1284453 玖、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 發明領域 t發明是有關於可調諧振盪器，且更尤其是有關於自 5 振靈n ’其在寬的調譜範圍產生怪定增益。 發明背景 命多電性與電腦應用與元件具有關鍵計時須求，其強 迫產生周期性時脈波形，而與參考時脈波形準確地同步。 10相位鎖疋回路(PLL)是—種被廣泛使用之電路型式，以提供 具有準確控制頻率之輸出信號，而與參考或輸入信號之頻 率同步。無線通信裝置、頻率綜合器、乘法器與除法器、 單與多個時脈產生器、以及時脈恢復電路，只為pLL之許 多應用之幾個例子。 15 &鮮綜合是—種特別通用技術，其被使賴較低頻率 蒼考時脈產生高頻時脈。在微處理器中，例如，一種晶片 上PLL可以將典型是在1至4MHz範圍中之（晶片外）低頻輸 =時脈之頻率增加倍數，以產生典型是在聰細以上廳 冰耗圍中之高頻輸出時脈，而與較低頻率之外部時脈準確地 同步。PLL另一項通常之使用為：藉由將局部時脈信號鎖定 於資料傳送之相位與鮮，㈣相資料流恢復數位資 枓。然後使用此局部時脈信號以時脈控制正反器或鎖定來 自序列資料流所接收之輸入。 弟1圖為典型PLL 10之方塊圖。此PLL 1〇包括··相位/ 1284453 頻率偵測器12、充電幫浦14、回路濾波器16、電壓控制振 盪器（“VC0”)18、以及頻率分割器20。vc〇可以為電流控制 振盪器（“CC0”），其具有由電壓-至-電流轉換器所提供之輸 入，如同由熟習此技術人士所瞭解者。此pLL 1〇接收參考 5日可脈信號CLKref且產生輸出時脈信號CLK0UT，其與參考時 脈L號對準同相。此輸出時脈頻率典型地為參考時脈頻率 之整數(N)倍，而此參數n是由頻率分割器設定。因此，對 於各參考信號週期有N個輸出信號週期。 此相位/頻率信號偵測器12在其輸入端子上接收兩個 10時脈信號(：：1^1^與(：1^*〇1^((：1^01^其頻率由頻率分割器 20刀割）。在傳統之配置中，偵測器12是前緣偵測器，其比 較兩個時脈信號之前緣。根據此比較結果，偵測器12產生 三個狀態之一。如果此兩個信號之相位對準，則此回路被，， 鎖定’’，而既未施加up信號或D0WN信號，且vc〇 18繼續 15以相同頻率振i。如果CLK卿領先CLK*·，則vc〇振盪 付太k，且偵測器12輸出與CLKref以及clk*〇ut之間相位 差成比例之阳吕號。相反的，如果CLK腳落《^CLK*〇uT， 則vco振盪得太快，且偵測器12輸出與clk聊以及 CLK*0UT之間相位差成比例之D〇WN信號。此up信號與 2〇 DOWN信號典型地採取脈衝形式，其寬度或期間對應於參 考時脈信號與輸出時脈信號前緣間之時間差異。 充電幫浦14產生電流1〇>，其控制VCO 18之振盪頻率。 此Icp是取決於從相位/頻率偵測器12輸出之信號。如果充電 黧浦14攸偵測裔12接收到up信號，其顯示clKr邱領先 1284453 CLK*0UT，則將lCP增加。如果充電幫浦14從偵測器12接收 到DOWN“號’其錄員不CLKrEF落後CLK*〇ut ’則將Icp減少。 如果充電幫浦14既未接收到UP信號亦未接收到DOWN信 號，則顯示此等時脈信號對準，而充電幫浦14並不調整1〇)。 5 回路濾波器16是設置在充電幫浦14與VCO 18之間。將 充電幫、浦輸出電流ICP提供給回路濾波器，則產生跨濾波 器16之電壓VLF。將VLF提供給VCO 18(或提供給電壓_至-電 流轉換器，其然後將電流提供給CC0)，以控制輸出時脈信 號之頻率。濾波态16在將VLf提供給VCO 18之前亦將頻帶 10外之干擾信號去除。此用於PLL中回路濾波器之共同結構為： 一種簡單之單極低通濾波器，其可以單一之電阻器與電容 器製成。 此輸出時脈信號(在某些應用中）經由頻率分割器2〇而 回路傳送回（looped back)。將所產生之CLK*〇ut提供給相位 15 /頻率偵測器12，以方便相位鎖定回路之操作。此頻率分割 器20藉由將CLK*0lJT之頻率以乘數因子N分割，而方便將一 般較高頻率之輸出時脈信號與較低頻率之參考時脈信號比 較。分割器20可以使用觸發式正反器實施，或經由對此技 術有一般知識人士所熟習之其他方法實施。因此，pLL 1〇 20將參考時脈信號與輸出時脈信號比較，且藉由調整輸出時 脈信號之頻率，而去除所偵測到兩者之間之任何相位差異。 在習知技術中對於可調譜式振覆器有許多不同設計使 用於此種PLL電路與其他應用中。對於可調譜式振盈器經常 令人期望其在延伸至高财之大頻帶寬度±具有線性增 1284453 益’但習知技術設計在此方面並未完全成功。 第2圖顯示習知技術馳緩式電流控制振盪器（CC0) 201，其具有單一計時電容器203，而適合使用於例如於第1 圖VC018中之可調諧式振盪器之應用中。可以使用電流控 5制源1c 2〇2以調整CCO 201之頻率。p-通路CMOS電晶體205 與通路CMOS電晶體207具有其源極連接至電容器203。此 等電晶體作用為開關用於允許電流進入與離開電容器 203。p-通路CM0S電晶體2〇6具有其源極連接至電晶體2〇5 之沒極，以及η-通路CMOS電晶體208具有其源極連接至電 10晶體207之汲極。此等電晶體206、208作用為電流源，用於 提供電流給電容器203，以及從其擷取電流。控制電路2〇9 連接至電晶體205與207之閘極與汲極以及電容器203。控制 電路209將電晶體205與207交替地切換成導通(on)與切斷 (off)，而允許電晶體206與208將電容器203充電與放電。此 15在電容器203上之電壓是在：由控制電路209所提供之上臨 界電壓VTH211與下臨界電壓VTL213之間振盪。如果 VTHm與VTLm更加靠近，則CC〇 201之頻率較高，且反 之亦然。 第3圖顯示具有兩個計時電容器3〇1與3〇3之習知技術 20弛緩式CC0 300。可以使用電流控制源1C 302以調整CCO 300之頻率。 p-通路CMOS電晶體305與η-通路CMOS電晶體307具有 其源極連接至電容器301。此等電晶體3〇5、307作用為開關 用於允許電流進入與離開電容器301。p_通路CM0S電晶體 1284453 309具有其源極連接至電晶體305之汲極。此電晶體作用為 電流源，用於提供電流給電容器301。 P-通路CMOS電晶體311與η-通路CMOS電晶體313具有 其源極連接至電容器303。此等電晶體311、313作用為開關 5 用於允許電流進入與離開電容器303。p-通路CMOS電晶體 315具有其源極連接至電晶體311之汲極。此電晶體作用為 電流源，用於提供電流給電容器303。 控制電路321使用兩個比較器317與數位正反器319而 實施。控制電路321連接至電晶體3〇5、307之閘極與源極、 1〇 以及連接至電容器301。此控制電路321將電晶體305、307 交替地切換成導通與切斷，以允許電晶體309將電容器3〇1 充電，以及允許電容器301放電至接地。 控制電路321連接至電晶體311、313之閘極與源極以及 電容器303。此控制電路321將電晶體311、313交替地切換 15成導通與切斷，以允許電晶體315將電容器303充電，以及 允許電容器303放電至接地。 電容器301、303之電壓抵達由參考或臨界電壓％^所 決定之位準，而輸入至控制電路321。 作為開始，如果電晶體305導通以及電晶體307切斷， 2〇則電容器3〇1被由電晶體309所提供之電流充電。最後，此 在電谷器301上之電壓抵達參考或臨界電壓Vref 323，而造 成比較器317之輸出切換，以及造成正反器319將其輸出切 換至閘極。因此，電晶體305切斷以及電晶體307導通。而 以電晶體305切斷，電晶體307不在提供電流給電容器3〇1。 1284453 而以電晶體307導通，電容器301經由電晶體3〇7放電至接地 電位。一旦在另一電谷恭上之電壓到達參考或臨界電壓 Vref 323，則電容器301開始重新充電，導致正反器切換電 晶體305、307之導通/切斷狀態。 5 關於電容器303，如果電晶體311導通且電晶體313切 斷，則電容器303被由電晶體315所提供之電流充電。最後， 此在電容器303上之電壓抵達參考或臨界電壓Vref 323，而 造成比較器317之輸出切換，以及造成正反器319將其輸出 切換至閘極。因此，電晶體311切斷以及電晶體313導通。 10而以電晶體311切斷，電晶體315不在提供電流給電容器 303。而以電晶體313導通，電容器303經由電晶體313放電 至接地電位。一旦在另一電容器301上之電壓到達參考電壓 Vref 323，則電容器303開始重新充電，導致正反器切換電 晶體311、313之導通/切斷狀態。 15 因為當在電容器303上之電壓抵達參考電壓Vref 323 時，電容器301開始充電，以及當在電容器301上之電壓抵 達參考電壓Vref 323時，電容器303再度開始充電，電容器 301與303之充電與放電是彼此180度異相。CCO 300之頻率 是由電容器之充電與放電所決定。
20 相較於第2圖之單一電容器CCO 201，此雙電容器CO 300已改善其使用於例如第1圖之可調諧式振器18應用中之 表現。 1·此雙電容器CCO 300只須要一個臨界電壓，而單電容 器CCO 201須要上與下臨界電壓。 1284453 2.此雙電容器CCO 300較單電容器cc〇 2〇1可提供較 大振幅之電容ϋ電壓，這是因為咖雇電容器可以具^ 電壓範圍：從大約0V至臨界電壓，而cc〇2〇1電容器只可具 有從低臨界電壓至高臨界電壓之電壓範圍。此低臨界電麼 5必須大於零，以致於電路元件可以運作，造成較小振幅之 電容器電壓。
3·以CC0 300較CCO201更容易獲得5〇%之工作週期。 可以由第3圖看出：在此電容器電壓抵達參考電壓力以 323之時間、與電晶體在導通與切斷間切換之時間之間有一 10些延遲Td。此項延遲亦稱為傳輸延遲，是由電子元件中之 延遲所造成，例如·比較态317用於比較輸入信號所須時 間、正反器319改變狀態所須時間、電晶體305、3〇7、311、 以及313在導通與切斷間切換所須時間。 在雙電容器CCO 300中，如果忽略由比較器317、正反 15 杰Ή9、以及電晶體所造成之延遲Td，則其輸出頻率與控制 電流直接成比例：
可以看出如同所期望，此頻率是線性取決於控制電 流。而且當參考電壓下降則其頻率增加。這是因為如果不 20充電至如此高電壓，則此電容器可以更快地實施充電/放電 循環。而且，當電容減少則頻率增加，這是因為具有較低 電容之電容器可以更快地實施充電/放電循環。 在實際上並不可忽略由比較器317、正反器319、以及 11 1284453 電晶體所造成之延遲Td，以及此延遲可將非線性地導入 CCO 300之控制特徵。此實際頻率與理想頻率之關係為· f __ fideal _ _al、+Tdfideal ⑺ 如同於第4圖中所示，當對於理想情形之振盪器增益特 5徵403為線性時，此對於實際情形之振盪器增益特徵為不再 為線性，且事實上在較高頻率大幅下降。 此非線性增益特徵部份是由於延遲1所造成電容器電 壓之電壓過度突增(overshoot)所造成。此電壓過度突增是由 第5圖說明，其為例如電容器301之電容器電壓之作為時間 1〇函數之圖形5〇1。電壓信號503可以代表在電容器3〇1上之上 升與下降之電壓。在理想情形中，電壓5〇3增加至參考或臨 界電壓位準323(其說明作為電壓位準5〇5)。當到達電壓位準 505時，電晶體305、307從控制電路321接收電壓，而將其 狀態由導通改變成切斷以及由切斷改變成導通。在理想情 15形中這會造成電容器在抵達電壓位準505時會放電，以及將 ‘致理想之CC0 300之振盡頻率。然而，由於傳輸延遲， 此電壓信號503繼續增加傳輸延遲時間5〇9，且在電容器3〇1 放電前抵達大於電壓位準505之電壓位準507。此過度突增 電壓508是電壓位準505與507間之差異。 20 當此來自電流控制源1C 302之電流增加時，此電壓過 度突增問題變得更加嚴重，而導致第4圖之非線性振盪器增 益特徵403。電壓信號511代表對於來自電流控制源IC 3〇2 較高電流而在電容器上之上升電壓。其傳輸延遲時間與電 12 1284453 壓#浩503相同，但是由於來自電流控制源IC 302之較大電 流，其電壓在傳輸延遲時間期間一直上升至電壓位準513。 此造成由電壓位準513與505間之差異所給定之過度突增 (overshoot)電壓515。因此，當來自電流控制源圯3〇2之電 5流增加時，此振盪器之增益降低而接近限制振盪頻率。 這對於電容器303與電晶體311、313之相同分析亦為真 實。 此非線性特徵使其難以藉由改變控制輸出頻率，且 亦使其難以控制增益或敏感度。 10 纟於上述原因，須要-種可調諧式振魅，其具有改 善之電壓-至-頻率特性與可更準確控制之輸出頻率。 【潑^明内容^】 發明概要 ’ 本發明使用可變參考電壓以補償由於電子元件中延遲 15所造成以電流控制振盈器中之傳輸延遲。此造成在寬廣範 圍之控制電流與輸出頻率上改善之電壓_至_頻率特性⑽ 益）。當控制電流增加時參考電壓降低，且改變其頻率以匹 配振盪器之相位。 20 以更-般性之說法而言，本發明包括_種在寬廣頻率 範圍上具有線性增益之可觸式顧器一控制來源例如 控制電流源，輸出一種控制輸出例如控制電流，用於調諧 此可調諧式振ϋ。此缝H魏輸k射隨著所老 輸出之增加而增加。此控制電路控制振M器電路之剩 響應比較之結果。此比較例如使用比較器，將振盈器驾
13 1284453 信號與參考信號比較。此傳輸延遲補償電 質上相Γ之頻率改變參考信號之振幅，以補償從== 至振廬☆電路之錢傳輪㈣。 工 5 10 15 20 佳特r在請參考下㈣式作為例子《說明轉明之其他較 圖式簡單說明 第1圖為說明典型相位鎖定回路結構之方塊圖； 器二2)圖為習知技術之單-電容器遲緩式電流控制振遂 (cc〇=圖為習知技術之雙電容器遲緩式電流控制振盡器 第4圖样頁不傳輪延遲(例如：由比較器與開關所造成 振盪器增益特徵之效應； ^ *圖‘.’I示電谷$電壓為時間之函數，以說明由傳 遲所造成之電壓過高突增； ’ 時仏第6圖為用於兩種不同控制電流位準之電容器電壓為 、函數，以說明用於補償傳輸延遲之可變臨界電壓；、 曰第7圖顯示相較於習知技術振盪器增益圖式之由本赘 月之傳輪明補償所造成之改良線性之織器增益特徵f 第8圖包括兩個圖式，其說明用於兩個不同控制電流伋 I之可變臨界電壓與電容器電壓； r、第9圖為電路圖，其說明將傳輸延遲補償電路設置在_ 似於第2圖之CCO之雙電容器遲緩式(CCO)中； 第10圖為第9圖之傳輸延遲補償電路之更詳細圖式； 14 1284453 第π圖為第9圖之振盈器電路之更詳細圖式；以及 第12圖為第9圖之比較器電路之更詳細圖式。 【實施冷式】 較佳實施例之詳細說明 5 本舍明藉由提供可變參考電壓以取代於此電路中所使 用第5圖之怪定參考電壓或臨界電壓5〇5，以解決在調諧式 振盪器中傳輪延遲時間之問題，此振盪器例如為第3圖之具 有雙計時電容器3〇1與303之弛缓式CCO 300。將此參考電 壓改變’使其對較大之CCO控制電流相較於較小之CCO控 10制電流降低更多。第6圖為圖式說明用於兩個不同控制電流 位準之電容器電壓為時間之函數，以說明本發明之用於補 償傳輸延遲之可變臨界電壓。此由較低位準第一控制電流 所產生之電容器電壓信號601，是顯示於由較高位準第二控 制電流所產生更快速上升之電容器電壓信號6〇3之側。參考 15電壓6〇7相對於參考電壓605而降低。藉由使用具有較大控 制電流之較低參考電壓6〇7、以及具有較小控制電流之較高 參考電壓⑼7，可以使電容器電壓信號6G1與6G3在相同位準 出現尖峰。因此，提高由較大電流所產生之振盪頻率。此 外，使得參考電壓605、607與電容器電壓6〇1、6〇3同相地 20 改變。 第7圖顯示相較於習知技術振盈器增益圖式之由本發 明之傳輸延遲補償所造成之改良線性之振盈器增益特徵: 振盡器增益特徵7G1顯*未設置可變參考電壓之可調譜式 振盡器之非祕增益。振|器增益倾7咖减用可變^ 15 1284453 考電麼之可調諧式振盪器之改良線性增益。如同可以看 出，曲線703之線性增益延伸至較高頻率範圍中。 第8圖包括兩個圖式，其說明用於兩個不同控制電流位 準之可變臨界電壓與電容器電壓。曲線803顯示用於比較高 5振盪器控制電流之電容器電壓，而曲線807顯示用於比較低 振盪器控制電流之電容器電壓。在曲線8〇3之情形中較在曲 線807之情形中，此電容器可以更快地充電。 曲線801顯示用於較大控制電流情形之可變臨界電 壓，而曲線805顯示用於較小控制電流情形之可變臨界電 馨 10壓。其顯示··對於電容器電壓803、807之各單一振盡循環， 此等臨界電壓801、805實施兩個振盪循環。這是由於為了 清楚起見，只對於此等電容器之一顯示電容器電壓。實際 上在各電容器振盪尖峰之間有屬於第二電容器之額外振盪 尖峰。因此，對於各兩個電容器振盪尖峰有一個臨界電壓 15 振盪尖峰。 由此圖中可以看出，即使控制電流改變，此可變臨界 電壓使得電容器電壓803、807在相同位準出現尖峰。因此，此 鲁 方法補償在調諧式振盪器中之傳輸延遲以提供線性增益。 第9圖為可調諧式振盪器901之電路圖，其藉由將傳輸 20延遲補償電路9〇3設置於與第3圖所示cc〇 300實質上相同 之雙電容器馳緩式CCO中，以執行本發明之可變臨界電壓 傳輸延遲補償。為了簡單說明起見，在第10圖中各別顯示 、 傳輸延遲補償電路903之細節，在第U圖中各別顯示振盪器 · 電路911之細節，以及在第12圖中各別顯示比較器925之細 16 1284453 節。雖然有兩個比較益925，其以相同之參考號碼顯示而非 以不同之參考號碼顯不，因為在大部份應用中對於此兩者 使用相同型式之比較器。 第9與11圖之振盈電路911可以與第3圖之習知技術 ， 5中使用者相同。控制電路905(與第3圖中控制電路321相同） * 經由導線1101、1102提供輸出至電容器電路911。將控制電 流913供應至振盪器電路911，用於將如同第3圖之第11圖之 電容器301、303充電。振盪器電路911具有導線11〇3、11〇4， 用於提供電壓信號給控制電路905之比較器925之導線 馨 10 1202。此比較器925經由導線1204提供輸出給正反器929。 第12圖更詳細顯示比較器925之一。此比較器包括九個 電晶體。第9圖之電流源將電流經由導線12〇ι供應至比較器 925。此比較器925將以下兩者作比較：⑴從振盪電路911至 導線1202之輸入，（2)從傳輸延遲補償電路903之導線923輸 I5入至導線1203之可變參考電壓。此比較器12〇4之輸出取決 於比較之結果而切換。 第10圖之傳輸延遲補償電路903用於經由導線923將可 隹 變參考電壓輸出至控制電路905。電路903包括電容器1〇〇3 與1005經由電阻器1001與1007交替地充電與放電，以響應 20 由輸入919、921所觸發之切換，以產生例如第8圖中之參考 電壓信號801、805。使用此兩個電容器，以致於此電路可 以與振盪電路911之雙電容器301、303上之電壓位準同相地 · 改變參考電壓。此等輸入919、921是由控制電路905提供。 - 此等輸入是與經由導線1101、1102以觸發第11圖之振盪電 17 1284453 路911之電晶體305、307、311、313之閘極之信號相同（與 從第3圖之控制電路321之正反器319所輸出之信號相同）。 電路903從電壓源909經由導線915接收低參考電壓作為輸 入。此電路亦從電壓源910經由導線917接收高參考電壓作 5 為輸入。 控制電路輸入919、921造成：傳輸延遲補償電路9〇3 與振盪電路911之雙電容器301、303之振盪同相地、在上下 參考電壓輸出915、917之間切換。電路903因此從輸出923 提供例如：第8圖之可變參考電壓801、805之信號。 10 選擇電壓源909、910、電容器1〇〇3、1〇〇5、以及電阻 器1001、1007之值，以致於可變參考電壓輸出923之振幅與 相位將造成：振盪器電路911之電容器301、303上之電壓， 在輸入控制電流907(或第3圖中302)之寬廣範圍上，以大約 相同之值產生尖峰。 15 在所說明之實施例中可以作其他之組合與修正。本發 明並不受限於雙電容器型式可調諧振盪器。例如，只要作 數項修正，可以將相同之本發明應用於單一電容器遲緩式 電流控制振盪器（CCO)。當與具有傳輸延遲問題之許多不同 型式之調諸振遭器一起使用時，本發明對於增益之線性增 20加有幫助。而且，可以使用電子元件之不同特定配置，而 仍可產生提供更線性振盪器增益之可變參考電壓。因此， 雖然以上使用特定實施例說明本發明，然而對於熟習此技 術讀者為明样員’可以在申請專利範圍之範圍中對其作許多 變化。 18 1284453 【圖式簡單說明3 第1圖為說明典型相位鎖定回路結構之方塊圖； 第2圖為習知技術之單一電容器遲緩式電流控制振盪 器(CCO); 5 第3圖為習知技術之雙電容器遲缓式電流控制振盪器 (CCO); 第4圖顯示傳輸延遲(例如：由比較器與開關所造成）對 振盪器增益特徵之效應； 第5圖顯示電容器電壓為時間之函數，以說明由傳輸延 10 遲所造成之電壓過高突增； 第6圖為用於兩種不同控制電流位準之電容器電壓為 時間函數，以說明用於補償傳輸延遲之可變臨界電壓； 第7圖顯示相較於習知技術振盪器增益圖式之由本發 明之傳輸延遲補償所造成之改良線性之振盪器增益特徵； 15 第8圖包括兩個圖式，其說明用於兩個不同控制電流位 準之可變臨界電壓與電容器電壓； 第9圖為電路圖，其說明將傳輸延遲補償電路設置在類 似於第2圖之CCO之雙電容器遲緩式（CCO)中； 第10圖為第9圖之傳輸延遲補償電路之更詳細圖式； 20 第11圖為第9圖之振盪器電路之更詳細圖式；以及 第12圖為第9圖之比較器電路之更詳細圖式。 19 1284453 【圖式之主要元件代表符號表】 10···相位鎖定回路 12…相位/頻率偵測器 14…充電幫浦 16···回路濾波器 18…電壓控制振盪器 20…頻率分割器 201···電流控制振盪器 202···電流控制源1C 203···單一記時電容器 205、206···電晶體 207、208···電晶體 211···上臨界電壓 213···下臨界電壓 300···電流控制振蘯器 301、303···電容器 305、307…電晶體 317···比較器 319···數位正反器 321···控制電路 323…參考電壓 401…振盪器增益特徵 403···振盪器增益特徵 501…圖形 503···電壓信號 505、507…電壓位準 508、515…過度突增電壓 509···傳輸延遲時間 511···電壓信號 513···電壓位準 601···電容器電壓信號 603···電容器電壓信號 605…參考電壓值 607···參考電壓值 701···振盪器增益特徵 703···振盪器增益特徵 801、803···曲線 805、807···曲線 901···可調諧式振盪器 903…傳輸延遲補償電路 905···控制電路 909···電壓源 910···電壓源 911···振盪器電路 917…導線 919···輸入 921···輸入 20 1284453 923…導線 1107…電阻器 925···比較器 1201···導線 929···正反器 1202···導線 1001···電阻器 1203···導線 1007···電阻器 1204…比較器 1101…電阻器 CLK〇ut…輸出時脈信號 1102…導線 CLK*0UT···輸出時脈信號 1103…電容器 CLKREF…參考時脈信號 1104…導線 Icp···充電幫浦輸出電流 1105…電容器 Vlf…電壓 21