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TW201739151A - 具有強健電流感測及共享放大器之多相位切換電源供應器 - Google Patents

具有強健電流感測及共享放大器之多相位切換電源供應器 Download PDF

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TW201739151A
TW201739151A TW106112657A TW106112657A TW201739151A TW 201739151 A TW201739151 A TW 201739151A TW 106112657 A TW106112657 A TW 106112657A TW 106112657 A TW106112657 A TW 106112657A TW 201739151 A TW201739151 A TW 201739151A
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TW106112657A
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嚴穎怡
亦定 谷
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林耳科技公司
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Abstract

在一種多相電流模式受控切換電源供應器中，感測穿過各種相位中之電感器之電流以判定何時關斷切換電晶體。感測斜變漣波電流之一AC電流回饋路徑與感測較低頻率平均電流之DC電流路徑分離。一共享差分放大器使其輸入多工化以僅自所有該等相位接收DC分量信號。該放大器之增益經設定以使得DC感測信號具有與AC感測信號之適當比例。針對各相位，使用一第二多工器取樣且保持該放大器之輸出。該AC感測信號及該經放大DC感測信號針對各相位由一求和電路進行組合。針對各相位將複合感測信號施加至一比較器以控制相關聯開關之工作循環。

Description

具有強健電流感測及共享放大器之多相位切換電源供應器
本發明係關於DC/DC轉換器，且特定言之，係關於多相電流模式切換轉換器。
多相切換電源供應器已為吾人所熟知，且被頻繁用於高電力應用中。圖1繪示一兩相電源供應器。在此一多相電源供應器中，複數個獨立受控切換電源供應器經並聯連接以驅動表示為一電阻器RL、耦合至經調節輸出電壓Vo之一負載。通常，將控制器10實施為一積體電路，且電感器L1及L2以及輸出電容器Co處於外部。切換電晶體Q1至Q4可取決於電力要求而處於內部或外部。 時脈在一循環之一不同相位期間藉由在其相關聯相位之開始處接通頂部電晶體Q1或Q3而設定各電源供應器。依此方式，由各相位傳導之電流僅係一小部分負載電流，且輸出電壓漣波減少。此舉降低濾波要求、減少開關中之RMS電力耗散、減少熱點、使得能夠更快速地回應負載變化且放寬對印刷電路板上及積體電路中之跡線之要求。理想情況下，在穩態條件下由該等相位提供之電流係相同的。 電流模式切換電源供應器通常用於多相切換電源供應器中，且需要一非常準確之電流感測器以回饋暫態電感器電流以調節穿過相位中之各種電感器之峰值電流。基本上，當斜變電感器電流跨一臨限值電壓時，切換電晶體在時脈循環之剩餘部分內關斷。對於各相位，電流感測應相同，以保證負載電流跨所有相位均勻平衡。圖1展示針對相位之各者之電流回饋信號Ifb1及Ifb2，且展示輸出電壓回饋信號Vfb。輸出電壓回饋信號Vfb可係一分壓。 用於偵測各相位中之電感器電流之一種技術係插入與電感器串聯之一低值感測電阻器(例如，小於0.1歐姆)並量測跨電阻器之電壓降落。電壓降落包含歸因於斜變電感器電流之DC分量之一相對較大降落及歸因於斜變電感器電流之AC漣波分量之一小得多降落。因為各相位中之電阻器具有一非常低之值，所以存在一不良信雜比。信雜比問題係歸因於在電阻器同時傳導一高DC電流及切換雜訊時之跨感測電阻器之相對較小漣波電壓(AC)降落。此外，電阻器中之損耗浪費電力。 替代使用一單獨串聯電阻器，可藉由感測跨電感器(因為電感器具有稱為DCR之一DC繞組電阻)之電壓或感測跨同步整流器開關(當其接通時)之電壓而「無損地」量測電流。此技術認為係無損的，此係因為其依賴於轉換器拓撲中固有之電阻損耗。 有效地感測電流之另一方式係使用一電阻器-電容器網路模擬跨電感器之電感器電流，其中RC網路之時間常數與電感器DCR時間常數相同，使得RC=L/DCR。因此，跨電容器之斜變電壓將追蹤穿過電感器之斜變電流。然而，若DCR非常低，則將存在一切換雜訊問題及一信雜比問題。此將導致脈衝寬度調變(PWM)相位抖動、電流不平衡及其他問題。 美國專利第8,823,352號揭示用於一單相電源供應器之各種電流感測技術，但未解決一多相電源供應器之電流感測。'352專利揭示一種技術，其用於分離出電感器電流之AC分量與DC分量以有效地獨立放大AC分量，且接著，適當放大DC分量以造成與AC分量之適當比例。然而，此技術在應用於一多相電源供應器時係有問題的，此係因為各相位將需要具有完全相同增益之一單獨放大器以類似地放大其相關聯DC分量，且難以針對相位之各者形成相同放大器。提供單獨放大器亦增大系統之成本及大小。 需要一種使用電流模式轉換器相位之多相切換電源供應器，其中可使針對各相位之電流感測更準確且對於各相位相同。
本發明揭示一種具有相控電流模式轉換器(亦稱為各種相位)之多相切換電源供應器。一RC網路針對各相位模擬電感器電流。該RC網路分離出經模擬電感器電流之DC分量及AC分量，使得兩個路徑可單獨地進行處理，接著稍後進行組合。可使該AC分量具有一高峰值至峰值電壓，此係因為其與DC分量分離，此改良信雜比。該DC分量經單獨放大。對於相控電流模式轉換器，經模擬電感器電流之準確處理精確地要求對各相位之DC分量之相同放大。 對於DC分量，僅一單一差分放大器用於所有相位，此係因為其輸入及輸出經多工化，且放大器之輸出針對各相位施加至一取樣及保持電路。接著，將該取樣及保持電路之輸出(含有電感器電流之經放大DC分量)與AC分量進行求和。「輸入」多工器時脈可係設定電流模式轉換器之相位之同一時脈，且「輸出」多工器時脈可略微延遲以避免放大器輸出中之取樣切換雜訊。 因此，對於各相位，放大完全相同，存在歸因於DC分量之取樣及保持之較少切換雜訊，且所有相位存在更佳電流平衡。另外，因為僅存在一個放大器，所以減小了系統之成本及大小。 接著，對於各相位，比較AC分量與放大器之取樣及保持輸出之總和與用於調節穿過電感器中之各者之峰值電流之一控制電壓。所有相位將具有同一控制電壓，所以由相位供應之電流應相同。 可使電流感測電路中之各者中之電阻器匹配，且可針對不同相位中之電感器客製該等電阻器。 因此，用於各種相控電流模式轉換器之電流感測將更準確且相同，具有小添加空間，此係因為針對所有相位使用同一放大器。 電流感測及共享DC感測信號放大器可應用於任何類型之多相電流模式轉換器，其包含降壓、升壓、降壓-升壓、最小電流控制、恒定接通時間控制、恒定關斷時間控制等等。除了電流感測及共享放大器之外，轉換器之所有態樣可係習知的，從而使本發明能夠容易地併入於既有多相轉換器設計中。 各個相位可使用同一輸入電壓或不同輸入電壓，且該等相位可驅動同一負載或不同負載。在所有情況下，電感器電流之DC分量將緩慢改變，從而使得能夠取樣各相位中之一平均DC分量且將其用於整個切換循環。
相關申請案之交叉參考 本申請案主張來自2016年4月15日申請之美國臨時申請案號62/323,490之優先權。 圖2繪示本發明之一第一實施例，其係一多相切換電源供應器。儘管為了簡化起見僅展示兩個相位，但可取決於所需電力及所要漣波而使用任何數目個相位。首先將描述電源供應器之習知部分之操作。可替代地使用諸多其他類型之電源供應器，且本發明主要係關於產生分離AC感測信號與DC感測信號之電流感測部分及DC感測放大器由所有相位共享。 一時脈(Clk)信號施加至一RS正反器20之設定輸入。各相位具有其自身時脈信號，且該等相位在一單一時脈循環內被平分。在兩個相位之實例中，在相位之間存在一半個循環差。產生相控時脈信號已為吾人所熟知。時脈頻率通常將在幾十kHz至幾MHz之間。其他類型之多相電流模式轉換器不一定依一恒定頻率切換，但仍需要電感器電流偵測以控制開關。 RS正反器20之設定在其Q輸出處產生一高信號。作為回應，一邏輯電路24接通電晶體開關26且關斷同步整流器開關28。兩個開關皆可係MOSFET或其他電晶體。一二極體可替代同步整流器開關28。邏輯電路24保證不存在開關26與開關28之交叉傳導。施加至一電感器L1至開關26之輸入電壓Vin致使斜一變電流流過電感器L1。斜變電流由一輸出電容器36濾波，且將電流供應至連接至輸出電壓Vo之一負載。輸出電容器36相對較大以使漣波平滑。 輸出電壓Vo施加至一分壓器42，且分電施加至一跨導誤差放大器44之負輸入。一參考電壓Vref施加至放大器44之正輸入。放大器44之輸出電流對應於實際輸出電壓Vo與所要輸出電壓之間之差值。基於放大器44之正電流輸出或負電流輸出調高或調低跨放大器44之輸出處之一電容器46之電壓(一控制電壓Vc)。電容器46處之控制電壓Vc尤其設定開關26之工作循環及使至放大器44中之輸入均衡所需之控制電壓Vc之位準。一電阻器及電容器可與電容器46並聯連接以如所熟知般控制及最佳化相位及環路穩定性。 圖2亦繪示一習知斜率補償電路48，如對於電流模式電力轉換器所熟知。斜率補償電路48之一鋸齒式輸出由一減法器50自控制電壓Vc減去。在高作循環(通常大於50%)下，斜率補償電路48之效應係減少高工作循環下可能發生於電流環路中之次諧波振盪。斜率補償電路48與本發明無關。某些類型之多相電流模式轉換器無需斜率補償。 經補償控制電壓Vc施加至一比較器52之一個輸入。 如稍後將更詳細描述，表示暫態斜變電感器電流之一經模擬信號施加至比較器52之另一輸入。當斜變信號跨經補償控制電壓Vc時，RS正反器20重設，此關斷開關26並接通開關28以使電感器放電，直至下一時脈循環啟動。依此方式，對於各循環，穿過電感器L1之峰值電流經調節以產生一所要輸出電壓Vo。其他類型之合適之電流模式轉換器不調節峰值電流，但仍基於經偵測電感器電流切換電晶體。 另一相位與剛描述之相位相同，且使用其自身比較器(圖中未展示)、RS正反器及邏輯以獨立地切換其開關56及58。所有相位使用同一經補償控制電壓Vc以設定穿過其等之電感器之峰值電流。理想情況下，各相位具有同一工作循環，且將總電流之二分之一供應至負載。儘管展示驅動一單獨輸出電容器36之各相位，但其等係同一共同電容器36。 穿過電感器L1之電流包含一DC分量(較低頻率平均電流)及一AC分量(較高頻率漣波電流)。 在先前技術設計中，藉由各個開關之接通或關斷，電感器電流中之切換雜訊(例如，高頻率尖峰及振盪)係一個問題，且若該切換雜訊足夠高，則可致使比較器之錯誤觸發，從而導致輸出電壓Vo上之漣波之抖動及一增大。 本發明減輕切換雜訊之問題且幫助所有相位具有相同特性，使得各相位將會把相同比例之電流供應至負載。此避免一個相位傳導更多電流，從而致使其變得比其他相位更熱、降低其效率且限制最大操作環境溫度。保持相位相同亦減少輸出電壓漣波。本發明使用由所有相位共享之經多工化差分放大器，此減小相控轉換器之大小，且致使所有相位具有更類似之操作特性。 圖2繪示針對一AC感測路徑與一DC感測路徑具有不同RC電路之電流感測電路。電阻DCR1表示電感器繞組DC電阻。一電感器繞組可具有大約幾莫姆(mohm)至小於1莫姆之一DC電阻。包括一電阻器R3及電容器C3之串聯連接、跨電感器L1之開爾文(Kelvin) 連接之一RC網路經選擇以具有比電感器及DCR之時間常數小得多之一時間常數，使得R3*C3＜L1/DCR。感測跨電容器C3端子之AC漣波電壓。R3*C3時間常數可係低於L1/DCR之任何時間常數以適當操作，此係因為DC路徑之增益將被適當地調整以避免失真。藉由降低時間常數R3*C3，跨電容器C3之AC漣波電壓量值可隨著穿過電感器L1之電流斜升而大幅增大。此增大電壓信號增大AC感測信號之信雜比，從而使比較器52被更準確地按時觸發。 電阻DCR2表示電感器L2的DC電阻。名詞gm意指跨導(transconductance)。放大值x1意指單位放大。放大值xK意指放大為K倍。數值VSW1 為開關26及28之間之電壓。數值VSW2 為開關56及58之間之電壓。數值VAC2 為跨電容器C1之AC漣波電壓。 因為任何切換雜訊含有比切換頻率大得多之頻率，所以大部分切換雜訊將由電容器C3濾除，使得時間常數R3*C3之減小不會不利地影響AC路徑中之切換雜訊之效應。 一第二RC網路由電阻器R4及電容器C4跨電容器C3之串聯連接形成。電阻器R4及電容器C4用作一低通濾波器，以濾除切換雜訊及AC漣波，其中跨電容器C4之經濾波信號與電感器電流之DC分量成比例。跨越電容器C4之電壓係跨電容器C3之平均電壓。 跨感測端子SNSP1及SNSAVG 1之電壓表示電感器電流之DC分量VDC1 ，且跨感測端子SNSP1及SNSN1之電壓表示電感器電流之AC漣波電壓VAC1 。 AC漣波電壓由一單位增益緩衝器60針對各相位緩衝，且緩衝器60之輸出針對各相位施加至一求和器62。 電感器電流之DC分量在穩態操作期間相對恒定，所以其在一切換循環期間之瞬時值並不重要。因此，一相位之DC分量可在切換雜訊已減弱後之一時間每循環由一共享差分放大器66放大且由一取樣及保持電路68取樣僅一次。放大量經設定以致使DC感測信號具有與AC感測信號之適當比例以無失真。所需放大增益K可藉由模擬判定。 求和器62將AC感測信號與DC感測信號相加以產生模擬實際電感器電流之一信號。求和器62之輸出將係(K+1)*VDCR1 。 因為同一放大器66由各相位使用，所以用於各相位之DC分量依完全相同之增益進行放大。此藉由多工化來自所有相位之DC感測輸入使得其等按順序施加至放大器66來實現。此亦藉由僅需要一個放大器66而減小控制器之大小。 一第一多工器70由各種時脈相位控制，以在一短暫時間內循序地將各相位連接至放大器66。 一第二多工器72由時脈相位進行控制以在第一多工器70已將放大器66連接至相關聯相位以消除任何切換雜訊不久之後之某一時間取樣且保持放大器66之輸出。一保持電容器74針對各相位在時脈循環之剩餘部分內為彼相位保持經放大DC感測信號。經取樣及保持信號最終在整個時脈循環內針對彼相位施加至相位之相關聯求和器62，使得針對彼相位之求和器62之輸出準確地表示整個時脈循環之電感器電流。 接著，針對各個相位之經模擬電感器電流信號施加至相位之相關聯比較器52，且與共同經補償控制電壓Vc進行比較以判定針對相關聯相位何時關斷電力開關(例如，開關26或56)。 作為圖2中之電路之結果，切換雜訊最終自回饋路徑消除，歸因於共享放大器66而使相位更類似，且信雜比大幅增大。此導致更精確電流平衡、更小工作循環抖動、一更低成本控制IC，及一更準確且恒定輸出電壓Vo。 此外，各相位之比較器52及緩衝器60兩者皆由於製造變動而具有不可避免之偏移。在實務中，各相位之偏移必然不同。不匹配偏移促成相位之間之電流不平衡。現在，利用本發明之改良，因為DC感測信號及AC感測信號兩者皆進行K次有效放大，所以歸因於此等不匹配偏移之不平衡減小了1/K。 若控制器IC使用針對N個相位之N個不同放大器之先前技術，則此等放大器之增益K之間之不可避免之不匹配將促成電流不平衡。現在，利用本發明之方法，每相位使用同一放大器，使得增益K完全相同。電流不平衡之此促成因素得以消除。 包括電阻器R4及電容器C4之低通濾波器之隅角理想地經設計以使得經求和信號與跨DCR1之依任何頻率而無相移之電壓信號成比例。此外，較佳的是，電阻器R3及R4具有致使跨此兩個電阻器之電壓相等之值。 電路僅具有一個至電感器之開爾文連接，從而簡化實施。 電源供應器之另一相位與第一相位相同且包含電阻器R1及R2、電容器C1及C2、電感器L2以及AC及DC分量處理電路。AC漣波電壓及DC感測電壓施加至端子SNSP2、SNSN2及SNSAVG2 。DC感測電壓標記為VDC2 。任何額外相位亦將相同。 圖3類似於圖2，但使用一低值感測電阻器Rsense偵測電感器電流之DC分量，而非跨電容器C3之平均電壓。跨電阻器Rsense之電壓降落由包括電阻器R4及電容器C4之低通濾波器進行濾波，且跨電容器C4之電壓係將施加至放大器66之電感器電流之DC分量。電阻器R3及電容器C3之RC時間常數低於L1/(DCR1+Rsense)時間常數。電路之其餘部分及操作與圖2中相同。 電流感測及共享DC感測信號放大器可應用於任何類型之多相電流模式轉換器，其包含降壓、升壓、降壓-升壓、最小電流控制、恒定接通時間控制、恒定關斷時間控制等等。 一些多相轉換器不使用一共同相控時脈來設定切換電晶體，但使用頻率調變，其中用於所有相位之切換頻率係獨立的，且經控制以致使轉換器輸出經調節電壓。此類型轉換器仍稱為多相轉換器，此係因為開關並不都是同時進行切換。 除了電流感測及共享放大器之外，轉換器之所有態樣可係習知的，從而使得本發明能夠容易地併入於既有多相轉換器設計中。 各種相位可使用同一輸入電壓或不同輸入電壓，且該等相位可驅動同一負載或不同負載。在所有情況下，電感器電流之DC分量將緩慢改變，從而使得能夠取樣各相位中之一平均DC分量且將其用於整個切換循環。 所有相位可由並有本發明之同一控制器IC控制。 雖然已展示並描述本發明之特定實施例，但熟習此項技術者將明白，可做出改變及修改而不背離本發明之更廣態樣，且因此，隨附申請專利範圍在其範疇內將涵蓋在本發明之真正精神及範疇內之所有此類改變及修改。
10‧‧‧控制器
20‧‧‧RS正反器
24‧‧‧邏輯電路
26‧‧‧開關
28‧‧‧開關
36‧‧‧電容器
42‧‧‧分壓器
44‧‧‧放大器
46‧‧‧電容器
48‧‧‧斜率補償電路
50‧‧‧減法器
52‧‧‧比較器
56‧‧‧開關
58‧‧‧開關
60‧‧‧緩衝器
62‧‧‧求和器
66‧‧‧放大器
68‧‧‧取樣及保持電路
70‧‧‧第一多工器
72‧‧‧第二多工器
74‧‧‧保持電容器
Co‧‧‧輸出電容器
C1‧‧‧電容器
C2‧‧‧電容器
C3‧‧‧電容器
C4‧‧‧電容器
CLK‧‧‧時脈
DCR1‧‧‧電阻
DCR2‧‧‧電阻
gm‧‧‧跨導
Ifb1‧‧‧電流回饋信號
Ifb2‧‧‧電流回饋信號
L1‧‧‧電感器
L2‧‧‧電感器
Q1‧‧‧電晶體
Q2‧‧‧電晶體
Q3‧‧‧電晶體
Q4‧‧‧電晶體
R1‧‧‧電阻器
R2‧‧‧電阻器
R3‧‧‧電阻器
R4‧‧‧電阻器
RL‧‧‧電阻器
SNSN1‧‧‧感測端子
SNSN2‧‧‧端子
SNSP1‧‧‧感測端子
SNSP2‧‧‧端子
SNSAVG1‧‧‧感測端子
SNSAVG2‧‧‧端子
Vo‧‧‧輸出電壓
Vc‧‧‧控制電壓
VAC1‧‧‧漣波電壓
VAC2‧‧‧漣波電壓
VDC1‧‧‧DC分量
Vin‧‧‧輸入電壓
Vref‧‧‧參考電壓
Vfb‧‧‧輸出電壓回饋信號
VSW1‧‧‧電壓
VSW2‧‧‧電壓
圖1繪示使用電流模式轉換器之一先前技術通用多相切換電源供應器。 圖2繪示針對一兩相電源供應器之本發明之一實施例，其中相控電流模式轉換器各模擬其等之各自電感器電流、單獨地處理經模擬信號之AC分量與DC分量以改良信雜比、使用同一DC放大器處理DC分量(藉由多工化)，且使用一取樣及保持電路以貫穿整個時脈循環保持DC經放大值，同時DC放大器間歇性地耦合至各相位。 圖3繪示本發明之另一實施例，其中一低值感測電阻器用於電感器電流路徑中，而非僅使用電感器之DCR，以使一電壓降落。此舉可跨所有相位提供更一致電流讀數。 使用相同元件符號標示相同或等效元件。
20‧‧‧RS正反器
24‧‧‧邏輯電路
26‧‧‧開關
28‧‧‧開關
36‧‧‧電容器
42‧‧‧分壓器
44‧‧‧放大器
46‧‧‧電容器
48‧‧‧斜率補償電路
50‧‧‧減法器
52‧‧‧比較器
56‧‧‧開關
58‧‧‧開關
60‧‧‧緩衝器
62‧‧‧求和器
66‧‧‧放大器
68‧‧‧取樣及保持電路
70‧‧‧第一多工器
72‧‧‧第二多工器
74‧‧‧保持電容器
C1‧‧‧電容器
C2‧‧‧電容器
C3‧‧‧電容器
C4‧‧‧電容器
CLK‧‧‧時脈
DCR1‧‧‧電阻
DCR2‧‧‧電阻
gm‧‧‧跨導
L1‧‧‧電感器
L2‧‧‧電感器
R1‧‧‧電阻器
R2‧‧‧電阻器
R3‧‧‧電阻器
R4‧‧‧電阻器
SNSN1‧‧‧感測端子
SNSN2‧‧‧端子
SNSP1‧‧‧感測端子
SNSP2‧‧‧端子
SNSAVG1‧‧‧感測端子
SNSAVG2‧‧‧端子
Vo‧‧‧輸出電壓
Vc‧‧‧控制電壓
VAC1‧‧‧漣波電壓
VAC2‧‧‧漣波電壓
VDC1‧‧‧DC分量
Vin‧‧‧輸入電壓
Vref‧‧‧參考電壓
VSW1‧‧‧電壓
VSW2‧‧‧電壓

Claims (8)

  1. 一種多相切換電源供應器，其包括： 一第一電源供應器部分，其在一第一相位處切換， 其中該第一電源供應器部分包括一第一電感器及一第一電流偵測電路，該第一電流偵測電路用於產生對應於穿過該第一電感器之電流之一第一AC分量之一第一電壓信號及產生對應於穿過該第一電感器之電流之一第一DC分量之一第二電壓信號， 其中該第一電源供應器部分進一步包括一第一求和電路，其用於對該第一電壓信號及該第二電壓信號進行求和以產生對應於穿過該第一電感器之一電流之複合第一電流感測信號； 一第二電源供應器部分，其基本上相同於該第一電源供應器部分，其在不同於該第一相位之一第二相位處切換， 其中該第二電源供應器部分包括一第二電感器及一第二電流偵測電路，該第二電流偵測電路用於產生對應於穿過該第二電感器之電流之一第二AC分量之一第三電壓信號及產生對應於穿過該第二電感器之電流之一第二DC分量之一第四電壓信號， 其中該第二電源供應器部分進一步包括一第二求和電路，其用於對該第三電壓信號及該第四電壓信號進行求和以產生對應於穿過該第二電感器之一電流之複合第二電流感測信號； 一差分放大器， 其中該第一電流偵測電路與該第二電流偵測電路共享該差分放大器，其中該差分放大器具有一增益，以用於放大該第一電流偵測電路中之一第五電壓信號以產生對應於穿過該第一電感器之電流之該第一DC分量之該第二電壓信號，且類似地放大該第二電流偵測電路中之一第六電壓信號以產生對應於穿過該第二電感器之電流之該第二DC分量之該第四電壓信號； 一第一多工器，其具有：輸入，其等耦合至該第一電源供應器部分及該第二電源供應器部分以接收該第五電壓信號及該第六電壓信號；且具有：一輸出，其耦合至該差分放大器之輸入，該第一多工器在該第一電源供應器部分之一切換循環期間將該第五電壓信號耦合至該差分放大器之該等輸入，且該第一多工器在該第二電源供應器部分之一切換循環期間將該第六電壓信號耦合至該差分放大器之該等輸入； 一第一取樣及保持電路，其取樣且保持在該第一電源供應器部分之該切換循環期間自該差分放大器輸出之對應於穿過該第一電感器之電流之該第一DC分量之該第二電壓信號，該第一取樣及保持電路之一輸出連接至該第一求和電路之一輸入； 一第二取樣及保持電路，其取樣且保持在該第二電源供應器部分之該切換循環期間自該差分放大器輸出之對應於穿過該第二電感器之電流之該第二DC分量之該第四電壓信號，該第二取樣及保持電路之一輸出連接至該第二求和電路之一輸入；及 一第二多工器，其具有耦合至該差分放大器之該輸出之一輸入，該第二多工器在該第一電源供應器部分之該切換循環期間將該差分放大器之該輸出連接至該第一取樣及保持電路，且在第二電源供應器部分之該切換循環期間將該差分放大器之該輸出連接至該第二取樣及保持電路。
  2. 如請求項1之電源供應器， 其中該第一電源供應器部分包括： 一第一開關，其在該第一相位處切換，該第一開關具有用於耦合至一輸入電壓之一第一輸入端子； 該第一電感器，其具有耦合至該第一開關以便在該第一開關之一接通時間期間傳導電流之一第一端子，穿過該第一電感器之電流在該第一開關之一接通時間期間斜升，且穿過該第一電感器之電流具有該低頻率第一DC分量及該較高頻率第一AC分量； 一第一比較器，其比較對應於穿過該第一電感器之該電流之該複合第一電流感測信號與對應於該電源供應器之一輸出電壓之一控制電壓，該第一比較器之一輸出控制該第一開關之一工作循環以產生該電源供應器之一經調節輸出電壓；及 一第一正反器，其接收該第一比較器之該輸出及一第一時脈信號，該第一正反器之一輸出控制何時接通及關斷該第一開關，該第一時脈信號判定何時接通該第一開關，且該第一比較器之該輸出判定何時關斷該第一開關； 其中該第二電源供應器部分包括： 一第二開關，其在該第二相位處切換，該第二開關具有用於耦合至該輸入電壓之一第二輸入端子； 該第二電感器，其具有耦合至該第二開關以便在該第二開關之一接通時間期間傳導電流之一第二端子，穿過該第二電感器之電流在該第二開關之一接通時間期間斜升，穿過該第二電感器之電流具有該低頻率第二DC分量及該較高頻率第二AC分量； 一第二比較器，其比較對應於穿過該第二電感器之該電流之該複合第二電流感測信號與對應於該電源供應器之該輸出電壓之該控制電壓，該第二比較器之一輸出控制該第二開關之一工作循環以產生該電源供應器之該經調節輸出電壓；及 一第二正反器，其接收該第二比較器之該輸出及一第二時脈信號，其中該第二時脈信號之一相位不同於該第一時脈信號之一相位，該第二正反器之一輸出控制何時接通及關斷該第二開關，該第二時脈信號判定何時接通該第二開關，且該第二比較器之該輸出判定何時關斷該第二開關。
  3. 如請求項1之電源供應器，其中該第一電感器具有一第一繞組，該第一繞組具有一第一DC電阻(DCR1)及一電感L1，其中L1/DCR1係一第一時間常數， 其中該第一電流偵測電路包括： 具有一電阻R1之一第一電阻器，其至少跨該第一電感器與具有一電容C1之一第一電容器串聯連接，其中R1*C1係小於該第一時間常數之一第二時間常數；及 一第二電阻器，其跨該第一電容器與一第二電容器串聯連接，其中該第二電阻器與該第二電容器形成用於僅傳遞施加至該第一多工器之一DC分量之一低通濾波器。
  4. 如請求項1之電源供應器，其進一步包括具有電阻R1之一感測電阻器，其與該第一電感器串聯連接，其中該第一電感器具有一第一繞組，該第一繞組具有一第一DC電阻(DCR1)及一電感L1，其中L1/(DCR1+R1)係一第一時間常數， 其中該第一電流偵測電路包括： 具有一電阻R1之一第一電阻器，其至少跨該第一電感器及感測電阻器與具有一電容C1之一第一電容器串聯連接，其中R1*C1係小於該第一時間常數之一第二時間常數；及 一第二電阻器，其跨該感測電阻器與一第二電容器串聯連接，其中該第二電阻器與該第二電容器形成用於僅傳遞施加至該第一多工器之一DC分量之一低通濾波器。
  5. 如請求項1之電源供應器，其中該第一電源供應器部分切換一第一開關，其中該第二電源供應器部分切換一第二開關，該多相切換電源供應器進一步包括一時脈產生器，該時脈產生器用於依同一頻率切換該第一開關與該第二開關。
  6. 如請求項1之電源供應器，其中該第一電源供應器部分與該第二電源供應器部分經耦合以接收同一輸入電壓。
  7. 如請求項1之電源供應器，其中該第一電源供應器部分與該第二電源供應器部分經耦合以輸出同一輸出電壓。
  8. 如請求項1之電源供應器，其中該第一電源供應器部分與該第二電源供應器部分耦合至同一負載。
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