[go: up one dir, main page]

TR201909548T4 - Frekans ve zaman etki alanlarında sürekli başlatma için bir çapraz işlemci kullanarak ses kodlaması. - Google Patents

Frekans ve zaman etki alanlarında sürekli başlatma için bir çapraz işlemci kullanarak ses kodlaması. Download PDF

Info

Publication number
TR201909548T4
TR201909548T4 TR2019/09548T TR201909548T TR201909548T4 TR 201909548 T4 TR201909548 T4 TR 201909548T4 TR 2019/09548 T TR2019/09548 T TR 2019/09548T TR 201909548 T TR201909548 T TR 201909548T TR 201909548 T4 TR201909548 T4 TR 201909548T4
Authority
TR
Turkey
Prior art keywords
spectral
frequency
decoder
encoder
band
Prior art date
Application number
TR2019/09548T
Other languages
English (en)
Inventor
Disch Sascha
Dietz Martin
Multrus Markus
Fuchs Guillaume
Ravelli Emmanuel
Neusinger Matthias
Schnell Markus
schubert Benjamin
Grill Bernhard
Original Assignee
Fraunhofer Ges Forschung
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fraunhofer Ges Forschung filed Critical Fraunhofer Ges Forschung
Publication of TR201909548T4 publication Critical patent/TR201909548T4/tr

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/0204—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders using subband decomposition
    • G10L19/0208—Subband vocoders
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/022—Blocking, i.e. grouping of samples in time; Choice of analysis windows; Overlap factoring
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/16—Vocoder architecture
    • G10L19/18—Vocoders using multiple modes
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/16—Vocoder architecture
    • G10L19/18—Vocoders using multiple modes
    • G10L19/24—Variable rate codecs, e.g. for generating different qualities using a scalable representation such as hierarchical encoding or layered encoding
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/028—Noise substitution, i.e. substituting non-tonal spectral components by noisy source
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/08—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters
    • G10L19/083—Determination or coding of the excitation function; Determination or coding of the long-term prediction parameters the excitation function being an excitation gain
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/26—Pre-filtering or post-filtering
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L2019/0001—Codebooks
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L21/00—Speech or voice signal processing techniques to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
    • G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation
    • G10L21/038—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation using band spreading techniques

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
  • Computational Linguistics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Compression Or Coding Systems Of Tv Signals (AREA)

Abstract

Mevcut buluş ses sinyali kodlayan ve kod çözen ve özellikle paralel frekans etki alanı ve zaman alanı kodlayıcı/ kod çözücü işlemcileri kullanan ses sinyali işleme ile ilgilidir.

Description

TARIFNAME FREKANS VE ZAMAN ETKI ALAN LARINDA SUREKLI BASLATMA içiN BIR çAPRAz ISLEMCI KULLANARAK SES KODLAMASI Mevcut bulus ses sinyali kodlayan ve kod çözen ve özellikle paralel frekans etki alani ve zaman alani kodlayici/ kod çözücü islemcileri kullanan ses sinyali isleme ile ilgilidir. Bu sinyallerin verimli bir sekilde depolanmasi ya da iletilmesi için veri azaltma amaci ile ses sinyallerinin algisal kodlamasi yaygin olarak kullanilan bir uygulamadir. Ozellikle, en düsük bit hizlarina ulasilmasi durumunda, kullanilan kodlama, çogunlukla iletilecek olan ses sinyal bant genisliginin kodlayici tarafinda bir sinirlamanin neden oldugu ses kalitesinin düsmesine yol açar. Burada, tipik olarak, ses sinyali, daha önceden belirlenmis olan belirli bir kesme frekansinin üzerinde hiçbir spektral dalga formu içerigi kalmayacak sekilde, düsük geçisli filtrelenmistir. Çagdas kodlayici kod çözücülerde, kod çözücü yan sinyal restorasyonu için ses sinyali Bant Genisligi Uzantisi (BWE) yolu ile, örnek olarak frekans etki alaninda çalisan ya da zaman etki alaninda çalisan konusma kodlayicilarinda son islemci olan Zaman Etki Alani Bant Genisligi Uzantisi (TD-BWE) olarak adlandirilan Spektral Bant Çogaltma (SBR) araciligi ile bilinen metotlar mevcuttur. Ek olarak, AMR-WB+ ya da USAC terimi altinda bilinen kavramlar gibi birkaç birlesik zaman etki alani/ frekans etki alani kodlama kavrami vardir. Tüm bu birlesik zaman etki alani/ kodlama konseptleri, frekans etki alani kodlayicisinin, girdi ses sinyaline bir bant sinirlamasina sebep olan bant genisligi uzantisi teknolojilerine dayanmasi ve bir geçis frekansi ya da sinir frekansi üzerindeki kismin bir düsük çözünürlük kodlama konsepti ile kodlanmis olmasi ve kod çözücü tarafinda sentezlenmis olmasi konusunda ortaktirlar. Bu nedenle, bu tür kavramlar çogunlukla kodlayici tarafindaki bir ön islemci teknolojisine ve kod çözücü tarafindaki karsilik gelen bir son islem islevselligine dayanmaktadir. Tipik olarak, zaman etki alani kodlayicisi konusma sinyalleri gibi zaman etki alaninda kodlanacak olan faydali sinyaller için ve frekans etki alani kodlayicisi konusma olmayan sinyaller, müzik sinyalleri, ve benzeri için seçilir. Bununla birlikte, özellikle yüksek frekans bandinda belirgin harmoniklere sahip olan konusma disi sinyaller için, teknigin mevcut durumundaki frekans etki alani kodlayicilari daha düsük bir hassasiyete sahiptir ve bu nedenle, bu belirgin harmoniklerin sadece ayri olarak parametrik olarak kodlanabilmesi ya da kodlama/ kod çözme sürecinde tamamen yok edilir. Ilave olarak, içerisinde zaman etki alani kodlama] kod çözme bölümünün ilave olarak, bir alt frekans araliginin tipik olarak, örnek olarak bir konusma kodlayicisi gibi, bir ACELP ya da herhangi diger bir CELP ile ilgili kodlayici kullanilarak kodlanirken, bir üst frekans araligini ayni zamanda parametrik olarak kodlayan bir bant genisligi uzantisina dayanan konseptler mevcuttur. Bu bant genisligi uzantisi islevselligi bit orani verimliligini arttirir, fakat öte taraftan, her iki kodlama bölümlerinin, yani frekans etki alani kodlama bölümü ve zaman etki alani kodlama bölümünün bant genisligi uzantisi prosedürü ya da girdi ses sinyali içerisinde dahil edilmis olan maksimum frekanstan büyük oranda daha düsük olan belirli bir geçis frekansi üzerinde çalisan spektral bant çogaltma prosedürü nedeni ile bant limitli olmasi nedeni ile ilave esneksizlik ortaya çikarir. En son teknolojideki ilgili konular asagidakileri içerir: - Dalga biçimi kod çözme islemine bir son islemci olarak SBR [1-3] - MPEG-D USAC çekirdek degistirme [4] - MPEG-H 3D IGF [5] Asagidaki makaleler ve patentler basvuru için teknigin mevcut durumunu teskil ettigi düsünülen metotlari açiklamaktadir: approach in audio coding," in 112th AES Convention, Munich, Germany, 2002. broadcasting such as "Digital Radio Mondiale" (DRM)," in 112th AES Convention, Munich, Germany, 2002. SBRzFeatures and Capabilities of the new mp3PRO Algorithm," in 112th AES Convention, Munich, Germany, 2002. MPEG-D USAC'da degistirilebilir bir çekirdek kodlayici tanimlanmaktadir. Bununla birlikte, USAC'da, bant sinirli çekirdegin daima düsük geçisli filtrelenmis olan bir sinyal iletmesi ile sinirlandirilmistir. Bu nedenle, örnek olarak tam bant taramalari, üçgen sesleri ve benzeri gibi belirgin yüksek frekansli içerik içeren belirli müzik sinyalleri güvenilir bir sekilde çogaltilamaz. iptali kullanan metotlari ifsa etmektedir. burada, ses sinyali, jenerik ses ve konusma çerçeveleri ihtiva etmektedir. Konusma kodlayici tarafindan iki kodlayici kullanilmaktadir ve konusma kod çözücü tarafindan iki kod çözücü kullanilmaktadir. Jenerik ses ve konusma arasindaki bir geçis sirasinda, konusma kod- çözücü tarafindan ihtiyaç duyulan parametreler, gerekli parametreler için önceki jenerik ses (konusma-disi) çerçevesinin islenmesi suretiyle üretilmektedir. EP 2613316 A2, farkli kodekler arasinda geçis yapmak için ses çerçevelerini islemek için bir metot ve aparat ifsa etmektedir. Metot, bir birinci kodlama metodu kullanarak, çerçevelerin bir dizisi içinde bir birinci ses çerçevesini kodlamak suretiyle kodlanmis çikti ses örneklerinin bir birinci çerçevesinin üretilmesini ihtiva etmektedir. Birinci kodlama metodu kullanilarak, bir bindirme-ekleme kismi olusturulmaktadir. Bundan baska, kodlanmis ses örneklerinin bir kombinasyon çerçevesi, birinci çerçevenin, birinci çerçevenin bindirme-ekleme kismi ile birlestirilmesi suretiyle üretilmektedir ve bir ikinci kodlama metodu durumu, kodlanmis ses örneklerinin birinci çerçevesinin kombinasyonu baz alinarak baslatilmaktadir. US patent 6,134,518, bir CELP kodlayici ve bir dönüsüm kodlayici kullanan bir dijital ses sinyali kodlama prosedürünü ifsa etmektedir. Birinci ve ikinci kodlayicilar, sirasiyla birinci ve ikinci kodlama metotlarini kullanarak girdi sinyalini dijital olarak kodlamak için tedarik edilmektedir ve anahtarlama düzenlemesi, herhangi bir hususi anda, girdi sinyalinin o anda bir birinci tip ses sinyali mi yoksa bir ikinci tip ses sinyali mi ihtiva ettigine göre birinci ya da ikinci kodlamadan birini kullanarak girdi sinyalini kodlamak suretiyle bir çikti sinyali üretilmesini yönetmektedir. EP 2405426 A1, bir ses sinyali kodlama metodu, bir ses sinyali kod çözme metodu ve mütekabil cihazlar ifsa etmektedir. Bir dogrusal tahmin kodlama semasi altinda isleyen bir birinci kodlama birimi tarafindan kodlanacak olan bir kodlama hedef çerçevesinden hemen önce gelen bir çerçeve, dogrusal tahmin kodlama semasindan farkli bir kodlama semasi altinda isleyen bir ikinci kodlama birimi tarafindan kodlandigi zaman, kodlama hedef çerçevesi, birinci kodlama biriminin aralik durumunun baslatilmasi suretiyle dogrusal tahmin kodlama semasi altinda kodlanabilmektedir. Mevcut bulusun bir amaci, ses kodlamasi için gelistirilmis bir konsept sunmaktir. Bu amaca, istem 1'e ait bir ses kodlayici kodlayicisi, istem 9'a ait bir ses kod çözücüsü, istem 14'e ait bir ses kodlama metodu, istem 15'e ait bir ses kod çözme metodu ya da istem 16'ya ait bir bilgisayar programi ile ulasilmaktadir. Mevcut bulus, bir zaman etki alani kodlama/ kod çözme islemcisinin bir bosluk doldurma islevselligine sahip olan ancak spektral bosluklari doldurmak için bu bosluk doldurma islevselliginin ses sinyalinin tüm bandi üzerinde ya da en azindan belirli bir bosluk doldurma frekansi üzerinde çalistirildigi bir frekans etki alani kodlama/ kod çözme islemcisi ile birlestirilebilir. Onemli olarak, frekans etki alani kodlama/ kod Çözme islemcisi özellikle sadece bir geçis frekansina kadar degil, maksimum frekansa kadar dogru ya da dalga formu ya da spektral deger kodlama/ kod çözme gerçeklestirme konumundadir. Ilave olarak, frekans etki alani kodlayicisinin yüksek çözünürlük ile kodlama için tam bant kabiliyeti, bosluk doldurma islevselliginin frekans etki alani kodlayicisina entegrasyonuna izin verir. Bir cephede, tam bant bosluk doldurma, bir zaman etki alani kodlama/kod çözme islemcisi ile birlestirilmektedir. Yapilanmalarda, her iki dalda örnekleme hizlari esittir veya zaman etki alani kodlayici dalindaki örnekleme hizi, frekans etki alani dalindakinden daha düsüktür. Bu nedenle, mevcut bulusa uygun olarak, tam bant spektral kodlayici/ kod çözücü islemcisinin kullanilmasi suretiyle, bir yandan bant genisligi uzantisinin ayrilmasi ve diger yandan çekirdek kodlamanin ayrilmasi ile ilgili problemler, içerisinde çekirdek kod çözücünün çalistigi ayni spektral etki alani içerisinde bant genisligi uzantisinin gerçeklestirilmesi ile irdelenir ve üstesinden gelinir. Bu nedenle, tam ses sinyali araligini kodlayan ve kodunu çözen tam hizli bir çekirdek kod çözücü saglanir. Bu, kodlayici tarafinda bir asagi yönlü örnekleyiciye ve kod çözücü tarafinda bir yukari yönlü örnekleyiciye ihtiyaç duymaz. Bunun yerine, islemin tamami tam örnekleme hizinda ya da tam bant genisligi etki alaninda gerçeklestirilir. Yüksek bir kodlama kazanci elde etmek için, ses sinyali, yüksek bir çözünürlükte kodlanmasi gereken birinci spektral kisimlarin bir birinci setini bulmak için analiz edilmekte olup, burada birinci spektral kisimlarin bu birinci seti, bir yapilanma içerisinde, ses sinyallerinin tona iliskin kisimlarini içerebilir. Öte yandan, ses sinyali içerisinde ikinci spektral kisimlarin bir ikinci setini olusturan ton disi ya da parazitli bilesenler düsük spektral çözünürlüge sahip olarak parametrik olarak kodlanirlar. Kodlanmis olan ses sinyali, daha sonra, sadece, birinci spektral kisimlarin birinci setinin bir yüksek spektral çözünürlükte bir dalga formu koruyucu sekilde kodlanmasini ve, ilave olarak, ikinci spektral kisimlarin ikinci setinin birinci setten kaynaklanan frekans "desenlerin" kullanilmasi sureti ile parametrik olarak kodlanmasini gerektirir. Kod çözücü tarafinda, bir tam bant kod çözücü olan çekirdek kod çözücü, birinci spektral kisimlarin birinci setini bir dalga formu koruyucu sekilde, yani ilave frekans rejenerasyonunun olduguna iliskin herhangi bir bilgi olmaksizin yeniden olusturur. Bununla birlikte, bu sekilde üretilen spektrum, çok sayida spektral bosluk içerir. Bu bosluklar daha sonra, bir yandan parametrik veri uygulayarak bir frekans rejenerasyonu kullanilmak sureti ile ve diger yandan bir kaynak Spektral araligi, yani tam hiz ses kod çözücü tarafindan yeniden olusturulmus olan birinci spektral kisimlar kullanilarak, Akilli Bosluk Doldurma (IGF) teknolojisi kullanilarak doldurulur. Diger yapilanmalarda, bant genisligi çogaltmasi ya da frekans desen dolgusu yerine yalnizca parazit dolgusu ile yeniden olusturulan spektral kisimlar, üçüncü spektral kisimlarin bir üçüncü setini olusturur. Kodlama konseptinin bir yandan çekirdek kodlama/ kod çözme için tek bir etki alaninda çalismasi ve diger yandan frekans yenilenmesi nedeni ile, IGF sadece daha yüksek bir frekans araligini doldurmakla sinirli kalmaz, ayni zamanda düsük frekans araliklarini, ya frekans rejenerasyonu olmadan parazit dolgusu ile ya da bir farkli frekans araliginda bir frekans deseni kullanarak frekans rejenerasyonu ile doldurabilir. Ilave olarak, spektral enerjiler hakkindaki bir bilginin, bireysel enerjiler hakkindaki bir bilginin ya da bir bireysel enerji bilgisinin, bir hayatta kalma enerjisi hakkinda bir bilginin ya da bir hayatta kalma bilgisinin, bir desen enerjisi hakkinda bir bilginin ya da bir desen enerjisi bilgisinin, ya da kayip enerji hakkinda bir bilginin ya da bir kayip enerji bilgisinin, sadece bir enerji degerini degil ayni zamanda bir nihai enerji degerinin türetilebilecegi bir (örnek olarak, mutlak) genlik degerini, bir seviye degerini ya da herhangi baska bir degeri içerebilecegi vurgulanmaktadir. Bu nedenle, bir enerji hakkindaki bilgi, örnek olarak enerji degerinin kendisinden, bir seviyenin bir degerinden ve/ veya bir genlikten ve/ veya bir mutlak genlikten olusabilir. Diger bir yön, korelasyon durumunun sadece kaynak araligi için degil, ayni zamanda hedef aralik için de önemli oldugu bulgusuna dayanmaktadir. Ilave olarak, mevcut bulus, kaynak araliginda ve hedef araliginda farkli korelasyon durumlarinin olabilecegi durumunu kabul eder. Ornek olarak, yüksek frekansli gürültülü bir konusma sinyali düsünüldügü zaman, durum, konusma sinyalini az sayida üst tonu içeren düsük frekans bandinin, hoparlör ortaya yerlestirildigi zaman sol kanalda ve sag kanalda yüksek derecede korelasyon göstermesi olabilir. Bununla birlikte, yüksek frekans kismi, sol tarafta baska bir yüksek frekans parazitine kiyasla farkli bir yüksek frekans paraziti olabilecegi ya da sag tarafta yüksek frekans paraziti olamayacagindan dolayi güçlü bir sekilde iliskisiz olabilir. Bu nedenle, bu durumu görmezden gelen basit bir bosluk doldurma islemi gerçeklestirildigi zaman, yüksek frekans kismi da daha sonra iliskilendirilecektir ve bu, yeniden olusturulmus olan sinyalde ciddi mekansal ayrisma olgulari üretebilir. Bu konuyu ele almak için, bir yeniden olusturma bandini, ya da genel olarak bir birinci spektral kisimlarin bir birinci seti kullanilarak yeniden olusturulmus olmasi gereken ikinci spektral kisimlarin ikinci seti için parametrik veri, ikinci spektral kisim, ya da farkli bir sekilde ifade edilirse, yeniden olusturulmus olan bant için ya bir birinci ya da bir ikinci farkli iki kanalli gösterimi tanimlamak için hesaplanir. Kodlayici tarafinda, i bir ki kanalli tanimlama, bu nedenle, ikinci spektral kisimlar için, yani, yeniden olusturulmus olan bantlar için enerji bilgisinin hesaplandigi kisimlar için hesaplanir. Kod çözücü tarafindaki bir frekans rejeneratörü, daha sonra, birinci spektral kisimlarin birinci setinin bir birinci kismina dayanarak, yani spektral zarf enerji bilgisi ya da herhangi diger spektral zarf bilgisi gibi ikinci kisim için kaynak araligi ve parametrik veriye, dayanarak, ve ilave olarak ikinci kisim için, yani yeniden gözden geçirilmekte olan bu yeniden olusturma için iki kanalli tanimlamaya bagli olarak bir ikinci spektral kisim üretir. Iki kanalli tanimlama tercihen her yeniden olusturma bandi için bir bayrak olarak iletilir ve bu veriler bir kodlayicidan bir kod çözücüye iletilir ve kod çözücü daha sonra çekirdek bantlari için tercihen hesaplanan bayraklar ile gösterildigi gibi çekirdek sinyalinin kodunu çözer. Daha sonra, bir uygulamada, çekirdek sinyal her iki stereo gösterimde de depolanir (örnek olarak, sol/ sag ve orta/ yan) ve, IGF frekans desen dolgusu için, kaynak desen gösterimi, akilli bosluk doldurma ya da yeniden olusturma bantlari için, yani hedef araligi için, iki kanalli tanimlama bayraklari tarafindan gösterildigi sekilde hedef desen gösterimine uymak üzere seçilir. Bu prosedürün sadece stereo sinyaller için yani bir sol kanal ve sag kanal için, degil, çok kanalli sinyaller için de çalistigi vurgulanmaktadir. Çok kanalli sinyaller söz konusu oldugu zaman, bir sol ve bir sag kanalin bir birinci çift olarak, bir sol çevresel kanalin ve bir sag çevresel kanalin bir ikinci çift olarak ve bir merkez kanalinin ve bir LFE kanalinin bir üçüncü çift olacagi sekilde farkli kanallarin çok sayida çiftleri islenebilir. 7.1, 11.1 ve benzeri gibi daha yüksek çikis kanali formatlari için diger eslestirmeler belirlenebilir. Baska bir yön, tüm spektrumun çekirdek kodlayiciya erisilebilmesi, bu sayede yüksek spektral araliktaki algisal olarak önemli ton kisimlarinin hala kodlanabilmesi için parametrik ikame yerine çekirdek kodlayici ile yapilmasi nedeni ile, yeniden olusturulmus olan sinyalin ses kalitesinin IGF ile gelistirilebilecegi sonucuna dayanmaktadir. Ilave olarak, örnegin tipik olarak, bir alt frekans araligindan gelen fakat ayni zamanda eger uygun ise bir yüksek frekans araligindan da gelen birinci spektral kisimlarin bir birinci setinden gelen frekans desenlerinin kullanilmasi sureti ile bir bosluk doldurma islemi gerçeklestirilir. Bununla birlikte, kod çözücü tarafindaki spektral zarf ayarlamasi için, yeniden olusturma bandinda bulunan spektral kisimlarin birinci setinden gelen spektral spektral, örnek olarak spektral zarf ayarlamasi ile daha sonra islenmez. Yeniden olusturma bandinda, sadece çekirdek kod çözücüsünden kaynaklanmayan kalan spektral degerler, zarf bilgisi kullanilarak zarf ayarlamasi yapilir. Tercihen, zarf bilgisi, yeniden olusturma bandi içerisindeki birinci spektral kisimlarin birinci setinin ve ayni yeniden olusturma bandi içerisindeki ikinci spektral kisimlarin ikinci setinin enerjisinin sebebi olan tam bant zarf bilgisi olup, burada ikinci spektral kisimlarin ikinci seti içerisindeki sonraki spektral degerler sifir olacak sekilde gösterilecektir, ve bu sebeple, çekirdek kodlayici tarafindan kodlanmayacaklardir, ancak düsük çözünürlük enerji bilgisi ile parametrik olarak kodlanirlar. Mutlak enerji degerlerinin, ilgili bandin bant genisligine göre normalize edilmis ya da normalize edilmemis, kod çözücü tarafindaki bir uygulamada faydali ve çok verimli oldugu bulunmustur. Bu özellikle, yeniden olusturma bandinda kalan bir enerjiye, yeniden olusturma bandindaki eksik enerjiye ve yeniden olusturma bandindaki frekans desen bilgilerine dayanarak kazanç faktörlerinin hesaplanmasi gerektiginde uygulanir. Ilave olarak, kodlanmis bit akiminin sadece yeniden olusturma bantlari için enerji bilgisini degil, ilave olarak maksimum frekansa kadar uzanan ölçek faktörü bantlari için ölçek faktörlerini içermesi tercih edilir. Bu, belirli bir ton kisminin, yani bir birinci spektral kismin mevcut oldugu her bir yeniden olusturma bandi için, birinci spektral kismin bu birinci setinin gerçekten de dogru genlik ile kodunun çözülmesini garanti eder. Ilave olarak, her yeniden olusturma bandi için ölçek faktörüne ek olarak, bu yeniden olusturma bandi için bir enerji bir kodlayicida üretilir ve bir kod çözücüye iletilir. Ilave olarak, yeniden olusturma bantlarinin ölçek faktörü bantlari ile çakismasi ya da enerji gruplamasi olmasi durumunda, en azindan yeniden olusturma bandinin sinirlarinin ölçek faktörü bantlarinin sinirlari ile çakismasi tercih Bu bulusun baska bir uygulamasi, desen beyazlatma islemini uygular. Bir spektrumun beyazlatilmasi, kaba spektral zarf bilgisini kaldirir ve desen benzerligini degerlendirmek için en çok ilgilenilen spektral ince yapiyi vurgular. Bu nedenle, bir yandan bir frekans deseni ve/ veya diger yandan kaynak sinyali bir çapraz korelasyon ölçüsü hesaplanmadan önce beyazlatilir. Sadece desenin bir daha önceden tanimlanmis olan prosedür kullanilmasi sureti ile beyazlatildigi zaman, kod çözücüye IGF içerisindeki frekans desenine ayni daha önceden tanimlanmis olan beyazlatma isleminin uygulanmasi gerektigini gösteren bir beyazlatma bayragi iletilir. Desen seçimine iliskin olarak, rejenere edilmis olan spektrumun bir tam sayidaki dönüsüm ikili sayisi ile spektral olarak kaydirilmasi için korelasyon gecikmesinin kullanilmasi tercih edilir. Altta yatan dönüsüme bagli olarak, spektral kaydirma ilave düzeltmeler gerektirebilir. Tek gecikmeler durumunda, desen ek olarak, MDCT içindeki diger tüm bantlarin frekans ters gösterimini telafi etmek için -1/1'Iik alternatif bir geçici dizisi ile çarpma yolu ile modüle edilir. Ilave olarak, korelasyon sonucunun isareti, frekans deseni olusturulurken uygulanir. Ilave olarak, ayni yeniden olusturma bölgesi ya da hedef bölge için hizli degisen kaynak bölgeleri tarafindan yaratilan olgulardan kaçinilmasi için desen budamasi ve dengelemesi kullanilmasi tercih edilir. Bu amaçla, tanimlanmis farkli kaynak bölgeleri arasinda bir benzerlik analizi yapilir ve bir kaynak desen baska bir kaynak desene bir esik degerin üzerindeki bir benzerlik ile benzer oldugu zaman, daha sonra, bu kaynak deseni, diger kaynak desenlerine yüksek derecede iliskili oldugu için, potansiyel kaynak desenlerinin setinden çikarilabilir. Ilave olarak, bir tür desem seçim stabilizasyonu olarak, eger mevcut çerçevedeki kaynak desenlerin hiçbiri, hali hazirdaki çerçevedeki hedef desenler ile (verilen bir esik degerinden daha iyi sekilde) iliskili degilse, desen sirasini önceki çerçeveden korumak tercih edilir. Bir baska yön, özellikle geçici kisimlar içeren sinyaller için gelistirilmis kalite ve azaltilmis bit oraninin, ses sinyallerinde çokça ortaya çiktiklari için, Zamansal Parazit Sekillendirmesi (TNS) ve Zamansal Desen Sekillendirmesi (TTS) teknolojilerinin yüksek frekans yeniden yapilandirma ile birlestirilmesi sureti ile elde edilecegi bulgusuna dayanir. Kodlayici tarafindaki TNS/ TTS islemi, frekans üzerinden bir tahmin uygulanir, ses sinyalinin zaman zarfini yeniden olusturur. Uygulamaya, yani bir frekans rejenerasyon kod çözücü içerisinde sadece kaynak frekans araligini degil ayni zamanda olusturulacak olan hedef frekans araligini da kapsayan bir frekans içerisinde zamansal parazit sekillendirme filtresinin belirlendigine bagli olarak, zamansal zarf çekirdek ses sinyaline bir bosluk doldurma baslangiç frekansina kadar degil, ayni zamanda zamansal zarf yeniden olusturulmus olan ikinci spektral kisimlarin spektral araliklarina da uygulanir. Bu sayede, zamansal desen sekillendirmesi olmadan ortaya çikacak olan ön yankilar ya da arka yankilar azaltilir ya da ortadan kaldirilir. Bu, yalnizca belirli bir bosluk doldurma baslangiç frekansina kadar çekirdek frekans araligi içerisinde degil, ayni zamanda çekirdek frekans araliginin üzerindeki bir frekans araligi içerisinde de frekans üzerinden ters bir tahmin uygulanmasi sureti ile gerçeklestirilir. Bu amaçla, frekans rejenerasyonu ya da frekans deseni üretimi, frekans üzerinden bir tahmin uygulanmadan önce kod çözücü tarafinda gerçeklestirilir. Bununla birlikte, frekans üzerindeki tahmin, enerji bilgisi hesaplamasinin filtrelemeden sonraki spektral artik degerlere ya da zarf biçimlendirmeden önceki (tam) spektral degerlere yapilip yapilmadigina bagli olarak spektral zarf sekillendirmeden önce ya da sonra uygulanabilir. Bir ya da daha fazla frekans deseni üzerinde islem yapan TTS ilave olarak kaynak araligi ile yeniden olusturma araligi arasinda ya da iki bitisik yeniden olusturma araliginda ya da frekans deseninde bir korelasyon sürekliligi saglar. Bir uygulamada, karmasik TNS/ TTS filtrelemesi kullanilmasi tercih edilir. Bu sayede, MDCT gibi kritik bir sekilde örneklenmis olan bir gerçek gösterimin (zamansal) diger isimlendirme olgularindan kaçinilir. Kodlayici tarafinda karmasik bir TNS filtresi, sadece degistirilmis bir ayrik kosinüs dönüsümünün degil, ayni zamanda degistirilmis bir ayrik sinüs dönüsümü uygulanmasinin yani sira, degistirilmis bir ayrik sinüs dönüsümünün uygulanmasi ile hesaplanabilir. Bununla birlikte, sadece degistirilmis ayrik kosinüs dönüsüm degerleri, yani kompleks dönüsümün gerçek kismi iIetiIir. Bununla birlikte kod çözücü tarafinda, önceki ya da sonraki çerçevelerin MDCT spektrumlarinin kullanilmasi sureti ile dönüsümün sanal kisminin tahmin edilmesi mümkündür, bu sayede, kod çözücü tarafinda, kompleks filtre, frekans üzerinden ters tahminde ve özellikle, kaynak araligi ile yeniden olusturma araligi arasindaki sinir ve ayni zamanda yeniden olusturma araligi içindeki frekans bitisik frekans desenleri arasindaki sinir üzerinden yapilan tahminde tekrar uygulanabilir. Bulusa uygun ses kodlama sistemi, genis bir bit araliginda rastgele ses sinyallerini verimli bir sekilde kodlar. Oysa, yüksek bit hizlari için, bulus konusu sistem, saydamliga yaklasmakta, düsük bit hizlari ile ilgili algisal rahatsizliklar en aza indirilmektedir. Bu nedenle, mevcut bit hizinin ana payi, kodlayicidaki sinyalin sadece algisal olarak en alakali yapisini dalga biçiminde kodlamak için kullanilir ve elde edilen spektral bosluklar, kod çözücüye orijinal spektruma kabaca yaklasan sinyal içerigi ile doldurulur. Spektral Akilli Bosluk Doldurma (IGF) olarak adlandirilan parametreyi kodlayicidan kod çözücüye gönderilen özel yan bilgiler ile kontrol etmek için çok sinirli bir bit bütçesi kullanilir. Baska yapilanmalarda, zaman etki alani kodlama/ kod çözme islemcisi daha düsük bir örnekleme hizina ve karsilik gelen bant genisligi uzanti islevselligine dayanir. Zaman etki alani kodlayici/ kod çözücüsünü hali hazirda islenen frekans etki alani kodlayici/ kod çözücü sinyalinden türetilmis olan baslatma verileri ile baslatmak için bir çapraz islemci saglanmistir. Bu, hali hazirda islenen ses sinyali kismi, frekans etki alani kodlayicisi tarafindan islendigi zaman, paralel zaman etki alani kodlayicisinin, frekans etki alani kodlayicisindan bir zaman etki alani kodlayicisina geçis meydana geldigi zaman, bu zaman etki alani kodlayicisinin, daha önceki sinyaller ile ilgili olan tüm baslatma verilerinin çapraz islemci nedeni ile zaten orada mevcut olmasi nedeni ile islemeyi derhal baslatabilecegi sekilde baslatilmasina izin verir, Bu çapraz islemci, tercihen kodlayici tarafina ve ilave olarak kod çözücü tarafina uygulanir ve tercihen, ilave olarak, daha yüksek bir çikti ya da girdi örnekleme hizindan daha düsük zaman etki alani çekirdek kodlayici örnekleme hizina sadece belirli bir azaltilmis dönüsüm boyutunun yani sira etki alani sinyalinin belirli bir düsük bant kisminin seçilmesi sureti ile çok etkili bir asagi yönlü örnekleme gerçeklestiren bir frekans zaman dönüsümü kullanir. Bu nedenle, yüksek örnekleme hizindan düsük örnekleme hizina bir örnekleme hizi dönüsümü çok verimli bir sekilde gerçeklestirilir ve daha sonra, azaltilmis dönüsüm boyutu ile dönüsüm sayesinde elde edilmis olan bu sinyal, zaman etki alani kodlayici/ kod çözücüsünü baslatmak Için kullanilabilir, bu sayede zaman etki alani kodlayici/ kod çözücü, bu durum bir kontrolör tarafindan sinyallendigi zaman zaman etki alani kodlamasini aninda gerçeklestirmek için hazirdir ve hemen takip eden ses sinyali kismi zaman etki alani içerisinde kodlanmistir. Belirtildigi gibi, çapraz islemci yapilanmasi, frekans etki alani içinde bosluk doldurulmasina dayanabilmektedir veya dayanmamaktadir. Dolayisiyla, bir zaman- ve frekans etki alani kodlayici/kod çözücü, çapraz-islemci vasitasiyla birlestirilmektedir ve frekans etki alani kodlayici/kod çözücü, bosluk doldurulmasina dayanabilmektedir veya dayanmamaktadir. Spesifik olarak, belirtilen bazi yapilanmalar tercih edilmektedir: Bu yapilanmalar, frekans etki alani içinde bosluk doldurulmasini kullanmaktadir ve asagidaki örnekleme hizi rakamlarina sahiptir: Girdi SR = 8 kHz, ACELP (zaman etki alani) SR = 12.8 kHz. Girdi SR = 16 kHz, ACELP SR = 12.8 kHz. Girdi SR = 16 kHz, ACELP SR =16.0 kHz Girdi SR = 32.0 kHz, ACELP SR = 16.0 kHzl Girdi SR = 48 kHz, ACELP SR = 16 kHz Bu yapilanmalar, frekans etki alaninda bosluk doldurulmasini kullanabilmektedir veya kullanmamaktadir ve asagidaki örnekleme hizi rakamlarina sahiptir ve çapraz islemci teknolojisine dayanmaktadir: TCX SR, ACELP SR'den daha düsüktür (8 kHz*e karsi veya TCX ve ACELP'in her ikisi de 16.0 kHzrde çalismaktadir ve herhangi bir bosluk doldurma kullanilmamaktadir. Bu nedenle, mevcut bulusun tercih edilen yapilanmalari, spektral bosluk dolgusu ve bant genisligi uzantisi olan ya da olmayan bir zaman etki alani kodlayicisini içeren algisal bir ses kodlayicisinin kesintisiz bir sekilde degistirilmesine izin verir. Bu nedenle, mevcut bulus, ses sinyalinden frekans etki alani kodlayicisi içerisindeki bir kesme frekansinin üstündeki yüksek frekansli içerigi kaldirmaya sinirlandirilmamis olan, fakat bunun yerine sinyal uyumlu olarak kodlayici içerisinde spektral bosluklar birakan ve sonrasinda bu spektral bosluklari kod çözücü içerisinde yeniden olusturan bant geçisli bölgeleri kaldiran metotlara dayanir. Tercihen, özellikle MDCT dönüsüm etki alaninda, tam bant genisligi ses kodlamasini ve spektral bosluk dolgusunu etkin bir sekilde birlestiren akilli bosluk doldurma gibi entegre bir çözüm kullanilir. Bu nedenle, mevcut bulus, konusma kodlamasini ve daha sonraki bir zaman etki alani bant genisligi uzantisini, degistirilebilir bir algisal kodlayici/ kod çözücüye spektral aralik dolgusu içeren bir tam bant dalga formu kod çözme ile birlestirmek için gelistirilmis bir konsept sunmaktadir. Bu nedenle, mevcut metotlarin aksine, yeni konsept, dönüsüm etki alani kodlayicida kodlama yapan tam bant ses sinyali dalga formunu kullanmaktadir ve ayni zamanda, bir zaman etki alani bant genisligi uzantisinin takip ettigi bir konusma kodlayicisina kesintisiz bir geçis yapilmasina izin vermektedir. Mevcut bulusun diger yapilanmalari, sabit bir bant sinirlamasi nedeni ile ortaya çikan açiklanmis sorunlardan kaçinir. Bu konsept, bir spektral bosluk dolgusu ve daha düsük bir örnekleme hizi konusma kodlayicisi ve bir zaman etki alani bant genisligi uzantisi ile donatilmis frekans etki alanindaki bir tam bant dalga form kodlayicisinin degistirilebilir kombinasyonunu saglar. Bu nevi bir kodlayici, yukarida bahsedilen sorunlu sinyalleri, ses giris sinyalinin Nyquist frekansina kadar tam ses bant genisligi saglayan kodlama yapan dalga formuna sahiptir. Bununla birlikte, her iki kodlama stratejisi arasinda kesintisiz geçis, özellikle çapraz islemcili yapilanmalar ile garanti edilir. Bu kesintisiz geçis için, çapraz islemci, hem kodlayicida hem de kod çözücüde, tam bant kapasiteli tam hizli (veri örnekleme hizi) frekans etki alani kodlayicisi ve ACELP parametrelerini düzgün bir sekilde baslatmak için düsük bir örnekleme hizina sahip olan düsük hizli ACELP kodlayici arasinda bir çapraz baglantiyi temsil eder ve özel olarak, TCX gibi frekans etki alani kodlayicisindan ACELP gibi zaman etki alani kodlayicisina geçis yapildigi zaman, uyarlamali kod kitabi içerisinde, LPC filtresi ya da yeniden örneklendirme asamasinda ara bellege alir. Mevcut bulus daha sonra ekteki çizimlere istinaden tartisilmaktadir, burada: Sekil 'la, bir ses sinyalini kodlamak için bir aparati gösterir; Sekil 1b, Sekil 1a'daki kodlayici ile eslesen sifreli bir ses sinyalinin kodunu çözmek için bir kod çözücü göstermektedir; Sekil 2a, kod çözücünün tercih edilen bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 2b, kodlayicinin tercih edilen bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 3a, Sekil 1b'deki spektral etki alani kod çözücüsü tarafindan üretilen bir spektrumun sematik gösterimini gösterir; Sekil 3b, ölçek faktörü bantlari için ölçek faktörleri ile yeniden olusturma bantlari için enerji ve bir parazit doldurma bandi için parazit doldurma bilgisi arasindaki iliskiyi gösteren bir tabloyu göstermektedir; Sekil 4a, spektral kisimlarin seçimini, spektral kisimlarin birinci ve ikinci setlerine uygulamak için spektral etki alani kodlayicisinin islevselligini göstermektedir; Sekil 4b, Sekil 4a'nin islevselliginin bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 5a, bir MDCT kodlayicinin islevselligini göstermektedir; Sekil 5b, kod çözücünün bir MDCT teknolojisi ile islevselligini göstermektedir; Sekil 5c, frekans rejeneratörünün bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 6, bir ses kodlayicisinin bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 73, ses kodlayici içindeki bir çapraz islemciyi göstermektedir; Sekil 7b, ilave olarak çapraz islemci içinde bir örnekleme hizi azalmasi saglayan bir ters ya da frekans zaman dönüsümünün bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 8, Sekil 6'nin kontrolörünün tercih edilen bir uygulamasini gösterir; Sekil 9, bant genisligi uzanti fonksiyonelligine sahip zaman etki alani kodlayicisinin bir baska yapilanmasini göstermektedir; Sekil 10, bir ön islemcinin tercih edilen bir kullanimini göstermektedir; Sekil 11a, ses kod çözücüsünün çözücünün sematik bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 11b, zaman etki alani kod çözücüsü için baslatma verilerini saglamak için kod çözücü içindeki bir çapraz islemciyi göstermektedir; Sekil 12, Sekil 11a'daki zaman etki alani kod çözme islemcisinin tercih edilen bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 13, zaman etki alani bant genisligi uzantisinin bir baska uygulamasini göstermektedir; Sekil 14a, bir ses kodlayicisinin tercih edilen bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 14b, bir ses kod çözücüsünün tercih edilen bir uygulamasini göstermektedir; Sekil 14c, örnekleme hizi dönüsümü ve bant genisligi uzatmasi ile bir zaman etki alani kod çözücüsünün yenilikçi bir uygulamasini göstermektedir. Sekil 6, bir frekans etki alani içerisindeki bir birinci ses sinyali kismini kodlamak için bir birinci kodlama islemcisini (600) içeren bir ses sinyalini kodlamak için bir ses kodlayicisini gösterir. Birinci kodlama islemcisi (600), birinci giris ses sinyali kismini, giris sinyalinin maksimum frekansina kadar spektral çizgilere sahip olan bir frekans etki alani gösterimine dönüstürmek için bir zaman frekans dönüstürücüsünü (602) içerir. Ilave olarak, birinci kodlama islemcisi (600), bir birinci spektral gösterim ile kodlanacak olan birinci spektral bölgeleri belirlemek için ve birinci spektral çözünürlükten daha düsük olan bir ikinci spektral çözünürlük ile kodlanacak olan ikinci spektral bölgeleri belirlemek için maksimum frekansa kadar frekans etki alani gösterimini analiz etmek için bir analiz cihazi (604) içerir. Ozellikle, tam bant analiz cihazi (604), zaman frekansi dönüstürücü spektrumu içerisindeki hangi frekans çizgilerinin ya da spektral degerlerin, spektral çizgi bakimindan kodlanacagini ve hangi öteki spektral kisimlarin bir parametrik yol ile kodlanacagini belirler ve bu sonraki spektral degerler daha sonra kod çözücü tarafinda bosluk doldurma prosedürü ile yeniden olusturulur. Gerçek kodlama islemi, birinci spektral bölgeleri ya da spektral kisimlari birinci çözünürlük ile kodlamak ve ikinci spektral bölgeleri ya da kisimlari ikinci spektral çözünürlük ile parametrik olarak kodlamak için bir spektral kodlayici (606) tarafindan gerçeklestirilir. Sekil 6'nin ses kodlayicisi ek olarak, bir zaman etki alanindaki ses sinyali kismini kodlamak için bir ikinci kodlama islemcisi (610) içerir. Ilave olarak, ses kodlayici, bir ses sinyali girdisindeki (601) ses sinyalini analiz etmek ve ses sinyalinin hangi kisminin, frekans eti alani içerisinde kodlanmis olan birinci ses sinyal kismi oldugunu ve ses sinyalinin hangi kisminin zaman etki alani içerisinde kodlanmis olan ikinci ses sinyal kismi oldugunu belirlemek için konfigüre edilmis olan bir kontrolör (620) içerir. Ayrica, örnek olarak, birinci ses sinyal kismi için bir birinci kodlanmis olan sinyal kismi ve ikinci ses sinyal kismi için bir ikinci kodlanmis olan sinyal kismi içeren bir kodlanmis olan ses sinyali olusturmak için konfigüre edilmis olan, bir bit akis çogalticisi olarak uygulanmis olan bir kodlanmis olan sinyal olusturucusu (630) saglanmistir. Onemli olarak, kodlanmis olan sinyal yalnizca bir ve ayni ses sinyali kismindan bir frekans etki alani gösterimine ya da bir zaman etki alani gösterimine sahiptir. Bu nedenle, kontrolör (620), tek bir ses sinyali kismi için sadece bir zaman etki alani gösterimi ya da bir frekans etki alani gösteriminin kodlanmis olan sinyalde olmasini saglar. Bu, kontrolör (620) tarafindan birkaç yol ile gerçeklestirilebilir. Bir yol, bir ve ayni ses sinyali kismi için, her iki gösterimin bloga (630) ulasmasi ve kontrolör'ün (620), her iki gösterimin yalnizca birini kodlanmis olan sinyale sokmasi için kodlanmis olan sinyali (630) kontrol etmesidir. Bununla birlikte, alternatif olarak, kontrolör (620) birinci kodlama islemcisine bir girdiyi ve ikinci kodlama islemcisine bir girdiyi kontrol edebilir, bu sayede karsilik gelen sinyal bölümünün analizine dayanarak, her iki bloktan (600 ya da 610) sadece birinin aktif hale getirilmesi aslinda tam kodlama islemini gerçeklestirir ve diger blok devre disi birakilir. Bu devre disi birakma, bir devre disi birakma olabilir ya da örnek olarak Sekil 7a'ya göre gösterildigi gibi, diger kodlama islemcisinin yalnizca dahili verileri baslatmak amaci ile baslatma verilerini almak ve islemek için aktif oldugu, ancak belirli bir kodlama isleminin hiç gerçeklestirilmedigi bir tür "baslatma" modudur. Bu aktivasyon, Sekil 6'da gösterilmeyen girdideki belirli bir anahtar ile ya da tercihen kontrol hatlari (621 ve 622) ile yapilabilir. Bu nedenle, bu yapilanmada, ikinci kodlama islemcisi (610), kontrolör (620) hali hazirdaki ses sinyal kisminin birinci kodlama islemcisi tarafindan kodlanmasi gerekmesine ragmen ikinci kodlama islemcisinin gelecekteki bir ani degistirme için aktif olmak 'uzere baslatma verisi ile saglandigini tespit ettigi zaman hiçbir sey çiktilamaz. Öte yandan, birinci kodlama islemcisi, herhangi bir dahili bellegi güncellemek için geçmisten hiçbir veriye ihtiyaç duymayacak sekilde konfigüre edilmistir ve bu nedenle, hali hazirdaki ses sinyal kismi ikinci kodlama islemcisi (610) tarafindan kodlanacagi zaman, daha sonra kontrolör (620) birinci sonlandirma kodlama islemcisini (600) kontrol hatti (621) vasitasi ile tamamen etkin olmayacak sekilde kontrol edebilir. Bu, birinci kodlama islemcisinin (600) bir baslatma ya da bekleme durumunda olmasi gerekmedigi, ancak tamamen devre disi birakilma durumunda olabilecegi anlamina gelir. Bu, özellikle güç tüketiminin ve dolayisi ile pil ömrünün önemli oldugu mobil cihazlar için tercih edilir. Zaman etki alaninda çalisan ikinci kodlama islemcisinin diger spesifik uygulamasinda, ikinci kodlama islemcisi, ses sinyali kismini daha düsük bir örnekleme oranina sahip bir gösterime dönüstürmek için bir asagi yönlü örnekleyici (900) ya da örnekleme hizi dönüstürücüsünü içermekte olup, içerisinde düsük örnekleme hizi birinci kodlama islemcisine girdideki bir örnekleme hizindan daha düsüktür. Bu, Sekil 9'da gösterilmistir. Ozellikle, girdi ses sinyali bir düsük bant ve bir yüksek bant içerdigi zaman, blok (900) çiktisindaki düsük örnekleme hizi gösteriminin sadece girdi ses sinyal kisminin düsük bandina sahip olmasi ve bu düsük bandin daha sonra blok (900) tarafindan saglanmis olan düsük örnekleme hizi gösterimini zaman etki alani kodlamak için konfigüre edilmis olan bir zaman etki alani düsük bant kodlayici tarafindan kodlanmasi tercih edilir. Ilave, yüksek bandi parametrik olarak kodlamak için bir zaman etki alani bant genisligi uzanti kodlayicisi (920) saglanmistir. Bu amaçla, zaman etki alani bant genisligi uzanti kodlayicisi (920) en azindan girdi ses sinyalinin yüksek bandini ya da girdi ses sinyalinin düsük bandini ve yüksek bandini alir. Mevcut bulusun bir baska yapilanmasinda, ses kodlayici ek olarak, Sekil 6'da gösterilmese de, Sekil 10'da gösterilmis olan, birinci ses sinyali kismini ve ikinci ses sinyali kismini daha önceden islemek için konfigüre edilmis olan bir ön islemciyi (1000) içerir. Tercihen, ön islemci (1000), iki dal içermektedir ki burada, birinci dal, 12.8 kszde çalismaktadir ve daha sonra gürültü tahmincisinde, VAD'da vb. kullanilacak olan sinyal analizini gerçeklestirmektedir. Ikinci dal, ACELP örnekleme hizinda, yani konfigürasyona bagli olarak 12.8 veya 16.0 kHz'de çalismaktadir. ACELP örnekleme hizinin 12.8 kHz olmasi durumunda, bu daldaki çogu isleme, uygulamada atlanmaktadir ve bunun yerine birinci dal kullanilmaktadir. Hususi olarak, ön islemci, bir geçici detektör (1020) içermektedir ve birinci dal, bir yeniden örnekleyici (1021) tarafindan mesela 12.8 kHz*e "açilmaktadir", bunu bir ön-vurgulama ve bir FFT/Parazit tahmincisi/Ses Aktivite Saptama (VAD) veya Ses Perdesi Arama asamasi (1007) takip etmektedir. Ikinci dal, bir yeniden örnekleyici (1004) tarafindan, mesela 12.8 kHz veya 16 kHzre, yani ACELP Ornekleme Hizina "açilmaktadir", bunu, bir ön vurgulama asamasi (1005b), bir LPC analiz cihazi (1002b), bir agirlikli analiz filtreleme asamasi (1022b) ve bir TCX LTP parametresi ekstraksiyon asamasi (1024) takip etmektedir. Blok 1024, çiktisini, bir akisi çoklayicisina tedarik etmektedir. blok 1002, ACELP/TCX karari tarafindan kontrol edilen bir LPC nicellestiricisine (1010) baglanmaktadir ve blok 1010 da bit akisi çoklayicisina baglanmaktadir. Baska yapilanmalar, alternatif olarak, tek bir dal veya daha fazla dal içerebilir. Bir yapilanmada, bu ön islemci, tahmin katsayilarini belirlemek için bir tahmin analiz cihazi içerir. Bu tahmin analiz cihazi, LPC katsayilarini belirlemek için bir LPC (dogrusal tahmin kodlamasi) analiz cihazi olarak uygulanabilir. Bununla birlikte, diger analiz Cihazlari da uygulanabilir. Ilave olarak, alternatif yapilanmadaki ön islemci, bir tahmin katsayisi nicellestiricisi içermekte olup, bu cihaz, tahmin analiz cihazindan tahmin katsayisi verilerini Bununla birlikte, tercihen, LPC nicellestiricisi, ille de ön islemcinin parçasi olmak zorunda degildir ve ana kodlama yordaminin parçasi olarak, yani ön islemcinin parçasi olmaksizin uygulanabilir. Ilave olarak, ön islemci ek olarak, nicellestirilmis olan tahmin katsayilarinin kodlanmis olan bir versiyonunu üretmek için bir entropi kodlayici içerir. Daha önceden kodlanmis olan sinyalin (630) ya da özel uygulamanin, yani bit akis çoklayicisinin (613) kodlanmis olan sinyalleme katsayilarinin kodlanmis olan versiyonunun kodlanmis olan ses sinyaline (632) dahil edildiginden emin olduguna dikkat etmek önemlidir. Tercihen, LPC katsayilari dogrudan dogruya ölçülmez, ancak örnek olarak bir lSF'ye ya da ölçmeye daha uygun olan baska bir gösterime dönüstürülür. Bu dönüsüm, tercihen LPC katsayilari blogu (1002) tarafindan belirlenir ya da LPC katsayilarini ölçmek için blok (1010) içinde gerçeklestirilir. Ilave olarak, ön islemci, bir girdi örnekleme hizinda bir ses girdi sinyalini zaman etki alani kodlayici için daha düsük bir örnekleme hizina yeniden örneklemek için bir yeniden örnekleyici (1004) içerebilir. Zaman etki alani kodlayici, belirli bir ACELP örnekleme hizina sahip bir ACELP kodlayici oldugu zaman, tercihen 12.8 kHz ya da 16 kHzie asagi yönlü örnekleme gerçeklestirilir. Girdi örnekleme hizi, 32 kHz ya da daha yüksek bir örnekleme hizi gibi belirli bir sayida örnekleme hizindan herhangi biri olabilir. Öte yandan, zaman etki alani kodlayicisinin örnekleme hizi belli kisitlamalar ile daha önceden belirlenmis olacaktir ve yeniden örnekleyici (1004) bu yeniden örneklemeyi gerçeklestirir ve girdi sinyalinin düsük örnekleme hizi gösterimini çiktilar. Bu nedenle, yeniden örnekleyici, benzer bir islevsellik gerçeklestirebilir ve Sekil 9'da gösterilen asagi yönlü örnekleyici (900) ile tek ve ayni öge olabilir. Ilave olarak, ön vurgu bloguna bir ön vurgu uygulanmasi tercih edilir. On vurgu islemi, zaman etki alani kodlama tekniginde iyi bilinmektedir ve AMR-WB+ islemine atifta bulunulan literatürde tarif edilmistir ve ön vurgu özellikle bir spektral egimi telafi etmek için konfigüre edilmistir ve bu nedenle verilen bir LPC sirasinda LPC parametrelerinin daha iyi bir hesaplamasina izin vermektedir. Ilave olarak, ön islemci ayni zamanda Sekil 14b'de 1420'de gösterilen bir LTP sonrasi filtresini kontrol etmek için bir TCX-LTP parametresi çikarimini içerebilir. Bundan baska, ön islemci ek olarak 1007'de gösterilen diger islevleri de içerebilir ve bu diger islevler bir ses perdesi arama islevi, bir ses etkinligi algilama (VAD) islevi ya da zaman etki alani ya da konusma kodlama tekniklerinde bilinen diger islevlerden olusabilir. Gösterildigi gibi, blogun (1024) sonucu, kodlanmis olan sinyale girilir, yani Sekil 14a'nin yapilanmasinda bit akimi çoklayiciya (630) girilir. Ilave olarak, eger gerekirse, bloktan (1007) gelen veriler ayni zamanda bit akimi çoklayiciya da dahil edilebilir ya da alternatif olarak, zaman etki alani kodlayicisinda zaman etki alani kodlamasi amaciyla kullanilabilir. Bu nedenle, özetlemek gerekirse, her iki yolda da ortak olan, yaygin olarak kullanilan sinyal isleme islemlerinin gerçeklestirildigi bir ön isleme islemidir (1000).Bunlar bir paralel yol için bir ACELP örnekleme hizina (12.8 ya da 16 kHz) yeniden örnekleme içerir ve bu yeniden örnekleme her zaman gerçeklestirilir. Ilave olarak, blokta (1006) gösterilen bir TCX LTP parametresi çikarimi gerçeklestirilir ve ilave olarak, bir ön vurgu ve LPG katsayilarinin belirlenmesi gerçeklestirilir. Belirtildigi gibi, ön vurgu, spektral egimi telafi eder ve bu nedenle, belirli bir LPC sirasindaki LPC parametrelerinin hesaplanmasini daha verimli hale getirir. Daha sonra, kontrolörün (620) tercih edilen bir uygulamasini göstermek için Sekil 8'e atifta bulunulmaktadir. Kontrolör bir girdide dikkate alinan ses sinyali kismini alir. Tercihen, Sekil 14a'da gösterildigi gibi, kontrolör ön islemcide (1000) uygun olan, girdi örnekleme hizinda orijinal girdi sinyali ya da düsük zaman etki alani kodlayici örnekleme hizinda bir yeniden örneklenmis versiyon ya da blokta (1005) ön vurgu isleminden sonra elde edilmis olan bir sinyal olan herhangi bir sinyali alir. Bu ses sinyali kismina dayanarak, kontrolör (620), her kodlayici olasiligi için tahmini bir sinyal/ parazit oranini hesaplamak için bir frekans etki alani kodlayici simülatöri'ine (621) ve bir zaman etki alani kodlayici simülatörüne (622) deginir. Daha sonra seçici (623), dogal olarak daha önceden tanimlanmis olan bir bit hizi göz önünde bulundurularak, daha iyi sinyal parazit oranini saglayan kodlayiciyi seçer. Daha sonra, seçici kontrol çiktisi araciligi karsilik gelen kodlayiciyi tanimlar. Bahse konu ses sinyali kisminin frekans etki alani kodlayicisi kullanilarak kodlanacagi tespit edildigi zaman, zaman etki alani kodlayicisi, bir baslatma durumuna ya da çok hizli bir degisiklik gerektirmeyen diger yapilanmalarda tamamen devre disi birakilmis bir duruma ayarlanir. Bununla birlikte, bahse konu ses sinyali kisminin zaman etki alani kodlayicisi tarafindan kodlanaoagi tespit edildigi zaman, frekans etki alani kodlayicisi daha sonra devre disi birakilir. Daha sonra, kontrolör'ün Sekil 8'de gösterilen bir tercih edilen uygulamasini gösterilmektedir. ACELP ya da TCX yolunun seçilmesinin gerekip gerekmedigi karari, ACELP ve TCX kodlayicisini simüle ederek ve daha iyi performans gösteren dala geçis yaparak degistirme kararinda yapilir. Bunun için, ACELP ve TCX dalinin SNR'si bir ACELP ve TCX kodlayici! kod çözücü simülasyonuna dayanarak tahmin edilir. TCX kodlayici! kod çözücü simülasyonu, TNS/ TTS analizi, IGF kodlayici, nicellestirme döngü! aritmetik kodlayici ya da herhangi bir TCX kod çözücü olmadan gerçeklestirilir. Bunun yerine, TCX SNR, sekillendirilmis olan MDCT etki alanindaki nicellestirici bozulmasinin bir tahmini kullanilarak tahmin edilir. ACELP kodlayici! kod çözücü simülasyonu sadece uyarlanabilir kod kitabi ve yenilikçi kod kitabi simülasyonu kullanilarak gerçeklestirilir. ACELP SNR, bir LTP filtresinin agirlikli sinyal etki alanindaki (uyarlamali kod kitabi) içerdigi bozulmayi hesaplayarak ve bu bozulmayi sabit bir faktör (yenilikçi kod kitabi) ile ölçekleyerek basit bir sekilde tahmin edilir. Bu sayede, karmasiklik, TCX ve ACELP kodlamanin paralel olarak yürütüldügü bir yaklasima kiyasla büyük ölçüde azaltilir. Daha yüksek SNR'ye sahip olan dal, sonraki tam kodlama çalismasi için seçilir. TCX dalinin seçilmesi durumda, ACELP örnekleme hizinda bir sinyal veren her çerçevede bir TCX kod çözücü çalistirilir. Bu, ACELT kodlama yolu (LPC artik, Mem wO, Bellek ard vurgusu) için kullanilan bellekleri güncellemek, TCX'den ACELP'ye aninda geçisi saglamak için kullanilir. Bellek güncellemesi her bir TCX yolunda gerçeklestirilir. Alternatif olarak, sentez islemi ile tam bir analiz gerçeklestirilebilir, yani her iki kodlayici simülatörü (621, 622) gerçek kodlama islemlerini uygular ve sonuçlar seçici (623) tarafindan karsilastirilir. Alternatif olarak, yine, bir sinyal analizi yapilarak tam bir ileri besleme hesaplamasi yapilabilir. Ornek olarak, sinyalin bir sinyal siniflandirici tarafindan bir konusma sinyali oldugu tespit edildigi zaman, zaman etki alani kodlayicisi seçilir ve sinyalin bir müzik sinyali oldugu tespit edildigi zaman, frekans etki alani kodlayicisi seçilir. Bahse konu ses sinyali kisminin bir sinyal analizine dayanarak her iki kodlayici arasinda ayrim yapmak için ayni zamanda baska prosedürler de uygulanabilir. Ses kodlayici ek olarak Sekil 7a'da gösterilen bir çapraz islemciyi (700) içerir. Frekans etki alani kodlayicisi (600) aktif oldugu zaman, çapraz islemci (700) zaman etki alani kodlayicisina (610) baslatma verisi saglar, bu sayede zaman etki alani kodlayicisi gelecekteki bir sinyal kisminda kesintisiz bir degisim için hazir olur. Baska bir deyisle, hali hazirdaki sinyal kismi, frekans etki alani kodlayicisi kullanilarak kodlanmaya karar verildigi zaman ve hemen takip eden ses sinyali kisminin, zaman alani kodlayici (610) tarafindan kodlanacagina karar verildigi zaman, çapraz islemci olmadan, daha sonra bu nevi bir ani kesintisiz degisim mümkün olmazdi. Bununla birlikte, zaman etki alani kodlayicisinin (610) girdiden gelen bir hali hazirdaki çerçeveye ya da zaman bakimindan hemen önce gelen bir çerçevenin kodlanmis olan sinyaline bir bagimliligi oldugu için, zaman etki alani kodlayicisi içerisindeki bellekleri baslatma amaci için, çapraz islemci frekans etki alani kodlayicisindan (600) türetilmis olan bir sinyali zaman etki alani kodlayicisina (610) saglar. Bu nedenle, zaman etki alani kodlayicisi (610), frekans etki alani kodlayicisi (600) tarafindan kodlanan daha önceki bir ses sinyali kismini verimli bir sekilde takip eden bir ses sinyali kismini kodlamak için baslatma verileri tarafindan baslatilacak sekilde konfigüre edilmistir. Ozellikle, çapraz islemci, bir frekans etki alani gösterimini, zaman etki alani kodlayicisina dogrudan dogruya ya da bir baska islemden sonra iletilebilen bir zaman etki alani gösterimine dönüstürmek için bir zaman dönüstürücü içerir. Bu dönüstürücü Sekil 14a'da bir birlikte, bu blok (702), Sekil 14a blogunda (degistirilmis ayri kosinüs dönüsüm blogu) belirtilen zaman frekans dönüstürücü blogu (602) ile karsilastirildiginda farkli bir dönüsüm boyutuna sahiptir. Blokta (602) belirtildigi gibi, zaman frekans dönüstürücüsü (602) girdi örnekleme hizinda çalisir ve ters degistirilmis ayrik kosinüs dönüsümü (702) düsük ACELP örnekleme hizinda çalisir. Mesela 8 kHz örnekleme hizina sahip dar-bant çalisma modlari gibi baska yapilanmalarda, TCX dali, 8 kHz'de çalismakta iken, ACELP hala 12.8 kHz'de çalismaktadir. Yani ACELP SR, her zaman TCX örnekleme hizindan daha düsük degildir. 16 kHz girdi örnekleme hizi (genis-bant) için, ACELP'in TCX ile ayni örnekleme hizinda, yani her ikisinin de 16 kHz'de çalistigi senaryolar da vardir. Bir süper genis-bant modunda (SWB), girdi örnekleme hizi, 32 veya 48 kHztdir. Zaman etki alani kodlayici örnekleme hizi ya da ACELP örnekleme hizinin ve frekans etki alani kodlayici örnekleme hizi ya da girdi örnekleme hizinin orani hesaplanabilir ve Sekil 7b'de gösterilen bir asagi yönlü örnekleme faktörü DS'dir. Asagi yönlü örnekleme operasyonunun çikti örnekleme hiz, girdi örnekleme hizindan daha düsük oldugu zaman, asagi yönlü örnekleme faktörü, 1rden büyüktür. Bununla birlikte, fiili bir yukari yönlü örnekleme oldugu zaman, asagi yönlü örnekleme hizi 15den küçüktür ve bir fiili yukari yönlü örnekleme gerçeklestirilmektedir. Birden büyük bir asagi yönlü örnekleme faktörü için, yani bir fiili asagi yönlü örnekleme için, blok (, küçük bir dönüsüm boyutuna sahiptir. Sekil 7b'de gösterildigi gibi, IMDCT blogu (702) bu nedenle bir girdinin alt spektral kismini IMDCT bloguna (702) seçmek için bir seçici (726) içerir. Tam bant spektrumunun kismi, asagi yönlü örnekleme faktörü DS ile tanimlanir. Ornek olarak, düsük örnekleme hizi 16 kHz ve girdi örnekleme hizi 32 kHz oldugu zaman, asagi yönlü örnekleme faktörü 2.0,dir ve bu nedenle seçici (726) tam bant spektrumunun alt yarisini seçer. Spektrum, örnek olarak, 1024 MDCT çizgisine sahip oldugu zaman, seçici ait 512 MDCT çizgisini seçer. Tam bant spektrumunun bu düsük frekans kismi, Sekil 7b'de gösterildigi gibi küçük boyutlu bir dönüsüm ve katlama bloguna (720) girilir. Dönüsüm boyutu ayni zamanda alt örnekleme faktörüne göre seçilir ve bloktaki (602) dönüsüm boyutunun %50`si kadardir. Sentez olarak az sayida katsayiya sahip bir pencere ile pencere açma islemi gerçeklestirilir. Sentez penceresinin katsayilarinin sayisi, blok (602) tarafindan kullanilan analiz penceresinin katsayilarinin sayisi ile asagi yönlü örnekleme faktörünün çarpimina esittir. Son olarak, blok basina daha az sayida islem ile üst üste binme ekleme islemi gerçeklestirilir ve blok basina islem sayisi, yine tam oranli bir uygulama MDCT'sinde asagi yönlü örnekleme faktörü ile blok basina islem sayisinin çarpimina esittir. Bu sayede, IMDCT uygulamasinda asagi yönlü örnekleme dahil edildiginden çok verimli bir asagi yönlü örnekleme islemi uygulanabilir. Bu baglamda, blogun (702) bir IMDCT tarafindan uygulanabilecegi, ancak ayni zamanda gerçek dönüsüm çekirdegi ve diger dönüsüm ile ilgili islemlerde uygun sekilde boyutlandirilabilen herhangi bir baska dönüsüm ya da filtre bankasi uygulamasi tarafindan da uygulanabilecegi vurgulanmaktadir. Birden küçük bir asagi yönlü örnekleme faktörü için, yani bir fiili yukari yönlü örnekleme için, 726, tam bant spektrumunu ve ilave olarak, tam bant spektrumunda ihtiva edilmeyen üst spektral çizgiler için sifirlar seçer. Blok 720, blok 710'dan daha büyük bir dönüsüm boyutuna sahiptir ve blok 722, blok 712*dekinden daha büyük bir sayida katsayisi olan bir pencereye sahiptir ve ayrica, blok 724, blok 714'dekinden daha büyük bir sayida operasyona sahiptir. Blok 602, küçük bir dönüsüm boyutuna sahiptir ve IMDCT bloku 702, büyük bir dönüsüm boyutuna sahiptir. Sekil 7b'de gösterildigi gibi, IMDCT bloku 702, bu sebeple, IMDCT blokuna (702) bir girdinin tam spektral kismini seçmek için bir seçici (726) içerir ve çikti için gerekli ilave yüksek bant için, sifirlar veya parazit seçilir ve gerekli yüksek bant içine yerlestirilir. Tam-bant spektrumunun kismi, asagi yönlü örnekleme faktörü (DS) tarafindan belirlenir. Ornek olarak, daha yüksek örnekleme hizi 16 kHz oldugu ve girdi örnekleme hizi 8 kHz oldugu zaman, asagi yönlü örnekleme faktörü 0.5 olur ve bu sebeple, seçici (726), tam- bant spektrumunu seçer ve ilave olarak, tam bant frekans etki alani spektrumu içinde ihtiva edilmeyen üst kisim için sifirlar veya küçük enerjili rasgele parazit seçer. Spektrum, örnek olarak 1024 MDCT çizgisine sahip oldugu zaman, seçici, 1024 MDCT çizgisini seçer ve ilave 1024 MDCT çizgisi için, sifirlar tercihen seçilir. Tam-bant spektrumunun bu frekans kismi, Sekil 7b'de gösterildigi gibi, o zaman genis boyutlu bir dönüsüm ve kivrilma blokuna (720) girilir. Dönüsüm boyutu, asagi yönlü örnekleme faktörüne uygun olarak da seçilir ve blok 602'deki dönüsüm boyutunun gerçeklestirilir. Sentez penceresinin katsayilarinin sayisi, ters asagi yönlü örnekleme faktörünün, blok 602 tarafindan kullanilan analiz penceresinin katsayilarinin sayisina bölümüne esittir. Son olarak, her bir blok basina yüksek bir operasyon sayisi ile bir bindirme ekleme operasyonu gerçeklestirilir ve blok basina operasyonlarin sayisi, yine, bir tam hizli uygulamada (MDCT) her bir blok basina operasyonlarin sayisinin, asagi yönlü örnekleme faktörünün tersi ile çarpimidir. Bu sayede, IMDCT uygulamasinda yukari yönlü örnekleme dahil edildiginden çok verimli bir yukari yönlü örnekleme islemi uygulanabilir. Bu baglamda, blogun (702) bir IMDCT tarafindan uygulanabilecegi, ancak ayni zamanda gerçek dönüsüm çekirdegi ve diger dönüsüm ile ilgili islemlerde uygun sekilde boyutlandirilabilen herhangi bir baska dönüsüm ya da filtre bankasi uygulamasi tarafindan da uygulanabilecegi vurgulanmaktadir. Genel olarak, frekans etki alani içinde bir örnek hizinin bir taniminin biraz açiklamaya ihtiyaci oldugu belirtilmektedir. Spektral bantlar, çogunlukla asagi yönlü örneklenmektedir. Dolayisiyla, verimli bir örnekleme hizi veya "baglantili" bir örnek veya örnekleme hizi kavrami kullanilmaktadir. Bir filtre bankasi/dönüsüm durumunda, verimli örnek hizi, Fs_eff=subband- samplerate*num_subbands olarak belirtilecektir. Sekil 14a'da gösterilen baska bir yapilanmada, zaman frekans dönüstürücüsü, analiz cihazina ek olarak ilave fonksiyonlar da içerir. Sekil 6'daki analiz cihazi (604), Sekil 14a'daki yapilanmada, Sekil 2b blok ( için tartisildigi ve Sekil 14a'nin lGF kodlayicisina (604b) karsilik gelen ton maskesi (226) için Sekil 2b'ye göre gösterildigi sekilde çalisan bir zamansal parazit sekillendirme! zamansal desen sekillendirme analiz blogu (604a) içerebilir. Ilave olarak, frekans etki alani kodlayicisi, tercihen, bir parazit sekillendirme blogunu (606a) içerir. Parazit sekillendirme blogu (606a), blok (1010) tarafindan üretilen nicellestirilmis LPC katsayilari ile kontrol edilir. Parazit sekillendirme (606a) için kullanilan nicellestirilmis LPC katsayilari, dogrudan dogruya kodlanmis (parametrik olarak kodlanmak yerine) olan yüksek çözünürlüklü spektral degerlerin ya da spektral çizgilerin spektral bir sekilde sekillendirilmesini saglar ve blogun (606a) sonucu, daha sonra tarif edilecek olan bir LPC analiz filtreleme blogu (704) gibi zaman etki alani içerisinde çalisan bir LPC filtreleme asamasindan sonra gelen bir sinyalin bir spektrumuna benzerdir. Ilave olarak, parazit sekillendirme blogunun (606a) sonucu daha sonra ölçülür ve blok (606b) ile gösterildigi gibi entropi kodlanir. Blogunun (606b) sonucu, kodlanmis olan birinci ses sinyali kismina ya da bir frekans etki alani kodlanmis ses sinyali kismina (diger yan bilgileri ile birlikte) karsilik Çapraz islemci (700) birinci kodlanmis sinyal kisminin kodu çözülmüs olan bir versiyonunu hesaplamak için bir spektral kod çözücü içerir. Sekil 14a'nin yapilanmasinda, spektral kod çözücü (701), bir ters parazit sekillendirme blogu (703), bosluk doldurma kod çözücü (704), bir TNS/ TTS sentez blogu ( içerir. Bu bloklar, bloklar (602 ila 606b arasindakiler) tarafindan gerçeklestirilen spesifik islemleri geri alir. Ozellikle, bir parazit sekillendirme blogu ( dayanarak blok (606a) tarafindan gerçeklestirilen parazit sekillendirmesini geri alir. IGF kod sentez blogu (705) Sekil 2A'nin blogu (210) baglaminda tartisildigi sekilde çalisir ve sprektral kod çözücü ilave olarak IMDCT blogunu (702) içerir. Ayrica, Sekil 14a'daki çapraz islemci (700), ilave olarak ya da alternatif olarak, vurgu kaldirma asamasini (617) baslatmak amaci için ikinci kodlama islemcisinin bir vurgu kaldirma asamasi (617) içerisinde kodu çözülmüs versiyonun bir gecikmis versiyonun beslenmesi için bir gecikme asamasi (707) içerebilir. Ayrica, çapraz islemci (700) ilave olarak ya da alternatif olarak, kodu çözülmüs versiyonu filtrelemek ve filtreli kodu çözülmüs bir versiyonunu, bu blogu baslatmak için, ikinci kodlama islemcisinin Sekil 14a'sinda "MMSE" olarak belirtilen bir kod kitabi belirleyicisine (613) beslemek için bir agirlikli tahmin katsayisi analizi filtreleme asamasini (708) içerebilir. Ilave olarak ya da alternatif olarak, çapraz islemci, blogun (612) baslatilmasi için bir uyarlamali kod kitabi asamasina (612) spektral kod çözücü (700) tarafindan çiktilanan birinci kodlanmis sinyal kisminin kodu çözülmüs versiyonunu filtrelemek için LPC analizi filtreleme asamasi içerir. Ilave olarak ya da alternatif olarak, çapraz islemci ayni zamanda, LPC filtresinden önce bir spektral kod çözücü (701) tarafindan kodu çözülmüs versiyon çiktisina bir ön vurgu islemi gerçeklestirmek için bir ön vurgu asamasi (709) içerir. On vurgu asamasi çiktisi ayni zamanda, zaman etki alani kodlayicisinda ( baslatilmasi amaci ile baska bir gecikme asamasina (710) beslenebilir. Zaman etki alani kodlayici islemcisi (610), Sekil 14a'da gösterildigi gibi, daha düsük ACELP örnekleme hizi üzerinde çalisan bir ön vurgu içerir. Gösterildigi gibi, bu ön vurgu, ön isleme asamasinda (1000) gerçeklestirilen ön vurgudur ve referans numarasi 1005'tir.On vurgu verileri, zaman etki alani içerisinde çalisan bir LPC analiz filtreleme asamasina (611) girdilenir ve bu filtre, ön isleme asamasi (1000) tarafindan elde edilen nicellestirilmis olan LPC katsayilari (1010) tarafindan kontrol edilir. AMR-WB+ ya da USAC ya da diger CELP kodlayicilardan bilindigi üzere, blok (611) tarafindan üretilen artik sinyal, uyarlanabilir bir kod kitabina (612) verilir ve ilave olarak uyarlanabilir kod kitabi (612), yenilikçi bir kod kitabi asamasina (614) baglanir ve uyarlanabilir kod kitabindan (612) ve yenilikçi kod kitabindan gelen kod kitabi verileri, gösterildigi gibi bit akimi çoklayiciya girilir. Ilave olarak, bir ACELP kazanim/ kodlama asamasi (612), yenilikçi kod kitabi asamasina (614) seri olarak verilir ve bu blogun sonucu, Sekil 14a'da MMSE olarak belirtilen bir kod kitabi belirleyicisine (613) girilir. Bu blok, yenilikçi kod defteri blogu (614) ile isbirligi yapar. Ilave olarak, zaman etki alani kodlayicisi ek olarak bir LPC sentez filtreleme bloguna (616) sahip olan bir kod çözücü kisim, bir vurgu kaldirma blogu (617) ve bunun ile birlikte kod çözücü tarafinda uygulanan bir uyarlamali bas sonrasi filtresi için parametreleri hesaplamak için bir uyarlamali bas sonrasi filtre asamasi (618) içerir. Kod çözücü tarafindaki herhangi bir uyarlamali bas sonrasi filtreleme olmadan, bloklar (616, 617, 618) zaman etki alani kodlayicisi (610) için gerekli degildir. Gösterildigi gibi, zaman etki alani kod çözücüsünün birkaç blogu önceki sinyallere dayanir ve bu bloklar uyarlanabilir kod kitabi blogu, kod kitabi belirleyicisi (613), LPC sentez filtreleme blogu (616) ve vurgu kaldirma blogudur (617). Bu bloklar, frekans etki alani kodlayicisindan zaman etki alani kodlayicisina bir anlik geçis için hazir olmak amaciyla bu bloklari baslatmak için, frekans etki alani kodlayicisi islemci verisinden türetilmis olan çapraz islemciden gelen veriler ile saglanir. Sekil 14a'dan da görülebilecegi gibi, daha önceki verilere bagli olmak, frekans etki alani kodlayicisi için gerekli degildir. Bu nedenle, çapraz islemci (700), zaman etki alani kodlayicisindan frekans etki alani kodlayicisina herhangi bir bellek baslatma verisi saglamaz. Bununla birlikte, frekans etki alani kodlayicisinin diger uygulamalari için, geçmisten gelen bagimliliklarin mevcut oldugu ve bellek baslatma verilerinin gerekli oldugu yerlerde, çapraz islemci (700) her iki yönde de çalisacak sekilde konfigüre edilmistir. Sekil 14b'deki Tercih edilen ses kod çözücü, asagida tarif edilmistir: Dalga biçimi kod çözücü kismi, her ikisi de kodlayici kod çözücünün girdi örnekleme hizinda çalisan IGF'Ii bir tam bant TCX kod çözücü yolundan olusur. Paralel olarak, daha düsük bir örnekleme hizinda alternatif bir ACELP kod çözücü yolu, bir TD-BWE tarafindan daha asagi yönlü akista takviye edilmistir. TCX'den ACELP'ye geçerken ACELP baslatma için, yenilikçi ACELP baslatma islemini gerçeklestiren bir çapraz yol (paylasilan bir TCX kod çözücü ön ucundan olusur, ancak ek olarak düsük örnekleme hizinda ve bazi islem sonrasi çikti saglar) bulunur. Ayni örnekleme hizini ve filtre sirasini LPC'Ierde TCX ve ACELP arasinda paylasmak, daha kolay ve daha verimli bir ACELP baslatmasina olanak saglar. Geçisi görsellestirmek için 14b'de iki anahtar çizilmistir. Alt akistaki ikinci anahtar TCX/ IGF ya da ACELP/ TD-BWE çiktisi arasinda seçim yaparken, birinci anahtar ACELP yolunun alt akisindaki yeniden örnekleme QMF asamasindaki tamponlari önceden günceller ya da ACELP çiktisina geçer. Daha sonra, mevcut bulusun yönlerine göre ses kod çözücü uygulamalari Sekil 11a ila 140 arasindakiler baglaminda tartisilmaktadir. Kodlanmis olan bir ses sinyalinin (1101) kodunu çözmek için bir ses kod çözücü, bir frekans etki alanindaki birinci kodlanmis ses sinyalinin kodunu çözmek için bir birinci kod çözücü islemcisini (1120) içerir. Birinci kod çözme islemcisi (1120), bir kodu çözülmüs olan spektral gösterim elde etmek için, birinci spektral bölgelerin yüksek bir spektral çözünürlüge sahip olarak kodunu çözme ve ikinci spektral bölgelerin ve en az bir kodlanmis olan birinci spektral bölgenin bir parametrik gösterimini kullanarak ikinci spektral bölgelerin sentezlenmesi için bir spektral kod çözücü (1122) içerir. Kodu çözülmüs olan spektral gösterim, Sekil 6 baglaminda tartisildigi gibi ve ayni zamanda Sekil 1a baglaminda tartisildigi gibi bir tam bant kodlanmis spektral gösterimdir. Genel olarak, birinci kod çözme islemcisi bu nedenle, frekans etki alanindaki bir bosluk doldurma prosedürü ile bir tam bant uygulama içerir. Birinci kod çözme islemcisi (1120) ilave olarak kodu çözülmüs olan bir birinci ses sinyali kismi elde etmek için, kodu çözülmüs olan spektral gösterimi bir zaman etki alanina dönüstürmek için bir frekans zaman dönüstürücüsünü (1124) içerir. Ilave olarak, ses kod çözücüsü, kodlanmis olan bir ikinci sinyal bölümünü elde etmek için zaman etki alanindaki ikinci kodlanmis olan ses sinyali kisminin kodunu çözmek için bir ikinci kod çözme islemcisini (1140) içerir. Ilave olarak, ses kod çözücü, kodu çözülmüs olan birinci sinyal kismini ve kodu çözülmüs olan ikinci sinyal kismini birlestirmek için kodu çözülmüs olan bir ses sinyali elde etmek için bir birlestirici (1160) içerir. Kodu çözülmüs olan sinyal kisimlari, Sekil 11a'daki birlestiricinin (1160) bir yapilanmasini temsil eden bir degistirme uygulamasi (1160) tarafindan Sekil 14b'de de gösterilen sira ile birlestirilir. Tercihen, ikinci kod çözme islemcisi (1140) bir zaman etki alani bant genisligi genisletme islemcisidir ve Sekil 12'de gösterildigi gibi, bir düsük bant zaman etki alani sinyalinin kodunu çözmek için bir zaman etki alani düsük bant kod çözücüsünü (1200) içerir. Bu uygulama ilave olarak düsük bant zaman etki alani sinyalini almak için bir yukari yönlü örnekleyici (1210) içerir. Ek olarak, bir çikis ses sinyalinin yüksek bir bandinin sentezlenmesi için bir zaman etki alani bant genisligi uzanti kod çözücüsü (1220) saglanmistir. Ilave olarak, zaman etki alani kodlayici çiktisini elde etmek için zaman etki alani çikti sinyalinin sentezlenmis olan bir yüksek bandini ve yukari yönlü örneklenmis olan düsük bant zaman etki alani sinyalini tercih edilen bir yapilanmada Sekil 12'nin islevselligi ile gerçeklestirilebilir. Sekil 13, Sekil 12'deki zaman etki alani bant genisligi uzanti kod çözücüsünün (1220) tercih edilen bir yapilanmasini göstermektedir. Tercihen, bir girdi olarak, blok (1140) içerisinde içerilen ve Sekil 12'de 1200'de gösterilmis olan ve ilave olarak Sekil 14'niri baglaminda gösterilmis olan, bir zaman etki alani düsük bant kod çözücüden gelen bir LPC artik sinyalini alan bir zaman etki alani yukari yönlü örnekleyici (1221) saglanmistir. Zaman etki alani yukari yönlü örnekleyici (1221), LPC artik sinyalinin yukari yönlü örneklenmis bir versiyonunu olusturur. Bu versiyon daha sonra, girdi sinyaline bagli olarak daha yüksek frekans degerlerine sahip olan bir çikti sinyali üreten, dogrusal olmayan bir bozulma bloguna (1222) girilir. Dogrusal olmayan bir bozulma, kopyalanma, yansitma, bir frekans kaymasi ya da dogrusal olmayan bölgede çalisan bir diyot ya da bir transistör gibi dogrusal olmayan bir cihaz olabilir. Blogun (1222) çikis sinyali, düsük bant kod çözücü için de kullanilan LPC verileri ya da örnek olarak Sekil 14a'nin kod çözücü tarafi üzerindeki zaman etki alani bant genisligi uzanti blogu (920) tarafindan üretilen bir spesifik bant verisi tarafindan kontrol edilen bir LPC sentez filtreleme bloguna (1223) girilir. LPC sentez blogunun çiktisi, daha sonra, Sekil 12'de gösterildigi gibi karistiriciya (1230) girilen yüksek bandi elde etmek için bir bant geçisine ya da bir yüksek geçis filtresine (1224) girilir. Daha sonra, Sekil 12'deki yukari yönlü örnekleyicinin (1210) tercih edilen bir uygulamasi Sekil 14b baglaminda ele alinmistir. Yukari yönlü örnekleyici tercihen bir birinci zaman etki alani düsük bant kod çözücü örnekleme hizinda çalisan bir analiz filtre bankasi içerir. Bu nevi bir analiz filtre bankasinin özel bir uygulamasi, Sekil 14b'de gösterilen bir QMF analiz filtre bankasidir (1471). Ilave olarak, yukari yönlü örnekleyici, birinci zaman etki alani düsük bant örnekleme hizindan daha yüksek olan bir ikinci çikti örnekleme hizinda çalisan bir sentez filtre bankasi (1473) içerir. Bu nedenle, genel filtre bankasinin tercih edilen bir uygulamasi olan QMF sentez filtresi bankasi (1473) çikti örnekleme hizinda çalisir. Sekil 7b baglaminda tartisildigi gibi asagi yönlü örnekleme faktörü T 0,5 oldugu zaman, QMF analiz filtre bankasi (1471 ), örnek olarak sadece 32 filtre bankasi kanalina sahiptir ve QMF sentez filtre bankasi (1473), örnek olarak 64 QMF kanalina sahiptir, fakat filtre bankasi kanallarinin üst yarisi, yani üst 32 filtre bankasi kanali, ait 32 filtre bankasi kanali QMF analiz filtre bankasi (1471) tarafindan saglanmis olan karsilik gelen sinyaller ile beslenirken, sifirlar ya da parazitler ile beslenmektedir. Bununla birlikte, tercihen, QMF sentez çiktisinin (1473) ACELP kod çözücüsünün maksimum frekansinin üzerinde herhangi bir olgusunun olmadigi, ACELP kod çözücü çiktisinin bir yukari yönlü versiyonunun oldugundan emin olmak için QMF filtre bankasi etki alani içerisinde bir bant geçis filtrelemesi (1472) gerçeklestirilir. QMF etki alani içinde bant geçisi filtrelemeye (1472) ilave olarak ya da bunun yerine baska islem islemleri gerçeklestirilebilir. Eger hiç bir islem yapilmazsa, QMF analizi ve QMF sentezi verimli bir yukari yönlü örnekleyici (1210) olusturur. Daha sonra, Sekil 14b'deki ayri ögelerin yapimi daha detayli olarak ele alinmistir. Tam bant frekans etki alani kod çözücüsü (1120), yüksek çözünürlüklü spektral katsayilarin kodunu çözmek ve ilave olarak örnek olarak USAC teknolojisinden bilindigi gibi düsük bant bölümünde parazit dolgusunu gerçeklestirmek için bir birinci kod çözme blogu (1122a) içerir. Ilave olarak, tam bant kod çözücü, sadece parametrik olan ve bu nedenle kodlayici tarafinda düsük bir çözünürlükle kodlanan sentezlenmis spektral degerleri kullanarak spektral delikleri doldurmak için bir IGF islemcisi (1122b) içerir. Daha sonra, blokta (1122c), bir ters parazit sekillendirme gerçeklestirilir ve sonuç, bir nihai çikti olarak, tercihen bir çiktida, yani yüksek örnekleme hizinda, bir ters degistirilmis ayrik kosinüs dönüsümü olarak uygulanan, bir frekans zaman dönüstürücüsüne (1124) . bir girdi saglayan bir TNS/ TTS sentez bloguna (705) girilir. Ilave olarak, Sekil 14b`deki TCX LTP parametresi çikarim blogu (1006) tarafindan elde edilen veriler ile kontrol edilen bir harmonik LTP sonrasi filtre kullanilir. Sonuç, daha sonra, çikis örnekleme hizinda kodu çözülmüs olan birinci ses sinyali kismidir ve Sekil 14b'den görülebilecegi gibi, bu veriler yüksek örnekleme oranina sahiptir ve bu nedenle, kod çözme islemcisinin tercihen Sekiller 1a ile SC arasinda tartisildigi baglamda akilli bosluk doldurma teknolojisi kullanarak çalisan bir frekans etki alani tam bant kod çözücüsü olmasi nedeni ile, herhangi bir ilave frekans iyilestirmesine gerek yoktur. Sekil 14b'deki pek çok öge, Sekil 14a'nin çapraz islemcisi (700) içerisindeki karsilik gelen bloklara, özellikle IGF islemine karsilik gelen IGD kod çözücüsüne (704) ve Sekil 14a'nin ters parazit sekillendirmesine ( tarafindan kontrol edilen ters parazit sekillendirme islemine ve Sekil 14a içerisindeki blok TNS/ TTS sentezine (705) karsilik gelen Sekil 14b içerisindeki TNS/ TTS sentez bloguna (705) göre oldukça benzerdir. Bununla birlikte, önemli olarak, Sekil 14b içerisindeki IMDCT düsük örnekleme hizinda çalisir. Bu nedenle, Sekil 14b'deki blok (1124), büyük boyutlu dönüsüm ve kivirma blogu (710), blok (712) içerisindeki sentez penceresi ve islemlerin karsilik gelen çok sayisina sahip olan üst üste binmis ekleme asamasi (714), blokta (702) ve daha sonra açiklanacagi üzere, Sekil 14b içerisindeki çapraz islemcinin (1170) blogunda büyük sayisi ve bir büyük dönüsüm boyutunu içerir. Zaman etki alani kod çözme islemcisi (1140) tercihen, kodu çözülmüs olan kazançlari ve yenilikçi kod kitabi bilgisini elde etmek için bir ACELP kod çözücü asamasini (1149) içeren ACELP ya da zaman etki alani düsük bant kod çözücüsünü (1200) içerir. Ek olarak, bir ACELP uyarlamali kod kitabi asamasi (1141) ve ardindan bir ACELP son islem asamasi gelen bit akisi çoklama çözücüsünden (1100) elde edilen nicellestirilmis LPC katsayilari ( gibi bir nihai sentez filtresi Önceden vurgu asamasi (1005) tarafindan sunulan islemin iptal edilmesi ya da geri alinmasi için bir vurgu kaldirma asamasina (1144) girilir. Sonuç, düsük bir örnekleme hizinda ve bir düsük bantta zaman etki alani çikti sinyalidir ve frekans etki alani çiktisinin gerekli olmasi durumunda, anahtar (1480) belirtilen konumdadir ve vurgu kaldirma asamasinin (1144) çiktisi yukari yönlü örnekleyiciye (1210) girilir ve daha sonra zaman etki alani bant genisligi uzanti kod çözücüsünden (1220) gelen yüksek bantlar ile karistirilir. Ses kod çözücüsü, ilave olarak, birinci kodlanmis ses sinyal kisminin kodu çözülmüs olan spektral gösteriminden, ikinci kod çözme islemcisinin baslatma verisini hesaplamak bu sayede kodlanmis olan ses sinyali içerisinde zaman içindeki birinci ses sinyal kismini takip eden kodlanmis olan ikinci sesi sinyal kisminin kodunu çözmek için baslatildigi, yani zaman etki alani kod çözme islemcisinin (1140) bir ses sinyal kismindan sonraki kalite ya da verimlilikte kayip olmadan bir ani geçis için hazir olacagi sekilde, Sekil 11b ve Sekil 14b'de gösterilen çapraz islemciyi (1170) içerir. Tercihen, çapraz islemci (1170), baslatma sinyali olarak kullanilabilecek olan ya da kendisinden herhangi bir baslatma verisinin türetilebilecegi, zaman etki alani içerisindeki ilave bir kodu çözülmüs olan birinci sinyal kismi elde etmek için birinci kod çözücü islemcinin frekans zaman dönüstürücüsünden daha düsük bir örnekleme hizinda çalisan bir ilave frekans zaman dönüstürücüsü (1171) içerir. Tercihen, bu IMDCT ya da düsük örnekleme hizli frekans zaman dönüstürücüsü, Sekil 7b'de gösterildigi üzere, nesne (726) (seçici), nesne (720) (küçük boyutlu dönüsüm ve kivrilma), 722'de gösterildigi sekli ile pencere katsayilarinin küçük bir sayisina sahip olan sentez pencerelemesi ve 724'te gösterildigi sekli ile islemlerin küçük bir sayisina sahip olan bir üst üste binme ekleme asamasi olarak gerçeklestirilebilir. Bu nedenle, frekans etki alani tam bant kod çözücüsündeki IMDCT blogu (, Sekil 7b'de zaman etki alani kodlayici örnekleme hizi ya da düsük örnekleme hizi ve yüksek frekans etki alani örnekleme hizi ya da çikti örnekleme hizi arasindaki orandir ve bu asagi yönlü örnekleme faktörü 1'den daha düsüktür ve O'dan daha büyük olan ve 1'den daha düsük olan herhangi bir sayi olabilir. Sekil 14b'de gösterildigi gibi, çapraz islemci (1170) ilave olarak, tek basina ya da diger ögelere ilave olarak, ilave kodu çözülmüs olan birinci sinyal kisminin geciktirilmesi için ve geciktirilmis kodu çözülmüs olan birinci sinyal kismini baslatmak için ikinci kod çözme islemcisinin bir vurgu kaldirma asamasina (1144) beslemek için bir geciktirme asamasi (1172) içerir. Ilave olarak, çapraz islemci, ek olarak ya da alternatif olarak, bir ilave kodu çözülmüs olan birinci sinyal kisminin filtrelenmesi ve geciktirilmesi için ve blogun (1175) geciktirilmis olan çiktisini baslatma amaci ile ACELP kod çözücüsünün bir LPC sentez filtreleme asamasina (1143) saglamak için bir önceden vurgu filtresi (1173) ve bir geciktirme asamasini (1175) içerir. Ilave olarak, çapraz islemci, alternatif olarak ya da diger bahsedilmis olan ögelere ek olarak, ilave kodu çözülmüs olan birinci sinyal kismindan ya da önceden vurgulanmis olan ilave kodu çözülmüs olan birinci sinyal kismindan gelen bir tahmin artik sinyali üretmek için ve verileri ikinci kod çözme islemcisinin bir kod kitabi sentezleyicisine ve tercihen uyarlamali kod kitabi asamasina ( içerebilir. Ilave olarak, düsük örnekleme hizina sahip olan frekans zaman dönüstürücüsünün (1171) çiktisi ayni zamanda, yani hali hazirda kodu çözülmüs olan ses sinyali kismi oldugu zaman, baslatma amaci için, örnekleme cihazinin ( girdi frekans etki alani tam bant kod çözücüsü (1120) tarafindan iletilir. Tercih edilen ses kod çözücü, asagida tarif edilmistir: Dalga biçimi kod çözücü kismi, her ikisi de kodlayici kod çözücünün girdi örnekleme hizinda çalisan lGF'li bir tam bant TCX kod çözücü yolundan olusur. Paralel olarak, daha düsük bir örnekleme hizinda alternatif bir ACELP kod çözücü yolu, bir TD-BWE tarafindan daha asagi yönlü akista takviye edilmistir. TCX'den ACELP'ye geçerken ACELP baslatma için, yenilikçi ACELP baslatma islemini gerçeklestiren bir çapraz yol (paylasilan bir TCX kod çözücü ön ucundan olusur, ancak ek olarak düsük örnekleme hizinda ve bazi islem sonrasi çikti saglar) bulunur. Ayni örnekleme hizini ve filtre sirasini LPC'Ierde TCX ve ACELP arasinda paylasmak, daha kolay ve daha verimli bir ACELP baslatmasina olanak saglar. Geçisi görsellestirmek için Sekil 14b'de iki anahtar çizilmistir. Alt akistaki ikinci anahtar TCX/ alt akisindaki yeniden örnekleme QMF asamasindaki tamponlari önceden günceller ya da ACELP çiktisina geçer . Ozetlemek gerekirse, tek basina ya da kombinasyon halinde kullanilabilen, tercih edilen yönleri, tercihen bir çapraz sinyal kullanilmasi ile iliskili olan bir tam bant yetenekli TCX/ IGF teknolojisine sahip olan bir ACELP ve TD-BWE kodlayicinin bir kombinasyonu ile ilgilidir. Bir baska spesifik özellik, ACELP baslatma için kesintisiz degistirmeyi saglamak üzere bir çapraz sinyal yoludur. Diger bir yön ise, bir kisa IMDCT'nin, çapraz yoldaki bir örnekleme hizi dönüsümünü verimli bir sekilde uygulamak için yüksek hizli uzun MDCT katsayilarinin daha düsük bir kismi ile beslenmesidir. Diger bir özellik, kod çözücü içerisinde bir tam bant TCX/ IGF ile kismen paylasilan çapraz yolun verimli bir sekilde gerçeklestirilmesidir. Bir baska spesifik özellik, QMF baslatma için TCX'ten ACELP'e kesintisiz degistirmeyi saglamak üzere çapraz sinyal yoludur. Ek bir özellik, ACELP'den yeniden örneklenmis olan çikti ile ACELP`den TCX'e geçis yaparken bir filtre bankasi-TCX] lGF çikisi arasindaki gecikme araligini telafi etmeye izin veren bir QMF'ye çapraz sinyal yoludur. Diger bir özellik, TCX/ IGF kodlayici/ kod çözücünün tam bant yetenegine sahip olmasina ragmen, hem TCX hem de ACELP kodlayici için ayni örnekleme hizinda ve filtre düzeninde bir LPC saglanmasidir. Daha sonra, Sekil 140, tek basina bir kod çözücü olarak çalisan ya da tam bant kabiliyetli frekans etki alani kod çözücü ile kombinasyon halinde çalisan bir zaman etki alani kod çözücüsünün tercih edilen bir uygulamasi olarak tartisilmaktadir. Genel olarak, zaman etki alani kod çözücüsü bir ACELP kod çözücüsünü, ardindan bagli bir yeniden örnekleyiciyi ya da yukari yönlü örnekleyiciyi ve bir zaman etki alani bant genisligi uzanti fonksiyonelligini içerir. Ozellikle, ACELP kod çözücüsü, kazanimlarin ve yenilikçi kod kitabinin (1149) geri kazanilmasi için bir ACELP kod çözme asamasini, bir ACELP uyarlamali kod kitabi asamasi (, bir bit akisi çoklama çözücüden ya da kodlanmis olan nicellestirilmis olan sinyal çözümleyicisinden gelen LPC katsayilari tarafindan kontrol edilen ve daha sonra vurgu kaldirma asamasina (1144) baglanmis olan bir LPC sentez filtresini (1143) içerir. Tercihen, bir ACELP örnekleme hizinda olan zaman etki alani artik sinyali, çiktilarda yüksek bir bant saglayan bir zaman etki alani bant genisligi uzanti kod çözücüsüne (1220) girilir. Vurgunun kaldirilmasi ( ve QMF sentez blogunu (1473) içeren bir yukari yönlü örnekleyici saglanmistir. Bloklar (1471 ve 1473) ile tanimlanan filtre bankasi etki alani içinde, tercihen bir bant geçis filtresi uygulanir. Ozellikle, daha önce tartisildigi gibi, ayni zamanda, ayni referans numaralarina göre tartisilmis olan ayni islevler de kullanilabilir. Ilave olarak, zaman etki alani bant genisligi uzanti kod çözücüsü (1220), Sekil 13'te gösterildigi gibi uygulanabilir ve genellikle, ACELP örnekleme hizindan nihayetinde bant genisligi uzatilmis sinyalinin bir çikti örnekleme hizina kadar olan bir hizda ACELP artik sinyalinin ya da zaman etki alani artik sinyalinin bir yukari yönlü örneklenmesini içerir. Daha sonra, tam bant kapasitesine sahip olan frekans etki alani kodlayicisi ve kod çözücüsü ile ilgili diger detaylar, Sekiller 1A ila 5C arasindakilere göre tartisilmaktadir. Sekil 1a, bir ses sinyalini (99) kodlamak için bir aparati gösterir.Ses sinyali (99), bir örnekleme hizina sahip olan bir ses sinyalini, zaman spektrumu dönüstürücüsü tarafindan verilen bir spektral gösterime (101) dönüstürmek için bir zaman spektrumu dönüstürücüsüne (100) girilir. Spektrum (101), spektral gösterimi (101) analiz etmek için bir spektral analiz cihazina (102) girilir. Spektral analiz cihazi (101), bir birinci spektral çözünürlük ile kodlanacak olan birinci spektral kisimlarin (103) bir birinci setini ve ibir ikinci spektral çözünürlük ile kodlanacak olan ikinci spektral kisimlarin (105) bir farkli ikinci setini belirlemek üzere konfigüre edilmistir. Ikinci spektral çözünürlük, birinci spektral çözünürlükten daha küçüktür. Ikinci spektral kisimlarin (105) ikinci seti, ikinci spektral çözünürlüge sahip olan spektral zarf bilgisini hesaplamak için bir parametre hesaplayiciya ya da parametrik kodlayiciya (104) girilir. Ilave olarak, birinci spektral çözünürlüge sahip birinci birinci spektral bölümlerin birinci kodlanmis gösterimini (107) olusturmak için bir spektral etki alani ses kodlayicisi (106) saglanmistir. Ilave, parametre hesaplayici/ parametrik kodlayici (104), ikinci parametrik kisimlarin ikinci setinin bir ikinci kodlanmis olan gösteriminin (109) üretilmesi için konfigüre edilmistir. Birinci kodlanmis olan gösterim (107) ve ikinci kodlanmis olan gösterim (109), bir bit akis çoklayiciya ya da bit akisi olusturucuya (108) girilir ve blok (108) nihai olarak iletim ya da bir depolama cihazi üzerinde depolama için kodlanmis olan ses sinyalini çiktilar. kisim ile çevrili olacaktir. Bu, çekirdek kodlayici frekans araliginin bant sinirli oldugu HE AAC'de durum böyle degildir. Sekil 1b, Sekil 1a'daki kodlayici ile eslesen bir kod çözücüyü gösterir. Birinci kodlanmis olan gösterim (107), birinci spektral kisimlarin bir birinci setinin bir birinci kodu çözülmüs olan gösteriminin üretilmesi için bir spektral etki alani ses kod çözücüsüne (112) girilmekte olup, kodu çözülmüs olan gösterim bir birinci spektral çözünürlüge sahiptir. Ilave olarak, ikinci kodlanmis olan gösterim (109), birinci spektral çözünürlükten daha düsük olan bir ikinci spektral çözünürlüge sahip olan ikinci spektral kisimlarin bir ikinci setinin bir ikinci kodu çözülmüs olan gösteriminin üretilmesi için bir parametrik kod çözücüye (104) girilir. Kod çözücü ilave olarak, bir birinci spektral kisim kullanarak, birinci spektral çözünürlüge sahip olan bir yeniden olusturulmus olan ikinci spektral kismin olusturulmasi için bir frekans rejeneratörü (116) içerir. Frekans rejeneratörü (116), bir desen doldurma islemini gerçeklestirir, yani birinci spektral kisimlarin birinci setinin bir desenini ya da kismini kullanir ve birinci spektral kisimlarin bu birinci setini, ikinci spektral kisma sahip olan yeniden olusturma araligina ya da yeniden olusturma bandina kopyalar ve tipik olarak parametrik kod çözücü (114) tarafindan, yani ikinci spektral kisimlarin ikinci seti üzerindeki bilgiyi kullanarak, kodlanmis olan ikinci gösterim çiktisi tarafindan gösterildigi sekli ile spektral zarf sekillendirme ya da bir baska islemi gerçeklestirir. Birinci spektral kisimlarin kodu çözülmüs olan birinci seti ve spektral kisimlarin yeniden olusturulmus olan ikinci seti, hat (117) üzerindeki frekans rejeneratörünün (116) çiktisinda gösterildigi sekli ile, birinci kodlanmis olan gösterimi ve yeniden olusturulmus olan ikinci spektral kismi bir zaman zaman gösterimine (119) dönüstürmek için konfigüre edilmis olan bir spektrum zaman dönüstürücüsüne (118) girilmekte olup, zaman gösterimi bir kesin yüksek örnekleme hizina sahiptir. Sekil 2b, Sekil 1a kodlayicisinin bir uygulamasini göstermektedir. Bir ses girdi sinyali (99), Sekil 1a'daki zaman spektrum dönüstürücüsüne (100) karsilik gelen bir analiz filtre bankasina (220) girilir. Ardindan, bir zamansal parazit sekillendirme islemi, TNS blogunda (222) gerçeklestirilir. Bu nedenle, Sekil 2b'nin bir blok ton maskesine (226) karsilik gelen Sekil 1a'nin spektral analiz cihazina (102) girdi, zamansal parazit sekillendirme] zamansal desen sekillendirme islemi uygulanmadigi zaman ya tam spektral degerler olabilir, ya da Sekil 2b'de gösterildigi sekilde TNS islemi, blok (222) uygulandigi zaman spektral artik degerler olabilir. Iki kanalli sinyaller ya da çok kanalli sinyaller için ek olarak bir ortak kanal kodlamasi (228) gerçeklestirilebilir, bu sayede, Sekil 1a'nin spektral etki alani kodlayicisi (106) ortak kanal kodlama blogunu (228) içerebilir. Ilave olarak, Sekil 1a'daki spektral etki alani kodlayicisinin (106) bir kismi olan kayipsiz bir veri sikistirmasi gerçeklestirmek için bir entropi kodlayici (232) saglanmaktadir. Spektral analiz cihazi/ ton maskesi ( çiktisini birinci spektral kisimlarin (103) birinci setine karsilik gelen çekirdek bant ve ton bilesenlerine ve Sekil 1a'nin ikinci spektral kisimlarinin (105) ikinci setine karsilik gelen artik bilesenlerine ayirir. IGF parametresi çikarim kodlamasi olarak belirtilen blok (224), Sekil 1a'daki parametrik kodlayiciya (104) karsilik gelir ve bit akimi coklayicisi (230), Sekil 1a'daki bit akimi çoklayicisina (108) karsilik gelir. Tercihen, analiz filtre bankasi (222) bir MDCT (degistirilmis ayrik kosinüs dönüsüm filtre bankasi) olarak uygulanir ve MDCT, sinyali (99), frekans analiz araci olarak hareket eden degistirilmis ayrik kosinüs dönüsümü ile bir zaman frekans etki alanina dönüstürmek için kullanilir. Spektral analiz cihazi (226) tercihen bir ton maskesi uygular. Bu ton maskesi tahmin asamasi, ton bilesenlerini sinyaldeki parazite benzer bilesenlerden ayirmak için kullanilir. Bu, çekirdek kodlayicinin (228) tüm ton bilesenlerini psiko akustik modül ile kodlamasini saglar. Bu metot, klasik SBR'ye [1] göre, sadece sinüzoitler arasindaki bosluklar kaynak bölgesinden gelen en iyi uyan "sekillendirilmis parazit" ile doldurulurken bir çoklu-ton sinyalinin harmonik sebekesinin çekirdek kodlayici tarafindan korunmasi bakimindan belirli avantajlara sahiptir. Stereo kanal çiftleri durumunda ek bir ortak stereo isleme uygulanir. Bu gereklidir, çünkü belirli bir hedef aralik için sinyal yüksek derecede korelasyonlu bir yatay kaydirilmis ses kaynagi olabilir. Bu belirli bölge için seçilen kaynak bölgelerinin iyi korelasyon göstermemesi durumunda, enerjiler hedef bölgeler için eslesse de, mekansal görüntü iliskisiz kaynak bölgeleri nedeni ile zarar görebilir. Kodlayici, her bir hedef bölge enerji bandini analiz eder, tipik olarak spektral degerlerin çapraz korelasyonunu yapar ve eger belirli bir esik deger asilirsa, bu enerji bandi için bir ortak bayrak ayarlar. Kod çözücüde, eger bu ortak stereo bayragi ayarlanmaz ise, sol ve sag kanal enerji bantlari ayri ayri isleme tabi tutulur. Ortak stereo bayraginin ayarlanmasi durumunda, hem enerjiler hem de eklemeler ortak stereo etki alaninda gerçeklestirilir. IGF bölgeleri için ortak stereo bilgisi, çekirdek kodlama için ortak stereo bilgisine benzer sekilde sinyallenir, tahminin yönünün asagi yönlü karisimdan artiga ya da tam tersi olmasi durumunda bir bayragi içerir. Enerjiler, L/R etki alaninda iletilen enerjilerden hesaplanabilir. midNrg[k] = Ieft,Nrg[k] + rightNrg[k]; sideNrg[k] = leftNrg[k] - rightNrg[k]; burada k, dönüsüm etki alanindaki frekans indeksidir. Baska bir çözüm, ortak stereolarinin aktif oldugu bantlar için enerjileri dogrudan ortak stereo etki alaninda hesaplamak ve iletmektir, bu nedenle kod çözücü tarafinda ek enerji dönüsümü gerekmez. Kaynak desenler her zaman Orta/ Yan Matris'e göre yaratilir: midTiIe[k] = 0.5 . (IeftTiIe[k] + rightTiIe[k]) sideTile[k] = 0.5 . (leftTile[k] - rightTiIe[k]) Enerji ayari: midTiIe[k] = midTiIe[k] * midNrg [k]; sideTile[k] = sideTile[k] * sideNrg [k]; Ortak stereo - LR dönüsümü: Eger ek bir tahmin parametresi kodlanmadiysa: rightTiIe[k] = midTiIe[k] - sideTile[k] Eger ek bir tahmin parametresi kodlanmissa ve sinyal yönü ortadan yana ise: sideTile[k] = sideTile[k] - predictionCoeff * midTiIe[k] rightTiIe[k] = midTiIe[k] - sideTiIe[k] Eger isaretlenen yön, bir kenardan ortaya dogru ise: midTiIe[k] = midTiIe[k] - predictionCoeff * sideTiIe[k] leftTiIe[k] = midTiIe[k] - sideTiIe[k] rightTiIe[k] = midTiIe[k] + sideTiIe[k] Bu islem, yüksek oranda iliskili olan varis bölgeleri ve yatay kaydirilmis bölgelerinin yeniden üretilmesi için kullanilan desenlerden, kaynak bölgeleri iliskili olmasa bile, elde edilen sol ve sag kanallarin hala bir iliskili olan ve yatay kaydirilmis ses kaynagini temsil etmesini, bu nevi bölgeleri için stereo görüntüyü korumasini garanti altina alir. Baska bir deyisle, bit akiminda, genel ortak stereo kodlamasi için bir örnek olarak L/R ya da M/S'nin kullanilip kullanilmayacagini gösteren ortak stereo bayraklari iletilir. Kod çözücü içerisinde, ilk önce çekirdek sinyalin, çekirdek bantlari için ortak stereo bayraklarin gösterdigi sekilde kodu çözülür. Ikinci olarak, çekirdek sinyal hem L/R hem de M/S gösteriminde depolanir. IGF desen dolgusu için, kaynak desen gösterimi, IGF bantlari için ortak stereo bilgi ile belirtilen hedef desen gösterimine uyacak sekilde seçilir. Zamansal Parazit Sekillendirme (TNS) standart bir tekniktir ve AAC'in bir kismidir [11 ila 13 arasi], TNS, filtre bankasi ve nicellestirme asamasi arasina istege bagli bir islem adimi ekleyen bir algisal kodlayicinin temel semasinin bir uzantisi olarak kabul edilebilir. TNS modülünün ana görevi, geçici benzeri sinyallerin zamansal maskeleme bölgesindeki üretilen nicellestirme parazitini gizlemek ve bu nedenle daha verimli bir kodlama semasina yol açmaktir. Ilk olarak, TNS, dönüsüm etki alanindaki "ileri tahmini", örnek olarak MDCT'yi kullanarak bir dizi tahmin katsayisi hesaplar. Bu katsayilar daha sonra sinyalin zamansal zarfini düzlestirmek için kullanilir. Nicellestirme TNS filtrelenmis spektrumu etkiledigi için, nicellestirme paraziti zamansal olarak olarak düzdür. Kod çözücü tarafinda ters TNS filtrelemesi uygulanmasi sureti ile, nicellestirme paraziti TNS filtresinin zamansal zarfina göre sekillendirilir ve bu nedenle nicellestirme paraziti geçici tarafindan maskelenir. ms uzunlukta bloklarin kullanilmasi gerekir. Eger bu kadar uzun bir blok içindeki sinyal geçici dalgalar içeriyorsa, desen dolgusu nedeni ile IGF spektral bantlarinda duyulabilir olan önce ve sonra yankilar meydana gelir. Sekil Tc, lGF'ye bagli geçici baslangiçtan önce tipik bir yanki öncesi etkisini göstermektedir. Sol tarafta, orijinal sinyalin Spektrogrami gösterilir ve sag tarafta, TNS filtreleme olmadan bant genisligi uzatilmis sinyalin spektrogrami gösterilir. Bu yanki öncesi etki IGF baglaminda TNS kullanilarak azaltilir. Burada, TNS bir zamansal desen sekillendirme (TTS) araci olarak kullanilir, çünkü kod çözücüdeki spektral rejenerasyon, TNS artik sinyali üzerinde gerçeklestirilir. Gereken TTS tahmin katsayilari her zamanki gibi kodlayici tarafindaki tam spektrum kullanilarak hesaplanir ve uygulanir. TNS/ TTS baslatma ve durdurma frekanslari, IGF aracinin IGF baslangiç frekans fispstan'indan etkilenmez. Eski TNS ile karsilastirildiginda, TTS durdurma frekansi, fIGFstart'tan daha yüksek olan IGF aracinin durdurma frekansina yükseltilir. Kod çözücü tarafinda TNS/ TTS katsayilari tekrar tam spektrumda, yani çekirdek spektrum arti yenilenmis spektrum arti ton haritasindaki ton bilesenleri uygulanir (Sekil Ye). TTS'nin uygulanmasi, tekrar orijinal sinyalin zarfi ile eslesecek sekilde yeniden olusturulmus spektrumun zamansal zarfini olusturmak için gereklidir. Eski kod çözücülerde, bir ses sinyali üzerindeki spektral yama, yama sinirlarindaki spektral korelasyonu bozmakta ve bu sayede dagilim eklemek sureti ile ses sinyalinin zamansal zarfini bozmaktadir. Bu nedenle, artik sinyal üzerinde IGF desen dolgusunu gerçeklestirmenin bir baska faydasi, sekillendirme filtresinin uygulanmasindan sonra, desen sinirlarinin sorunsuz bir sekilde iliskilendirilmesi ve sinyalin daha sadik bir zamansal çogaltilmasi ile sonuçlanmasidir. Bir IGF kodlayici içerisinde, TNS/ TTS filtrelemesi, ton maskesi islemi ve IGF parametresi tahmini yapilan spektrum, ton bilesenleri hariç, IGF baslangiç frekansinin üzerindeki herhangi bir sinyalden yoksundur. Bu seyrek spektrum, simdi aritmetik kodlama ve tahmin edici kodlama prensipleri kullanilarak çekirdek kodlayici tarafindan kodlanmaktadir. Bu kodlanmis olan bilesenler, sinyal bitleri ile birlikte sesin bit akimini olusturur. Sekil 2a, karsilik gelen kod çözücünün uygulanmasini göstermektedir. Sekil 2a'daki kodlanmis olan ses sinyaline karsilik gelen bit akimi, Sekil 1 b'ye göre bloklara (112 ve 114) baglanacak olan çoklama çözücüye/ kod çözücüye girilir. Bit akimi çoklama çözücü giris ses sinyalini Sekil 1b'deki birinci kodlanmis olan gösterime (107) ve Sekil 1 b'deki ikinci olan kodlanmis gösterime (109) ayirir. Birinci spektral kisimlarin birinci setine sahip olan birinci kodlanmis olan gösterim Sekil 1b'nin spektral etki alani kod çözücüsüne (112) karsilik gelen blogun (204) kodunu çözen ortak kanala girilir. Kodlanmis olan ikinci gösterim, Sekil 2a'da gösterilmeyen parametrik kod çözücüye (114) girilir ve daha sonra Sekil 1b'deki frekans rejeneratörüne ( girilir. Frekans rejenerasyonu için gereken birinci spektral kisimlarin birinci seti hat ( girilir. Ilave olarak, ortak kanal kod çözmeyi (204) takiben spesifik çekirdek kod çözme, ton maskesi blogunda (206) uygulanir, bu sayede ton maskesinin (206) çikisi spektral alan kod çözücünün (112) çikisina karsilik gelir. Daha sonra, bir birlestirici (208) tarafindan bir birlestirme gerçeklestirilir, yani simdi birlestiricinin (208) çiktisinin tam aralik spektruma sahip oldugu fakat hala TNS/ TTS filtrelenmis olan etki alani içerisinde oldugu bir çerçeve olusturulmasi. Daha sonra, blokta (210), hat (109) araciligi ile saglanan TNS/ TTS filtre bilgisi kullanilarak bir ters TNS/ TTS Islemi gerçeklestirilir, yani TTS yari bilgisi, tercihen spektral etki alani kodlayicisi (106) tarafindan üretilen birinci kodlanmis olan gösterime dahil edilir örnek olarak, basit bir AAC ya da USAC çekirdek kodlayici olabilir ya da ikinci kodlanmis olan gösterime dahil edilebilir. Blogun (210) çikisinda, orijinal giris sinyalinin örnekleme hizi tarafindan tanimlanan tam aralik frekansi olan maksimum frekans saglanana kadar tam bir spektrum saglanir. Daha sonra, ses çikis sinyalini nihai olarak elde etmek için sentez filtre bankasinda (212) bir spektrum! zaman dönüsümü gerçeklestirilir. Sekil Sa, Spektrumun bir sematik gösterimini göstermektedir. Spektrum, Sekil 3a'da gösterilen örnekte SCB1'den SCBY'ye kadar yedi ölçek faktörü bandinin oldugu 808 ölçek faktörü bantlarinda alt bölümlere ayrilmistir. Olçek faktörü bantlari, AAC standardinda tanimlanan ve Sekil 3a'da sematik olarak gösterildigi gibi üst frekanslara artan bir bant genisligine sahip olan AAC ölçek faktörü bantlari olabilir. Spektrumun en basindan itibaren, yani düsük frekanslarda akilli aralik doldurma gerçeklestirmek yerine, 309'da gösterilen bir lGF baslangiç frekansinda IGF islemini baslatmak tercih edilir. Bu nedenle, çekirdek frekans bandi, en düsük frekanstan IGF baslangiç frekansina kadar uzanir. IGF baslangiç frekansinin üstünde, spektrum analizi, yüksek çözünürlüklü spektral bilesenleri (304, 305, 306, 307) (birinci spektral bölümlerin birinci seti), ikinci spektral kisimlarin ikinci seti tarafindan temsil edilen düsük çözünürlüklü bilesenlerden ayirmak için uygulanir. Sekil Sa, örnek olarak spektral etki alan kodlayicisina (106) ya da ortak kanal kodlayicisina (228) girilen bir spektrumu gösterir, yani çekirdek kodlayici tüm aralikta çalisir, ancak önemli miktarda sifir spektral degeri kodlar, yani bu sifir spektral degerleri, sifira nicellestirilir ya da nicellestirmeden önce ay da nicellestirmeden sonra sifira ayarlanir. Yine de, çekirdek kodlayici tam aralikta çalisir, yani spektrumun gösterildigi gibi olabilir, yani çekirdek kod çözücünün, düsük bir spektral çözünürlüge sahip olan ikinci spektral kisim ikinci setinin herhangi bir akilli bosluk doldurma ya da kodlamasinin farkinda olmasi gerekmez. Tercihen, yüksek çözünürlük, MDCT çizgileri gibi spektral çizgilerin bir çizgi seklinde kodlanmasi ile tanimlanirken, ikinci çözünürlük ya da düsük çözünürlük, örnek olarak, bir ölçek faktörü basina sadece bir tek spektral deger hesaplanmasi ile tanimlanmakta olup, burada bant çok sayida frekans hattini kapsar. Bu nedenle, ikinci düsük çözünürlük, spektral çözünürlügüne göre, tipik olarak bir AAC ya da USAC çekirdek kodlayici gibi çekirdek kodlayici tarafindan uygulanan çizgi kodlama ile tanimlanan birinci ya da yüksek çözünürlükten çok daha düsüktür. Olçek faktörü ya da enerji hesaplamasina iliskin olarak, durum Sekil 3b'de gösterilmektedir. Kodlayicinin bir çekirdek kodlayici olmasi nedeni ile ve zorunlu olmamak kaydi ile, her bir bant içerisindeki spektral kisimlarin birinci setinin bilesenleri olabilmesi nedeni ile, çekirdek kodlayici sadece IGF baslangiç frekansinin (309) altindaki degil ayni zamanda örnekleme frekansinin yarisindan, yani fs/2, daha küçük ya da buna esit olan maksimum frekans flGFstop'a kadar IGF baslangiç frekansinin üzerindeki her bir bant için bir Ölçek faktörü hesaplar. Bu uygulamada SCB1 ila SCB7 arasindaki ölçek faktörleri ile birlikte yüksek çözünürlüklü spektral verilere karsilik gelir. Düsük çözünürlüklü spektral veriler IGF baslangiç frekansindan baslayarak hesaplanir ve SF4 ila SF7 arasindaki ölçek faktörleri ile birlikte iletilen enerji bilgisi degerlerine (E1, E2, E3, E4) karsilik gelir. Ozellikle, çekirdek kodlayici düsük bit hizi durumunda oldugu zaman, çekirdek bandi içerisinde, yani IGF baslangiç frekansindan daha düsük olan, yani ölçek faktörü bantlarinda SCBi ila SSBS arasindakilere ek bir parazit doldurma islemi eklenebilir. Parazit dolgusu içerisinde, sifira nicellestirilmis olan çok sayida bitisik spektral hat vardir.Kod çözücü tarafinda, sifir spektral degerlere nicellestirilmis olan bu degerler yeniden sentezlenir ve yeniden sentezlenen spektral degerler, Sekil 3b`de 1308'de gösterilen NF2 gibi bir parazit doldurma enerjisi kullanilarak büyüklüklerinde ayarlanirMutlak ya da göreceli olarak, özellikle USAC'de oldugu gibi ölçek faktörüne göre verilebilen parazit doldurma enerjisi, sifira nicellestirilmis olan spektral degerler setinin enerjisine karsilik gelir. Bu parazit doldurma spektral hatlari, ayni zamanda, bir kaynak araligi ve enerji bilgisinden (E1, E2, E3, E4) gelen spektral degerleri kullanarak frekans desenlerini yeniden olusturmak için öteki frekanslardan gelen frekans desenlerini kullanan frekans rejenerasyonuna dayanarak herhangi bir IGF olmadan açik bir sekilde parazit doldurma sentezi tarafindan yeniden üretilmis olan üçüncü spektral kisimlarin bir üçüncü seti olarak da degerlendirilebilir. Tercihen, enerji bilgisinin hesaplandigi bantlar, ölçek faktörü bantlari ile çakismaktadir. Diger düzenlemelerde, bir enerji bilgisi deger gruplamasi, örnek olarak ölçek faktörü bantlari (4 ve ) için, sadece tek bir enerji bilgisi degerinin iletilecegi sekilde uygulanir, ancak bu yapilanmada bile, gruplanmis olan yeniden olusturma bantlarinin sinirlari ölçek faktör bantlarinin sinirlari ile çakisir. Eger farkli bant ayrimlari uygulanirsa, belirli yeniden hesaplamalar ya da senkronizasyon hesaplamalari uygulanabilir ve bu, belirli uygulamaya Tercihen, Sekil 1a'daki spektral etki alani kodlayicisi (106), Sekil 4a'da gösterildigi gibi psiko akustik olarak tahrik edilen bir kodlayicidir. Tipik olarak, örnek olarak MPEG2/4 AAC standardinda ya da MPEG1/2, Katman 3 standardinda gösterildigi gibi, spektral araliga (Sekil 4a'da 401) dönüstürüldükten sonra kodlanacak olan ses sinyali bir ölçek faktörü hesaplayicisina iletilir (400). Olçek faktörü hesaplayicisi, ilave olarak, nicellestirilecek olan ses sinyalini alan ya da MPEG 1/2, Katman 3 ya da MPEG AAC standardinda oldugu gibi, ses sinyalinin bir kompleks spektral gösterimini alan bir psiko akustik model tarafindan kontrol edilir. Psiko akustik model, her ölçek faktörü bandi için, psiko akustik esik degerini temsil eden bir ölçek faktörü hesaplar. Ilave olarak, ölçek faktörleri, daha sonra, belirli bit hizi kosullarinin yerine getirilmesi için, iyi bilinen iç ve dis yineleme döngülerinin is birligi ile ya da herhangi bir uygun kodlama prosedürü ile ayarlanir. Daha sonra, bir yandan nicellestirilecek olan spektral degerler ve diger yandan hesaplanan ölçek faktörleri bir nicellestirici islemcisine girilir (404). Basit ses kodlayici isleminde, nicellestirilecek olan spektral degerler ölçek faktörleri tarafindan agirliklandirilir ve, agirliklandirilmis olan spektral degerler daha sonra tipik olarak üst genlik araliklarinda bir sikistirma fonksiyonelligine sahip olan bir sabit nicellestiriciye girilir. Daha sonra, nicellestirici islemcinin çiktisinda, daha sonra, bitisik frekans degerleri ya da, teknikte verildigi adi ile sifir degerlerinin bir "geçisi" için sifira nicellestirilmis olan indislerin bir setinin spesifik ve çok etkili bir sekilde kodlanmasina sahip olan bir entropi kodlayiciya iletilecek olan nicellestirme indisleri mevcuttur. Bununla birlikte, Sekil 1a'nin ses kodlayicisi içerisinde, nicellestirici islemci tipik olarak spektral analiz cihazindan ikinci spektral kisimlar hakkinda bilgi almaktadir. Bu nedenle, nicellestirici islemci (404), nicellestirici islemcinin (404) çiktisinda, spektral analiz cihazi (102) tarafindan tanimlanan ikinci spektral kisimlarin sifir olduklarini ya da özellikle spektrum içerisinde sifir degerlerinin 'geçisi" oldugu zaman çok etkili bir sekilde kolanmis olabilen sifir gösterimleri olarak bir kodlayici ya da bir kod çözücü tarafindan kabul edilen bir gösterime sahip olduklarini garanti eder. Sekil 4b, nicellestirici islemcinin bir uygulamasini göstermektedir. MDCT spektral degerleri sifir bloga (410) set olarak girilebilir. Daha sonra, ikinci spektral kisimlar, bloktaki (412) ölçek faktörleri tarafindan bir agirliklandirma yapilmadan önce zaten sifira ayarlanmistir. Ilave bir uygulamada, blok (410) saglanmamistir, ancak sifir is birligine ayarlanmis agirlik blogunu (412) takiben blokta (418) gerçeklestirilir. Daha da ileri bir uygulamada, sifira ayarlama islemi, ayni zamanda, nicellestirici blok (420) içerisinde bir nicellestirmenin ardindan sifir bloguna (422) ayarlanmis olarak da yapilabilir. Bu uygulamada, bloklar (410 ve 418) mevcut olmayacaktir. Genel olarak, özel uygulamaya bagli olarak bloklardan (410, 418, 422) en az biri saglanmistir. Daha sonra, blogun (422) çiktisinda, Sekil 3a'da gösterilene karsilik gelen nicellestirilmis olan bir spektrum elde edilir. Bu nicellestirilmis olan spektrum daha sonra, örnek olarak USAC standardinda tanimlandigi gibi bir Huffman kodlayici ya da bir aritmetik kodlayici olabilen, Sekil 2b'deki 232 gibi bir entropi kodlayiciya girilir. Alternatif olarak birbirine alternatif olarak ya da paralel olarak saglanan sifir blok (410, 418, 422), spektral analiz cihazi (424) tarafindan kontrol edilir. Spektral analiz cihazi tercihen, iyi bilinen bir ton detektörün herhangi bir uygulamasini içerir ya da bir spektrumu yüksek çözünürlükle kodlanacak olan bilesenlere ve düsük çözünürlükle kodlanacak olan bilesenlere ayirmak için çalisan herhangi bir tür detektör içerir. Spektral analiz cihazi içerisinde uygulanan bu tür diger algoritmalar, farkli spektral kisimlarin çözünürlük gereksinimlerine iliskin spektral bilgiye ya da ilgili veri üstü verilerine bagli olarak bir ses aktivite detektörü, bir parazit detektörü, bir konusma detektörü ya da karar veren baska bir detektör olabilir. Sekil 5a, Sekil 1a'nin zaman spektrum dönüstürücüsünün (100) örnek olarak AAC ya da USAC'da uygulanan tercih edilen bir uygulamasini göstermektedir. Zaman spektrum dönüstürücüsü (100), bir geçici detektör (504) tarafindan kontrol edilen bir pencereleyici (502) içermektedir. Geçici detektör (504) bir geçiciyi tespit ettigi zaman, uzun pencerelerden kisa pencerelere geçis geçisi pencereleyiciye bildirilir. Daha sonra, pencereleyici (502), üst üste binen bloklar için pencerelenmis olan çerçeveleri hesaplamakta olup, burada her bir pencerelenmis olan çerçeve tipik olarak 2048 degerleri gibi iki N degerine sahiptir. Daha sonra, bir blok transformatörü (506) içinde bir dönüsüm gerçeklestirilir ve bu blok transformatörü tipik olarak ilave olarak bir örnek seyreltme saglar, bu sayede MDCT spektral degerleri gibi N degerlerine sahip olan bir spektral çerçeve elde etmek için birlestirilmis bir örnek seyreltme/ dönüsüm yapilir. Bu nedenle, bir uzun pencere çalismasi için, blogun (506) girdisindeki çerçeve, 2048 degerleri gibi iki N degeri içerir ve daha sonra bir spektral çerçeve, 1024 degerine sahiptir. Bununla birlikte, her kisa blogun bir uzun pencereye göre pencerelenmis zaman etki alani degerlerine sahip oldugu ve her bir spektral blogun uzun bir bloga kiyas ile 1/8 spektral degere sahip oldugu, sekiz kisa blok gerçeklestirildigi zaman kisa bloklara bir degistirme gerçeklestirilir. Bu nedenle, bu örnek seyreltme, pencerenin %50 üst üste binme islemi ile birlestirildigi zaman, spektrum, zaman etki alani ses sinyalinin (99) kritik olarak örneklenmis olan bir versiyonudur. Daha sonra, Sekil 1b'deki frekans rejeneratörünün (116) ve spektrum zaman uygulamasini gösteren Sekil 5b'ye atifta bulunulmaktadir. Sekil 5b'de, Sekil 3a'daki ölçek faktörü bandi (6) gibi spesifik bir yeniden olusturma bandi göz önünde bulundurulur. Bu yeniden olusturma bandindaki birinci spektral kisim, yani, Sekil Sa'daki birinci spektral kisim (306), çerçeve olusturucu/ ayarlayici bloguna (510) girilir. Ilave olarak, ölçek faktörü bandi (6) için yeniden olusturulmus olan bir ikinci spektral kisim, çerçeve olusturucu/ ayarlayiciya (510) da girilir. Ilave olarak, ölçek faktörü bandi (6) için Sekil 3b'deki Es gibi enerji bilgileri de bloga (510) girilir. Yeniden olusturma bandindaki yeniden olusturulmus olan ikinci spektral kisim, bir kaynak aralik kullanilarak frekans desen dolgusu ile üretilmistir ve yeniden olusturma bandi daha sonra hedef araliga karsilik gelir. Simdi, nihayetinde, Sekil 2a'daki birlestiricinin (208) çiktisinda elde edilen N degerlerine sahip olan yeniden yapilandirilmis olan çerçevenin tamamini elde etmek için çerçevenin bir enerji ayari gerçeklestirilir. Daha sonra, blokta (512), blogun (512) girdisinde örnek olarak 124 spektral degeri için 248 zaman etki alani degeri elde etmek için bir ters blok dönüsümü/ ara degerlemesi gerçeklestirilir. Daha sonra, kodlanmis olan ses sinyalinde yan bilgi olarak iletilen uzun bir pencere/ kisa pencere gösterimi ile tekrar kontrol edilen blokta (514) bir sentez pencereleme islemi gerçeklestirilir. Daha sonra, blokta (516), önceki bir zaman çerçevesine sahip olan bir üst üste binme/ ekleme islemi gerçeklestirilir. Tercihen, MDCT %50'Iik bir üst üste binme uygular, bu sayede 2N degerlerinin her yeni zaman çerçevesi için N zaman etki alani degerleri nihai olarak çiktilanir. Bloktaki (516) üst üste binme/ ekleme isleminden dolayi kritik örnekleme ve bir çerçeveden bir sonraki çerçeveye sürekli bir geçis saglamasi nedeni ile %50 üst üste binme tercih edilir. Sekil 3a'da 301'de gösterildigi gibi, ilave olarak sadece IGF baslangiç frekansinin altina degil, ayni zamanda Sekil 3a'daki ölçek faktörü bandi (6) ile çakisan tasarlanmis olan yeniden olusturma bandi için oldugu gibi IGF baslangiç frekansinin üzerine de uygulanabilir .Daha sonra, parazit doldurucu spektral degerler, ayni zamanda çerçeve olusturucu/ ayarlayiciya (510) girilebilir ve parazit doldurma spektral degerler ayni zamanda bu blok içerisinde uygulanabilir ya da parazit doldurma spektral degerler çerçeve olusturucu/ ayarlayiciya (510) girilmeden önce zaten parazit doldurma enerjisi kullanilarak ayarlanmis olabilir. Tercihen, bir IGF islemi, diger bir deyisle, diger bölümlerden gelen spektral degerleri kullanan bir frekans desen doldurma islemi tüm spektrumda uygulanabilir. Bu nedenle, bir spektral desen doldurma islemi sadece bir IGF baslangiç frekansinin üzerindeki yüksek bantta uygulanamaz, ayni zamanda düsük bantta da uygulanabilir. Ilave olarak, desen dolgusu olmayan parazit dolgusu, yalnizca IGF baslangiç frekansinin altinda degil, ayni zamanda deseni Sekil 3a'da gösterildigi gibi IGF baslangiç frekansi doldurma islemi yukaridaki frekans araligi ile sinirlandirildigi zaman, yüksek kaliteli ve yüksek verimli ses kodlamanin elde edilebilecegi bulunmustur. Tercihen, hedef desenleri (TT) (IGF baslangiç frekansindan daha büyük frekanslara sahip olan), tam hiz kodlayicinin ölçek faktörü bant sinirlarina baglanir. Bilginin alindigi kaynak desenleri (ST), yani IGF baslangiç frekansindan daha düsük frekanslar için, ölçek faktörü bant sinirlari ile sinirlandirilmaz. ST'nin boyutu iliskili TT'nin boyutuna karsilik gelmelidir Daha sonra, Sekil 1b'deki frekans rejeneratörünün (116) ya da Sekil 2a'daki IGF blogunun (202) tercih edilen bir baska yapilanmasini gösteren Sekil Sc'ye atifta bulunulmaktadir. Blok (522), sadece bir hedef bant kimligini degil ayni zamanda bir kaynak bant kimligini alan bir frekans desen üretecidir. Ornek olarak, kodlayici tarafinda, Sekil 3a'daki ölçek faktörü bandinin (3) ölçek faktörü bandinin (7) yeniden olusturulmasi Için çok uygun oldugu tespit edilmistir. Bu sayede, kaynak bant kimligi 2 ve hedef bant kimligi 7 olacaktir. Bu bilgiye dayanarak, frekans desen üreteci (522), spektral bilesenlerin (523) ham ikinci kismini üretmek için bir kopya yukari ya da harmonik desen doldurma islemi ya da baska bir desen doldurma islemini uygular. Spektral bilesenlerin ham ikinci kismi, birinci birinci spektral kisimlarin birinci setine dahil edilen frekans çözünürlügü ile ayni frekans çözünürlügüne sahiptir. Daha sonra, Sekil Sa'daki 307 gibi yeniden olusturma bandinin birinci spektral kismi bir çerçeve olusturucuya (524) girilir ve ayni zamanda ham ikinci kisim (523) da çerçeve olusturucuya (524) girilir. Daha sonra, yeniden olusturulmus olan çerçeve, kazanç faktörü hesaplayicisi (528) tarafindan hesaplanan yeniden olusturma bandi için bir kazanç faktörü kullanilarak ayarlayici (526) tarafindan ayarlanir. Bununla birlikte, önemli olarak, çerçeve içerisindeki birinci spektral kisim, ayarlayicidan (526) etkilenmez, ancak yeniden olusturma çerçevesi için sadece ham ikinci kisim, ayarlayicidan (526) etkilenir. Bu amaçla, kazanç faktörü hesaplayicisi (528) kaynak bandi ya da ham ikinci kismi (523) analiz eder ve ilave olarak yeniden olusturma bandindaki birinci spektral kismi analiz eder ve sonunda dogru kazanç faktörünü (527) bulur bu sayede ayarlayici (526) tarafindan ayarlanan çerçeve çiktisi, bir ölçek faktörü bandi (7) tasarlandiginda enerjiye (E4) sahiptir. Ilave olarak, Sekil 3a'da gösterildigi gibi, Spektral analiz cihazi, örnekleme frekansinin yarisinin sadece küçük bir miktari ve tercihen örnekleme frekansinin en az dörtte biri ya da tipik olarak daha yüksek olan bir maksimum analiz frekansina kadar spektral gösterimi analiz etmek üzere konfigüre edilmistir. Gösterildigi gibi, kodlayici asagi yönlü örnekleme olmadan çalisir ve kod çözücü yukari yönlü örnekleme olmadan çalisir. Baska bir deyisle, spektral etki alani ses kodlayicisi, baslangiçta girdi ses sinyalinin örnekleme hizi tarafindan tanimlanan bir Nyquist frekansina sahip olan bir spektral gösterim olusturmak üzere konfigüre edilmistir. Ayrica, Sekil 3a'da gösterildigi gibi, spektral analiz cihazi, bir bosluk doldurma baslangiç frekansi ile baslayan ve spektral gösterimde yer alan maksimum frekans ile temsil edilen bir maksimum frekans ile biten bir spektrum analizinde analiz etmek üzere yapilandirilmis olup, içerisinde bir minimum frekanstan bir bosluk doldurma baslangiç frekansina kadar uzanan bir bosluk doldurma frekansinin üzerinde frekans degerlerine sahip olan ilave bir spektral kisim ilave olarak birinci spektral kisimlarin birinci seti içerisinde dahil edilmistir. Belirtildigi gibi, spektral etki alani ses kod çözücüsü (112), birinci kodu çözülmüs olan gösterim içerisindeki spektral deger tarafindan temsil edilen bir maksimum frekansin, örnekleme hizina sahip olan zaman gösterimi içerisinde dahil edilmis olan bir maksimum frekansa esit olacagi sekilde konfigüre edilmis olup, içerisinde birinci spektral kisimlarin birinci seti içerisindeki maksimum frekans için spektral deger sifirdir ya da sifirdan farklidir. Yine de, spektral bilesenlerin birinci setindeki bu maksimum frekans için, Sekil 3a ve 3b'de verildigi gibi, bu ölçek faktörü bandindaki tüm spektral degerlerin sifira ayarlanmis olup olmamasina bakilmaksizin üretilen ve iletilen bir ölçek faktörü bandi için bir ölçek faktörü mevcuttur. Bu nedenle, IGF, sikistirma verimini arttirmak için diger parametrik tekniklere göre, örnek olarak parazit ikamesi ve parazit doldurma (bu teknikler, yalnizca yerel sinyal içerigi gibi gürültünün etkin bir sekilde gösterilmesi içindir) avantajlidir, bulus ton bilesiklerinin bir hassas frekans yeniden üretimine imkan tanir. Bugüne kadar, hiçbir teknigin mevcut durumu teknigi, düsük bantta (LF) ve yüksek bantta (HF) sabit olasi bölümü sinirlandirilmadan, spektral bosluk dolgusu ile keyfi sinyal içeriginin etkin parametrik gösterimini ele almamaktadir. Daha sonra, tam bant frekans etki alani ilk önce kodlama islemcisinin ve ayri ya da birlikte uygulanabilen bosluk doldurma islemini içeren tam bant frekans etki alani kod çözme islemcisinin istege bagli özellikleri tartisilmakta ve tanimlanmaktadir. Ozellikle, bloga (1122a) karsilik gelen spektral etki alani kod çözücüsü (112), spektral degerlerin kod çözülmüs çerçevelerinin bir dizisini çikarmak üzere yapilandirilmis olup, bir kodu çözülmüs olan çerçeve birinci kodu çözülmüs olan gösterim olup, içerisinde çerçeve, spektral kisimlarin birinci seti için spektral degerleri ve ikinci spektral kisimlar için sifir göstergelerini içerir. Bundan baska kod çözme aparati ilave olarak bir birlestiriciyi (208) içerir. Spektral degerler, ikinci birlestirici kisimlar için bir frekans rejeneratör tarafindan üretilmekte olup, burada hem birlestirici hem de frekans rejeneratör blok (1122b) içinde bulunur. Bu sayede, ikinci spektral kisimlari ve birinci spektral kisimlari birlestirmek sureti ile, birinci spektral kisimlarin birinci seti ve spektral kisimlarin ikinci seti için spektral degerleri içeren bir yeniden olusturulmus olan spektral çerçeve elde edilir ve Sekil 14b'deki IMDCT bloguna (1124) karsilik gelen spektrum zaman dönüstürücüsü (118) daha sonra yeniden olusturulmus olan çerçeveyi zaman gösterimine dönüstürür. Belirtildigi gibi, spektrum zaman dönüstürücüsü (118 ya da 1124) ters degistirilmis bir ayrik kosinüs dönüsümü (512, 514) gerçeklestirecek sekilde konfigüre edilmistir ve ilave olarak bir sonraki zaman etki alani çerçevelerinin üst üste binmesi ve eklenmesi için bir üst üste binme- ekleme asamasi (516) içermektedir. Ozellikle, spektral etki alani ses kod çözücüsü (1122a), birinci kodu çözülmüs olan gösterimi üretmek üzere konfigüre edilmistir, bu sayede birinci kodu çözülmüs olan gösterimi, spektrum zaman dönüstürücüsü (1124) tarafindan üretilen zaman gösteriminin örnekleme hizina esit olan bir örnekleme oranini tanimlayan bir Nyquist frekansina sahip olur. Ilave olarak, kod çözücü (1112 ya da 1122a), birinci kodu çözülmüs olan gösterimi olusturmak üzere konfigüre edilmistir, bu sayede iki ikinci spektral kisim (307a, 307b) arasindaki frekansa göre bir birinci spektral kisim (306) yerlestirilecektir. Birinci kodu çözülmüs olan gösterim içerisindeki maksimum frekans için bir spektral deger tarafindan temsil edilen bir maksimum frekans, spektrum zaman dönüstürücüsü tarafindan üretilmis olan zaman gösterimi içerisinde dahil edilmis olan bir maksimum frekansa esit olup, içerisinde birinci gösterim içerisindeki maksimum frekans için spektral deger sifirdir ya da sifirdan farklidir. Ilave olarak, Sekil 3'te gösterildigi üzere, kodlanmis olan birinci ses sinyali ilave olarak, parazit doldurma tarafindan yeniden olusturulacak olan üçüncü spektral kisimlarin bir üçüncü setini içerir, ve birinci kod çözme islemcisi (1120) ilave olarak üçüncü spektral kisimlarin üçüncü setinin bir kodu çözülmüs olan gösteriminden parazit doldurma bilgisinin (308) çekilmesi için ve bir farkli frekans araligi içerisinde bir birinci spektral kisim kullanilmadan üçüncü spektral kisimlarin üçüncü seti içerisindeki bir parazit doldurma isleminin uygulanmasi için blok (1122b) içerisinde dahil edilmis olan bir parazit doldurucu içerir. ilave olarak, spektral etki alani ses kod çözücüsü (112), spektrum zaman dönüstürücüsü (118 ya da 1124) tarafindan çiktilanmis olan zaman gösterimi tarafindan kapsanan frekans araliginin ortasindaki bir frekansa esit olan bir frekanstan daha büyük olan frekans degerlerine sahip olan birinci spektral kisimlara sahip olan birinci kodu çözülmüs olan gösterimi üretmek için konfigüre edilmistir. Ilave olarak, spektral analiz cihazi ya da tam bant analiz cihazi (604) birinci yüksek spektral çözünürlük ile kodlanacak olan birinci spektral kisimlarin bir birinci setinin ve birinci spektral çözünürlükten daha düsük olan, bir ikinci spektral çözünürlük ile kodlanacak olan ikinci spektral kisimlarin farkli ikinci setinin belirlenmesi için zaman frekans dönüstürücüsü (602) tarafindan üretilmis olan gösterimi analiz etmek konfigüre edilmistir ve, spektral analiz cihazi vasitasi ile, bir birinci sprektral kisim (306), frekansa göre, Sekil 3'teki iki ikinci spektral kisim 307a ve 307b arasinda belirlenir. Ozellikle, spektral analiz cihazi, ses sinyalinin örnekleme frekansinin en az dörtte biri olan maksimum analiz frekansina kadar spektral gösterimi analiz etmek için konfigüre edilmistir. Ozellikle, spektral etki alani ses kodlayicisi, bir nicellestirme ve entropi kodlama için spektral degerlerin çerçevelerinin bir dizisini islemek için konfigüre edilmis olup, içerisinde, bir çerçeve içerisinde, ikinci kisimlarin ikinci setinin spektral degerleri sifira ayarlanir, ya da içerisinde, bir çerçeve içerisinde, birinci spektral kisimlarin birinci setinin spektral kisimlari ve ikinci spektral kisimlarin ikinci setinin spektral degerleri mevcuttur ve içerisinde, daha sonraki isleme sirasinda, spektral kisimlarin ikinci seti içerisindeki spektral degerler 'örnek bir sekilde 410, 418, 422'de gösterildigi sekilde sifira ayarlanir. Spektral etki alani ses kodlayicisi, ses giris sinyalinin örnekleme hizi ya da frekans etki alaninda çalisan birinci kodlama islemcisi tarafindan islenen ses sinyalinin birinci kismi tarafindan tanimlanan bir Nyquist frekansina sahip olan bir spektral gösterim olusturmak Spektral alan ses kodlayicisi (606) ilave olarak birinci kodlanmis olan gösterimi saglayacak sekilde konfigüre edilmistir, bu sayede örneklenmis olan bir ses sinyalinin bir çerçevesi için, kodlanmis olan gösterim birinci spektral kisimlarinin birinci setini ve ikinci spektral kisimlarin ikinci setini içermekte olup, içerisinde spektral kisimlarin ikinci seti içerisindeki spektral degerler sifir ya da parazit degerleri olarak kodlanirlar. Tam bant analiz cihazi (604 ya da 102), bosluk doldurma baslangiç frekansi (209) ile baslayan ve spektral gösterimde bulunan bir maksimum frekans ile temsil edilen bir maksimum frekans fmax ve bir minimum frekanstan birinci spektral kisimlarin birinci setine ait olan bosluk doldurma baslangiç frekansina (309) kadar uzanan bir spektral kismi analiz etmek 'üzere konfigüre edilmistir. Ozellikle, analiz cihazi, spektral gösterimin en azindan bir kisminin bir ton maskesini islemek üzere konfigüre edilmistir, bu sayede ton bilesenleri ve ton olmayan bilesenler birbirinden ayrilmakta olup, içerisinde birinci spektral kisimlarin birinci seti ton bilesenlerini içerir ve içerisinde ikinci spektral kisimlarin ikinci seti ton olmayan bilesenleri içerir. Mevcut bulus, bloklarin fiili ay da mantiksal donanim bilesenlerini temsil ettigi blok semalari baglaminda tarif edilmis olmasina ragmen, mevcut bulus ayni zamanda bilgisayar ile uygulanan bir metot ile de uygulanabilir. Ikinci durumda, bloklar, bu adimlarin karsilik gelen mantiksal ya da fiziksel donanim bloklari tarafindan gerçeklestirilen islevsellikleri temsil ettigi ilgili metot adimlarini temsil eder. Bazi yönlerin bir aparat baglaminda tarif edilmis olmasina ragmen, bu yönlerin ayni zamanda metoda karsilik gelen bir tarifi temsil ettigi açik olup, burada bir blok ya da cihaz bir metot adimina ya da bir metot adiminin bir özelligine karsilik gelir. Benzer sekilde, bir metot adimi baglaminda tarif edilen yönler ayni zamanda karsilik gelen bir blogun ya da ögenin ya da ilgili bir cihazin özelliginin bir tarifini de temsil eder. Metot adimlarinin bazilari ya da tümü, örnek olarak bir mikro islemci, programlanabilir bir bilgisayar ya da bir elektronik devre gibi bir donanim aparati tarafindan (ya da kullanilarak) gerçeklestirilebilir. Bazi yapilanmalarda, en önemli metot adimlarindan bazilari ya da birkaçi bu nevi bir aparat tarafindan yürütülebilir. Bulusa göre iletilen ya da kodlanan sinyal, dijital bir depolama ortaminda saklanabilir ya da kablosuz bir iletim ortami ya da Internet gibi bir kablolu iletim ortami gibi bir iletim ortaminda iletilebilir. Belirli uygulama gereksinimlerine bagli olarak, bulusun yapilanmalari donanimda ya da yazilimda uygulanabilir. Uygulama, örnek olarak bir disket, DVD, BIu-Ray, CD, ROM, PROM ve EPROM, bir EEPROM ya da FLASH bellek gibi üzerine, ilgili metodun gerçeklestirildigi sekilde bir programlanabilir bilgisayar ile is birligi yapan (ya da is birligi yapma kabiliyetine sahip olan) elektronik olarak okunabilir olan kontrol sinyallerini depolandigi bir dijital depolama ortami kullanilarak gerçeklestirilebilir. Bu nedenle, dijital depolama ortami bilgisayar tarafindan okunabilir olabilir. Bulusa göre bazi yapilanmalar, burada tarif edilen metotlardan birinin gerçeklestirilecegi sekilde, programlanabilir bir bilgisayar sistemi ile is birligi yapabilen, elektronik olarak okunabilen kontrol sinyallerine sahip bir veri tasiyici içerir. Genel olarak, mevcut bulusun yapilanmalari, bir program koduna sahip bir bilgisayar programi ürünü olarak uygulanabilir, program kodu, bilgisayar programi 'ürünü bir bilgisayarda çalistigi zaman metotlardan birini gerçeklestirmek için çalisir. Program kodu, örnek olarak, makine tarafindan okunabilen bir tasiyicida saklanabilir. Diger yapilanmalar, burada anlatilan metotlardan birini gerçeklestirmek için, makine tarafindan okunabilen bir tasiyicida depolanan bilgisayar programini içerir. Baska bir deyisle, bulusa ait metodun bir yapilanmasi, bu nedenle, bilgisayar programi bir bilgisayarda çalistigi zaman, burada açiklanan metotlardan birini gerçeklestirmek için bir program koduna sahip olan bir bilgisayar programidir. Bulusa ait metodun baska bir yapilanmasi, bu nedenle, burada tarif edilmis olan metotlardan birini gerçeklestirmek için bilgisayar programini içeren bir veri tasiyicidir (ya da bir dijital depolama ortami gibi geçici olmayan bir depolama ortami ya da bilgisayar tarafindan okunabilen bir ortam).Veri tasiyici, dijital depolama ortami ya da kaydedilmis olan ortam tipik olarak fizikidir ve/ veya geçici degildir. Bu nedenle, bulus metodunun bir baska yapilanmasi, burada tarif edilen metotlardan birini gerçeklestirmek için bilgisayar programini temsil eden bir veri akimi ya da bir sinyal dizisidir. Veri akimi ya da sinyal dizisi, 'örnek olarak, internet üzerinden bir veri iletisim baglantisi yolu ile aktarilacak sekilde konfigüre edilebilir. Diger bir yapilanma, burada tarif edilen metotlardan birini gerçeklestirmek üzere konfigüre edilmis olan ya da yapilandirilmis olan bir bilgisayar ya da programlanabilir bir mantik cihazi gibi bir isleme araci içerir. Baska bir yapilanma, burada açiklanan metotlardan birini gerçeklestirmek için 'üzerine bilgisayar programina kurulmus olan bir bilgisayari içerir. Bulusa göre baska bir yapilanma, burada açiklanan metotlardan birini bir aliciya gerçeklestirmek için bir bilgisayar programini transfer etmek (örnek olarak elektronik veya optik olarak) için konfigüre edilmis olan bir cihaz ya da sistemi içerir. Alici, Örnek olarak, bir bilgisayar, bir mobil cihaz, bir bellek cihazi ya da benzeri olabilir. Aparat ya da sistem örnek olarak bilgisayar programini aliciya aktarmak için bir dosya sunucusu içerebilir. Bazi yapilanmalarda, burada tarif edilen metotlarin fonksiyonelliklerinin bir kismini ya da tamamini gerçeklestirmek için programlanabilir bir mantik cihazi (örnek olarak, alan programlanabilir bir kapi dizisi) kullanilabilir. Bazi yapilanmalarda, bir alan programlanabilir kapi dizisi, burada açiklanan metotlardan birini gerçeklestirmek için bir mikro islemci ile birlikte çalisabilir. Genellikle, metotlar tercihen herhangi bir donanim aparati ile gerçeklestirilir. Yukarida tarif edilen yapilanmalar sadece mevcut bulusun prensipleri için açiklayicidir. Düzenlemelerdeki degisikliklerin ve varyasyonlarin ve burada açiklanan ayrintilarin, teknikte uzman kisiler tarafindan açik bir sekilde görülecegi anlasilmalidir. Bu nedenle, yalnizca yaklasmakta olan patent istemlerinin kapsami ile sinirlandirilmasi ve buradaki yapilanmalarin tarifi ve açiklamasi yolu ile sunulan spesifik detaylar ile sinirlandirilmamasi amaçlanmistir. TR TR TR TR TR TR TR TR

Claims (1)

1.
TR2019/09548T 2014-07-28 2015-07-24 Frekans ve zaman etki alanlarında sürekli başlatma için bir çapraz işlemci kullanarak ses kodlaması. TR201909548T4 (tr)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP14178819.0A EP2980795A1 (en) 2014-07-28 2014-07-28 Audio encoding and decoding using a frequency domain processor, a time domain processor and a cross processor for initialization of the time domain processor

Publications (1)

Publication Number Publication Date
TR201909548T4 true TR201909548T4 (tr) 2019-07-22

Family

ID=51224877

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TR2019/09548T TR201909548T4 (tr) 2014-07-28 2015-07-24 Frekans ve zaman etki alanlarında sürekli başlatma için bir çapraz işlemci kullanarak ses kodlaması.

Country Status (18)

Country Link
US (5) US10236007B2 (tr)
EP (4) EP2980795A1 (tr)
JP (4) JP6483805B2 (tr)
KR (1) KR102010260B1 (tr)
CN (2) CN112786063B (tr)
AR (1) AR101343A1 (tr)
AU (1) AU2015295606B2 (tr)
CA (1) CA2952150C (tr)
ES (3) ES2994302T3 (tr)
MX (1) MX360558B (tr)
MY (1) MY192540A (tr)
PL (3) PL3175451T3 (tr)
PT (2) PT3175451T (tr)
RU (1) RU2668397C2 (tr)
SG (1) SG11201700645VA (tr)
TR (1) TR201909548T4 (tr)
TW (1) TWI581251B (tr)
WO (1) WO2016016124A1 (tr)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2830059A1 (en) 2013-07-22 2015-01-28 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Noise filling energy adjustment
EP2980795A1 (en) 2014-07-28 2016-02-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio encoding and decoding using a frequency domain processor, a time domain processor and a cross processor for initialization of the time domain processor
EP2980794A1 (en) 2014-07-28 2016-02-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio encoder and decoder using a frequency domain processor and a time domain processor
WO2016142002A1 (en) 2015-03-09 2016-09-15 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Audio encoder, audio decoder, method for encoding an audio signal and method for decoding an encoded audio signal
EP3107096A1 (en) 2015-06-16 2016-12-21 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Downscaled decoding
EP3182411A1 (en) 2015-12-14 2017-06-21 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for processing an encoded audio signal
WO2017125563A1 (en) 2016-01-22 2017-07-27 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for estimating an inter-channel time difference
EP3288031A1 (en) 2016-08-23 2018-02-28 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for encoding an audio signal using a compensation value
CN107886960B (zh) * 2016-09-30 2020-12-01 华为技术有限公司 一种音频信号重建方法及装置
US10354669B2 (en) 2017-03-22 2019-07-16 Immersion Networks, Inc. System and method for processing audio data
EP3382703A1 (en) 2017-03-31 2018-10-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and methods for processing an audio signal
JP7257975B2 (ja) 2017-07-03 2023-04-14 ドルビー・インターナショナル・アーベー 密集性の過渡事象の検出及び符号化の複雑さの低減
EP4243453B1 (en) * 2017-07-28 2025-05-07 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus for decoding an encoded multichannel signal using a filling signal generated by a broad band filter
JP7214726B2 (ja) * 2017-10-27 2023-01-30 フラウンホッファー－ゲゼルシャフト ツァ フェルダールング デァ アンゲヴァンテン フォアシュンク エー．ファオ ニューラルネットワークプロセッサを用いた帯域幅が拡張されたオーディオ信号を生成するための装置、方法またはコンピュータプログラム
US10332543B1 (en) * 2018-03-12 2019-06-25 Cypress Semiconductor Corporation Systems and methods for capturing noise for pattern recognition processing
CN109360585A (zh) * 2018-12-19 2019-02-19 晶晨半导体(上海)股份有限公司 一种语音激活检测方法
CN111383646B (zh) 2018-12-28 2020-12-08 广州市百果园信息技术有限公司 一种语音信号变换方法、装置、设备和存储介质
US11647241B2 (en) * 2019-02-19 2023-05-09 Sony Interactive Entertainment LLC Error de-emphasis in live streaming
US11380343B2 (en) * 2019-09-12 2022-07-05 Immersion Networks, Inc. Systems and methods for processing high frequency audio signal
CA3163373A1 (en) * 2020-02-03 2021-08-12 Vaclav Eksler Switching between stereo coding modes in a multichannel sound codec
CN111554312A (zh) * 2020-05-15 2020-08-18 西安万像电子科技有限公司 控制音频编码类型的方法、装置和系统
CN114299967A (zh) * 2020-09-22 2022-04-08 华为技术有限公司 音频编解码方法和装置

Family Cites Families (145)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3336617B2 (ja) 1993-05-31 2002-10-21 ソニー株式会社 信号符号化又は復号化装置，及び信号符号化又は復号化方法，並びに記録媒体
JP3465697B2 (ja) 1993-05-31 2003-11-10 ソニー株式会社 信号記録媒体
IT1268195B1 (it) * 1994-12-23 1997-02-21 Sip Decodificatore per segnali audio appartenenti a sequenze audiovisive compresse e codificate.
US5956674A (en) * 1995-12-01 1999-09-21 Digital Theater Systems, Inc. Multi-channel predictive subband audio coder using psychoacoustic adaptive bit allocation in frequency, time and over the multiple channels
JP3364825B2 (ja) * 1996-05-29 2003-01-08 三菱電機株式会社 音声符号化装置および音声符号化復号化装置
US6134518A (en) * 1997-03-04 2000-10-17 International Business Machines Corporation Digital audio signal coding using a CELP coder and a transform coder
WO1999010719A1 (en) 1997-08-29 1999-03-04 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for hybrid coding of speech at 4kbps
US6691084B2 (en) * 1998-12-21 2004-02-10 Qualcomm Incorporated Multiple mode variable rate speech coding
US6446041B1 (en) * 1999-10-27 2002-09-03 Microsoft Corporation Method and system for providing audio playback of a multi-source document
US6968564B1 (en) * 2000-04-06 2005-11-22 Nielsen Media Research, Inc. Multi-band spectral audio encoding
US6996198B2 (en) 2000-10-27 2006-02-07 At&T Corp. Nonuniform oversampled filter banks for audio signal processing
US6384773B1 (en) * 2000-12-15 2002-05-07 Harris Corporation Adaptive fragmentation and frequency translation of continuous spectrum waveform to make use of discontinuous unoccupied segments of communication bandwidth
DE10102155C2 (de) * 2001-01-18 2003-01-09 Fraunhofer Ges Forschung Verfahren und Vorrichtung zum Erzeugen eines skalierbaren Datenstroms und Verfahren und Vorrichtung zum Decodieren eines skalierbaren Datenstroms
FI110729B (fi) * 2001-04-11 2003-03-14 Nokia Corp Menetelmä pakatun audiosignaalin purkamiseksi
US6988066B2 (en) 2001-10-04 2006-01-17 At&T Corp. Method of bandwidth extension for narrow-band speech
US7447631B2 (en) 2002-06-17 2008-11-04 Dolby Laboratories Licensing Corporation Audio coding system using spectral hole filling
JP3876781B2 (ja) 2002-07-16 2007-02-07 ソニー株式会社 受信装置および受信方法、記録媒体、並びにプログラム
EP1595243A2 (en) * 2003-02-12 2005-11-16 Koninklijke Philips Electronics N.V. Audio reproduction apparatus, method, computer program
KR100547113B1 (ko) 2003-02-15 2006-01-26 삼성전자주식회사 오디오 데이터 인코딩 장치 및 방법
US20050004793A1 (en) 2003-07-03 2005-01-06 Pasi Ojala Signal adaptation for higher band coding in a codec utilizing band split coding
WO2005022756A1 (ja) 2003-08-28 2005-03-10 Sony Corporation 復号装置および方法、プログラム記録媒体、並びにプログラム
JP4679049B2 (ja) * 2003-09-30 2011-04-27 パナソニック株式会社 スケーラブル復号化装置
CA2457988A1 (en) 2004-02-18 2005-08-18 Voiceage Corporation Methods and devices for audio compression based on acelp/tcx coding and multi-rate lattice vector quantization
KR100561869B1 (ko) 2004-03-10 2006-03-17 삼성전자주식회사 무손실 오디오 부호화/복호화 방법 및 장치
US7739120B2 (en) * 2004-05-17 2010-06-15 Nokia Corporation Selection of coding models for encoding an audio signal
MXPA06012617A (es) * 2004-05-17 2006-12-15 Nokia Corp Codificacion de audio con diferentes longitudes de cuadro de codificacion.
US7596486B2 (en) * 2004-05-19 2009-09-29 Nokia Corporation Encoding an audio signal using different audio coder modes
EP1750397A4 (en) * 2004-05-26 2007-10-31 Nippon Telegraph & Telephone SOUND PACKET PLAY PROCESS, SOUND PACKET PLAYER, SOUNDPACK PLAYBACK PROGRAM AND RECORDING MEDIUM
KR100707186B1 (ko) 2005-03-24 2007-04-13 삼성전자주식회사 오디오 부호화 및 복호화 장치와 그 방법 및 기록 매체
EP1866915B1 (en) * 2005-04-01 2010-12-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for anti-sparseness filtering of a bandwidth extended speech prediction excitation signal
US7548853B2 (en) * 2005-06-17 2009-06-16 Shmunk Dmitry V Scalable compressed audio bit stream and codec using a hierarchical filterbank and multichannel joint coding
US8050334B2 (en) 2005-07-07 2011-11-01 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Signal encoder, signal decoder, signal encoding method, signal decoding method, program, recording medium and signal codec method
US8271274B2 (en) * 2006-02-22 2012-09-18 France Telecom Coding/decoding of a digital audio signal, in CELP technique
FR2897977A1 (fr) * 2006-02-28 2007-08-31 France Telecom Procede de limitation de gain d'excitation adaptative dans un decodeur audio
DE102006022346B4 (de) * 2006-05-12 2008-02-28 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Informationssignalcodierung
JP2008033269A (ja) 2006-06-26 2008-02-14 Sony Corp デジタル信号処理装置、デジタル信号処理方法およびデジタル信号の再生装置
DE602006002739D1 (de) * 2006-06-30 2008-10-23 Fraunhofer Ges Forschung Audiokodierer, Audiodekodierer und Audioprozessor mit einer dynamisch variablen Warp-Charakteristik
US7873511B2 (en) * 2006-06-30 2011-01-18 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Audio encoder, audio decoder and audio processor having a dynamically variable warping characteristic
JP5205373B2 (ja) 2006-06-30 2013-06-05 フラウンホーファーゲゼルシャフト・ツア・フェルデルング・デア・アンゲバンテン・フォルシュング・エー・ファウ 動的可変ワーピング特性を有するオーディオエンコーダ、オーディオデコーダ及びオーディオプロセッサ
US8655652B2 (en) 2006-10-20 2014-02-18 Dolby International Ab Apparatus and method for encoding an information signal
US8688437B2 (en) * 2006-12-26 2014-04-01 Huawei Technologies Co., Ltd. Packet loss concealment for speech coding
CN101025918B (zh) * 2007-01-19 2011-06-29 清华大学 一种语音/音乐双模编解码无缝切换方法
KR101261524B1 (ko) 2007-03-14 2013-05-06 삼성전자주식회사 노이즈를 포함하는 오디오 신호를 저비트율로부호화/복호화하는 방법 및 이를 위한 장치
KR101411900B1 (ko) 2007-05-08 2014-06-26 삼성전자주식회사 오디오 신호의 부호화 및 복호화 방법 및 장치
MX2009013519A (es) * 2007-06-11 2010-01-18 Fraunhofer Ges Forschung Codificador de audio para codificar una señal de audio que tiene una porcion similar a un impulso y una porcion estacionaria, metodos de codificacion, decodificador, metodo de decodificacion, y señal de audio codificada.
EP2015293A1 (en) 2007-06-14 2009-01-14 Deutsche Thomson OHG Method and apparatus for encoding and decoding an audio signal using adaptively switched temporal resolution in the spectral domain
US20090048828A1 (en) * 2007-08-15 2009-02-19 University Of Washington Gap interpolation in acoustic signals using coherent demodulation
BRPI0815972B1 (pt) 2007-08-27 2020-02-04 Ericsson Telefon Ab L M método para recuperação de espectro em decodificação espectral de um sinal de áudio, método para uso em codificação espectral de um sinal de áudio, decodificador, e, codificador
US8515767B2 (en) * 2007-11-04 2013-08-20 Qualcomm Incorporated Technique for encoding/decoding of codebook indices for quantized MDCT spectrum in scalable speech and audio codecs
CN101221766B (zh) * 2008-01-23 2011-01-05 清华大学 音频编码器切换的方法
WO2009114656A1 (en) * 2008-03-14 2009-09-17 Dolby Laboratories Licensing Corporation Multimode coding of speech-like and non-speech-like signals
EP2144171B1 (en) * 2008-07-11 2018-05-16 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio encoder and decoder for encoding and decoding frames of a sampled audio signal
PL2346030T3 (pl) * 2008-07-11 2015-03-31 Fraunhofer Ges Forschung Koder audio, sposób kodowania sygnału audio oraz program komputerowy
AU2013200680B2 (en) * 2008-07-11 2015-01-15 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Audio encoder and decoder for encoding and decoding audio samples
BRPI0910512B1 (pt) * 2008-07-11 2020-10-13 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. codificador e decodificador de áudio para codificar e decodificar amostras de áudio
US8880410B2 (en) * 2008-07-11 2014-11-04 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Apparatus and method for generating a bandwidth extended signal
CA2836862C (en) 2008-07-11 2016-09-13 Stefan Bayer Time warp activation signal provider, audio signal encoder, method for providing a time warp activation signal, method for encoding an audio signal and computer programs
RU2512090C2 (ru) * 2008-07-11 2014-04-10 Фраунхофер-Гезелльшафт Цур Фердерунг Дер Ангевандтен Форшунг Е.Ф. Устройство и способ генерирования сигнала с расширенной полосой пропускания
EP2144230A1 (en) * 2008-07-11 2010-01-13 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Low bitrate audio encoding/decoding scheme having cascaded switches
MX2011000369A (es) * 2008-07-11 2011-07-29 Ten Forschung Ev Fraunhofer Codificador y decodificador de audio para codificar marcos de señales de audio muestreadas.
KR20100007738A (ko) * 2008-07-14 2010-01-22 한국전자통신연구원 음성/오디오 통합 신호의 부호화/복호화 장치
EP2146344B1 (en) 2008-07-17 2016-07-06 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio encoding/decoding scheme having a switchable bypass
TWI520128B (zh) * 2008-10-08 2016-02-01 弗勞恩霍夫爾協會 多解析度切換音訊編碼／解碼方案（一）
US8364471B2 (en) 2008-11-04 2013-01-29 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for processing a time domain audio signal with a noise filling flag
EP4145446B1 (en) 2009-01-16 2023-11-22 Dolby International AB Cross product enhanced harmonic transposition
ES2639716T3 (es) * 2009-01-28 2017-10-30 Dolby International Ab Transposición armónica mejorada
US8457975B2 (en) 2009-01-28 2013-06-04 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Audio decoder, audio encoder, methods for decoding and encoding an audio signal and computer program
PL3751570T3 (pl) * 2009-01-28 2022-03-07 Dolby International Ab Ulepszona transpozycja harmonicznych
KR101622950B1 (ko) 2009-01-28 2016-05-23 삼성전자주식회사 오디오 신호의 부호화 및 복호화 방법 및 그 장치
TWI662788B (zh) 2009-02-18 2019-06-11 瑞典商杜比國際公司 用於高頻重建或參數立體聲之複指數調變濾波器組
JP4977157B2 (ja) * 2009-03-06 2012-07-18 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 音信号符号化方法、音信号復号方法、符号化装置、復号装置、音信号処理システム、音信号符号化プログラム、及び、音信号復号プログラム
PL2234103T3 (pl) * 2009-03-26 2012-02-29 Fraunhofer Ges Forschung Urządzenie i sposób manipulacji sygnałem audio
RU2452044C1 (ru) * 2009-04-02 2012-05-27 Фраунхофер-Гезелльшафт цур Фёрдерунг дер ангевандтен Форшунг Е.Ф. Устройство, способ и носитель с программным кодом для генерирования представления сигнала с расширенным диапазоном частот на основе представления входного сигнала с использованием сочетания гармонического расширения диапазона частот и негармонического расширения диапазона частот
EP2237266A1 (en) * 2009-04-03 2010-10-06 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for determining a plurality of local center of gravity frequencies of a spectrum of an audio signal
US8391212B2 (en) * 2009-05-05 2013-03-05 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for frequency domain audio post-processing based on perceptual masking
US8228046B2 (en) * 2009-06-16 2012-07-24 American Power Conversion Corporation Apparatus and method for operating an uninterruptible power supply
KR20100136890A (ko) 2009-06-19 2010-12-29 삼성전자주식회사 컨텍스트 기반의 산술 부호화 장치 및 방법과 산술 복호화 장치 및 방법
EP2273493B1 (en) 2009-06-29 2012-12-19 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Bandwidth extension encoding and decoding
WO2011013983A2 (en) 2009-07-27 2011-02-03 Lg Electronics Inc. A method and an apparatus for processing an audio signal
GB2473266A (en) 2009-09-07 2011-03-09 Nokia Corp An improved filter bank
GB2473267A (en) 2009-09-07 2011-03-09 Nokia Corp Processing audio signals to reduce noise
MY163358A (en) * 2009-10-08 2017-09-15 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Förderung Der Angenwandten Forschung E V Multi-mode audio signal decoder,multi-mode audio signal encoder,methods and computer program using a linear-prediction-coding based noise shaping
KR101137652B1 (ko) * 2009-10-14 2012-04-23 광운대학교 산학협력단 천이 구간에 기초하여 윈도우의 오버랩 영역을 조절하는 통합 음성/오디오 부호화/복호화 장치 및 방법
ES2797525T3 (es) * 2009-10-15 2020-12-02 Voiceage Corp Conformación simultánea de ruido en el dominio del tiempo y el dominio de la frecuencia para transformaciones TDAC
ES2453098T3 (es) * 2009-10-20 2014-04-04 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Códec multimodo de audio
KR101411759B1 (ko) * 2009-10-20 2014-06-25 프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베. 오디오 신호 인코더, 오디오 신호 디코더, 앨리어싱-소거를 이용하여 오디오 신호를 인코딩 또는 디코딩하는 방법
US8484020B2 (en) 2009-10-23 2013-07-09 Qualcomm Incorporated Determining an upperband signal from a narrowband signal
WO2011059254A2 (en) * 2009-11-12 2011-05-19 Lg Electronics Inc. An apparatus for processing a signal and method thereof
US9048865B2 (en) * 2009-12-16 2015-06-02 Syntropy Systems, Llc Conversion of a discrete time quantized signal into a continuous time, continuously variable signal
US8428959B2 (en) * 2010-01-29 2013-04-23 Polycom, Inc. Audio packet loss concealment by transform interpolation
CN101800050B (zh) * 2010-02-03 2012-10-10 武汉大学 基于感知自适应比特分配的音频精细分级编码方法及系统
US8423355B2 (en) 2010-03-05 2013-04-16 Motorola Mobility Llc Encoder for audio signal including generic audio and speech frames
KR101414736B1 (ko) 2010-03-09 2014-08-06 프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베. 캐스케이드 필터뱅크들을 이용한 입력 오디오 신호를 처리하는 장치 및 방법
EP2375409A1 (en) 2010-04-09 2011-10-12 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio encoder, audio decoder and related methods for processing multi-channel audio signals using complex prediction
SG184537A1 (en) 2010-04-13 2012-11-29 Fraunhofer Ges Forschung Audio or video encoder, audio or video decoder and related methods for processing multi-channel audio or video signals using a variable prediction direction
US8886523B2 (en) 2010-04-14 2014-11-11 Huawei Technologies Co., Ltd. Audio decoding based on audio class with control code for post-processing modes
US8600737B2 (en) * 2010-06-01 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Systems, methods, apparatus, and computer program products for wideband speech coding
WO2011156905A2 (en) 2010-06-17 2011-12-22 Voiceage Corporation Multi-rate algebraic vector quantization with supplemental coding of missing spectrum sub-bands
EP4398248A3 (en) 2010-07-08 2024-07-31 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Decoder using forward aliasing cancellation
US9047875B2 (en) 2010-07-19 2015-06-02 Futurewei Technologies, Inc. Spectrum flatness control for bandwidth extension
US8560330B2 (en) 2010-07-19 2013-10-15 Futurewei Technologies, Inc. Energy envelope perceptual correction for high band coding
BR112012024360B1 (pt) 2010-07-19 2020-11-03 Dolby International Ab sistema configurado para gerar uma pluralidade de sinais de áudio de sub-banda de alta frequência, decodificador de áudio, codificador, método para gerar uma pluralidade de sinais de sub-banda de alta frequência, método para decodificar um fluxo de bits, método para gerar dados de controle a partir de um sinal de áudio e meio de armazenamento
BE1019445A3 (fr) * 2010-08-11 2012-07-03 Reza Yves Procede d'extraction d'information audio.
JP5749462B2 (ja) * 2010-08-13 2015-07-15 株式会社Ｎｔｔドコモ オーディオ復号装置、オーディオ復号方法、オーディオ復号プログラム、オーディオ符号化装置、オーディオ符号化方法、及び、オーディオ符号化プログラム
KR101826331B1 (ko) 2010-09-15 2018-03-22 삼성전자주식회사 고주파수 대역폭 확장을 위한 부호화/복호화 장치 및 방법
PL2625688T3 (pl) * 2010-10-06 2015-05-29 Fraunhofer Ges Forschung Urządzenie i sposób do przetwarzania sygnału audio i do dostarczania wyższej granulacji czasowej dla połączonego kodeka mowy i audio (USAC)
EP2619758B1 (en) 2010-10-15 2015-08-19 Huawei Technologies Co., Ltd. Audio signal transformer and inverse transformer, methods for audio signal analysis and synthesis
US20130173275A1 (en) * 2010-10-18 2013-07-04 Panasonic Corporation Audio encoding device and audio decoding device
US20130253917A1 (en) * 2010-12-09 2013-09-26 Dolby International Ab Psychoacoustic filter design for rational resamplers
FR2969805A1 (fr) 2010-12-23 2012-06-29 France Telecom Codage bas retard alternant codage predictif et codage par transformee
CA2981539C (en) * 2010-12-29 2020-08-25 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for encoding/decoding for high-frequency bandwidth extension
RU2571388C2 (ru) * 2011-03-18 2015-12-20 Фраунхофер-Гезелльшафт Цур Фердерунг Дер Ангевандтен Форшунг Е.Ф. Передача длины элемента кадра при кодировании аудио
EP2707873B1 (en) * 2011-05-09 2015-04-08 Dolby International AB Method and encoder for processing a digital stereo audio signal
JP2012242785A (ja) * 2011-05-24 2012-12-10 Sony Corp 信号処理装置、信号処理方法、およびプログラム
JP2013015598A (ja) * 2011-06-30 2013-01-24 Zte Corp オーディオ符号化／復号化方法、システム及びノイズレベルの推定方法
US9037456B2 (en) * 2011-07-26 2015-05-19 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for audio coding and decoding
EP3279895B1 (en) * 2011-11-02 2019-07-10 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Audio encoding based on an efficient representation of auto-regressive coefficients
US9043201B2 (en) * 2012-01-03 2015-05-26 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for processing audio frames to transition between different codecs
CN103428819A (zh) * 2012-05-24 2013-12-04 富士通株式会社 一种载波频点搜索方法和装置
GB201210373D0 (en) * 2012-06-12 2012-07-25 Meridian Audio Ltd Doubly compatible lossless audio sandwidth extension
EP2862168B1 (en) 2012-06-14 2017-08-09 Dolby International AB Smooth configuration switching for multichannel audio
US9236053B2 (en) * 2012-07-05 2016-01-12 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Encoding and decoding system, decoding apparatus, encoding apparatus, encoding and decoding method
US9053699B2 (en) * 2012-07-10 2015-06-09 Google Technology Holdings LLC Apparatus and method for audio frame loss recovery
US9830920B2 (en) * 2012-08-19 2017-11-28 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for polyphonic audio signal prediction in coding and networking systems
US9589570B2 (en) 2012-09-18 2017-03-07 Huawei Technologies Co., Ltd. Audio classification based on perceptual quality for low or medium bit rates
CN105190749B (zh) * 2013-01-29 2019-06-11 弗劳恩霍夫应用研究促进协会 噪声填充技术
MX348506B (es) * 2013-02-20 2017-06-14 Fraunhofer Ges Forschung Aparato y metodo para codificar o decodificar una señal de audio utilizando una superposicion dependiente de la ubicacion de un transitorio.
US9489959B2 (en) 2013-06-11 2016-11-08 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Device and method for bandwidth extension for audio signals
EP2830059A1 (en) 2013-07-22 2015-01-28 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Noise filling energy adjustment
CN104517610B (zh) 2013-09-26 2018-03-06 华为技术有限公司 频带扩展的方法及装置
FR3011408A1 (fr) 2013-09-30 2015-04-03 Orange Re-echantillonnage d'un signal audio pour un codage/decodage a bas retard
BR122022008602B1 (pt) 2013-10-31 2023-01-10 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Forderung Der Angewandten Forschung E.V. Decodificador de áudio e método para fornecer uma informação de áudio decodificada utilizando uma dissimulação de erro que modifica um sinal de excitação no domínio de tempo
FR3013496A1 (fr) * 2013-11-15 2015-05-22 Orange Transition d'un codage/decodage par transformee vers un codage/decodage predictif
GB2515593B (en) * 2013-12-23 2015-12-23 Imagination Tech Ltd Acoustic echo suppression
CN103905834B (zh) * 2014-03-13 2017-08-15 深圳创维－Rgb电子有限公司 音频数据编码格式转换的方法及装置
PL3117432T3 (pl) 2014-03-14 2019-10-31 Ericsson Telefon Ab L M Sposób i aparatura do kodowania audio
JP6035270B2 (ja) * 2014-03-24 2016-11-30 株式会社Ｎｔｔドコモ 音声復号装置、音声符号化装置、音声復号方法、音声符号化方法、音声復号プログラム、および音声符号化プログラム
US9626983B2 (en) 2014-06-26 2017-04-18 Qualcomm Incorporated Temporal gain adjustment based on high-band signal characteristic
US9794703B2 (en) * 2014-06-27 2017-10-17 Cochlear Limited Low-power active bone conduction devices
FR3023036A1 (fr) 2014-06-27 2016-01-01 Orange Re-echantillonnage par interpolation d'un signal audio pour un codage / decodage a bas retard
EP2980795A1 (en) 2014-07-28 2016-02-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio encoding and decoding using a frequency domain processor, a time domain processor and a cross processor for initialization of the time domain processor
EP2980794A1 (en) 2014-07-28 2016-02-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio encoder and decoder using a frequency domain processor and a time domain processor
FR3024582A1 (fr) 2014-07-29 2016-02-05 Orange Gestion de la perte de trame dans un contexte de transition fd/lpd
WO2020253941A1 (en) * 2019-06-17 2020-12-24 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Audio encoder with a signal-dependent number and precision control, audio decoder, and related methods and computer programs
CA3187035A1 (en) * 2020-07-10 2022-01-13 Nima TALEBZADEH Radiant energy spectrum converter

Also Published As

Publication number Publication date
EP3944236C0 (en) 2024-10-02
BR122023025764A2 (pt) 2024-03-05
MX360558B (es) 2018-11-07
RU2017106099A (ru) 2018-08-30
US20190267016A1 (en) 2019-08-29
EP3522154A1 (en) 2019-08-07
JP7507207B2 (ja) 2024-06-27
ES2901758T3 (es) 2022-03-23
PL3522154T3 (pl) 2022-02-21
EP3522154B1 (en) 2021-10-20
US20250124935A1 (en) 2025-04-17
BR122023025709A2 (pt) 2024-03-05
BR122023025780A2 (pt) 2024-03-05
EP2980795A1 (en) 2016-02-03
US20170133023A1 (en) 2017-05-11
TWI581251B (zh) 2017-05-01
EP3175451B1 (en) 2019-05-01
EP3944236A1 (en) 2022-01-26
WO2016016124A1 (en) 2016-02-04
JP2022172245A (ja) 2022-11-15
EP3175451A1 (en) 2017-06-07
ES2733846T3 (es) 2019-12-03
PT3175451T (pt) 2019-07-30
US20230386485A1 (en) 2023-11-30
KR20170039699A (ko) 2017-04-11
CA2952150A1 (en) 2016-02-04
US11915712B2 (en) 2024-02-27
CN106796800A (zh) 2017-05-31
PL3175451T3 (pl) 2019-10-31
MX2017001243A (es) 2017-07-07
PT3522154T (pt) 2021-12-24
JP2017528754A (ja) 2017-09-28
JP2021099497A (ja) 2021-07-01
MY192540A (en) 2022-08-26
JP2019109531A (ja) 2019-07-04
JP7135132B2 (ja) 2022-09-12
ES2994302T3 (en) 2025-01-21
US10236007B2 (en) 2019-03-19
US20220051681A1 (en) 2022-02-17
BR112017001294A2 (pt) 2017-11-14
BR122023025649A2 (pt) 2024-03-05
BR122023025751A2 (pt) 2024-03-05
KR102010260B1 (ko) 2019-08-13
JP6483805B2 (ja) 2019-03-13
US11410668B2 (en) 2022-08-09
RU2017106099A3 (tr) 2018-08-30
JP6838091B2 (ja) 2021-03-03
CN106796800B (zh) 2021-01-26
AU2015295606B2 (en) 2017-10-12
PL3944236T3 (pl) 2025-03-31
CA2952150C (en) 2020-09-01
CN112786063B (zh) 2024-05-24
RU2668397C2 (ru) 2018-09-28
EP3944236B1 (en) 2024-10-02
SG11201700645VA (en) 2017-02-27
TW201608560A (zh) 2016-03-01
CN112786063A (zh) 2021-05-11
AU2015295606A1 (en) 2017-02-02
AR101343A1 (es) 2016-12-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP7135132B2 (ja) 周波数ドメインプロセッサ、時間ドメインプロセッサ及び連続的な初期化のためのクロスプロセッサを使用するオーディオ符号器及び復号器
EP4239634B1 (en) Audio coding using a frequency domain processor and a time domain processor
HK40067463B (en) Audio encoding and decoding using a frequency domain processor, a time domain processor, and a cross processor for continuous initialization
HK40067463A (en) Audio encoding and decoding using a frequency domain processor, a time domain processor, and a cross processor for continuous initialization
HK40009615A (en) Audio encoding and decoding using a frequency domain processor, a time domain processor, and a cross processor for initialization of the time domain processor
HK40011441A (en) Audio coding using a frequency domain processor and a time domain processor
HK1237527B (en) Audio coding in the frequency and time domains using a cross processor for continuous initialization
HK1237527A1 (en) Audio coding in the frequency and time domains using a cross processor for continuous initialization
HK1233756A1 (en) Audio encoding and decoding in the frequency and time domains
HK1233756B (en) Audio encoding and decoding in the frequency and time domains