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TWI565271B - 可修正信雜特徵值估計的接收電路與相關方法 - Google Patents

可修正信雜特徵值估計的接收電路與相關方法 Download PDF

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TWI565271B
TWI565271B TW104120721A TW104120721A TWI565271B TW I565271 B TWI565271 B TW I565271B TW 104120721 A TW104120721 A TW 104120721A TW 104120721 A TW104120721 A TW 104120721A TW I565271 B TWI565271 B TW I565271B
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蘇裕哲
童泰來
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晨星半導體股份有限公司
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Description

可修正信雜特徵值估計的接收電路與相關方法
本發明係關於一種可修正信雜特徵值估計的接收電路與相關方法，尤指一種可修正因硬決策(hard decision)截剪(slicing)所導致之信雜比錯誤高估的接收電路與相關方法。
有線及/或無線網路系統是現代資訊社會所不可或缺的。有線及/或無線網路系統包括有發射端與接收端，發射端與接收端間以通道(channel)相連；舉例而言，此通道可以是由空氣媒質/空間形成的無線通道，或是由網路線、電力線(power line)等形成的有線通道。發射端可將數位資訊編碼調變為傳輸信號，並發射至通道上，經通道傳播至接收端，再由接收端接收並解調解碼為數位資訊。
不過，在網路系統中傳輸信號時，必定會受雜訊影響，例如說是疊加性白色高斯雜訊(AWGN，additive white Gaussian noise)。因此，信號與雜訊間的關係也就成為設計、實施、佈署、優化網路系統時的重要考慮因素。信號與雜訊間的關係可量化為信雜特徵值，例如信雜比，用以反映信號功率與雜訊功率的比值。對比於真正攜載資訊的傳輸信號的功率，若雜訊的功率相對較低，則信雜比的數值會較高，由發射端至接收端的傳輸信號較不易受雜訊干擾，故可在較高的正確率(較低的錯誤率，error rate)將資訊由發射端送抵接收端。
在現代化的網路系統中，接收端會估計信雜比，使 接收端及/或發射端能依據信雜比適應性地調整信號發射及/或接收的運作。舉例而言，在先進電力線網路系統中，當接收端估計出的信雜比數值較高時，接收端會認為當下的資訊傳輸情況良好，並進而回授通知發射端，使發射端增加速率(rate)。反之，當接收端估計出的信雜比數值較低時，接收端會認為當下的資訊傳輸情況欠佳，資料傳輸容易出錯，故接收端可回授通知發射端，使發射端減少速率，如此可得到最佳的流量(throughput)。
不過，對接收端而言，由於雜訊的本質是隨機的，且會和真正攜載資訊的信號混合(疊加)在一起，故接收端僅能得出估計的信雜比，而此估計信雜比不一定能反映真正的信雜比。若接收端估計出的信雜比與真正的信雜比差異過大，當網路系統依據估計訊雜比適應性地調整信號發射及/或接收的運作時，就會影響網路系統的運作功效。舉例而言，若接收端估計出的信雜比較為樂觀而高於真正的信雜比，會誤使發射端增加資訊傳輸的速率；然而，雖資訊傳輸流量高，但錯誤率也會較高，因為接收端真正接收到的信號已經受到高雜訊的干擾；因此，能正確有效傳遞的資訊量反而減少。
本發明的目的之一係提供一種可修正信雜特徵值(如信雜比)估計的接收電路(如20，第1圖)，其可設於一網路系統的一接收端中，並包括一等化器(如24)、一截剪器(如26)、一估計電路(如28)與一校正電路(如30)。等化器可依據一接收信號(如s1)提供一等化信號(如s2)。截剪器耦接該等化器，可判讀該等化信號中的數位資訊，以依據該等化信號提供一截剪信號(如s3)。估計電路耦接該等化器與該截剪器，用以依據該等化信號與該截剪信號之差異提供一初始信雜特徵值(如SNRi[k])。校正電路耦接該估計電路，依據該初始信雜特徵值之數值提供一對應修正值(如r[k])，並依據該對應修正值修正該初始信雜特徵值，以產生一修正信雜特徵值(如SNRc[k])。
該校正電路中可包括一查表電路(如34)與一乘法器(如32)。查表電路可儲存複數個預設修正值(如e[p,1]至e[p,N]，第6圖)，並依據該初始信雜特徵值與該些預設修正值提供該對應修正值；其中，各該預設修正值對應於複數個預設信雜特徵值(如SNRt[1]至SNRt[N])的其中之一。乘法器耦接該查表電路與該估計電路，可將該初始信雜特徵值乘以該對應修正值，並據以產生該修正信雜特徵值。一實施例中，當該查表電路依據該初始信雜特徵值與該些預設修正值提供該對應修正值時，係由該些預設信雜特徵值中尋得一個最接近該初始信雜特徵值的(如SNRt[n])，並將該尋得的預設信雜特徵值所關連之該預設修正值(如e[p,n])作為該對應修正值。隨著該些預設信雜特徵值由小至大排列，相對應的該些預設修正值至少有部份數目個會先呈一第一增減趨勢變化，再呈一第二增減趨勢變化，且該第一增減趨勢與該第二增減趨勢相反。例如，該第一增減趨勢可為嚴格遞減(或單調遞減)，第二增減趨勢可為嚴格遞增(或單調遞增)。
該校正電路更依據該接收信號之一調變設定提供該對應修正值。一實施例中，該接收信號包含第二數目(大於等於1，如K)個載波(如s1[1]至s1[K])，並於各該載波(如s1[k])上依據一對應調變設定(如ms[k])攜載對應數位資訊，且各該載波的該對應調變設定係由第一數目(大於等於1，如P)個預設調變設定MS[1]至MS[P]中所選出。舉例而言，預設調變設定MS[1]至MS[P]可以分別是二元相移調變(binary phase shift keying，以下簡稱BPSK)、四元相移調變(quadrature phase shift keying，以下簡稱QPSK)、八元正交振幅調變(quadrature am-plitude modulation，以下簡稱8QAM)、十六元正交振幅調變(以下簡稱16QAM)、六十四元正交振幅調變(以下簡稱64QAM)、二百五十六元正交振幅調變(以下簡稱256QAM)、一千零二十四元正交振幅調變(以下簡稱1024QAM)與四千零九十六元正交振 幅調變(以下簡稱4096QAM)。
該估計電路係為各該載波s1[k]提供一初始信雜特徵值SNRi[k]。該校正電路則係依據各該載波的該初始信雜特徵值SNRi[k]與各該載波的該對應調變設定ms[k]而為各該載波提供一對應修正值r[k]，並依據各該載波的該對應修正值修正各該載波的該初始信雜特徵值，以便為各該載波產生一修正信雜特徵值SNRc[k]。在該校正電路中，該查表電路係為各該預設調變設定MS[p](p=1至P，第6圖)儲存複數個預設修正值e[p,1]至e[p,N]，並依據各該載波的該對應調變設定ms[k]、各該載波的該初始信雜特徵值SNRi[k]與各該預設調變設定MS[1]至MS[P]的該些預設修正值e[1,1]至e[P,1]、...、e[1,N]至e[P,N]而為各該載波s1[k]提供該對應修正值SNRc[k]。其中，各該預設調變設定MS[p]的各該預設修正值e[p,n](對n=1至N)係關連於複數個預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]的其中之一SNRt[n]。該乘法器則係用以將各該載波的該初始信雜特徵值乘以各該載波的該對應修正值，並據以產生各該載波的該修正信雜特徵值。
當該查表電路為各該載波s1[k]提供該對應修正值r[k]時，係由該些預設調變設定MS[1]至MS[P]中找出一個符合各該載波之該對應調變設定ms[k]的(假設為MS[p1])，並由該些預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中尋得一個最接近各該載波的該初始信雜特徵值SNRi[k]的(假設為SNRt[n1])，以在該符合之預設調變設定MS[p]的該些預設修正值e[p1,1]至e[p1,N]中將該尋得的預設信雜特徵值SNRt[n]所關連的該預設修正值e[p1,n1]作為各該載波的該對應修正值r[k]。隨著該些預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]由小至大排列，在同一該預設調變設定MS[p]的該些預設修正值e[p,1]至e[p,N]中，至少有部份數目個該預設修正值會先呈一第一增減趨勢變化，再呈一第二增減趨勢變化，且該第一增減趨勢與該第二增減趨勢相反。隨著該些預設調變設定MS[1]至MS[P]在單位時間內攜載的位元數由小至大排列，在 對應於同一預設信雜特徵值SNRt[n]且對應於不同預設調變設定的複數個該預設修正值e[1,n]至e[P,n]中，至少有部份數目個會呈現漸減的趨勢。
一實施例中，該第二數目個載波係正交分頻多工(OFDM，orthogonal frequency-division multiplexing)下的複數個載波。
一實施例中，該接收電路更包括一位元負載(bit loading)設定電路(如38)，耦接該校正電路，用以依據各該載波的該修正信雜特徵值產生一回授信號(如s4，第1圖)至發射電路(如10)，以更新各該載波的該對應調變設定，使該發射電路可依據各該載波的該更新後之對應調變設定而於各載波上攜載後續數位資訊。
本發明的一目的係提供一種可於一接收電路中修正信雜特徵值估計的方法，包括：依據該接收電路所接收之一接收信號提供一等化信號(equalized signal)，其中該接收信號可包含第二數目(K)個載波s1[1]至s1[K]，並於各該載波s1[k]上依據一對應調變設定ms[k]攜載對應數位資訊，且各該載波的該對應調變設定ms[k]係由第一數目(P)個預設調變設定MS[1]至MS[P]中所選出；進行一截剪步驟，依據該等化信號提供一截剪信號；進行一估計步驟，依據該等化信號與該截剪信號之差異為各該載波提供一初始信雜特徵值SNRi[k]；以及，進行一校正步驟，依據各該載波的該初始信雜特徵值之數值提供一對應修正值r[k]，並依據各該載波的該對應修正值與該初始信雜特徵值修正各該載波的該初始信雜特徵值，以便為各該載波產生一修正信雜特徵值SNRc[k]。
其中，依據該初始信雜特徵值提供該對應修正值之步驟更包含：依據該接收信號之一調變設定、該初始信雜特徵值與複數個預設修正值提供該對應修正值；其中，各該預設修正值係對應於複數個預設信雜特徵值的其中之一；以及，由該些預設 修正值中尋得一預設修正值其對應之預設信雜特徵值最接近該初始信雜特徵值來提供該對應修正值。
例如，當為各該載波提供該對應修正值時，係由該些預設調變設定MS[1]至MS[P]中找出一個符合各該載波之該對應調變設定ms[k]的(假設為MS[p1])，並由該些預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中尋得一個最接近各該載波的該初始信雜特徵值的(假設為SNRt[n1])，以在該符合之預設調變設定的該些預設修正值e[p1,1]至e[p1,N]中將該尋得的預設信雜特徵值SNRt[n1]所對應的該預設修正值e[p1,n1]作為各該載波的該對應修正值r[k]。
為了對本發明之上述及其他方面有更佳的瞭解，下文特舉較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：
10‧‧‧發射電路
12‧‧‧通道
20‧‧‧接收電路
22‧‧‧通道估測電路
24‧‧‧等化器
26‧‧‧截剪器
28‧‧‧估計電路
30‧‧‧校正電路
32‧‧‧乘法器
34‧‧‧查表電路
36‧‧‧應用電路
38‧‧‧位元負載設定電路
s0-s4‧‧‧信號
s0[k]-s3[k]‧‧‧載波
SNRi[k]‧‧‧初始信雜特徵值
SNRc[k]‧‧‧修正信雜特徵值
r[k]‧‧‧修正值
MS[1]-MS[P]‧‧‧預設調變設定
ms[k]‧‧‧調變設定
c[p,1,1]-c[p,I[p],Q[p]]‧‧‧星座點
a[p]‧‧‧距離
SNRt[1]-SNRt[N]‧‧‧預設信雜特徵值
e[1,1]-e[P,N]‧‧‧預設修正值
sa0、sa、sb、sc、z1-z4、a1-a4、a20、a30、a40、b1-b4、b20、b30、b40‧‧‧點
B[p]‧‧‧邊界
D[p]‧‧‧決策區間劃分
d[p,1,1]-d[p,I[p],Q[p]]‧‧‧決策區間
va、vb、vc、v0、v1e-v4e、v2-v3‧‧‧向量
400、500、600、700‧‧‧直線
410、501-508、610、701-708、901-908、1000-1002、1100-1102‧‧‧曲線
SNR0‧‧‧正確信雜特徵值
h1-h3、h11、h12、h1a、h2a、h10、u1、u11‧‧‧值
800‧‧‧表格
1200‧‧‧流程
1202-1208‧‧‧步驟
第1圖示意的是依據本發明一實施例的接收電路。
第2圖示意的是一預設調變設定下於一散射圖上的星座點。
第3圖示意的是一決策區間劃分。
第4a、4b圖分別示意固定邊界之決策區間劃分與其信雜特徵值的誤估情形。
第5圖示意的是在固定邊界之決策區間劃分下不同調變設定的信雜特徵值誤估。
第6圖示意的是依據本發明一實施例的一表格，用以提供修正值。
第7圖繪示第6圖表格的一實施例。
第8圖示意的是未校正的初始信雜特徵值與校正後的修正信雜特徵值。
第9圖示意的是依據本發明一實施例的流程。
請參考第1圖，其所示意的是依據本發明一實施例 的接收電路20，其可經由一通道12接收一發射電路10所發出的信號s0。舉例而言，發射電路10與接收電路20可以分別設置於一網路系統的一發射端與一接收端。通道12可以是有線或無線通道；舉例而言，通道12可以是傳輸交流電力的電力線。當發射電路10要將數位資訊傳遞至接收電路20時，發射電路10可將數位資訊編碼調變為信號s0，信號s0經由通道12傳輸至接收電路20；經由通道12傳輸，信號s0會受雜訊影響變為一信號s1(接收信號)。接收電路20中可包括一通道估測電路22、一等化器24、一截剪器26、一估計電路28與一應用電路36；為實現本發明修正信雜特徵值的目的，接收電路20中更包括有一校正電路30。
一範例中，信號s0中可包括有K個載波s0[1]至s0[K]；在一單位時間內，發射電路10可依據一調變設定ms[k](未圖示)來將一符元smb[k](未圖示)的數位資訊調變攜載至載波s0[k]。載波s0[k]的調變設定ms[k]可以是由P個預設調變設定MS[1]至MS[P]中所選出的；以P=8為例，預設調變設定MS[1]至MS[8]可分別是正交分頻多工之調變方式BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM與4096QAM。不同載波s0[k1]與s0[k2]的調變設定ms[k1]與ms[k2]可以相同或相異。同一載波s0[k]的調變設定ms[k]可以是固定的，也可以是動態改變的；舉例而言，要傳輸一第一符元時，載波s0[1]的調變設定ms[1]可採用預設調變設定MS[1](BPSK)；要傳輸另一符元時，載波s0[1]的調變設定ms[1]可以改採預設調變設定MS[2](QPSK)。
各預設調變設定MS[p]可依據M[p]個星座點來攜載數位資訊；延續第1圖，請一併參考第2圖，其係於一散射圖中示意某一預設調變設定MS[p]的M[p]個星座點c[p,i,q](i=1至I[p]，q=1至Q[p])；其中，M[p]=I[p]*Q[p]。第2圖的橫軸代表各星座點c[p,i,q]的平行相位(in-phase)分量，縱軸則代表各星座點 c[p,i,q]的正交相位(quadrature-phase)分量；舉例而言，若某一預設調變設定MS[4]為16QAM，則其可依據M[4]=I[4]*Q[4]=4*4=16個星座點c[4,1,1]、c[4,1,2]、c[4,2,1]、c[4,2,2]、…、c[4,i,q]、…至c[4,4,4]來攜載數位資訊。各星座點c[p,i,q]的座標(AI[p,i,q],AQ[p,i,q])(未圖示)可以等於((i-0.5*I[p]-0.5)*a[p],(q-0.5*Q[p]-0.5)*a[p])；其中，項目a[p]為兩相鄰星座點間的距離，如第2圖所標示。舉例而言，若某一預設調變設定MS[4]為16QAM，i=1，q=1，則星座點c[4,1,1]的座標(AI[4,1,1],AQ[4,1,1])等於((1-0.5*4-0.5)*a[p],(1-0.5*4-0.5)*a[p])=(-1.5*a[p],-1.5*a[p])。各個星座點c[p,i,q]可對應一符元的數位預設資訊SMB[p,i,q](未圖示)，各預設資訊SMB[p,i,q]可以是log2(M[p])個位元的組合；以某一預設調變設定MS[4]為16QAM為例，各個星座點c[4,i,q]所對應的各數位預設資訊SMB[4,i,q]可以是log2(16)=4個位元的組合。在信號s0中，當發射電路10(第1圖)要在載波s0[k]採用預設調變設定MS[p]作為其調變設定ms[k]以攜載某一預設資訊SMB[p,i,q]時，即可依據AI[p,i,q]*cos(2* π *f[k]*t)+AQ[p,i,q]*sin(2* π *f[k]*t)(未圖示)來形成載波s0[k]，其中，項目f[k]為載波s0[k]的頻率，項目t為時間。
舉例而言，若某一預設調變設定MS[p1]為QPSK，則其共有M[p1]=4個星座點c[p1,1,1]、c[p1,2,1]、c[p1,1,2]與c[p1,2,2]，其對應的預設資訊SMB[p1,1,1]、SMB[p1,2,1]、SMB[p1,1,2]至SYM[p1,2,2]可以分別是log2(M[p1])=log2(4)=2位元的00、10、01、11。由於功率正規化(normalization)的緣故，對不同的預設調變設定MS[p1]與MS[p2]而言，相鄰星座點間的距離a[p1]與a[p2]可以是相異的。舉例而言，若預設調變設定MS[1]至MS[P]分別為BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM與4096QAM，則距離a[1]>a[2]>…>a[P]。
請再度參考第1圖。經由通道12的傳輸，信號s0 的K個載波s0[1]至s0[K]會分別形成信號s1中的K個載波s1[1]至s1[K]。在接收電路20中，等化器24耦接於通道12，用以對信號s1中的載波s1[1]至s1[K]進行等化運作，分別形成信號s2中的載波s2[1]至s2[K]。截剪器26耦接等化器24，用以判讀信號s2中由各載波s2[1]至s2[K]攜載的數位資訊，並據以提供一信號s3(截剪信號)的各載波s3[1]至s3[K]。估計電路28耦接等化器24與截剪器26，可依據載波s2[k]與載波s3[k]的差異而為各載波s1[k]提供一初始信雜特徵值SNRi[k]。
延續第1圖與第2圖，請參考第3圖，其係以散射圖示意等化器24與截剪器26之運作。當發射電路10依據某一預設調變設定MS[p]將一預設資訊SMB[p,i,q]調變至信號s0(第1圖)的載波s0[k]，並經由通道12的傳輸變為接收電路20所接收到的信號s1中的載波s1[k]時，由於雜訊等因素，載波s1[k]在散射圖上所對應的點會無法與載波s0[k]在散射圖上所對應的星座點c[p,i,q]重合；舉例而言，載波s0[1]所對應的星座點為c[p,1,1]，載波s1[1]所對應的點可以是點sa0、sb或sc。等化器24會對載波s1[k]進行等化處理而使等化後之載波s2[k]收斂至一邊界B[p]內；舉例而言，假設載波s1[1]所對應的點sa0超出邊界B[p]，則等化後之載波s2[1]所對應的點sa就會座落於邊界B[p]上；另舉例而言，假設載波s1[1]所對應的點在邊界B[p]內，例如sb或sc，則等化後之載波s2[1]所對應的點仍會座落於邊界B[p]內。
接著，截剪器26便會採用與載波s0[k]所採用的預設調變設定MS[p]關連的決策區間劃分D[p]來判讀載波s0[k]所攜載的數位資訊。決策區間劃分D[p]係在邊界B[p]中劃分出複數個決策區間d[p,1,1]至d[p,I[p],Q[p]]，如第3圖所示，各決策區間d[p,i,q]可以涵蓋對應之星座點c[p,i,q]，分別關連於預設調變設定MS[p]的M[p]個預設資訊SMB[p,1,1]至SMB[p,I[p],Q[p]]。其中，在一種變動邊界之決策區間劃分中，各決策區間d[p,i,q]可均為以 星座點c[p,i,q]為中心、邊長等於相鄰星座點間的距離a[p]之正方形；而在一種固定邊界之決策區間劃分中，鄰接邊界B[p]之決策區間d[p,1,1]至d[p,I[p],1]、d[p,1,1]至d[p,1,Q[p]]、d[p,1,Q[p]]至d[p,I[p],Q[p]]與d[p,I[p],1]至d[p,I[p],Q[p]](亦即：邊界決策區間)可為至少有一側邊的邊長大於相鄰星座點間的距離a[p]、不以星座點c[p,i,q]為中心之矩形，邊界決策區間之外的其餘決策區間則可為以星座點c[p,i,q]為中心、邊長等於相鄰星座點間的距離a[p]之正方形。截剪器26藉由判斷載波s2[k]於散射圖上所對應的點座落在那一個決策區間，來判定發射電路10所發射的載波s0[k]在散射圖上所對應的星座點c[p,i,q]，以判讀載波s0[k]所攜載的數位資訊。舉例而言，如第3圖所示，若載波s2[1]位於點sa，由於點sa落在決策區間d[p,1,2]，故截剪器26便會判定載波s0[1]所對應的星座點為c[p,1,2]，並將載波s1[1]攜載的數位資訊判讀為預設資訊SMB[p,1,2]；若載波s2[1]位於點sb，由於點sb亦落在決策區間d[p,1,2]，故截剪器26便會判定載波s0[1]所對應的星座點為c[p,1,2]，並將載波s1[1]攜載的數位資訊判讀為預設資訊SMB[p,1,2]；若載波s2[1]位於點sc，由於點sc係落在決策區間d[p,1,1]，故截剪器26便會判定載波s0[1]所對應的星座點為c[p,11]，並將載波s1[1]攜載的數位資訊判讀為預設資訊SMB[p,1,1]。
接著，估計電路28便會依據載波s2[k]所對應的點與載波s3[k]所對應的星座點c[p,i1,q1]在散射圖上的座標差異來為載波s1[k]提供初始信雜特徵值SNRi[k]。舉例而言，若載波s2[k]在散射圖上位於點sa，截剪器26會認為原本的載波s0[k]係位於星座點c[p,1,2]，而估計電路28便會將點sa與星座點c[p,1,2]間的差異向量va當作是雜訊引發的誤差，並依據向量va的長度來計算初始信雜特徵值SNRi[k]。同理，若載波s2[k]落在點sb，截剪器26也會認為原本的載波s0[k]係位於星座點c[p,1,2]，而估計電路28便會將點sb與星座點c[p,1,2]間的差異向量vb當作是雜 訊引發的誤差，並依據向量vb的長度來計算初始信雜特徵值SNRi[k]。由於點sb比點sa更接近星座點c[p,1,2]，差異向量vb小於差異向量va，故載波s2[k]位於點sb時估計電路28得出的初始信雜特徵值會較載波s2[k]位於點sa時估計電路28得出的初始信雜特徵值高。
然而，依據上述原理，估計電路28的估計運作會發生估計錯誤，因為在傳輸資料訊框時，截剪器26其實無法真正得知載波s0[k]原本在那一個星座點。舉例而言，假設發射電路10的載波s0[k]原本真正的位置是在星座點c[p,1,1]，但因較大的雜訊而使接收電路20得到的載波s2[k]漂移至點sb。在此情形下，真正的信雜特徵值應該是依據點sb與星座點c[p,1,1]間的差異向量v0來計算。然而，由於點sb係位在決策區間d[p,1,2]中，截剪器26會錯誤地認定載波s0[k]原本係位於星座點c[p,1,2]；連帶地，估計電路28就會錯誤地依據點sb與星座點c[p,1,2]間的差異向量vb計算出錯誤的信雜特徵值。因為向量vb比向量v0短，錯誤的信雜特徵值會高於真正的信雜特徵值；換言之，在上述情形下，估計電路28對信雜特徵值的估算會過於樂觀。若信雜特徵值被錯估，網路系統基於信雜特徵值所作的適應性運作也會連帶出錯。舉例而言，若接收端錯誤地高估信雜比，會錯誤地使發射端增加資訊傳輸的速率；然而，雖資訊傳輸速率高，但錯誤率也會較高，因為接收端真正接收到的信號已經受到高雜訊的干擾；因此，能正確有效傳遞的資訊位元量反而減少。
延續第1圖至第3圖，請參考第4a圖與第4b圖；針對發射電路10依據預設調變設定MS[p]所發出的原始載波s0[k]，若截剪器26係採用固定邊界之決策區間劃分D[p]將等化後載波s2[k]判讀為載波s3[k]，當估計電路28依據載波s2[k]與s3[k]提供初始信雜特徵值SNRi[k]時，其錯估信雜特徵值的情形可用第4a圖之散射圖分佈來示意說明，第4b圖則示意性地比較真實信雜特徵值SNR0(橫軸，可為對數尺度)與初始信雜特徵 值SNRi[k](縱軸，可為對數尺度)。在第6a圖與第6b圖的例子中，(真實、初始)信雜特徵值可以是指信雜比。
由於第4a圖與第4b圖的例子採用的是固定邊界之決策區間劃分D[p](第4a圖)，邊界決策區間(至少有一邊重合於邊界B[p]的決策區間)至少有一邊長大於星座點間距離a[p]，其餘的決策區間(側邊未與邊界B[p]重合的決策區間)的邊長則等於距離a[p]。
第4b圖所示，在估計電路28產出的初始信雜特徵值SNRi[k]與真實信雜特徵值SNR0之間的正確(理想)關係應呈線性，如直線600所示；不過，在固定邊界之決策區間劃分下，初始信雜特徵值SNRi[k]與真實信雜特徵值SNR0之間的關係卻會呈曲線610，其理由可說明如下。
在第4a圖中，發射電路10的原始載波s0[k]係依據星座點c[p,i0,q0]所形成。若真實信雜特徵值SNR0等於一較高之值h1(第4b圖)時，代表雜訊干擾較小，經通道12傳輸後之載波s2[k]會落在星座點c[p,i0,q0]周圍之決策區間d[i,p0,q0]中，例如說是位於點z1；在此情形下，截剪器26會正確判讀出載波s2[k]係對應於星座點c[p,i0,q0]，當估計電路28將判讀出之星座點c[p,i0,q0]與點z1間的差異向量v1e視為雜訊以估計出初始信雜特徵值SNRi[k]時，初始信雜特徵值SNRi[k]也會十分接近真實信雜特徵值SNR0，如第4b圖上的點b1所示。
若真實信雜特徵值SNR0為一較小之值h2(h2<h1)，代表雜訊干擾較大，會使載波s2[k]的位置遠離原始星座點c[p,i0,q0]所在的決策區間d[p,i0,q0]；例如，載波s2[k]的位置可能漂移至點z2，位於星座點c[p,i2,q2]的決策區間d[p,i2,q2]中；因此，截剪器26會誤判載波s2[k]係對應於星座點c[p,i2,q2]；依據截剪器26之判讀，估計電路28會將星座點c[p,i2,q2]與點z2間的差異向量v2e視為雜訊以估計初始信雜特徵值SNRi[k]，形成曲線610(第4b圖)上的點b2。然而，由於真正的原始星座 點為c[p,i0,q0]而非c[p,i2,q2]，真正的雜訊應是星座點c[p,i0,q0]與點z2間的差異向量v2，而非v2e。亦即，初始信雜特徵值SNRi[k]的正確值應在直線600上的點b20。因為向量v2e的長度比向量v2短，初始信雜特徵值SNRi[k]會高於真實信雜特徵值SNR0。在第4b圖上，點b2與b20間的差距即關連於向量v2e與v2間的差異。
若真實信雜特徵值SNR0為更小之值h3(h3<h2)，代表雜訊干擾更大，會使載波s2[k]的位置更遠離原始星座點c[p,i0,q0]的決策區間d[p,i0,q0]；例如，載波s2[k]的位置可能漂移至第4a圖中的點z3，位於星座點c[p,i3,q3]的決策區間d[p,i3,q3]中。因此，截剪器26會誤判載波s2[k]係對應於星座點c[p,i3,q3]；依據截剪器26之判讀，估計電路會將星座點c[p,i3,q3]與點z3間的差異向量v3e視為雜訊以估計初始信雜特徵值SNRi[k]，形成曲線610上的點b3。不過，真正的原始星座點係c[p,i0,q0]而非c[p,i3,q3]，星座點c[p,i0,q0]與點z3間的差異向量v3才能正確反映真正的雜訊，而非向量v3e；初始信雜特徵值SNRi[k]的正確值應在直線400上的點a30而吻合真實信雜特徵值SNR0。因為向量v3e的長度比向量v3短，將向量v3e視為雜訊所得之初始信雜特徵值SNRi[k]會高於真實信雜特徵值SNR0。在第4b圖上，點b3與b30間的差距即關連於向量v3e與v3間的差異。由第4a圖可看出，向量v3e與v3間的差異大於向量v2e與v2間的差異，故點b3與b30間的差距大於點b2與b20間的差距。
若真實信雜特徵值SNR0為更小之值h4(h4<h3)，代表雜訊干擾更大，會使載波s2[k]的位置更遠離原始星座點c[p,i0,q0]，漂移至邊界B[p]附近；例如，載波s2[k]的位置可能漂移至第4a圖中的點z4，位於星座點c[p,1,q4]的邊界決策區間d[p,1,q4]中。因此，截剪器26會誤判載波s2[k]係對應於星座點c[p,1,q4]；依據截剪器26之判讀，估計電路會將星座點c[p,1,q4]與點z4間的差異向量v4e視為雜訊以估計初始信雜特徵值 SNRi[k]，形成曲線610上的點b4。然而，由於真正的原始星座點係c[p,i0,q0]而非c[p,1,q4]，星座點c[p,i0,q0]與點z4間的差異向量v4才能正確反映真正的雜訊，而非向量v4e；初始信雜特徵值SNRi[k]的正確值應在直600上的點a40以吻合真實信雜特徵值SNR0。因為向量v4e的長度比向量v4短，依據向量v4e所得之初始信雜特徵值SNRi[k]會高於真實信雜特徵值SNR0。如第4b圖所示，點b4與b40間的差距即關連於向量v4e與v4間的差異。
如第4a圖所示，點z2與z3所在的決策區間d[p,i2,q2]與d[p,i3,q3]兩者可以不是邊界決策區間，故向量v2e與v3e的長度仍受限於距離a[p]/2。不過，在固定邊界之決策區間劃分下，邊界決策區間至少有一邊長大於距離a[p]，所以向量v4e的長度不會受限於距離a[p]/2，並使初始信雜特徵值SNRi[k]降低而較為接近真實信雜特徵值SNR0，在對應點b4(第6b圖)的縱軸高度也因此而低於點b2與b3的縱軸高度。
亦即，在固定邊界之決策區間劃分下，隨真實信雜特徵值SNR0由值h1降低至h2、h3與h4，初始信雜特徵值SNRi[k]會先逐漸遠離真實信雜特徵值SNR0(如曲線610在值h1與h3之間的走勢)，然後又會朝向真實信雜特徵值SNR0接近(如曲線610在值h3至h4間的走勢)，這便是因為尺寸較大的邊界決策區間有較多的空間反映較長的雜訊向量(如向量v4e)，使雜訊向量不會受限於尺寸較小的非邊界決策區間。
延續第4a、4b圖，請參考第5圖；在固定邊界之決策區間劃分下，若載波s0[k]採用的調變設定ms[k]為BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM或4096QAM以在單位時間內攜載1、2、3、4、6、8、10或12位元的數位資訊，則初始信雜特徵值SNRi[k](縱軸，可為對數尺度，如以分貝為單位)與真實信雜特徵值SNR0(橫軸，可為對數尺度，如以分貝為單位)間的關係會分別呈現為曲線701、702、703、704、 705、706、707或708(曲線701與702幾乎重合)；相對地，初始信雜特徵值SNRi[k]與真實信雜特徵值SNR0之間的正確(理想)關係應呈直線700之線性關係。例如，當真實信雜特徵值SNR0等於值u11時，初始信雜特徵值SNRi[k]的正確值應等於值h10；不過，如第5圖所示，在同一真實信雜特徵值SNR0之下，調變設定ms[k]在單位時間內攜載的位元數越多，初始信雜特徵值SNRi[k]與真實信雜特徵值間SNR0的差距也越大。舉例而言，當真實信雜特徵值SNR0等於值h10時，若調變設定ms[k]為256QAM以在每單位時間內攜載6位元的符元，則初始信雜特徵值SNRi[k]會被錯誤地高估為值h1a；若調變設定ms[k]為4096QAM以在每單位時間內攜載12位元的符元，則初始信雜特徵值SNRi[k]會被錯誤地高估為值h1b，且值h1b>h1a>h10。在單位時間內攜載的位元數越高，相鄰星座點間的最短距離也會越短，非邊界決策區間的尺寸也會越小；當真實信雜特徵值SNR0的值還不算太小時(例如大於值u11)，估計電路28錯估的雜訊向量比較容易落在同一個非邊界決策區間內，非邊界決策區間越小，估計電路28提供的初始信雜特徵值SNRi[k]就越會被高估，與真實信雜特徵值SNR0間的差距也越大。
另一方面，當真實信雜特徵值SNR0的值更小時(例如小於值u11)，估計電路28錯估的雜訊向量比較容易落在邊界決策區間內。如前面曾描述的，在固定邊界之決策區間劃分下，不同預設調變設定MS[p1]與MS[p2]的非邊界決策區間邊長分別等於星座點間距離a[p1]與a[p2]，而邊界決策區間至少有一較長邊，其邊長分別大於星座點間距離a[p1]與a[p2]。舉例而言，假設預設調變設定MS[p1]與MS[p2]分別為256QAM與4096QAM，非邊界決策區間之邊長比a[p1]與a[p2]約為4：1，但邊界決策區間之較長邊長卻大略相等。因此，當真實訊雜特徵值SNR0較大時，此兩預設調變設定下的初始信雜特徵值之差距較大(如值h1a與h2a間的差距)，因其與非邊界決策區間之邊長較為相關，而兩者 的非邊界決策區間之邊長有較大差異。另一方面，若真實訊雜特徵值SNR0較小，此兩預設調變設定下的初始信雜特徵值的差距較小而互相趨近，因其與邊界決策區間之較長邊的長度較為相關，而兩者的邊界決策區間之較長邊的長度差異較小。
為了修正初始信雜特徵值SNRi[k]與真實信雜特徵值SNR0之差異，發射電路30中設有校正電路30。請再度參考第1圖；在發射電路30中，校正電路30耦接估計電路28，可依據各載波s1[k]的初始信雜特徵值SNRi[k]之數值而為各載波s1[k]提供一對應修正值r[k]，並依據對應修正值r[k]修正初始信雜特徵值SNRi[k]，以便為各載波s1[k]產生一修正信雜特徵值SNRc[k]，對k=1至K。
一範例中，校正電路30可包括一查表電路34與一乘法器32；乘法器32耦接查表電路34與校正電路30。延續第1圖，請一併參考第6圖，其所示意的是依據本發明一範例的表格800。本案的一範例中，查表電路34可記錄表格800，為各預設調變設定MS[p]儲存複數個預設修正值e[p,1]至e[p,N](對p=1至P)，並依據各載波s1[k]的對應調變設定ms[k]、各載波s1[k]的初始信雜特徵值SNRi[k]與各預設調變設定MS[p](對p=1至P)的預設修正值e[p,1]至e[p,N]而為各載波s1[k]提供對應修正值r[k]，對k=1至K。其中，各預設調變設定MS[p]的各該預設修正值e[p,n]係關連於複數個預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]的其中之一SNRt[n]。一實施例中，網路系統可以只使用一種調變設定(即K=1)，例如預設調變設定MS[1]；因此，表格800可以只有一欄(column)，記錄預設修正值e[1,1]至e[1,N]。
一範例中，查表電路34係由預設調變設定MS[1]至MS[P]中找出一個符合載波s1[k]對應之調變設定ms[k](例如QPSK)的預設調變設定MS[p1](例如QPSK)。一範例中，查表電路34會由預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中為載波s1[k]尋得一個最接近初始信雜特徵值SNRi[k](例如-3.6db)的預設信 雜特徵值SNRt[n1](例如-4db)；如此，查表電路34便根據預設調變設定MS[p1]與預設信雜特徵值SNRt[n1]找出對應的預設修正值e[p1,n1]作為載波s1[k]的對應修正值r[k]。另一範例中，查表電路34會由預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中為載波s1[k]尋得兩個最接近初始信雜特徵值SNRi[k](例如-3.6db)的上下界的預設信雜特徵值SNRt[n1]與SNRt[n2](例如-3db與-4db)；如此，查表電路34便可根據預設調變設定MS[p1]與預設信雜特徵值SNRt[n1]與SNRt[n2]找出對應的預設修正值e[p1,n1]與值e[p1,n2]，並根據初始信雜特徵值SNRi[k]、其上下界的預設信雜特徵值SNRt[n1]與SNRt[n2]對e[p1,n1]與值e[p1,n2]進行內插運算，並將運算後之結果作為載波s1[k]的對應修正值r[k]。
利用估計電路28與查表電路34提供的初始信雜特徵值SNRi[k]與對應修正值r[k]，乘法器32(第1圖)可將初始信雜特徵值SNRi[k]乘以該對應修正值r[k]，並依據乘積r[k]*SNRi[k]產生修正信雜特徵值SNRc[k]。
表格800(第6圖)中的各預設修正值e[p,n]可用數值模擬來計算求得。舉例而言，若要修正第4b與5圖中於固定邊界決策區間劃分下被錯估的初始信雜特徵值SNRi[k]，可在真實信雜特徵值SNR0等於某一預設信雜特徵值SNRt[n]且調變設定ms[k]等於某一預設調變設定MS[p]的條件下模擬出受雜訊(如疊加性白色高斯雜訊)影響的載波s2[k]，並模擬截剪器26在固定邊界決策區間劃分下對載波s2[k]之硬決策運作與估計電路28對載波s2[k]與s3[k]的信雜特徵值估算運作，據以模擬出估計電路28所產生的初始信雜特徵值SNRi[k]；如此，便可依據比值SNRt[n]/SNRi[k]來計算預設修正值e[p,n]。
以下列出表格800的一範例，其係用以修正固定邊界決策區間劃分下的初始信雜特徵值；在此範例中，預設調變設定MS[1]至MS[P]分別為BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAM與4096QAM(數量P可等於8)，預設信雜 特徵值SNRt[1]至SNRt[N]係由小至大排列，由-6分貝至41分貝(數量N可等於48)。
上述表格範例亦可繪示於第7圖，其橫軸為預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N](可為對數尺度，如以分貝為單位)，縱軸代表各預設修正值e[p,n]的值(可為線性尺度)；第7圖中，曲線901示意的是預設調變設定MS[1](即BPSK)所關連的預設修正值e[1,1]至e[1,N]，曲線902示意的是預設調變設定MS[2](即QPSK)所關連的預設修正值e[2,1]至e[2,N]，曲線903示意的是預設調變設定MS[3](即8QAM)所關連的預設修正值e[3,1]至e[3,N]，曲線904示意的是預設調變設定MS[4](即16QAM)所關連的預設修正值e[4,1]至e[4,N]，曲線905示意的是預設調變設定MS[5](即64QAM)所關連的預設修正值e[5,1]至e[5,N]，曲線906示意的是預設調變設定MS[6](即256QAM)所關連的預設修正值e[6,1]至e[6,N]，曲線907示意的是預設調變設定MS[7](即1024QAM)所關連的預設修正值e[7,1]至e[7,N]，曲線908示意的則是預設調變設定MS[8](即4096QAM)所關連的預設修正值e[8,1]至e[8,N]。
由上述表格範例與第7圖可看出，隨著預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]由小至大排列，同一預設調變設定MS[p] 的預設修正值e[p,1]至e[p,N]中至少有部份數目個預設修正值會先呈一第一增減趨勢變化(例如單調遞減或嚴格遞減)，再呈一第二增減趨勢變化(例如單調遞增或嚴格遞增)，且該第一增減趨勢與該第二增減趨勢相反。若初始信雜特徵值SNRi[k]的偏移較大，校正電路30(第1圖)要選用一個數值較小預設修正值e[p,n]作為對應修正值r[k]，才能用乘法器32將較大的初始信雜特徵值SNRi[k]乘為較小的修正信雜特徵值SNRc[k]。因此，隨預設信雜特徵值SNRt[1]變大為SNRt[N]，至少有部份數目個預設修正值e[p,n]會先由大變小(漸減)，再由小變大(漸增)。
在上述表格與第7圖的範例中，隨著預設調變設定MS[1]至MS[P]在單位時間內攜載的位元數由小至大排列，在關連於同一預設信雜特徵值SNRt[n]且屬於不同預設調變設定的預設修正值e[1,n]至e[P,n]中，至少有部份數目個會呈現漸減的趨勢。舉例而言，在同一預設信雜特徵值SNRt[12]下，預設修正值e[1,12]至e[8,12]係呈漸減趨勢。類似地，在同一預設信雜特徵值SNRt[21]下，預設修正值e[1,21]至e[8,21]係呈漸減趨勢。如第5圖所示，在同一真實信雜特徵值SNR0(例如值h1)下，單位時間內攜載位元數較多的預設調變設定MS[p1](如曲線708的4096QAM)會比位元數較少的預設調變設定MS[p2](如曲線706的256QAM)更遠離真實信雜特徵值SNR0，故單位時間內攜載位元數較多的預設調變設定MS[p1]需要數值較小的預設信雜特徵值e[p1,n]以便在乘算時做較多的下修。延續上述表格與第7圖，請參考第8圖，其所示意的是未校正的初始信雜特徵值SNRi[k]與校正後的修正信雜特徵值SNRc[k]，其橫軸為接收電路20接收時的真實信雜特徵值SNR0(可為對數座標，單位為分貝)，縱軸則代表初始信雜特徵值SNRi[k]或修正信雜特徵值SNRc[k]之值。若接收電路20是依據探測封包(sounding packet)的接收來估計信雜特徵值，則該信雜特徵值對真實信雜特徵值SNR0之變化關係可由曲線1000示意；由於探測封包的內容是接收電路20可預先得知的， 故曲線1000可代表信雜特徵值估計的理想情形。相對地，若接收電路20是依據資料訊框(data frame)的接收來估計出初始信雜特徵值SNRi[k]，則初始信雜特徵值SNRi[k]對真實信雜特徵值SNR0的關係可由曲線1001代表；由於資料訊框中的數位資訊是接收電路20無法預先得知的，故初始信雜特徵值SNRi[k]會錯誤地被高估，使曲線1001較為偏離曲線1000。相較之下，曲線1002示意的則是經校正電路30補償後的修正信雜特徵值SNRc[k]對真實信雜特徵值SNR0的關係；由第8圖可看出，相較於曲線1001的初始信雜特徵值，曲線1002的修正信雜特徵值會十分趨近曲線1000，代表校正電路30的確能修正被錯估的初始信雜特徵值，使修正信雜特徵值能趨近理想情形。
請再度參考第1圖。在先進的現代化網路系統中，可依據接收電路20估計的信雜特徵值來適應性地調整信號發射及/或接收的運作。接收電路20中的應用電路36即可依據修正信雜特徵值SNRc[1]至SNRc[K]來輔助上述的適應性運作。舉例而言，應用電路36可包括一位元負載設定電路38，耦接校正電路30，用以依據各載波s1[k]的修正信雜特徵值SNRc[k]更新各載波s0[k]的對應調變設定ms[k]，對k=1至K。更新後之對應調變設定ms[k]可由一回授信號s4回授至發射電路10，而發射電路10便可依據更新後的對應調變設定ms[k]在各載波s0[k]上攜載後續數位資訊。舉例而言，假設發射電路10先採用某一預設調變設定MS[p1]作為載波s0[k]的對應調變設定ms[k]，若接收電路20在接收後得出數值較佳(較高)的修正信雜特徵值SNRc[k]，代表通道12在當下的資訊傳輸情況良好，故位元負載設定電路38可回授通知發射電路10，使發射電路10改採另一預設調變設定MS[p2]作為載波s0[k]的對應調變設定ms[k]；其中，預設調變設定MS[p2]在單位時間內攜載的位元數(即位元負載)可高於先前採用的預設調變設定MS[p1]。如此，便能有效地增加資訊傳輸的流量(throughput)。舉例而言，接收電路20可向發射電路10回 授一頻調圖譜(tone-map)，其可描述載波s0[1]至s0[K]應採用的對應調變設定ms[1]至ms[K]。
相對地，若接收電路20在接收後得出數值較差(較低)的修正信雜特徵值SNRc[k]，代表通道12在當下的資訊傳輸情況不佳，故位元負載設定電路38可回授通知發射電路10，使發射電路10可以沿用先前預設調變設定MS[p1]，或改採另一預設調變設定MS[p3]，以作為載波s0[k]的對應調變設定ms[k]；其中，預設調變設定MS[p3]的位元負載可低於先前採用的預設調變設定MS[p1]。如此，便能避免高雜訊影響數位資料傳輸的正確性。
不過，上述適應性運作的前提是接收電路30估計的信雜特徵值必須接近真實信雜特徵值；若接收電路30估計出的信雜特徵值與真實信雜特徵值的差異過大，網路系統依據估計信雜特徵值所進行的適應性運作反而會影響網路系統的正確運作。舉例而言，若應用電路36中的位元負載設定電路38依據的是初始信雜特徵值SNRi[k]而非修正信雜特徵值SNRc[k]，由於初始信雜特徵值SNRi[k]會比較為樂觀而高於真實信雜特徵值，故位元負載設定電路38會誤使發射電路10改採位元負載較高的調變設定以增加資訊傳輸的流量；雖資訊傳輸流量高，但錯誤率也會較高，因為接收電路20真正接收到的信號s1[k]其實已經受到高雜訊的干擾，能正確有效傳遞的資訊量反而減少。
不限於適應性位元負載特性，接收電路20估計的信雜特徵值還可用於其他先進功能，像是軟位元(soft-bit)解碼、軟決策(soft-decision)解碼、適應性調變與編碼(AMC，adaptive modulation and coding)、渦輪(turbo)解碼及/或動態功率控制等；這些先進功能都需要優良的信雜特徵值估計才能正確有效地運作。經本發明校正電路30修正後的修正信雜特徵值SNRc[k]正可滿足這些先進功能所需；對應地，第1圖中應用電路36也可包括支援上述先進功能的電路，例如說是軟位元解碼電路(未圖示)等，其可耦接校正電路30，以運用校正電路30產生的修正信雜 特徵值SNRc[k]。
延續第1圖，請參考第9圖，其所示意的是依據本發明一範例的流程1200；第1圖中之接收電路20可實施流程1200以修正信雜特徵值估計。流程1200的主要步驟可描述如下。
步驟1202：由接收電路20中的等化器24依據一接收信號s1提供一等化信號s2。其中，接收信號s1包含K(大於等於1)個載波s1[1]至s1[K]，並於各載波s1[k]上依據一對應調變設定ms[k]攜載對應數位資訊；對應調變設定ms[k]則係由P(大於等於1)個預設調變設定MS[1]至MS[P]中所選出。等化器24可對各載波s1[k]進行等化運作，以產生等化信號s2中的載波s2[k]。
步驟1204：由截剪器26進行一截剪步驟，以由該等化信號s2中判讀各載波s1[k]攜載的數位資訊smb[k]，並據以提供一截剪信號s3，其包括載波s3[1]至s3[K]。舉例而言，若載波s2[k]的對應調變設定ms[k]符合預設調變設定MS[p]，則截剪器26可採用第3圖所示的決策區間劃分D[p]，以依據載波s2[k]在散射圖上的位置判斷出其座落之決策區間d[p,i,q]，並將載波s2[k]攜載的數位資訊smb[k]判讀為關連星座點c[p,i,q]所對應的預設資訊SMB[p,i,q]，以反映於載波s3[k]。如前面討論過的(如第3圖)，截剪器26採用的決策區間劃分D[p]可以是固定邊界之決策區間劃分。
步驟1206：由估計電路28進行一估計步驟，以依據等化信號s2與截剪信號s3之差異為各載波s1[k]提供一初始信雜特徵值SNRi[k]。舉例而言，若截剪器26將載波s2[k]判讀為星座點c[p,i,q]，估計電路28可依據載波s2[k]與星座點c[p,i,q]間的散射圖差異向量估計出初始信雜特徵值SNRi[k]。
步驟1208：由校正電路30進行一校正步驟，以依據各載波s1[k]的初始信雜特徵值SNRi[k]之數值提供一對應修正值r[k]，並依據各載波s1[k]的對應修正值r[k]修正各載波s1[k] 的初始信雜特徵值SNRi[k]，以便為各載波s1[k]產生一修正信雜特徵值SNRc[k]。舉例而言。可由查表電路34為各預設調變設定MS[p]儲存N(大於1)個預設修正值e[p,1]至e[p,N]，並依據各載波s1[k]的對應調變設定ms[k]、各載波s1[k]的初始信雜特徵值SNR[k]與各預設調變設定MS[1]至MS[P]的預設修正值e[1,1]至e[P,N]而為各載波s1[k]提供對應修正值r[k]；並且，由乘法器32將各載波s1[k]的初始信雜特徵值SNRi[k]乘以各載波s1[k]的對應修正值r[k]，據以產生各載波s1[k]的修正信雜特徵值SNRc[k]。其中，各預設調變設定MS[p]的各預設修正值e[p,n]係關連於N個預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]的其中之一SNRt[n]。
當查表電路34為各載波s1[k]提供對應修正值r[k]時，係由預設調變設定MS[1]至MS[P]中找出與對應調變設定ms[k]相符合的預設調變設定MS[p]，並由預設信雜特徵值SNRt[1]至SNRt[N]中尋得一個與各載波s1[k]之初始信雜特徵值SNRi[k]最接近的預設信雜特徵值SNRt[n]，以在預設調變設定MS[p]的預設修正值e[p,1]至e[p,N]中將預設信雜特徵值SNRt[n]所關連的預設修正值e[p,n]作為各載波s1[k]的對應修正值r[k]。
流程1200可用硬體、軟體、韌體或三者之任意組合來實施。舉例而言，步驟1208可用硬體的校正電路30實施，查表電路34可包括靜態隨機存取記憶體(SRAM)以儲存表格800(第6圖)；或者，步驟1208可由處理器(未圖示)執行軟體及/或韌體來實施，並以動態隨機存取記憶體(DRAM)儲存表格800。
總結來說，本發明可改善(修正)接收端對信雜特徵值的估計；例如，接收端會因截剪器之硬決策運作而錯誤地高估信雜特徵值，而本發明技術則可適當地將高估的初始信雜特徵值下修為較為正確的修正信雜特徵值，使網路系統能依據修正信雜特徵值來正確地判斷通信(例如通道)狀況，並正確地進行適應性的收發調整，例如說是調整各載波的位元負載設定。
綜上所述，雖然本發明已以較佳範例揭露如上，然其並非用以限定本發明。本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
10‧‧‧發射電路
12‧‧‧通道
20‧‧‧接收電路
22‧‧‧通道估測電路
24‧‧‧等化器
26‧‧‧截剪器
28‧‧‧估計電路
30‧‧‧校正電路
32‧‧‧乘法器
34‧‧‧查表電路
36‧‧‧應用電路
38‧‧‧位元負載設定電路
s0-s4‧‧‧信號
s0[k]-s3[k]‧‧‧載波
SNRi[k]‧‧‧初始信雜特徵值
SNRc[k]‧‧‧修正信雜特徵值
r[k]‧‧‧修正值

Claims (15)

  1. 一種可修正信雜特徵值估計的接收電路，包含：一等化器，依據一接收信號提供一等化信號(equalized signal)；一截剪器，耦接該等化器，依據該等化信號提供一截剪信號(sliced signal)；一估計電路，耦接該等化器與該截剪器，用以依據該等化信號與該截剪信號之差異提供一初始信雜特徵值；以及一校正電路，耦接該估計電路，依據該初始信雜特徵值提供一對應修正值，並依據該對應修正值與該初始信雜特徵值產生一修正信雜特徵值。
  2. 如申請專利範圍第1項的接收電路，其中，該校正電路包含：一查表電路，儲存複數個預設修正值，並依據該初始信雜特徵值與該些預設修正值提供該對應修正值；其中，各該預設修正值係對應於複數個預設信雜特徵值的其中之一；以及一乘法器，耦接該查表電路與該估計電路，將該初始信雜特徵值乘以該對應修正值來產生該修正信雜特徵值。
  3. 如申請專利範圍第2項的接收電路，其中該查表電路係由該些預設修正值中尋得一預設修正值其對應之預設信雜特徵值最接近該初始信雜特徵值來提供該對應修正值。
  4. 如申請專利範圍第2項的接收電路，其中隨著該些預設信雜特徵值由小至大排列，相對應的該些預設修正值至少有部份數目個會先呈一第一增減趨勢變化，再呈一第二增減趨勢變化，且該第一增減趨勢與該第二增減趨勢相反。
  5. 如申請專利範圍第4項的接收電路，其中該一第一增減趨勢係為嚴格遞減，該第二增減趨勢係為嚴格遞增。
  6. 如申請專利範圍第1項的接收電路，其中該校正電路更依據該接收信號之一調變設定提供該對應修正值。
  7. 如申請專利案範圍第2項的接收電路，其中該查表電路更依據該接收信號之一調變設定提供該對應修正值；各該預設修正值係對應於複數個預設信雜特徵值的其中之一，對應於同一預設信雜特徵值且對應於不同預設調變設定的複數個預設修正值中，隨著該些預設調變設定在單位時間內攜載的位元數由小至大排列，至少有部份數目個預設修正值會呈現漸減的趨勢。
  8. 如申請專利範圍第6項的接收電路，更包含：一位元負載(bit loading)設定電路，耦接該校正電路，依據該修正信雜特徵值產生一回授信號至一發射電路，以更新該接收信號的該調變設定。
  9. 一種可於一接收電路中修正信雜特徵值估計的方法，包含依據該接收電路所接收之一接收信號提供一等化信號(equalized signal)；依據該等化信號提供一截剪信號；依據該等化信號與該截剪信號之差異提供一初始信雜特徵值；依據該初始信雜特徵值提供一對應修正值；以及依據該對應修正值與該初始信雜特徵值產生一修正信雜特徵值。
  10. 如申請專利範圍第9項的方法，其中依據該初始信雜特 徵值提供該對應修正值之步驟更包含：依據該初始信雜特徵值與複數個預設修正值提供該對應修正值；其中，各該預設修正值係對應於複數個預設信雜特徵值的其中之一。
  11. 如申請專利範圍第10項的方法，其中依據該初始信雜特徵值與該些預設修正值提供該對應修正值之步驟更包含：由該些預設修正值中尋得一預設修正值其對應之預設信雜特徵值最接近該初始信雜特徵值來提供該對應修正值。
  12. 如申請專利範圍第10項的方法，其中隨著該些預設信雜特徵值由小至大排列，相對應的該些預設修正值至少有部份數目個會先呈一第一增減趨勢變化，再呈一第二增減趨勢變化，且該第一增減趨勢與該第二增減趨勢相反。
  13. 如申請專利範圍第12項的方法，其中該一第一增減趨勢係為嚴格遞減，該第二增減趨勢係為嚴格遞增。
  14. 如申請專利範圍第10項的方法，其中依據該初始信雜特徵值與複數個預設修正值提供該對應修正值之步驟更包含：更依據該接收信號之一調變設定提供該對應修正值。
  15. 如申請專利範圍第14項的方法，其中各該預設修正值係對應於複數個預設信雜特徵值的其中之一，對應於同一預設信雜特徵值且對應於不同預設調變設定的複數個預設修正值中，隨著該些預設調變設定在單位時間內攜載的位元數由小至大排列，至少有部份數目個預設修正值會呈現漸減的趨勢。
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