TWI382640B

TWI382640B - Global switched power supply and its serial - to - parallel DC - to - DC power conversion circuit

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Publication number: TWI382640B
Application number: TW098112442A
Authority: TW
Original assignee: Acbel Polytech Inc
Priority date: 2009-04-15
Filing date: 2009-04-15
Publication date: 2013-01-11
Also published as: TW201037952A; CN101997429B; CN101997429A

Description

全域型交換式電源供應器及其串並式直流對直流電源轉換電路

本發明係關於一種直流對直流電源轉換電路，尤指一種串並式直流對直流電源轉換電路。

交換式電源供應器依據所使用交流電源而有不同種類，目前概可分為90V~130V低壓段交流電源及185V~265V高壓段交流電源。目前台灣係使用220V或110V交流電源，因此交換式電源供應器產品即概包含有單交流電源用的交換式電源供應器，或全域型交換式電源供應器；其中又以全域型交換式電源供應器較為普及。

請參閱第八圖所示，係為一既有全域型交流電源供應器的電路圖，係包含有一全波整流器(50)、一升壓型功率因數校正電路(51)及一直流電源轉換電路(52)。其中該全波整流器(50)係將交流電源整流(AC IN)成直流弦波，再由呈升壓電路架構的功率因數校正電路(51)的功率因數校正控制器(511)透過第一主動開關(S1)調整其電壓及電流相位，以輸出較佳功率因數的直流電源，並將直流弦波的電壓提升至約400伏特高壓直流電源(V_BULK )。之後，再將此一高壓直流電源(V_BULK )輸入至該直流電源轉換電路(52)，由該直流電源轉換電路(52)的脈寬調變控制器(521)依據其直流電壓輸出端(V_O )的電壓變化，透過第二主動開關(S2)調變其變壓器(522)一次側的電流大小，維持穩定的直流電壓輸出(V_O )。

由以上交換式電源供應器的電路架構可知，該全波整流器(50)會將220V或110V的交流源整流成電壓大小不同的直流弦波，但一經輸入至該升壓型功率因數校正電路(51)後，均會升壓至400V高壓直流電源(V_BULK )，令後級的直流電源轉換電路能夠將400V高壓直流電源降壓並穩壓至12V或5V後輸出至負載；若採用降壓型功率因數校正電路，則均會降壓至80V，配合使不同匝數比變壓器的直流電源轉換電路，即能夠將80V中高壓直流電源降壓並穩壓至12V或5V後輸出至負載。

以整體電源轉換效率來看，當220V的交流電源輸入至上述交換式電源供應器，該升壓型功率因數校正電路(51)的功率因數校正控制器(511)會輸出脈寬調變訊號至第一主動開關(S1)，令蓄能電容(C1)輸出一400V直流電源予後級的直流電源轉換電路(52)，此時計算整體的電源轉換效率約為96%；然而當110V的交流電源輸入時，該功率因數校正電路(51)的功率因數校正控制器(511)會調高該脈寬調變訊號的脈寬，使蓄能電容(C1)同樣輸出400V直流電源，然而由於第一主動開關(S1)的導通時間變長，該第一主動開關(S1)的導通阻抗即消耗更多的電能，而降低整體轉換效率至94%。

以降壓型功率因數校正電路的功率因數校正控制器來說，當220V的交流電源輸入至上述交換式電源供應器，該降壓型功率因數校正電路必須控制第一主動開關(S1)將電壓調降至80V，而降低整體轉換效率至94%，由此可知，既有全域型交換式電源供應器雖可使用220V或110V的交流電源，但採用升壓型功率因數校正電路而插接至110V交流電源時，或採用降壓型功率因數校正電路而插接至220V交流電源時，整體電路轉換效率不佳，故必須尋求更佳的電路設計。

有鑑於上述既有全域型(Full Range)交換式電源供應器的缺陷，本發明主要發明目的係提供一種新的全域型交換式電源供應器及其串並式直流對直流電源轉換電路，其中該串並式直流對直流電源轉換電路可依據前級功率因數校正電路輸出不同電壓的直流電源，改變其變壓器匝數比，提高使用本發明之全域型交換式電源供應器的電源轉換效率。

欲達上述目的所使用的主要技術手段係令該串並式直流對直流電源轉換電路包含有：一整流器，係可共同連接至一交流電源，以將交流電源轉換為直流弦波電源；一功率因數校正電路，其輸入端係連接至該整流器輸出端，並依據目前輸入交流電源大小調整其輸出第一直流電源的電壓大小；及一串並式直流對直流電源轉換電路，其輸入端係連接至該功率因數校正電路的輸出端，以接收第一直流電源，並將其轉換為第二直流電源後輸出；其中該串並式直流電源轉換電路係依據第一直流電源及第二直流電源電壓比調整其變壓器匝數比，令變壓器匝數比與第一直流電源及第二直流電源電壓比成正比。

欲達上述目的所使用的主要技術手段係令該串並式直流對直流電源轉換電路包含有：一變壓器，係包含有中間抽頭的一次側線圈及一二次側線圈，該二次側線圈係輸出一低壓直流電源；一全橋開關電路，係供連接至功率因數校正電路的輸出端，並包含有二並聯的第一及第二開關組，各主動開關組係包含有二串接的一上臂主動開關及一下臂主動開關，又該第一及第二開關組的串聯節點係與變壓器一次側線圈二端連接；一切換開關，係連接於變壓器一次側線圈中間抽頭與接地端之間；及一脈寬調變控制器，係連接至第一及第二開關組的二上臂主動開關及二下臂主動開關與切換開關的控制端；上述本發明串並式直流對直流電源轉換電路係連接至前級功率因數校正電路之輸出端，又該脈寬調變控制器係可依據交流電源電壓大小或該前級功率因數校正電路的輸出電壓大小，控制全橋開關電路的主動開關及切換開關的啟閉狀態，調整匹配的該輸出電壓的匝數比後，再選擇適當的主動開關進行直流電源轉換程序；意即，以升壓型功率因數校正電路來說，當使用220V高壓段交流電源電壓而輸出約400V高壓直流電源至全橋開關電路時，即控制變壓器一次側線圈及二次側線圈的匝數比與高壓直流電源及低壓直流電源電壓比成正比；反之，當使用110V低壓段交流電源電壓而輸出約200V高壓直流電源至全橋開關電路時，則必須調降變壓器的匝數比，使得變壓器匝數比與高壓直流電源及低壓直流電源電壓比成正比；如此一來，本發明直流對直流電源轉換電路不論配合使用何種交流電源，均能輸出穩定且固定低壓直流電源電壓；是以，本發明直流對直流電源轉換電路能相容於輸出不同電壓直流電源的前級功率因數校正電路使用，令全域型交換式電源供應器具有更佳的電源轉換效率。

首先請參閱第一圖及第三圖所示，係為一種本發明全域型交換式電源供應器，其包含有：一整流器(30)，係可共同連接至一交流電源，以將交流電源轉換為直流弦波電源；一訊號檢知單元(40)，係檢知目前輸入交流電源電壓大小，並輸出一檢知訊號；一功率因數校正電路(20)，其輸入端係連接至該整流器(30)輸出端及訊號檢知單元(40)的輸出端，依據目前輸入交流電源電壓大小，調整其輸出第一直流電源(V_BULK )的電壓大小；於本實施例中，係採用升壓型功率因數校正電路；及一串並式直流對直流電源轉換電路(10)，其輸入端係連接至該功率因數校正電路(20)的輸出端及訊號檢知單元(40)，以接收第一直流電源(V_BULK )，並將其轉換為第二直流電源(V_out )後輸出；其中該串並式直流電源轉換電路(10)係依據第一直流電源(V_BULK )及第二直流電源(V_out )電壓比調整其變壓器(11)一次側線圈(111)及二次側線圈(112)的匝數比，令變壓器(11)匝數比與第一直流電源(V_BULK )及第二直流電源(V_out )電壓比成正比。

請配合參閱第二圖所示，係為上述訊號檢知單元(40)的一較佳實施例的詳細電路圖，其包含有：一低通濾波器(R1,R2,C2)，係連接至該整流器(10)的輸出端，以將直流弦波進一步濾波成一直流準位；一比較器(41)，其一輸入端係連接至低通濾波器(R1,R2,C2)，另一輸入端則連接一第一參考電壓(V_ref1 )，一經比對後即輸出高低電位直流訊號；一電子開關(Q)，其控制端係連接至該比較器(41)的輸出端，又該電子開關(Q)係串接一電阻(R13)；及一分壓器，係由二電阻(R11,R12)串接組成，其中下電阻(R12)係與串接的電子開關(Q)及電阻(R13)並聯，又該分壓器的串聯節點係連接至對應功率因數校正電路(20)。

再請配合參閱第三圖所示，係為採用升壓型功率因數校正電路(20)的交換式電源供應器的詳細電路圖，其包含有：一儲能電感(L)，其一端連接至該全波整流器(20)的輸出端；一蓄能電容(C_bulk )，係連接於該儲能電感(L)另一端與接地端之間，輸出第一直流電源(V_BULK )予該串並式直流對直流電源轉換電路(10)；一電子開關(Q5)，係連接於該儲能電感(L)與蓄能電容(C_bulk )節點與接地之間；及

一控制器(M1)，其輸出端係連接至該電子開關(Q5)的控制端及對應的訊號檢知單元(40)的輸出端，依據訊號檢知單元(40)調整對電子開關(Q5)控制端輸出一脈寬調變訊號，該控制器(M1)至少包含有一誤差放大器(M11)、一第二參考電壓端(V_ref2 )及一開關驅動單元(M12)，其中該誤差放大器(M11)一輸入端係連接至該參考電壓端(V_ref2 )，而另一輸入端則連接至對應訊號檢知單元(40)的分壓器(R11,R12)串聯接點。

以下謹進一步說明上述升壓型功率因數校正電路(20)的電路動作：當目前連接220V高壓段交流電源，則該訊號檢知單元(40)的比較器(41)會輸出一高電位以驅動該電子開關(Q)導通，令電阻(R13)與分壓器的下電阻(R12)並聯，因此上述控制器(M1)內的誤差放大器(M11)與分壓器(R11,R12)連接的電壓準位即會下降，進而改變該開關驅動單元(M12)所輸出予電子開關(Q)的脈寬調變訊號，令各蓄能電容(C_bulk )上輸出約400V第一直流電源(V_BULK )。

當目前連接110V低壓段交流電源時，則該訊號檢知單元(40)的比較器(41)會輸出一低電位，而使得電子開關(Q)不再導通，因此電阻(R13)不再與分壓器(R11,R12)的下電阻(R12)並聯；此時，上述控制器(M1)內的誤差放大器(M11)與分壓器(R11,R12)連接的電壓準位即會上升，進而改變該開關驅動單元(M12)所輸出予電子動開關(Q)的脈寬調變訊號，而於各蓄能電容(C_bulk )上輸出約200V第一直流電源(V_BULK )。

因此，本發明交換式電源供應器的功率因數校正電路(20)確實依據使用的交流電源電壓不同，而輸出不同電壓大小的第一直流電源(V_BULK )予後級的串並式直流對直流電源轉換電路(10)。

至於本發明的串並式直流對直流電源轉換電路(10)係進一步包含有：一變壓器(11)，包含有中間抽頭的一次側線圈(111)及一二次側線圈(112)，該一次側線圈(111)包含有二線圈(111a)(111b)；其中該二次側線圈(112)係透過一整流濾波電路(D1~D4,C_out )輸出第二直流電源(V_out )；一全橋開關電路(12)，係包含有二並聯的第一及第二開關組(121)(122)，各第一及第二主動開關組(121)(122)係包含有二相串接的一上臂主動開關(Q1)(Q3)及一下臂主動開關(Q2)(Q4)，又該第一及第二開關組(121)(122)的串聯節點係與變壓器(11)一次側線圈(111)二端連接；其中各主動開關(Q1~Q4)係可為MOSFET或IGBT，於本實施例中係採用MOSFET，各MOSFET的閘極係為其控制端；一切換開關(SW)，係連接於該變壓器(11)一次側線圈(111)中間抽頭與接地端之間；於本實施例中該切換開關(SW)係為一繼電器；及一脈寬調變控制器(13)，係連接至第一及第二開關組(121)(122)的二上臂主動開關(Q1)(Q3)及二下臂主動開關(Q2)(Q4)與切換開關(SW)的控制端，又該脈寬調變控制器(13)的一輸入端係連接至該訊號檢知單元(40)中分壓器(R11,R12)的串聯接點；其中該脈寬調變控制器(13)依據該訊號檢知單元(40)輸出的檢知訊號判斷前級功率因數校正電路(20)的輸出電壓大小，並進行一匝數調整程序，即藉由控制全橋開關電路(12)的主動開關(Q1~Q4)及切換開關(SW)的啟閉狀態，調整匹配的該第一直流電源(V_out )電壓的變壓器(11)一次側線圈(111)及二次側線圈(112)匝數比，之後再進行直流轉換程序，即選擇適當的主動開關(Q1~Q4)輸出脈寬調變訊號，將輸入的第一直流電源(V_BULK )藉由適當匝數比的變壓器(11)轉換出穩定且固定電壓的第二直流電源(V_out )。

以下謹進一步說明上述脈寬調變控制器(13)依據前級功率因數校正電路(20)的輸出電壓大小，調整直流對直流電源轉換電路(13)的變壓器(11)一次側線圈(111)及二次側線圈(112)匝數比的等效電路圖。

首先請配合參閱第四A圖所示，令前級功率因數校正電路(20)為一升壓電路，且於使用高壓段交流電源時會於輸出電容(C_bulk )輸出一第一高壓直流電源(V_BULK )。以使用220V交流電源來說，該升壓型功率因數校正電路(20)係輸出約400V的第一高壓直流電源(V_BULK )，因此本發明的脈寬調變控制器(13)必須控制變壓器(11)一次側線圈(111)維持最大匝數(Na)，即控制第二開關組(122)的上臂主動開關(Q3)呈關閉狀態，而下臂主動開關(Q4)呈導通狀態，並同時控制該切換開關(SW)為常開斷路狀態，令變壓器(11)一次側線圈(111)構成單一線圈，且其兩端係分別連接至第一開關組(121)串聯節點及接地端之間，令其一次側線圈(111)及二次側線圈(112)匝數比(Na:Nb)匹配前級升壓型功率因數校正電路(20)輸出約400V的第一高壓直流電源(V_BULK )。此時，該脈寬調變控制器(13)再輸出二組脈寬寬度為50%的脈寬調變訊號(PWM1,PWM2)予第一開關組(121)的上下臂主動開關控制端(G1)(G2)，以交替啟閉第一開關組(121)的上下臂主動開關(Q1)(Q2)，由於一次側線圈(111)二端進一步串接有電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)，因此於第一開關組(121)的上臂或下臂主動開關(Q1)(Q2)導通時，一次側線圈(111)可與二組串接的電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)構成一共振槽電路(Resonance Tank)，令變壓器(11)二次側線圈(112)輸出穩定且固定的第二直流電源(V_out )。

請配合參閱第四B圖所示，當上述升壓型功率因數校正電路(20)使用低壓段(如110V)交流電源，其輸出電容(C_bulk )則輸出約200V的第一中壓直流電源(V_BULK )，此時本發明的脈寬調變控制器(13)控制該切換開關(SW)為常閉短路狀態，再輸出二組反相的50%脈寬調變訊號予二上臂主動開關(Q1)(Q3)，以及二下臂主動(Q2)(Q4)開關，意即二上臂主動開關(Q1)(Q3)為一組同步開關組，而二下臂主動開關(Q2)(Q4)為另一同步開關組。如此，該變壓器一次側線圈(111)的中間接頭會接地而獨立成二個透過二上臂主動開關(Q1)(Q3)或二下臂主動開關(Q2)(Q4)呈並聯的線圈(111a)(111b)，以降低變壓器(11)的一次側線圈(111)與二次側線圈(112)的匝數比(Na/2:Nb)，由於一次側線圈(111)二端進一步串接有電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)，因此當二上臂主動開關(Q1)(Q3)同時導通時二並聯線圈(111a)(111b)會與電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)構成共振槽電路，同理當二下臂主動開關(Q2)(Q4)同時導通時二並聯線圈(111a)(111b)會與電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)構成共振槽電路，令變壓器(11)匝數比與第一中壓直流電源(V_BULK )及第二直流電源電壓(V_out )比成正比。

由上述說明可知，該脈寬調變控制器(13)應用於升壓功率因數校正電路(20)時，其調整匝數程序的控制邏輯如下表所示：

請參閱第五圖及第六圖所示，係本發明電源供應器採用降壓型功率因數校正電路(20a)的另一較佳實施例，其中該降壓型功率因數校正電路(20a)係包含有：一電子開關(Q5)，其一端係與該整流器(30)的輸出端連接；一儲能電感(L)，其一端連接至該電子開關(Q5)的另一端；一二極體(D)，其陰極係連接至該電子開關(Q5)與儲能電感(L)串聯節點，其陽極則連接至接地端；一蓄能電容(C_bulk )，係連接於該儲能電感(L1)另一端與接地端之間，輸出第一直流電源(V_BULK )予該串並式直流對直流電源轉換電路(10)；一控制器(M1’)，其輸出端係連接至該電子開關(Q5)的控制端及對應的訊號檢知單元(40)的輸出端，依據訊號檢知單元(40)調整對電子開關(Q5)控制端輸出一脈寬調變訊號，又該控制器(M1’)至少包含有一誤差放大器(M11)、一第二參考電壓端(V_ref2 )及一開關驅動單元(M12)，其中該誤差放大器(M11)一輸入端係連接至該參考電壓端(V_ref2 )，而另一輸入端則連接至對應訊號檢知單元(40)的分壓器串聯接點。

以下謹進一步說明上述降壓型功率因數校正電路的電路動作：當目前連接220V高壓段交流電源，則該訊號檢知單元(40)的比較器(41)會輸出一高電位以驅動該電子開關(Q)導通，令電阻(R13)與分壓器的下電阻(R12)並聯，因此上述控制器(M1’)內的誤差放大器(M11)與分壓器(R11,R12)連接的電壓準位即會下降，進而改變該開關驅動單元(M12)所輸出予電子開關(Q)的脈寬調變訊號，令各蓄能電容(C_bulk )上輸出約160V第二高壓直流電源(V_BULK )。

當目前連接110V低壓段交流電源時，則該訊號檢知單元(40)的比較器(41)會輸出一低電位，而使得電子開關(Q)不再導通，因此電阻(R13)不再與分壓器(R11,R12)的下電阻(R12)並聯；此時，上述控制器(M1’)內的誤差放大器(M11)與分壓器(R11,R12)連接的電壓準位即會上升，進而改變該開關驅動單元(M12)所輸出予電子動開關(Q)的脈寬調變訊號，而於各蓄能電容(C_bulk )上輸出約80V第二中壓直流電源(V_BULK )。

因此，本發明交換式電源供應器的降壓型功率因數校正電路(20a)確實依據使用的交流電源電壓不同，而輸出不同電壓大小的第一直流電源予後級的串並式直流對直流電源轉換電路。

請配合參閱第七A圖所示，進一步說明採用降壓型前級功率因數校正電路的串並式直流對直流電源電路(10)的電路動作：當該降壓型功率因數校正電路(20a)使用220V交流電源時，會輸出一約160V第二高壓直流電源(V_BULK )，因此本發明的脈寬調變控制器(13)必須控制變壓器(11’)一次側線圈(111’)維持最大匝數(Nc)，即控制第二開關組(122)的上臂主動開關(Q3)呈關閉狀態，而下臂主動開關(Q4)呈導通狀態，並同時控制該切換開關(SW)為常開斷路狀態，令變壓器(11’)一次側線圈(111’)構成單一線圈，且其兩端係分別連接至第一開關組(121’)串聯節點及接地端之間，令其匝數比(Nc:Nd)匹配前級降壓型功率因數校正電路(20)係輸出約160V的第二高壓直流電源(V_BULK )。此時，該脈寬調變控制器(13)再輸出二組脈寬寬度為50%的脈寬調變訊號予第一開關組(121’)的上下臂主動開關控制端(G1)(G2)，以交替啟閉第一開關組(121)的上下臂主動開關(Q1)(Q2)，由於一次側線圈(111’)二端進一步串接有電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)，因此於第一開關組(121)的上臂或下臂主動開關(Q1)(Q2)導通時，一次側線圈(111)可與二組串接的電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)構成一共振槽電路(Resonance Tank)，令變壓器(11’)二次側線圈(121’)輸出穩定且固定的第二直流電源(V_out )。

請配合參閱第七B圖所示，當上述降壓型功率因數校正電路使用110V低壓段交流電源，其輸出電容(C_BULK )則輸出約80V的第二中壓直流電源(V_BULK )，此時本發明的脈寬調變控制器(13)控制該切換開關(SW)為常閉短路狀態，再輸出二組反相的50%脈寬調變訊號予二上臂主動開關(Q1)(Q3)，以及二下臂主動開關(Q2)(Q4)，意即二上臂主動開關(Q1)(Q3)為一組同步開關組，而二下臂主動開關(Q2)(Q4)為另一同步開關組。如此，該變壓器(11’)一次側線圈(111’)的中間接頭會接地而獨立成二個透過二上臂主動開關(Q1)(Q3)或二下臂主動開關(Q2)(Q4)呈並聯的線圈(111a’)(111b’)，以降低變壓器(11’)的一次側線圈(111’)與二次側線圈(112’)的匝數比(Nc/2:Nd)即降低，由於一次側線圈二端進一步串接有電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)，因此當二上臂主動開關(Q1)(Q3)同時導通時二並聯線圈會與電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)構成共振槽電路，同理當二下臂主動開關(Q2)(Q4)同時導通時二並聯線圈(111a’)(111b’)會與電感電容(Cr1,Lr1)(Cr2,Lr2)構成共振槽電路，令變壓器(11’)一次側線圈(111’)與二次側線圈(112’)匝數比與第二中壓直流電源(V_BULK )及第二直流電源(V_out )電壓比成正比。

由上述說明可知，該脈寬調變控制器(13)應用於降壓功率因數校正電路(20a)時，其調整匝數程序的控制邏輯如下表所示：

由上述所舉的二個實施例可知，本發明係能依據前級功率因數校正電路輸出直流電源大小，調整匹配該直流電源與低壓直流電源比例的變壓器匝數比，使得本發明應用於全域型交換式電源供應器，可配合不同高壓段或低壓段交流電源的使用，主動調整合適的變壓器匝數比，有效提高交換式電源供應器的整體電源轉換效率。

(10)．．．直流電源轉換電路

(11)(11’)．．．變壓器

(111)(111’)．．．一次側線圈

(111a)(111a’)．．．線圈

(111b)(11b’)．．．線圈

(112)(112’)．．．二次側線圈

(12)．．．全橋開關電路

(121)．．．第一開關組

(20)(20a)．．．功率因數校正電路

(30)．．．整流器

(40)．．．訊號檢知單元

(41)．．．比較器

(50)．．．全波整流器

(51)．．．功率因數校正電路

(511)．．．功率因數校正控制器

(52)．．．直流電源轉換電路

(521)．．．脈寬調變控制器

(522)．．．變壓器

第一圖：係本發明全域型交換式電源供應器的電路方塊圖。

第二圖：係本發明第一較佳實施例使用的訊號檢知單元的詳細電路圖。

第三圖：係本發明全域型交換式電源供應器的第一較佳實施例的詳細電路圖。

第四A圖：係第三圖用於高壓段交流電源的電路動作圖。

第四B圖：係第三圖用於低壓段交流電源的電路動作圖。

第五圖：係本發明全域型交換式電源供應器的第二較佳實施例的詳細電路圖。

第六圖：係本發明第二較佳實施例使用的訊號檢知單元的詳細電路圖。

第七A圖：係第五圖用於高壓段交流電源的電路動作圖。

第七B圖：係第五圖用於低壓段交流電源的電路動作圖。

第八圖：係既有全域型交換式電源供應器的詳細電路圖。

(10)．．．直流電源轉換電路

(11)．．．變壓器

(111)．．．一次側線圈

(111a)．．．線圈

(111b)．．．線圈

(112)．．．二次側線圈

(12)．．．全橋開關電路

(121)．．．第一開關組

(13)．．．脈寬調變控制器

Claims

一種全域型交換式電源供應器，係包含有：一整流器，係連接至一交流電源，以將交流電源轉換為直流弦波電源；一訊號檢知單元，係檢知目前輸入交流電源電壓大小，並輸出一檢知訊號；一功率因數校正電路，其輸入端係連接至該整流器輸出端及訊號檢知單元的輸出端，依據目前輸入交流電源電壓大小，調整其輸出第一直流電源的電壓大小；及一串並式直流對直流電源轉換電路，其輸入端係連接至該功率因數校正電路的輸出端及訊號檢知單元，以接收第一直流電源，並將其轉換為第二直流電源後輸出；其中該串並式直流電源轉換電路係依據第一直流電源及第二直流電源電壓比調整其變壓器一次側線圈及二次側線圈的匝數比，令變壓器匝數比與第一直流電源及第二直流電源電壓比成正比。
如申請專利範圍第1項所述之全域型交換式電源供應器，該訊號檢知單元包含有：一低通濾波器，係連接至該整流器的輸出端，以將直流弦波進一步濾波成一直流準位；一比較器，其一輸入端係連接至低通濾波器，另一輸入端則連接一第一參考電壓，一經比對後即輸出高低電位直流訊號；一電子開關，其控制端係連接至該比較器的輸出端，又該電子開關係串接一電阻；及一分壓器，係由二電阻串接組成，其中下電阻係與串接的電子開關及電阻並聯，又該分壓器的串聯節點係連接至對應功率因數校正電路。
如申請專利範圍第2項所述之全域型交換式電源供應器，該功率因數校正電路係為一升壓電路，其包含有：一儲能電感，其一端連接至該全波整流器的輸出端；一蓄能電容，係連接於該儲能電感另一端與接地端之間，輸出第一直流電源予該串並式直流對直流電源轉換電路；一電子開關，係連接於該儲能電感與蓄能電容節點與接地之間；及一控制器，其輸出端係連接至該電子開關的控制端及對應的電壓檢知電路的輸出端，依據電壓檢知電路調整對電子開關控制端輸出一脈寬調變訊號，又該控制器至少包含有一誤差放大器、一第二參考電壓端及一開關驅動單元，其中該誤差放大器一輸入端係連接至該參考電壓端，而另一輸入端則連接至對應電壓檢知電路的分壓器串聯接點。
如申請專利範圍第2項所述之全域型交換式電源供應器，該功率因數校正電路係為一降壓電路，其包含有：一電子開關，其一端係與該全波整流器的輸出端連接；一儲能電感，其一端連接至該電子開關的另一端；一二極體，其陰極係連接至該電子開關與儲能電感串聯節點，其陽極則連接至接地端；一蓄能電容，係連接於該儲能電感另一端與接地端之間，輸出第一直流電源予該串並式直流對直流電源轉換電路；一控制器，其輸出端係連接至該電子開關的控制端及對應的電壓檢知電路的輸出端，依據電壓檢知電路調整對電子開關控制端輸出一脈寬調變訊號，又該控制器至少包含有一誤差放大器、一第二參考電壓端及一開關驅動單元，其中該誤差放大器一輸入端係連接至該參考電壓端，而另一輸入端則連接至對應電壓檢知電路的分壓器串聯接點。
如申請專利範圍第3或4項所述之全域型交換式電源供應器，該串並式直流對直流電源轉換電路，係包含有：一變壓器，包含有中間抽頭的一次側線圈及一二次側線圈；一全橋開關電路，係包含有二並聯的第一及第二開關組，各主動開關組係包含有二相串接的一上臂主動開關及一下臂主動開關，又該第一及第二開關組的串聯節點係與變壓器一次側線圈二端連接；一切換開關，係連接於該變壓器一次側線圈中間抽頭與接地端之間；及一脈寬調變控制器，係連接至第一及第二開關組的二上臂主動開關及二下臂主動開關與切換開關的控制端，又該脈寬調變控制器的一輸入端係連接至該訊號檢知單元中分壓器的串聯接點，依據該功率因數校正電路的輸出電壓大小，進行一匝數調整程序，即藉由控制全橋開關電路的主動開關及切換開關的啟閉狀態，調整匹配的該輸出電壓的變壓器匝數比，之後再進行直流轉換程序。
如申請專利範圍第5項所述之串並式直流對直流電源轉換電路，其中該脈寬調變控制器的匝數調整程序係包含有：於判斷使用高壓段交流電源時，控制第二開關組的上臂主動開關呈關閉狀態，而下臂主動開關呈導通狀態，並同時控制該切換開關為常開斷路狀態，並輸出二組脈寬寬度為50%的脈寬調變訊號予第一開關組的上下臂主動開關控制端，以交替啟閉第一開關組的上下臂主動開關；於判斷使用低壓段交流電源時，令該第一及第二開關組的上臂主動開關與下臂主動開關分別為二組同步開關組，並控制該切換開關為常閉短路狀態，同時輸出二組脈寬寬度為50%的脈寬調變訊號至對應的同步開關組。
如申請專利範圍第6項所述之串並式直流對直流電源轉換電路，該切換開關係為一繼電器。
如申請專利範圍第6項所述之串並式直流對直流電源轉換電路，各主動開關係可為MOSFET或IGBT。
如申請專利範圍第7項所述之串並式直流對直流電源轉換電路，各主動開關係可為MOSFET或IGBT。
一種串並式直流對直流電源轉換電路，係包含有：一變壓器，包含有中間抽頭的一次側線圈及一二次側線圈；一全橋開關電路，係包含有二並聯的第一及第二開關組，各主動開關組係包含有二相串接的一上臂主動開關及一下臂主動開關，又該第一及第二開關組的串聯節點係與變壓器一次側線圈二端連接；一切換開關，係連接於該變壓器一次側線圈中間抽頭與接地端之間；一脈寬調變控制器，係連接至第一及第二開關組的二上臂主動開關及二下臂主動開關與切換開關的控制端；該脈寬調變控制器係依據一前級功率因數校正電路的輸出電壓大小，進行一匝數調整程序，即藉由控制全橋開關電路的主動開關及切換開關的啟閉狀態，調整匹配的該輸出電壓的變壓器匝數比，之後再進行直流轉換程序。
如申請專利範圍第10項所述之串並式直流對直流電源轉換電路，其中該脈寬調變控制器的匝數調整程序係包含有：於判斷使用高壓段交流電源時，控制第二開關組的上臂主動開關呈關閉狀態，而下臂主動開關呈導通狀態，並同時控制該切換開關為常開斷路狀態，並輸出二組脈寬寬度為50%的脈寬調變訊號予第一開關組的上下臂主動開關控制端，以交替啟閉第一開關組的上下臂主動開關；於判斷使用低壓段交流電源時，令該第一及第二開關組的上臂主動開關與下臂主動開關分別為二組同步開關組，並控制該切換開關為常閉短路狀態，同時輸出二組脈寬寬度為50%的脈寬調變訊號至對應的同步開關組。
如申請專利範圍第10或11項所述之串並式直流對直流電源轉換電路，該切換開關係為一繼電器。
如申請專利範圍第10或11項所述之串並式直流對直流電源轉換電路，各主動開關係可為MOSFET或IGBT。
如申請專利範圍第12項所述之串並式直流對直流電源轉換電路，各主動開關係可為MOSFET或IGBT。