Claims (2)
На фиг. 1 представлено устройство дл управлени асинхронным корюткозамкнутым электродвигателем, блок 36 схема; на фиг, 2 - векторна диаграмм обобщенного вектора задающего .синусои дального сигнала; на фиг, 3 - вариант устройства дл управлени асинхронным короткозамкнутым электродвигателем с двум сумматорами частоты в одном ка нале управлени ; на фиг, 4 - последний разр д делител частоты, модул торов и фильтра-сумматора, принципиальна схема; на фиг, 5 - временна диаграмма работы устройства модул торов и фильтра-сумматора. Устройство содержит генератор 1 тактовых импульсов, сумматоры 2-3 частот, импульсный датчик 4 скорости, делитель 5 частоты, пересчетнуго схему 6, коммутаторы и выходные фильт- . ры 7, генератор 8 частоты скольжени , делитель 9 часто1:ы, модул торы 1О 11 , фильтр-сум/штор 12, инвертирующи усилитель 13, тирйсторный. преобразова тель 14 частоты, асинхронный короткозамкнутый двигатель 15, одноступенчатые триггеры 16 - 17, инвертор 18, операционные усилители 19 - 20, транзисторные ключи 21. В устройстве выходы генератора 1 так TOBbix импульсов подключены к первым входам сумматоров 2 и 3 частот. Ко второму входу сумматора 2 подключен выход импульсного датчика 4 скорости, установленного на валу асинхронного короткозамкнутого двигател 15. Ко -. второму входу сумматора 3 подключен выход генератора 8 частоты скольжени Выход сумматора 2 через делитель 5 частоты подключен к входу пересчетной схемы 6, .выходы которой соединень с коммутирующими входами коммутаторов 7 Выход сумматора 3 подключен к вхо ду делител 9 частоты, два выхода кот рого присоединены к коммутирующим вх дам модул торов 10 и 11, на которые поступают аналоговые напр жени {JoC и и А (фиг.. 2), Выходы модул торов 1О и 11 присоединень к двум входам фильт ра-сумматора 12, выход которого подключен к входу инвертирующего усилите л 13, Выходы фильтра-сумматора 12 и инвертирующего усилител 13 подключены к питающим входам коммутатора 7 Выход коммутаторов и фильтров 7 подключен к входу тиристорного преобразовател 14 частоты, который своим выходом присоединен к асинхронному двигателю . Принцип работы устройства заключае с в следующем. Парафазные импульсы генератора 1 тактовых импульсов с частотой f одновременно поступают на первые входы сумматоров 2-3 частот, которые выполнены в виде простых сумматоров-вычита- телей двух последовательностей импульсов . Режим суммировани или вычитани сумматоров частот задаетс сигналами управлени в виде логического нул и единицы ( 01 и , На второй вход сумматора 2 поступают импульсы с датчика 4 скорости, частота которых пропорциональна частоте вращени ротора и равна Vfou. где 1. - коэффициент пропорциональности, завис щий от числа импульсов на один оборот датчика скорости. Частота следовани импульсов на выходе сумматора 2 равна fikfo;, где знак + или означает работу сумматора в режиме суммировани или вычитани и задаетс внешним логическим сигналом (Sipli IJJ) нуль или единица . Так как в зависимости от, режима работы сумматора импульсы с датчика скорости вклиниваютс между импульсами тактового генератора импульсов при суммировании или вычитаютс с частотой при вычитании, то на выходе сумматора 2 по вл етс неравномерность следовани импульсов. Дл устранени этого влени после сумматора 2 установлен делитель 5 частоты. С ростом коэффициента делени делител неравномерность следовани импульсов становитс незначительной. Импульсы с делител 5 частоты поступают в пересчетную схему 6, котора служит дл преобразовани последовательности пр моугольных импульсов в многофазное пр моугольное напр жение . Частота пр моугольного напр жени на входе пересчетной схемы равна fi kfui; .К коэффициент передачи делител 5; Кц. - коэффициент делени пересчет- ной схемы 6 (зависит от гр буемого числа фаз выходног о напр жени устройства). Выходное напр жение управл ет кто нами коммутаторов 7. В канале регулировани амплитутой на второй вход сумматора 3 поступают импульсы с управл емого генератора 8 частоты скольжени , частота которых 1фопорциональна задаваемой частоте токов ротора. После сумматора 3 импульсу следуют с частотой . гда знак + или - определ етс сигналом управлени в зависимости от реж ма работы асинхронной машины. Пройд через делитель 9 частоты, импульсы им ют частоту $„ где К - коэффициент передачи делите л 9 частоты. С выхода последнего разр да делител 9 частоты снимаютс два пр моуголь ных напр жени со сдвигом в 9О эл. гр между ними. Пр моугольные напр жени поступают на коммутирующие входы модул торов 10 и 11, которые преобразуют аналоговые напр жени U и Ua в пр моугольные напр жени с частотой выходных . имп льсов делител 9 и амплитудой, рав НОЙ соответственно J, и U „, . Сдвиг фа между выходными напр жени ми модул торов равен 9О эл. град. Выходные напр жени с модул торов 10 и 11 поступают на фильтр-сумматор 12. Так как последний выполнен в виде активного фильтра с двум входами, то одновременно с преобразованием пр моУгольных напр жений в синусоидальные происходит их суммирование. Таким образом , просуммировав два напр жени со сдвигом в 9О эл. град., получим напр жение на выходе фильтра-сумматора 12 в виде: . - амплитуда выход ного напр жени филйтра; Ч-cit cioTT-p - начальна фаза вы ходного напр же- 4 уг ни фильтра; - - кругова частота 2fC Я выходного напр же ни фильтра. С выхода фильтра-сумматора 12 напр жение инвертируетс либо с помощью согласующего трансформатора, либо с помощью инвертирующего усилител 13, так-как на питающие входы коммутаторов необходимо подавать два синусоидальных напр жени в противофазе. В коммутаторах 7 происходит модул ци синусоидального напр жени с выхода элементов 12 и 13 многофазным пр моугольным напр жением с выхода .пересчетной схемы 6. Напр Ткение на выходе коммутатора одной фазы равно: и . ( 4 00 -i - Е : 5Апл5и, (A) JUJj. ( 1), , где J .( -пр мо угол ь- ное коммутирующее напр жение с пересчетной схемы, представленное в виде гармонического р да; ггп- номер гармоники; h--l,23.4-.натуральный вид чисел; ), .U кругова частота коммутирующего напр жени . Так как из выражени (2) следует, что разница между частотой первой гармоники (и)(-ииь) высшими гармоническими больша , то высшие легко устра«н ютс фильтрами, установленными после коммутаторов и поэтому напр жение на выходе коммутаторов 7 (например дл первой фазы) имеет вид; (и.,-и;,-чЛсз). Следовательно, частота синусоидального напр жени на выходе коммутаторов 7 равна: r-«-%-fr,(-t-KVf («, т|r,(((4), так как при построении необходимо соблюдать условие: Таким образом, частота синусоицально1 О управл ющего сигнала строго пропорциональна алгебраической сумме частоты вращени ротора и заданной частоты то- КОВ ротора, а его начальна (|)аза опреце л етс величинами напр жений U( и U и Измен эти напр жени как по величине так и по знаку, можно в общем случае поворачивать обобщенный вектор задаю- чцего синусоидального сигнала на 360 ал. град, согласно фиг. FIG. 1 shows a device for controlling an asynchronous short-circuited electric motor, block 36 diagram; Fig. 2 shows the vector diagrams of the generalized vector of the master sine wave signal; Fig. 3 shows a variant of the device for controlling an asynchronous short-circuited electric motor with two frequency adders in one control channel; Fig. 4 shows the last bit of the frequency divider, modulators and filter-adder, the circuit diagram; FIG. 5 is a time diagram of the operation of the modulator device and the filter-adder. The device contains a generator of 1 clock pulses, adders of 2-3 frequencies, a pulse sensor 4 speeds, a divider 5 frequencies, a recalculated circuit 6, switches and output filters. 7, a slip frequency generator 8, a divider 9 often 1: s, 1 O 11 modulators, a filter bag / curtain 12, an inverting amplifier 13, a thyristor. frequency converter 14, asynchronous short-circuited motor 15, single-stage triggers 16-17, inverter 18, operational amplifiers 19-20, transistor switches 21. In the device, the outputs of the generator 1 so TOBbix pulses are connected to the first inputs of adders 2 and 3 frequencies. To the second input of the adder 2 is connected to the output of the pulse sensor 4 speed mounted on the shaft of an asynchronous short-circuited motor 15. Ko. the second input of the adder 3 is connected to the generator output 8 of the slip frequency The output of the adder 2 is connected via frequency divider 5 to the input of scaling circuit 6, whose outputs are connected to the switching inputs of switches 7 The output of adder 3 is connected to the divider 9 frequency output, two outputs of which are connected to switching inputs of modulators 10 and 11, which receive analog voltages {JoC and and A (Fig. 2), the outputs of the modulators 1O and 11 are connected to two inputs of the filter-adder 12, the output of which is connected to the input of the inverting amplitude l 13 The outputs of the filter-adder 12 and inverting amplifier 13 are connected to the power inputs of the switch 7 The output of the switches and filters 7 is connected to the input of the thyristor frequency converter 14, which is connected to the asynchronous motor by its output. The principle of operation of the device is as follows. Paraphase pulses of the oscillator 1 clock pulses with a frequency f simultaneously arrive at the first inputs of the adders of 2-3 frequencies, which are made in the form of simple adders-subtractors of two pulse sequences. The summation or subtraction mode of the frequency adders is set by the control signals in the form of a logical zero and one (01 and, the second input of the adder 2 receives pulses from the speed sensor 4, whose frequency is proportional to the rotor speed and equal to Vfou. Where 1. is the proportionality factor that depends of the number of pulses per revolution of the speed sensor. The pulse frequency at the output of adder 2 is equal to fikfo ;, where the + or sign indicates the operation of the adder in the summation or subtraction mode and is given by an external logic signal (Sipl i IJJ) is zero or one. Since, depending on the operation mode of the adder, the pulses from the speed sensor wedge between the pulses of the clock generator of the pulses during summation or are subtracted at the frequency of the subtraction, then the output of the pulse 2 appears unevenly. after adder 2, a frequency divider 5 is set. With an increase in the divider division ratio, the non-uniformity of the pulse sequence becomes insignificant. Pulses from frequency divider 5 are fed to scaling circuit 6, which serves to convert a sequence of rectangular pulses into a multi-phase rectangular voltage. The frequency of the rectangular voltage at the input of the scatter circuit is fi kfui; .K divider transfer ratio 5; Kc - the division ratio of the scaling circuit 6 (depending on the number of phases of the output voltage of the device). The output voltage controls who we are of the switches 7. In the amplitude control channel, the second input of the adder 3 receives pulses from the controlled oscillator 8 of the slip frequency, the frequency of which 1 is proportional to the specified frequency of the rotor currents. After adder 3, the pulse is followed with frequency. Each time, the + or - sign is determined by the control signal depending on the operation mode of the asynchronous machine. Pass through frequency divider 9, the pulses are frequency $ where K is the transfer coefficient of dividers 9 frequencies. From the output of the last bit of the divider 9 frequency, two prime voltages are removed with a shift of 9 o el. gr between them. Rectangular voltages are supplied to the switching inputs of modulators 10 and 11, which convert analog voltages U and Ua to rectangular voltages with output frequency. impers divider 9 and amplitude, equal to NOY, respectively J, and U „,. The phase shift between the output voltages of the modulators is equal to 9 o el. hail. The output voltages from the modulators 10 and 11 are fed to the filter-adder 12. Since the latter is made in the form of an active filter with two inputs, simultaneously with the conversion of the direct voltages into sinusoidal, they are summed up. Thus, summing up the two voltages with a shift of 9 o el. grad., we obtain the voltage at the output of the filter-adder 12 in the form:. - amplitude of the output voltage of the filter; H-cit cioTT-p - the initial phase of the output voltage is 4 angles of the filter; - - circular frequency 2fC I output the same as no filter. From the output of the filter-adder 12, the voltage is inverted either using a matching transformer or using an inverting amplifier 13, since two sinusoidal voltages in antiphase must be supplied to the supply inputs of the switches. In switches 7, a sinusoidal voltage is modulated from the output of elements 12 and 13 by a multiphase rectangular voltage from the output of the interchange circuit 6. For example, the output curve of the switch of one phase is: and. (4 00 -i - Е: 5АПл5и, (A) JUJj. (1),, where J.. (-The direct commutation voltage from the recalculation circuit, presented in the form of a harmonic series; gpc is the harmonic number; h - l, 23.4-.nature kind of numbers;), .U is the circular frequency of the switching voltage. Since from expression (2) it follows that the difference between the frequency of the first harmonic (s) (- ii) and the highest harmonics is large, the higher it is easy to remove "filters installed after the switches and therefore the voltage at the output of the switches 7 (for example for the first phase) looks like; (and., - and;, - hLsz). Consequently , the frequency of the sinusoidal voltage at the output of the switches 7 is: r - "-% - fr, (- t-KVf (", t | r, (((4)), since the condition must be observed in the construction: Thus, the frequency is sinusoidal1 The control signal is strictly proportional to the algebraic sum of the rotor speed and the set frequency of the rotor current, and its initial (|) value is determined by the values of the voltages U (and U and By varying these voltages, both in magnitude and in sign, you can in the general case, rotate the generalized vector of the specified sinusoidal signal by 360 al. hail according to fig.
2. Следует отметить, что устройство работает аналогично, если оба суммато« ра частот вюночить последовательно в один канал регулировани по частоте (фиг. 3), что может быть вызвано удобством расположени деталей при констру торской разработке. Все устройство выпо иено на интегральных микросхемах. На фиг. 4 представлен последний .разр д делител 9 частоты, модул то™ ров Ю и 11, фильтра-сумматора 12,, принципиальна схема. Схема работоет следующим образом. . Пр моугольные импульсы с предпоследнего разр да делител частоты посту пают на вход 22 последнего разр да де .лител частоты, собранного по схеме двух тактиого триггера ( №. 1 триггер) и состо щего из элементарных одноступенчатых триггеров .16 - 17 и инвертора 18. Триг гер 16 (выход 23) переключаетс по не- реднеКГу фрО1ету входного импульса, а триг гер 1 7 (выход 24) - по заднему фронту, благодар инвертору 18, так как логический сигнал единица на выходе 24 тригге ра 1 7 по вл етс лишь при наличии единицы с выхода 23 триггера 16 и нул на входе 25 инвертора 18 (единица на выходе 26 инвертора 18) Как видно на временной диаграмме, по сн ющей работу модул торов (фиг. 5) импульсы с выхода 23 триггера 16 и импульсы с выхода 24 триггера 17 сдви нуты друг относительно друга на 90 эл. град. Эти выходы (фиг, 4) подключены к входам транзисторных ключей 21, управл ющих пол рностью выходного напр жени операционных усилителей 19 и 20. Модул торы реализованы по схеме с ключом в цепи негтвертирующего .входа 27 усилителей 19 и 20, при этом в зам нутом состо нии транзисторных ключей 21 аналоговые напр жени U и Ua подаютс на инвертирующие входы 28 и усилители работают как инверторы входного напр жени , а в разомкнутом состо нии транзисторных ключей 21, как повторители . Таким образом, на выходах 29 усилителей 19 и 20 будта симметричные дбухпол рные пр моугольные напр жени с амгшитудой , равной аналоговым входным напр жени м UjjL и Ut и частотой, равной частоте импульсов с выходов делител частоты. Напр жение на выходах 29 усилителей 19 - 20 сдвинуты на 90 эл. град, друг относительно друга и поступают на два аналогичных входа активного фильтра, реализованного на операционном усилителе 30. При этом фильтр выдел ет первые гармоники этих напр жений (фиг. 5) и одновременно суммирует их. Так как происходит суммирование в ортогональных ос х, т. е. суммируютс синусоида и косинусоида, то выходное , напр жение фильтра-сумматора 12 вл етс синусоидальным с амплитудой и фазой , определ емой амплитудами суммируемых напр жений, а следовательно, в конечном итоге величинами напр жений UOL«UP и с - VUFU si«Gw,t toirct -gJX Все устройство легко реализуетс полностью на интегральных микросхемах, при этом отсутствуют намоточные узлы, упрощаетс технологи изготовлени . Введение в известное устройство второго модул тора в канал регулировани амплитудой позволило точно формировать начальную фазу обобщенного вектора тока , что уменьшает длительность переходных процессов и повышает быстродействие . Формула изобретени Устройство дл управлени асинхронным короткозамкнутым электродвигателем по авт. свид. NO 529537, отличающеес тем, что, с целью по- выщени быстродействи процессов регулировани асинхронного двигател , оно снабжено в канале регулировани амплитудой вторым модул тором напр жени , включенным параллельно первому моду тору между вторым входом фильт1)а и вторым выходом делител частоты.2. It should be noted that the device operates in the same way if both summaries of frequencies are sequenced into one frequency control channel (Fig. 3), which can be caused by the convenience of positioning parts during design development. The entire device is manufactured on integrated circuits. FIG. 4 shows the last frequency divider 9 frequencies, modulators of Yu and 11, filter-adder 12, a circuit diagram. The scheme works as follows. . The rectangular pulses from the second to last bit of the frequency divider are fed to the input 22 of the last bit of the frequency divider assembled according to the scheme of two tact trigger (No. 1 trigger) and consisting of elementary one-stage triggers .16 - 17 and inverter 18. Trig Ger 16 (output 23) switches along the input pulse on the opposite side, and Trigger 1 7 (output 24) - on the falling edge, thanks to inverter 18, since the logical signal unit at output 24 of the trigger 1 7 appears only when the presence of a unit from output 23 of trigger 16 and zero at input 25 of inverter 18 ( unit at inverter output 26 18) As can be seen in the timing diagram explaining the operation of modulators (Fig. 5), the pulses from the output 23 of the trigger 16 and the pulses from the output 24 of the trigger 17 are shifted relative to each other by 90 el. hail. These outputs (FIG. 4) are connected to the inputs of transistor switches 21 controlling the polarity of the output voltage of operational amplifiers 19 and 20. The modulators are implemented according to a circuit with a key in the non-inverting input circuit 27 of amplifiers 19 and 20, while In the state of the transistor switches 21, the analog voltages U and Ua are fed to the inverting inputs 28 and the amplifiers work as input voltage inverters, and in the open state of the transistor switches 21, as repeaters. Thus, at the outputs of 29 amplifiers 19 and 20, there are symmetrical two-pole rectangular voltages with amgshitud equal to the analog input voltage UjjL and Ut and the frequency equal to the frequency of the pulses from the outputs of the frequency divider. The voltage at the outputs of 29 amplifiers 19 - 20 shifted by 90 el. hail, relative to each other, and go to two similar inputs of the active filter implemented on the operational amplifier 30. In this case, the filter selects the first harmonics of these voltages (Fig. 5) and simultaneously summarizes them. Since the summation occurs in the orthogonal axes, i.e., the sine wave and cosine wave are summed, the output voltage of the filter-adder 12 is sinusoidal with the amplitude and phase determined by the amplitudes of the summed voltages, and therefore, ultimately, the voltages UOL "UP and c - VUFU si" Gw, t toirct -gJX devices. The whole device is easily realized completely on integrated circuits, without winding nodes, manufacturing technology is simplified. Introduction to the known device of the second modulator to the amplitude control channel made it possible to accurately form the initial phase of the generalized current vector, which reduces the duration of transients and improves speed. The invention The device for controlling an asynchronous short-circuited electric motor according to ed. swith NO 529537, characterized in that, in order to increase the speed of the control of the induction motor, it is provided in the amplitude control channel with a second voltage modulator connected in parallel to the first modulator between the second input of the filter 1) and the second output of the frequency divider.
.1.one
Фиг 5Fig 5