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TW201444259A - 電源設備 - Google Patents

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TW201444259A
TW201444259A TW103100702A TW103100702A TW201444259A TW 201444259 A TW201444259 A TW 201444259A TW 103100702 A TW103100702 A TW 103100702A TW 103100702 A TW103100702 A TW 103100702A TW 201444259 A TW201444259 A TW 201444259A
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TW
Taiwan
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inductor
voltage
power supply
signal
supply device
Prior art date
Application number
TW103100702A
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English (en)
Inventor
Toshio Nagasawa
Yoshitaka Onaya
Koji Saikusa
Shin Chiba
Original Assignee
Renesas Electronics Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renesas Electronics Corp filed Critical Renesas Electronics Corp
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Abstract

根據一實施態樣之電源設備包括：一電感；一第一電晶體，在開啟狀態下供應電流至電感的輸入側；一第二電晶體，當第一電晶體處於關閉狀態時，則第二電晶體變為開啟狀態，從而使電感的輸入側處在一預定電位；一信號產生單元，產生對應於流到電感之電流的電壓信號；一放大器，根據該電壓信號而輸出一電流；一轉換器，將輸出自放大器的電流轉換成電壓信號；以及一控制單元，基於第一反饋信號和該電壓信號來控制該等電晶體，該第一反饋信號係對應於電感的輸出側上之電壓，該電壓信號係作為第二反饋信號。

Description

電源設備
本發明涉及電源設備，尤其使用峰值電流控制方案之電源設備。
近年來，由於為了縮小半導體裝置的尺寸及降低其電力消耗之需求，所以廣泛使用了切換電源設備，該設備使用以規律期間重複地開啟及關閉之切換電路。對於切換電源設備而言，已知有利用PWM(脈衝寬度調變)控制來調整欲輸入至切換電路之脈衝信號的工作比率(duty ratio)之DCDC轉換器。
日本公開專利公報第2007-215391號揭露了能快速反應且穩定操作之用於切換電源設備的技術。日本公開專利公報第2009-219184號揭露了以低成本實現多相電源供應的技術。
在切換電源設備中，欲供應至負載之電力係藉由以互補方式切換高壓側電力MOSFET(金屬氧化物半導體場效電晶體)(以下稱為「高壓側FET」)及低壓側電力MOSFET(以下稱為「低壓側FET」)來加以控制。應注意在峰值電流控制型電源設備中，偵測流到高壓側FET之電流、並藉由利用所偵測之電流的資訊來執行反饋控制。
在日本公開專利公報第2007-215391號所揭露的技術中，使用感測MOSFET(以下稱為「感測FET」)以偵測流到高壓側FET之電流。 由於感測FET必須具有高偵測準度，故需使用與高壓側FET一致之特意建立的(purpose-built)感測FET。
然而，本案發明人已發現下列問題。亦即，當使用了與高壓側FET一致之特意建立的感測FET時，會有無法使用非對應至特意建立的感測FET之其他高壓側FET(一般用途高壓側FET)的問題。必須根據負載(電力供給至該負載)來選擇高壓側FET及低壓側FET。然而，當使用特意建立的感測FET時，因為感測FET係與一些高壓側FET一起設置，所以無法使用一般用途高壓側FET。因此，存在無法自由選擇欲使用之高壓側FET的問題。
其他待解決之問題和新穎特徵將由以下敘述及隨附圖式而更為顯而易見。
本發明之第一實施態樣係一電源設備，其中對應於流到電感之電流的第一電壓信號係在信號產生單元中產生，以及第一電壓信號係藉由轉導放大器(trans-conductance amplifier)而轉換成電流信號。此外，輸出自轉導放大器的電流信號係藉由使用轉換器而轉換成第二電壓信號，並且此第二電壓信號係作為反饋信號。
根據上述之實施態樣，即可提供能自由選擇欲使用之電力MOSFET的電源設備。
10‧‧‧控制單元
11、11_0、11_1、11_2‧‧‧驅動器
12、12_0、12_1、12_2‧‧‧信號產生單元
20‧‧‧控制器
21‧‧‧時脈產生電路
30‧‧‧半導體積體電路
31、32、33‧‧‧半導體晶片
34‧‧‧封裝基板
40_0、40_1、40_2‧‧‧輸出級
41_0、41_1、41_2‧‧‧模組
50‧‧‧控制器
51‧‧‧時脈產生電路
115‧‧‧半導體晶片
上述及其他實施態樣、優點和特徵將由以下一些實施例的敘述並配合附圖而更為顯而易見，其中：圖1係顯示根據第一實施例之電源設備的電路圖；圖2係一時序圖，其用以說明根據第一實施例之電源設備的操作；圖3係顯示半導體積體電路之範例的示意圖，該半導體積體電路包括一電源設備；圖4係顯示根據比較範例之電源設備的電路圖；圖5係顯示根據第二實施例之電源設備的電路圖；圖6係一時序圖，其用以說明根據第二實施例之電源設備的操作； 圖7顯示根據第二實施例(無負載)之電源設備之操作波形的範例；以及圖8顯示根據第二實施例(有負載)之電源設備之操作波形的範例。
第一實施例
以下參考圖式來說明根據第一實施例之電源設備。
圖1係顯示根據此實施例之電源設備的電路圖。如圖1所示，根據此實施例之電源設備至少包括：電感L1、高壓側電力MOSFET(QH：第一電晶體)、低壓側電力MOSFET(QL：第二電晶體)、信號產生單元12、轉導放大器AMP1、轉換器R2、以及控制單元10。
根據此實施例之電源設備將藉由降低輸入電壓Vin的電壓而獲得之輸出電壓Vout供應至負載LD。可藉由控制高壓側FET(QH)及低壓側FET(QL)的開啟/關閉時序來調整欲供應至負載LD的輸出電壓Vout。亦即，高壓側FET(QH)及低壓側FET(QL)係配置成以互補方式開啟/關閉。此外，可藉由控制這些開啟/關閉操作的工作比率來調整輸出電壓Vout。工作比率係由偵測欲供應至負載LD的輸出電壓Vout及電流IL、以及反饋這兩個偵測結果所決定。亦即，根據此實施例之電源設備係使用峰值電流控制方案之電源設備。
高壓側FET(QH)係設置在輸入電壓Vin與電感L1的輸入側Lin之間。低壓側FET(QL)係設置在電感L1的輸入側Lin與接地電位之間。當高壓側FET(QH)處於開啟狀態且低壓側FET(QL)處於關閉狀態時，將電流供應至電感L1的輸入側Lin。在此狀態下，電流IL流到電感L1，並將此電流供應至負載LD。電容元件Cv係設置在電感L1的輸出側Lout與接地電位之間。藉由設置電容元件Cv，使得輸出電壓Vout變平穩。
另一方面，當高壓側FET(QH)處於關閉狀態且低壓側FET(QL)處於開啟狀態時，使電感L1的輸入側Lin處在一預定電位。亦即，由於低壓側FET(QL)變為開啟狀態，因而將電感L1的輸入側Lin連接至接地電位。因此，發生在電感L1中的反電動勢可受到箝制。各高壓側FET (QH)及低壓側FET(QL)可藉由使用例如N型通道垂直電力MOSFET來形成。
信號產生單元12產生電壓信號V1及V2(第一電壓信號)，其對應於流至電感L1之電流IL(第一電流)。應注意到電壓信號V1及V2對應於電感L1的DC(直流)電阻元件DCR所產生之電壓差。亦即，電感L1包括電感元件L及DC電阻元件DCR。因此，藉由偵測此DC電阻元件DCR之輸入側與輸出側間的電位差，即可偵測流過電感L1的電流。
可藉由使用包括串聯連接之電容元件C1及電阻元件R1的CR電路來形成信號產生單元12。CR電路係與電感L1並聯連接。如圖1所示，設置在CR電路中之電阻元件R1(第一電阻元件)的一端係連接至電感L1的輸入側Lin，以及電容元件C1的一端係連接至電感L1的輸出側Lout。此外，電阻元件R1的另一端及電容元件C1的另一端係互相連接。電容元件C1的一端係連接至轉導放大器AMP1(以下稱為「放大器AMP1」)的非反向輸入，以及電阻元件R1和電容元件C1的其他端係連接至放大器AMP1的反向輸入。亦即，橫跨電容元件C1之電位差係輸出至放大器AMP1作為電壓信號V1及V2。
在以下說明中，電感元件L1的電感值係表示為「L1」；DC電阻元件DCR係表示為「R0」；電容元件C1的電容值係表示為「C1」；以及電阻元件R1的電阻值係表示為「R1」。必須使電感L1的時間常數L1/R0等於CR電路的時間常數R1*C1。因此，將信號產生單元12之電容元件C1的電容值C1和電阻元件R1的電阻值R1進行調整，以滿足「L1/R0=R1*C1」的關係。
放大器AMP1根據由信號產生單元12所產生之電壓信號V1及V2而輸出一電流(第二電流)。亦即，放大器AMP1具有輸出一與輸入電壓成比例之電流的特性。在此情況下，放大器AMP1輸出一與橫跨電容元件C1之電位差成比例的電流。
接著，藉由轉換器R2將輸出自放大器AMP1的電流轉換成電壓信號CS(第二電壓信號)。例如，可藉由使用電阻元件(第二電阻元件)來形成轉換器R2，其一端係連接至放大器AMP1的輸出側且其另一端 係連接至接地。
此外，供應偏壓電流用之偏壓電流源Ib可設置在放大器AMP1的輸出側上。當提供偏壓電流源Ib時，一電壓信號(其係藉由轉換器R2將輸出自放大器AMP1之電流及供應自偏壓電流源之電流的總和轉換而得)係作為電壓信號CS。換言之，電壓信號CS可由與供應自偏壓電流源之電流等量的電流施以正偏壓。
還有負漣波電流發生在電感L1之中的情況。在這樣的情況下，電阻元件R2(其為轉換器)需要產生一負電壓。然而，當放大器AMP1係配置成將接地電位用作參考電壓的方式時，並無法產生負電壓。在這樣的情況下，可藉由將偏壓電流源Ib設置在放大器AMP1的輸出側上而隨時保持電壓信號CS在正值範圍。
控制單元10基於第一反饋信號EO(其對應至電感L1之輸出側Lout上的電壓Vout)和電壓信號CS(第二反饋信號)來控制高壓側FET(QH)及低壓側FET(QL)。
注意到第一反饋信號EO係由控制器20所產生。控制器20包括放大器AMP2及誤差放大器EA。將負載LD之低壓側上的電位Vsen-(接地電位)供應至放大器AMP2的反向輸入，以及將負載LD之高壓側上的電位Vsen+(Vout)供應至非反向輸入。放大器AMP2輸出一電位Vout'，其對應至電位Vsen-與Vsen+之間的電位差。例如，可利用輸出一電位之放大器來形成放大器AMP2，該電位係藉由將電位Vsen-與Vsen+之間的電位差乘以一而獲得。在此情況下，由於電位Vsen-為接地電位，故放大器AMP2之輸出Vout'實質上等於輸出電壓Vout。
將參考電壓Vref供應至誤差放大器EA的非反向輸入，以及將放大器AMP2的輸出Vout'供應至其反向輸入。此外，誤差放大器EA輸出第一反饋信號EO，其對應至參考電壓Vref與放大器AMP2的輸出Vout'之間的差距。
設於控制單元10中的比較器CMP1接收第一反饋信號EO及第二反饋信號CS(即電壓信號CS)，並將這些反饋信號的比較結果輸出至正反器FF1的重置輸入R。具體而言，比較器CMP1在第二反饋信號CS 變成大於第一反饋信號EO的時序將高位準信號(「1」)輸出至正反器FF1的重置輸入R。
將輸出自設於控制器20中的時脈產生電路21之時脈信號CLK供應至正反器FF1的設定輸入S。例如，時脈信號CLK係一觸發信號。此外，正反器FF1自其非反向輸出Q輸出一用於PWM控制之信號PWM至驅動器11。驅動器11根據信號PWM來驅動高壓側FET(QH)及低壓側FET(QL)。例如，當信號PWM處於高位準時，驅動器11開啟高壓側FET(QH)並關閉低壓側FET(QL)。此外，當信號PWM處於低位準時，驅動器11關閉高壓側FET(QH)並開啟低壓側FET(QL)。
接著，參考圖2所示之時序圖來說明根據本實施例之電源設備的操作。於時序t1，當將高位準時脈信號CLK從時脈產生電路21供應到正反器FF1的設定輸入S時，正反器FF1自其非反向輸出Q輸出高位準信號PWM。此時，由於第二反饋信號CS小於第一反饋信號EO，故比較器CMP1的輸出維持在低位準。信號PWM維持在高位準，直到高位準信號被供應到重置輸入R為止。
當信號PWM變為高位準時，驅動器11開啟高壓側FET(QH)並關閉低壓側FET(QL)。亦即，當第一反饋信號EO的電壓大於第二反饋信號CS的電壓時，控制單元10開啟高壓側FET(QH)並關閉低壓側FET(QL)。其結果為，將電流供應到電感L1，並將此電流供應至負載LD。
信號產生單元12輸出對應於流過電感L1之電流IL的電壓信號V1及V2。放大器AMP1根據輸出自信號產生單元12的電壓信號V1及V2而輸出電流。然後，藉由轉換器R2將輸出自放大器AMP1的電流轉換成電壓信號CS(其為第二反饋信號)。當高壓側FET(QH)處於開啟狀態時，持續將電流供應到電感L1。因此，第二反饋信號CS(其對應於流到電感L1的電流)持續升高。
此外，因為持續將電流供應到電感L1，所以輸出電壓Vout亦上升。因此，對應於輸出電壓Vout的第一反饋信號EO便降低。應注意到輸出電壓Vout及第一反饋信號EO具有如下關係：當輸出電壓Vout升高 時，則第一反饋信號EO降低；以及當輸出電壓Vout降低時，則第一反饋信號EO升高。
接著，於時序t2，當第二反饋信號CS變成大於第一反饋信號EO時，比較器CMP1將高位準信號(「1」)輸出至正反器FF1的重置輸入R。在接收到高位準信號之後，正反器FF1使其非反向輸出Q降到低位準。因此，信號PWM變為低位準。
當信號PWM變為低位準時，驅動器11關閉高壓側FET(QH)並開啟低壓側FET(QL)。其結果為，將電感L1的輸入側Lin連接至接地電位，並且使發生在電感L1中的反電動勢受到箝制。
此後由於將高壓側FET(QH)維持在關閉狀態，故無電流經由高壓側FET(QH)供應到電感L1的輸入側Lin。因此，得以維持第二反饋信號CS小於第一反饋信號EO的狀態。
然後，於時序t3，當高位準時脈信號CLK再次從時脈產生電路21供應到正反器FF1的設定輸入S時，正反器FF1便自其非反向輸出Q輸出高位準信號PWM。此時，由於第二反饋信號CS小於第一反饋信號EO，故比較器CMP1的輸出維持在低位準。信號PWM維持在高位準，直到高位準信號被供應到重置輸入R為止。後續操作類似以上說明之操作，因而將重複說明省略。
應注意時序t1至t2中之信號PWM的寬度較時序t5至t6中之信號PWM的寬度窄。這是因為第一反饋信號EO在時序t1至t2中的數值小於第一反饋信號EO在時序t5至t6中的數值。亦即，因為輸出電壓Vout的數值在時序t1至t2中比在時序t5至t6中更大，所以信號PWM的寬度被設定為較窄寬度、以及高壓側FET(QH)處於開啟狀態的期間也較短。
圖3係顯示半導體積體電路之範例的示意圖，該半導體積體電路包括根據本實施例之電源裝置。圖3顯示三個半導體晶片31至33係裝設在半導體積體電路30中之一封裝基板34上的情況。在這三個半導體晶片之中，高壓側電力MOSFET(QH)係形成在例如半導體晶片31之中。低壓側電力MOSFET(QL)係形成在半導體晶片32之中。控制單元10及 轉導放大器AMP1係形成在半導體晶片33之中。
藉由形成如以上所示之互相獨立的半導體晶片31(包括形成於其中的高壓側電力MOSFET(QH))、半導體晶片32(包括形成於其中的低壓側電力MOSFET(QL))、以及半導體晶片33(包括形成於其中的控制單元10和轉導放大器AMP1)，便能任意組合這些半導體晶片31至33。例如，能根據負載(由電源設備供給電力至該負載)來選擇半導體晶片31(包括形成於其中的高壓側電力MOSFET(QH))及半導體晶片32(包括形成於其中的低壓側電力MOSFET(QL))。
如以上說明般，在切換電源設備中，欲供應到負載之電力係藉由以互補方式切換高壓側FET及低壓側FET來控制。應注意在峰值電流控制型電源設備中，偵測流過高壓側FET的電流、並利用此偵測電流的資訊來執行反饋控制。
在日本公開專利公報第2007-215391號所揭露的技術中，使用感測MOSFET(感測FET)以偵測流過高壓側FET的電流。由於感測FET必須具有高偵測準度，故需使用與高壓側FET一致之特意建立的感測FET。
然而，已存在下列問題：當使用了與高壓側FET一致之特意建立的感測FET時，便無法使用非對應至特意建立的感測FET之其他高壓側FET(一般用途高壓側FET)。必須根據負載(電力供給至該負載)來選擇高壓側FET及低壓側FET。然而，當使用特意建立的感測FET時，因為感測FET係與一些高壓側FET一起設置而無法使用一般用途高壓側FET。因此，已存在無法自由選擇欲使用之高壓側FET的問題。
圖4係顯示根據比較範例之電源設備的電路圖。在圖4中，類似圖1所示之電源設備中的元件係以相同參考數字表示。
高壓側FET(QH)係設置在輸入電壓Vin與電感L1的輸入側Lin之間。低壓側FET(QL)係設置在電感L1的輸入側Lin與接地電位之間。此外，亦設有偵測流過高壓側FET(QH)之電流用的感測FET(Q11)。高壓側FET(QH)及感測FET(Q11)形成電流鏡電路，其係配置成使得流至感測FET(Q11)之電流等於流至高壓側FET(QH)之電流的1/N。
感測FET(Q11)的源極係連接至放大器AMP11的反向輸 入，以及高壓側FET(QH)的源極係連接至放大器AMP11的非反向輸入。此外，放大器AMP11的輸出係連接至P型FET(Q12)的閘極。藉由設置放大器AMP11，可使高壓側FET(QH)的源極電位等於感測FET(Q11)的源極電位。
此外，對應於電流IL之反饋信號CS可藉由利用電阻元件R12來轉換P型FET(Q12)的汲極電流而產生。應注意到反饋信號EO係以類似圖1中的方式產生，因而將重複說明省略。
在根據圖4所示之比較範例的電源設備中，利用感測FET(Q11)來偵測流到高壓側FET(QH)的電流。應注意到其係配置成使得流過感測FET(Q11)之電流等於流過高壓側FET(QH)之電流的1/N。亦即，感測FET(Q11)大小為高壓側FET(QH)大小的1/N。在電源設備係用於大電流的情況下，N的數值可例如為5000至20000。因此，感測FET(Q11)必須具有高偵測準度。因為這個原因，所以將高壓側FET(QH)和感測FET(Q11)形成在同一半導體晶片115上。舉例而言，藉由將高壓側FET(QH)和感測FET(Q11)形成在同一半導體晶片115上，便可使由於製造過程所造成的這些FET之間的臨界電壓Vgs差異及導通電阻的對比率(pair ratio)降到最低。
此外，由於高壓側FET(QH)及感測FET(Q11)操作為源極隨耦器輸出FET，故須使其源極電位彼此相等，以便將流過感測FET(Q11)之電流調整成流過高壓側FET(QH)之電流的1/N。例如，將高壓側FET(QH)及感測FET(Q11)的汲極和源極形成在同一半導體晶片115上，可使其電壓彼此相等。
然而，當高壓側FET(QH)及感測FET(Q11)係形成在同一半導體晶片115上時，便無法單獨替換高壓側FET(QH)。亦即，高壓側FET(QH)及感測FET(Q11)無法彼此分離。因此，當用另一高壓側FET(QH)替換此高壓側FET(QH)時，感測FET(Q11)也必須和此高壓側FET(QH)一起替換。
亦即，必須根據負載(電力供給至該負載)來選擇高壓側FET(QH)及低壓側FET(QL)。然而，當使用特意建立的感測FET(Q11) 時，因為感測FET(Q11)係與一些高壓側FET(QH)一起設置而無法使用一般用途高壓側FET(QH)。因此，無法自由選擇欲使用之高壓側FET。此外，由於無法使用一般用途高壓側FET(QH)，故增加了製造電源設備的成本。
與此相比之下，在根據本實施例之電源設備中，對應於流到電感L1之電流的電壓信號V1及V2係由信號產生單元(CR電路)12所產生，且電壓信號V1及V2係由轉導放大器AMP1轉換成電流信號。此外，藉由利用轉換器R2將輸出自轉導放大器AMP1的電流信號轉換成電壓信號，並將此電壓信號用作反饋信號CS。
因此，由於可在不設置任何特意建立的感測FET的情況下產生對應於流至電感L1之電流的反饋信號CS，故可自由選擇欲使用之高壓側FET(QH)。亦即，不同於圖4所示之電源設備，其不須將高壓側FET(QH)及感測FET(Q11)形成在同一半導體晶片115上。因此，可自由選擇欲使用之高壓側FET(QH)。此外，由於可使用一般用途高壓側FET(QH)，故可降低製造電源設備的成本。
第二實施例
接著，將說明根據第二實施例之電源設備。圖5係顯示根據此實施例之電源設備的電路圖。作為根據本實施例之電源設備，其顯示運用多相技術將以上第一實施例中所說明之電源設備應用在一電源設備的情況。應注意於圖5之中，與第一實施例之電源設備中之元件相同的元件係以相同參考數字表示。
如圖5所示，根據本實施例之電源設備包括複數輸出級40_0至40_2，其各自至少包括電感L1、高壓側FET(QH)、低壓側FET(QL)、信號產生單元12、轉導放大器AMP1、轉換器R2、以及控制單元10。雖然圖5顯示了其中電源設備包括三個輸出級40_0至40_2的範例，但設置在電源設備中之輸出級的數目係可任意決定(只要此數目大於一)。此外，電源設備亦包括控制器50，其控制複數輸出級40_0至40_2。
輸出級40_0至40_2之電感L1_0至L1_2的輸出側係連接至負載LD。此外，流過各別電感L1_0至L1_2之電流IL_0至IL_2係供應 至負載LD。電容元件Cv係設置在電感L1_0至L1_2的輸出側與接地電位之間。藉由設置電容元件Cv，使得輸出電壓Vout變平穩。
應注意在此說明書之中，為了方便說明起見，輸出級40_0、40_1、及40_2的電感分別稱為「電感L1_0」、「電感L1_1」、及「電感L1_2」。這些電感L1_0至L1_2其中每一者實質上與圖1所示之電感L1相同。其他元件之參考數字亦以類似方式決定。
輸出級40_0將電流IL_0供應至負載LD。供應至負載LD之電流IL_0可藉由控制高壓側FET(QH_0)及低壓側FET(QL_0)的開啟/關閉時序來加以調整。亦即，高壓側FET(QH_0)及低壓側FET(QL_0)係配置成使其以互補方式開啟/關閉。此外，藉由控制這些開啟/關閉操作的工作比率，即可調整電流IL_0。工作比率係由偵測施加至負載LD的輸出電壓Vout和流過電感L1_0的電流IL_0、以及反饋這二個偵測結果所決定。亦即，根據此實施例之電源設備為使用峰值電流控制方案之電源設備。
高壓側FET(QH_0)係設置在輸入電壓Vin與電感L1_0的輸入側之間。低壓側FET(QL_0)係設置在電感L1_0的輸入側與接地電位之間。當高壓側FET(QH_0)處於開啟狀態且低壓側FET(QL_0)處於關閉狀態時，將電流供應至電感L1_0的輸入側。在此狀態下，電流IL_0流到電感L1_0，並將此電流供應至負載LD。
另一方面，當高壓側FET(QH_0)處於關閉狀態且低壓側FET(QL_0)處於開啟狀態時，則使電感L1_0的輸入側處在一預定電位。亦即，因為低壓側FET(QL_0)變為開啟狀態，所以電感L1_0的輸入側便連接至接地電位。因此，發生在電感L1_0中的反電動勢可受到箝制。各高壓側FET(QH_0)及低壓側FET(QL_0)可藉由使用例如N型通道垂直電力MOSFET來形成。
信號產生單元12_0產生對應於流到電感L1_0之電流IL_0的電壓信號V1及V2_0。應注意到電壓信號V1及V2_0對應至由電感L1_0的DC電阻元件DCR所產生之電壓差。亦即，電感L1_0包括電感元件L及DC電阻元件DCR。因此，藉由偵測此DC電阻元件DCR的輸入側與輸出側之間的電位差，即可偵測流過電感L1_0之電流。至於電壓信號V1， 由於電感L1_0至L1_2的輸出側係連接至共同接點，故電壓信號V1為共同信號。
信號產生單元12_0可藉由使用CR電路來形成，該CR電路包括串聯連接之電容元件C1_0及電阻元件R1_0。該CR電路與電感L1_0並聯連接。如圖5所示，設置在CR電路中之電阻元件R1_0的一端係連接至電感L1_0的輸入側，以及電容元件C1_0的一端係連接至電感L1_0的輸出側。此外，電阻元件R1_0和電容元件C1_0的其他端係互相連接。電容元件C1_0的一端係連接至轉導放大器AMP1_0(以下稱為「放大器AMP1_0」)的非反向輸入，以及電阻元件R1_0和電容元件C1_0的其他端係連接至放大器AMP1_0的反向輸入。亦即，橫跨電容元件C1_0之電位差係輸出至放大器AMP1_0作為電壓信號V1及V2_0。
在以下說明中，電感L1_0的電感值係表示為「L1」；DC電阻元件DCR係表示為「R0」；電容元件C1_0的電容值係表示為「C1」；以及電阻元件R1_0的電阻值係表示為「R1」。必須使電感L1_0的時間常數L1/R0等於CR電路的時間常數R1*C1。因此，將信號產生單元12_0之電容元件C1_0的電容C1和電阻元件R1_0的電阻R1進行調整，以滿足「L1/R0=R1*C1」的關係。
放大器AMP1_0根據由信號產生單元12_0所產生之電壓信號V1及V2_0而輸出一電流。藉由轉換器R2_0將輸出自放大器AMP1_0的電流轉換成電壓信號CS_0。例如，轉換器R2_0可藉由使用電阻元件來形成，該電阻元件的一端係連接至放大器AMP1_0的輸出側、且該電阻元件的另一端係連接至接地。
此外，供應偏壓電流用之偏壓電流源Ib_0可設置在放大器AMP1_0的輸出側上。當提供偏壓電流源Ib_0時，藉由轉換器R2_0將輸出自放大器AMP1_0之電流及供應自偏壓電流源之電流的總和轉換而獲得之電壓信號係作為電壓信號CS_0。換言之，電壓信號CS_0可由與供應自偏壓電流源之電流等量的電流施以正偏壓。
將電壓信號CS_0供應至比較器CMP1_0的非反向輸入作為第二反饋信號。此外，將第一反饋信號EO供應至比較器CMP1_0的反向 輸入。第一反饋信號EO係藉由使用設於控制器50中的放大器AMP2及誤差放大器EA來產生。應注意到第一反饋信號EO係以類似第一實施例中所說明的方法產生，因而將重複說明省略。
比較器CMP1_0接收第一反饋信號EO及第二反饋信號CS_0(即電壓信號CS_0)，並將這些反饋信號的比較結果輸出至正反器FF1_0的重置輸入R。具體而言，比較器CMP1_0在第二反饋信號CS_0變成大於第一反饋信號EO的時序將高位準信號(「1」)輸出至正反器FF1_0的重置輸入R。
輸出自設於控制器50中的時脈產生電路51之時脈信號CLK_0係供應至正反器FF1_0的設定輸入S。此外，正反器FF1_0自其非反向輸出Q輸出一用於PWM控制之信號PWM_0至驅動器11_0。驅動器11_0根據信號PWM_0來驅動高壓側FET(QH_0)及低壓側FET(QL_0)。例如，當信號PWM_0處於高位準時，驅動器11_0開啟高壓側FET(QH_0)並關閉低壓側FET(QL_0)。此外，當信號PWM_0處於低位準時，驅動器11_0關閉高壓側FET(QH_0)並開啟低壓側FET(QL_0)。
如圖5所示，放大器AMP1_0、偏壓電流源Ib_0、比較器CMP1_0、正反器FF1_0、以及驅動器11_0可形成為一模組41_0。應注意到比較器CMP1_0、正反器FF1_0、及驅動器11_0對應至圖1所示的控制單元10。
在根據本實施例之電源設備中，輸出級40_1及40_2(其各自具有與以上說明之輸出級40_0相同的配置)係排列成對於負載LD而彼此並聯。應注意到各輸出級40_1及40_2之配置類似於輸出級40_0之配置，因而將其說明省略。
控制器50將時脈產生電路51中所產生的時脈信號CLK_0、CLK_1及CLK_2分別供應至輸出級40_0、40_1、及40_2。例如，各時脈信號CLK_0、CLK_1、及CLK_2為觸發信號。此外，這些時脈信號的頻率係彼此相同，但其相位係各自不同。此外，控制器50將共同第一反饋信號EO供應至輸出級40_0、40_1、及40_2。
接著，參考圖6所示之時序圖來說明根據本實施例之電源設 備的操作。於時序t11，當高位準時脈信號CLK_0從時脈產生電路51供應到設置在輸出級40_0中之正反器FF1_0的設定輸入S時，正反器FF1_0自其非反向輸出Q輸出高位準信號PWM_0。此時，由於第二反饋信號CS_0小於第一反饋信號EO，故比較器CMP1_0的輸出維持在低位準。信號PWM_0維持在高位準，直到高位準信號被供應到重置輸入R為止。
當信號PWM_0變為高位準時，驅動器11_0開啟高壓側FET(QH_0)並關閉低壓側FET(QL_0)。因此，將電流IL_0供應到電感L1_0，並將此電流IL_0供應至負載LD。
信號產生單元12_0輸出對應於流過電感L1_0之電流IL_0的電壓信號V1及V2_0。放大器AMP1_0根據輸出自信號產生單元12_0的電壓信號V1及V2_0而輸出電流。然後，藉由轉換器R2_0將輸出自放大器AMP1_0的電流轉換成電壓信號CS_0(其為第二反饋信號)。當高壓側FET(QH_0)處於開啟狀態時，持續將電流供應至電感L1_0。因此，第二反饋信號CS_0(其對應於流到電感L1_0的電流)持續升高。
此外，由於持續將電流供應到電感L1_0，故輸出電壓Vout亦上升。因此，對應於輸出電壓Vout的第一反饋信號EO便降低。應注意到輸出電壓Vout及第一反饋信號EO具有如下關係：當輸出電壓Vout升高時，則第一反饋信號EO降低；以及當輸出電壓Vout降低時，第一反饋信號EO升高。
接著，於時序t12，當第二反饋信號CS_0變成大於第一反饋信號EO時，比較器CMP1_0將高位準信號(「1」)輸出至正反器FF1_0的重置輸入R。在接收到高位準信號之後，正反器FF1_0使其非反向輸出Q降到低位準。因此，信號PWM_0變為低位準。
當信號PWM_0變為低位準時，驅動器11_0關閉高壓側FET(QH_0)並開啟低壓側FET(QL_0)。因此，將電感L1_0的輸入側連接至接地電位，並且使發生在電感L1_0中的反電動勢受到箝制。
由於此後將高壓側FET(QH_0)維持在關閉狀態，故無電流經由高壓側FET(QH_0)供應到電感L1_0的輸入側。因此，得以維持第二反饋信號CS_0小於第一反饋信號EO的狀態。
接著，於時序t13，當高位準時脈信號CLK_1從時脈產生電路51供應到設於輸出級40_1中之正反器FF1_1的設定輸入S時，則正反器FF1_1自其非反向輸出Q輸出高位準信號PWM_1。此時，由於第二反饋信號CS_1小於第一反饋信號EO，故比較器CMP1的輸出_1維持在低位準。信號PWM_1維持在高位準，直到高位準信號被供應到重置輸入R為止。後續操作類似以上說明之輸出級40_0的操作，因而將重複說明省略。此外，時序t15至t16中之輸出級40_2的操作類似輸出級40_0的操作，因而將重複說明省略。
如圖6所示，在根據此實施例之電源設備中，時脈產生電路51將彼此具有不同相位的時脈信號CLK_0、CLK_1、及CLK_2分別供應至輸出級40_0、40_1、及40_2。因此，輸出級40_0、40_1、及40_2可在彼此不同的時序將電流IL_0至IL_2供應到負載LD。
圖7及8顯示根據本實施例之電源設備之操作波形的範例。圖7及8之每一者的上部皆顯示供應到放大器AMP1_0至AMP1_2的電壓信號V1及V2_0至V2_2。中間部份顯示了電壓信號V1與電壓信號V2_0至V2_2之間的差值。下部顯示了電壓信號CS_0至CS_2(其為第二反饋信號)。此外，圖7顯示在無負載LD的狀態下之操作波形，而圖8顯示在有負載LD的狀態下之操作波形。
如圖7之上部所示，當無負載LD時，供應到放大器AMP1_0至AMP1_2的電壓信號V1及V2_0至V2_2在1.200mV附近振盪。應注意到電壓信號V2_0至V2_2在其相位係彼此相差1/3相位的情況下振盪。此外，如圖7的中間部份所示，電壓信號V1與電壓信號V2_0至V2_2之間的差值在0mV附近振盪。此外，如圖7的下部所示，電壓信號CS_0至CS_2(其為第二反饋信號)在100mV附近振盪。
同時，當有負載LD時，如圖8的上部所示，供應至放大器AMP1_0至AMP1_2的電壓信號V2_0至V2_2在1.215mV附近振盪。應注意到電壓信號V2_0至V2_2相對於電壓信號V1增大了△V。此外，如圖8的中間部份所示，電壓信號V1與電壓信號V2_0至V2_2之間的差值在20mV附近振盪。亦即，相對於無負載LD的情況下，差值增大了。此外， 如圖8的下部所示，電壓信號CS_0至CS_2(其為第二反饋信號)在700mV附近振盪。亦即，相較於無負載LD的情況下，電壓信號CS_0至CS_2增大了。
應注意到電壓信號V1與電壓信號V2_0至V2_2之間的差距對應於流過電感L1_0至L1_2之電流IL_0至IL_2的大小。因此，當有負載LD時，流過電感L1_0至L1_2之電流IL_0至IL_2亦增大。因此，電壓信號CS_0至CS_2(其為第二反饋信號)亦增大。
在使用切換方案的電源設備中，存在以下問題：當供應至負載LD的電流量增大時，則這些切換電晶體(即高壓側FET及低壓側FET)的導通電阻損耗及熱產生等等由於此增大之電流而增加。此問題可藉由使用多相技術來解決。亦即，藉由如同以上所說明之電源設備的情況而將複數輸出級40_0至40_2對於負載LD而彼此並聯連接、以及將彼此具有不同相位的時脈信號供應到各別輸出級40_0至40_2，便可以分散方式從各別電感L1_0至L1_2來供應電流IL_0至IL_2。
藉由使用如上述之多相技術，即可防止或降低這些切換電晶體的導通電阻損耗及熱產生等等的增加。此外，輸出級的數目增加越多，則漣波電壓可降低越多。此外，流到各電感的電流量亦可降低。因此，各電感的電感值便可降低，俾能增快電源設備的反應速度。此外，藉由增加輸出級的數目，便可輕易增大流到負載LD的電流。
此外，類似於第一實施例，在根據此實施例之電源設備中，於不設置任何特意建立的感測FET之情況下，可產生對應於流到電感L1_0至L1_2之電流的反饋信號CS_0至CS_2，從而能自由選擇欲使用之高壓側FET。此外，由於能使用一般用途高壓側FET，故可降低電源設備的製造成本。
雖然已就數個實施例來敘述本發明，惟本領域中具有通常技術者將瞭解到本發明可用隨附申請專利範圍之精神及範圍內的各種修改來加以實施、以及本發明不限於上述之範例。
此外，申請專利範圍之範圍並不受以上所述之實施例限制。
再者，應注意本案申請人意圖包含所有請求元件的均等者 (即使在稍後申請過程中有所修正)。
10‧‧‧控制單元
11‧‧‧驅動器
12‧‧‧信號產生單元
20‧‧‧控制器
21‧‧‧時脈產生電路

Claims (12)

  1. 一種電源設備，包含：一電感；一第一電晶體，在開啟狀態下供應電流至該電感的輸入側；一第二電晶體，當該第一電晶體處於關閉狀態時，則該第二電晶體變成開啟狀態，並從而使該電感的該輸入側處在一預定電位；一信號產生單元，產生對應於流到該電感之第一電流的第一電壓信號；一轉導放大器，根據由該信號產生單元所產生之該第一電壓信號而輸出第二電流；一轉換器，將輸出自該轉導放大器的該第二電流轉換成第二電壓信號；以及一控制單元，基於第一反饋信號和該第二電壓信號來控制該第一及第二電晶體，該第一反饋信號係對應於該電感的輸出側上之電壓，該第二電壓信號係作為第二反饋信號。
  2. 如申請專利範圍第1項之電源設備，其中該第一電壓信號對應於由該電感之DC電阻元件所產生之電壓差。
  3. 如申請專利範圍第1項之電源設備，其中該信號產生單元包含與該電感並聯連接之CR電路，該CR電路包含串聯連接之電容元件及第一電阻元件，且該信號產生單元輸出橫跨該電容元件之電壓差作為該第一電壓信號。
  4. 如申請專利範圍第3項之電源設備，其中該CR電路係配置成滿足「L1/R0=R1*C1」的關係，其中：該電感的電感值為L1；該電感之DC電阻元件值為R0；該電容元件的電容值為C1；以及該第一電阻元件的電阻值為R1。
  5. 如申請專利範圍第3項之電源設備，其中該第一電阻元件的一端係連接至該電感的該輸入側，該電容元件的一端係連接至該該電感的該輸出側，該第一電阻元件的另一端和該電容元件的另一端係互相連接，該電容元件的該一端係連接至該轉導放大器的非反向輸入，且該第一電阻元件的該另一端和該電容元件的該另一端係連接至該轉導放大器的反向輸入。
  6. 如申請專利範圍第1項之電源設備，其中該轉換器包含第二電阻元件，該第二電阻元件的一端係連接至該轉導放大器的輸出側，該第二電阻元件的另一端係連接至接地。
  7. 如申請專利範圍第1項之電源設備，更包含一偏壓電流源，該偏壓電流源將偏壓電流供應至該轉導放大器的輸出側。
  8. 如申請專利範圍第1項之電源設備，其中當該第一反饋信號之電壓大於該第二反饋信號之電壓時，該控制單元開啟該第一電晶體並關閉該第二電晶體。
  9. 如申請專利範圍第1項之電源設備，包含複數輸出級，各輸出級包含該電感、該第一電晶體、該第二電晶體、該信號產生單元、該轉導放大器、該轉換器、以及該控制單元。
  10. 如申請專利範圍第9項之電源設備，其中該等電感之每一者的該輸出側係連接至一負載，且將具有各自不同相位的時脈信號及共同第一反饋信號供應至該等控制單元之每一者。
  11. 如申請專利範圍第1項之電源設備，包含：一第一半導體晶片，包含該第一電晶體；一第二半導體晶片，包含該第二電晶體；以及一第三半導體晶片，包含該轉導放大器和該控制單元。
  12. 如申請專利範圍第11項之電源設備，其中該第一至第三半導體晶片係裝設在同一封裝基板上。
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