SE465005B

SE465005B - PROCEDURE TO DETERMINE SAMPLE TIME

Info

Publication number: SE465005B
Application number: SE8903842A
Authority: SE
Inventors: L G Larsson
Original assignee: Ericsson Telefon Ab L M
Priority date: 1989-11-15
Filing date: 1989-11-15
Publication date: 1991-07-08
Also published as: CA2044599C; JP2994748B2; SE8903842L; CA2044599A1; SE8903842D0; KR920702119A; AU628238B2; NZ235749A; KR970007612B1; AU6741590A; JPH04503143A; WO1991007831A1

Description

465 1D 15 20 005 2 efterforskning, bade i patentlitteraturen och annorstädes, har inte nagon publikation påträffats som behandlar detta problem. 465 1D 15 20 005 2 research, both in the patent literature and elsewhere, no publication has been found which addresses this problem.

REDOGÖRELSE F ÖR LPPFENIMBEN Till grund för föreliggande uppfinning ligger tanken att optimalt utnyttja signalstyrkan hos en överförd signal, för att förenkla den i en mottagare nödvändiga signalbehandlingen. Optimeringen sker genom att välja en tidpunkt för sampling av de överförda symbolerna. Detta val grundas pa en jämförelse av energiinnehallet hos skilda delar av kanalens impulssvar.DESCRIPTION OF THE LPPFENIMBEN The present invention is based on the idea of making optimal use of the signal strength of a transmitted signal, in order to simplify the signal processing necessary in a receiver. The optimization is done by selecting a time for sampling of the transmitted symbols. This choice is based on a comparison of the energy content of different parts of the channel's impulse response.

Uppfinningen har det kännetecken som framgår av bifogade patentkrav.The invention has the feature which appears from the appended claims.

FIGLRFÖRTECKNIBG Ett utföringsexempel av uppfinningen skall beskrivas nedan i anslutning till figurer av vilka figur l visar ett blockschema över en del i ett mobiltelefonisystem, figur 2 visar tidluckor för tidsdelad överföring av information, figur 3 visar symbolsekvenser som överföras i en tilldelad tidslucka, figur 4 visar ett komplext talplan med symbolvärden, figur 5 visar ett blockschema över ett kanalestimeringsfilter och figur 6 visar ett diagram med ett impulssvar för överföringskanalen.FIGURE FIGURE An embodiment of the invention will be described below in connection with figures of which Figure 1 shows a block diagram of a part of a mobile telephony system, Figure 2 shows time slots for time division transmission of information, Figure 3 shows symbol sequences transmitted in an assigned time slot, Figure 4 shows a complex speech plane with symbol values, Figure 5 shows a block diagram of a channel estimation filter and Figure 6 shows a diagram with an impulse response for the transmission channel.

FÖREDRAGEN UTFÖRDGSFORM Ett radioöverföringssystem visas schematiskt i figur 1. I en enhet l sker signalbehandling, exempelvis kanalkodning, av den information man önskar överföra och informationen avges i form av digitala signaler till en digital/ ana- logomvandlare D/A. Denna avger analoga signaler till en sändande radioenhet "-\ 10 15 20 25 30 465 ons" 3 RAl, vilken utsänder signalerna över en kanal till en mottagande radioenhet RA2. Denna avger de mottagna signalerna till en analog/digitalomvandlare A/D, i vilken sampling av signalen sker i en relativt hög takt. Samplingen sker med regelbundna intervall i signalsamplingstidpunkter, vars nummer allmänt beteck- nats n, så att en samplad signal S(n) erhålles. Den hittills beskrivna delen av radioöverföringssystemet är välkänt för fackmannen. I en korrelerings- och synkroniseringskrets KS sker synkronisering och kanalkorrelering samt nedsamp- ling av signalen S(n), såsom skall förklaras närmare nedan. Själva sättet att vid nedsamplingen välja samplingstidpunkt är härvid föremål för uppfinningen. De nedsamplade signalerna avges från kretsen KS för vidare Signalbehandling, enligt exemplet till en utjämnare V, vilken avger estimerade symboler U. Det uppfinningsenliga sättet att välja samplingstidpunkt medför en förbättrad signalbehandling i utjämnaren V.PREFERRED EMBODIMENT A radio transmission system is shown schematically in Figure 1. In a unit 1 signal processing, for example channel coding, takes place of the information one wishes to transmit and the information is output in the form of digital signals to a digital / analog converter D / A. This transmits analog signals to a transmitting radio unit RA1, which transmits the signals over a channel to a receiving radio unit RA2. This outputs the received signals to an analog / digital converter A / D, in which sampling of the signal takes place at a relatively high rate. Sampling takes place at regular intervals at signal sampling times, the number of which is generally denoted n, so that a sampled signal S (n) is obtained. The part of the radio transmission system described so far is well known to those skilled in the art. In a correlation and synchronization circuit KS, synchronization and channel correlation take place as well as downsampling of the signal S (n), as will be explained in more detail below. The actual method of selecting a sampling time during the sampling is in this case the subject of the invention. The sampled signals are output from the circuit KS for further signal processing, according to the example of an equalizer V, which emits estimated symbols U. The method according to the invention to select a sampling time results in an improved signal processing in the equalizer V.

Det ovan beskrivna radioöverföringssystemet kan exempelvis utgöra en del i ett tidsdelat mobiltelefonisystem. Abonnenter i detta system tilldelas regelbundet återkommande tidluckor l,----, P såsom illustreras i figur 2, i vilken T betecknar tiden. En av abonnenterna har tilldelats tidluckan med nummer H och i denna tidlucka överföras symbolsekvenser som betecknas S51, SS2, 553,-".The radio transmission system described above may, for example, form part of a time division mobile telephony system. Subscribers in this system are regularly assigned recurring time slots 1, ----, P as illustrated in Figure 2, in which T denotes the time. One of the subscribers has been assigned the time slot with number H and in this time slot symbol sequences designated S51, SS2, 553, - "are transmitted.

Varje symbolsekvens omfattar en synkroniseringssekvens SY och en datasekvens D och upptar tillsammans längden av en tidlucka vilken betecknas med TU i figur 3. De överförda symbolerna kan vara modulerade enligt exempelvis GJPSK- modulering såsom visas i figur 4. I ett komplext talplan, med axlarna beteckna- de I och Gl, är symbolernas fyra möjliga värden markerade ett i varje kvaëﬂt med de binära talen UD, Ûl, ll] och ll. Den tid det tar att överföra en symbol, en symboltid Ts, är för den nämnda GIPSK-moduleringen lika med tiden för två binära siffror.Each symbol sequence comprises a synchronization sequence SY and a data sequence D and together occupy the length of a time slot which is denoted by TU in Figure 3. The transmitted symbols can be modulated according to, for example, GJPSK modulation as shown in Figure 4. In a complex number plane, with the axes denoting - de I and Gl, the four possible values of the symbols are marked one in each quaë ﬂ t with the binary numbers UD, Ûl, ll] and ll. The time it takes to transmit a symbol, a symbol time Ts, is for the said GIPSK modulation equal to the time for two binary digits.

Vid överföringen av symbolerna över kanalen kan störningar av olika slag inträffa, exempelvis flervägsutbredning såsom antyds med dubbla signalvägar i figur 1. Dessa störningar ändrar sig från den ena signalsekvensen till den nästkommande. För att kur ïolka den överförda informationen i datasekven- sen D fastställes kanalens iri slssvar pà känt sätt för varje signalsekvens. Detta sker genom korrelering av den i mottagaren kända synkroniseringssekvensen SY med de mottagna, samplade värdena S(n) i synkroniseringssekvensen. Korrele- ringen utföres i ett filter såsom visas i figur 5. Filtret har fördröjningsenheter 4.65 005 10 15 20 25 30 4 2, filterkoefficienter 3 samt summatorer 4. F ilterkoefficienterna har värden SYÛ---SYK_l svarande mot det kända synkroniseringsordet, vars längd är K symbolsamplingsintervall. Det mottagna samplade synkroniseringsordet S(n) fördröjes i fördröjningsenheterna 3 sa att signaler S(n-N)---S(n-(K-l)N) erhalles efter hand, vilka är stegvis fördröjda ett symbolsamplingsintervall. De fördröjda signalerna multipliceras med sin respektive koefficient och summeras i summa- torerna 4. Efter division med värdet K i en krets 5 erhålles värden C2(n-(K-l)N) i det samplade impulssvaret för kanalen mellan radioenheterna RAl och RAZ.During the transmission of the symbols across the channel, disturbances of various kinds can occur, for example multipath propagation as indicated by double signal paths in Figure 1. These disturbances change from one signal sequence to the next. In order to correct the transmitted information in the data sequence D, the iris response of the channel is determined in a known manner for each signal sequence. This is done by correlating the synchronization sequence SY known in the receiver with the received, sampled values S (n) in the synchronization sequence. The correlation is performed in a filter as shown in figure 5. The filter has delay units 4.65 005 10 15 20 25 30 4 2, filter coefficients 3 and summators 4. The filter coefficients have values SYÛ --- SYK_1 corresponding to the known synchronization word, the length of which is K symbol sampling interval. The received sampled synchronization word S (n) is delayed in the delay units 3 so that signals S (n-N) --- S (n- (K-1) N) are obtained gradually, which are incrementally delayed by a symbol sampling interval. The delayed signals are multiplied by their respective coefficient and summed in the summers 4. After division by the value K in a circuit 5, values C2 (n- (K-1) N) are obtained in the sampled impulse response for the channel between the radio units RA1 and RAZ.

Det samplade impulssvaret, vilket erhållits pa det ovan beskrivna sättet för synkroniseríngssekvensen i symbolsekvensen S51, visas i figur 6. Liksom i figur 2 betecknar T tiden och CZ betecknar allmänt energin för impulssvarets diskreta korrelationsvärden, vilka markerats med stolpar vid signalsamplingstidpunkter- na n. Impulssvaret har en längd av L + M ' N sampel, vilka numrerats fran 0 till L -1 + M ' N i figuren. N betecknar här antalet signalsamplingstidpunkter n för varje symbol och enligt exemplet N = 2. Med M betecknas längden pa ett kanalestimat för utjämnaren V i symboltider Ts och enligt exemplet är M = 3.The sampled impulse response, obtained in the above-described manner for the synchronization sequence in the symbol sequence S51, is shown in Fig. 6. As in Fig. 2, T denotes the time and CZ denotes the energy of the impulse response discrete correlation values, which are marked with bars at the signal sampling time n. has a length of L + M 'N samples, which are numbered from 0 to L -1 + M' N in the figure. N here denotes the number of signal sampling times n for each symbol and according to example N = 2. With M is denoted the length of a channel estimate for the equalizer V in symbol times Ts and according to the example M = 3.

Kanalestimatets längd M x Ts bestäms av hur stor tidsdispersion kanalen har, sa att utjämnaren V kan utjämna över dispersioner upptill M ' Ts. Med L betecknas det antal signalsamplingstidpunkter över vilken korrelationen maste utföras för att impulssvaret med säkerhet skall täcka en stor och snabb förändring av kanalens överföringsegenskaper. Intervallet av L sampel benämnes vanligen ett korrelationsfönster. Enligt exemplet i figur 6 där L =ll och impulssvarets signalsamplingstidpunkter n har numrerats fran 0 till 16.The length of the channel estimate M x Ts is determined by how large a time dispersion the channel has, so that the equalizer V can equalize over dispersions up to M 'Ts. L denotes the number of signal sampling times over which the correlation must be performed in order for the impulse response to cover with certainty a large and rapid change in the transmission properties of the channel. The interval of L samples is commonly referred to as a correlation window. According to the example in Figure 6 where L = 11 and the impulse response signal sampling times n have been numbered from 0 to 16.

Sasom nämndes inledningsvis sker en nedsampling av signalen S(n) i korrela- tions- och synkroniseringskretsen KS. Denna nedsampling sker till symboltakt i symbolsamplingstidpunkter med ett intervall av en symboltid Ts mellan tva intill varandra liggande sampel. Även impulssvaret nedsamplas till symboltakt till ett kanalestimat, vars längd väljes till M symboltider Ts enligt ovan. Det är enligt uppfinningen möjligt att välja flera olika kanalestimat ur impulssvaret i figur 6 och detta val sker pa följande sätt. En första nedsampling av impuls- svaret börjar vid signalsamplingstidpunkten n = 0. Samplingen fortsätter i symbolsamplingstidpunkterna med varannan samplingstidpunkt n = 2, n = 4 upp till n = 6, då enligt exemplet N = 2 och M = 3. Detta kanalestimat är i figur 6 1D 15 2D 25 4 6 5 G G 5 5 markerat med kraftiga i-lpar. Här-vid erhålles ett kanzalestimat med längden M x Ts vars totala ene .l (n) få erellt kan uttr ckas f :ed sambandet M 2 Eke= fío c (nns-i) 1: vilket utgör ett jämför 'sevärda för kanalestimatets energi. Nästa nedsampling av impulssvaret börjar -..d n = l och nya värden på energin Eke (II) bßräknas efterhand upptill n =L -l, enligt exemplet n=lÛ. På detta sätt. erhålles jämförelsevärdfn Eka (n) som är L till antalet, varav ett har störst belopp och betecknas Ekem). I figur 6 har markerats me kryss de symbolsamplingstid- punkter i impulssvaret som ger ett kanalestimat med denna maximala energi.As mentioned at the outset, the signal S (n) is sampled down in the correlation and synchronization circuit KS. This downsampling takes place at a symbol rate at symbol sampling times with an interval of a symbol time Ts between two adjacent samples. The impulse response is also subsampled to the symbol rate to a channel estimate, the length of which is selected to M symbol times Ts as above. According to the invention, it is possible to select several different channel estimates from the impulse response in Figure 6 and this selection takes place in the following manner. A first sampling of the impulse response begins at the signal sampling time n = 0. The sampling continues in the symbol sampling times with every other sampling time n = 2, n = 4 up to n = 6, then according to example N = 2 and M = 3. This channel estimate is in figure 6 1D 15 2D 25 4 6 5 GG 5 5 marked with strong i-lpar. In this case a channel estimate with the length M x Ts is obtained, the total of which one .l (n) few can actually be expressed f: ed the relation M 2 Eke = fío c (nns-i) 1: which constitutes a comparable value for the channel estimate's energy. . The next sampling of the impulse response begins - .. d n = l and new values of the energy Eke (II) are gradually calculated at the top n = L -1, according to the example n = lÛ. In this way. comparative value Eka (n) is obtained, which is L in number, one of which has the largest amount and is designated Ekem). In Figure 6, the symbol sampling times in the impulse response that give a channel estimate with this maximum energy are marked with a cross.

Kanalestimatet med jämförelsevärdet Ekgn) utväljes Qgh första samplingstid- punkten i det valda kanalestimatet utväljes såsom samplingstidpunkt. Enligt exemplet i figur 6 väljes sålunda samplingstidpunkten n = 8, vilket enligt ovan g Lear för symbolsekvensen SSl.The channel estimate with the comparison value Ekgn) is selected Qgh the first sampling time in the selected channel estimate is selected as the sampling time. According to the example in Figure 6, the sampling time n = 8 is thus selected, which according to the above g Lear for the symbol sequence SS1.

Enligt uppfinningen kan samplingstidpunkten även berëf-rias på följande alterna- tiva sätt. Den av signalsamplingstidpunkterna n i vilken impulssvaret har :maximal amplitud Crznaxm) uppsökes och utgör den valda samplingstidpunkten.According to the invention, the sampling time can also be referred to in the following alternative manner. The one of the signal sampling times n in which the impulse response has: maximum amplitude Crznaxm) is sought and constitutes the selected sampling time.

Jämförelsevärdet i denna samplingstidpunkt kan uttryckas med det enkla sambandet ' O 2 Et(n) = 05 Cmaxh) där OC. är en konstant. I exemplet i figur 6 är Crznaxh) markerat med en ring och motsvarande samplingstidpunkt är n = 9. Detta alternativa sätt att välja samplingstidpunkten är förmånligt om impulssvaret har ett enstaka korrela- tionsvärde CZ (n) som dominerar över de övriga korrelationsvärdena.The comparison value at this sampling time can be expressed by the simple relation 'O 2 Et (n) = 05 Cmaxh) where OC. is a constant. In the example in Figure 6, Crznaxh) is marked with a ring and the corresponding sampling time is n = 9. This alternative way of selecting the sampling time is advantageous if the impulse response has a single correlation value CZ (n) that dominates over the other correlation values.

Det är också i enlighet med uppfinningen att kombinera de två ovan beskrivna sätten att välja samplingstidpunkt. Jämförelsevärdet E;æ(n) och jämförelsevär- det Et(n) beräknas enligt ovan. Det största av dessa värden Emax väljes och den motsvarande signalsamplingstidpunkt nmax utgör den valda samplingstidpunk- ten. 465 005 10 15 20 25 30 6 Det ovan beskrivna uppfinningsenliga sättet att välja samplingstidpunkt för en av signalsekvenserna, enligt exemplet S51, har fördelen att den efterföljande signalbehandlingen i exempelvis utjämnaren V förenklas. Det kan emellertid inträffa att den överförda signalen enligt figur l utsättes för fädning, dvs att signalstyrkan sjunker kraftigt under ett kort tidsintervall på grund av signal- interferens. Om fädningen inträffar under synkroniseringssekvensen SY kommer det valda kanalestimatet och den valda samplingstidpunkten inte att vara representativa för resten av symbolsekvensen. Denna svaghet är särskilt påtag- lig för överföringssystem med långa symbolsekvenser, vilka sträcker sig över flera millisekunder. Enligt föreliggande uppfinning motverkas denna svaghet genom att ett estimerat värde nestﬁ) för samplingstidpunkten beräknas itera- tivt på följande sätt. Det maximala energivärdet, exempelvis Emax motsvarande samplingstidpunkt nmax beräknas efter hand för symbolsekvenser- na S51, S52, SS3---. För symbolsekvensen med nummer j beräknas den estime- , och rade samplingstidpunkten enligt nestü) = nestwl) Üg (nmax ' nest(j'l) ) Här är nestÜ-l) den estimerade samplingstidpunkten från föregående symbol- sekvens, nmax hör till symbolsekvensen med nummer j och ß är en viktfunk- tion. Denna viktfunktion kan exempelvis anta värdet /6 :ß Û om Emax överskrider eller är lika med ett tröskelvärde ED och i övriga fall är /ß = 0. Även andra medelvärdesbildningar kan utföras. Den estimerade samplingstid- punkten nestﬁ) ligger i allmänhet mellan tva signalsamplingstidpunkter n och som samplingstidpunkt väljes den signalsamplingstidpunkt som ligger närmast nestm' Det bör noteras att alla tidpunkter hos mottagaren, exempelvis signalsamplings- tidpunkterna, beräknas i förhållande till en synkroniseringstidpunkt Tsynk hos en ramklocka, vilken styres på känt sätt.It is also in accordance with the invention to combine the two methods described above to select a sampling time. The comparison value E; æ (n) and the comparison value Et (n) are calculated as above. The largest of these values Emax is selected and the corresponding signal sampling time nmax is the selected sampling time. The method according to the invention described above for selecting a sampling time for one of the signal sequences, according to example S51, has the advantage that the subsequent signal processing in, for example, the equalizer V is simplified. However, it may happen that the transmitted signal according to Figure 1 is subjected to fading, ie that the signal strength decreases sharply over a short time interval due to signal interference. If the fading occurs during the synchronization sequence SY, the selected channel estimate and the selected sampling time will not be representative of the rest of the symbol sequence. This weakness is particularly noticeable for transmission systems with long symbol sequences, which extend over several milliseconds. According to the present invention, this weakness is counteracted by iteratively calculating an estimated value nest ﬁ) for the sampling time in the following manner. The maximum energy value, for example Emax corresponding to the sampling time nmax is calculated gradually for the symbol sequences S51, S52, SS3 ---. For the symbol sequence with number j, the estimated and row sampling time is calculated according to nestü) = nestwl) Üg (nmax 'nest (j'l)) Here is nestÜ-l) the estimated sampling time from the previous symbol sequence, nmax belongs to the symbol sequence with numbers j and ß are a weight function. This weight function can, for example, assume the value / 6: ß Û if Emax exceeds or is equal to a threshold value ED and in other cases is / ß = 0. Other mean value formations can also be performed. The estimated sampling time nest ﬁ) is generally between two signal sampling times n and the sampling time chosen is the signal sampling time closest to nestm 'It should be noted that all times at the receiver, for example the signal sampling times, are calculated relative to a synchronization time Tsynk of a frame clock, which is controlled in a known manner.

Uppfinningen har ovan beskrivits i anslutning till ett exempel med tidsdelad mobiltelefoni. Det är emellertid möjligt att tillämpa uppfinningen vid andra signalöverföringssystem så snart återkommande synkroniseringssekvenser över- föres. Intervallen mellan dessa synkroniseringssekvenser kan vara av skiftande längd.The invention has been described above in connection with an example of time division mobile telephony. However, it is possible to apply the invention to other signal transmission systems as soon as recurring synchronization sequences are transmitted. The intervals between these synchronization sequences may be of varying length.

Claims

1D 15 20

1. A patent claim for determining sampling time when transmitting symbol sequences with recurring synchronizing sequences, wherein the symbol sequences are transmitted as analog signals over a channel and during transmission may be subject to interference, which method comprises the following method steps:

2. sampling the received analog signals at recurring signal sampling times which are selected in relation to a synchronization time common to a transmitter and a receiver, wherein a time interval for transmitting a symbol, a symbol time, comprises a whole number of signal sampling times and channel correlation for calculating the impulse response of the channel by means of the known synchronizing sequences and the sampled received signals, characterized in that the method further comprises the following method steps: sampling the impulse response of the channel to obtain at least one channel estimate for one of the synchronizing sequences (SY). the calculation for each channel estimate is performed in a desired number of times at a symbol time (Ts) distance from each other, a desired number of symbol sampling times, starting at one of the signal sampling times (n) calculating at least one comparison value (Eke (n), E't (n)) corresponding to the energy of the impulse response in at least one of the symbol sampling times, selection of the largest (Ekšn), E't (n), Emax) of the comparison values and selection of one of the signal sampling times (nmax) which corresponds to the selected II comparison value (Eke (n), Et (n ), Emax) and constitutes the sampling time for the said synchronization sequence. Method according to claim 1, characterized in that, for each of the channel estimates, the comparison value (E (n)) corresponds to the total energy of the impulse response ke 465 005 8 at the desired symbol sampling times, the corresponding value (Eke (n)) the signal sampling time (n) coincides with the channel symbol's first symbol sampling time.

Method according to claim 1, characterized in that one of the suitable values ß a (ät (n)) corresponds to the energy of the impulse response at one of the signal sampling times, in which the total impulse response has a maximum amplitude, (Cmšx (n)), wherein said the signal sampling time is the signal sampling time (n) corresponding to the comparison value.

Method according to any one of claims 1, 2 or 3, characterized in that the method further comprises the following method steps: - the sampling times (nmax) are selected for subsequently received synchronization sequences and (SY1, SY2 ---) - an average value is formed iteratively of the subsequently selected sampling times (nmax) to constitute an estimated sampling time (ne st ﬁ)) -

The method according to claim 4, characterized in that the mean value is formed by means of a weight function () for the last received axis) ', the weight function assuming a zero value if the largest comparison value (Emax) falls below a threshold value (EU). the synchronization sequence (j) with the last selected sampling time (nm VÄ! IH U-