TWI391677B - 耦合線結構之高頻電容測試器及其測試方法 - Google Patents

Description

耦合線結構之高頻電容測試器及其測試方法

本發明係有關一種耦合線結構之高頻電容測試器及其測試方法，尤指一種於基板上覆設一耦合線組以供待測電容器電性搭接，俾能以量測裝置來量測出高頻電容測試器的一散射參數，進而得到與散射參數相應的待測電容值者。

按，一般所知的電容器基本結構係由兩片金屬平板，中間隔以絕緣介質組合而成，其中電容量的大小取決於金屬片的面積、兩板間的間距以及介於兩板間材質的介質常數。歷史上第一個有留下記錄的電容器是克拉斯特主教(Ewald Georg von Kleist)於1745年10月所發明的，其結構是一個內外層均鍍有金屬膜的玻璃瓶，玻璃瓶內有一金屬桿，一端和內層的金屬膜連結，另一端則連結一金屬球體。在1746年1月時，一個丹麥物理學家馬森布魯克也獨立發明了構造非常類似的電容器，當時克拉斯特主教的發明尚未廣為人知。由於馬森布魯克當時在萊頓大學任教，因此將其命名為萊頓瓶如參考文獻[1]。

隨著現代通訊系統的快速發展，電容器被廣泛運用於高頻旁路、交連電容與直流阻隔(DC block)如參考文獻[2-3]等，若與電感器組合，則可設計為濾波器如參考文獻[4-6]，或調諧電路如參考文獻[7]。在電容器的廣泛運用下，量測電容的技術日趨重要。

目前電容測試器具體作法有：使用LCR Meter量測，其原理為發送一已知振幅及頻率的交流信號給待測電容，電容之電流經儀器內部處理計算後即可量測出待測電容器的電容值。M. Fonseca da Silva 等提出基於傳統的Schering橋式電路上增加類比轉數位(Analog to Digital,ADC)電路，數位轉類比(Digital to Analog,DAC)電路，整合電路以及個人電腦的自動電容量測方法[8]。P. Aronhime等提出三種架構，分別為使用基本的RC串聯電路，加上二極體以及開關，且透過電容充放電時間，推算出電容量如參考文獻[9]。M. A. Atmanand等提出在未知的待測元件上，加上電壓源或電流源，計算出元件上的電壓或電流以及其相位差，即可量測出未知的待測元件為電感或電容如參考文獻[10]。本文提出利用平面電路結構與網路分析儀達到量測高頻電容值之新方法。

參考文獻

[1]　http://wikipedia. tw/

[2]　D. Lacombe,J. Cohen,“Octave-Band Microstrip DC Blocks(Short Papers),”IEEE Trans. Microwave Theory and Tech.,Vol. 20,no. 8,pp. 555-556,Aug. 1972.

[3]　C. Y. Ho,“Analysis of DC Blocks Using Coupled Lines(Letters),”IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques,Vol. 23,no. 9,pp. 773-774,Sep. 1975.

[4]　G. L. Matthaei,L. Young and E. M. T. Jones,Microwave Filters,Impedanc-Matching Network,and Coupling Structures,Artech House,Debham,Mass.,1980.

[5]　R. E. Collin,Foundations for Microwave Engineering,Second Edition,McGraw-Hill,N. Y.,1992.

[6]　J. S. Hong,M. J. Lancaster,Microstrip Filters for RF/Microwave Applications,Wiley,N. Y.,2001.

[7]　S. Sabaroff,“Impulse Excitation of a Cascade of Series Tuned Circuits,”Proceedings of the IRE,Vol. 32,no. 12,pp. 758-760,Dec. 1944.

[8]　M. Fonseca da Silva,A. Cruz Serra,“Capacitance measurement method,”IEEE AFRICON 4th AFRICON,Vol. 1,pp. 247-250,Sept. 1996.

[9]　P. Aronhime,G. Cecil,“A new method of capacitance measurement,”Proceedings of the 35th Midwest Symposium on Circuits and Systems,Vol. 1,pp. 718-721,Aug. 1992.

[10]　M. A. Atmanand,V. J. Kumar,V. G. K. Murti,“Anovel method of measurement of L and C,”IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement,Vol. 44,no. 4,pp. 898-903,Aug. 1995.

[11]　E. M. T. Jones,“Coupled-Strip-Transmission-Line Filters and Directional Couplers,”IEEE Trans. Microwave Theory and Tech.,vol. 4,pp. 75-81,Apr. 1956.

[12]　G. I. Zysman and A. K. Johnson,“Coupled Transmission Line Networks in an Inhomogeneous Dielectric Medium,”IEEE Trans. Microwave Theory and Tech.,vol. 17,pp. 753-759,Oct. 1969.

[13]　Pozar,D. M.,Microwave Engineering,Second Edition,New York:Wiley,1998.

本發明之主要目的在於提供一種耦合線結構之高頻電容測試器及其測試方法，主要係利用平面電路結構與網路分析儀進行高頻電容值的量測，經過實際電路量測與模擬結果顯示，模擬值與量測值相當吻合，故可供產業充分大量應用於生產線上，因而具備結構簡單、方便設計、量測快速方便以及製作容易以大幅降低生產成本等特點。

為達成上述功效，本發明所採用之技術手段於一基板上覆設一耦合線組，耦合線組由一直線延伸的第一耦合線及二位在基板且在同一直線上的第二耦合線所構成，第一耦合線之第一端為一訊號輸入端，其第二端為一訊號輸出端，每一第二耦合線之第一端分別接地，二個第二耦合線之第二端相對並具一供一待測之電容器電性搭接的空隙，俾能以一量測裝置來量測出高頻電容測試器的一散射參數，俾能由計算後得到與散射參數相應的待測電容值者。

壹.本發明之技術概念

請參看圖五及附件二所示，本發明主要係應用在高頻電容值測定的技術領域上，並且利用平面電路結構與網路分析儀達到高頻電容值的量測作業，並可透過由兩耦合線所串接組成的耦合線組(20)以供待測電容器C電性搭接，至於電路模擬則可透過耦合線(如參考文獻[11-12]所示)及奇偶模分析法進行分析(如參考文獻[13])，因而具備結構簡單、方便設計與製作等特點，而且經過實際電路量測與模擬結果顯示，模擬值與量測值相當吻合，故可供產業充分的大量應用。

貳.本發明之具體實施

2.1本發明之基本特徵

請參看圖五及附件二所示，本發明之基本技術特徵係於一基板(10)上覆設一耦合線組(20)，且耦合線組(20)係由一直線延伸的第一耦合線(21)及二位在基板(10)且在同一直線上的第二耦合線(22)所構成，以供一待測電容器C電性搭接。

藉一量測裝置螺接於訊號輸入端(210)及訊號輸出端(211)末所設具外螺牙的導電性螺柱(216)(217)，以量測出散射參數，便可依據該散射參數計算出相應的該待測電容器C之電容值。

為便於審查委員更具體了解本發明，茲將各組成元件等分別詳述如后。

2.2基板

請參看圖五及附件二所示，本發明基板(10)主要係供耦合線組(20)覆設其上，以組成高頻電容測試器之本發明，於一種具體實施例中，耦合線組(20)係以印刷或蝕刻的方式成型於基板(10)上，而基板(10)所使用的板材為FR-4覆銅雙面板，基板(10)厚度為1.6mm，相對介電常數為4.3，基板(10)尺寸為5.784cm×0.402cm。

2.3耦合線組

請參看圖五及附件二所示，本發明耦合線組(20)包含呈直線延伸的一條第一耦合線(21)及二條第二耦合線(22)，第一耦合線(21)與第二耦合線(22)分別具有第一端與第二端，其中第一耦合線(21)之第一端為一訊號輸入端(210)，其第二端為一訊號輸出端(211)。此外，二條第二耦合線(22)係位於基板(10)的同一直線上，並與第一耦合線(21)保持平行且能產生耦合作用的位置上，每一第二耦合線(22)之第一端分別接地，且於二條第二耦合線(22)之第二端相對並具一空隙(220)，此空隙(220)可供一待測之電容器C放置，並以此二條第二耦合線(22)之第二端分別供電容器C之二端做電性搭接之用，俾能以一量測裝置來量測出高頻電容測試器的一散射參數，依據散射參數經由計算後即可得到與散射參數相應的待測電容值。

請參看圖五所示，為標準化耦合線組(20)尺寸以縮小基板(10)尺寸，並使耦合線組(20)之偶模阻抗為100歐姆，奇模阻抗為50歐姆，再使訊號輸入端(210)與訊號輸出端(211)的特性阻抗皆為50歐姆之目的，以提升量測精確度。

再者，本發明的實驗例中，耦合線組(20)之第一耦合線及第二耦合線的線寬度為1.36mm，該第一耦合線(21)與第二耦合線(22)的間距為0.43mm，該第一耦合線(21)與該第二耦合線(22)的長度分別為21.42mm，第二耦合線(22)之第二端的間距為1mm。而且，第一耦合線(21)之第一端及第二端分別具有一向外擴大的梯形段(212)(213)，並於擴大的末端分別具有一矩形段(214)(215)，其一矩形段(214)做為該訊號輸入端(210)，另一矩形段(215)做為該訊號輸出端(211)。其中，每一梯形段(212)(213)的長度分別為2mm，每一矩形段(214)(215)的長度分別為5mm，且每一矩形段(214)(215)的線寬各為3.1mm。

2.4量測裝置

本發明量測裝置之具體實施例係為一向量網路分析儀，由於量測裝置之向量網路分析儀係為非常普遍用來量測RF射頻及微波散射參數的量測工具，因此於本圖示例中未進一步的具體揭露。且本發明採用之向量網路分析儀包含一與訊號輸入端(210)插接訊號連通的輸出埠，及一與訊號輸出端(211)插接訊號連通的接收埠，向量網路分析儀由輸出埠輸出一量測之訊號經第一耦合線(21)而耦合至第二耦合線(22)中，並由接收埠接收訊號以量測出散射參數。

並於向量網路分析儀係嵌入一電磁模擬軟體IE3D內含之LineGauge將耦合線組(20)各項阻抗及電氣長度(θ)進行微帶線結構尺寸計算。並以電磁模擬軟體IE3D進行電路模擬，電路模擬設定2GHz為中心頻率，並以最高測試頻率的四分之一波長來計算該耦合線組(20)的電氣長度(θ)，且電氣長度(θ)為90度。

量測裝置係以該耦合線組(20)之阻抗矩陣與奇、偶模分析法來求取散射參數，耦合線組(20)之線寬與線距由偶模阻抗(Zoe)、奇模阻抗(Zoo)、該電路基板(10)相對介電係數決定，並可影響該訊號輸出端(211)的反射係數與該訊號輸入端(210)的訊號強度。

參.電路結構之電氣特性分析

請參看圖一(a)、圖五所示，本發明之高頻電容測試器具有左右對稱特性，將電路直切即可進行奇、偶模分析，如圖一(b)、(c)所示。Z_oo 、Z_oe 為耦合線組(20)的奇模及偶模特性阻抗(Z_oe =1/Y_oe ，Z_oo =1/Y_oo )，θ為耦合線組(20)電氣長度，C為待測之電容器。

首先分析偶模電路，如圖一(b)所示，利用耦合線阻抗矩陣，如式(1)所示，進行電路分析，可觀察出邊界條件為I₃ =I₄ =0與V₁ =0

帶入邊界條件經過整理後，可得整體的偶模電路輸入阻抗如式(2)

接著分析奇模電路，如圖一(c)所示，利用耦合線組(20)導納矩陣，如式(3)所示，進行電路分析[11-13]，可觀察出邊界條件為V₁ =V₃ =0、Zc=1/Yc=1/jω2C

帶入邊界條件經整理後，可得整體的奇模電路輸入阻抗如式(4)所示

計算出奇模及偶模電路阻抗後，可分別導出奇偶模之反射係數Γ_o 及Γ_e 如下所示

再經過整理，可得奇偶模之反射係數Γ_o 及Γ_e 如式(5)、式(6)所示

由於反射係數轉換散射參數公式[13]如式(7)及式(8)

可得散射參數|S₁₁ |與|S₂₁ |表示式分別如式(9)、式(10)所示

其中阻抗矩陣的Z與導納矩陣Y公式如式(11)-(18)所示

肆.電路特性模擬分析

請參看如圖二(a)、(b)所示，首先以高頻模擬軟體Microwave Office進行模擬，設定電路中心頻率為2GHz，耦合線組(20)氣長度θ為90°，隨意給定電容值C為6.8pF，改變不同的奇、偶模特性阻抗Z_oo 、Z_oe ，觀察其變化情形，結果如圖二(a)、(b)所示。Z_oo =25Ω、Z_oe =100(菱形標誌)，Z_oo =50Ω、Z_oe =100(方形標誌)，Z_oo =50Ω、Z_oe =150(三角形標誌)，Z_oo =50Ω、Z_oe =200(交叉標誌)，並由圖中可觀察出，若給定的奇模特性阻抗Z_oo 愈小，其|S₂₁ |諧振頻率會往高頻移動；而給定的偶模特性阻抗Z_oe 愈大，其|S₂₁ |諧振頻率會往低頻移動。結果顯示更改奇、偶模特性阻抗Z_oo 、Z_oe 並不會對電路特性產生大幅的影響，故選定雕刻機較易實現之奇模特性阻抗Z_oo =50Ω、偶模特性阻抗Z_oe =100Ω。

由模擬結果可知此結構具有帶拒特性，故|S₂₁ |需為0，由公式(8)可知，若|S₂₁ |為0則Γ_e 需等於Γ_o ，且。可推導出下式

令耦合線電氣長度，帶入上式後經整理可得待測電容C與|S₂₁ |諧振頻率點關係式，如式(19)所示。其中β為傳播常數(β=2π/λ，λ為波長)，為耦合線組(20)實際長度，f ₀ 與f 分別為電路中心頻率與|S₂₁ |諧振頻率點，m為比率值。

請參看圖三所示所示，設定電路中心頻率為2GHz，奇、偶模特性阻抗Z_oo =50Ω、Z_oe =100Ω及耦合線組(20)電氣長度θ為90°後，帶入上述推導之公式(19)後，運用數值分析軟體Matlab進行計算與繪圖，可繪出待測電容值與|S₂₁ |諧振頻率點之關係圖，如。當待測電容值0pF時，|S₂₁ |諧振頻率點為2GHz。頻率在1至2GHz時，呈較線性的變化；當頻率小於1GHz時，呈指數曲線變化，也就是當待測電容值大到一定程度後，對|S₂₁ |諧振頻率點的變化影響也較小。並可觀察出當待測電容器C大，則|S₂₁ |諧振頻率點愈往低頻移動；反之，待測電容器C小，則|S₂₁ |諧振頻率點愈往高頻移動。

伍.模擬與實作結果

請參看圖四(a)、(b)所示，本發明電路模擬係使用電磁模擬軟體IE3D進行，給定中心頻率為2GHz，奇、偶模特性阻抗Z_oo =50Ω、Z_oe =100Ω及耦合線電氣長度θ為90°，接著分別模擬不同待測電容值C為0.3pF(菱形標誌)、0.7pF(方形標誌)、1.5pF(三角標誌)、3pF(交叉標誌)與6.8pF(星形標誌)五個電容值，其變化情形如圖四(a)、(b)所示。可觀察出當電容值C為0.3、0.7、1.5、3及6.8pF時，其|S₂₁ |諧振頻率分別為1.513、1.169、0.868、0.637及0.431GHz。

請參看圖五及附件二所示，電路實作使用之基板(10)材料為FR-4雙面板，基板(10)厚度為1.6mm，相對介電常數為4.3。將上述數值帶入電磁模擬軟體IE3D內含之Line Gauge，進行微帶線結構尺寸計算，可得W₁ =3.1mm、W₂ =1.36mm、W₃ =0.43mm、L₁ =5mm、L₂ =2mm、L₃ =21.42mm、L₄ =1mm，輸入與輸出埠(31)之特性阻抗為50歐姆，線寬為W₁ =3.1mm，任意給定長度L₁ =5mm以方便製作。電路結構如圖五所示，實際電路如附件二所示，電路尺寸為5.784cm×0.402cm，並以向量網路分析儀Anritsu-37269D進行量測。

請參看圖六(a)與(b)所示，其中圖六(a)(b)分別為電路之散射參數|S₁₁ |與|S₂₁ |實際量測結果，分別量測不同待測電容值C為0.3pF(菱形標誌)、0.7pF(方形標誌)、1.5pF(三角標誌)、3pF(交叉標誌)與6.8pF(星形標誌)五個電容值。可觀察出當電容值C為0.3、0.7、1.5、3及6.8pF時，其|S₂₁ |諧振頻率分別為1.388、1.086、0.833、0.621及0.416GHz。

請參看圖七所示，為改變不同電容值實際量測與IE3D模擬比較圖，可觀察出模擬與實測結果具有相當高的一致性。其數值比較如表一所示，當待測電容為0.3pF時，理論計算、IE3D模擬、實際量測的諧振頻率點分別為1.491、1.513、1.388GHz，模擬與實測、理論與實測的電容誤差分別為0.153、0.098pF(誤差百分比分別為0.51%、0.326%)。當待測電容為0.7pF時，理論計算、IE3D模擬、實際量測的諧振頻率點分別為1.165、1.169、1.086GHz，模擬與實測、理論與實測的電容誤差分別為0.194、0.153pF(誤差百分比分別為0.277%、0.218%)。當待測電容為1.5pF時，理論計算、IE3D模擬、實際量測的諧振頻率點分別為0.87、0.868、0.833GHz，模擬與實測、理論與實測的電容誤差分別為0.277、0.161pF(誤差百分比分別為0.185%、0.107%)。當待測電容為3pF時，理論計算、IE3D模擬、實際量測的諧振頻率點分別為0.641、0.637、0.621GHz，模擬與實測、理論與實測的電容誤差分別為0.208、0.221pF(誤差百分比分別為0.069%、0.074%)。當待測電容為6.8pF時，理論計算、IE3D模擬、實際量測的諧振頻率點分別為0.437、0.431、0.416GHz，模擬與實測、理論與實測的電容誤差分別為0.725、0.726pF(誤差百分比分別為0.106%、0.107%)。

陸.結論

藉由上述技術特徵的建置，本發明確實可以利用平面電路結構與網路分析儀進行高頻電容值的量測，經過實際電路量測與模擬結果顯示，模擬值與量測值相當吻合，故可供產業充分大量應用於生產線上，因而具備結構簡單、方便設計、量測快速方便以及製作容易以大幅降低生產成本等特點。

以上所述，僅為本發明之一可行實施例，並非用以限定本發明之專利範圍，凡舉依據下列申請專利範圍所述之內容、特徵以及其精神而為之其他變化的等效實施，皆應包含於本發明之專利範圍內。本發明所具體界定於申請專利範圍之結構特徵，未見於同類物品，且具實用性與進步性，已符合發明專利要件，爰依法具文提出申請，謹請　鈞局依法核予專利，以維護本申請人合法之權益。

(C)．．．電容器

(10)．．．基板

(20)．．．耦合線組

(21)．．．第一耦合線

(210)．．．訊號輸入端

(211)．．．訊號輸出端

(212)(213)．．．梯形段

(214)(215)．．．矩形段

(216)(217)．．．螺柱

(22)．．．第二耦合線

(220)．．．空隙

圖一(a)係本發明電容測試器等效電路示意圖。

圖一(b)係本發明偶模電路示意圖。

圖一(c)係本發明奇模電路示意圖

圖二(a)係本發明不同奇(Z_oo )、偶(Z_oe )模阻抗，MWO模擬之散射參數|S₁₁ |關係圖。

圖二(b)係本發明不同奇(Z_oo )、偶(Z_oe )模阻抗，MWO模擬之散射參數關係圖。

圖三電容值與|S₂₁ |諧振頻率點(0.5至2GHz)之關係圖。

圖四(a)係本發明不同電容值之IE3D模擬散射參數|S₁₁ |關係圖。

圖四(b)係本發明不同電容值之IE3D模擬散射參數|S₂₁ |關係圖。

圖五高頻電容測試器之電路結構示意圖。

圖六(a)係本發明不同電容值實際量測散射參數|S₁₁ |關係圖。

圖六(b)係本發明不同電容值實際量測散射參數|S₂₁ |關係圖。

圖七係本發明不同電容值實際量測與IE3D模擬比較示意圖。

附件一電容差值與|S₂₁ |諧振頻率點關係對照表。

附件二高頻電容測試器之實作照片。

(C)．．．電容器

(10)．．．基板

(20)．．．耦合線組

(21)．．．第一耦合線

(210)．．．訊號輸入端

(211)．．．訊號輸出端

(212)(213)．．．梯形段

(214)(215)．．．矩形段

(216)(217)．．．螺柱

(22)．．．第二耦合線

(220)．．．空隙

Claims (21)

1. 一種耦合線結構之高頻電容測試器，其包括有一基板及一覆設在該基板上的耦合線組，而該耦合線組由以下元件構成：一直線延伸的第一耦合線，其具有一第一端及一第二端，該第一端為一訊號輸入端，該第二端為一訊號輸出端；及二位在該基板且在同一直線上，並與該第一耦合線平行且能產生耦合作用的第二耦合線，每一該第二耦合線分別具有一第一端及一第二端，每一該第二耦合線之該第一端分別接地，且二該第二耦合線之該第二端相對並具一空隙，該空隙供一待測之電容器放置，且二該第二耦合線之該第二端分別供該電容器之二端做電性搭接；據此得以一向量網路分析儀連接於該訊號輸入端及該訊號輸出端來量測出一散射參數資料，再由該散射參數資料的諧振頻率得到對應該待測電容器之電容值。
2. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電容測試器，其中，該向量網路分析儀包含一與該訊號輸入端插接訊號連通的輸出埠，及一與該訊號輸出端插接訊號連通的接收埠，該向量網路分析儀由該輸出埠輸出一量測之訊號經該第一耦合線而耦合至該第二耦合線中，並由該接收埠接收該訊號以量測出該散射參數。
3. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電容測試器，其中，該電路基板厚度為1.6mm，相對介電常數為4.3，並以該向量網路分析儀進行量測，再由嵌入於該向量網路分析儀之一電磁模擬軟體IE3D內含之LineGauge將該耦合線組各項阻抗及電氣長度(θ)進行微帶線結構尺 寸計算。
4. 如申請專利範圍第3項所述之高頻電容測試器，其中，該向量網路分析儀係以該電磁模擬軟體IE3D進行電路模擬，該電路模擬設定2GHz為中心頻率，並以最高測試頻率的四分之一波長來計算該耦合線組的電氣長度(θ)，且該電氣長度(θ)為90度。
5. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電容測試器，其中，該耦合線組之該第一耦合線及該第二耦合線的線寬分別為1.36mm，該第一耦合線與該第二耦合線的間距為0.43mm，該第一耦合線與該第二耦合線的長度分別為21.42mm，該二第二耦合線之該第二端的間距為1mm。
6. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電容測試器，其中，該第一耦合線之該第一端及該第二端分別具有一向外擴大的梯形段，並於擴大的末端分別具有一矩形段，其一矩形段做為該訊號輸入端，另一矩形段做為該訊號輸出端。
7. 如申請專利範圍第6項所述之高頻電容測試器，其中，每一該梯形段的長度分別為2mm，每一該矩形段的長度分別為5mm，且每一該矩形段的線寬各為3.1mm。
8. 如申請專利範圍第1或6項所述之高頻電容測試器，其中，該訊號輸入端及該訊號輸出端末各接設一具外螺牙的導電性螺柱，以供該量測裝置螺接。
9. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電容測試器，其中，該量測裝置係以該耦合線之阻抗矩陣與奇、偶模分析法來求取該散射參數，該耦合線組之線寬與線距由偶模阻抗(Zoe)、奇模阻抗(Zoo)、該電路基 板相對介電係數決定，藉以調整該訊號輸出端的反射係數與該訊號輸入端的訊號強度。
10. 如申請專利範圍第9項所述之高頻電容測試器，其中，該偶模阻抗為100歐姆，該奇模阻抗為50歐姆，該訊號輸入端與該訊號輸出端的特性阻抗皆為50歐姆。
11. 如申請專利範圍第1項所述之高頻電容測試器，其中，該二耦合線係以印刷或蝕刻成型於該電路基板上。
12. 一種耦合線結構之高頻電容測試方法，其包括以下步驟：提供一覆設一基板上的耦合線組，其一直線延伸的第一耦合線及二位在同一直線且與該第一耦合線平行且能產生耦合作用的第二耦合線所構成，其第一耦合線具有一第一端及一第二端，該第一端為一訊號輸入端，該第二端為一訊號輸出端，每一該第二耦合線分別具有一第一端及一第二端，每一該第二耦合線之該第一端分別接地，且二該第二耦合線之該第二端相對並具一空隙；將一待測之電容器放置於該空隙，且使該電容器二端分別與該二第二耦合線之該第二端做電性搭接；及將一向量網路分析儀連接於該訊號輸入端及該訊號輸出端以量測出一散射參數資料，再由該散射參數資料的諧振頻率得到對應該待測電容器之電容值。
13. 如申請專利範圍第12項所述之高頻電容測試方法，其中，該向量網路分析儀包含一與該訊號輸入端插接訊號連通的輸出埠，及一與該訊號輸出端插接訊號連通的接收埠，該向量網路分析儀由該輸出埠 輸出一量測之訊號經該第一耦合線而耦合至該第二耦合線中，並由該接收埠接收該訊號以量測出該散射參數。
14. 如申請專利範圍第12項所述之高頻電容測試方法，其中，該電路基板厚度為1.6mm，相對介電常數為4.3，並以該向量網路分析儀進行量測，再由嵌入於該向量網路分析儀之一電磁模擬軟體IE3D內含之LineGauge將該耦合線組各項阻抗及電氣長度(θ)進行微帶線結構尺寸計算。
15. 如申請專利範圍第14項所述之高頻電容測試方法，其中，該向量網路分析儀係以該電磁模擬軟體IE3D進行電路模擬，該電路模擬設定2GHz為中心頻率，並以最高測試頻率的四分之一波長來計算該耦合線組的電氣長度(θ)，且該電氣長度(θ)為90度。
16. 如申請專利範圍第12項所述之高頻電容測試方法，其中，該耦合線組之該第一耦合線及該第二耦合線的線寬分別為1.36mm，該第一耦合線與該第二耦合線的間距為0.43mm，該第一耦合線與該第二耦合線的長度分別為21.42mm，該二第二耦合線之該第二端的間距為1mm。
17. 如申請專利範圍第12項所述之高頻電容測試方法，其中，該第一耦合線之該第一端及該第二端分別具有一向外擴大的梯形段，並於擴大的末端分別具有一矩形段，其一矩形段做為該訊號輸入端，另一矩形段做為該訊號輸出端。
18. 如申請專利範圍第17項所述之高頻電容測試方法，其中，每一該梯形段的長度分別為2mm，每一該矩形段的長度分別為5mm，且每一該矩形段的線寬各為3.1mm。
19. 如申請專利範圍第12或17項所述之高頻電容測試方法，其中，該訊號輸入端及該訊號輸出端末各接設一具外螺牙的導電性螺柱，以供該量測裝置螺接。
20. 如申請專利範圍第12項所述之高頻電容測試方法，其中，該量測裝置係以該耦合線之阻抗矩陣與奇、偶模分析法來求取該散射參數，該耦合線組之線寬與線距由偶模阻抗(Zoe)、奇模阻抗(Zoo)、該電路基板相對介電係數決定，藉以調整該訊號輸出端的反射係數與該訊號輸入端的訊號強度。
21. 如申請專利範圍第20項所述之高頻電容測試方法，其中，該偶模阻抗為100歐姆，該奇模阻抗為50歐姆，該訊號輸入端與該訊號輸出端的特性阻抗皆為50歐姆。