TW201526515A

TW201526515A - 單相三階轉換器之調變方法

Info

Publication number: TW201526515A
Application number: TW102146951A
Authority: TW
Inventors: Ming-Che Yang; Pao-Chuan Lin; Liang-Chi Chang
Original assignee: Ind Tech Res Inst
Priority date: 2013-12-18
Filing date: 2013-12-18
Publication date: 2015-07-01
Also published as: TWI509975B

Abstract

本發明提出一種單相三階轉換器之調變方法，使用一單相三階電路，經由一電感連結一交流電壓源的一端、以及一電容；以及使用一電壓中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)開關切換表，控制該單相三階電路；其中，經由該電壓中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)開關切換表，選擇該單相三階轉換器中電流的迴路，以降低該單相三階電路的開關切換頻率，提供低能量損耗的直流電壓轉交流電壓(DC to AC)的電壓轉換，經由減少開關切換次數、降低開關跨壓，達到提高效率、延長開關壽命的功能。

Description

單相三階轉換器之調變方法

一種轉換器之調變方法，特別是一種單相三階轉換器之調變方法。

傳統單相全橋轉換器之架構如第1圖所示，係美國專利US7031176B2，該案採用傳統H型橋式結構(H Bridge)，於直流電壓轉交流電壓(DC to AC)的電壓轉換時，其調變策略如第2圖所示，此方法主要是由載波與正弦波進行比較而取得脈衝寬度(PWM)方波調變。由第2圖可以很明顯地看出，在0°~360°區間中，開關均屬於全時且全壓切換。換言之，在每一個週期間有很高之切換次數，再以220VAC的系統換算之，每次開關的電壓差310V，因此高頻率切換下損失極高，效率不佳。

美國專利US20090244936A1中，亦如第3圖所示該方法是NPC三階控制策略之三相轉換器架構。

長久以來太陽能電池之能量密度與轉換效率都偏低，這特性限縮其商業用途。而太陽光電轉換器，在太陽能系統中屬於末端產品。常見的併網型太陽光電轉換器，其功能是將寶貴的太陽能模組所產生之直流電能轉換為交流電能饋送回電網。因此太陽光電轉換器被要求極高效率，而在此前提之下，電力品質控制卻依然必須維持在合理的規範之內。

本發明著重於分散式供電系統之效率提升，根據輸出電壓極性，輸出電流極性、1/2電壓點、經由線路操作模式之分析，製作電壓中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)開關切換表。分析電路等效特性化逐步化簡，達到降低開關切換次數之目的，意即減少損耗，提昇效率。然而其能量轉換功能並不能因為採用新的切換技術而犧牲。

本發明調變方式所使用的模擬平台為T型中間點嵌位(T-type NPC)架構，如第4圖所示。與傳統半橋電路相較，中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)半橋電路最大的優勢在於具有三階架構，相較傳統半橋電路只有二階架構，本發明可以直接運用到直流/交流轉換器系統中，可輸出至被動式負載或電網(Vgrid)，俱高效率、高性能且經濟實用。

進行調變策略之設計首先假設本系統為理想平衡的結構且假設輸出交流電壓為AC220V/60Hz，故其峰值電壓為310Vdc，又直流電源(B1)=直流電源(B2)=1/2電壓=155Vdc。依據電流方向，輸出電壓極性以及1/2電壓分界點建立電路分析之條件。此處1/2電壓分界點是根據直流/交流轉換器之輸出AC1交流電壓源而言，在正半週期時+155V為1/2電壓分界點，在負半週期時-155V為1/2電壓分界點。然而，若當直流電源(B1)電壓不等於直流電源(B2)時，本系統不再用155V作為1/2電壓分界點。而是隨著直流電源(B1)及直流電源(B2)之電壓與輸出AC1交流電壓源進行動態比較而變動。在三階電壓源分別表示，正極性交流低電壓輸出0<VAC<B1、正極性交流高電壓輸出B1<VAC。為方便呈現將負極性電壓取絕對值表示為abs(VAC)，據此負極性交流低電壓輸出0<abs(VAC)<B2、負極性交流高電壓輸B2<abs(VAC)。再加入線路中電感(L1)電流方向條件，即正極性電流與負極性電流，這三種條件的組合將形成八種狀態。這八種電路操作狀態若再以脈衝寬度調變(PWM)責任週期劃分，則形成每一圖框中2種電路開關型態。其中上半部屬於高脈衝寬度調變(PWM)責任週期(Duty-High)，下半部屬於低脈衝寬度調變(PWM)責任週期(Duty-Low)，合計總共形成16種電路。

表1為中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)基本開關切換表表中(I++)表示正極性電流增加、(I+)表示正極性電流減少、表中(I--) 表示負極性電流增加、(I-)表示負極性電流減少。本發明直接以第一直流電源(B1)、第二直流電源(B2)與1/2輸出電壓比較，除應用於平衡系統之外。亦可實現於第一直流電源(B1)與第二直流電源(B2)電壓不同之不平衡系統。

本發明可用軟體或硬體方式實現，如第5圖所示虛線內為具體可實現方案之一，其系一控制器31，該方案使用電力電子模擬軟體PSIM驗證之後可產生如第6圖交流電壓輸出。而本範例之負載為一電阻。本發明一實施例，假設本系統為平衡的結構，係一種單相三階轉換器之調變方法，該調變方法包含下列步驟：使用一單相三階電路，經由一電感連結一交流電壓源的一端、以及一電容；以及使用一電壓中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)開關切換表，控制該單相三階電路；其中，經由該電壓中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)開關切換表，選擇該單相三階電路中電流的迴路，以降低該單相三階電路的開關切換頻率，提供低能量損耗的直流轉交流(DC to AC)轉換。若系統為不平衡，例如第一直流電源(B1)之端電壓不等於第二直流電源(B2)之端電壓。此時須比較第一直流電源(B1)與相對應極性之1/2電網電壓。方能決定操作步驟。

Q1A‧‧‧Q1A開關

Q2A‧‧‧Q2A開關

Q2‧‧‧Q2開關

Q1‧‧‧Q1開關

Q3‧‧‧Q3開關

Q4‧‧‧Q4開關

L1‧‧‧電感

AC1‧‧‧交流電壓源

C1‧‧‧電容

B1‧‧‧第一直流電源

B2‧‧‧第二直流電源

第1圖為習知技術結構圖。

第2圖為習知技術載波與正弦波進行比較而取得脈衝寬度(PWM)方波調變。

第3圖為本發明的改變結構至全橋架構式意圖。

第4圖為本發明的延伸中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)之全橋架構與三相架構式意圖。

第5圖為本發明的中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)控制方案範例說明圖。

第6圖為本發明的中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)架構模擬狀態圖。

第7A~7H圖為本發明的16種迴路結構式意圖。

本發明提供一實施例，假設本系統為平衡的結構，產生交流電壓源(AC1)輸出。如第7A圖~第7H圖所示，係一種單相三階轉換器之調變方法，其中，調變方法的步驟包含有：使用一單相三階電路，經由一電感(L1)連結一交流電壓源(AC1)的一端、以及一電容(C1)；以及使用一電壓中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)開關切換表，控制該單相三階電路；其中，經由該電壓中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)開關切換表，選擇該單相三階電路中電流的迴路，以降低該單相三階電路的開關切換頻率，提供低能量損耗的直流轉交流(DC to AC)轉換。

該單項三階電路，如第4圖所示，係包含有：一Q1A開關(Q1A)、一Q2A開關(Q2A)、一Q2開關(Q2)、一Q1開關、一Q3開關(Q3)、以及一Q4開關(Q4)。其中，Q1A開關(Q1A)的一端連接一第一直流電源(B1)的負端、以及一第二直流電源的正端；該Q2A開關(Q2A)的一端連接該Q1A開關(Q1A)的另一端；該Q2開關(Q2)的一端連接該第二直流電源(B2)的負端；該Q1開關的一端連接該第一直流電源(B1)的正端，該Q1開關的另一端，係分別連接該Q2A開關(Q2A)的另一端、該Q2開關(Q2)的另一端、以及該交流電壓源(AC1)的另一端；該Q3開關(Q3)的一端連接該第一直流電源(B1)的正端；以及該Q4開關(Q4)的一端連接該第二直流電源(B2)的負端，該Q4開關(Q4)的一端連接該該Q3開關(Q3)的另一端、以及該電感(L1)；其中，該第一直流電源(B1)、以及該第二直流電源(B2)係提供直流電壓，經由該單相三階轉換器，提供直流電壓轉換交流電壓至該交流電壓源(AC1)；其中，該Q1A開關(Q1A)、該Q2A開關(Q2A)、該Q2開關(Q2)、該Q1開關、該Q3開關(Q3)、該Q4開關(Q4)係金屬氧化半導體(MOS)。

該電壓中間點嵌位(neutral point clamped,NPC)開關切換表的實施步驟詳細如下：第一步驟，如第7A圖所示，係該交流電壓源(AC1)為正極性而其端電壓低於第一直流電源(B1)電壓，且該電流為正極性；於脈衝寬度調變(PWM)致能，該Q3開關(Q3)導通、該Q2A開關(Q2A)導通，提供迴路使正極性電流增加(I++)；於脈衝寬度調變(PWM)禁能，該Q3開關(Q3)導通，提供迴路使正極性電流降低(I+)。

第二步驟，如第7B圖所示，係該交流電壓源(AC1)為正極性而其端電壓低於第一直流電源(B1)電壓，且該電流為負極性；於脈衝寬度調變(PWM)禁能，該Q3開關(Q3)導通、該Q1開關(Q1)導通，提供迴路使負極性電流增加(I--)；於脈衝寬度調變(PWM)致能，該Q3開關(Q3)導通、該Q1A開關(Q1A)導通，提供迴路使負極性電流降低(I-)。

第三步驟，如第7C圖所示，係該交流電壓源(AC1)為正極性而其端電壓大於第一直流電源(B1)電壓，且該電流為正極性；於脈衝寬度調變(PWM)致能，該Q3開關(Q3)導通、該Q2開關(Q2)導通，提供迴路使正極性電流增加(I++)；於脈衝寬度調變(PWM)禁能，該Q3開關(Q3)導通、該Q2A開關(Q2A)導通提供迴路使正極性電流降低(I+)。

第四步驟，如第7D圖所示，係該交流電壓源(AC1)為正極性而其端電壓大於第一直流電源(B1)電壓，且該電流為負極性；於脈衝寬度調變(PWM)禁能，該Q3開關(Q3)導通、該Q1A開關(Q1A)導通，提供迴路使負極性電流增加(I--)；於脈衝寬度調變(PWM)致能，該Q3開關(Q3)導通，提供迴路使負極性電流降低(I-)。

第五步驟，如第7E圖所示，係該交流電壓源(AC1)為負極性而其端電壓絕對值低於第二直流電源(B2)電壓，且該電流為正極性；於脈衝寬度調變(PWM)致能，該Q4開關(Q4)導通、該Q2開關(Q2)導通、提供迴路使正極性電流增加(I++)；於脈衝寬度調變(PWM)禁能，該Q4開關(Q4)導通、該Q2A開關(Q2A)導通，提供迴路使正極性電流降低(I+)。

第六步驟，如第7F圖所示，係該交流電壓源(AC1)為負極性而其端電壓絕對值低於第二直流電源(B2)電壓，且該電流為負極性；於脈衝寬度調變(PWM)禁能，該Q4開關(Q4)導通、該Q1A開關(Q1A)導通、提供迴路使負極性電流增加(I--)；於脈衝寬度調變(PWM)致能，該Q4開關(Q4)導通，提供迴路使負極性電流降低(I-)。

第七步驟，如第7G圖所示，係該交流電壓源(AC1)為負極性而其端電壓絕對值高於第二直流電源(B2)電壓，且該電流為正極性；於脈衝寬度調變(PWM)致能，該Q4開關(Q4)導通、該Q2A開關(Q2A)導通，提供迴路使正極性電流增加(I++)；於脈衝寬度調變(PWM)禁能，該Q4開關(Q4)導通，提供迴路使正極性電流降低(I+)。

第八步驟，如第7H圖所示，係該交流電壓源(AC1)為負極性而其端電壓絕對值高於第二直流電源(B2)電壓，且該電流為負極性；於脈衝寬度調變(PWM)禁能，該Q4開關(Q4)導通、該Q1開關(Q1)導通，提供迴路使負極性電流增加(I--)；於脈衝寬度調變(PWM)致能，該Q4開關(Q4)導通、該Q1A開關(Q1A)導通，提供迴路使負極性電流降低(I-)。

本實施中脈衝寬度調變(PWM)禁能或致能隨著控制方式之定義不同並非固定不變，其主要功能在於區分被控制的電流增加或降低，因此可以採用正邏輯、負邏輯、正邏輯與負邏輯混合使用。而電流方向若與直流電源之電壓之方向相反，表示功率因數不等於1，此時輸出端交流電源(AC1)將被負載端電網電壓(Vgrid)逆向對直流端輸電。此負載不限定為交流電網電源(Vgrid)，亦可為被動性負載如純電阻等，此情況下該交流電源(AC1)即為本系統轉換後所產生之交流輸出。

以上所述，乃僅記載本發明為呈現解決問題所採用的技術手段之較佳實施方式或實施例而已，並非用來限定本發明專利實施之範圍。即凡與本發明專利申請範圍文義相符，或依本發明專利範圍所做的均等變化與修飾，皆為本發明專利範圍所涵蓋。