TW201410071A - 控制led之裝置及方法 - Google Patents
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Abstract
本發明的目的是提出一種控制LED的方法，以便在控制LED時，使“閃爍指數“變小，也就是使肉眼能夠察覺的LED光線的閃爍變小。為達到此目的，本發明建議調整恆定電源8(ILED)的電流變化曲線，使其過零點與正弦狀電源交變電壓的過零點重合，以及限制電流的正負峰值。
Description
本發明涉及一種控制LED的方法，利用這種方法能夠準備一串分成段的串聯的發光二極體，其中每一段都可以包括多個發光二極體及具有第一接頭及第二接頭，同時利用一來自正弦狀電源交變電壓的經過整流的輸入交變電壓(VDC)運轉LED串，使各個段根據輸入交變電壓(VDC)的振幅依序被接通及切斷，以及透過一可控制的恆定電源控制接通之LED的電流。
LED(發光二極體)被運用於照明目的情況愈來愈普遍，這是因為LED相較於白熾燈或螢光燈等傳統的照明器具有一系列的優點，其中又以耗能較低及使用壽命較長為最大優點。由於LED具有半導體的電流-電壓特性，因此較佳是以恆定電流運轉LED。
因此在運轉照明網路中裝有LED的發光器材時，需採取適當的電路技術措施，以便從來自電源的很高的交變電壓(例如230VAC)為每一個LED產生所需的低電壓(通常為3至4V)的恆定的直流電。以上提及的數值通常適用於所謂的白光LED，如果是其他的LED，則數值可能會有變化。
除了廣泛被使用的所謂的AC-DC轉換器(通常是由整流器及開關電源構件構成)外，一種已知的方法是經由一或多個直接來自整流過的交變電壓的線性電源控制一串串聯的LED。
這種裝置也稱為"直接AC LED"。一種有利的方式是將LED串分段，並根據瞬時交變電壓個別或一個接一個接通及供電。串聯的LED的數量及整個LED串的正向電壓被設計成符合電源電壓的大部分振幅，例如位於電源電壓80%至90%的振幅範圍。
因此線性電源上方的電壓降可以保持在很低的程度，這有助於達到相對較高的效率。當瞬時電壓較小時，LED串只有一部分是按照裝置端的分段以相當低的電壓降經由所屬的電源被控制。這會使半電源週期內的電流導通角變大，因而產生均勻的光輸出。可以選擇性的根據瞬時電源電壓調整電流，以提高"功率因數"，也就是將供電電流的諧波含量保持在很低的程度。
相較於使用AC-DC轉換器，這種已知方法的優點是，結構形式較小及控制電子構件的成本較低，而且不會出現快速的交換邊緣，因此裝置的EMV(電磁相容性)也比較好。
具雙倍電源頻率的光輸出的高脈動頻率的主要缺點是敏感的人會覺得受到干擾。如果作用的段的數量小於LED串中的分段數量，即使是恆定的供電給LED，光輸出也會降低。
如果控制LED串的瞬時電壓降低到低於LED串的第一段的正向電壓的程度，則電流會變零，也就是說在每一個電源週期內都會有兩個LED未獲得供電的缺口。不像白熾燈的燈絲具有很高的耐熱性，因此能夠抑制輸入功率的脈動性，LED的光輸出實際上是緊跟著電流變化的。尤其是供電缺口可能會導致照明出現被稱為"閃光"或"閃爍"(也就是英文的"Flicker")的不舒服的感覺。
另一個控制缺點是，各個段的切換門檻必須與每一個段的LED的數量及實際的正向電壓配合。
因此在運轉照明網路中裝有LED的發光器材時，需採取適當的電路技術措施，以便從來自電源的很高的交變電壓(例如230VAC)為每一個LED產生所需的低電壓(通常為3至4V)的恆定的直流電。以上提及的數值通常適用於所謂的白光LED，如果是其他的LED，則數值可能會有變化。
除了廣泛被使用的所謂的AC-DC轉換器(通常是由整流器及開關電源構件構成)外，一種已知的方法是經由一或多個直接來自整流過的交變電壓的線性電源控制一串串聯的LED。
這種裝置也稱為"直接AC LED"。一種有利的方式是將LED串分段，並根據瞬時交變電壓個別或一個接一個接通及供電。串聯的LED的數量及整個LED串的正向電壓被設計成符合電源電壓的大部分振幅，例如位於電源電壓80%至90%的振幅範圍。
因此線性電源上方的電壓降可以保持在很低的程度，這有助於達到相對較高的效率。當瞬時電壓較小時，LED串只有一部分是按照裝置端的分段以相當低的電壓降經由所屬的電源被控制。這會使半電源週期內的電流導通角變大，因而產生均勻的光輸出。可以選擇性的根據瞬時電源電壓調整電流，以提高"功率因數"，也就是將供電電流的諧波含量保持在很低的程度。
相較於使用AC-DC轉換器，這種已知方法的優點是，結構形式較小及控制電子構件的成本較低，而且不會出現快速的交換邊緣，因此裝置的EMV(電磁相容性)也比較好。
具雙倍電源頻率的光輸出的高脈動頻率的主要缺點是敏感的人會覺得受到干擾。如果作用的段的數量小於LED串中的分段數量，即使是恆定的供電給LED，光輸出也會降低。
如果控制LED串的瞬時電壓降低到低於LED串的第一段的正向電壓的程度，則電流會變零，也就是說在每一個電源週期內都會有兩個LED未獲得供電的缺口。不像白熾燈的燈絲具有很高的耐熱性，因此能夠抑制輸入功率的脈動性，LED的光輸出實際上是緊跟著電流變化的。尤其是供電缺口可能會導致照明出現被稱為"閃光"或"閃爍"(也就是英文的"Flicker")的不舒服的感覺。
另一個控制缺點是，各個段的切換門檻必須與每一個段的LED的數量及實際的正向電壓配合。
本發明的目的是提出一種控制LED的方法，以便在控制LED時，使"閃爍指數"變小，也就是使肉眼能夠察覺的LED光線的閃爍變小。
因此本發明建議LED控制裝置要能夠調整恆定電源ILED的電流變化曲線，使其過零點與正弦狀電源交變電壓的過零點重合，以及限制電流的正負峰值。
本發明方法是控制恆定電源產生之電流ILED的變化曲線的形狀。為此所使用的恆定電源是一種可控制的恆定電源。這種受控制的恆定電源的電流通常具有正弦狀變化曲線，其中這是以輸入端電源交變電壓在整流前的正弦狀變化曲線為基礎。
本發明的方法是使電流變化線的正負峰值的範圍變平整，因此不會達到峰值。降低峰值的作法會使LED的亮度變小，以及減輕光線閃爍的感覺。
本發明的一種實施方式建議將正負峰值限制在最大值的80%至95%的範圍。
原則上可以將最大值降低到任意大小。但實際上電流變化曲線的改變會對電流的諧波含量造成影響。由於諧波含量通常是由電供應商決定，例如在本例中最多可達20%，因此最多只能在最大電流值的80%至99%之間降低最大值。實際值可以是最大值的95%、90%、85%、或80%，也可以是這些值之間的任一個中間值。
根據本發明的另一種實施方式，電流在正半波及負半波中以比正弦狀變化曲線更大的陡度升高。
根據本發明，電流ILED以比正弦狀電流變化曲線更大的陡度升高。如第12圖所示，在一個例子中，電流變化曲線近似一個梯形變化曲線。
因此本發明建議LED控制裝置要能夠調整恆定電源ILED的電流變化曲線，使其過零點與正弦狀電源交變電壓的過零點重合，以及限制電流的正負峰值。
本發明方法是控制恆定電源產生之電流ILED的變化曲線的形狀。為此所使用的恆定電源是一種可控制的恆定電源。這種受控制的恆定電源的電流通常具有正弦狀變化曲線，其中這是以輸入端電源交變電壓在整流前的正弦狀變化曲線為基礎。
本發明的方法是使電流變化線的正負峰值的範圍變平整，因此不會達到峰值。降低峰值的作法會使LED的亮度變小，以及減輕光線閃爍的感覺。
本發明的一種實施方式建議將正負峰值限制在最大值的80%至95%的範圍。
原則上可以將最大值降低到任意大小。但實際上電流變化曲線的改變會對電流的諧波含量造成影響。由於諧波含量通常是由電供應商決定，例如在本例中最多可達20%，因此最多只能在最大電流值的80%至99%之間降低最大值。實際值可以是最大值的95%、90%、85%、或80%，也可以是這些值之間的任一個中間值。
根據本發明的另一種實施方式，電流在正半波及負半波中以比正弦狀變化曲線更大的陡度升高。
根據本發明，電流ILED以比正弦狀電流變化曲線更大的陡度升高。如第12圖所示，在一個例子中，電流變化曲線近似一個梯形變化曲線。
1．．．LED控制裝置
2．．．輸入端
3．．．輸出端
4．．．LED串
5．．．LED
6．．．段
7．．．接口/終端
8．．．ILED
9、10、21、26、27．．．TC
11、12．．．AMP
13、14．．．VG
15．．．AMPBL
16．．．TCBL
17、18．．．CER
19．．．節點VCER
20．．．TCC
22、25．．．二極體
23、24．．．AMPC
28．．．AMPER
29．．．LS
30．．．TER
31．．．IER
32、33．．．接通門檻
AMP、AMPC．．．控制單元
AMPBL、AMPER．．．比較儀/放大器
CER．．．電容器
CRL．．．控制單元
CRLER．．．控制信號
D1、D2．．．二極體
GND．．．陰極連接負供應電壓
ILED、IER．．．電源
LED．．．發光二極體
LS．．．電平適配器
SW、TCBL、TER．．．開關元件
TC．．．開關
TCC．．．電開關
VDC．．．輸入交變電壓
VG．．．控制電壓
VGC、VQ、VCER．．．電壓
VS．．．整流子片間電壓
以下將配合圖式及實施例對本發明做進一步的說明。其中：
第1圖：先前技術的一種稱為"直接AC LED驅動器的"控制發光二極體的裝置的一種可能的實施方式。
第2圖：先前技術的一種稱為"直接AC LED驅動器的"控制發光二極體的裝置的另一種可能的實施方式。
第3圖：本發明的一種控制發光二極體的電路佈置，能夠使電流路徑與LED段的正向電壓自動適配。
第4圖：本發明的另一種控制發光二極體的裝置，能夠使電流路徑與分階段的門電壓自動適配。
第5圖：經過整流的電源電壓及整流子片間電壓在一個半電源週期中的電壓變化曲線。
第6圖：一種自動控制"洩漏電流"的電路佈置。
第7圖：一種自動控制"能源儲備電容器"CER的充電的
電路佈置。
第8圖：一種自動控制兩個電容器CER1及CER2的充電及放電過程的電路佈置。
第9圖：電容器CER1及CER2在一個半電源週期中的電壓變化曲線。
第10圖：第8圖之電壓變化曲線的部分放大圖。
第11圖：一個電流-電壓變化曲線，以及在一個振盪週期中的標準化功率變化曲線。
第12圖：本發明建議的諧波含量THD<20%的電流的變化曲線，其中亦顯示標準化的輸入電壓變化曲線，以供比較之用。
第1圖：先前技術的一種稱為"直接AC LED驅動器的"控制發光二極體的裝置的一種可能的實施方式。
第2圖：先前技術的一種稱為"直接AC LED驅動器的"控制發光二極體的裝置的另一種可能的實施方式。
第3圖：本發明的一種控制發光二極體的電路佈置，能夠使電流路徑與LED段的正向電壓自動適配。
第4圖：本發明的另一種控制發光二極體的裝置，能夠使電流路徑與分階段的門電壓自動適配。
第5圖：經過整流的電源電壓及整流子片間電壓在一個半電源週期中的電壓變化曲線。
第6圖：一種自動控制"洩漏電流"的電路佈置。
第7圖：一種自動控制"能源儲備電容器"CER的充電的
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第8圖：一種自動控制兩個電容器CER1及CER2的充電及放電過程的電路佈置。
第9圖：電容器CER1及CER2在一個半電源週期中的電壓變化曲線。
第10圖：第8圖之電壓變化曲線的部分放大圖。
第11圖：一個電流-電壓變化曲線，以及在一個振盪週期中的標準化功率變化曲線。
第12圖：本發明建議的諧波含量THD<20%的電流的變化曲線，其中亦顯示標準化的輸入電壓變化曲線，以供比較之用。
第1圖及第2圖顯示先前技術的控制發光二極體5的裝置1的兩種可能的實施方式。這是所謂的"直接AC LED"驅動器，具有4個LED段6，也就是LED-S1至LED-S4。LED串4是從經過整流的電源電壓VCD2獲得供電，其中由接地端的電源8(ILED)產生一恆定電流。
在第1圖中，段6在必要時被開關元件SW1至SW3(例如可製作成MOSFET)根據經由LED串4接通的瞬時電壓短接。
在第2圖的實施方式中，段-分支點7是根據經由LED串4接通的瞬時電壓被開關元件SW1至SW3接通至共同的電源8(ILED)。控制單元CRL的任務是配合瞬時電壓將電流分配到各個段6。可以根據瞬時電源電壓VDC選擇性的調整電源8(ILED)。
以下將說明本發明使接通門檻與段的正向電壓自動適配的方式。
第3圖顯示一個LED串4的3個段(LED-S1至LED-S3)的原理，其中每一個段6都具有任意數量的LED5。段6的數量可以任意增加，如圖式中再LED-S3之接頭7處的虛線所示。同樣的，每一個段的LED5的數量都是可以自由選擇的。
段6(LED-S1)的"上方"LED5的陽極與電源電壓VDC2(也就是經過整流的電源電壓)連接。串4的每一個段6都具有一個第一接頭及一個第二接頭7。在第3圖中，第一段6的第一接頭與電壓VDC連接。第一段6的第二接頭7與串4的下一個段6的第一接頭連接。此外，這個第二接頭7與一個開關元件9，10，...連接。
整個LED串6經由可接通及切斷的開關元件9，10從一個共同的接地端電源8(ILED)獲得供電。在電源8上方有為每一個電流路徑n設置作為開開元件用的所謂的陰地-柵地元件9，10(TC1，TC29)，例如由MOSEFT、雙極電晶體或IGBT構成。所謂陰地-柵地是指兩個電晶體的串聯，其中"下方"電晶體(在n-通道或NPN)負責控制，"上方"電晶體負責提高擊穿強度及/或輸出阻抗。
這樣就會在裝置內形成n個階段，這些階段包括第n個LED段6及至少一個第n個開關元件9或10。第一階段包括串4的第一段6及第一個開關元件。另外還可以包括一個控制第一個開關元件9用的元件。在第3圖的例子中，這個元件是一個第一比較儀或放大器11(AMP1)。
陰地-柵地元件9，10限制電源8上的電壓VQ，以及吸收瞬時電壓VDC及LED串4之作用段6的正向電壓之間的一部分電壓差。最大電壓VQ是由接通至陰地-柵地元件9，10的門電壓及/或基極電壓VGC決定。對自動門檻適配而言，較佳是將這個電壓保持在較低的程度。
如果電壓VDC2從一個小於段6(LED-S1)之正向電壓的值開始升高，則首先會在達到段6(LED-S1)之正向電壓時開始引導電流。如果達到被電源8限制的電流，同時VQ達到被陰柵-地柵元件限制的值，則在VC2進一步升高的同時，整流子片間電壓VS1也會升高，而VQ則大致保持不變。
首先不會有電流通過再6(LED-S2)，同時整流子片間電壓VS2大致等於電壓VQ。當VDC達到段6(LED-S1)及段6(LED-S2)的正向電壓的總和，則段6(LED-S2)也會開始通電流，同時電流分佈在TC1 9及TC2 10之間。總電流仍然是由共同電源8(ILED)決定。如果VDC2繼續升高，電壓VS2就會相對於VQ升高。這個升高表示段6(LED-S2)是導電的，同時能夠經由TC1 9切斷電流路徑。例如可以經田一個放大器或比較儀11(AMP)切斷電流路徑，其中放大器或比較儀11(AMP)的比較值比電壓VQ高出一個可規定的比較值。為了避免在開關點的振盪，一種有利的方式是設置一個具有滯後作用的比較儀11。這特別適用於以高歐姆的MOSFET作為陰地-柵地元件9，10的情況。如果是使用雙極電晶體，其基極電流必須受到限制。
為了避免切換過程造成的干擾輻射，較佳是以具有適度放大作用的放大器或簡單的換流器產生的漸進斷路取代比較儀。
如第4圖所示，也可以由TC2 10在未接通TC1 9的情況下接收電流，其中接通的控制電壓VG2>VG1。當段6(LED-S2)導電時，TC2 10會提高電壓VQ，同時TC1 9會自動被控制。VG2 14及VG1 13之間的電壓差必須夠大，以確實封鎖TC1 9，這對於整合及應用相當高歐姆的MOFET而言尤其重要。
當LED段的數量"n"很大時，可能導致控制門電壓VG1被大幅"撐開"到VGn。因此較佳是分階段的控制電壓與先前電流路的斷路的組合。
如果LED串4是由兩個以上的段6構成，則在VOC2繼續升高情況下，前面描述的過程會在接下來的階段或電流路徑n+1，n+2...中重複。串4的"最後一個"段6並非一定需要一個陰地-柵地元件9，10，但是對開關技術而言，較佳是限制電壓VQ。這列後一個陰地-柵地元件9，10並非一定要接通。第3圖的例子具有兩個陰地-柵地元件9及10。
在VDC2超出其振幅且電壓再度降低後，將由同一個電路以相反的順序按照瞬時電壓再度起動陰地-柵地元件9，10。
第5圖以由4個含有相同數量的LED5的段6構成的LED串4為例，顯示在半電源週期內的電壓變化曲線。從圖式可以看出，在電源端交變電壓2經過零點的範圍沒有任何LED5被運轉，也沒有LED電流流動。在正半波的進一步時間推移中，電壓VDC2會升高，直到達到段6(VLED-S1)的LED5的正向電壓為止，電流流動通過段6(VLED-S1)，使段6(VLED-S1)發光。在正半波接下來的過程中，電壓VDC2繼續升高，直到達到段6(VLED-S1)及段6(VLED-S2)的LED5的正向電壓為止。自這個時間點起，電流也會流過段6(VLED-S2)，因此段6(VLED-S2)也會發光。
這個過程繼續進行下去，直到所有的段6(VLED-S1至VLED-S4)都被電流流過並發光為止。在VDC2達到最大電壓後，會以正弦方式變低，因而不會達到段6(VLED-S4)的正向電壓。這會造成段6(VLED-S4)內的電流的中斷，因而導致其斷路。接著將依序切斷段6(LLED-S3)、段6(VLED-S2)、段6(VLED-S1)，因此不再會有電流流過串4。
具有相同的段6的實施方式有利於應用上的配置，但並不是本方法之功能性的先決條件。為便於理解，圖式並非繪出電源8上方的電壓降VQ。
在第3圖、第4圖及第6圖均顯示一具有控制輸入端的恆定電源8，經由這個控制輸入端可以控制恆定電流。因此可以選擇性的利用輸入電壓VDC2使恆定電源的電流變化與經過整流的脈動輸入電壓VDC的正弦狀電流變化適配。透過減少干擾諧波，這個適配可以改善所謂的功率因數。
為了運轉按照相位截止法(Triac)或相位截距法(MOSFET或IGBT)工作的調光器上的LED燈，必須提供一個電流路徑，以供電容器充電之用，其中電源電壓之半波內的電流導通角是由電容器決定。
當達到第一LED段6正向電壓，同時定時的電容器能夠被充電時，前面提及的電路1才會開始通電流。如果不採取進一步的措施，調光器能夠達到的最大電流導通角將會變小。為了避免電流導通角變小，一種有利的方式是建立另一個電流路徑，當電源電壓VDC仍低於第一段6(例如LED-S1)的正向電壓時，這個電流路徑就已經開始作用。
由於這個電流未被用來控制LED5，因此被稱為"洩漏電流"。第6圖的電路是按照相同的原理在第4圖的電路中增加了一個陰地-柵地元件或開關元件16(TCBL)及一個比較儀或放大器15(AMPBL)。"洩漏電流"會一直流動，直到VDC超過再6(LED-S1)的正向電壓為止。此時電壓VS1會升高，同時比較儀15(AMPBL)會使"洩漏路徑"失去作用。在開關元件16(TCBL)作用期間，電源8(ILED)會提供"洩漏電流"。
也可以將以上描述的電路佈局的極性反過來，也就是說，電源8連接正電源電壓(VDC)，同時"下方"LED5的陰極連接負供應電壓(GND)。同樣的，也可以利用接地端或電位分離的電流計控制高端("high side")電源。
以下將描述本發明在以第7圖的電路佈置控制LED時，如何填滿所謂的電流缺口。
只要電壓VDC2如前面所述升高，陰地-柵地元件9就會接通電源8的電流，電流的電壓降會隨著電壓VDC及作用段6(LED-S1，...)的總電壓之間的電壓差而變大，直到下一個陰地-柵地元件10接收電流為止。這個在元件9的線性範圍的電流可以被用來為電容器17充電。充電電壓可以大到等於"下一個"段6(例如LED-S2)的正向電壓，而不會對總電流及在LED段6內流動的電流造成不利的影響。這個充電過程可以在單一或多個陰地-柵地元件9，10中進行，其中陰地-柵地元件9，10含有多個未在第7圖中繪出的電容器17。
如果電容器17在電壓VDC的上升段期間未被充電到下一個段6(例如LED-S2)的正向電壓的程度，則可以在電壓的下降段期間繼續被充電，但前提是瞬時電壓VDC及電容器17上方的電壓之間的電壓差必須大於電容器17上方的電壓。
電流在運轉段6的LED5的"正規"路徑及電容器17或另一個電容器的充電路徑之間的分佈較佳是按照和前面描述的與LED段6之正向電壓自動適配相同的方法進行。
電容器17的作用方式如同一個電壓會變化的段。第7圖顯示一個用於"能源儲備"電容器CER及兩個LED段(LED-S1及LED-S2)的電路佈置。當電壓VDC超出第一段6(LED-S1)的正向電壓後，電壓VS1會升高，同時電容器CER17會經由陰柵-地柵元件TCC20被充電。只要VDC升高的速度大於電容器CER17上方的電壓，節點VCER19的電位就會升高，同時第一控制單元11(AMP1)會將第一開關9(TC1)切斷，電源8(ILED)的所有電流會被用來將電容器CER17充電。
如果VDC的電壓上升不夠陡，因而使電容器CER17能夠接收所有的電容，以及使開關9(TC1)產生作用。為了避免電流被來回接通，例如在電開關20(TCC)及電開關9(TC1)之間被來回接通，以線性方式控制製作成陰地-柵地元件的開關9，10，20比利用具有比較儀的開關具有更大的優點。
當電壓VDC達到段6(LED-S1)及段(LED-S2)的正向電壓的總和，電壓VS2會升高，同時電容器CER17的充電過程會被中斷。開關9(TC1)不是已經被切斷，就是因為電壓在節點VCER19處升高而被切斷。必要時可以另外利用電壓VS2使開關9(TC1)失去作用。
如果所有的LED段6均有作用，則電容器可以從輸入交變電壓VDC及段VLED(VLED=VLED-S1+VLED-S2+VLED-S3+...+VLED-Sx)的正向電壓的總和之間的電壓差獲得充電。由於電源電壓在振輻範圍的變化相當平緩，同時可用來將電容器(例如CER17)充電的時間相當長，因此能夠在電容器上蓄積許多電荷。
當下一個LED段6(例如LED-S2)產生作用時，並非一定要停止電容器(例如17)的充電過程，而是電容器17可以與兩個或多個段6同時充電。這樣做可以減少電路耗費，但同時也會提高"閃爍指數"，也就是提高光通量以總電流之曲線形狀為準的相對脈動性。
在第8圖的實施方式中，除了第一電容器17外，另外還在電路中設置了一個第二電容器18，並以前面描述的方式對第二電容器18充電。
儲存在電容器17或電容器17及18內的一部分能量可以被用來降低以雙倍電源頻率出現的光通量脈動性，尤其是用來閉合因電壓VDC降低到低於單一段6(LED-S1)之正向電壓的程度造成的電流流動缺口。為此電容器電壓需高於至少一個LED段6的正向電壓。視電路的規模而定，在放電過程中，可能需依序接通電容器17，18。
第8圖顯示一種具有4個段(LED-S1至LED-S4)及兩個電容器17，18的裝置，其中電容器17，18是依序被充電及被串聯放電，以填補電流缺口。為了簡化圖面起見，第8圖並未將"洩漏電流"考慮進去。當然也可以將第6圖的電路部分的"洩漏電流"應用於第8圖的裝置。
當電壓VDC升高時，首先陰地-柵地元件(TC1 9，TC1 10、TC3 21)會依序通電，同時恆定電源8(ILED)的電流會按照這個順序流過段6(LED-S1，LED-S1+LED-S2，LED-S1+LED-S2+LED-S3)。當電壓VS3達到仍留在電容器17(CER1)中的電壓及二極體22(D1)的二極體正向電壓之和時，充電電流就會流入電容器17(CER1)，同時當電壓VDC進一步升高時，電容器CER1上方的電壓VCER1也會跟著升高。控制單元23(AMP3)控制開關21(TC3)，同時電源8(ILED)的所有電流都可供電容器17(CER1)充電之用。
為此一個先決條件是，電壓變化dVDC/dt需大於電源8(ILED)的電壓變化dVCER1/dt。因此需選擇足夠大的電容器17(CER1)。如果未能滿足這個條件，電源8(ILED)的電流就會分佈到陰地-柵地元件21(TC3)及陰地-柵地元件20(TC1)之間，並且只有化dVCER1/dt等於dVDC/dt的電流被用於將電容器17(CER1)充電。但這不會影響電流流過段6的LED5。
如果電壓VDC繼續升高並超出段6(LED-S4)的正向電壓，則電容器17(CER1)的充電過程會被控制單元24(AMPC1)及開關20(TCC1)的一個開關操作過程結束。直到電壓達到仍留在電容器18(CER2)中的電壓VCER2及二極體25(D2)的二極體正向電壓之和時，開關26(TC4)才會接通電源8(ILED)的電流。然後在陰地-柵地元件26(TC4)及27(TC2)內重複前面描述的開關21(TC3)及開關20(TC1)的過程，同時電容器18(CER2)被充電。當電壓VDC在超過其振幅後再度降低到將二極體25(D2)封鎖住的程度，就會結束這個充電過程。然後開關26(TC4)再度接收電源8(ILED)的電流。無需控制陰地-柵地元件27(TCC2)，而是可以使其一直保持作用。例如使MOSFET開關27的門極與電壓VGC連接，即可達到這個目的。當電壓VDC處於下降段時，二極體22(D1)及二極體25(D2)可以阻止電容器17(CER1)及18(CER2)放電。
一旦電壓VDC降低到等於或低於段6(LED-S4)的正向電壓的範圍，就可以利用蓄積在電容器17(CER1)及18(CER2)內的電荷對段6(LED-S4)供應電流。這是按照前面提及的控制"洩漏電流"的方式及第6圖顯示的方式產生所需的控制信號。
根據一種實施方式，可以將控制能源儲備的單元28(AMPER)及單元15(AMPBL)合併成一個單元。電平適配器29(LS)的一個階段以一個控制信號CRLER控制開關元件30(TER)，使電容器17(CER1)及18(CER2)串聯。由兩個電容器17，18的總電壓向段6(LED-S4)供應電流。電流是由電源31(IER)定義。可以將電源31(IER)設置在放電路徑上的任何一個位置。經由開關30(TER)串聯的電容器17(CER1)及18(CER2)的放電是從電容器17(CER1)的第一接口開始經過(LED-S4)的LED5、第五開關26(TC4)及第六開關27(TCC2)到電容器18(CER2)的第二接口，以及從電容器18的第一接口繼續經過電源31(IER)、開關元件30(TER)到第一電容器17的第二接口。
將電源31(IER)及開關元件30(TER)的電路技術結合在一起，對於整合解決方案的形成特別有利。
第9圖顯示在依序接通電容器17，18時，電容器17(CER1)及18(CER2)及總電壓(VCER1+VCER2)的電壓變化曲線。
第9圖的背景顯示如第5圖的整流子片間電壓(VDC，VS1，VS2，VS3，VS4)。為了便於理解，第10圖僅顯示第9圖中的電壓-時間變化曲線的部部範圍的放大圖。
這個例子是假設電容器18(CER2)大於電容器17(CER1)。但是這個假設對於電路的功能並非必要。
設計用於放電電流31(IER)之恆定電源的尺寸，使得在最低電源電壓VDC的情況下，放電過程結束時的總電壓仍高於段6(LED-S4)的正向電壓。這樣就可以確保在整個缺口期間電流能夠保持在最高水平，同時使所選擇的LED5的佈局術達到最高的電路效率。
由於較高的電源電壓VDC能夠使更多的電荷被儲存在電容器18(CER2)內，因此一種有利的方式是根據電源電壓VDC的大小或VDC及LED串4的正向電壓之間的電壓差控制電源31(IER)的電流。
當電壓VDC回復到夠大的程度時，放電過程就會結束以便向段6(LED-S1)供電。如果根據瞬時電壓VDC控制電源8(ILED)的電流，以改善"功率指數"(也就是減少電源電壓的諧波含量)，同時段6(LED-S1)內的電流在開始時小於電源31(IER)的電流，則一個向兩邊延伸的放電過程是有利的。由於可供使用的電荷被限制在電容器17(CER1)及18(CER2)內，因此若要延長放電時間，則必須減少電源31(IER)的電流。
以上描述的過程每半個電源週期重複一次。
本發明提出以下的建議，以進一步降低"閃爍指數"。
前面描述的措施是用來降低"閃爍指數"，也就是降低輸入交變電壓產生之光輸出的相對脈動性，尤其是"填滿"當電源電壓降低到低於一LED段的正向電壓的程度時，週期性出現的缺口。
透過降低最大亮度，可以達到進一步降低"閃爍指數"的目的。
現有的解決方案會實現一個跟隨電源電壓產生的S電流變化曲線，在理想情況下會使"功率因數"等於1，也就是說不會使電源電流產生任何諧波或相位偏移。如果電壓及電流變化曲線為正弦形，則功率吸收是一個sin2函數，也就是說其曲線形狀同樣是正弦形，且具有雙倍頻率及一個等於半個峰-峰值的偏移量，如第11圖所示。
不同區域對於發光器具應達到的功率因數及/或諧波含量的要求是不同的。
一個嚴格的要求是將諧波含量限制在20%。透過將恆定電源8供應給LED之電流ILED的正弦曲線變平，可以達到這個要求，但同時會使最大電流及最大亮度明顯變小。閃爍指數也會跟著降低。
第12圖顯示一個建議的曲線形狀，其中相較於正弦曲線，諧波含量<20%。兩個變化曲線的有效值是一樣的。
從第12圖可以看出，恆定電源8(ILED)的電流變化曲線與輸入交變電壓(VDC)的正弦形變化曲線至少在基本變化(尤其是過零點)上是適配的。以本發明的方法控制電流變化曲線，使其在正半波及負半波內都不會達到峰值。例如電流8(ILED)可以僅能達到峰值的80%、85%、90%、或95%，或較佳是控制範圍內在80%至100%之間的任何一個其他的值。為達到這個目的，不僅要限制電流的振幅，同也要提高在兩個半波內電流變化的陡度。在本實施例中，電流變化函數會從原來的正弦形變成梯形。
在第1圖中，段6在必要時被開關元件SW1至SW3(例如可製作成MOSFET)根據經由LED串4接通的瞬時電壓短接。
在第2圖的實施方式中，段-分支點7是根據經由LED串4接通的瞬時電壓被開關元件SW1至SW3接通至共同的電源8(ILED)。控制單元CRL的任務是配合瞬時電壓將電流分配到各個段6。可以根據瞬時電源電壓VDC選擇性的調整電源8(ILED)。
以下將說明本發明使接通門檻與段的正向電壓自動適配的方式。
第3圖顯示一個LED串4的3個段(LED-S1至LED-S3)的原理，其中每一個段6都具有任意數量的LED5。段6的數量可以任意增加，如圖式中再LED-S3之接頭7處的虛線所示。同樣的，每一個段的LED5的數量都是可以自由選擇的。
段6(LED-S1)的"上方"LED5的陽極與電源電壓VDC2(也就是經過整流的電源電壓)連接。串4的每一個段6都具有一個第一接頭及一個第二接頭7。在第3圖中，第一段6的第一接頭與電壓VDC連接。第一段6的第二接頭7與串4的下一個段6的第一接頭連接。此外，這個第二接頭7與一個開關元件9，10，...連接。
整個LED串6經由可接通及切斷的開關元件9，10從一個共同的接地端電源8(ILED)獲得供電。在電源8上方有為每一個電流路徑n設置作為開開元件用的所謂的陰地-柵地元件9，10(TC1，TC29)，例如由MOSEFT、雙極電晶體或IGBT構成。所謂陰地-柵地是指兩個電晶體的串聯，其中"下方"電晶體(在n-通道或NPN)負責控制，"上方"電晶體負責提高擊穿強度及/或輸出阻抗。
這樣就會在裝置內形成n個階段，這些階段包括第n個LED段6及至少一個第n個開關元件9或10。第一階段包括串4的第一段6及第一個開關元件。另外還可以包括一個控制第一個開關元件9用的元件。在第3圖的例子中，這個元件是一個第一比較儀或放大器11(AMP1)。
陰地-柵地元件9，10限制電源8上的電壓VQ，以及吸收瞬時電壓VDC及LED串4之作用段6的正向電壓之間的一部分電壓差。最大電壓VQ是由接通至陰地-柵地元件9，10的門電壓及/或基極電壓VGC決定。對自動門檻適配而言，較佳是將這個電壓保持在較低的程度。
如果電壓VDC2從一個小於段6(LED-S1)之正向電壓的值開始升高，則首先會在達到段6(LED-S1)之正向電壓時開始引導電流。如果達到被電源8限制的電流，同時VQ達到被陰柵-地柵元件限制的值，則在VC2進一步升高的同時，整流子片間電壓VS1也會升高，而VQ則大致保持不變。
首先不會有電流通過再6(LED-S2)，同時整流子片間電壓VS2大致等於電壓VQ。當VDC達到段6(LED-S1)及段6(LED-S2)的正向電壓的總和，則段6(LED-S2)也會開始通電流，同時電流分佈在TC1 9及TC2 10之間。總電流仍然是由共同電源8(ILED)決定。如果VDC2繼續升高，電壓VS2就會相對於VQ升高。這個升高表示段6(LED-S2)是導電的，同時能夠經由TC1 9切斷電流路徑。例如可以經田一個放大器或比較儀11(AMP)切斷電流路徑，其中放大器或比較儀11(AMP)的比較值比電壓VQ高出一個可規定的比較值。為了避免在開關點的振盪，一種有利的方式是設置一個具有滯後作用的比較儀11。這特別適用於以高歐姆的MOSFET作為陰地-柵地元件9，10的情況。如果是使用雙極電晶體，其基極電流必須受到限制。
為了避免切換過程造成的干擾輻射，較佳是以具有適度放大作用的放大器或簡單的換流器產生的漸進斷路取代比較儀。
如第4圖所示，也可以由TC2 10在未接通TC1 9的情況下接收電流，其中接通的控制電壓VG2>VG1。當段6(LED-S2)導電時，TC2 10會提高電壓VQ，同時TC1 9會自動被控制。VG2 14及VG1 13之間的電壓差必須夠大，以確實封鎖TC1 9，這對於整合及應用相當高歐姆的MOFET而言尤其重要。
當LED段的數量"n"很大時，可能導致控制門電壓VG1被大幅"撐開"到VGn。因此較佳是分階段的控制電壓與先前電流路的斷路的組合。
如果LED串4是由兩個以上的段6構成，則在VOC2繼續升高情況下，前面描述的過程會在接下來的階段或電流路徑n+1，n+2...中重複。串4的"最後一個"段6並非一定需要一個陰地-柵地元件9，10，但是對開關技術而言，較佳是限制電壓VQ。這列後一個陰地-柵地元件9，10並非一定要接通。第3圖的例子具有兩個陰地-柵地元件9及10。
在VDC2超出其振幅且電壓再度降低後，將由同一個電路以相反的順序按照瞬時電壓再度起動陰地-柵地元件9，10。
第5圖以由4個含有相同數量的LED5的段6構成的LED串4為例，顯示在半電源週期內的電壓變化曲線。從圖式可以看出，在電源端交變電壓2經過零點的範圍沒有任何LED5被運轉，也沒有LED電流流動。在正半波的進一步時間推移中，電壓VDC2會升高，直到達到段6(VLED-S1)的LED5的正向電壓為止，電流流動通過段6(VLED-S1)，使段6(VLED-S1)發光。在正半波接下來的過程中，電壓VDC2繼續升高，直到達到段6(VLED-S1)及段6(VLED-S2)的LED5的正向電壓為止。自這個時間點起，電流也會流過段6(VLED-S2)，因此段6(VLED-S2)也會發光。
這個過程繼續進行下去，直到所有的段6(VLED-S1至VLED-S4)都被電流流過並發光為止。在VDC2達到最大電壓後，會以正弦方式變低，因而不會達到段6(VLED-S4)的正向電壓。這會造成段6(VLED-S4)內的電流的中斷，因而導致其斷路。接著將依序切斷段6(LLED-S3)、段6(VLED-S2)、段6(VLED-S1)，因此不再會有電流流過串4。
具有相同的段6的實施方式有利於應用上的配置，但並不是本方法之功能性的先決條件。為便於理解，圖式並非繪出電源8上方的電壓降VQ。
在第3圖、第4圖及第6圖均顯示一具有控制輸入端的恆定電源8，經由這個控制輸入端可以控制恆定電流。因此可以選擇性的利用輸入電壓VDC2使恆定電源的電流變化與經過整流的脈動輸入電壓VDC的正弦狀電流變化適配。透過減少干擾諧波，這個適配可以改善所謂的功率因數。
為了運轉按照相位截止法(Triac)或相位截距法(MOSFET或IGBT)工作的調光器上的LED燈，必須提供一個電流路徑，以供電容器充電之用，其中電源電壓之半波內的電流導通角是由電容器決定。
當達到第一LED段6正向電壓，同時定時的電容器能夠被充電時，前面提及的電路1才會開始通電流。如果不採取進一步的措施，調光器能夠達到的最大電流導通角將會變小。為了避免電流導通角變小，一種有利的方式是建立另一個電流路徑，當電源電壓VDC仍低於第一段6(例如LED-S1)的正向電壓時，這個電流路徑就已經開始作用。
由於這個電流未被用來控制LED5，因此被稱為"洩漏電流"。第6圖的電路是按照相同的原理在第4圖的電路中增加了一個陰地-柵地元件或開關元件16(TCBL)及一個比較儀或放大器15(AMPBL)。"洩漏電流"會一直流動，直到VDC超過再6(LED-S1)的正向電壓為止。此時電壓VS1會升高，同時比較儀15(AMPBL)會使"洩漏路徑"失去作用。在開關元件16(TCBL)作用期間，電源8(ILED)會提供"洩漏電流"。
也可以將以上描述的電路佈局的極性反過來，也就是說，電源8連接正電源電壓(VDC)，同時"下方"LED5的陰極連接負供應電壓(GND)。同樣的，也可以利用接地端或電位分離的電流計控制高端("high side")電源。
以下將描述本發明在以第7圖的電路佈置控制LED時，如何填滿所謂的電流缺口。
只要電壓VDC2如前面所述升高，陰地-柵地元件9就會接通電源8的電流，電流的電壓降會隨著電壓VDC及作用段6(LED-S1，...)的總電壓之間的電壓差而變大，直到下一個陰地-柵地元件10接收電流為止。這個在元件9的線性範圍的電流可以被用來為電容器17充電。充電電壓可以大到等於"下一個"段6(例如LED-S2)的正向電壓，而不會對總電流及在LED段6內流動的電流造成不利的影響。這個充電過程可以在單一或多個陰地-柵地元件9，10中進行，其中陰地-柵地元件9，10含有多個未在第7圖中繪出的電容器17。
如果電容器17在電壓VDC的上升段期間未被充電到下一個段6(例如LED-S2)的正向電壓的程度，則可以在電壓的下降段期間繼續被充電，但前提是瞬時電壓VDC及電容器17上方的電壓之間的電壓差必須大於電容器17上方的電壓。
電流在運轉段6的LED5的"正規"路徑及電容器17或另一個電容器的充電路徑之間的分佈較佳是按照和前面描述的與LED段6之正向電壓自動適配相同的方法進行。
電容器17的作用方式如同一個電壓會變化的段。第7圖顯示一個用於"能源儲備"電容器CER及兩個LED段(LED-S1及LED-S2)的電路佈置。當電壓VDC超出第一段6(LED-S1)的正向電壓後，電壓VS1會升高，同時電容器CER17會經由陰柵-地柵元件TCC20被充電。只要VDC升高的速度大於電容器CER17上方的電壓，節點VCER19的電位就會升高，同時第一控制單元11(AMP1)會將第一開關9(TC1)切斷，電源8(ILED)的所有電流會被用來將電容器CER17充電。
如果VDC的電壓上升不夠陡，因而使電容器CER17能夠接收所有的電容，以及使開關9(TC1)產生作用。為了避免電流被來回接通，例如在電開關20(TCC)及電開關9(TC1)之間被來回接通，以線性方式控制製作成陰地-柵地元件的開關9，10，20比利用具有比較儀的開關具有更大的優點。
當電壓VDC達到段6(LED-S1)及段(LED-S2)的正向電壓的總和，電壓VS2會升高，同時電容器CER17的充電過程會被中斷。開關9(TC1)不是已經被切斷，就是因為電壓在節點VCER19處升高而被切斷。必要時可以另外利用電壓VS2使開關9(TC1)失去作用。
如果所有的LED段6均有作用，則電容器可以從輸入交變電壓VDC及段VLED(VLED=VLED-S1+VLED-S2+VLED-S3+...+VLED-Sx)的正向電壓的總和之間的電壓差獲得充電。由於電源電壓在振輻範圍的變化相當平緩，同時可用來將電容器(例如CER17)充電的時間相當長，因此能夠在電容器上蓄積許多電荷。
當下一個LED段6(例如LED-S2)產生作用時，並非一定要停止電容器(例如17)的充電過程，而是電容器17可以與兩個或多個段6同時充電。這樣做可以減少電路耗費，但同時也會提高"閃爍指數"，也就是提高光通量以總電流之曲線形狀為準的相對脈動性。
在第8圖的實施方式中，除了第一電容器17外，另外還在電路中設置了一個第二電容器18，並以前面描述的方式對第二電容器18充電。
儲存在電容器17或電容器17及18內的一部分能量可以被用來降低以雙倍電源頻率出現的光通量脈動性，尤其是用來閉合因電壓VDC降低到低於單一段6(LED-S1)之正向電壓的程度造成的電流流動缺口。為此電容器電壓需高於至少一個LED段6的正向電壓。視電路的規模而定，在放電過程中，可能需依序接通電容器17，18。
第8圖顯示一種具有4個段(LED-S1至LED-S4)及兩個電容器17，18的裝置，其中電容器17，18是依序被充電及被串聯放電，以填補電流缺口。為了簡化圖面起見，第8圖並未將"洩漏電流"考慮進去。當然也可以將第6圖的電路部分的"洩漏電流"應用於第8圖的裝置。
當電壓VDC升高時，首先陰地-柵地元件(TC1 9，TC1 10、TC3 21)會依序通電，同時恆定電源8(ILED)的電流會按照這個順序流過段6(LED-S1，LED-S1+LED-S2，LED-S1+LED-S2+LED-S3)。當電壓VS3達到仍留在電容器17(CER1)中的電壓及二極體22(D1)的二極體正向電壓之和時，充電電流就會流入電容器17(CER1)，同時當電壓VDC進一步升高時，電容器CER1上方的電壓VCER1也會跟著升高。控制單元23(AMP3)控制開關21(TC3)，同時電源8(ILED)的所有電流都可供電容器17(CER1)充電之用。
為此一個先決條件是，電壓變化dVDC/dt需大於電源8(ILED)的電壓變化dVCER1/dt。因此需選擇足夠大的電容器17(CER1)。如果未能滿足這個條件，電源8(ILED)的電流就會分佈到陰地-柵地元件21(TC3)及陰地-柵地元件20(TC1)之間，並且只有化dVCER1/dt等於dVDC/dt的電流被用於將電容器17(CER1)充電。但這不會影響電流流過段6的LED5。
如果電壓VDC繼續升高並超出段6(LED-S4)的正向電壓，則電容器17(CER1)的充電過程會被控制單元24(AMPC1)及開關20(TCC1)的一個開關操作過程結束。直到電壓達到仍留在電容器18(CER2)中的電壓VCER2及二極體25(D2)的二極體正向電壓之和時，開關26(TC4)才會接通電源8(ILED)的電流。然後在陰地-柵地元件26(TC4)及27(TC2)內重複前面描述的開關21(TC3)及開關20(TC1)的過程，同時電容器18(CER2)被充電。當電壓VDC在超過其振幅後再度降低到將二極體25(D2)封鎖住的程度，就會結束這個充電過程。然後開關26(TC4)再度接收電源8(ILED)的電流。無需控制陰地-柵地元件27(TCC2)，而是可以使其一直保持作用。例如使MOSFET開關27的門極與電壓VGC連接，即可達到這個目的。當電壓VDC處於下降段時，二極體22(D1)及二極體25(D2)可以阻止電容器17(CER1)及18(CER2)放電。
一旦電壓VDC降低到等於或低於段6(LED-S4)的正向電壓的範圍，就可以利用蓄積在電容器17(CER1)及18(CER2)內的電荷對段6(LED-S4)供應電流。這是按照前面提及的控制"洩漏電流"的方式及第6圖顯示的方式產生所需的控制信號。
根據一種實施方式，可以將控制能源儲備的單元28(AMPER)及單元15(AMPBL)合併成一個單元。電平適配器29(LS)的一個階段以一個控制信號CRLER控制開關元件30(TER)，使電容器17(CER1)及18(CER2)串聯。由兩個電容器17，18的總電壓向段6(LED-S4)供應電流。電流是由電源31(IER)定義。可以將電源31(IER)設置在放電路徑上的任何一個位置。經由開關30(TER)串聯的電容器17(CER1)及18(CER2)的放電是從電容器17(CER1)的第一接口開始經過(LED-S4)的LED5、第五開關26(TC4)及第六開關27(TCC2)到電容器18(CER2)的第二接口，以及從電容器18的第一接口繼續經過電源31(IER)、開關元件30(TER)到第一電容器17的第二接口。
將電源31(IER)及開關元件30(TER)的電路技術結合在一起，對於整合解決方案的形成特別有利。
第9圖顯示在依序接通電容器17，18時，電容器17(CER1)及18(CER2)及總電壓(VCER1+VCER2)的電壓變化曲線。
第9圖的背景顯示如第5圖的整流子片間電壓(VDC，VS1，VS2，VS3，VS4)。為了便於理解，第10圖僅顯示第9圖中的電壓-時間變化曲線的部部範圍的放大圖。
這個例子是假設電容器18(CER2)大於電容器17(CER1)。但是這個假設對於電路的功能並非必要。
設計用於放電電流31(IER)之恆定電源的尺寸，使得在最低電源電壓VDC的情況下，放電過程結束時的總電壓仍高於段6(LED-S4)的正向電壓。這樣就可以確保在整個缺口期間電流能夠保持在最高水平，同時使所選擇的LED5的佈局術達到最高的電路效率。
由於較高的電源電壓VDC能夠使更多的電荷被儲存在電容器18(CER2)內，因此一種有利的方式是根據電源電壓VDC的大小或VDC及LED串4的正向電壓之間的電壓差控制電源31(IER)的電流。
當電壓VDC回復到夠大的程度時，放電過程就會結束以便向段6(LED-S1)供電。如果根據瞬時電壓VDC控制電源8(ILED)的電流，以改善"功率指數"(也就是減少電源電壓的諧波含量)，同時段6(LED-S1)內的電流在開始時小於電源31(IER)的電流，則一個向兩邊延伸的放電過程是有利的。由於可供使用的電荷被限制在電容器17(CER1)及18(CER2)內，因此若要延長放電時間，則必須減少電源31(IER)的電流。
以上描述的過程每半個電源週期重複一次。
本發明提出以下的建議，以進一步降低"閃爍指數"。
前面描述的措施是用來降低"閃爍指數"，也就是降低輸入交變電壓產生之光輸出的相對脈動性，尤其是"填滿"當電源電壓降低到低於一LED段的正向電壓的程度時，週期性出現的缺口。
透過降低最大亮度，可以達到進一步降低"閃爍指數"的目的。
現有的解決方案會實現一個跟隨電源電壓產生的S電流變化曲線，在理想情況下會使"功率因數"等於1，也就是說不會使電源電流產生任何諧波或相位偏移。如果電壓及電流變化曲線為正弦形，則功率吸收是一個sin2函數，也就是說其曲線形狀同樣是正弦形，且具有雙倍頻率及一個等於半個峰-峰值的偏移量，如第11圖所示。
不同區域對於發光器具應達到的功率因數及/或諧波含量的要求是不同的。
一個嚴格的要求是將諧波含量限制在20%。透過將恆定電源8供應給LED之電流ILED的正弦曲線變平，可以達到這個要求，但同時會使最大電流及最大亮度明顯變小。閃爍指數也會跟著降低。
第12圖顯示一個建議的曲線形狀，其中相較於正弦曲線，諧波含量<20%。兩個變化曲線的有效值是一樣的。
從第12圖可以看出，恆定電源8(ILED)的電流變化曲線與輸入交變電壓(VDC)的正弦形變化曲線至少在基本變化(尤其是過零點)上是適配的。以本發明的方法控制電流變化曲線，使其在正半波及負半波內都不會達到峰值。例如電流8(ILED)可以僅能達到峰值的80%、85%、90%、或95%，或較佳是控制範圍內在80%至100%之間的任何一個其他的值。為達到這個目的，不僅要限制電流的振幅，同也要提高在兩個半波內電流變化的陡度。在本實施例中，電流變化函數會從原來的正弦形變成梯形。
ILED．．．電源
Claims (1)
1. 一種控制LED的方法，利用這種方法能夠準備一串分成段的串聯的發光二極體，其中每一段都可以包括多個發光二極體及具有第一接頭及第二接頭，同時利用一來自正弦狀電源交變電壓的經過整流的輸入交變電壓(VDC)運轉LED串，使各個段根據輸入交變電壓(VDC)的振幅依序被接通及切斷，以及透過一可控制的恆定電源8(ILED)控制接通之LED的電流，其特徵為：調整恆定電源8(ILED)的電流變化曲線，使其過零點與正弦狀電源交變電壓的過零點重合，以及限制電流的正負峰值。
2. 如申請專利範圍第1項的方法，其特徵為：正負峰值被限制在最大值的80%至95%的範圍。
3. 如申請專利範圍第1項或第2項的方法，其特徵為：電流在正半波及負半波中以比正弦狀變化曲線更大的陡度升高。
2. 如申請專利範圍第1項的方法，其特徵為：正負峰值被限制在最大值的80%至95%的範圍。
3. 如申請專利範圍第1項或第2項的方法，其特徵為：電流在正半波及負半波中以比正弦狀變化曲線更大的陡度升高。
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