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TW201417487A - 控制和驅動電路及方法 - Google Patents

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TW201417487A TW102130828A TW102130828A TW201417487A TW 201417487 A TW201417487 A TW 201417487A TW 102130828 A TW102130828 A TW 102130828A TW 102130828 A TW102130828 A TW 102130828A TW 201417487 A TW201417487 A TW 201417487A
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Abstract

本發明提供一種控制和驅動電路，應用於一同步整流開關電源中，包括：主要側開關電晶體控制器用於產生主要側開關電晶體控制信號；邏輯電路用於根據接收到的主要側開關電晶體控制信號來產生第一控制信號；轉換電路用於根據接收到的第一控制信號來產生第二控制信號；同步整流電晶體控制器用於根據接收到的第二控制信號來產生同步整流電晶體控制信號，並根據同步整流開關電源的拓撲結構保證主要側開關電晶體控制信號和同步整流電晶體控制信號同相或者反相。本發明還提供一種控制和驅動方法以解決根據主要側開關電晶體控制信號產生控制同步整流電晶體開通與關斷的同步整流電晶體控制信號，避免同步整流電源出現交叉導通問題，且實現同步整流開關電源的高頻化、低成本、小體積和高效率。

Description

控制和驅動電路及方法
本發明涉及開關電源領域，尤其涉及一種控制和驅動電路及方法。
隨著開關電源技術的發展，低壓大電流開關電源越來越成為一種重要的發展趨勢，而效率問題始終是低壓大電流開關電源發展規律的一個主旋律。同步整流技術是低壓大電流場合提高效率通常採用的一種方法，藉由同步整流技術可以降低同步整流開關電源的損耗。同步整流技術的關鍵在於同步整流電晶體的驅動方式，不同的驅動方式對效率的影響是有很大的差別的。
參見圖1A，圖中所示的是現有的第一種反激式同步整流開關電源的驅動控制方式。其工作原理為：主要側開關電晶體控制器U1產生一個PWM信號控制主要側開關電晶體Q1開通和關斷，當該PWM信號為高位準有效時，主要側開關電晶體Q1導通，變壓器儲存能量，此時同步整流電晶體Q2的汲極源極電壓VDS大於零，同步整流電晶體控制器U3檢測到V DS >0後，控制同步整流電晶體Q2關 斷；當該PWM信號為低位準無效時，主要側開關電晶體Q1關斷，變壓器能量由主要側傳遞到次要側，次要側電流流過同步整流電晶體Q2內部的反並聯二極體D，導致同步整流電晶體Q2汲極源極兩端的電壓變為V DS =-V DF ，其中VDF為反並聯二極體D的正向導通壓降，這說明此時同步整流電晶體Q2的汲極源極電壓VDS小於零，同步整流電晶體驅動器檢測到V DS <0後，控制同步整流電晶體Q2開通，次要側電流流過同步整流電晶體Q2而不再流過反並聯二極體D，直至主要側開關電晶體控制器再次輸出高位準信號控制主要側開關電晶體Q1導通，同步整流電晶體Q2將再次被關斷。這種同步整流控制方式藉由採用具有低導通電阻的MOS電晶體來替代普通反激式變換器中的快恢復二極體，實現了對反激式電源效率的提升。但是，在該方案中，如果在次要側電流沒有下降到零時，主要側開關電晶體驅動器U1已經控制主要側開關電晶體Q1導通，則會導致變換器出現兩個開關電晶體同時導通(即交叉導通)的現象。為避免交叉導通的出現，該控制方式主要適用於工作在斷續導通模式(DCM)的反激式變換器或者次要側電流能夠過零的LLC變換器中，適用範圍較窄。此外，在同步整流開關電源中，反並聯二極體D的導通時間越小，電源的整體效率越高，但是，在該方案中，同步整流電晶體Q2的導通和關斷控制比較複雜，難以減小反並聯二極體D的導通時間，因而難以進一步提高電源效率。
參見圖1B，圖中所示的是現有的第二種反激式同步整流開關電源的驅動控制方式。其中，主要側開關電晶體控制器U1用於產生兩路PWM信號VG1和VG2P，且PWM信號VG1和PWM信號VG2P為互補信號，變壓器T2用於傳輸PWM信號VG2P到次要側。其工作原理如下：當PWM信號VG1為高位準有效時，互補PWM信號VG2P為低位準無效，PWM信號VG1控制主要側開關電晶體Q1導通，互補PWM信號VG2P經變壓器T2傳輸到次要側，經同步整流電晶體控制器轉換為同步整流電晶體控制信號VG2，此時同步整流電晶體控制信號VG2也為低位準，同步整流電晶體Q2關斷；當PWM信號VG1變為低位準無效時，互補PWM信號VG2P變為高位準有效，PWM信號VG1控制主要側開關電晶體Q1關斷，此時同步整流電晶體控制信號VG2變為高位準控制同步整流電晶體Q2開通。由此可以看出，該方案可以解決第一種方案中存在的交叉導通問題，並且，同步整流電晶體Q2的導通和關斷控制也較第一種簡單。但是，由於變壓器T2的存在，電路的體積和成本大為增加，而且變壓器T2難以傳輸快速變化的占空比信號。
因此，如何在高頻電源中快速準確地根據主要側開關電晶體的驅動信號得到同步整流電晶體的驅動信號，同時滿足低成本、小體積、高效率、高可靠性的要求，並且解決交叉導通的問題，成為設計同步整流開關電源驅動電路的關鍵。
本發明的目的是提供一種控制和驅動電路及方法，應用於一同步整流開關電源中，可以產生主要側開關電晶體控制信號控制主要側開關電晶體的開通與關斷，同時根據其中一個主要側開關電晶體控制信號產生相應的第一控制信號，該第一控制信號經過轉換電路處理後得到第二控制信號，然後同步整流電晶體控制器根據該第二控制信號產生同步整流電晶體驅動信號控制同步整流電晶體的開通與關斷。本發明可以解決傳統同步整流開關電源中出現的交叉導通問題，同時能夠根據其中一個主要側開關電晶體控制信號精確快速地控制同步整流電晶體的開通與關斷，實現同步整流開關電源的高頻化、低成本、小體積和高效率。此外，本發明還採用一隔離電路對同步整流開關電源的主要側接地和次要側接地進行隔離，從而保證了同步整流開關電源的安全可靠工作。
為實現上述目的，本發明提供一種控制和驅動電路，應用於一同步整流開關電源中，包括：主要側開關電晶體控制器，用於產生主要側開關電晶體控制信號；邏輯電路，用於根據接收到的所述主要側開關電晶體控制信號來產生第一控制信號；轉換電路，用於根據接收到的所述第一控制信號來產生第二控制信號；同步整流電晶體控制器，用於根據接收到的所述第二控制信號來產生同步整流電晶體控制信號，並根據所述同步整流開關電源的拓撲結 構，保證所述主要側開關電晶體控制信號和所述同步整流電晶體控制信號同相或者反相。
進一步的，當所述同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態相反時，所述邏輯電路包括延時電路和反相器，根據所述主要側開關電晶體控制信號進行延時和反相控制以產生所述第一控制信號；所述同步整流電晶體控制器根據所述第二控制信號的過零時刻產生所述同步整流電晶體控制信號。
進一步的，當所述同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態相反時，所述邏輯電路包括延時電路和反相器，所述延時電路用於將接收到的所述主要側開關電晶體控制信號進行延時以產生所述第一控制信號；所述同步整流電晶體控制器根據所述第二控制信號的過零時刻產生第三控制信號；所述反相器用於將所述第三控制信號進行反相以產生所述同步整流電晶體控制信號。
進一步的，當所述同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態一致時，所述邏輯電路包括延時電路，所述延時電路用於將接收到的所述主要側開關電晶體控制信號進行延時以產生所述第一控制信號；所述同步整流電晶體控制器根據所述第二控制信號的過零時刻產生所述同步整流電晶體控制信號。
進一步的，所述轉換電路包括微分電容和微分電阻。
進一步的，所述控制和驅動電路還包括跨接在所述同 步整流開關電源的主要側接地與次要側接地之間的隔離電路，用於隔離所述同步整流開關電源的主要側接地和次要側接地。
進一步的，所述隔離電路包括隔離電容。
進一步的，所述控制和驅動電路還包括第一鉗位元電路，第二鉗位元電路，所述第一鉗位元電路用於保護所述主要側開關電晶體控制器；所述第二鉗位元電路用於保護所述同步整流電晶體控制器。
進一步的，所述第一鉗位元電路包括第一二極體、第二二極體、第一鉗位元電壓和第二鉗位元電壓，當所述第一控制信號的振幅大於所述第一鉗位元電壓或小於所述第二鉗位元電壓時，所述第一鉗位元電路將所述第一控制信號的振幅鉗位元至所述第一鉗位元電壓或所述第二鉗位元電壓；所述第二鉗位元電路包括第三二極體、第四二極體、第三鉗位元電壓和第四鉗位元電壓，當所述第二控制信號的振幅大於所述第三鉗位元電壓或小於所述第四鉗位元電壓時，所述第二鉗位元電路將所述第二控制信號的振幅鉗位元至所述第三鉗位元電壓或所述第四鉗位元電壓。
根據本發明的另一方面，提供一種控制和驅動方法，應用於一同步整流開關電源中，包括以下步驟：產生所述主要側開關電晶體控制信號；將所述主要側開關電晶體控制信號經過邏輯運算後產生第一控制信號；將所述第一控制信號經過微分轉換後產生第二控制信 號；將所述第二控制信號經過控制後產生同步整流電晶體控制信號。
進一步，所述控制和驅動方法還包括對主要側接地和次要側接地進行隔離。
進一步的，當所述同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態相反時，所述邏輯控制包括對所述主要側開關電晶體控制信號進行反相和延時控制以得到所述第一控制信號，所述同步整流電晶體控制信號根據所述第二控制信號產生與所述主要側開關電晶體控制信號反相的所述同步整流電晶體控制信號。
進一步的，當所述同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態一致時，所述邏輯控制包括對所述主要側開關電晶體控制信號進行延時控制以得到所述第一控制信號，所述同步整流電晶體控制信號根據所述第二控制信號產生與所述主要側開關電晶體控制信號同相的所述同步整流電晶體控制信號。
由此可見，本發明藉由控制所述第一控制信號與所述主要側開關電晶體控制信號的時序關係，能夠根據所述主要側開關電晶體控制信號產生所述第一控制信號，同時藉由採用所述轉換電路快速準確地將所述第一控制信號轉換為所述第二控制信號，並藉由所述同步整流電晶體控制器將所述第二控制信號轉換為所述同步整流電晶體控制信號，以實現對所述同步整流電晶體的控制。該方案不僅可 以避免所述主要側開關電晶體和所述同步整流電晶體的交叉導通，還可以盡可能地減小所述同步整流電晶體的反並聯二極體的導通時間，最大程度地提高系統效率。由於本實施例中，所述轉換電路採用RC微分電路實現，相比圖1B中採用變壓器傳輸信號，能夠大大地減少成本和體積，提高功率密度。此外，本實施例中的隔離電路採用電容實現，可以抑制共模干擾，防止電容器失效後，不會導致電擊、危及人身安全的問題，增強同步整流開關電源的可靠性和安全性。
此外，本發明採用所述第一鉗位元電路和所述第二鉗位元電路來保護所述主要側開關電晶體控制器和所述同步整流電晶體控制器正常工作。
在不同拓撲結構中。本領域普通技術人員可根據主要側開關電晶體和同步整流電晶體的控制信號的邏輯關係，選擇本發明中合適的驅動電路來實現對不同拓撲結構的同步整流開關電源進行控制。
A1‧‧‧反閘
C1‧‧‧濾波電容
C2‧‧‧電容
Cout‧‧‧輸出濾波電容
Cya‧‧‧微分電容
Cyb‧‧‧隔離電容
D‧‧‧反並聯二極體
D1‧‧‧第一二極體
D2‧‧‧第二二極體
D3‧‧‧第三二極體
D4‧‧‧第四二極體
GND1‧‧‧主要側接地
GND2‧‧‧次要側接地
Q1‧‧‧主要側開關電晶體
Q2‧‧‧同步整流電晶體
Q3‧‧‧同步整流電晶體
Q4‧‧‧同步整流電晶體
Rya‧‧‧微分電阻
R2‧‧‧電阻
T‧‧‧變壓器
T2‧‧‧變壓器
U1‧‧‧主要側開關電晶體控制器
U2‧‧‧邏輯電路
U3‧‧‧同步整流電晶體控制器
201‧‧‧轉換電路
202‧‧‧隔離電路
210‧‧‧延時電路
211‧‧‧反相器
220‧‧‧過零檢測電路
221‧‧‧第一RS正反器
222‧‧‧第一比較器
223‧‧‧第二比較器
224‧‧‧第一單脈衝發生器
225‧‧‧第二單脈衝發生器
301‧‧‧第一鉗位元電路
302‧‧‧第二鉗位元電路
圖1A為現有技術中第一種反激式同步整流開關電源的原理方塊圖；圖1B為現有技術中第二種反激式同步整流開關電源的原理方塊圖；圖2A為本發明實施例一中反激式同步整流開關電源的原理方塊圖； 圖2B為本發明圖2A中反激式同步整流開關電源的工作波形圖；圖2C為本發明圖2A所示的反激式同步整流開關電源中邏輯電路的一種實施例的原理圖；圖2D為本發明圖2A所示的反激式同步整流開關電源中同步整流電晶體控制器的一種實施例的原理圖；圖2E為本發明圖2D所示同步整流電晶體控制器的信號波形圖；圖3為本發明實施例二中反激式同步整流開關電源的原理方塊圖；圖4為本發明實施例三中正激式同步整流開關電源的原理方塊圖；圖5為本發明實施例四中推挽式同步整流開關電源的原理方塊圖；圖6為本發明實施例五中全橋式同步整流開關電源的原理方塊圖；圖7A為本發明控制和驅動方法的第一種實施例的流程圖；圖7B為本發明控制和驅動方法的第二種實施例的流程圖。
為使本發明的上述目的、特徵和優點能夠更加明顯易懂，下面結合圖式對本發明的具體實施方式做詳細的說 明。
在下面的描述中闡述了很多具體細節以便於充分理解本發明。但是本發明能夠以很多不同於在此描述的其他方式來實施，本領域技術人員可以在不違背本發明內涵的情況下做類似推廣，因此本發明不受下面公開的具體實施的限制。
[實施例一]
如圖2A所示的實施例是一種反激式同步整流開關電源。所述反激式同步整流開關電源包括功率級電路和驅動電路，用於將直流電壓VIN轉換為輸出電壓Vout，其中所述功率級電路包括濾波電容C1、變壓器T、主要側開關電晶體Q1、同步整流電晶體Q2和輸出濾波電容Cout；所述驅動電路包括主要側開關電晶體控制器U1、邏輯電路U2、轉換電路201和同步整流電晶體控制器U3。所述主要側開關電晶體控制器U1用於產生主要側開關電晶體控制信號VGP以控制所述主要側開關電晶體Q1的開通與關斷，其第一輸出端連接所述主要側開關電晶體Q1的控制端和所述邏輯電路U2的輸入端；所述邏輯電路U2用於接收所述主要側開關電晶體控制信號VGP以產生第一控制信號VGP1，其輸出端連接所述轉換電路201的輸入端；所述轉換電路201用於接收所述第一控制信號VGP1以產生第二控制信號VGS1，其輸出端連接所述同步整流電晶體控制器U3的輸入端；所述同步整流電晶體控制器U3用於接收 所述第二控制信號VGS1以產生同步整流電晶體控制信號VGS來控制所述同步整流電晶體Q2的開通與關斷，其輸出端連接所述同步整流電晶體Q2的控制端。
在本實施例中，所述轉換電路201可由微分電容Cya與微分電阻Rya串聯連接組成的微分電路實現，微分電容Cya的取值範圍可以是0.1pF~100pF，所述微分電阻Rya的取值範圍可以為1kΩ~1MΩ。
結合圖2B所示的反激式同步整流開關電源的工作波形圖，可將其工作原理描述如下：在t1時刻，所述主要側開關電晶體控制器U1控制所述主要側開關電晶體控制信號VGp跳變為高位準信號以使所述主要側開關電晶體Q1導通，經過導通時間ton後，在t2時刻，所述主要側開關電晶體控制信號VGp跳變為低位準信號控制所述主要側開關電晶體Q1關斷，相反的，經過關斷時間toff後，在t3時刻，所述主要側開關電晶體控制信號VGP再次跳變為高位準信號控制所述主要側開關電晶體Q1導通；所述主要側開關電晶體控制信號VGP經過邏輯電路U2的延時和反相處理後可得到所述第一控制信號VGP1，其中延時時間可設為td；因而，在t4時刻，所述第一控制信號VGP1由低位準信號跳變為高位準信號，此時，由於所述轉換電路201中的微分電容Cya上的電壓不能突變，相當於短路，所述主要側開關電晶體驅動信號VGP完全加在微分電阻Rya上，導致所述第二控制信號VGS1瞬間上升，產生一個為正尖峰信號，其振幅與所述主要側開關電晶體驅動信號 VGP的振幅相同，之後，微分電容Cya按指數規律充電，微分電阻Rya上電壓因此按指數規律下降，該正尖峰信號經過時間tw後在t5時刻到達零，與此同時，所述同步整流電晶體控制器U3根據檢測到的所述第二控制信號VGS1的負向過零信號來控制所述同步整流電晶體控制信號VGS跳變為高位準；經過所述第一控制信號的導通時間ton ’(其中，ton ’=toff)，在t6時刻，所述第一控制信號VGP1由高位準信號跳變為低位準信號，由於轉換電路201中的微分電容Cya上儲存的電壓不能突變，導致所述第二控制信號VGS1瞬間下降，開始產生一個負尖峰信號，之後，微分電容Cya按指數規律放電，該負尖峰信號經過時間tw後在t7時刻到達零，與此同時，所述同步整流電晶體控制器U3根據檢測到的所述第二控制信號VGS1的正向過零信號來控制所述同步整流電晶體控制信號VGS跳變為低位準；以此迴圈實現同步整流開關電源的驅動控制。
為了能夠最大限度地提高效率，可以嚴格控制主要側開關電晶體Q1和同步整流電晶體Q2的開關時序，當所述主要側開關電晶體Q1關斷時，控制所述同步整流電晶體Q2導通，當所述同步整流電晶體Q2關斷時，控制所述主要側開關電晶體Q1導通。在本實施例中，可以藉由設置所述尖峰信號的寬度和所述延時時間來控制所述主要側開關電晶體Q1和所述同步整流電晶體Q2的開關時序，首先尖峰信號寬度可設置為t w =3×τ，其中，τ=R ya×C ya，而延時時間設置為t d =T-t w ，其中T為開關電晶體的周期，在這裏， 需要注意的是，尖峰信號寬度的設置需要滿足tw<ton和tw<toff，其中，ton為所述主要側開關電晶體的導通時間，toff為所述主要側開關電晶體的關斷時間。
在本實施例中，所述尖峰信號的寬度設置為t w =3×τ是由於通常微分電容Cya經過3個RC時間常數τ，即可基本達到振幅。當然，該尖峰信號寬度也可設置為其他值，例如t w =4×τ，t w =5×τ或者t w =6×τ等。
參考圖2C，所示為圖2A中所示反激式同步整流開關電源中邏輯電路的第一種實施方式。所述邏輯電路U2包括延時電路210和反相器211，所述延時電路210用於將接收到的所述主要側開關電晶體控制信號VGP延時所述延時時間td，其輸入端連接所述主要側開關電晶體控制器U1的輸出端，輸出端連接所述反相器211的輸入端；所述反相器211用於將延時後的所述主要側開關電晶體控制信號VGP反相，其輸出端連接所述轉換電路201。在本實施例中，所述延時電路210可由電阻R2和電容C2實現，所述延時時間td可藉由調節電阻R2和電容C2的參數得到；所述反相器211可由反閘A1實現。
除圖2C中所示實施方式外，所述邏輯電路U2的功能也可以藉由調換圖2C中的所述延時電路210和所述反相器211的連接位置實現。當然，所述邏輯電路U2也可由其他任何能夠實現其功能的電路組成。
參考圖2D，所示為圖2A所示的反激式同步整流開關電源中同步整流電晶體控制器的一種實施方式。所述同步 整流電晶體控制器U3包括過零檢測電路220和第一RS正反器221，所述過零檢測電路220包括第一比較器222、第二比較器223、第一單脈衝發生器224和第二單脈衝發生器225，所述第一比較器222的同相輸入端和所述第二比較器223的反相輸入端共同連接所述轉換電路201的輸出端，用以接收所述第二控制信號VGS1；所述第一比較器222的反相輸入端用於接收第一參考電壓Vref1，輸出端產生第一比較信號VC1給第一單脈衝發生器224的輸入端；第一單脈衝發生器224的輸出端產生重定信號VR給所述第一RS正反器221的重定端R以重定所述同步整流電晶體控制信號VGS；所述第二比較器223的反相輸入端用於接收第二參考電壓Vref2，輸出端產生第二比較信號VC2給第二單脈衝發生器225的輸入端；第二單脈衝發生器225的輸出端產生置位元信號VS給所述第一RS正反器221的置位端S以置位元所述同步整流電晶體控制信號VGS；所述第一RS正反器221的Q端連接所述同步整流電晶體Q2的控制端用以產生所述同步整流電晶體控制信號VGS；其中，所述第一參考電壓Vref1可以設置為略小於零，所述第二參考電壓Vref2可以設置為略大於零。結合圖2E，所示為圖2D中實例方式的信號波形圖，其工作原理可以描述如下：在t8時刻，當所述第二控制信號VGS1產生負尖峰信號而小於所述第一參考電壓Vref1和第二參考電壓Vref2時，所述第一比較信號VC1跳變為低位準，所述第二比較信號VC2為高位準，所述同步整流電晶體控制信號 VGS因置位元而為高位準；在t9時刻，當所述第二控制信號VGS1正向到達所述第一參考電壓Vref1時，所述第一比較信號VC1跳變為高位準，所述第一單脈衝發生器224產生一個單脈衝的重定信號VR以使所述同步整流電晶體控制信號VGS因重定而跳變為低位準；在t10時刻，當所述第二控制信號VGS1產生正尖峰信號而大於所述第二參考電壓Vref2時，所述第二比較信號VC2跳變為低位準，所述同步整流電晶體控制信號VGS因重定而仍為低位準；在t11時刻，當所述第二控制信號VGS1負向到達所述第二參考電壓Vref2時，所述第二比較信號VC2跳變為高位準，所述第二單脈衝發生器225產生一個單脈衝的置位元信號VS以使所述同步整流電晶體控制信號VGS因置位元而跳變為高位準；以此反覆，同步整流電晶體控制器U3可根據所述第二控制信號VGS1產生所述同步整流電晶體控制信號VGS。
除圖2D中所示實施方式外，所述同步整流電晶體控制器U3的功能也可由其他電路實現。
在圖2C和圖2D所示的實施例中，採用在所述邏輯電路U2中加入反相器211以最終實現所述同步整流電晶體控制信號VGS和所述主要側開關電晶體控制信號VGP的反相。本技術領域中的普通技術人員可由此可以推知，還可藉由僅在所述邏輯電路U2中加入所述延時電路210，而在所述同步整流電晶體控制器U3中加入反相器以最終實現所述同步整流電晶體控制信號VGS和所述主要側開關 電晶體控制信號VGP的反相。
此外，在本實施例中，所述反激式同步整流開關電源還包括一個隔離電路202，所述隔離電路202可由隔離電容Cyb實現。所述隔離電容Cyb跨接在主要側接地和次要側接地之間，用於對所述反激式同步整流開關電源的主要側接地GND1和次要側接地GND2進行隔離。在此，所述主要側開關電晶體控制器U1的參考接地為主要側接地GND1，所述同步整流電晶體驅動器U3的參考接地為次要側接地GND2。
由此可見，在本實施例中，藉由控制所述第一控制信號VGP1與所述主要側開關電晶體控制信號VGP的時序關係，能夠根據所述主要側開關電晶體控制信號VGP產生所述第一控制信號VGP1，同時藉由採用所述轉換電路201，能夠快速準確地將所述第一控制信號VGP1轉換為所述第二控制信號VGS1，並藉由所述同步整流電晶體控制器U3將所述第二控制信號VGS1轉換為所述同步整流電晶體控制信號VGS，以實現對所述同步整流電晶體Q2的控制。該方案不僅可以避免所述主要側開關電晶體Q1和所述同步整流電晶體Q2的交叉導通，還可以盡可能地減小所述同步整流電晶體Q2的反並聯二極體D的導通時間，最大程度地提高系統效率。由於本實施例中，所述轉換電路採用微分電容Cya和微分電阻Rya實現，相比圖1B中採用變壓器傳輸信號，能夠大大地減少成本和體積，提高功率密度。此外，本實施例中的隔離電路202採用隔離電容Cyb 實現，可以抑制共模干擾，防止電容器失效後，不會導致電擊、危及人身安全的問題，增強同步整流開關電源的可靠性和安全性。
[實施例二]
如圖3所示的實施例是在圖2A電路的基礎上改進後的一種反激式同步整流開關電源。與圖2A所示反激式同步整流開關電源不同的是，為保護所述主要側開關電晶體控制器U1和所述同步整流電晶體控制器U3，本實施例加入了第一鉗位元電路301和第二鉗位元電路302。所述第一鉗位元電路301包括第一二極體D1、第二二極體D2、第一鉗位元電壓VCLP1和第二鉗位元電壓VCLP2，所述第一二極體D1的陰極連接至第一鉗位元電壓VCLP1，陽極連接所述第二二極體D2的陰極，其公共端連接所述轉換電路201的輸入端，所述第二二極體D2的陽極連接第二鉗位元電壓VCLP2；所述第二鉗位元電路302包括第三二極體D3、第四二極體D4、第三鉗位元電壓VCLP3和第四鉗位元電壓VCLP4，所述第三二極體D3的陰極連接至第三鉗位元電壓VCLP3，陽極連接第四二極體D4的陰極，其公共端轉換電路201的輸出端，所述第四二極體D4的陽極連接至第四鉗位元電壓VCLP4。其中，設置所述第一鉗位元電壓VCLP1略高於第一控制信號VGP1的最大值，所述第二鉗位元電壓VCLP2略小於所述第一控制信號VGP1的最小值，所述第一鉗位元電壓VCLP1和所述第二鉗位元電壓 VCLP2都以主要側接地GND1作為參考接地；設置所述第三鉗位元電壓VCLP3的值略大於所述差分信號VG2S的最大值，所述第四鉗位元電壓VCLP4的值略小於所述第二控制信號VGS1的最小值，所述第三鉗位元電壓VCLP3和所述第四鉗位元電壓VCLP4都以次要側接地GND2作為參考接地。
由於所述第一鉗位元電路301的存在，當所述第一控制信號VGP1的電壓因受到干擾而產生波動導致其最大值高於VCLP1時，所述第一二極體D1導通，將第一控制信號VGP1的電壓鉗位元至所述第一鉗位元電壓VCLP1；當所述第一控制信號VGP1的電壓因受到干擾而產生波動導致其最小值低於VCLP2時，所述第二二極體D2導通，將第一控制信號VGP1的電壓鉗位元至所述第二鉗位元電壓VCLP2。
同理，由於所述第二鉗位元電路302的存在，當所述第二控制信號VGS1因受到干擾而產生波動導致其最大值高於VCLP3時，所述第三二極體D3導通，將所述第二控制信號VGS1的電壓鉗位元至所述第三鉗位元電壓VCLP3；當所述第二控制信號VGS1的電壓因受到干擾而產生波動導致其最小值低於VCLP4時，所述第四二極體D4導通，將所述第二控制信號VGS1的電壓鉗位元至所述第四鉗位元電壓VCLP4。
除第一鉗位元電路301和第二鉗位元電路302外，本實施例中的其餘部分電路結構和工作原理與圖2A中所示反激式同步整流開關電源相同，在此將不再贅述。
由此可知，由於所述第一鉗位元電路301和所述第二鉗位元電路302的存在，可避免因干擾而導致所述第一控制信號VGP1和所述第二控制信號VGS1振幅過大或過小的現象，以保護所述主要側開關電晶體控制器U1和所述同步整流電晶體控制器U3正常工作。
此外，所述第三鉗位元電壓VCLP3還可以為所述同步整流電晶體控制器U3提供偏置電壓，所述微分電容Cya還可以為所述同步整流電晶體控制器U3提供驅動能量。
本領域普通技術人員可知，所述第一鉗位元電路301和所述第二鉗位元電路302也可由其他合適電路實現。
[實施例三]
如圖4所示為本發明實施例三中正激式同步整流開關電源。所述正激式同步整流開關電源包括功率級電路和驅動電路，其中所述功率級電路包括濾波電容C1、變壓器T、主要側開關電晶體Q1、同步整流電晶體Q2、同步整流電晶體Q3和輸出濾波電容Cout；所述驅動電路包括主要側開關電晶體控制器U1、邏輯電路U2、轉換電路201和同步整流電晶體控制器U3。與圖2A所示實施例一中反激式同步整流開關電源不同的是，在本實施例中，所述變壓器T為同名端連接，所述同步續流電晶體Q3與所述輸出濾波電容Cout並聯連接，所述同步整流電晶體控制器U3除產生所述同步整流電晶體控制信號VGS外，還同時產生一同步續流電晶體控制信號VGs ’以控制所述同步續流電晶 體Q3的開通與關斷，此處同步整流電晶體控制器U3的實施方式可採用如圖2D所示實施方式，其中，圖2D實施例中第一RS正反器221的Q非端用於輸出所述同步續流電晶體控制信號VGs ’；所述正激式同步整流開關電源的其餘部分的連接方式與主要功能，以及所述微分電容Cya，隔離電容Cyb和所述微分電阻Rya的取值範圍均與圖2A所示實施例一中反激式同步整流開關電源類似，在此將不再贅述。
值得注意的是，由於本實施例的功率級電路拓撲結構與圖2A所示不同，本實施例中所述主要側開關電晶體Q1導通時，所述同步整流電晶體Q2同時導通；所述主要側開關電晶體Q1關斷時，所述同步整流電晶體Q2也同時關斷。因此，本實施例中的正激式同步整流開關電源驅動電路的工作原理與圖2A至圖2D所示的反激式同步整流開關電源驅動電路略有不同。其區別在於，本實施例中，由於同步整流電晶體Q2始終與主要側開關電晶體Q1同相，因而不需在所述邏輯電路U2或者所述同步整流電晶體控制器U3中加入所述反相器211，即所述第一控制信號VGP1由所述主要側開關電晶體控制信號VGP經過所述邏輯電路U2經過延時得到，所述同步整流電晶體控制信號VGS由第二控制信號VGS1經過同步整流電晶體控制器U3得到；而其餘部分工作原理均與反激式同步整流開關電源驅動電路類似，在此將不再贅述。
在本實施例中，尖峰信號的寬度和延時時間的設置也 與反激式同步整流開關電源驅動電路類似，在此將不再贅述。
[實施例四]
如圖5所示為本發明實施例四中推挽式同步整流開關電源。與圖4所示實施例三中正激式同步整流開關電源不同的是，本實施例中的功率級電路採用推挽式拓撲，其結構為本領域普通技術人員所熟知，在此將不再贅述。為適應推挽式拓撲結構，所述主要側開關電晶體控制器U1和所述同步整流電晶體控制器U3均需要產生兩路控制信號，在此實施例中，由於所述主要側開關電晶體Q1和所述同步整流電晶體Q2的控制信號始終保持同相，因此可依據圖4所示正激式同步整流開關電源的驅動電路來實現對本實施例所述推挽式同步整流開關電源的控制；另外，由於主要側開關電晶體Q1和同步整流電晶體Q4的控制信號始終反相，因此也可依據圖2A所示反激式同步整流開關電源的驅動電路來實現對本實施例所述推挽式同步整流開關電源的控制；同樣地，也可根據主要側開關電晶體Q3與同步整流電晶體Q2或者與同步整流電晶體Q4的控制信號的關係，選擇圖2A或者圖4中實施例所採用的驅動方式來實現對本實施例所述推挽式同步整流開關電源的控制。
由此，可知，本領域普通技術人員可依據不同拓撲結構的同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流 電晶體的開關狀態的邏輯關係，選擇本發明中合適的驅動電路進行控制。例如當邏輯電路U2所依據的主要側開關電晶體開關狀態與同步整流電晶體控制器U3第一輸出端(例如圖2D所示同步整流電晶體控制器U3實施例的第一RS正反器221的Q端)所控制的同步整流電晶體開關狀態為反相時，可以依據圖2A中反激式同步整流開關電源驅動電路的原理設計驅動電路。當邏輯電路U2所依據的主要側開關電晶體開關狀態與同步整流電晶體控制器U3第一輸出端(例如圖2D所示同步整流電晶體控制器U3實施例的第一RS正反器221的Q端)所控制的同步整流電晶體開關狀態為同相時，可以依據圖4中正激式同步整流電路的的原理設計驅動電路。圖2A所示實施例的驅動電路與圖4所示的驅動電路的不同之處在於，圖2A所示實施例在主要側開關電晶體控制器U1或者同步整流電晶體控制器U3中加入了反相器。
[實施例五]
如圖6所示為本發明實施例五中全橋式同步整流開關電源。本實施例的驅動電路可依據實施例四中推挽式同步整流開關電源驅動電路的原理實現，在此將不再贅述。
本領域普通技術人員可知，本發明圖3所示的實施例對於圖2A所示的實施例的改進同樣適用於圖4、圖5、圖6中所示的實施例。
如圖7A所示為本發明控制和驅動方法的第一種實施 例的流程圖，其包括以下步驟：S701：當所述主要側開關電晶體開關狀態與所述同步整流電晶體開關狀態應互為反相信號時，產生所述主要側開關電晶體控制信號；S702：對所述主要側開關電晶體控制信號進行反相和延時控制，得到第一控制信號；S703：對所述第一控制信號進行微分轉換，得到第二控制信號；S704：根據所述第二控制信號，產生一與所述主要側開關電晶體控制信號反相的所述同步整流電晶體控制信號。其中，步驟S702中也可僅包含延時控制，而在步驟S704中，根據所述第二控制信號產生第三控制信號，對所述第三控制信號進行反相控制以產生一與所述主要側開關電晶體控制信號反相的所述同步整流電晶體控制信號。
如圖7B所示為本發明控制和驅動方法的第二種實施例的流程圖，其包括以下步驟：S705：當所述主要側開關電晶體開關狀態與所述同步整流電晶體開關狀態一致時，產生所述主要側開關電晶體控制信號；S706：對所述主要側開關電晶體控制信號進行延時控制，得到第一控制信號；S707：對所述第一控制信號進行微分轉換，得到第二控制信號； S708：根據所述第二控制信號，產生一與所述主要側開關電晶體控制信號同相的所述同步整流電晶體控制信號；其中，所述主要側開關電晶體控制信號與所述同步整流電晶體控制信號分別用於控制所述同步整流開關電源功率級電路中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開通與關斷。
在步驟S701和步驟S705中，進一步包括，當所述同步整流開關電源功率級電路中具有一個以上主要側開關電晶體時，可以根據需要設定其中一個主要側開關電晶體的控制信號為所述主要側開關電晶體控制信號，其餘的主要側開關電晶體的控制信號可以依據其與所設定的主要側開關電晶體控制信號的邏輯關係產生；在步驟S702和步驟S706中，對所述主要側開關電晶體控制信號的延時控制可藉由一RC延時電路實現。
此外，在步驟S702中，對所述主要側開關電晶體控制信號的反相控制可藉由一反相器實現。
在步驟S703和步驟S707中，對所述第一控制信號的微分轉換可藉由一RC微分電路實現。
在步驟S704和步驟S708中，可根據所述第二控制信號，採用一過零檢測電路和一RS正反器來產生所述同步整流電晶體控制信號。同樣，進一步包括，當所述同步整流開關電源功率級電路中具有一個以上同步整流電晶體時，可以根據需要設定其中一個同步整流電晶體的控制信 號為所述同步整流電晶體控制信號，其餘的同步整流電晶體的控制信號可以依據與所設定的同步整流電晶體控制信號的邏輯關係產生。
此外，在本實施例中，還包括對所述同步整流開關電源功率級電路的主要側接地和次要側接地進行隔離，該隔離可藉由一電容來實現。
當然，本實施例中的反相控制、延時控制、對所述第一控制信號的轉換、所述同步整流電晶體控制信號的產生方式以及隔離方式也可由本領域普通技術人員所知的其他合適的電路結構實現。
除本發明實施例中所列舉的反激式、正激式、推挽式、全橋式拓撲結構外，本發明還可應用在其他合適拓撲結構中。
以上對依據本發明的較佳實施例的開關型調節器的同步整流開關電源驅動電路及控制方法進行了詳盡描述，本領域普通技術人員據此可以推知其他技術或者結構以及電路佈局、元件等均可應用於所述實施例。
本說明書中的各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處。可以根據實際的需要選擇其中的部分或者全部模組來實現本實施例方案的目的。本領域普通技術人員在不付出創造性勞動的情況下，即可以理解並實施。
依照本發明的實施例如上文所述，這些實施例並沒有詳盡敍述所有的細節，也不限制該發明僅為所述的具體實 施例。顯然，根據以上描述，可作很多的修改和變化。本說明書選取並具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明以及在本發明基礎上的修改使用。本發明僅受申請專利範圍及其全部範圍和等效物的限制。
C1‧‧‧濾波電容
Cout‧‧‧輸出濾波電容
Cya‧‧‧微分電容
Cyb‧‧‧隔離電容
D‧‧‧反並聯二極體
GND1‧‧‧主要側接地
GND2‧‧‧次要側接地
Q1‧‧‧主要側開關電晶體
Q2‧‧‧同步整流電晶體
Rya‧‧‧微分電阻
T‧‧‧變壓器
U1‧‧‧主要側開關電晶體控制器
U2‧‧‧邏輯電路
U3‧‧‧同步整流電晶體控制器
201‧‧‧轉換電路
202‧‧‧隔離電路

Claims (13)

  1. 一種控制和驅動電路，應用於一同步整流開關電源中，其特徵在於，包括：主要側開關電晶體控制器，用於產生主要側開關電晶體控制信號；邏輯電路，用於根據接收到的該主要側開關電晶體控制信號來產生第一控制信號；轉換電路，用於根據接收到的該第一控制信號來產生第二控制信號；同步整流電晶體控制器，用於根據接收到的該第二控制信號來產生同步整流電晶體控制信號，並根據該同步整流開關電源的拓撲結構，確保該主要側開關電晶體控制信號和該同步整流電晶體控制信號同相或者反相。
  2. 根據申請專利範圍第1項的控制和驅動電路，其中，當該同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態相反時，該邏輯電路包括延時電路和反相器，根據該主要側開關電晶體控制信號進行延時和反相控制以產生該第一控制信號；該同步整流電晶體控制器根據該第二控制信號的過零時刻產生該同步整流電晶體控制信號。
  3. 根據申請專利範圍第1項的控制和驅動電路，其中，當該同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態相反時， 該邏輯電路包括延時電路和反相器，該延時電路用於將接收到的該主要側開關電晶體控制信號進行延時以產生該第一控制信號；該同步整流電晶體控制器根據該第二控制信號的過零時刻產生第三控制信號；該反相器用於將該第三控制信號進行反相以產生該同步整流電晶體控制信號。
  4. 根據申請專利範圍第1項的控制和驅動電路，其中，當該同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態一致時，該邏輯電路包括延時電路，該延時電路用於將接收到的該主要側開關電晶體控制信號進行延時以產生該第一控制信號；該同步整流電晶體控制器根據該第二控制信號的過零時刻產生該同步整流電晶體控制信號。
  5. 根據申請專利範圍第1項的控制和驅動電路，其中，該轉換電路包括微分電容和微分電阻。
  6. 根據申請專利範圍第1項的控制和驅動電路，其中，進一步包括跨接在該同步整流開關電源的主要側接地與次要側接地之間的隔離電路，用於隔離該同步整流開關電源的主要側接地和次要側接地。
  7. 根據申請專利範圍第6項的控制和驅動電路，其中，該隔離電路包括隔離電容。
  8. 根據申請專利範圍第1項的控制和驅動電路，其 中，進一步包括第一鉗位元電路、第二鉗位元電路，該第一鉗位元電路用於保護該主要側開關電晶體控制器；該第二鉗位元電路用於保護該同步整流電晶體控制器。
  9. 根據申請專利範圍第8項的控制和驅動電路，其中，該第一鉗位元電路包括第一二極體、第二二極體、第一鉗位元電壓和第二鉗位元電壓，當該第一控制信號的振幅大於該第一鉗位元電壓或小於該第二鉗位元電壓時，該第一鉗位元電路將該第一控制信號的振幅鉗位元至該第一鉗位元電壓或該第二鉗位元電壓；該第二鉗位元電路包括第三二極體、第四二極體、第三鉗位元電壓和第四鉗位元電壓，當該第二控制信號的振幅大於該第三鉗位元電壓或小於該第四鉗位元電壓時，該第二鉗位元電路將該第二控制信號的振幅鉗位元至該第三鉗位元電壓或該第四鉗位元電壓。
  10. 一種控制和驅動方法，應用於一同步整流開關電源中，其特徵在於，包括以下步驟：產生該主要側開關電晶體控制信號；將該主要側開關電晶體控制信號經過邏輯運算後產生第一控制信號；將該第一控制信號經過微分轉換後產生第二控制信號；將該第二控制信號經過控制後產生同步整流電晶體控制信號。
  11. 根據申請專利範圍第10項的控制和驅動方法， 其中，進一步包括對主要側接地和次要側接地進行隔離。
  12. 根據申請專利範圍第10項的控制和驅動方法，其中，當該同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態相反時，該邏輯控制包括對該主要側開關電晶體控制信號進行反相和延時控制以得到該第一控制信號，該同步整流電晶體控制信號根據該第二控制信號產生與該主要側開關電晶體控制信號反相的該同步整流電晶體控制信號。
  13. 根據申請專利範圍第10項的控制和驅動方法，其中，當該同步整流開關電源中的主要側開關電晶體和同步整流電晶體的開關狀態一致時，該邏輯控制包括對該主要側開關電晶體控制信號進行延時控制以得到該第一控制信號，該同步整流電晶體控制信號根據該第二控制信號產生與該主要側開關電晶體控制信號同相的該同步整流電晶體控制信號。
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