圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。波形1810表示作為時間的函數的信號2711(Dr_up)，波形1820表示作為時間的函數的信號2713(Dr_down)，波形1830表示作為時間的函數的驅動信號1631(DRV)，以及波形1840表示作為時間的函數的脈衝信號1761(Blanking)。此外，波形1850表示流經二次繞組1664的電流(Isec)，波形1860表示作為時間的函數的開關1640的汲極電壓(Drain)，以及波形1870表示作為時間的函數的退磁信號1637(Demag)。
例如，開關週期包括接通時段和關斷時段，而關斷時段包括退磁時段。在另一示例中，波形1810在接通時段期間處於邏輯高電平，而在關斷時段期間處於邏輯低電平。在又一示例中，波形1870在退磁時段期 間處於邏輯高電平，而在退磁時段之外處於邏輯低電平。
第19圖是根據本發明的另一實施例的如第16圖和第17圖所示的電源變換器1600的某些元件在CCM模式下的簡化時序圖。該圖僅僅作為示例，並且不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域普通技術人員將認識到許多變化、替代和修改。波形1910表示作為時間的函數的信號2711(Dr_up)，波形1920表示作為時間的函數的信號2713(Dr_down)，波形1930表示作為時間的函數的驅動信號1631(DRV)，以及波形1940表示作為時間的函數的脈衝信號1761(Blanking)。此外，波形1950表示流經二次繞組1664的電流(Isec)，波形1960表示作為時間的函數的開關1640的汲極電壓(Drain)，以及波形1970表示作為時間的函數的退磁信號1637(Demag)。
例如，開關週期包括接通時段和關斷時段，而關斷時段包括退磁時段。在另一示例中，波形1910在接通時段期間處於邏輯高電平，而在關斷時段期間處於邏輯低電平。在又一示例中，波形1970在退磁時段期間處於邏輯高電平，而在退磁時段之外處於邏輯低電平。
回到第17圖，單次脈衝發生器2 1760接收信號1711並生成脈衝信號1761。例如，如果信號1711從邏輯高電平變為邏輯低電平，則單次脈衝發生器2 1760在脈衝信號1761中生成負脈衝(例如，如由波形1840和/波形1940所示)。在另一示例中，在沒有負脈衝的情況下，脈衝信號1761處於邏輯高電平(例如，如由波形1840和/波形1940所示)。在又一示例中，如由波形1840和/波形1940所示，脈衝信號1761的負脈衝具有t2的脈衝寬度。
在一個實施例中，單次脈衝發生器1 2750接收信號1689並生成脈衝信號2761。例如，如果信號1689從邏輯高電平變為邏輯低電平，則響應於信號1689的下降沿，單次脈衝發生器1 2750在脈衝信號2761中生成正脈衝。在另一示例中，在沒有正脈衝的情況下，脈衝信號2761處於邏輯低電平。
在另一實施例中，脈衝信號2761由觸發器元件2740接收，其中觸發器元件2740生成信號2741。例如，信號2741由反或閘2730接收，並且反或閘2730還接收信號1689並生成信號2731。在另一示例中，信號2731 由反及閘2722接收，其中反及閘2722還被連接至反及閘2720以及反閘2710和2712。在又一示例中，回應於脈衝信號2761的負脈衝，反閘2712在信號1689的下降沿處在信號2713中生成正脈衝(例如，如由波形1820和/波形1920所示)。在又一示例中，如由波形1820和/波形1920所示，信號2713的正脈衝具有t1的脈衝寬度(例如，1μs)。
在又一實施例中，開關週期包括接通時段和關斷時段，而關斷時段包括退磁時段。例如，信號1689在接通時段期間處於邏輯高電平，而在關斷時段期間處於邏輯低電平。在又一示例中，信號1773在接通時段期間處於邏輯低電平，而在關斷時段期間處於邏輯高電平。
根據一個實施例，如果信號1689保持處於邏輯高電平，則電晶體2702保持被接通，並且電晶體2704保持被斷開，以使得驅動信號1631保持處於邏輯高電平，並且開關1640保持可靠地閉合(例如，被可靠地接通)。例如，當開關1640被接通時，電源變換器1600在初級側上儲存能量。在另一示例中，當信號1689處於邏輯高電平時，反閘1772接收處於邏輯高電平的信號1689並生成處於邏輯低電平的信號1773。在又一示例中，如果信號1773處於邏輯低電平，則開關1712被斷開，並且電容器1734與端子1686(例如，DRV)斷開。
根據另一實施例，如果信號1689從邏輯高電平變為邏輯低電平，則電晶體2702被關斷，並且電晶體2704在信號2713的正脈衝期間(例如，如由波形1820和/波形1920所示)被接通。例如，在信號2713的正脈衝期間，驅動信號1631被可靠地從邏輯高電平拉至邏輯低電平(例如，如由波形1830和/波形1930所示)，以使開關1640被斷開(例如，被關斷)。
如第17圖所示，對於DCM模式和CCM模式二者而言，退磁時段的起始通過檢測驅動信號1631的下降沿來確定。例如，在DCM模式下，退磁時段的結束通過使用至少電容器1734、電阻器1730和1732、電流源1740和1742、比較器1750、或閘1780以及觸發器元件1720以向或閘1782輸出信號1727來確定。在另一示例中，在CCM模式下，退磁時段的結束通過使用信號1711來確定，其中信號1711由或閘1782接收。
根據一個實施例，在DCM模式下，電容器1734、電阻器1730 和1732、電流源1740和1742以及比較器1750被用於確定在每個開關週期內的退磁時段的結束。例如，比較器1750包括端子1752(例如，“+”端)和端子1754(例如，“-”端)。在另一示例中，端子1752(例如，“+”端)接收電壓信號1741，並且端子1754(例如，“-”端)接收電壓信號1743。在又一示例中，作為回應，比較器1750向或閘1780輸出比較信號1751，其中或閘1780生成信號1781。
根據另一實施例，在退磁時段期間，電壓信號1741在量值上大於電壓信號1743。例如，在退磁時段期間，V A =I 2×R 2 (等式47)
V B =I 1×R 1 (等式48)
V A -V B =V OS >0 (等式49)其中VA表示電壓信號1741，並且VB表示電壓信號1743。此外，I2表示由電流源1740提供的電流，並且I1表示由電流源1742提供的電流。另外，VOS表示電壓信號1741減去電壓信號1743的電壓信號。在另一示例中，在退磁時段期間，VOS大於零(例如，約為150mV)，並且比較信號1751處於邏輯高電平。
如第18圖所示，在信號2713的正脈衝之後(例如，如由波形1820所示)，電晶體2702和2704均被關斷(例如，如由波形1810和1820在至少部分關斷時段期間所示)，因此端子1686處於高阻態。例如，當電晶體2702和2704均變為關斷時，端子1686的高阻態開始並在退磁過程的結束處結束。在另一示例中，在退磁過程的結束處，當端子1686仍處於高阻態時，開關1640的汲極電壓開始諧振(例如，如由波形1860所示)，並且小電流1713當端子1686仍處於高阻態時從電容器1734通過開關1712和端子1686流動以對開關1640的寄生電容Cgd充電。在又一示例中，僅當端子1686處於高阻態時，小電流1713才影響驅動信號1631。
在又一示例中，開關1640為MOS電晶體，並且寄生電容Cgd是MOS電晶體的柵極和汲極之間的寄生電容。在又一示例中，小電流1713使電壓信號1741突然下降，以使比較器1750將比較信號1751從邏輯高電平改變為邏輯低電平。在又一示例中，比較信號1751由或閘1780接收，其中 或閘1780還生成信號1781。在又一示例中，比較信號1751從邏輯高電平到邏輯低電平的改變使信號1781從邏輯高電平變為邏輯低電平。
如第17圖所示，觸發器元件1720(例如，被重置於邏輯低電平的下降沿觸發的D觸發器)包括端子1722(例如，“clk”端)、端子1724(例如，“D”端)、端子1726(例如，“Q”端)、端子1728(例如，“”端)以及端子1772(例如，“R”端)。例如，端子1772從反閘1770接收信號1771，其中反閘1770還接收信號1711。在另一示例中，端子1724接收處於邏輯高電平的預定電壓。在又一示例中，端子1722接收信號1781。
在一個實施例中，如果端子1724接收處於邏輯高電平的預定電壓，並且如果信號1781從邏輯高電平改變為邏輯低電平，則觸發器元件1720(例如，下降沿觸發的D觸發器)通過端子1726輸出處於邏輯高電平的信號1727。在另一實施例中，處於邏輯高電平的信號1727由或閘1782接收，並由或閘1782和反及閘1790使用以重置包括反及閘1792和1794的RS觸發器以便指示在DCM模式下的退磁時段的結束。例如，反及閘1794輸出退磁信號1637。在另一示例中，退磁信號1637在退磁時段期間處於邏輯高電平，而在退磁時段之外處於邏輯低電平(例如，如由波形1870所示)。
在另一實施例中，在CCM模式下，當驅動信號1631處於邏輯低電平時，比較器1750的比較信號1751在整個時段期間保持處於邏輯高電平。例如，當驅動信號1631從邏輯低電平改變為邏輯高電平時，信號1711也從邏輯低電平改變為邏輯高電平，並且該信號1711由或閘1782和反及閘1790使用以重置包括反及閘1792和1794的RS觸發器以便指示在CCM模式下的退磁時段的結束。在另一示例中，反及閘1794輸出退磁信號1637。在又一示例中，退磁信號1637在退磁時段期間處於邏輯高電平，而在退磁時段之外處於邏輯低電平(例如，如由波形1970所示)。
如第17圖所示，反及閘1794還向觸發器元件2740輸出退磁信號1637。在一個實施例中，在DCM模式下，在退磁時段的結束處，退磁信號1637從邏輯高電平改變為邏輯低電平並重置觸發器元件2740，以使電晶體2704被接通(例如，如由波形1820所示)並且開關1640被可靠地斷開(例如，被關斷)。例如，在不經過這種對觸發器元件2740進行重置的情況下， 開關1640可能被一次繞組1662和寄生電容Cgd生成的諧振信號錯誤地閉合(例如，被接通)。
在另一實施例中，在CCM模式下，在退磁時段的結束同時也是關斷時段的結束處，退磁信號1637從邏輯高電平改變為邏輯低電平，並且驅動信號1631從邏輯低電平改變為邏輯高電平。例如，在退磁時段期間，但是在正脈衝(例如，具有t1的脈衝寬度)之外，信號2713保持處於邏輯低電平(例如，如由波形1920所示)，並且端子1686處於高阻態(例如，如由在至少部分關斷時段期間當波形1910和1920均處於邏輯低電平以使電晶體2702和2704被關斷時的波形1930所示)。
例如，端子1686的高阻態開始於電晶體2702和2704均變為關斷時並在退磁過程的結束處結束，其中退磁過程的結束也是關斷時段的結束。在另一示例中，在退磁過程的結束處，當端子1686仍處於高阻態時，開關1640的汲極電壓開始諧振(例如，如由波形1960所示)，並且當端子1686仍處於高阻態時，小電流1713從電容器1734通過開關1712和端子1686流動以對開關1640的寄生電容Cgd充電。在又一示例中，僅當端子1686處於高阻態時，小電流1713才影響驅動信號1631。在又一示例中，在退磁時段期間，開關1640的汲極電壓隨著時間降低(例如，如由波形1960所示)，這樣即使端子1686處於高阻態(例如，如由波形1930所示)，開關1640在退磁時段期間也不會被錯誤地閉合(例如，被接通)。
第20圖是根據本發明的另一實施例示出了電源變換器1600的某些元件的簡化圖。此圖僅僅是示例，而不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。本領域的技術人員將認識到許多變化、替代及修改。電源變換器1600的柵極驅動器1630包括電晶體3002和3004、反閘3010和3012、反及閘3020和3022、反或閘3030、觸發器元件3040以及單次脈衝發生器1 3050。退磁檢測器1632包括電平轉換元件2010，開關2012，觸發器元件2020，電阻器2030,2032,2034和2036，電流源2040,2042和2044，緩衝器2050，單次脈衝發生器2 2060，電阻器2062，反閘2070,2072和2074，或閘2080和2082，以及反及閘2090,2092和2094。例如，共柵比較器包括電晶體2030,2032,2034和2036，電流源2040,2042和2044以及電阻器2062。在另一示例中，信 號處理元件包括電平轉換元件2010，觸發器元件2020，緩衝器2050，單次脈衝發生器22060，反閘2070和2074，或閘2080和2082，以及反及閘2090,2092和2094。
在一個實施例中，柵極驅動器1630接收信號1689並生成驅動信號1631，並且退磁檢測器1632接收信號1689和驅動信號1631並生成退磁信號1637(例如，Demag)。例如，柵極驅動器1630的電晶體3002從反閘3010處接收信號3011(例如，Dr_up)，並且柵極驅動器1630的電晶體3004從反閘3012接收信號3013(例如，Dr_down)。在另一示例中，電晶體3002和3004生成驅動信號1631。在又一示例中，當開關2012被閉合時，驅動信號1631還由電阻器2062和電晶體2036接收。
在另一實施例中，電平轉換元件2010接收驅動信號1631並生成信號2011(例如，Gate_sense)。例如，驅動信號1631為高電壓信號，其被轉換為低電壓信號，並且低電壓信號為信號2011。在另一示例中，信號2011由單次脈衝發生器22060、反閘2070、和或閘2082接收。
根據一個實施例，單次脈衝發生器22060接收信號2011並生成(例如，具有一個或多個負脈衝的)脈衝信號2061(例如，Blanking)。例如，脈衝信號2061的一個或多個負脈衝被用於阻隔高頻振盪信號成分。在另一示例中，此高頻振盪信號成分由開關1640的漏電感和寄生電容在開關1640剛剛被斷開(例如，被關斷)時生成。
根據另一實施例，脈衝信號2061由反閘2074以及反及閘2090和2094接收。例如，反閘2074回應於脈衝信號2061生成信號2075，並向或閘2080輸出信號2075。在另一示例中，或閘2080接收信號2075以及還從緩衝器2050接收信號2051並生成信號2081。
如第20圖所示，單次脈衝發生器2 2060接收信號2011並生成脈衝信號2061。例如，如果信號2011從邏輯高電平改變為邏輯低電平，則單次脈衝發生器2 2060在脈衝信號2061中生成負脈衝。在另一示例中，在沒有負脈衝的情況下，脈衝信號2061處於邏輯高電平。
在一個實施例中，單次脈衝發生器1 3050接收信號1689並生成脈衝信號3061。例如，如果信號1689從邏輯高電平變為邏輯低電平，則 響應於信號1689的下降沿，單次脈衝發生器1 3050在脈衝信號3061中生成正脈衝。在另一示例中，在沒有正脈衝的情況下，脈衝信號3061處於邏輯低電平。
在另一實施例中，脈衝信號2761由觸發器元件2740接收，其中觸發器元件2740生成信號2741。例如，信號2741由反或閘2730接收，並且反或閘2730還接收信號1689並生成信號2731。在另一示例中，信號2731由反及閘2722接收，其中反及閘2722還被連接至反及閘2720以及反閘2710和2712。在又一示例中，回應於脈衝信號2761的負脈衝，反閘2712在信號1689的下降沿處在信號2713中生成正脈衝(例如，如由波形1820和/波形1920所示)。在又一示例中，如由波形1820和/波形1920所示，信號2713的正脈衝具有t1的脈衝寬度(例如，1μs)。
在又一實施例中，開關週期包括接通時段和關斷時段，而關斷時段包括退磁時段。例如，信號1689在接通時段期間處於邏輯高電平，而在關斷時段期間處於邏輯低電平。在又一示例中，信號2073在接通時段期間處於邏輯低電平，而在關斷時段期間處於邏輯高電平。
根據一個實施例，如果信號1689保持處於邏輯高電平，則電晶體3002保持為接通，並且電晶體3004保持為斷開，以使得驅動信號1631保持處於邏輯高電平，並且開關1640可靠地保持閉合(例如，被可靠地接通)。例如，當開關1640被接通時，電源變換器1600在初級側上儲存能量。在另一示例中，當信號1689處於邏輯高電平時，反閘2072接收處於邏輯高電平的信號1689並生成處於邏輯低電平的信號2073。在又一示例中，如果信號2073處於邏輯低電平，則開關2012被斷開，並且電阻器2062和電阻器2034從端子1686(例如，DRV)斷開。
根據另一實施例，如果信號1689從邏輯高電平變為邏輯低電平，則電晶體3002被關斷，並且電晶體3004在信號3013的正脈衝期間被接通。例如，在信號3013的正脈衝期間，驅動信號1631被可靠地從邏輯高電平拉至邏輯低電平，以使開關1640被斷開(例如，被關斷)。
如第20圖所示，對於DCM模式和CCM模式二者而言，退磁時段的起始通過檢測驅動信號1631的下降沿來確定。例如，在DCM模式下， 退磁時段的結束通過使用至少電晶體2030,2032,2034和2036，電流源2040,2042和2044，電阻器2062，緩衝器2050，或閘2080，以及觸發器元件2020以向或閘2082輸出信號2027來確定。在另一示例中，在CCM模式下，退磁時段的結束通過使用信號2011來確定，其中信號2011由或閘2082接收。
根據一個實施例，在DCM模式下，電晶體2030,2032,2034和2036，電流源2040,2042和2044，電阻器2062以及緩衝器2050被用於確定每個開關週期內的退磁時段的結束。例如，在信號3013的正脈衝之後，電晶體3002和3004(例如，至少在部分關斷時段期間)均被關斷，因而端子1686處於高阻態。在另一示例中，當電晶體3002和3004均變為關斷時，端子1686的高阻態開始，並且高阻態在退磁過程的結束處結束。在又一示例中，在退磁過程的結束處，當端子1686仍處於高阻態時，開關1640的汲極電壓開始諧振，並且小電流2013通過開關2012和端子1686從電晶體2030流出以對開關1640的寄生電容器Cgd進行充電。在又一示例中，僅當端子1686處於高阻態時，小電流2013才影響驅動信號1631。
在又一示例中，當開關1640的汲極電壓降低時，由於開關1640的寄生電容的存在，驅動信號1631變為負電壓，甚至小於-I 0×R，其中I0表示流經電阻器2062的電流，並且R表示電阻器2062的電阻。在另一示例中，開關1640是MOS電晶體，並且寄生電容器Cgd是在MOS電晶體柵極和汲極之間的寄生電容。在又一示例中，如果驅動信號1631變為小於-I 0×R，則電阻器2032被關斷，而電阻器2034被接通，從而緩衝器2050將其輸出信號2051從邏輯高電平改變為邏輯低電平。
根據另一實施例，輸出信號2051由或閘2080接收，其中或閘2080還生成信號2081。在又一示例中，輸出信號2051從邏輯高電平到邏輯低電平的改變使信號2081從邏輯高電平改變為邏輯低電平。
如第20圖所示，觸發器元件2020(例如，下降沿觸發的D觸發器)包括端子2022(例如，“clk”端)、端子2024(例如，“D”端)、端子2026(例如，“Q”端)、端子2028(例如，“”端)以及端子2072(例如，“R”端)。例如，端子2072從反閘2070接收信號2071，其中反閘2070還接收信號2011。在另一示例中，端子2024接收處於邏輯高電平的預 定電壓。在又一示例中，端子2022接收信號2081。
在一個實施例中，如果端子2024接收處於邏輯高電平的預定電壓，並且如果信號2081從邏輯高電平改變為邏輯低電平，則觸發器元件2020(例如，下降沿觸發的D觸發器)通過端子2026輸出處於邏輯高電平的信號2027。在另一實施例中，處於邏輯高電平的信號2027由或閘2082接收並由或閘2082和反及閘2090使用以重置包括反及閘2092和2094的RS觸發器，以便於指示在DCM模式下退磁時段的結束。例如，反及閘2094輸出退磁信號1637。在另一示例中，退磁信號1637在退磁時段內處於邏輯高電平，而在退磁時段之外處於邏輯低電平。
在另一實施例中，在CCM模式下，當驅動信號1631處於邏輯低電平時，緩衝器2050的輸出信號2051在整個時段期間保持處於邏輯高電平。例如，當驅動信號1631從邏輯低電平改變為邏輯高電平時，信號2011也從邏輯低電平改變為邏輯高電平，並且該信號由或閘2082和反及閘2090使用以重置包括反及閘2092和2094的RS觸發器以便指示在CCM模式下的退磁時段的結束。在另一示例中，反及閘2094輸出退磁信號1637。在又一示例中，退磁信號1637在退磁時段期間處於邏輯高電平，而在退磁時段之外處於邏輯低電平。
如第20圖所示，反及閘2094還向觸發器元件3040輸出退磁信號1637。在一個實施例中，在DCM模式下，退磁信號1637在退磁時段的結束處從邏輯高電平改變為邏輯低電平並重置觸發器元件3040，以使電晶體3004被接通並且開關1640被可靠地斷開(例如，被關斷)。例如，在不經過這種對觸發器元件3040進行重置的情況下，開關1640可能通過一次繞組1662和寄生電容Cgd生成的諧振信號被錯誤地閉合(例如，被接通)。
在另一實施例中，在CCM模式下，退磁信號1637在退磁時段的結束同時也是關斷時段的結束處從邏輯高電平改變為邏輯低電平，並且驅動信號1631從邏輯低電平改變為邏輯高電平。例如，在退磁時段期間，但是在正脈衝之外，信號3013保持處於邏輯低電平，並且端子1686處於高阻態(例如，當電晶體3002和3004均在至少部分關斷時段期間被關斷時)。在另一示例中，端子1686的高阻態在電晶體3002和3004變為關斷時開始， 並在退磁過程的結束處結束，其中退磁過程的結束也是關斷時段的結束。在又一示例中，在退磁過程的結束處，開關1640的汲極電壓在端子1686仍處於高阻態時開始諧振，並且小電流2013在端子1686仍處於高阻態時從電晶體2030和電阻器2062通過開關2012和端子1686流動以對開關1640的寄生電容Cgd充電。在又一示例中，僅當端子1686處於高阻態時，小電流2013才影響驅動信號1631。在又一示例中，在退磁時段期間，開關1640的汲極電壓隨著時間降低，這樣即使端子1686處於高阻態，開關1640在退磁時段期間也不會被錯誤地閉合(例如，被錯誤地接通)。
根據另一實施例，用於保護電源變換器的系統控制器包括第一控制器端子，該第一控制器端子被配置成向開關輸出驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。電源變換器還包括被耦合至一次繞組的二次繞組，並且驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，系統控制器包括第二控制器端子，該第二控制器端子被配置成從感測電阻器接收感測電壓。感測電壓表示流經電源變換器的一次繞組的第一電流的量值。系統控制器被配置成處理與感測電壓和基準電壓相關聯的資訊，確定電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，以及回應於平均輸出電流大於閾值電流，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。電源變換器的平均輸出電流與流經二次繞組的第二電流有關。電流閾值等於第一比值乘以第二比值。該第一比值等於一次繞組的第一匝數除以二次繞組的第二匝數，並且第二比值等於基準電壓除以感測電阻器的電阻。例如，至少根據第10圖和/或第16圖來實現該系統控制器。
根據又一實施例，用於保護電源變換器的系統控制器包括調製和驅動元件，該元件被配置成生成驅動信號並且向開關輸出該驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。電源變換器還包括被耦合至一次繞組的二次繞組，並且驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，系統控制器包括過流保護元件，該元件被配置成從調製和驅動元件接收驅動信號、從感測電阻器接收感測電壓、接收退磁信號、並至少部分基於驅動信號、感測電壓以及退磁信號生成保護信號。感測電壓表示流經電源變換器的一次繞組的第一電流的量值，並且退磁信號與一個或多個退磁 時段相關聯。過流保護元件還被配置成至少部分基於驅動信號、感測電壓和退磁信號來確定電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，並且回應於電源變換器的平均輸出電流被確定為大於該電流閾值，將保護信號從第一邏輯電平改變為第二邏輯電平。調製和驅動元件還被配置成接收保護信號，並響應於保護信號處於第二邏輯電平，生成驅動信號以使開關斷開並且保持斷開以保護電源變換器。電源變換器的平均輸出電流與流經二次繞組的第二電流有關。例如，至少根據第10圖和/或第16圖來實現該系統控制器。
根據又一實施例，用於電源變換器的系統控制器包括第一控制器端子，該第一控制器端子被配置成向開關提供驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。該驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，系統控制器包括第二控制器端子，該第二控制器端子被配置成在一個或多個開關週期期間接收一個或多個輸入信號。系統控制器被配置成處理與該一個或多個輸入信號相關聯的資訊，至少部分基於一個或多個輸入信號確定與電源變換器相關聯的溫度是否大於預定溫度閾值，並且回應於與電源變換器相關聯的溫度大於該預定溫度閾值，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。另外，系統控制器還被配置成處理與一個或多個輸入信號相關聯的資訊，至少部分基於該一個或多個輸入信號確定與電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓是否大於預定電壓閾值，並且回應於與電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓大於該預定電壓閾值，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。此外，系統控制器還被配置成處理與一個或多個輸入信號相關聯的資訊，並且至少部分基於該一個或多個輸入信號生成退磁信號。對於一個或多個開關週期中的每一個週期，退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段，並且退磁信號在退磁時段期間處於第一邏輯電平，而在退磁時段之外處於第二邏輯電平。例如，至少根據第10圖、第11圖、第14圖、和/或第15圖來實現該系統控制器。
根據又一實施例，用於電源變換器的系統控制器包括調製元件，該調製元件被配置成生成調製信號。該調製信號與一個或多個開關週 期相關聯。此外，系統控制器包括驅動元件和退磁檢測元件，其中驅動元件被配置成接收調製信號，並且該元件通過控制器端子被耦合至第一開關以便於影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流，而退磁檢測元件被配置成從調製元件接收調製信號，向控制器端子輸出第二電流以及至少部分基於與調製信號和第二電流相關聯的資訊生成退磁信號。對於一個或多個開關週期中的每一個週期，退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段，並且該退磁信號在退磁時段期間處於第一邏輯電平，而在退磁時段之外處於第二邏輯電平。例如，至少根據第16圖、第17圖和/或第20圖來實現該系統控制器。
根據又一實施例，用於保護電源變換器的方法包括向開關輸出驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。電源變換器還包括被耦合至一次繞組的二次繞組，並且驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，該方法包括從感測電阻器接收感測電壓。感測電壓表示流經電源變換器的一次繞組的第一電流的量值。對開關輸出驅動信號包括處理與感測電壓和基準電壓相關聯的資訊、確定電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，並且回應於該平均輸出電流大於該閾值電流，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。電源變換器的平均輸出電流與流經電源變換器的二次繞組的第二電流有關。電流閾值等於第一比值乘以第二比值。該第一比值等於一次繞組的第一匝數除以二次繞組的第二匝數，並且第二比值等於基準電壓除以感測電阻的阻值。例如，至少根據第10圖和/或第16圖來實現該方法。
根據又一實施例，用於保護電源變換器的方法包括生成驅動信號。該驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，該方法包括向開關輸出驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。電源變換器還包括被耦合至一次繞組的二次繞組。另外，該方法包括接收驅動信號、感測電壓和退磁信號。感測電壓由感測電阻器生成並且表示流經電源變換器的一次繞組的第一電流的量值。退磁信號與一個或多個退磁時段相關聯。此外，該方法包括至少部分基於驅動信號、感測電壓和退磁信號生成保護信號。生成保護信號包括至少部分基於驅動信號、感測電壓和退磁信 號確定電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，並且回應於電源變換器的平均輸出電流被確定為大於該電流閾值，將保護信號從第一邏輯電平改變為第二邏輯電平。另外，該方法包括接收保護信號，並且響應於該保護信號處於第二邏輯電平生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。電源變換器的平均輸出電流與流經二次繞組的第二電流有關。例如，至少基於第10圖和/或第16圖來實現該方法。
根據又一實施例，用於電源變換器的方法包括向開關提供驅動信號以影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流。該驅動信號與一個或多個開關週期相關聯。此外，該方法包括在一個或多個開關週期期間接收一個或多個輸入信號，處理與該一個或多個輸入信號相關聯的資訊、至少部分基於該一個或多個輸入信號確定與電源變換器相關聯的溫度是否大於預定溫度閾值，並且回應於與電源變換器相關聯的溫度大於該預定溫度閾值，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。此外，該方法包括至少部分基於一個或多個輸入信號確定與電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓是否大於預定電壓閾值，並且回應於與電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓大於該預定電壓閾值，生成驅動信號以使開關斷開並保持斷開以保護電源變換器。另外，該方法包括至少部分基於一個或多個輸入信號生成退磁信號。對於一個或多個開關週期中的每一個週期，退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段，並且該退磁信號在退磁時段期間處於第一邏輯電平，而在退磁時段之外處於第二邏輯電平。例如，至少根據第10圖、第11圖、第14圖和/或第15圖來實現該方法。
根據又一實施例，用於電源變換器的方法包括生成與一個或多個開關週期相關聯的調製信號，接收調製信號以便於影響流經電源變換器的一次繞組的第一電流，至少部分基於該調製信號輸出第二電流，並且至少部分基於與該調製信號和該第二電流相關聯的資訊生成退磁信號。對於一個或多個開關週期中的每一個週期，退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段，並且退磁信號在退磁時段期間處於第一邏輯電平，而在退磁時段之外處於第二邏輯電平。例如，至少根據第16圖、第17圖和/或第20圖來實現該方法。
例如，本發明的各種實施例的一些或全部元件每個都通過使用一個或多個軟體元件、一個或多個硬體元件和/或軟體和硬體元件的一個或多個組合，單獨地和/或與至少另一元件相結合地實現。在另一示例中，本發明的各種實施例的一些或全部元件每個都單獨地和/或與至少另一元件相結合地實現在一個或多個電路中，該一個或多個電路例如是一個或多個類比電路和/或一個或多個數位電路。在又一示例中，本發明的各種實施例和/或示例能夠被組合在一起。
儘管已經描述了本發明的具體的實施例，但是本領域普通技術人員將要理解的是存在於所描述的實施例等效的其他實施例。因此，應當理解的是本發明不由具體的已說明的實施例限制，而僅由所附的申請專利範圍的範疇來限制。
1000‧‧‧電源變換器
1002‧‧‧電磁干擾(EMI)濾波器
1004‧‧‧整流橋
1006‧‧‧緩衝電路
1010,1012,1014‧‧‧比較器
1011,1015‧‧‧比較信號
1013,1115‧‧‧閾值電壓
1020‧‧‧欠壓鎖定(UVLO)元件
1021‧‧‧內部電源電壓
1022,1034‧‧‧或閘
1023,1025,1033,1035,1043,1049,1087,1088,1089,1095,1097‧‧‧信號
1024‧‧‧觸發器元件
1026‧‧‧振盪器
1027‧‧‧時鐘信號
1028‧‧‧邏輯控制元件
1030‧‧‧柵極驅動器
1031‧‧‧驅動信號
1032‧‧‧檢測元件
1036,1038,1081,1082,1083,1085,1086‧‧‧端子
1037‧‧‧退磁信號
1040,1077,1078,1079‧‧‧開關
1042‧‧‧檢測器元件
1044,1046‧‧‧電容器
1047‧‧‧基準電壓
1048‧‧‧反閘
1050,1052,1054,1056,1058,1114,1118‧‧‧電阻器
1051,1142‧‧‧電壓信號
1060‧‧‧變壓器
1062‧‧‧一次繞組
1064‧‧‧二次繞組
1067‧‧‧輸出電壓
1068‧‧‧輸出電容器
1070‧‧‧光耦合器
1071‧‧‧回饋信號
1072‧‧‧可調穩壓器
1073‧‧‧電流信號
1074‧‧‧跨導放大器
1075‧‧‧電流信號
1076‧‧‧計時器元件
1080‧‧‧晶片
1090,1092,1116‧‧‧二極體
1117‧‧‧電壓
1094‧‧‧前沿消隱(LEB)元件
1096‧‧‧斜坡補償元件
1108‧‧‧輔助繞組
1119‧‧‧輸出信號

Claims (35)

  1. 一種用於保護電源變換器的系統控制器，所述系統控制器包括：第一控制器端子，該第一控制器端子被配置為向開關輸出驅動信號以影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，所述電源變換器還包括被耦合至所述一次繞組的二次繞組，所述驅動信號與一個或多個開關週期相關聯；以及第二控制器端子，該第二控制器端子被配置為從感測電阻器接收感測電壓，所述感測電壓表示流經所述電源變換器的所述一次繞組的所述第一電流的量值；其中所述系統控制器被配置為：處理與所述感測電壓和基準電壓相關聯的資訊；確定所述電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，所述電源變換器的所述平均輸出電流與流經所述二次繞組的第二電流有關；並且回應於所述平均輸出電流大於閾值電流，生成所述驅動信號以使得所述開關斷開並且保持斷開以保護所述電源變換器；其中所述電流閾值等於第一比值乘以第二比值，所述第一比值等於所述一次繞組的第一匝數除以所述二次繞組的第二匝數，所述第二比值等於所述基準電壓除以所述感測電阻器的電阻。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的系統控制器，還被配置為：回應於所述平均輸出電流大於所述閾值電流，在不經過任何調製的情況下生成所述驅動信號以使得所述開關斷開。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的系統控制器，還被配置為：回應於所述平均輸出電流大於所述閾值電流，生成所述驅動信號以使得所述開關在持續時間大於所述一個或多個開關週期中的一個開關週期的時段內保持斷開。
  4. 一種用於保護電源變換器的系統控制器，所述系統控制器包括：調製和驅動元件，該調製和驅動元件被配置為生成驅動信號並向開關輸出所述驅動信號以影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，所述電源變換器還包括被耦合至所述一次繞組的二次繞組，所述驅動信號與一個或多個開關週期相關聯； 過流保護元件，該過流保護元件被配置為從所述調製和驅動元件接收所述驅動信號，從感測電阻器接收感測電壓，接收退磁信號，並且至少部分基於所述驅動信號、所述感測電壓和所述退磁信號來生成保護信號，所述感測電壓表示流經所述電源變換器的所述一次繞組的所述第一電流的量值，所述退磁信號與一個或多個退磁時段相關聯；其中：所述過流保護元件還被配置為至少部分基於所述驅動信號、所述感測電壓和所述退磁信號確定所述電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，並且回應於所述電源變換器的所述平均輸出電流被確定為大於所述電流閾值，將所述保護信號從第一邏輯電平改變為第二邏輯電平；並且所述調製和驅動元件還被配置為接收所述保護信號，並響應於所述保護信號處於所述第二邏輯電平，生成所述驅動信號以使得所述開關斷開並保持斷開以保護所述電源變換器；其中所述電源變換器的所述平均輸出電流與流經所述二次繞組的第二電流有關；其中所述電流閾值等於第一比值乘以第二比值，所述第一比值等於所述一次繞組的第一匝數除以所述二次繞組的第二匝數，所述第二比值等於基準電壓除以所述感測電阻器的電阻。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的系統控制器，其中所述調製和驅動元件還被配置為：回應於所述保護信號處於所述第二邏輯電平，在不經過任何調製的情況下生成所述驅動信號以使得所述開關斷開。
  6. 如申請專利範圍第4項所述的系統控制器，其中所述調製和驅動元件還被配置為：響應於所述保護信號處於所述第二邏輯電平，生成所述驅動信號以使得所述開關在持續時間大於所述一個或多個開關週期中的一個開關週期的時段內保持斷開。
  7. 如申請專利範圍第4項所述的系統控制器，其中所述過流保護元件包括：採樣保持元件，該採樣保持元件被配置為接收所述驅動信號和所述感測信號，並至少部分基於所述驅動信號和所述感測信號生成第一信號；集成元件，該集成元件被配置為接收所述第一信號和所述退磁信號， 並至少部分基於所述第一信號、所述退磁信號和基準電壓生成第二信號；比較器，該比較器被配置為接收所述第二信號和閾值信號，並至少部分基於所述第二信號和所述閾值信號生成比較信號；以及計時器元件，該計時器元件被配置為接收所述比較信號並至少部分基於所述比較信號生成所述保護信號。
  8. 一種用於電源變換器的系統控制器，所述系統控制器包括：第一控制器端子，該第一控制器端子被配置為向開關提供驅動信號以影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，所述驅動信號與一個或多個開關週期相關聯；第二控制器端子，該第二控制器端子被配置為在所述一個或多個開關週期期間接收一個或多個輸入信號；以及退磁檢測元件，該退磁檢測元件被配置為：處理與所述一個或多個輸入信號相關聯的資訊；及至少部分基於所述一個或多個輸入信號生成所述退磁信號，該退磁檢測元件包括：信號微分元件，該信號微分元件被配置為接收所述一個或多個輸入信號並生成第一輸出信號；比較器元件，該比較器元件被配置為接收所述第一輸出信號和基準信號，並至少部分基於所述第一輸出信號和所述基準信號生成比較信號；以及信號處理元件，該信號處理元件被配置為接收所述比較信號並至少部分基於所述比較信號生成所述退磁信號；其中所述系統控制器被配置為：處理與所述一個或多個輸入信號相關聯的資訊；至少部分基於所述一個或多個輸入信號確定與所述電源變換器相關聯的溫度是否大於預定溫度閾值；回應於與所述電源變換器相關聯的所述溫度大於所述預定溫度閾值，生成所述驅動信號以使得所述開關斷開並且保持斷開以保護所述電源變換器；其中所述系統控制器還被配置為： 處理與所述一個或多個輸入信號相關聯的資訊；至少部分基於所述一個或多個輸入信號確定與所述電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓是否大於預定電壓閾值；並且回應於與所述電源變換器的所述二次繞組相關聯的所述輸出電壓大於所述預定電壓閾值，生成所述驅動信號以使得所述開關斷開並且保持斷開以保護所述電源變換器；其中所述系統控制器還被配置為：處理與所述一個或多個輸入信號相關聯的資訊；至少部分基於所述一個或多個輸入信號生成退磁信號；其中，對於所述一個或多個開關週期中的每個開關週期，所述退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段；並且所述退磁信號在所述退磁時段期間處於第一邏輯電平並且在所述退磁時段之外處於第二邏輯電平。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的系統控制器，還包括：處理與所述一個或多個輸入信號和所述驅動信號相關聯的資訊；並且至少部分基於所述一個或多個輸入信號和所述驅動信號生成所述退磁信號。
  10. 如申請專利範圍第8項所述的系統控制器，其中：所述第一邏輯電平是邏輯高電平；並且所述第二邏輯電平是邏輯低電平。
  11. 如申請專利範圍第8項所述的系統控制器，還被配置為：回應於與所述電源變換器相關聯的所述溫度大於所述預定溫度閾值，在不經過任何調製的情況下生成所述驅動信號以使得所述開關斷開。
  12. 如申請專利範圍第8項所述的系統控制器，還被配置為：回應於與所述電源變換器相關聯的所述溫度大於所述預定溫度閾值，生成所述驅動信號以使得所述開關在持續時間大於所述一個或多個開關週期中的一個開關週期的第一時段內保持斷開。
  13. 如申請專利範圍第8項所述的系統控制器，還被配置為：回應於與所述電源變換器的所述二次繞組相關聯的所述輸出電壓大於所述預定電壓閾 值，在不經過任何調製的情況下生成所述驅動信號以使得所述開關斷開。
  14. 如申請專利範圍第8項所述的系統控制器，還被配置為：回應於與所述電源變換器的所述二次繞組相關聯的所述輸出電壓大於所述預定電壓閾值，生成所述驅動信號以使得所述開關在持續時間大於所述一個或多個開關週期中的一個開關週期的第一時段內保持斷開。
  15. 如申請專利範圍第8項所述的系統控制器，其中所述信號處理元件還被配置為接收所述驅動信號並至少部分基於所述比較信號和所述驅動信號生成所述退磁信號。
  16. 如申請專利範圍第8項所述的系統控制器，其中所述退磁檢測元件包括：比較器，該比較器被配置為接收第一處理後的信號和第二處理後的信號，並至少部分基於所述第一處理後的信號和所述第二處理後的信號生成第一輸出信號，所述第一處理後的信號和所述第二處理後的信號二者均與所述一個或多個輸入信號有關；以及信號處理元件，該信號處理元件被配置為接收所述比較信號並至少部分基於所述比較信號生成所述退磁信號。
  17. 如申請專利範圍第16項所述的系統控制器，其中所述信號處理元件還被配置為接收所述驅動信號並至少部分基於所述比較信號和所述驅動信號生成所述退磁信號。
  18. 一種用於電源變換器的系統控制器，所述系統控制器包括：調製元件，該調製元件被配置為生成調製信號，所述調製信號與一個或多個開關週期相關聯；驅動元件，該驅動元件被配置為接收所述調製信號，並且該驅動元件通過控制器端子被耦合至第一開關以便於影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流；退磁檢測元件，該退磁檢測元件被配置為從所述調製元件接收所述調製信號、向所述控制器端子輸出第二電流、並至少基於與所述調製信號和所述第二電流相關聯的資訊生成退磁信號，該退磁檢測元件包括：反閘，該反閘被配置為接收所述調製信號並生成第一輸入信號；第二開關，該第二開關被配置為接收所述第一輸入信號，並且該第 二開關被耦合至所述控制器端子；信號微分元件，該信號微分元件被耦合至所述第二開關並且被配置為生成第二輸入信號；比較器元件，該比較器元件被配置為接收所述第二輸入信號和基準信號，並至少部分基於所述第二輸入信號和所述基準信號生成比較信號；並且信號處理元件，該信號處理元件被配置為接收所述比較信號並至少部分基於所述比較信號生成所述退磁信號；其中，對於所述一個或多個開關週期中的每個開關週期，所述退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段；並且所述退磁信號在所述退磁時段期間處於第一邏輯電平並且在所述退磁時段之外處於第二邏輯電平。
  19. 如申請專利範圍第18項所述的系統控制器，其中所述一個或多個開關週期中的每個開關週期包括接通時段和關斷時段，所述關斷時段包括所述退磁時段。
  20. 如申請專利範圍第19項所述的系統控制器，其中所述驅動元件還被配置為使所述控制器端子在所述關斷時段的至少部分時段期間進入高阻態。
  21. 如申請專利範圍第20項所述的系統控制器，其中：所述退磁檢測元件還被配置為：回應於所述退磁時段的結束，向所述控制器端子輸出所述第二電流；並且如果所述控制器端子處於所述高阻態，則所述第二電流從所述退磁檢測元件流至所述控制器端子以影響由所述第一開關接收的驅動信號。
  22. 如申請專利範圍第19項所述的系統控制器，其中：所述驅動元件包括第一電晶體和第二電晶體，所述第一電晶體包括第一電晶體端子，所述第二電晶體包括第二電晶體端子，所述第一電晶體端子和所述第二電晶體端子被連接至所述控制器端子；所述驅動元件還被配置為在所述關斷時段的至少部分時段期間關斷所述第一電晶體和所述第二電晶體二者。
  23. 如申請專利範圍第22項所述的系統控制器，其中： 所述退磁檢測元件還被配置為：回應於所述退磁時段的結束，向所述控制器端子輸出所述第二電流；並且如果所述控制器端子處於所述高阻態，則所述第二電流從所述退磁檢測元件流至所述控制器端子以影響由所述第一開關接收的驅動信號。
  24. 如申請專利範圍第23項所述的系統控制器，其中所述第一開關是包括被連接至所述控制器端子的柵極端子的第三電晶體。
  25. 如申請專利範圍第18項所述的系統控制器，其中：所述第一邏輯電平是邏輯高電平；並且所述第二邏輯電平是邏輯低電平。
  26. 如申請專利範圍第18項所述的系統控制器，其中：所述驅動元件被配置為：從所述調製元件接收所述調製信號並從所述信號處理元件接收所述退磁信號，至少部分基於所述調製信號和所述退磁信號生成驅動信號，以及通過所述控制器端子向所述第一開關輸出所述驅動信號以便於影響流經所述電源變換器的所述一次繞組的所述第一電流；並且所述信號微分元件被配置為：如果所述第二開關被閉合，則通過所述第二開關接收所述驅動信號。
  27. 如申請專利範圍第18項所述的系統控制器，其中：所述一個或多個開關週期中的所述每個開關週期包括接通時段和關斷時段，所述關斷時段包括所述退磁時段；並且所述第二開關還被配置為：回應於所述第一輸入信號，在所述關斷時段期間被閉合以允許所述第二電流回應於所述退磁時段的結束從所述退磁檢測元件流至所述控制器端子。
  28. 一種用於電源變換器的系統控制器，所述系統控制器包括：調製元件，該調製元件被配置為生成調製信號，所述調製信號與一個或多個開關週期相關聯；驅動元件，該驅動元件被配置為接收所述調製信號，並且該驅動元件通過控制器端子被耦合至第一開關以便於影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流； 退磁檢測元件，該退磁檢測元件被配置為從所述調製元件接收所述調製信號、向所述控制器端子輸出第二電流、並至少基於與所述調製信號和所述第二電流相關聯的資訊生成退磁信號，該退磁檢測元件包括：反閘，該反閘被配置為接收所述調製信號並生成第一輸入信號；第二開關，該第二開關被配置為接收所述第一輸入信號，並且該第二開關被耦合至所述控制器端子；共柵比較器，該共柵比較器被耦合至所述第二開關，並且被配置為生成第二輸入信號；以及信號處理元件，該信號處理元件被配置為接收所述第二輸入信號並至少部分基於所述第二輸入信號生成所述退磁信號；其中，對於所述一個或多個開關週期中的每個開關週期，所述退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段；並且所述退磁信號在所述退磁時段期間處於第一邏輯電平並且在所述退磁時段之外處於第二邏輯電平。
  29. 如申請專利範圍第28項所述的系統控制器，其中：所述驅動元件被配置為：從所述調製元件接收所述調製信號並從所述信號處理元件接收所述退磁信號，至少部分基於所述調製信號和所述退磁信號生成驅動信號，以及通過所述控制器端子向所述第一開關輸出所述驅動信號以便於影響流經所述電源變換器的所述一次繞組的所述第一電流；並且所述共柵比較器被配置為：如果所述第二開關被閉合，則通過所述第二開關接收所述驅動信號。
  30. 如申請專利範圍第28項所述的系統控制器，其中：所述一個或多個開關週期中的每個開關週期包括接通時段和關斷時段，所述關斷時段包括所述退磁時段；並且所述第二開關還被配置為：回應於所述第一輸入信號，在所述關斷時段期間被閉合以允許所述第二電流回應於所述退磁時段的結束從所述退磁檢測元件流至所述控制器端子。
  31. 一種用於保護電源變換器的方法，所述方法包括： 向開關輸出驅動信號以影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，所述電源變換器還包括被耦合至所述一次繞組的二次繞組，所述驅動信號與一個或多個開關週期相關聯；以及從感測電阻器接收感測電壓，所述感測電壓表示流經所述電源變換器的所述一次繞組的所述第一電流的量值；其中所述向開關輸出驅動信號包括：處理與所述感測電壓和基準電壓相關聯的資訊；確定所述電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，所述電源變換器的所述平均輸出電流與流經所述二次繞組的第二電流有關；並且回應於所述平均輸出電流大於閾值電流，生成所述驅動信號以使得所述開關斷開並保持斷開以保護所述電源變換器；其中所述電流閾值等於第一比值乘以第二比值，所述第一比值等於所述一次繞組的第一匝數除以所述二次繞組的第二匝數，所述第二比值等於所述基準電壓除以所述感測電阻器的電阻。
  32. 一種用於保護電源變換器的方法，該方法包括：生成驅動信號，所述驅動信號與一個或多個開關週期相關聯；向開關輸出所述驅動信號以影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，所述電源變換器還包括被耦合至所述一次繞組的二次繞組；接收所述驅動信號、感測電壓和退磁信號，所述感測電壓由感測電阻器生成並且所述感測電壓表示流經所述電源變換器的所述一次繞組的所述第一電流的量值，所述退磁信號與一個或多個退磁時段相關聯；至少部分基於所述驅動信號、所述感測電壓和所述退磁信號生成保護信號，其中生成保護信號包括：至少部分基於所述驅動信號、所述感測電壓和所述退磁信號確定所述電源變換器的平均輸出電流是否大於電流閾值，並且回應於所述電源變換器的所述平均輸出電流被確定為大於所述電流閾值，將所述保護信號從第一邏輯電平改變為第二邏輯電平；接收所述保護信號；以及響應於所述保護信號處於第二邏輯電平，生成所述驅動信號以使得所述開關斷開並且保持斷開以包括所述電源變換器； 其中所述電源變換器的所述平均輸出電流與流經所述二次繞組的第二電流有關；其中所述電流閾值等於第一比值乘以第二比值，所述第一比值等於所述一次繞組的第一匝數除以所述二次繞組的第二匝數，所述第二比值等於基準電壓除以所述感測電阻器的電阻。
  33. 一種用於電源變換器的方法，所述方法包括：向開關提供驅動信號以影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，所述驅動信號與一個或多個開關週期相關聯；在所述一個或多個開關週期期間接收一個或多個輸入信號；處理與所述一個或多個輸入信號相關聯的資訊，並至少部分基於所述一個或多個輸入信號生成所述退磁信號；接收所述一個或多個輸入信號並生成第一輸出信號；接收所述第一輸出信號和基準信號，並至少部分基於所述第一輸出信號和所述基準信號生成比較信號；接收所述比較信號並至少部分基於所述比較信號生成所述退磁信號；處理與所述一個或多個輸入信號相關聯的資訊；至少部分基於所述一個或多個輸入信號確定與所述電源變換器相關聯的溫度是否大於預定溫度閾值；回應於與所述電源變換器相關聯的所述溫度大於所述預定溫度閾值，生成所述驅動信號以使得所述開關斷開並且保持斷開以保護所述電源變換器；至少部分基於所述一個或多個輸入信號確定與所述電源變換器的二次繞組相關聯的輸出電壓是否大於預定電壓閾值；回應於所述電源變換器的所述二次繞組相關聯的輸出電壓大於所述預定電壓閾值，生成所述驅動信號以使得所述開關斷開並且保持斷開以保護所述電源變換器；以及至少部分基於所述一個或多個輸入信號生成退磁信號；其中，對於所述一個或多個開關週期中的每個開關週期，所述退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段；並且 所述退磁信號在所述退磁時段期間處於第一邏輯電平並且在所述退磁時段之外處於第二邏輯電平。
  34. 一種用於電源變換器的方法，所述方法包括：生成與一個或多個開關週期相關聯的調製信號；接收所述調製信號以便於影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，接收所述調製信號、向所述控制器端子輸出第二電流、並至少基於與所述調製信號和所述第二電流相關聯的資訊生成退磁信號；其中，在所述接收所述調製信號以便於影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，接收所述調製信號、向所述控制器端子輸出第二電流、並至少基於與所述調製信號和所述第二電流相關聯的資訊生成退磁信號的步驟中更包含：接收所述調製信號並生成第一輸入信號；接收所述第一輸入信號；生成第二輸入信號；接收所述第二輸入信號和基準信號，並至少部分基於所述第二輸入信號和所述基準信號生成比較信號；接收所述比較信號並至少部分基於所述比較信號生成所述退磁信號；其中，對於所述一個或多個開關週期中的每個開關週期，所述退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段；並且所述退磁信號在所述退磁時段期間處於第一邏輯電平並且在所述退磁時段之外處於第二邏輯電平。
  35. 一種用於電源變換器的方法，所述方法包括：生成與一個或多個開關週期相關聯的調製信號；接收所述調製信號以便於影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，接收所述調製信號、向所述控制器端子輸出第二電流、並至少基於與所述調製信號和所述第二電流相關聯的資訊生成退磁信號；其中，在所述接收所述調製信號以便於影響流經該電源變換器的一次繞組的第一電流，接收所述調製信號、向所述控制器端子輸出第二電流、並至少基於與所述調製信號和所述第二電流相關聯的資訊生成退磁信號的 步驟中更包含：接收所述調製信號並生成第一輸入信號；接收所述第一輸入信號；生成第二輸入信號；接收所述第二輸入信號，並至少部分基於所述第二輸入信號生成所述退磁信號；其中，對於所述一個或多個開關週期中的每個開關週期，所述退磁信號表示與退磁過程有關的退磁時段；並且所述退磁信號在所述退磁時段期間處於第一邏輯電平並且在所述退磁時段之外處於第二邏輯電平。
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