SE509375C2 - Method and apparatus for controlling a semiconductor device with a rounded current process and using the device for voltage pulse time-related power control - Google Patents
Method and apparatus for controlling a semiconductor device with a rounded current process and using the device for voltage pulse time-related power controlInfo
- Publication number
- SE509375C2 SE509375C2 SE9703278A SE9703278A SE509375C2 SE 509375 C2 SE509375 C2 SE 509375C2 SE 9703278 A SE9703278 A SE 9703278A SE 9703278 A SE9703278 A SE 9703278A SE 509375 C2 SE509375 C2 SE 509375C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- current
- voltage
- control
- load
- semiconductor
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
- H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
- H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Abstract
Description
509 375 10 15 20 25 30 35 är synnerligen väl lämpad för styrning av låga ef- fektnivàer, såsom upp till ett antal hundra watt, typiskt upp till cirka l/2 kilowatt; ger mycket god undertryckning av störkomponenter; kan implementeras medelst en mycket enkel och billig kretslösning; möjliggör enkel effektfaktorstyrning; och är föga känslig för driftstörningar i matnings- spänningen och lasten. 509 375 10 15 20 25 30 35 is particularly well suited for controlling low power levels, such as up to a number of hundreds of watts, typically up to about 1/2 kilowatt; provides very good suppression of interference components; can be implemented by means of a very simple and inexpensive circuit solution; enables simple power factor control; and is not very sensitive to operational disturbances in the supply voltage and the load.
Sammanfattning av uppfinningen Ovannämnda syfte uppnås genom förfaranden och en an- ordning som uppvisar de i bifogade patentkraven angivna särdragen.Summary of the invention The above object is achieved by methods and a device which exhibits the features stated in the appended claims.
Till grund för uppfinningen ligger sålunda en insikt om att det primära icke är att noggrant styra styrsignal- rampernas lutning, utan att det åstadkomna strömförloppet skall styras så att abrupta strömändringar, såsom vid övergång från/till strömnollnivå respektive den nivå som svarar mot full strömledning, undvikes, dvs så att ström- förloppet där blir avrundat.The invention is thus based on an insight that the primary thing is not to accurately control the inclination of the control signal ramps, but that the current course effected should be controlled so that abrupt current changes, such as at transition from / to current zero level and the level corresponding to full current line, is avoided, ie so that the current flow there is rounded.
Vad gäller de styrda tillslag- respektive frånslags- förloppen innebär detta att de med fördel bringas att va- ra allmänt S- respektive omvänt S-formiga.With regard to the controlled switch-on and switch-off processes, this means that they are advantageously made to be generally S-shaped and, conversely, S-shaped.
Enligt uppfinningen har det befunnits vara fördelak- tigt att åstadkomma "avrundning" enligt ovan genom att utnyttja en snabb, dvs direkt strömrelaterad motkoppling av det utnyttjade halvledarorganet. Sålunda utnyttjas fö- reträdesvis en av strömmen genom halvledarorganet alstrad motkopplingsspänning som appliceras direkt på halvledar- organets styringång tillsammans med den effektstyrande rampkantsförsedda styrsignalen.According to the invention, it has been found to be advantageous to achieve "rounding" as above by utilizing a fast, ie direct current-related feedback of the semiconductor device used. Thus, a feedback voltage generated by the current through the semiconductor means is preferably used, which is applied directly to the control input of the semiconductor means together with the control signal provided with a power-controlled ramp edge.
Det har visat sig att en motkoppling av nämnt slag utöver att ge den önskade avrundningen av strömkurvan vid nollnivå respektive nivå svarande mot fullt ledande halv- ledarorgan också i sig innebär dels ett skydd mot skadli- ga strömrusningar genom halvledarorganet, dels ett effek- tivt sätt att undvika att ändringar i matningspänning 10 15 20 25 30 35 509 575 och/eller last ogynnsamt påverkar effektstyrningen eller störkomponent under tryckningen. Detta blir särskilt gynnsamt vid matning från ett transientrikt nät.It has been found that a feedback of the kind mentioned in addition to giving the desired rounding of the current curve at zero level and level corresponding to fully conducting semiconductor means also in itself means both protection against harmful current surges through the semiconductor means and an effective way. to avoid that changes in supply voltage and / or load adversely affect the power control or interference component during printing. This is particularly beneficial when feeding from a transient-rich network.
I enlighet med uppfinningen har det sålunda visat sig enkelt att förhindra att störande strömkomponenter med frekvenser över cirka 150 kHz alstras i nämnvärd el- ler besvärande omfattning.In accordance with the invention, it has thus been found easy to prevent interfering current components with frequencies above about 150 kHz from being generated to a significant or troublesome extent.
Ovannämnda förhållanden har vidare visat sig göra det möjligt att utnyttja ett enda halvledarorgan i en synnerligen enkel krets, vilken dessutom lämpar sig väl för styrning med utnyttjande av en förprogrammerbar mikroprocessor, såsom kommer att framgå tydligare nedan.The above-mentioned conditions have furthermore been found to make it possible to utilize a single semiconductor device in an extremely simple circuit, which in addition is well suited for control using a preprogrammable microprocessor, as will become clearer below.
Enligt uppfinningen är halvledarorganet med fördel av typ spänningsstyrd strömgenerator, typiskt ett FET- halvledarelement.According to the invention, the semiconductor means is advantageously of the type voltage-controlled current generator, typically an FET semiconductor element.
Ehuru uppfinningen utan vidare kan utnyttjas vid ef- fektmatning från en likspänningskälla, är dess primära användning vid matning från ett växelspänningsnät, vanli- gen det normala växelspänningsnätet. Uppfinningen har dock visat sig ge önskade resultat även vid matning från en källa med väsentligt högre frekvens, såsom flera kHz.Although the invention can be readily utilized in power supply from a DC power source, its primary use in supplying from an AC mains is usually the normal AC mains. However, the invention has been found to give desired results even when feeding from a source with a significantly higher frequency, such as several kHz.
Vid matning från en växelspänningskälla matas halv- ledarorganet enligt uppfinningen företrädesvis med en ef- ter likriktning erhállen pulserande likspänning, såsom en helvågslikriktad spänning. Härigenom framhävs det fördel- aktiga i att utnyttja ett enda halvledarorgan, såsom om- nämnts ovan.When supplied from an alternating voltage source, the semiconductor device according to the invention is preferably supplied with a pulsating direct voltage obtained after a rectification, such as a full-wave rectified voltage. In this way, the advantage of using a single semiconductor device, as mentioned above, is emphasized.
Såsom vidare omnämnts lämpar sig föreliggande upp- finning för utnyttjande i samband med mikrodatorbaserad styrning. Detta gäller särskilt med tanke på svårigheter önskad effekt- liksom vid som kan uppträda vid ändring av inställd, nivå, speciellt vid start, eller avstängning, icke-resistiv last.As further mentioned, the present invention is suitable for utilization in connection with microcomputer-based control. This is especially true in view of the difficulties desired effect- as well as at which may occur when changing the set, level, especially at start-up, or shut-off, non-resistive load.
En i utnyttjad styrenhet ingående mikrodator kan så- lunda med fördel vara programmerad för att ombesörja ef- fektändring och effektfaktorkorrigering på ett enkelt och effektivt sätt. 5Û9 375 4 10 15 20 25 30 35 Vid effektändring, speciellt start av effektmatning- en, kan mikrodatorn sålunda successivt genomföra ändring- en genom att under på varandra följande styrperioder (dvs matningsspänningspulser) successivt ge ändrade, för ef- fekten avgörande tillslags- och frånslagstidpunkter för halvledarorganet. Vid t ex start innebär detta att ström- förloppet genom halvledarorganet "smygs" igång, dvs blir extra mjukt. Detta kan ha särskilt stort värde om till- slag sker vid nollvärde hos en matningsspänningspuls och icke-resistiv last innebär att strömmen strävar efter att ligga 90° före spänningen, dvs då i ett normalfall ström- men skulle initialt bli oacceptabelt hög.A microcomputer included in the utilized control unit can thus advantageously be programmed to provide power change and power factor correction in a simple and efficient manner. 5Û9 375 4 10 15 20 25 30 35 In the event of a power change, especially the start of the power supply, the microcomputer can thus successively carry out the change by successively changing, during supply successive control pulses (ie supply voltage pulses), switch-off times for the semiconductor device. At start-up, for example, this means that the current flow through the semiconductor device "creeps" on, ie becomes extra soft. This can have a particularly large value if the switch-on takes place at zero value of a supply voltage pulse and the non-resistive load means that the current tends to be 90 ° before the voltage, ie then in a normal case the current would initially be unacceptably high.
Vid effektfaktorkorrigering kan mikrodatorn också ändra tidpunkterna för halvledarorganets tillslag och frànslag, så att strömmen under respektive matningsspän- ningspuls fördelas på gynnsammaste sätt relativt pulsmit- ten för att effektfaktorn skall bli så nära l som möj- ligt.In power factor correction, the microcomputer can also change the times of the semiconductor device on and off, so that the current during the respective supply voltage pulse is distributed in a most favorable way relative to the pulse center so that the power factor is as close to 1 as possible.
För att möjliggöra mikrodatorbaserad styrning enligt ovan detekteras enligt en föredragen utföringsform av uppfinningen hur strömmängden fördelar sig under en spän- ningsmatningspuls med avseende på pulsmitten, liksom den sammanlagda strömmängden under pulsen.To enable microcomputer-based control as above, according to a preferred embodiment of the invention, it is detected how the amount of current is distributed during a voltage supply pulse with respect to the center of the pulse, as well as the total amount of current during the pulse.
Strömfördelningen kan med fördel detekteras genom att strömmens nivå samplas upprepat under matningsspän- ningspulsen, varvid samplingsvärdena summeras i mikroda- torn för respektive hälft av matningsspänningspulsen. En i mikrodatorn utförd jämförelse mellan de sålunda erhåll- na summavärdena ger mikrodatorn ledning för ändrande av placeringen av strömledningsintervallet (dvs intervallet mellan styrt tillslag och frånslag) under kommande mat- ningsspänningspulser. Efter en eller flera sådana änd- ringar har det visat sig att man som regel uppnår bästa tänkbara likformiga strömfördelning runt matningsspän- ningspulsens mitt, så att effektfaktorn närmar sig l.The current distribution can advantageously be detected by sampling the level of the current repeatedly during the supply voltage pulse, whereby the sampling values are summed in the microcomputer for each half of the supply voltage pulse. A comparison made in the microcomputer between the sum values thus obtained gives the microcomputer guidance for changing the location of the current conduction interval (ie the interval between controlled on and off) during future supply voltage pulses. After one or more such changes, it has been found that, as a rule, the best possible uniform current distribution is achieved around the center of the supply voltage pulse, so that the power factor approaches l.
För att tillfredställande detektera den aktuella, till lasten matade effekten, har det befunnits vara till- 10 15 20 25 30 35 509 575 räckligt att bestämma den strömmängd som finns under en matningsspänningspuls, dvs helt enkelt summan av de två ovannämnda samplade strömsummavärdena. Den sålunda er- hållna, jämföras med ett däri lagrat, mot inställd önskad effekt effektrelaterade strömsumman kan i mikrodatorn svarande börvärde för strömsumman. I beroende av jämfö- relsen ändras strömledningsintervallet, dvs detta ökas om effekten skall ökas och minskas om effekten skall mins- kas. Detta styrförlopp innebär sålunda att spänningen över lasten, som naturligtvis tillsammans med strömmen genom lasten påverkar den tillförda effekten, icke behö- ver särskilt detekteras och beaktas.In order to satisfactorily detect the current power supplied to the load, it has been found to be sufficient to determine the amount of current present during a supply voltage pulse, i.e. simply the sum of the above-mentioned sampled current sum values. The power-related current sum thus obtained, compared with a desired power-related current sum stored therein, can have a corresponding setpoint for the current sum in the microcomputer. Depending on the comparison, the power line interval changes, ie this is increased if the power is to be increased and decreased if the power is to be reduced. This control process thus means that the voltage across the load, which of course together with the current through the load affects the applied power, does not need to be specifically detected and taken into account.
Såsom inses kommer effektfaktorkorrigering att kunna påverka den erhållna matningseffektnivån. Ovannämnda båda styrförlopp bör därför med fördel kombineras. Det har härvid befunnits vara lämpligt att utföra effektfaktor- styrningen med längre tidsintervall än själva effektstyr- ningen, typiskt under var tionde matningsspänningspuls, under det att effektstyrningen sker under varje matnings- spänningspuls.As will be appreciated, power factor correction will be able to affect the obtained power output level. The above-mentioned two control processes should therefore be combined with advantage. In this case, it has been found suitable to perform the power factor control with longer time intervals than the power control itself, typically during every tenth supply voltage pulse, while the power control takes place during each supply voltage pulse.
Uppfinningen kommer i fortsättningen att beskrivas närmare genom icke begränsande utföringsexempel under hänvisning till bifogade ritning.The invention will be described in more detail below with non-limiting exemplary embodiments with reference to the accompanying drawing.
Kort beskrivning av ritningarna Fig. 1 är ett schematiskt blockschema som illustre- rar ett grundutförande av föreliggande uppfinning.Brief Description of the Drawings Fig. 1 is a schematic block diagram illustrating a basic embodiment of the present invention.
Fig. 2 är ett schematiskt kurvschema som illustrerar ett möjligt funktionssätt hos en krets enligt Fig. l.Fig. 2 is a schematic circuit diagram illustrating a possible mode of operation of a circuit according to Fig. 1.
Fig. 3 är ett schematiskt kretsschema inbegripande en utföringsform av en anordning enligt uppfinningen.Fig. 3 is a schematic circuit diagram including an embodiment of a device according to the invention.
Fig. 4 är ett schematiskt kurvschema som illustrerar funktionssättet hos kretsen enligt Fig. 3.Fig. 4 is a schematic circuit diagram illustrating the operation of the circuit of Fig. 3.
Fig. 5 är ett schematiskt kretsschema inbegripande en annan utföringsform av en anordning enligt uppfinning- en.Fig. 5 is a schematic circuit diagram including another embodiment of a device according to the invention.
Fig. 6 är ett schematiskt kurvschema som illustrerar funktionssättet hos kretsen enligt Fig. 5. 509 375 6 10 l5 20 25 30 35 Fig. 7 är ett schematiskt kretsschema inbegripande ännu en utföringsform av en anordning enligt uppfinning- en.Fig. 6 is a schematic circuit diagram illustrating the operation of the circuit of Fig. 5. 509 375 6 10 15 25 30 Fig. 7 is a schematic circuit diagram including yet another embodiment of a device according to the invention.
Fig. 8 är ett schematiskt kretsschema inbegripande ytterligare en utföringsform av en anordning enligt uppfinningen.Fig. 8 is a schematic circuit diagram including a further embodiment of a device according to the invention.
Fig. 9 är ett schematiskt flödesschema som ytterli- gare illustrerar funktionssättet hos kretsen enligt Fig. 7.Fig. 9 is a schematic flow chart further illustrating the operation of the circuit of Fig. 7.
Fig. 10 är ett schematiskt flödesschema som illust- rerar hur strömsampling kan utnyttjas i samband med ett funktionssätt enligt Fig. 9.Fig. 10 is a schematic flow diagram illustrating how current sampling can be used in connection with a mode of operation according to Fig. 9.
Beskrivning av utföringsformer Den i Fig. l visade kretsen, som illustrerar en grundläggande utföringsform av uppfinningen, inbegriper en matningsspänningskälla l, till vars utgång en last 3 är ansluten i serie med en effektregleringsanordning 5.Description of embodiments The circuit shown in Fig. 1, which illustrates a basic embodiment of the invention, comprises a supply voltage source 1, to the output of which a load 3 is connected in series with a power control device 5.
Anordningen 5 innefattar en fälteffekttransistor (FET) 7, är ansluten till ena si- vars ena huvudelektrod 8 (drain) dan av lasten 3 och vars andra huvudelektrod (source) 9 är ansluten till spänningskällan l via ett motkopplings- motstånd ll. En styrenhet 13 har en styrpulsutgàng, vars ena anslutning är ansluten till transistorns 7 styrelek- trod den sida av motståndet ll, (gate) 10 och vars andra anslutning är ansluten till som är ansluten till spän- ningskällan l. Styrenheten har en ingång 15 för inställ- ning av önskad effektnivà Pw,, dvs antingen för mot- tagning av en börvärdessignal eller för exempelvis manuell inställning av börvärdet, såsom medelst en poten- tiometer eller dylikt. Genom en ledning l7 spänningsmatas styrenheten, samtidigt som detektering i styrenheten av nollgenomgångar hos matningsspänningen (vid pulserande matningsspänning) möjliggörs. Av styrenheten avgivna styrpulser alstras över en kondensator 18, som uppladdas respektive urladdas via ett motstånd l9.The device 5 comprises a field effect transistor (FET) 7, is connected to one side of the main electrode 8 (drain) of the load 3 and the other main electrode (source) 9 is connected to the voltage source 1 via a feedback resistor 11. A control unit 13 has a control pulse output, one connection of which is connected to the control electrode of the transistor 7 on the side of the resistor 11, (gate) 10 and the other connection of which is connected to which is connected to the voltage source 1. The control unit has an input 15 for setting of the desired power level Pw ,, ie either for receiving a setpoint signal or for, for example, manual setting of the setpoint, such as by means of a potentiometer or the like. The control unit is supplied with voltage through a line 17, at the same time as detection in the control unit of zero crossings of the supply voltage (at pulsating supply voltage) is made possible. Control pulses emitted by the control unit are generated via a capacitor 18, which is charged and discharged via a resistor 19, respectively.
Ett typiskt arbetssätt hos kretsen enligt Fig. l i enlighet med uppfinningen kommer nu att beskrivas under 10 15 20 25 30 35 509 375 hänvisning till Fig. 2, som visar exemplifierande typiska kurvförlopp för matningsspänningen Um från spänningskäl- lan 1, strömmen Il genom lasten 3, transistorn 7 och mot- ståndet 11, reglerspänníngen Ug, och styrspänningen Ug för transistorn. Um antages vara en pulserande, från nätet helvågslikriktad matningsspänning 20 och lasten 3 anses vara rent resistiv. U, är en periodisk fyrkantpuls, vars längd under en matningsspänningspuls är relaterad till Pm, i enlighet med ett fastlagt förhållande.A typical mode of operation of the circuit of Fig. 1i in accordance with the invention will now be described with reference to Fig. 2, which shows exemplary typical waveforms of the supply voltage Um from the voltage source 1, the current II through the load 3 , the transistor 7 and the resistor 11, the control voltage Ug, and the control voltage Ug of the transistor. Um is assumed to be a pulsating, from the mains full-wave rectified supply voltage 20 and the load 3 is considered to be purely resistive. U, is a periodic square pulse, the length of which during a supply voltage pulse is related to Pm, according to a fixed ratio.
Styrenheten 13 detekterar varje nollgenomgång hos Un och utlöser en reglerpuls 21 vid varje sådan nollgenom- gång. Reglerpulsen appliceras på kondensatorn 18 via mot- ståndet 19, varvid spänningen Ug över kondensatorn börjar öka enligt en sedvanlig RC-uppladdningskurva 23. U, och RC-tidskonstanten är så valda att Ug strävar mot en sådan spänningsnivå 24 att nivån 25 som svarar mot full ledning hos transistorn 7 överstiges, ehuru med ett framkantsför- lopp hos kurvan 23 som har klar RC-kurvkaraktär. Då reg- lerpulsen 21 upphör, sker en motsvarande urladdning av kondensatorn 18, dvs Ug faller tillbaka till noll ävenle- des enligt en sedvanlig RC-urladdningskurva 26.The control unit 13 detects each zero crossing of Un and triggers a control pulse 21 at each such zero crossing. The control pulse is applied to the capacitor 18 via the resistor 19, whereby the voltage Ug across the capacitor begins to increase according to a usual RC charging curve 23. U, and the RC time constant is so selected that Ug tends to such a voltage level 24 that the level 25 corresponds to full conduction of the transistor 7 is exceeded, although with a leading edge course of the curve 23 which has a clear RC curve character. When the control pulse 21 ceases, a corresponding discharge of the capacitor 18 takes place, ie Ug falls back to zero, also according to a usual RC discharge curve 26.
Det resulterande strömförloppet visas av kurvan In där det streckade kurvförloppet 27 visar det strömförlopp som skulle erhållas vid ständigt ledande transistor och resistiv last.The resulting current profile is shown by curve In, where the dashed curve profile 27 shows the current profile that would be obtained with a constantly conducting transistor and resistive load.
Den faktiska strömmen börjar flyta vid tidpunkten to, dvs den börjar öka från strömnollnivån, men ökar in- ledningsvis mycket mjukt, dvs väl avrundat i området 29 tack vare kombinationen av rampstyrning och snabb, direkt strömmotkoppling, vilken senare ges av den spänning som strömmen I alstrar över motståndet 11.The actual current begins to flow at time two, i.e. it begins to increase from the current zero level, but initially increases very softly, i.e. well rounded in the area 29 thanks to the combination of ramp control and fast, direct current feedback, which is later given by the voltage I generates over the resistor 11.
Vid tidpunkten tl har transistorn bibringats full ledning och strömmen I når den streckade kurvan. Även i detta område 30 fås ett mjukt, avrundat övergångsförlopp tack vare kombinationen av det speciella framkantsförlop- pet och motkopplingen. 509 575 8 l0 15 20 25 30 35 Strömmen följer, såsom fackmannen utan vidare inser, därefter den streckade kurvan 27 fram till nästa över- gångsområde 31, då strömmen skall börja återgå till noll- nivå för att den önskade effekten skall uppnås. Vid tid- punkten tg upphör U, och kondensatorn börjar urladdas. Vid tidpunkten tg passerar Ug nivån för full ledning och strömmen börjar avtaga mycket snabbare än enligt kurvan 27. Tack vare strömmotkopplingen fås dock inte en abrupt strömändring utan även här ett mjukt, avrundat ström- kurvförlopp.At time t1, the transistor has been given full conduction and the current I reaches the dashed curve. Also in this area 30 a smooth, rounded transition process is obtained thanks to the combination of the special leading edge process and the feedback. 509 575 8 l0 15 20 25 30 35 The current, as the person skilled in the art readily realizes, then follows the dashed curve 27 up to the next transition area 31, when the current must begin to return to zero level in order to achieve the desired effect. At time tg, U ceases, and the capacitor begins to discharge. At the time tg, Ug passes the level for full conduction and the current begins to decrease much faster than according to curve 27. However, thanks to the current feedback, an abrupt current change is not obtained, but also here a smooth, rounded current curve course.
Strömmen faller därefter snabbt för att i övergångs- området 32 återgå till nollnivån. Denna sista del av strömkurvan blir också mycket väl avrundad tack vare kom- binationen av RC-kurvstyrningen och strömmotkopplingen.The current then drops rapidly to return to zero in the transition region 32. This last part of the current curve is also very well rounded thanks to the combination of the RC curve control and the current feedback.
Hela förloppet upprepas därefter under nästa matnings- spänningspuls 20, eventuellt med ändrad längd på regler- pulsen 21, om ändrad effektnivå önskas.The entire process is then repeated during the next supply voltage pulse 20, possibly with a changed length of the control pulse 21, if a changed power level is desired.
I Fig. 2 har sinusformigt matningsspänningsförlopp visats. Fackmannen inser dock att detta icke alls är en förutsättning för det mjukt avrundade strömförlopp som enligt uppfinningen ger mycket låg nivå på störande hög- frekvenskomponenter. Speciellt innebär den utnyttjade motkopplingen att exempelvis störningar eller transienter på matningsspänningen icke kommer att kunna ge besvärande störningar i strömförloppet, eftersom sådana direkt mot- verkas av den snabba strömmotkopplingen.In Fig. 2, the sinusoidal supply voltage profile is shown. However, those skilled in the art realize that this is not at all a prerequisite for the softly rounded current course which, according to the invention, gives a very low level of interfering high-frequency components. In particular, the utilized feedback means that, for example, disturbances or transients on the supply voltage will not be able to cause troublesome disturbances in the current course, since such are directly counteracted by the fast current feedback.
I Fig. 3 visas utförligare hur en enkel, manuellt inställbar effektregleringskrets inbegripande en ut- föringsform av uppfinningen kan byggas upp. En till ett vanligt växelspänningsnät 33 ansluten helvågslikriktare 35, som avger en pulserande matningsspänning Um, matar en lampa 37 som är seriekopplad med en FET 7 med tillhörande motkopplingsmotstånd ll.Fig. 3 shows in more detail how a simple, manually adjustable power control circuit, including an embodiment of the invention, can be built up. A full-wave rectifier 35 connected to an ordinary AC voltage network 33, which emits a pulsating supply voltage Um, supplies a lamp 37 which is connected in series with an FET 7 with associated feedback coupling resistor 11.
En styrenhet 39 inbegriper såsom i Fig. l en konden- sator 18 och tillhörande motstånd 19. Kondensatorn är här ansluten till transistorns styrelektrod 10 via ett skyddsmotstånd 40. Motståndet 19 är på sin ingångssida 10 15 20 25 30 35 9 509 575 anslutet till den inverterade utgången på en reglerpuls- avgivande Schmitt-trigger 41, vars ingång via en diod 42 är ansluten till den inverterade utgången på en andra Schmitt-trigger 43, som utnyttjas för att detektera spän- ningsnollgenomgångar och vars ingång är ansluten till matningsspänningen via en spänningsdelare bestående av två motstånd 44, 45. En kondensator 47 med ett paral- lellkopplat reglerbart motstånd 48 är anslutet över ingången till Schmitt-triggern 41. En konventionellt ut- förd krets 49 är ansluten till matningsspänningen för att ge likspänning Vcc till Schmitt-triggerkretsarna 41,43.A control unit 39 comprises, as in Fig. 1, a capacitor 18 and associated resistor 19. The capacitor is here connected to the control electrode 10 of the transistor via a protective resistor 40. The resistor 19 is connected on its input side 10 to 20 20 25 30 35 9 509 575. inverted output of a control pulse emitting Schmitt trigger 41, the input of which is connected via a diode 42 to the inverted output of a second Schmitt trigger 43, which is used to detect voltage zero crossings and whose input is connected to the supply voltage via a voltage divider. consisting of two resistors 44, 45. A capacitor 47 with a parallel-connected controllable resistor 48 is connected across the input of the Schmitt trigger 41. A conventionally designed circuit 49 is connected to the supply voltage to supply direct voltage Vcc to the Schmitt trigger circuits 41. , 43.
Arbetssättet för ovannämnda krets är som följer, varvid även hänvisas till fig. 4, som illustrerar de olika spänningsförloppen och strömförloppet i kretsen. Önskad effektnivå inställes med hjälp av det reglerbara motståndet 48. Schmitt-triggern 43 detekterar spän- ningsnollgenomgångarna och laddar vid varje sådan upp kondensatorn 47 med en mycket kort puls. Spänningen Uc över kondensatorn 47 urladdas genom motståndet 48 under en tid som bestäms av motstàndsinställningen. Vid tid- punkten tl är kondensatorspänningen Ucnoll, varvid Schmitt-triggern 41 triggas att under resten av ifråga- varande spänningspuls avge en rektangulär reglerpuls 51, vilken på samma sätt som pulsen 21 i kretsen enligt Fig. 1 och 2 ger en rampkantsförsedd transistorstyrpuls Ug med åtföljande strömpuls med mjukt avrundad kurvform.The mode of operation of the above-mentioned circuit is as follows, reference also being made to Fig. 4, which illustrates the different voltage courses and the current course in the circuit. The desired power level is set by means of the controllable resistor 48. The Schmitt trigger 43 detects the voltage zero passages and charges the capacitor 47 with a very short pulse at each such. The voltage Uc across capacitor 47 is discharged through resistor 48 for a time determined by the resistance setting. At time t1, the capacitor voltage is Ucnoll, whereby the Schmitt trigger 41 is triggered to emit a rectangular control pulse 51 during the rest of the voltage pulse in question, which in the same way as the pulse 21 in the circuit according to Figs. 1 and 2 gives a ramped transistor control pulse Ug with accompanying current pulse with softly rounded curve shape.
I förloppet enligt Fig. 2 sker effektstyrningen genom att transistorn bringas att från en nollgenomgång leda under ett därpå följande tidsintervall, som innebär att önskade effektnivå erhålls, varvid transistorn brin- gas att vara oledande under resten av matningsspännings- pulsen.In the process according to Fig. 2, the power control takes place by causing the transistor to conduct from a zero crossing for a subsequent time interval, which means that the desired power level is obtained, whereby the transistor is made to be non-conductive during the rest of the supply voltage pulse.
I Fig. 3 är förhållandet det motsatta, bär att strömpulserna i de båda fallen kommer att i prin- I Fig. 3 kommer strömpulsens bakkantsförlopp att i hög grad följa vilket inne- cip bli spegelvända i förhållande till varandra. förloppet för den avtagande matningsspänningspulsen (enär 509 375 10 15 20 25 30 35 10 lasten är resistiv), varför styrspänningens Ug avkling- ning blir av mindre betydelse. Dock kommer den inbyggda motkopplingen att säkerställa den mjukt avrundade över- gången till nollvärde på strömmen.In Fig. 3, the relationship is the opposite, meaning that the current pulses in both cases will in principle In Fig. 3, the trailing edge course of the current pulse will largely follow which concept will be mirror-inverted in relation to each other. the course of the decreasing supply voltage pulse (since the load is resistive), so that the decay of the control voltage Ug becomes less important. However, the built-in feedback will ensure the smoothly rounded transition to zero value of the current.
I Fig. 5 illustreras en utföringsform av en likspän- ningsmatad, manuellt inställbar effektregleringskrets in- begripande föreliggande uppfinning. Den grundläggande uppbyggnaden liknar den i Fig. 3, varför endast väsent- liga avvikelser kommer att beskrivas.Fig. 5 illustrates an embodiment of a DC-supplied, manually adjustable power control circuit incorporating the present invention. The basic structure is similar to that in Fig. 3, so only significant deviations will be described.
RC-kombinationen 19, en självsvängande vippa med reglerbar pulskvot. Vippan 18 matas med reglerpulser från utgörs av en Schmitt-trigger 51 med inverterad utgång, varvid ett motstånd 52 är anslutet parallellt över Schmitt-triggern och en kondensator 53 är ansluten över Schmitt-triggerns ingång. Schmitt-triggerns arbetspunkt kan förskjutas, och därmed pulskvoten ändras, medelst en spänningsmatad potentiometer 55, vars rörliga kontakt 56 är ansluten till Schmitt-triggerns 51 ingång via ett mot- stånd 57. Vippans arbetsfrekvens kan typiskt vara något eller några hundratal Herz.RC combination 19, a self-swinging rocker with adjustable heart rate ratio. The rocker 18 is supplied with control pulses from consisting of a Schmitt trigger 51 with inverted output, a resistor 52 being connected in parallel across the Schmitt trigger and a capacitor 53 being connected across the input of the Schmitt trigger. The operating point of the Schmitt trigger can be shifted, and thus the pulse ratio is changed, by means of a voltage-supplied potentiometer 55, whose movable contact 56 is connected to the input of the Schmitt trigger 51 via a resistor 57. The operating frequency of the rocker can typically be one or several hundred Herz.
I Fig. som erhålls i kretsen enligt Fig. 5. Såsom torde utan 6 illustreras schematiskt typiska kurvfölopp vidare inses kommer den till lasten överförda effekten att vara direkt beroende av pulskvoten, dvs själva reg- lerpulsens 59 längd.In Fig. Obtained in the circuit according to Fig. 5. As will be schematically illustrated without 6, typical curve sequences are further illustrated, the power transmitted to the load will be directly dependent on the pulse ratio, ie the length of the control pulse 59 itself.
I Fig. 7 illustreras schematiskt en utföringsform av en mikrodatorstyrd effektregleringskrets som med fördel även kan utnyttjas för en icke-resistiv last, vilken krets inbegriper föreliggande uppfinning. Lasten 63 är ansluten till en växelspänningskälla 65 via en seriekom- bination av en FET 7 och ett motkopplingsmotstånd ll och med utnyttjande av fyra likriktande dioder Dl, D2, D3, D4 på ett sådant sätt att all ström flyter ensriktat genom seriekombinationen 7, ll men dubbelriktat genom lasten 63. Styrenheten innefattar en mikrodator 67, vilken har en reglersignalutgång 68 för utmatning av en reglerpuls, vilken såsom tidigare matar en RC-kombination 19, 18 för 10 15 20 25 30 35 11 509 575 applicering av en styrspänning Ug på transistorns 7 styr- elektrod 10 via ett skyddsmotstànd 40. Mikrodatorn har en spänningsavkännande ingång 69 ansluten till en av två motstånd 71, 72 bestående, spänningsdelare. Denna spänningsavkänning möjliggör de- till nätspänningen ansluten tektering i mikrodatorn av matningsspänningens nollgenom- gångar. Mikrodatorn 67 har vidare en ingång 73 ansluten till förbindningspunkten mellan transistorn 7 och mot- ståndet ll, motståndet proportionell spänning alstrad över motståndet så att en mot strömmen genom transistorn och kan avkännas av mikrodatorn och därigenom värdet på strömmen kan bestämmas i varje ögonblick. En krets 74 är såsom tidigare anordnad för spänningsmatning Vcc av själva mikrodatorn.Fig. 7 schematically illustrates an embodiment of a microcomputer-controlled power control circuit which can advantageously also be used for a non-resistive load, which circuit incorporates the present invention. The load 63 is connected to an alternating voltage source 65 via a series combination of an FET 7 and a feedback resistor 11 and using four rectifying diodes D1, D2, D3, D4 in such a way that all current flows unidirectionally through the series combination 7, 11 but bidirectional through the load 63. The control unit comprises a microcomputer 67, which has a control signal output 68 for outputting a control pulse, which as before supplies an RC combination 19, 18 for applying a control voltage Ug to the transistor. 7 control electrode 10 via a protection resistor 40. The microcomputer has a voltage sensing input 69 connected to a voltage divider consisting of two resistors 71, 72. This voltage sensing enables the signaling of the supply voltage to the mains voltage connected to the mains voltage. The microcomputer 67 further has an input 73 connected to the connection point between the transistor 7 and the resistor 11, the resistor proportional voltage generated across the resistor so that one against the current through the transistor and can be sensed by the microcomputer and thereby the value of the current can be determined at any time. A circuit 74 is, as before, provided for voltage supply Vcc by the microcomputer itself.
En på lämpligt sätt utformad krets 75, t ex en po- tentiometerbaserad krets eller en på så kallad touch- styrning baserad krets av i och för sig känt slag, ger en Pm,-signal på en börvärdesingång på mikrodatorn.A suitably designed circuit 75, for example a potentiometer-based circuit or a circuit of a type known per se, gives a Pm, signal at a setpoint input on the microcomputer.
Den förprogrammerade mikrodatorn detekterar sålunda spänningsnollgenomgàngarna och använder dessa som rikt- fas. I beroende av inmatat effektbörvärde bestämmer mik- rodatorn lämplig tillslagstidpunkt respektive frånslags- tidpunkt (relativt detekterad riktfas) och utmatar en motsvarande reglerpuls på utgången 68. I samband med stora ändringar i önskad effekt, start från ett nollvärde, kan mikrodatorn vara programme- rad att successivt ändra effekten tills den nått önskad för transistorn såsom vid nivå.The pre-programmed microcomputer thus detects the voltage zero passages and uses them as a directional phase. Depending on the input power setpoint, the microcomputer determines the appropriate switch-on time and switch-off time (relatively detected directional phase) and outputs a corresponding control pulse at output 68. In connection with large changes in the desired power, starting from a zero value, the microcomputer can be programmed to gradually change the power until it reaches the desired one for the transistor as at level.
För bestämning av rådande effektnivå använder mikro- datorn den på ingången 73 mottagna, mot strömmen svarande signalen, vilken samplas upprepat för åstadkommande av ett strömsummavärde, vilket visat sig kunna med god nog- grannhet användas såsom ett värde på effekten utan att behöva dessutom relateras till spänningsförloppet. Ström- summavärdet kan enkelt jämföras med i mikrodatorn lagrade, mot olika effekter svarande strömsummavärden. 12 509 375 10 15 20 25 30 35 Strömsamplingen innebär vidare att mikrodatorn en- kelt kan detektera avvikelser från en önskad effektfaktor (i regel 1) genom att bestämma fördelningen av strömmen relativt mitten av aktuell spänningshalvperiod, dvs ak- tuell matningsspänningspuls. Mikrodatorn kan därefter än- dra tillslags- och frånslagstidpunkterna för transistorn för att därigenom påverka strömfördelningen relativt halvperiodmitten så att en jämnare fördelning erhålls, varigenom effektfaktorn förbättras. Det inses att denna effektfaktorstyrning kräver att det inte är fråga om full effekt, ligt ledande.To determine the current power level, the microcomputer uses the signal received at the input 73, corresponding to the current, which is sampled repeatedly to obtain a current sum value, which has been shown to be used with good accuracy as a value of the power without having to be related to the course of tension. The current sum value can easily be compared with current sum values corresponding to different effects stored in the microcomputer. 12 509 375 10 15 20 25 30 35 The current sampling further means that the microcomputer can easily detect deviations from a desired power factor (in rule 1) by determining the distribution of the current relative to the middle of the current voltage half-period, ie the current supply voltage pulse. The microcomputer can then change the switch-on and switch-off times of the transistor in order to thereby influence the current distribution relative to the half-period center so that a more even distribution is obtained, whereby the power factor is improved. It is understood that this power factor control requires that there is no question of full power, leading.
I Fig. 9 och 10 illustreras medelst flödesschemor hur den programbaserade effektstyrningen och effektfak- eftersom i sådant fall transistorn är kontinuer- torstyrningen kan genomföras i mikrodatorn på ett enkelt och fördelaktigt sätt.Figs. 9 and 10 illustrate by means of flow diagrams how the program-based power control and power factor, since in such a case the transistor is the continuous control, can be implemented in the microcomputer in a simple and advantageous manner.
Ehuru dessa flödesschemor torde i allt väsentligt tala för sig självt, kan följande korta beskrivning därav ge en förbättrad förståelse, varvid först hänvisas till Fig. 9.Although these flow charts should essentially speak for themselves, the following brief description thereof may provide an improved understanding, referring first to Fig. 9.
Efter inställning av ett effektbörvärde (block 101) sätter mikrodatorn initiala till- och frånslagstidpunkter för transistorn (block 102) i syfte att åstadkomma en mjuk effektförändring, speciellt önskvärt vid inledande pådrag av effekten, dvs i syfte att åstadkomma en i lagom steg utförd effektändring. Därefter appliceras styrspän- ningspulsen (block 103) med beaktande av den satta till- slagstidpunkten, varigenom ström kan börja flyta genom transistorn och därigenom genom lasten. I och för effekt- och effektfaktorstyrning bestämmer därefter mikrodatorn strömmängden (i princip integrerat strömvärde) dels under tiden från tillslag till spänningspuls- eller spännings- (block 105), dvs Im dels under tiden därefter fram till fránslag, (block 107).After setting a power setpoint (block 101), the microcomputer sets initial on and off times for the transistor (block 102) in order to bring about a soft power change, especially desirable at the initial application of the power, ie in order to bring about a power change performed in a reasonable step. Then the control voltage pulse (block 103) is applied, taking into account the set switch-on time, whereby current can begin to flow through the transistor and thereby through the load. For power and power factor control, the microcomputer then determines the amount of current (in principle integrated current value) partly during the time from switch-on to voltage pulse or voltage (block 105), ie Im partly during the period thereafter until switch-off (block 107).
Frànslaget har initierats genom borttagande av styr- spänningspulsen (block 106), även här med beaktande av halvperiodmitt, dvs IM den satta frånslagstidpunkten. 10 15 20 25 30 35 13 509 375 (block 108) vida en effektstyrningsloop (till vänster i Fig. 9) eller en effektfaktorloop (till höger i Fig. 9) skall följas.The switch-off has been initiated by removing the control voltage pulse (block 106), also here taking into account the half-period center, ie IM the set switch-off time. 10 15 20 25 30 35 13 509 375 (block 108) if a power control loop (on the left in Fig. 9) or a power factor loop (on the right in Fig. 9) is to be followed.
Det har visat sig vara lämpligt att följa effektfaktor- Härpå tar mikrodatorn ett beslut huru- loopen periodiskt efter var nzte effektstyrningsloop. n I samband med start kommer såsom inses effektstyrningsloopen att inlednings- kan typiskt vara av storleken 10. vis genomlöpas ett antal gånger i och för ökning av ef- fekten upp till önskad nivå.It has been found appropriate to follow the power factor- Then the microcomputer decides how the loop periodically after every nth power control loop. n In connection with start-up, as will be appreciated, the power control loop will initially be of size 10. wise run through a number of times in order to increase the power up to the desired level.
I den fortsatta effektstyrningsloopen bestäms det aktuella effektvärdet Pm utgående från summan av IA och IB (block 109), (block 110). till block 103, såsom visas medelst linjen 111.In the continued power control loop, the current power value Pm is determined based on the sum of IA and IB (block 109), (block 110). to block 103, as shown by line 111.
Om den aktuella effekten är för låg (block 112), drar mikrodatorn till- och frånslagstidpunkterna, så att (block 113), tillslagstidpunkten tidigareläggs och frânslagstidpunkten varefter en jämförelse sker med Pm: Om likhet föreligger går loopen tillbaka än- transistorns ledande tidsintervall ökas dvs senareläggs. Därefter sker återgång till block 103, såsom linjen 114 visar, i och för styrpulsapplicering med de ändrade tillslags- och frånslagstidpunkterna.If the current power is too low (block 112), the microcomputer subtracts the on and off times, so that (block 113), the on time is turned off and the off time after which a comparison is made with Pm: If there is similarity, the loop goes back to the transistor's leading time interval, ie. postponed. Then return to block 103, as line 114 shows, for control pulse application with the changed on and off times.
Om den aktuella effekten är för hög (block 115), drar mikrodatorn tillslags- och frånslagstidpunkterna i än- motsatt riktning (block 116), varefter återgång sker till block 103, 114.If the current power is too high (block 115), the microcomputer pulls the on and off times in the opposite direction (block 116), after which it returns to blocks 103, 114.
Om effektfaktorstyrningsloopen skall genomlöpas (block 108), IB med varandra (block 118). Om likhet föreligger 119), datorn direkt kopplar över till effektstyrningsloopen (block 109).If the power factor control loop is to be traversed (block 108), IB with each other (block 118). If there is a similarity 119), the computer directly switches to the power control loop (block 109).
Om IA är större än IB via linjerna 117, jämför mikrodatorn strömmängdvärdena IA och (block är effektfaktorn så bra som möjligt, varför mikro- (block 120), att förskjuta strömmängd från den första spänningspuls- är det önskvärt halvperioden till den andra, vilket mikrodatorn ombesör- jer genom att senarelägga tillslags- och frånslagstid- punkterna (block 121). Därefter sker återgång till block 103 via linjen 122. 14 509.575 10 15 20 25 30 35 Om IA är mindre än IB (block 123), är det önskvärt att genomföra en strömmängdsförskjutning i motsatt rikt- ning, vilket mikrodatorn ombesörjer genom att tidigare- lägga tillslags- och frånslagstidpunkterna (block 124), varefter återgång ävenledes sker till block 103 via lin- jen 122.If IA is greater than IB via lines 117, the microcomputer compares the current amount values IA and (block is the power factor as good as possible, why micro- (block 120), to shift current amount from the first voltage pulse- it is desirable half the period to the second, which the microcomputer by delaying the switch-on and switch-off times (block 121), then return to block 103 via line 122. 14 509.575 10 15 20 25 30 35 If IA is less than IB (block 123), it is desirable that perform a current quantity shift in the opposite direction, which the microcomputer takes care of by setting the switch-on and switch-off times earlier (block 124), after which return also takes place to block 103 via line 122.
I Fig. av flödesschemat i Fig. 9 kan genomföras på ett föredra- 10 illustreras närmare hur den centrala delen get sätt. Detta bygger på upprepad sampling av kontinuer- ligt avkänt analogt strömvärde som inmatas i mikrodatorn.In Fig. The flow chart in Fig. 9 can be carried out in a preferred manner, it is illustrated in more detail how the central part is arranged. This is based on repeated sampling of continuously sensed analog current value which is input to the microcomputer.
I denna är för effektstyrningen satt ett digitalt bör- (block 131). behandlingen följer därefter i princip vad som beskrivits värde Ibw för strömsummavärdet Den fortsatta i anslutning till Fig. 9, varför i fortsättningen endast skall beröras sådant som är relevant för den digitala processen.In this, a digital setpoint is set for power control (block 131). the treatment then follows in principle what has been described as the value Ibw for the current sum value.
Vid den upprepade samplingen (typiskt 100 ggr per period) av det detekterade analoga strömvärdet under (blocken 132 och 133) erhålls analoga strömaplitudvärden som analogdigitalom- (blocken 134 och 135). digitala strömvärdena kan typiskt ha en upplösning av 256 transistorns strömledningsintervall vandlas av mikrodatorn De erhållna bitar. Dessa erhållna digitala strömvärden kan, såsom utan vidare inses, av mikrodatorn enkelt summeras (blocken 136 och 137) mängdsvärden IA och IB respektive IA + IB (block 138) för för åstadkommande av önskade ström- jämförelser inbördes och med Im”.In the repeated sampling (typically 100 times per period) of the detected analog current value below (blocks 132 and 133), analog current amplitude values are obtained as analog digits (blocks 134 and 135). the digital current values may typically have a resolution of 256 the current conduction interval of the transistor is conducted by the microcomputer The obtained bits. These digital current values obtained can, as will be readily understood, be easily summed by the microcomputer (blocks 136 and 137), set values IA and IB and IA + IB (block 138), respectively, for making desired current comparisons with each other and with Im '.
Ehuru dessa flödesschemor torde i allt väsentligt tala för sig självt, kan följande korta beskrivning därav ge en förbättrad förståelse, varvid först hänvisas till Fig. 9.Although these flow charts should essentially speak for themselves, the following brief description thereof may provide an improved understanding, referring first to Fig. 9.
Efter inställning av ett effektbörvärde (block lOl) sätter mirkodatorn initiala till- och frànslagstidpunkter för transistorn (block 102) i syfte att åstadkomma en mjuk effektförändring, speciellt önskvärt vid inledande pådrag av effekten, dvs i syfte att åstadkomma en i lagom steg utförd effektändring. Därefter appliceras styrspän- 10 15 20 25 30 35 15 509 375 ningspulsen (block 103) med beaktande av den satta till- slagstidpunkten, varigenom ström kan börja flyta genom transistorn och därigenom genom lasten. I och för effekt- och effektfaktorstyrning bestämmer därefter mikrodatorn strömmängden (i princip integrerat strömvärde) dels under tiden från tillslag till spänningspuls- eller spännings- (dvs IA, (block 105), därefter fram till frånslag, dvs Im dels under tiden (block 107). slaget har initierats genom borttagande av styrspän- (block 106), satta frånslagstidpunkten. (block 108) vida en effektstyrningsloop en effektfaktorloop (till höger i Fig. 9) halvperiodmitt, Från- ningspulsen även här med beaktande av den Härpå tar mikrodatorn ett beslut huru- (till vänster i Fig. 9) eller skall följas.After setting a power setpoint (block 101), the microcoder sets initial on and off times for the transistor (block 102) in order to bring about a soft power change, especially desirable at the initial application of the power, ie in order to bring about a power change performed in a reasonable step. Thereafter, the control voltage is applied (block 103) taking into account the set on time, whereby current can begin to flow through the transistor and thereby through the load. For power and power factor control, the microcomputer then determines the amount of current (in principle integrated current value) partly during the time from switching on to voltage pulse or voltage (ie IA, (block 105), then up to switch-off, ie Im partly during the time (block 107 The type has been initiated by removing the control voltage (block 106), set the switch-off time. (block 108) in the case of a power control loop a power factor loop (to the right in Fig. 9) half-period mid, the knock-off pulse also here taking into account the microcomputer takes a decide how- (to the left in Fig. 9) or to follow.
Det har visat sig vara lämpligt att följa effektfaktor- loopen periodiskt efter var nzte effektstyrningsloop. n I samband med start kommer såsom inses effektstyrningsloopen att inlednings- kan typiskt vara av storleken 10. vis genomlöpas i och för ökning av effekten upp till ön- skad nivå.It has proved appropriate to follow the power factor loop periodically after every nth power control loop. n In connection with start-up, as will be appreciated, the power control loop will initially be of size 10. wise run through in order to increase the power up to the desired level.
I den fortsatta effektstyrningsloopen bestäms det aktuella effektvärdet PH utgående från summan av IA och IB (block 109), (block 110). Om likhet föreligger går loopen tillbaka till block 103, såsom visas medelst linjen 111.In the continued power control loop, the current power value PH is determined based on the sum of IA and IB (block 109), (block 110). If similarity exists, the loop returns to block 103, as shown by line 111.
Om den aktuella effekten är för låg (block 112), än- drar mikrodatorn till- och frànslagstidpunkterna, så att (block 113), tillslagstidpunkten tidigareläggs och frånslagstidpunkten senareläggs. Därefter sker återgång till block 103, varefter en jämförelse sker med Pm, transistorns ledande tidsintervall ökas dvs såsom linjen 114 visar, i och för styrpulsapplicering med de ändrade tillslags- och frånslagstidpunkterna.If the current power is too low (block 112), the microcomputer changes the on and off times so that (block 113), the on time is brought forward and the off time is delayed. Thereafter, return to block 103 takes place, after which a comparison is made with Pm, the conductive time interval of the transistor is increased, i.e. as line 114 shows, in order for control pulse application with the changed on and off times.
Om den aktuella effekten är för hög (block 115), drar mikrodatorn tillslags- och frånslagstidpunkterna i än- motsatt riktning (block 116), varefter återgång sker till block 103, via linjerna 117, 114. 509 575 10 15 20 25 30 35 16 Om effektfaktorstyrningsloopen skall genomlöpas (block 108), jämför mikrodatorn strömmängdsvärdena IA och (block 118). (block är effektfaktorn så bra som möjligt, varför mikro- IB med varandra Om likhet föreligger 119), datorn direkt kopplar över till effektstyrningsloopen (block 109).If the current power is too high (block 115), the microcomputer pulls the on and off times in the opposite direction (block 116), after which it returns to block 103, via lines 117, 114. 509 575 10 15 20 25 30 35 16 If the power factor control loop is to be run through (block 108), the microcomputer compares the current amount values IA and (block 118). (block, the power factor is as good as possible, so micro-IB with each other If similarity exists 119), the computer directly switches to the power control loop (block 109).
Om IA är större än IB (block 120), att förskjuta strömmängd från den första spänningspuls- är det önskvärt halvperioden till den andra, vilket mikrodatorn ombesör- jer genom att senarelägga tillslags- och frånslagstid- (block 121). 103 via linjen 122. Om IA är mindre än IB Därefter sker återgång till block (block 123), är det önskvärt att genomföra en strömmängdsförskjutning i punkterna motsatt riktning, vilket mikrodatorn ombesörjer genom att tidigarelägga tillslags- och frånslagstidpunkterna (block 124), varefter återgång ävenledes sker till block 103 via linjen 122.If IA is greater than IB (block 120), to shift the amount of current from the first voltage pulse, it is desirable to have half the period to the second, which the microcomputer takes care of by delaying the on and off time (block 121). 103 via line 122. If IA is less than IB Then return to block (block 123), it is desirable to perform a current offset in the points opposite direction, which the microcomputer takes care of by bringing forward the on and off times (block 124), after which return also takes place to block 103 via line 122.
En effektfaktorpåverkande strömmängdsförskjutning av ovan redovisat slag kan såsom fackmannen utan vidare in- ser vara av värde redan då lasten är rent resistiv, t ex då man styr i enlighet med vad som illustreras i Fig. 2.A power factor-influencing current-displacement of the type described above can, as the person skilled in the art will readily realize, be of value already when the load is purely resistive, for example when controlling in accordance with what is illustrated in Fig. 2.
Om ingen särskild åtgärd vidtages kommer, såsom torde klart framgå, den resulterande strömmängden att ligga med tyngdpunkt under första hälften av spänningspulsen, vil- ket innebär en effektfaktorförskjutning från 1. Återgång till en effektfaktor av ungefär 1 kan då åstadkommas ge- nom en förskjutning i enlighet med uppfinningen av ström- pulsen, så att den fördelas så jämnt som möjligt runt spänningspulsmitten, dvs genom en senareläggning av tid- punkten tnfll och t2 med åtföljande senareläggning ävenle- des av tidpunkterna tl och ty Ett vanligt belastningsfall med icke-resistiv last är ett HF-don till ett lysrör eller liknande. Strömmen ligger i ett sådant fall normalt före spänningen i fas.If no special action is taken, as will be clear, the resulting amount of current will be centered on gravity during the first half of the voltage pulse, which means a power factor shift from 1. Return to a power factor of about 1 can then be achieved by a shift in in accordance with the invention of the current pulse, so that it is distributed as evenly as possible around the center of the voltage pulse, ie by a delay of the times tn1 and t2 with accompanying postponement also of the times t1 and ty A common load case with non-resistive load is an HF ballast for a fluorescent lamp or the like. In such a case, the current is normally before the voltage in phase.
Effektfaktorn blir markerat dålig särskilt vid låg last- effekt, typiskt under halv effekt. I ett sådant fall har lO 15 20 25 30 35 17 509 375 effektfaktorstyrning enligt uppfinningen visat sig ge en mycket god förbättring av effektfaktorn.The power factor is markedly poor, especially at low load power, typically below half power. In such a case, power factor control according to the invention has been found to give a very good improvement of the power factor.
Det inses att i dessa fall effektfaktorstyrningen kommer att innebära förändringar i den utstyrda effekt- varför den kombinerade effekt- och effektfaktor- styrningen enligt uppfinningen blir särskilt fördelaktig. nivån, Vid styrning i detta sammanhang kommer, på grund av strömmens strävan att ligga ur fas med spänningen, ström- förloppet i många fall att utöver inledande och avslutan- de rampstyrda förlopp även inbegripa mellanliggande kraf- tiga ändringar i strömförloppet, vilka dock i väsentlig utsträckning kommer att neutraliseras av strömmotkoppling- en enligt uppfinningen vad gäller alstrandet av skadliga störkomponenter.It will be appreciated that in these cases the power factor control will involve changes in the equipped power, which is why the combined power and power factor control according to the invention will be particularly advantageous. When controlling in this context, due to the current's striving to be out of phase with the voltage, the current course will in many cases, in addition to the initial and final ramp-controlled courses, also include intermediate significant changes in the current course, which, however, extent will be neutralized by the current feedback according to the invention with regard to the generation of harmful interference components.
Det skall beträffande strömmängdsfördelningen för âstadkommande av förbättrad effektfaktor understrykas att en jämn fördelning relativt aktuell spänningspuls natur- ligtvis kan inbegripa uppdelning i exempelvis två ström- pulser, varav den ena styrs ut i början av aktuellt tids- intervall och den andra styrs ut i slutet av tidsinter- vallet. Sådan styrning kan enkelt åstadkommas tack vare utnyttjandet av mikrodatorstyrning.With regard to the current quantity distribution to achieve an improved power factor, it should be emphasized that an even distribution relative to the current voltage pulse can of course include division into, for example, two current pulses, one of which is controlled at the beginning of the current time interval and the other at the end of the time interval. Such control can be easily achieved thanks to the use of microcomputer control.
I tidigare beskrivna exempel har den utnyttjade transistorn rampstyrts till fullt ledande tillstånd, ket är fördelaktigt då små förluster i transistorn är I vissa fall kan det dock vara lämpligt att vil- önskvärda. rampstyra transistorn endast upp mot men icke ända upp till fullt ledande tillstånd.In previously described examples, the utilized transistor has been ramp-controlled to a fully conductive state, which is advantageous as small losses in the transistor are In some cases, however, it may be appropriate to be desirable. ramp control the transistor only up to but not all the way up to fully conductive state.
I Fig. 8 illustreras sålunda ännu en utföringsform av en anordning enligt uppfinningen, i vilken vidareut- vecklad mikrodatorstyrning utnyttjas i kombination med icke full ramputstyrning av transistorn.Fig. 8 thus illustrates another embodiment of a device according to the invention, in which further developed microcomputer control is used in combination with incomplete ramp control of the transistor.
Anordningen enligt Fig. 8 överensstämmer till sin grunduppbyggnad med den i Fig. 7, men har dessutom en reg- lerkrets 81, vilken via en ledning 83 på en ingång får en insignal svarande mot spänningen över transistorn 7 och 509 375 10 15 20 25 30 35 18 vilken har en styrsignalutgång ansluten till förbind- ningspunkten mellan kondensatorn 18 och motståndet 19.The device according to Fig. 8 corresponds in its basic construction to that in Fig. 7, but also has a control circuit 81, which via a line 83 on an input receives an input signal corresponding to the voltage across the transistor 7 and 509 375 10 15 20 25 30 18 which has a control signal output connected to the connection point between the capacitor 18 and the resistor 19.
Denna reglerkrets 81 är anordnad att ge styrning då transistorn är rampstyrd till nästan full ledning. Kombi- nationen av motstånden 19 och 84 och kondensatorn 18 är härvid så dimensionerad att mikrodatorns 67 reglerutsig- nal ger önskad rampstyrning för tillslag och frånslag med lämplig RC-tidskonstant och så att transistorn bringas till nästan fullt ledande tillstånd, dvs så att man får ett avvägt lågt spänningsfall över transistorn i det le- dande tillståndet.This control circuit 81 is arranged to provide control when the transistor is ramp controlled to almost full conduction. The combination of the resistors 19 and 84 and the capacitor 18 is dimensioned in such a way that the control signal of the microcomputer 67 provides the desired ramp control for switching on and off with a suitable RC time constant and so that the transistor is brought to an almost fully conductive state, i.e. balanced low voltage drop across the transistor in the conducting state.
Reglerkretsen 81 avkänner restspänningen över tran- sistorn 7 vid ledande tillstånd och applicerar sin styr- spänning på transistorns styrelektrod för konstanthål- lande av nämnda spänning. Styrningen är dock förhållande- vis långsam, vilket innebär att driftsförändringar hos matningsspänningen och/eller lasten, vilka normalt skulle kunna ge upphov till snabba strömförändringar, motverkas, dvs dylika strömändringar stoppas. Detta innebär att dub- belriktat skydd mot störningar erhålles. 8 kommer ak- dvs kretsen kommer att till sin karaktär Fackmannen inser att kretsen enligt Fig. att sträva efter att konstanthålla den inställda, tuella strömmen, kunna jämföras med en induktans och kommer sålunda att i många tillämpningar kunna ersätta en platskrävande spole.The control circuit 81 senses the residual voltage across the transistor 7 in the conducting state and applies its control voltage to the control electrode of the transistor for keeping said voltage constant. However, the control is relatively slow, which means that operating changes in the supply voltage and / or the load, which could normally give rise to rapid current changes, are counteracted, ie such current changes are stopped. This means that bi-directional protection against interference is obtained. 8 will ak- ie the circuit will by its nature The person skilled in the art realizes that the circuit according to Fig. To strive to keep the set, current current can be compared with an inductance and will thus in many applications be able to replace a space-consuming coil.
Fackmannen inser att reglerkretsens 81 funktion också kan implementeras i mikrodatorn 67.Those skilled in the art will appreciate that the function of the control circuit 81 may also be implemented in the microcomputer 67.
Av redovisade exempel på anordningar som utnyttjar föreliggande uppfinning torde det mycket klart framgå att ingående kretsar innehåller endast ett fåtal, billiga kom- ponenter och att dessa genomgående är av icke skrymmande natur. Anordningar som inbegriper föreliggande uppfinning kommer därför att kunnas ges mycket små dimensioner och följaktligen utnyttjas i allehanda sammanhang. Utnyttjan- det av mikrodatorbaserad styrning ger också möjlighet att enkelt komplettera med olika tilläggsfunktioner vad gäller timer etc. effektstyrningen, t ex fjärrkontroll, minne,From the reported examples of devices utilizing the present invention, it should be very clear that input circuits contain only a few, inexpensive components and that these are consistently of a non-bulky nature. Devices embodying the present invention will therefore be able to be given very small dimensions and consequently be used in all kinds of contexts. The use of microcomputer-based control also provides the opportunity to easily supplement with various additional functions in terms of timer, etc. power control, eg remote control, memory,
Claims (18)
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9703278A SE509375C2 (en) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | Method and apparatus for controlling a semiconductor device with a rounded current process and using the device for voltage pulse time-related power control |
| PCT/SE1998/001592 WO1999013577A1 (en) | 1997-09-10 | 1998-09-08 | Power control |
| EP98943161A EP1012975A1 (en) | 1997-09-10 | 1998-09-08 | Power control |
| AU91014/98A AU9101498A (en) | 1997-09-10 | 1998-09-08 | Power control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9703278A SE509375C2 (en) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | Method and apparatus for controlling a semiconductor device with a rounded current process and using the device for voltage pulse time-related power control |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE9703278D0 SE9703278D0 (en) | 1997-09-10 |
| SE9703278L SE9703278L (en) | 1999-01-18 |
| SE509375C2 true SE509375C2 (en) | 1999-01-18 |
Family
ID=20408214
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE9703278A SE509375C2 (en) | 1997-09-10 | 1997-09-10 | Method and apparatus for controlling a semiconductor device with a rounded current process and using the device for voltage pulse time-related power control |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1012975A1 (en) |
| AU (1) | AU9101498A (en) |
| SE (1) | SE509375C2 (en) |
| WO (1) | WO1999013577A1 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102006047140B4 (en) * | 2006-10-05 | 2016-03-10 | Robert Bosch Gmbh | Control unit for controlling a current profile of an inductance in a motor vehicle with a power field effect transistor |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4540893A (en) * | 1983-05-31 | 1985-09-10 | General Electric Company | Controlled switching of non-regenerative power semiconductors |
| DE3839373C2 (en) * | 1988-03-30 | 1996-09-12 | Insta Elektro Gmbh & Co Kg | Brightness control circuit for incandescent lamps and switching power supplies with a protection and limiting circuit to maintain an electronic fuse |
| US5319252A (en) * | 1992-11-05 | 1994-06-07 | Xilinx, Inc. | Load programmable output buffer |
| DE4303905A1 (en) * | 1993-02-10 | 1994-08-11 | Heinzinger Electronic Gmbh | Switching stage |
-
1997
- 1997-09-10 SE SE9703278A patent/SE509375C2/en not_active IP Right Cessation
-
1998
- 1998-09-08 WO PCT/SE1998/001592 patent/WO1999013577A1/en active Search and Examination
- 1998-09-08 EP EP98943161A patent/EP1012975A1/en not_active Withdrawn
- 1998-09-08 AU AU91014/98A patent/AU9101498A/en not_active Abandoned
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SE9703278L (en) | 1999-01-18 |
| EP1012975A1 (en) | 2000-06-28 |
| AU9101498A (en) | 1999-03-29 |
| WO1999013577A1 (en) | 1999-03-18 |
| SE9703278D0 (en) | 1997-09-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4893063A (en) | Apparatus for improving the efficiency of a lighting element | |
| US7064966B2 (en) | Switching dc power supply | |
| US8941316B2 (en) | Duty factor probing of a triac-based dimmer | |
| JP2628642B2 (en) | Automatic voltage switching power supply | |
| US4562383A (en) | Converter | |
| CN101065329A (en) | Apparatus and method of generating a ringing magnetic pulse for the treatment of flowing liquids | |
| GB2189060A (en) | Phase controlled regulator | |
| MX2012005844A (en) | CONTROLLABLE LOAD CIRCUIT FOR USE WITH A LOAD CONTROL DEVICE. | |
| EP2745368B1 (en) | Start-up circuit | |
| GB2025094A (en) | Induction heating control apparatus | |
| US4196469A (en) | DC-AC Converter including synchronized switching | |
| EP0184659B1 (en) | Mulitplexing apparatus for phase-control circuits | |
| KR910003812B1 (en) | Regular power supply | |
| KR20160116275A (en) | Currrent compensation circuit and light apparatus comprising the same | |
| EP3644691A1 (en) | Bleeder circuit and led driving circuit applying the same | |
| JP2004505593A (en) | Interface circuit and method | |
| SE509375C2 (en) | Method and apparatus for controlling a semiconductor device with a rounded current process and using the device for voltage pulse time-related power control | |
| US3987354A (en) | Regulating circuit | |
| GB2107141A (en) | Dc motor control system | |
| KR200450578Y1 (en) | Power Control Device Using Thyristor | |
| SE464838B (en) | DEVICE FOR CONTROL OF AC AC voltage | |
| KR101028879B1 (en) | Solenoid Pump Control Unit of Instant Heating Steam Cleaner | |
| AU2003292284B2 (en) | Power controller | |
| KR20170010957A (en) | Trigger circuit, light apparatus comprising the same and trigger method | |
| US4506177A (en) | Function generator with means for selectively changing the discharge time constant |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |