TWI505748B - 發光二極體驅動電路 - Google Patents

Description

發光二極體驅動電路

本發明是有關於一種非線性負載驅動技術，且特別是有關於一種發光二極體驅動電路。

發光二極體(light emitting diode，LED)具有體積小、發光效率高、壽命長、響應速度快以及演色性佳等優點，因而被廣泛地使用。相較於使用汞的螢光燈管，LED屬於環保元件。在追求節能與無污染照明上，LED逐漸取代螢光燈管的地位。

對於使用交流電源之LED驅動電路而言，通常會採用橋式整流電路以獲得直流電壓，並且使用大電容將該直流電壓濾波以獲得穩定的直流鏈電壓，作為高頻切換式直流-直流轉換器的輸入。一般而言，這類型的LED驅動電路會造成輸入電流失真，進而產生大量諧波並造成功率因數低落。為了避免交流輸入電流波形失真，一般會在直流-直流轉換器前級加上一個額外的功率因數校正器以構成一雙級驅動架構，並且藉由功率因數校正器的補償而使LED驅動電路的整體功率因數被提高。然而，由於此類型的LED驅動電路需要較多的主動開關，而且在一般硬切換(hard switching)的控制方式下，往往會在主動開關切換的期間造成較大的切換損失。

在現行的技術下，設計者可藉由利用柔性切換(soft-switching)的控制方式來使主動開關的切換損失得以降低。舉例來說，一般常用的柔性切換控制方式可分為零電壓切換導通(zero voltage switching-on，ZVS)以及零電流切換導通(zero current switching-on，ZCS)等兩種。無論是零電壓切換導通或零電流切換導通的控制方式，其皆可實質上地令主動開關在切換期間內不會產生能量損失。

然而，為了實現上述柔性切換的控制機制，一般通常必需在LED驅動電路中增加額外的輔助電路或減震電路，而上述額外的電路皆會使LED驅動電路的設計複雜度與成本提升。

本發明提供一種發光二極體驅動電路，其可在不需增加額外的輔助電路或減震電路的條件下，實現零電壓切換導通的控制機制。

本發明的發光二極體驅動電路適於驅動發光二極體負載。所述發光二極體驅動電路包括交流電源、橋式整流器、第一與第二二極體、第一、第二及第三電感、第一與第二電晶體以及第一與第二電容。交流電源提供交流電壓。橋式整流器耦接交流電源，用以對交流電壓進行整流，並據以於其第一輸出端與第二 輸出端之間產生相應的直流電壓。第一二極體的陰極端與第二二極體的陽極端共同耦接橋式整流器的第一輸出端。第一電感的第一端與第二電感的第二端共同耦接橋式整流器的第二輸出端。第一電感的第二端耦接發光二極體負載的陰極端。第二電感的第一端耦接第一二極體的陽極端。第三電感的第一端耦接第二二極體的陰極端。第三電感的第二端耦接發光二極體負載的陽極端。第一與第二電晶體的閘極分別接收第一與第二控制訊號。第一電晶體的第二源汲極與第二電晶體的第一源汲極共同耦接橋式整流器的第一輸出端。第二電晶體的第二源汲極耦接發光二極體負載的陰極端。第一電容的第一端耦接第一電晶體的第一源汲極。第二電容的第一端耦接發光二極體負載的陽極端。第一電容的第二端與第二電容的第二端共同耦接發光二極體負載的陰極端。

在本發明一實施例中，第一與第二控制訊號係互為反相的脈寬調變(pulse-width modulation，PWM)訊號，且第一與第二控制訊號之間具有一怠遲期間，其中第一與第二控制訊號於怠遲期間內同時禁能。

在本發明一實施例中，第一與第二電晶體分別反應於第一與第二控制訊號而切換導通狀態，從而使些電感與電容反應於第一與第二電晶體的切換而儲存或釋放電能，並且據以於第二電容的兩端產生一驅動電壓。

在本發明一實施例中，第一電晶體、第二電晶體、第一二極體、第一電容、第一電感以及第二電感構成一降升壓轉換器 (buck-boost converter)。

在本發明一實施例中，降升壓轉換器操作於不連續導通模式(discontinuous conduction mode，DCM)。

在本發明一實施例中，第一電晶體、第二電晶體、第二二極體、第二電容以及第三電感構成一降壓轉換器(buck converter)。

在本發明一實施例中，降壓轉換器操作於不連續導通模式，並且第三電感的電感值符合條件：，其中L₃ 為第三電感的電感值，T_P 為第一或第二控制訊號的週期，R_LED 為發光二極體負載的阻抗，V₁ 為第一電容的跨壓，且V_O 為第二電容的電壓。

在本發明一實施例中，降壓轉換器操作於連續導通模式，並且第三電感的電感值符合條件：L ₃ T _P R _LED ，其中L₃ 為第三電感的電感值，T_P 為第一或第二控制訊號的週期，且R_LED 為發光二極體負載的阻抗。

在本發明一實施例中，第一與第二電感的線圈匝數符合條件：，其中N₁ 與N₂ 分別為第一與第二電感的線圈匝數，V₁ 為第一電容的跨壓，且V_m 為直流電壓的振幅。

基於上述，本發明實施例提出一種發光二極體驅動電路，其可利用既有之主動開關的二極體特性而透過特定的電路配 置與電路參數選擇來實現零電壓切換導通的控制機制。其中，由於所述發光二極體驅動電路不需要設計額外的輔助電路或減震電路即可具有零電壓切換導通特性，因此可有效地降低發光二極體驅動電路設計與製造的成本。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

10‧‧‧發光二極體負載

100‧‧‧發光二極體驅動電路

110‧‧‧交流電源

120‧‧‧橋式整流器

130‧‧‧降升壓轉換器

140‧‧‧降壓轉換器

C₁ 、C₂ 、C_m ‧‧‧電容

D_B1 ~D_B4 、D₁ 、D₂ ‧‧‧二極體

D_S1 、D_S2 ‧‧‧本質二極體

DS‧‧‧直流電源

i₁ 、i₂ 、i₃ ‧‧‧輸出電流

i_in ‧‧‧交流電流

i_S1 、i_S2 ‧‧‧汲極電流

L₁ 、L₂ 、L₃ 、L_m ‧‧‧電感

LED+‧‧‧發光二極體負載的陽極端

LED-‧‧‧發光二極體負載的陰極端

LP1~LP6‧‧‧電流迴路

M1、M2‧‧‧電晶體

Md1~Md6‧‧‧操作模式

R_LED ‧‧‧阻抗

S1、S2‧‧‧控制訊號

T1、T2‧‧‧輸出端

T_d ‧‧‧怠遲期間

T_P ‧‧‧驅動週期

t₀ ~t₆ ‧‧‧時間

V₁ ‧‧‧電壓

V_DS1 、V_DS2 ‧‧‧汲源極電壓

V_in ‧‧‧交流電壓

V_rec ‧‧‧直流電壓

V_O ‧‧‧驅動電壓

圖1為本發明一實施例之發光二極體驅動電路的示意圖。

圖2為本發明一實施例之發光二極體驅動電路的電路架構示意圖。

圖3A~3F為本發明一實施例之發光二極體驅動電路於不同操作模式下的等效電路示意圖。

圖4為本發明一實施例之發光二極體驅動電路的波形示意圖。

本發明實施例提出一種發光二極體驅動電路，其可利用既有之主動開關的二極體特性而透過特定的電路配置與電路參數選擇來實現零電壓切換導通(zero voltage switching-on，ZVS)的控制機制。其中，由於所述發光二極體驅動電路不需要設計額外 的輔助電路或減震電路即可具有零電壓切換導通特性，因此可有效地降低發光二極體驅動電路設計與製造的成本。為了使本揭露之內容可以被更容易明瞭，以下特舉實施例作為本揭露確實能夠據以實施的範例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/步驟，係代表相同或類似部件。

圖1為本發明一實施例之發光二極體驅動電路的示意圖。在本實施例中，發光二極體驅動電路100係用以驅動發光二極體負載10，其中發光二極體負載10可由一組或多組相互並接的發光二極體串所組成，並且各個發光二極體串中可包括一個或多個相互串接的發光二極體，本發明不以此為限。

請參照圖1，發光二極體驅動電路100包括交流電源110、橋式整流器120、降升壓轉換器130(buck-boost converter)以及降壓轉換器140(buck converter)。交流電源110可用以提供交流電壓V_in 。橋式整流器120耦接交流電源110，以對交流電壓V_in 進行整流，並據以在其兩輸出端T1與T2之間產生一相應的直流電壓V_rec 。降升壓轉換器130與降壓轉換器140構成一雙級驅動架構。

在本實施例中，作為第一級電路的降升壓轉換器130係用以依據相應的控制訊號而對直流電壓V_rec 進行升/降壓，其中降升壓轉換器130係被設計操作於不連續導通模式(discontinuous conduction mode，DCM)，藉以提供功率因數校正(power factor correction，PFC)的功能。作為第二級電路的降壓轉換器140則 係用以依據相應的控制訊號對降升壓轉換器130的輸出進行降壓，並據以產生驅動電壓V_O 來驅動發光二極體負載10。

此外，用以控制降升壓轉換器130與降壓轉換器140的控制訊號可由配置於發光二極體驅動電路100中的一控制晶片(未繪示)所產生，其中所述控制晶片可藉由偵測發光二極體負載10的負載特性(如發光二極體負載10的實際跨壓或實際流經發光二極體負載10的電流)而控制驅動電壓V_O 的大小，藉以令發光二極體負載10可操作於定電流下發光。此外，控制晶片還可依據設計者的設計而在特定的負載條件下執行過電流保護(over current protection，OCP)或過電壓保護(over voltage protection，OVP)等保護機制以保護發光二極體負載10，本發明不以此為限。

為了更清楚的說明發光二極體驅動電路100的具體架構，圖2為本發明一實施例之發光二極體驅動電路的電路架構示意圖。請參照圖2，在本實施例中，橋式整流器120可進一步地利用二極體D_B1 ~D_B4 所組成之全橋式整流電路架構來實現，降升壓轉換器130可利用電晶體M1與M2、二極體D₁ 、電容C₁ 以及電感L₁ 與L₂ 的電路架構來實現，且降壓轉換器140可利用電晶體M1與M2、二極體D₂ 、電容C₂ 以及電感L₃ 的電路架構來實現。於此，電晶體M1與M2係以N型電晶體為例，但本發明不以此為限。

詳細而言，在發光二極體驅動電路100中，二極體D₁ 的陰極端與二極體D₂ 的陽極端共同耦接橋式整流器120的輸出端T1 (即二極體D_B1 與D_B2 的陰極端)。電感L₁ 的第一端與電感L₂ 的第二端共同耦接橋式整流器120的輸出端T2(即二極體D_B3 與D_B4 的陽極端)。電感L₁ 的第二端耦接發光二極體負載10的陰極端LED-。電感L₂ 的第一端耦接二極體D₁ 的陽極端。電感L₃ 的第一端耦接二極體D₂ 的陰極端，且電感L₃ 的第二端耦接發光二極體負載10的陽極端LED+。電晶體M1與M2的閘極分別接收控制訊號S1與S2，電晶體M1的源極與電晶體M2的汲極共同耦接橋式整流器120的輸出端T1，且電晶體M2的源極耦接發光二極體負載10的陰極端LED-。電容C₁ 的第一端耦接電晶體M1的汲極，電容C₂ 的第一端耦接發光二極體負載10的陽極端LED+，且電容C₁ 與C₂ 的第二端共同耦接發光二極體負載10的陰極端LED-。

在本實施例中，降升壓轉換器130與降壓轉換器140會共用電晶體M1與M2作為主動開關。其中，控制晶片會提供具有脈寬調變(pulse-width modulation，PWM)特性且互為反相的兩控制訊號S1與S2來控制電晶體M1與M2的切換，以使降升壓轉換器130與降壓轉換器140中的電感L₁ 、L₂ 、L₃ 與電容C₁ 、C₂ 可反應於電晶體M1與M2的切換而儲存或釋放電能，從而令降升壓轉換器130與降壓轉換器140可對所接收之直流電壓V_rec 進行升/降壓的動作，並且據以於電容C₂ 的兩端產生驅動電壓V_O 來驅動發光二極體負載(詳細操作態樣於後述實施例進一步說明)。

此外，在本實施例中，電晶體M1與M2實際上會基於其本身基底端(body)的二極體特性而具有一反向(相對於汲極至 源極的方向而言)並聯的本質二極體(intrinsic body diode)，如電晶體M1的本質二極體D_S1 與電晶體M2的本質二極體D_S2 。其中，電晶體M1與M2的本質二極體D_S1 與D_S2 的陰極端分別等效耦接於電晶體M1與M2的汲極，且電晶體M1與M2的本質二極體D_S1 與D_S2 的陽極端分別等效耦接於電晶體M1與M2的源極。

以下進一步地以圖3A~3F與圖4來說明本發明實施例之發光二極體驅動電路100在一個驅動週期T_P 內的操作態樣。其中，圖3A~3F為本發明一實施例之發光二極體驅動電路於不同操作模式下的等效電路示意圖。圖4為本發明一實施例之發光二極體驅動電路的波形示意圖。於此，為簡化說明，圖3A~3F實施例係以將交流電源110與橋式整流器120等效為耦接於輸出端T1與T2間的直流電源DS，並且將發光二極體負載10等效為阻抗R_LED 為例。

在本實施例中，控制訊號S1與S2係以具有一怠遲期間T_d (dead time)，且具有約50%責任週期的脈寬調變訊號(忽略怠遲期間T_d 的狀態下)為例，其中控制訊號S1與S2於怠遲期間T_d 內同時位於低準位而令電晶體M1與M2皆處於截止的狀態(如電晶體M1與M2為P型電晶體，則於怠遲期間T_d 內控制訊號S1與S2係同時位於高準位)。

首先，請同時參照圖3A與圖4，在發光二極體驅動電路100進入第一操作模式Md1之前(即時間t₀ 之前)，電晶體M1仍反應於高準位的控制訊號S1而處於導通狀態。當控制訊號S1於 時間t₀ 從高準位轉態為低準位時，發光二極體驅動電路100進入第一操作模式Md1。

在第一操作模式下Md1(t₀ 至t₁ 期間)，電晶體M1與M2會先在怠遲期間T_d 內反應於低準位的控制訊號S1與S2而同時截止，使得電感L₁ 與L₃ 基於其跨壓(電感L₁ 之跨壓為直流電壓V_rec ，電感L₃ 之跨壓為負的驅動電壓-V_O )而分別儲存與釋放電能。

於此操作模式下，為了保持輸出電流i₁ 與i₃ 的連續性，除了經由電感L₁ 而形成電流迴路LP1之外，電晶體M2的本質二極體D_S2 也會被導通以形成另一電流迴路LP2，其中電流迴路LP1係由電感L₃ 、電容C₂ 、電感L₁ 、直流電源DS以及二極體D₂ 所形成，且電流迴路LP2係由電感L₃ 、電容C₂ 、本質二極體D_S2 以及二極體D₂ 所形成。

於怠遲期間T_d 之後，雖然此時電晶體M2會接收到高準位的控制訊號S2，但由於本質二極體D_S2 仍反應於迴路LP2上的電流而處於導通的狀態，使得電晶體M2無法立即導通。因此，即使在怠遲期間T_d 後，只要是電感L₃ 的輸出電流i₃ 仍大於電感L₁ 的輸出電流i₁ ，則電晶體M2仍然會維持於截止的狀態。換言之，在發光二極體驅動電路100操作於第一操作模式Md1的期間t₀ ~t₁ 內，電晶體M2會基於導通的本質二極體D_S2 而產生反向的汲極電流i_S2 (從源極至汲極)，並且使其汲源極電壓V_DS2 被箝制於趨近於零的電壓準位(約為-0.7V(即，負的二極體導通電壓))。

此外，於第一操作模式Md1下，電感L₁ 與L₃ 的輸出電流i₁ 與i₃ 可分別利用下式表示之：

由上式(1)與(2)可知，輸出電流i₁ 會基於電感L₁ 的儲能而在時間t₀ 至t₁ 的期間內逐漸上升，且輸出電流i₃ 會基於電感L₃ 的釋能而在時間t₀ 至t₁ 的期間內從峰值逐漸降低。此外，電晶體M2的汲極電流i_S2 會隨著輸出電流i₃ 而逐漸降低。其中，於此操作模式下，電感L₃ 的初始輸出電流i₃ 會大於電感L₁ 的初始輸出電流i₁ ，但兩者間會隨時間而逐漸接近。當電感L₁ 的輸出電流i₁ 上升至大於輸出電流i₃ 時，發光二極體驅動電路100會從第一操作模式Md1進入第二操作模式Md2。

請同時參照圖3B與圖4，在第二操作模式Md2下(t₁ 至t₂ 期間)，電感L₁ 持續儲存電能而使其輸出電流i₁ 持續提升，且電感L₃ 則持續釋放電能而使其輸出電流i₃ 持續降低。此時，電晶體M2會被導通以形成電流迴路LP3，並且使得本質二極體D_S2 相對地被截止而截止電流迴路LP2，其中電流迴路LP3係由電晶體M2、電感L₁ 以及直流電源DS所形成。於此操作模式下，電感L₁ 與L₃ 的輸出電流i₁ 與i₃ 在第二操作模式Md2下同樣可利用上述公式(1)與(2)表示。當電感L₃ 的輸出電流i₃ 下降至零時，發光二極體驅動電路100會從第二操作模式Md2進入第三操作模式 Md3。

請同時參照圖3C與圖4，在第三操作模式Md3下(t₂ 至t₃ 期間)，電感L₃ 的輸出電流i₃ 為零而使電流迴路LP1截止。電感L₁ 則持續反應於直流電壓V_rec 而儲能，使得輸出電流i₁ 持續提升。當控制訊號S2於時間t₃ 從高準位轉態為低準位時，發光二極體驅動電路100從第三操作模式Md3進入第四操作模式Md4。

請同時參照圖3D與圖4，在第四操作模式下Md4(t₃ 至t₄ 期間)，電晶體M1與M2會先在怠遲期間T_d 內反應於低準位的控制訊號S1與S2而同時截止，使得電感L₁ 與L₃ 基於其跨壓而分別釋放與儲存電能。此外，電感L₂ 會在進入第四操作模式Md4的時間點t₄ 下產生與輸出電流i₁ 相同的輸出電流i₂ ，並且在發光二極體驅動電路100操作於第四操作模式Md4的期間內，與電感L₁ 一同釋放電能。

於此操作模式下，為了保持其輸出電流i₁ 、i₂ 及i₃ 的連續性，除了經由電感L₃ 而形成電流迴路LP4之外，電晶體M1的本質二極體D_S1 也會被導通以形成另一電流迴路LP5，其中電流迴路LP4係由電感L₁ 、電感L₂ 、二極體D₁ 、二極體D₂ 、電感L₃ 以及電容C₂ 所形成，且電流迴路LP5係由電感L₁ 、電感L₂ 、二極體D₁ 、本質二極體D_S1 以及電容C₁ 所形成。

於怠遲期間T_d 之後，雖然此時電晶體M1會接收到高準位的控制訊號S1，但由於本質二極體D_S1 仍反應於迴路LP5上的電流而處於導通的狀態，使得電晶體M1無法立即導通。因此，即 使在怠遲期間T_d 後，只要是電感L₁ (或L₂ )的輸出電流i₁ (或i₂ )仍大於電感L₃ 的輸出電流i₃ ，則電晶體M1仍然會維持於截止的狀態。換言之，在發光二極體驅動電路100操作於第四操作模式Md4的期間t₃ ~t₄ 內，電晶體M1會基於導通的本質二極體D_S1 而產生反向的汲極電流i_S1 (從源極至汲極)，並且使其汲源極電壓V_DS1 被箝制於趨近於零的電壓準位。

在本實施例中，為了使電流可如預期般地流經電感L₂ 以形成電流迴路LP4與LP5，電感L₂ 的跨壓必須高於直流電壓V_rec 的振幅。因此，電感L₁ 與L₂ 之間必須符合以下關係式：

其中，N1與N2分別為電感L₁ 與L₂ 的線圈匝數，V₁ 為電容C₁ 的跨壓，且V_m 為直流電壓V_rec 的振幅。

只要電感L₁ 與L₂ 被設計為符合上述關係式，即可使橋式整流器120的二極體D_B1 ~D_B4 被逆向偏壓而截止，從而令電感L₁ 的輸出電流i₁ 流入電感L₂ 以形成電流迴路LP4與LP5。

此外，於第四操作模式Md4下，電感L₁ 、L₂ 與L₃ 的輸出電流i₁ 、i₂ 與i₃ 可分別利用下式表示之：

由上式(4)與(5)可知，輸出電流i₁ 、i₂ 會基於電感 L₁ 、L₂ 的釋能而在時間t₃ 至t₄ 的期間內從峰值逐漸降低，且輸出電流i₃ 則會基於電感L₃ 的儲能而在時間t₃ 至t₄ 的期間內逐漸上升。此外，電晶體M1的汲極電流i_S1 會隨著輸出電流i₁ 、i₂ 而逐漸降低。其中，於此操作模式下，電感L₁ 與L₂ 的初始輸出電流i₁ 與i₂ 會大於電感L₃ 的初始輸出電流i₃ ，但兩者間會隨時間而逐漸接近。當電感L₃ 的輸出電流i₃ 上升至大於輸出電流i₁ 或i₂ 時，發光二極體驅動電路100會從第四操作模式Md4進入第五操作模式Md5。

請同時參照圖3E與圖4，在第五操作模式Md5下(t₄ 至t₅ 期間)，電感L₃ 持續儲存電能而使其輸出電流i₃ 持續提升，且電感L₁ 與L₂ 則持續釋放電能而使其輸出電流i₁ 與i₂ 持續降低。此時，電晶體M1會被導通以形成電流迴路LP6，並且使得本質二極體D_S1 相對地被截止而截止電流迴路LP5，其中電流迴路LP6係由電晶體M1、二極體D₂ 、電感L₃ 、電容C₂ 以及電容C₁ 所形成。於此操作模式下，電感L₁ 、L₂ 與L₃ 的輸出電流i₁ 、i₂ 與i₃ 在第五操作模式Md5下同樣可利用上述公式(4)與(5)表示。當電感L₁ 與L₂ 的輸出電流i₁ 與i₂ 下降至零時，發光二極體驅動電路100會從第五操作模式Md5進入第六操作模式Md6。

請同時參照圖3F與圖4，在第六操作模式Md6下(t₅ 至t₆ 期間)，電感L₁ 與L₂ 的輸出電流i₁ 與i₂ 為零而使電流迴路LP4截止。電感L₃ 則持續反應於電容C₁ 的跨壓V₁ 而儲能，使得輸出電流i₃ 持續提升。當控制訊號S1於時間t₆ 從高準位轉態為低準位時，發光二極體驅動電路100結束此一驅動週期T_P ，並且在下一 時間點進入下一驅動週期的第一操作模式Md1。

請再參照圖2，從另一觀點來看，上述實施例之第一至第三操作模式Md1~Md3的操作期間t₀ 至t₃ 可視為是降升壓轉換器130作為功率因數校正器的運作期間。詳細而言，在發光二極體驅動電路100操作於第一至第三操作模式的期間t₀ 至t₃ 內，電晶體M2與本質二極體D_S2 兩者間交互導通，以令電感L₁ 反應於直流電壓V_rec 所提供的能量而儲能，並且逐漸提升其輸出電流i₁ 。在此，交流電源110所輸出的交流電流i_in 可利用下式表示之：

其中，V _m sin(2π f _L t )即為交流電壓V_in 。因此，由上式(6)可知，在降升壓轉換器130運作的期間，交流電源110所輸出的交流電流i_in 與交流電壓V_in 具有相同的相位，故降升壓轉換器130可提供高功率因數的特性。

此外，在本實施例中，降升壓轉換器130係操作於不連續導通模式下，以使其可具有上述之高功率因數的特性。其中，只要電感L₁ 與L₂ 的線圈匝數可符合上述公式(3)的關係，即可令降升壓轉換器130操作於不連續導通模式。

另一方面，上述實施例之第四至第六操作模式Md4~Md6的操作期間t₃ 至t₆ 可視為是降壓轉換器140的儲能運作期間。詳細而言，在發光二極體驅動電路100操作於第四至第六操作模式的期間t₃ 至t₆ 內，電晶體M1與本質二極體D_S1 兩者間交互導通， 以令電感L₃ 反應於電容C₁ 的跨壓V₁ 所提供的能量而儲能，以逐漸提升其輸出電流i₃ 來對電容C₂ 充電並且對發光二極體負載10供電。反之，在降壓轉換器140的截止期間t₀ 至t₃ 內，降壓轉換器140則藉由電容C₂ 放電來對發光二極體負載10供電。基此，降壓轉換器140即可在驅動週期T_P 內藉由電容C₂ 的充放電動作而產生穩定的驅動電壓V_O 來驅動發光二極體負載10。

值得注意的是，在上述操作模式說明中，主要係以降升壓轉換器130與降壓轉換器140皆操作於不連續導通模式為例。然而，本發明實施例的降壓轉換器140亦可操作於連續導通模式(continuous conduction mode，CCM)，本發明不以此為限。

舉例來說，若是降壓轉換器140操作於連續導通模式下，則發光二極體驅動電路100在上述第二操作模式Md2之後，不會進入第三操作模式Md3，而是會持續操作於第二操作模式下以令電感L₃ 持續釋能，直到電晶體M2反應於低準位的控制訊號S2而截止時，發光二極體驅動電路100即直接進入第四操作模式Md4。

更進一步地說，若是要將降壓轉換器140設計為操作在連續導通模式(CCM)，則電感L₃ 的電感值必須符合以下關係式：

反之，若是要將降壓轉換器140設計為操作在不連續導通模式(DCM)，則電感L3的電感值必須符合以下關係式：

其中，L₃ 為第三電感的電感值，T_P 為第一或第二控制訊號的週期，R_LED 為發光二極體負載的阻抗，V₁ 為電容C₁ 的跨壓，且V_O 為電容C₂ 的跨壓(即，驅動電壓)。

綜上所述，本發明實施例提出一種發光二極體驅動電路，其可利用既有之主動開關的二極體特性而透過特定的電路配置與電路參數選擇來實現零電壓切換導通的控制機制。其中，由於所述發光二極體驅動電路不需要設計額外的輔助電路或減震電路即可具有零電壓切換導通特性，因此可有效地降低發光二極體驅動電路設計與製造的成本。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

10‧‧‧發光二極體負載

100‧‧‧發光二極體驅動電路

110‧‧‧交流電源

120‧‧‧橋式整流器

130‧‧‧降升壓轉換器

140‧‧‧降壓轉換器

C₁ 、C₂ 、C_m ‧‧‧電容

D_B1 ~D_B4 、D₁ 、D₂ ‧‧‧二極體

D_S1 、D_S2 ‧‧‧本質二極體

i_in ‧‧‧交流電流

i₁ 、i₂ 、i₃ ‧‧‧輸出電流

i_S1 、i_S2 ‧‧‧汲極電流

L₁ 、L₂ 、L₃ 、L_m ‧‧‧電感

LED+‧‧‧發光二極體負載的陽極端

LED-‧‧‧發光二極體負載的陰極端

M1、M2‧‧‧電晶體

S1、S2‧‧‧控制訊號

T1、T2‧‧‧輸出端

V₁ ‧‧‧電壓

V_in ‧‧‧交流電壓

V_rec ‧‧‧直流電壓

V_O ‧‧‧驅動電壓

Claims (9)

1. 一種發光二極體驅動電路，適於驅動一發光二極體負載，該發光二極體驅動電路包括：一交流電源，提供一交流電壓；一橋式整流器，耦接該交流電源，用以對該交流電壓進行整流，並據以於其第一輸出端與第二輸出端之間產生一相應的直流電壓；一第一與一第二二極體，其中該第一二極體的陰極端與該第二二極體的陽極端共同耦接該橋式整流器的第一輸出端；一第一、一第二及一第三電感，其中該第一電感的第一端與該第二電感的第二端共同耦接該橋式整流器的第二輸出端，該第一電感的第二端耦接該發光二極體負載的陰極端，該第二電感的第一端耦接該第一二極體的陽極端，該第三電感的第一端耦接該第二二極體的陰極端，且該第三電感的第二端耦接該發光二極體負載的陽極端；一第一與一第二電晶體，其中該第一與該第二電晶體的閘極分別接收一第一與一第二控制訊號，該第一電晶體的第二源汲極與該第二電晶體的第一源汲極共同耦接該橋式整流器的第一輸出端，且該第二電晶體的第二源汲極耦接該發光二極體負載的陰極端；以及一第一與一第二電容，其中該第一電容的第一端耦接該第一電晶體的第一源汲極，該第二電容的第一端耦接該發光二極體負 載的陽極端，且該第一電容的第二端與該第二電容的第二端共同耦接該發光二極體負載的陰極端。
2. 如申請專利範圍第1項所述的發光二極體驅動電路，其中該第一與該第二控制訊號係互為反相的脈寬調變(pulse-width modulation，PWM)訊號，且該第一與該第二控制訊號之間具有一怠遲期間，其中該第一與該第二控制訊號於該怠遲期間內同時禁能。
3. 如申請專利範圍第2項所述的發光二極體驅動電路，其中該第一與該第二電晶體分別反應於該第一與該第二控制訊號而切換導通狀態，從而使該些電感與電容反應於該第一與該第二電晶體的切換而儲存或釋放電能，並且據以於該第二電容的兩端產生一驅動電壓。
4. 如申請專利範圍第1項所述的發光二極體驅動電路，其中該第一電晶體、該第二電晶體、該第一二極體、該第一電容、該第一電感以及該第二電感構成一降升壓轉換器(buck-boost converter)。
5. 如申請專利範圍第4項所述的發光二極體驅動電路，其中該降升壓轉換器操作於不連續導通模式(discontinuous conduction mode，DCM)。
6. 如申請專利範圍第1項所述的發光二極體驅動電路，其中該第一電晶體、該第二電晶體、該第二二極體、該第二電容以及該第三電感構成一降壓轉換器(buck converter)。
7. 如申請專利範圍第6項所述的發光二極體驅動電路，其中該降壓轉換器操作於不連續導通模式，並且該第三電感的電感值符合以下條件： 其中L₃ 為該第三電感的電感值，T_P 為該第一或該第二控制訊號的週期，R_LED 為該發光二極體負載的阻抗，V₁ 為該第一電容的跨壓，且V_O 為該第二電容的跨壓。
8. 如申請專利範圍第6項所述的發光二極體驅動電路，其中該降壓轉換器操作於連續導通模式，並且該第三電感的電感值符合以下條件： 其中L₃ 為該第三電感的電感值，T_P 為該第一或該第二控制訊號的週期，且R_LED 為該發光二極體負載的阻抗。
9. 如申請專利範圍第1項所述的發光二極體驅動電路，其中該第一與該第二電感符合以下條件： 其中N₁ 與N₂ 分別為該第一與該第二電感的線圈匝數，V₁ 為該第一電容的跨壓，且V_m 為該直流電壓的振幅。