SE429704B - Sett for kodsignalering i en fm-rundradioanleggning samt mottagare och sendare i en rundradioanleggning for utforande av settet - Google Patents

Description

7802031-0 vid CCIR (Conite Coasultatif International des Radiocommunications). I denna an- läggning utsändes kodsígnalen medelst en lämylig underbärvâg ovanför stereoinforma~ tionssignalens frekvensspektrum. Denna underbärvåg är frekvensmodulerad med den bi- nära kodsignalen, vilken genom en digital kod innehåller information om t.ex~ pro- grammets namn, sändarens läge, programmets art och kanalnumret, så att t.ex. följan- de information bestående av sexton tecken mottages: hed1 Roerm KL 25 Mottagarna i en sådan anläggning är försedda med en avkodare, som avkodar den binära kodsignalen från den mottagna signalen, och använder den för att exempelvis helt eller delvis optiskt återge den sålunda översända informationen så att användaw ren omedelbart kan se på vilken sändare hans mottagare är avstämd. Alternativt är det möjligt att anordna mottagaren på sådant sätt att vid uppträdandet av en förin- ställd kod en del av mottagaren eller bandinspelnings- eller återgivningsapparaten kopplas till eller från. Om koden innehåller en speciell kod, som utsändes för tra- fikrapportering, kan koden i synnerhet användas för att koppla till återgivningsde- len av en bilradiomottagare eller att stanna en bandåtergivningsanordning som är i drift.

Denna kända rundradioanläggning med kodsignalering har testats i praktiken med följande värden: _ Underbärvâgsfrekvensen var 66 kHz och frekvenssvepet 1 kHz så att till följd av den binära informationen frekvensen varierades mellan 65 kHz och 67 kHz.

Den använda koden var 6-bits ASCII-koden med 16 tecken ter information.

Den modulerade kodsignalens amplitud var så vald att 1 kHz, d.v.s. 1,33% av det totala frekvenssvepet på 75 kHz som var tillgängligt för FM modulationen av huvud- bërvågen, upptogs av kodsignalen. Den relativt ringa amplituden (1 kHz) hos denna signal har valts emedan experiment har visat att en större amplitud kan förorsaka interferenshrus i vissa FH mottagare.

Det visade sig emellertid att den'med nödvändighet ringa amplituden hos den modulerade kodsignalen och dess relativt höga frekvens (66 kHz) resulterar i ett dåligt signal-brusförhållande. För att återvinna kodsignalen felfritt kräver motta- garen ett filter med högt erdningstal och med en bra godhetsfaktor och en bra tempe- raturstabilitet. Dessutom visade det sig att trots användningen av ett sådant dyr- bart filter med högt ordningstal avkodningen av kodsignalen ej sker felfritt för antennspänningar under 10 /uV (vid 60 Ohm), under det att medel-FM-mottagarna fortfarande ger en acceptabel mono-mottagning vid dessa antennspänningar. 3 7802031-0 Ett ändamål med uppfinningen är att åstadkomma ett sätt för kodsignalering i en FM-rundradioanläggning, vilket medger en huvudsakligen felfri avkodning av kodsignalen vid mottagna antennspänningar, vid vilka en acceptabel monomottag- ning inte eller knappast är möjlig, under det att signalmottagningen i förefint- liga mottagare inte störes eller knappast störes, varjämte filter av högt ord- ningstal och således dyrbara filter i mottagaren enligt uppfinningen kan undva- ras. För detta ändamål kännetecknas sättet enligt uppfinningen därav att nämnda ytterligare underbärvåg är en överton till en underton till stereopilotsignalen, som inte sammanfaller med en överton till stereopilotsignalen och är avledd på sändarsidan från samma frekvenskälla som stereopilotsignalen och att kodsignalen är binärt fasmodulerad på denna underbärvåg.

Uttrycket binär fasmodulation avser härvid såsom vanligt en fasmodulation, vid vilken underbärvågens fas skiftas 180° av den binära kodsignalen. Detta ger en modulerad signal med en fullständigt undertryckt bärvåg.

Genom att använda fasmodulatíon av underbärvågen med den binära kodsignalen (fasskiftryckling) istället för frekvensmodulation (frekvensskiftnyckling) erhålles en förbättring i signal-brusförhållandet. I motsats till de-modulationen av den fre- kvensmodulerade underbärvågen kräver demodulationen av den fasmodulerade underbär- vågen emellertid en omodulerad ("ren") underbärvåg. Denna underbärvåg finns inte i den binärt fasmodulerade kodsignalen, emedan underbärvågen själv är undertryckt och bara sidbanden överföres. Alstring av denna underbärvåg på mottagarsidan kan emel- lertid ske genom att kvadrera den inkommande binärt fasmodulerede signalen, vilket resulterar i en bärvåg med dubbla frekvensen, och att därefter filtrera denna bärvåg med dubbla frekvensen samt återvinna bärvågen av den ursprungliga frekvensen från bärvågen med dubbla frekvensen genom en delare, som delar frekvensen med två.

Med denna metod måste vid dåliga signal-brusförhållanden bärvågen med dubbla frekvensen alstras ur en signal med en hög halt av brus. Om t.ex. en s.k. faslåst slinga användes för detta ändamål kan detta sne genom att använda ett lågpassfilter med en låg gränsfrekvens i slingan på sådant sätt, att_fasen hos den spänningsstyrda oscillatorn i fasslingan inte moduleras alltför mycket av brus, men Å andra sidan reducerar ett sådant lågpassfilter med låg gränsfrekvens den faslåsta slingans in- dragningsområde i sådan grad att en spänningsstyrd oscillator med en mycket stabil tomgångsfrekvens erfordras. I praktiken kan detta bara uppnåsas med en kristallstyrd oscillator.

Genom förelig¿ande uppfinning vid vilken binär fasmodulation av kodsignalens undarbärvåg användes i kombination med ett Irekvensförhållande mellan stereopilot- signalen och nämnda anderbärvåg, vilket förhållande är fixerat på sändarsidan, er- hålles en anläggning i vilken avkodning kan äga rum utan filterorgan av högt ord- ningstal och vilken är relativt okänelíg för dåliga signal-brusförhållanden. 7802031-0 Underbärvågen för sändaridentifieringssignalen kan nu återvinnas med mycket enklare medel, emedan stereopilotsignalen är modulerad med ett mycket större fre kvenssvep (10% av det totala frekvenssvepeb på 75 kHz) på huvudbärvågen än sändari- dentifieringssignalen själv (1,33% av det totala frekvenssvepet på 75kHz). I en mot~ tagare i en anläggning enligt uppfinningen kan fasfel alstras till följd av olika ' fördröjningstider för den modulerade kodsignalen och för stereopilotsignalen i mot- tagarens avstämningsenhet och i mellanfrekvenssektionen. Fasmångfalder alstras också emedan underbärvågsfrekvensen (Åik) för den modulerade kodsígnalen är så vald att den är lika med en "del-" överton till stereopilotsignalen QJ); detta betyder att àfb = n/m,af, där m och n är heltal men n är ej delbart-med m. Den frekvensdelning som därvid krävs i sändaren och i mottagaren kan alstra dessa fasmångfalder.

I enlighet med en ytterligare aspekt av uppfinningen användes en automatisk faskorrektionsanordning i en mottagare enligt uppfinningen, vilken kan ställa in den omodulerade vågens fas som krävs för detektering av den modulerade kodsignalen rela- tivt den modulerade kodsignalen själv. Denna faskorrektionsanordning styras från en fasdetektor som jämför den modulerade kcdsignalens fas med fasen hos den omodulerade våg; som erhålles ur stereopilotsignalen, och beroende på resultatet av denna jäm- förelse korrigerar faskorrektíonsanordningen alla fasfel. Då bärvågen själv saknas i den binärt modulerade kodsignalen kan detta emellertid inte göras utan ytterligare åtgärder.

En första metod att lösa denna svårighet är att använda frekvensdubbling av den modulerade kodsignalen, vilket ger en omodulerad bärvåg med'dubbla underbärvågsfre- kvensen. Denna bärvåg med dubbla underbärvâgsfrekvensen matas till en ingång på fas- detektorn, medan en våg som likaledes har dubbla underbärvågsfrekvensen, vilken är alstrad medelst frekvensmultíplikation och/eller- division av stereopilotsignaleu, matas till den andra ingången.

En andra metod består i att använda en fasinverterare i en av ingângsledningar- _na till fasdetektorn eller i dess utgångsledning, vilken fasinverterare styres av den demodulerade utgångssignalen från den synkrona detektorn. Det'är uppenbart att detta i båda fallen leder till en fastvåtydighet vid detekteringen av kodsignalen.

Denna fastvåtydighet är inte störande om en kod användes, vilken är okänslig för en sådan tvåtydighet, t.ex. en s.k. differentialkbd. Detta är en kod vid vilken de två binära tillstånden inte överföras av två fastillstånd hos underbärvågen utan genom uppträdandet eller inte av en fasövergång från den ena fasen till den andra och om- vant.

Underbärvågens frekvens kan t.ex. vara vald att ligga mellan tredje och femte övertonen till stereopilotsignalen. Om man väljer den under den tredje övertonen kommer underbärvågen alltför nära stereoinformationssignalens spektrum och om man väljer den över den femte övertonen_ökas risken för störningar till följd av angrän- sande sändare. 5 7su2os1-o Vidare kan interferens inträffa i ett antal stereamottagare mellan underbärvå- gen för sändaridentifieringen och den andra övertonen till den signal på 38 kHz, som krävs för stereodetekteringen, vilket svarar mot den fjärde övertonen till pilotsig- nalen. För detta ändamål skall underkürvâgen för kodsignaleringen inte ligga alltför nära denna fjärde överton.

Till följd av den olinjära faskarakteristiken hos mottagarens me1lanfrekvens~ sektion uppträder en interferensprodukt med en frekvens, som är lika med skillnade- frekvensen mellan underbärvâgen och stereopilotsígnalen, i den multiplexa signalen.

Denna interferensprodukt kan efter detektering med spänningen på 38 kHz förorsaka hörbart brus, om underbärvågen ligger alltför nära den tredje övertonen till stereo- pilotsignalen.

Den nämnda ej linjära faskarakteristiken förorsakar vidare brus i området för alla övertonerna till stereopilotsignalen. Alla dessa överväganden leder till valet att underbärvâgen för kodsignalen inte skall sammanfalla med en hel överton till stereopilotsignalen. Följaktligen skall den företrädesvis vara en "bsåkdels"-överton till kodsignalens underbärvåg , varvid man avlägsnar fasmångtydigheten som därvid uppträder i mottagaren på det ovan beskrivna sättet.

På basis av det ovan sagda skall underbärvågen företrädesvis ligga halvvägs mellan två övertoner till stereopilotsignalen, t.ex. vid 7/2 eller 9/2 gånger ste- roopilotsignalen. Uppfinningen har undersökts med en bärvågsfrekvens på 7/2 gånger pilotfrekvensen; för tydlighets skull beskrivs en utföringsform med en underbär- - vågsfrekvens av I6/5 gånger en pilotfrekvens.

En ytterligare förbättring av sättet för kodsignaiering enligt uppfinningen, vid vilket med bibehållande av en tillförlitlig transmission av kodinformationen en reducerad risk för störning i mottagarna är möjlig, kännetecknas därav att den extra underbärvågen med den moduierade kodsignaien ligger i åtminstone en av de två haivorna av frekvensområdet, som är uppdelat i två delar av stereopiiotsígna- len, mellan den övre gränsen av 1judfrekvensinformationssignaiens frekvensspektrum och den undre gränsen av den moduierade stereoinformationssignaiens frekvensspekt- rum och att den moduierade kodsignaien har en amplitud, som bringar huvudbärvågen att avvika mindre än i kHz, företrädesvis 0,25 kHz.

Denna åtgärd har följande effekter. 1. Emedan underbärvâgen för kcdsignaleringen nu ligger på avstånd från de högre övertonerna till stereodetekteringssignalen på 38 kHz kan dessa högre ävertoner inte alstra hörbart brus i de existerande mottagarna. 2. Emedan underbärvågen för kodsignaleringen nu är belägen mycket lägre i den mul- tiplexa signalens frekvenssçektrum är signal-brusförhållandet mycket mera gynnsamt.

Följaktligen kan den modulerade kodsignalen ha ännu mindre amplitud än vad som var möjligt för en underbärvâg med t.ex. 65,5 kHz. Som jämförelse skall noteras att vid föreliggande föredragna utfärin sform den modulerade kodsignalen endast behöver upp- ta imgefär 0,25 kHz av det maximala frakvenssvepet på 75 kHz för att erhålla en 78D2031~0 e tillförlitlig kodsignaiering. I fallet med en underbärvåg på 66,5 kHz krävs ungefär 1 kHz. Den mycket mindre underbärvågsamplituden reducerar givetvis risken för in- terferensbrus förorsakat av andra komponenter i den multipïexa signalen. I En ytterligare reduktion av risken för brus i färefintlíga mottagare, i synner- het vid monomottagning, kan uppnås i enlighet med ett ytterligare kännetecken för uppfinningen om en underbärvåg, vars fas-är binärmodulerad med kodsignalen, ligger i var och en av de två halvorna av nämnda frekvensområde, som är delat i två delar av stereopilotsignalen, och om de två underbärvågorna som är modulerade av kodsignalen har lika amplituder och en sådan fas relativt stereopilotsignalen att de tillsammans med stereopilotsignalen bildar en signal som erhålles genom kvadraturmodulation av stereopilotsignalen med en underbärvåg, som är avledd från stereopilotsignalen, vil- ken underbärvåg själv är binärt fasmodulerad av kodsignalen.

Vid en sådan signal kan var och en av de binärt fasmodulerade underbärvâgssig- nalerna betraktas som ett sidband i en dubbel-sidbandssignal med stereopilotsignalen såsom bärvåg. Stereopilotsignalen är kvadraturmodulerad av en modulationssignal, vilken själv är binärt fasmodulerad av kodsignalen. Hodulationssignalen har en fre- kvens, som är lika med skillnaden mellan stereopilotsignalens frekvens och en under- bärvâg. En anläggning enligt detta ytterligare kännetecken för uppfinningen, som undersökts i praktiken, har närmast stereopilotsignalen med-en frekvens f av 19 kHz en första underbärvåg på 16,625 kHz (7/8 f ), vars fas är binärt modulerad av kodsignalen, samt en andra underbärvâg på 21,375 kHz (9/8 fp) vars fas är binärt modulerad av kodsignalen. I fallet med lika amplituder på de båda underbärvågorna och ett korrekt relativt fasförhâllande mellan underbärvågorna och stereopilotsigna- len utgör de tre signalerna tillsammans en stereopilotsignal, som är kvadraturmodu~ lerad av en nnderbärvågssignal på 1/8 f , vilken själv är binärt fasmodulerad av kodsignalen. För detta ändamål måste en underbärvågs fas ligga före stereopilotsig- nalen som är fërskjuten 900 samma belopp som den andra underbärvågen ligger efter denna 900 fasförskjutna stereopilotsignal, med andra ord resultanten för de två modulerade underbärvågorna har en 900 fasförskjutning relativt stereopilotsigna- len. _ Summan av stereopilotsignalen och de två underbärvagorna bildar en pilotsignal vars amplitud är huvudsakligen konstant. Då i synnerhet amplitudvariationer i pilot- signalen ger upphov till distorsionsprodukter till följd av den olinjära faskarakte- ristiken hos mottagarnas mellanfrekvenssektion ger den ovan beskrivna åtgärden en_ ytterligare distorsionsminskning.

Inom ramen för uppfinningen är det alternativt möjligt att ge den med kodsig- nalerna modulerade underbärvågen en sådan fas att resultanterna alltid sammanfaller (00 eller 1800) med stereopilotsígnalen. De tvâ underbärvågor som verkar såsom aidband till stereopilutaignalen förorsakar därvid en amplitudmodulution hos stereo- pilotsígnalen med en bärvågssignal, som själv är binärt fasmodulerad av kodsignalen. 7802031-0 Vid tillförnnde av stereopilotsignalen, som är dubbelsidbandskvadratur- eller amplitudmodulerad av de två underbärvågorns, eller stereopilotsígnalen som är enkel- sidbands fas-och amplitudmodulerad av en underbärvåg, till stereoavkodaren i en ra- diomottagare undertryckes underbärvâgsamplituderna, vilka redan är små, så kraftigt av det stereopilotsignalfilter, som finns i sådana mottagare, relativt stereopilot- signalen själv att störningar i stereodetektorn i huvudsak inte inträffar. En sådan störning skulle bli mycket större vid en direkt fas- eller amplitudmodulation av stereopilotsignalen med kodsignalen.

Denna störning blir givetvis också större desto närmare stereopilotsignalen underbärvågorna ligger (t.ex. vid 11/12 fp och/eller 13/12 fp). Vid ett alltför stort avstånd mellan underbärvåg och stcreopilotsignalen blir å andra sidan under- bärvågen belägen alltför nära ljudinformationssignalens frekvensspektrum eller den modulerade stereoinformationssignalens spektrum. På grundval av dessa överväganden är ett avstånd av 1/8 fp mellan underbärvâg (respektive underbärvågor) och stereo- pilotsignalen att föredra.

Då underbärvågsfrekvensen i anläggningen enligt föreliggande utföringsfbrm lig- ger relativt nära stereopilotsígnalens frekvens är det att föredra att i mottagaren för mottagning av sådana signaler först omvandla den modulerade underbärvågen (7/8 fp och/eller 9/8 fp) med stereopilotsignalen till en mellanfrekvens (1/8 fp), vilken står i ett övertonsförhållande till seriepilotsignalen och vilken är lika med skillnaden mellan underbärvågsfrekvensen och stereopilotfrekvensen. Den synkrona detekteringen av kodsignalen kan därvid utföras vid denna lägre frekvens på ett mot- svarande sätt som det som beskrivits tidigare.

Uppfinningen förklaras närmare med hjälp av exempel under hänvisning till rit- ningarna, där fig 1 visar ett blockschema för en utföringsform av en sändare vid en första realisering av anläggningen enligt uppfinningen, fig 2 visar frekvensspektrat för den multiplexa signal, som alstras på sändarsidan i den första utföringsformen av anläggningen enligt uppfinningen och som erhålles på mottagarsidan efter FM-demo- dulation, fig 3 visar ett blockschema för en första utföríngsform av en mottagare enligt uppfinningen, fig 4 visar ett blockschema för en andra utföringsform av en mottagare enligt uppfinningen, fig 5 och fig 5a visar blockschemor för en sändare vid en andra utföringsform av anläggningen enligt uppfinningen, fig 6 visar fre- kvensspektrat för den multiplexa signal som alstras på sändarsidan och som erhålles på mottagarsidan efter FH-demodulation enligt den andra utföringsformen av anlägg- ningen, fig 7 visar ett blockschema för en utföringsform av en mottagare för mottag- ning av en signal enligt fig 6 och fig 8 visar ett blockschema för en andra utfö- ringsform av en mottagare för mottagning av en signal enligt fig 6.

Sändaren enligt fig 1 innefattar en källa för vënsterlJudsignaler 1 och en käl- la för högerljudsignaler 2. Var och en av dessa ljudsignaler matas via ett för- 7802031-o ' 8 f emfasnät 5 respektive 4 och via ett lågpassfilter 5 respektive o med en gränsfre- kvens på 15 kHz till en summeringskrets 7 och till en subtraktionskrets 8. Därefter matas summasignalen L+R som avledes från summeringskretsen till en ingång 9 på_en multiplexer 10. Skillnadssignalen L-R från subtraktionskretsen 8 moduleras i en ba- lanserad modulator 11 på en stereounderbärvåg av t.ex. 38 kHz och den sålunda er- hållna modulerade stereoinformationssignalen, som består av två sidbaud med under- tryckt stereounderbärvåg matas via ett bandpassfilter 12 till en andra ingång 13 på muitiplexern 1.0. ' Dessutom innefattar sändaren i fig 1 en stabil oscillator 14, t.ex. en kri- stalloscillator, som i allmänhet avger en våg på 19 kHz, vilken användes såsom ste- '_reopilotsignal. Denna stereopilotsignal matas till en tredje ingång 15 på multi- plexern 10.

Oscillatorns 14 stereopilotsignal matas också till en s.k. faslåst slinga 16 vilken innefattar en fasdetektor 16a, ett lågpassfilter 16b, en spänningsstyrd osoillator 16c och en delare för frekvensdelning med två 16d- Den faslâstn slingan 16 användes för att alstra en underbärvåg, vars frekvens (38 kHz) är lika med dubbla stereopilotfrekvensen och som är låst till etereopilotsignalen. Funktionen hos en sådan faslåst slinga är känd. Utgångssignalen på 38 kHz från osoillatorn 16c omvand- las i delaren 16d till en signal på 19 kHz, vilken jämföras i fasdetektozn 16a med oscillatorns 14 pilotsignal på 19 kHz. Utgångsspänningen från fasdetektorn 16a fil- treras i lågpassfiltret 16b och matas såsom styrspänning till oscillatorn 160.

Via en fasförskjutningsanordning 17 matas utgångssignalen på 38 kHz från den faslåsta slingan 16 såsom stereounderbärvåg till modulatorn 11 för påmodulering av signalen L-R. Fasförskjutningsanordningen 17 användes för att ge underbärvågen den internationellt föreskrivna fasen relativt stereopilotsignalen på 19 kHz.

En andra fasläst slinga 18 som är ansluten till oscillatorn på 19 kHz innefat- tar en fasdetektor 18a, ett lågpassfilter 18b, en spänningsstyrd osoillator 18c och en 16-delare 18d. Den faslåsta slingan 18 arbetar på samma sätt som slingan 16 och avger en utgångssignal, som är låst till stereopilotsignalen, på 304 kHz, d.v.s. 16 gånger pilotsignalfrekvensen. Därefter reduceras signalen på 304 kHz från den fas- lâsta slingan 18 i en delare 19 för delning med fem till 60,8 kHz och den senare signalen matas såsom underbärvåg för sändaridentifieringssignalen till bär- vâgsin- gången på en balanserad modulator 20. Denna modulators modulationsingång är ansluten till ett schematiskt visat arrangemang 21 för alstring av en lämplig binärkod som innehåller sändaridentifieringsinformationen, t.ex. en kod av det slag som är defi- nierad i inledningen.

Modulatorn 20 kan t.ex. vara en ringmodulator eller en långsvansad "dua1"~krets eller någon annan känd modulator vilken under inverkan av de bitar som avledes från anordningen 21 vrider fasen hos signalen på 60,8 kHz från delaren 19 18Û0_ Signa_ 9 7802031-0 len på 60,8 kHz som är fasmodulerad på detta sätt matas via ett bnndpassfilter 22 med en bandbredd av ungefär 4 kHz till en fjärde ingång 23 på multiplexern 10. Mul- tiplexern kombinerar signalerna på ingångarna 9,13,15 och 23 och avger dem samman- satta till en ej visad FBI-sändare.

För ytterligare förklaring visar fig 2 frekvensspektrat för den signal som er- hålles på utgången av multiplexern. Mellan O och 15 kHz finns summnsignalen L+R som är tillförd genom ingången 9, vid 19 kHz uppträder stereopilotsignalen som är till- förd via ingången 15, mellan 23 och 53 kHz uppträder signalen L-R vilken är module- rad på 38 kHz och som är tillförd genom ingången 13 och vid 60,8 kHz uppträder den ungefär 4 kHz breda sändaridentifieringssignalen som är tillförd genom ingången 23.

Det observeras att de relativa amplitudförhållandena vanligen avviker mera från var- andra än vad som är visat för tydlighets skull. I allmänhet är stereopilotsignalexi ungefär 9 gånger mindre än komponenterna L+R och L-R medan amplituden hos sändari- dentifieringssignalen företrädesvis är vald ungefär 10 gånger mindre än stereopilot- signalens amplitud.

Mottagaren enligt fig 3 innefattar en avstämningsenhet 24, en mellanfrekvens- förstärkare 25 och en FM-detektór 26. Den multiplexa signalen som är sammansatt av de i fig 2 visade komponenterna uppträder på utgången av denna FM-detektor. Vid en stereomottagare matas denna multiplexa signal till en stereoavkodare 27, vilken av- ger vänster- och höger~ljudsignaler som via ljudförstärkare 28 och 29 tillföres en vänster och en höger högtalare 30 respektive 31.

För demodulering av sändaridentifieringssignalen matas den multiplexa signalen till ett 19 kHz bandpassfilter 32 för stereopílotsignalen och ett 60,8 kHz- band- passfilter 33 för sändaridentifíeringssignalen. Den medelst filtret 32 utfiltrerade stereopilotsignalen filtreras ytterligare och dess frekvens multipliceras genom en faslåst slinga 34 som innefattar en fasdetektor 34a, ett lågpassfilter 34b, en spänningsstyrd oscillator 340 och en frekvensdelare 34d för delning med 1:32. Dess funktion är likadan som funktionen hos de faslåsta slingorna 16 och 16 i fig 1. 'tgångsspänningen från den faslåsta slingan 34, vilken har en frekvens pâ 32 x 19 = 608 kHz, reduceras därefter till 121,6 kHz i en delare 35 för delning med fem, passerar därefter genom en styrbar fasförskjutningsanordning 36, vers funktion kom- mer att förklaras senare, delas därefter i en delare 37 för delning med två till 60,8 kHz och matas slutligen till en första ingång 38 på en synkron demodulator 39.

Den fasmodulerede sändaridentifieringssignalen på 60,8 kHz som kommer från bandpassfiltret 33 matas via en 45° fasförskjutningsanordning 40 till en andra ingång 41 på den synkrona demodulatorn 39. Den synkrona detekteringen av den fasmo- dulerade sändaridentifieringssignalen på 60,8 kHz på inången 41 medelst den omodu- lerade spänningen på 60,8 kHz på ingången 38 ger på utgången av den eynkrona demodu- latorn 39 de demodulevade binära sändaridentifïeríngssígnnlerna. Denna binära.kod- 78023031-0 W signal leds genom ett lâgpassfilter 42, därefter formas den till rektangulära pulser i en pulsformare 43 samt matas till en avkodare 44. Denna avkodare omvandlar den binära sändaridentifieringssígnalen till signaler som är lämpade för att driva en "display" 45.

För korrekt synkron detektering i demodulatorn 39 måste den omodulerade spänf ningen på ingången 38 ha korrekt fasförhållande relativt den modulerade signalen som tillföras ingången 41. I allmänhet är detta korrekta fasförhållande inte säkerställt av följande skäl: 1. Till följd av otillräckligt linjär faskarakteristik hos mellanfrekvensförstär- karen 25 kan stereopilotsignalen på 19 kHz och sändaridentifieringssignalen på 60,8 kHz utsättas för inbördes olika fördröjningstider. 2. Ingångsfiltren 32 och 33 kan åstadkomma ej önskade fasförskjutningar. 3. Till följd av frekvensdelningen i delaren 19 i sändaren är fasen hos den ut- sända sändaridentifieringssignalen på 60,8 kHz inte längre entydigt bestämd relativt den utsända stereopilotsignalen. En liknande fasmångfald förorsakas av frekvensdela- ren 35'i mottagaren. , För att eliminera dessa fasproblem innefattar kretsen enligt fig 3 den ovan nämnda inställbara fasförskjutningsanordningen 36. Denna fasförskjutningsanordning är styrd via ett lågpassfilter 46 från en fasdetektor 47. Fasdetektorn 47 har två ingångar 48 och 49, av vilka ingången 48 är ansluten till utgången av fasförskjut- ningsanordningen 36, medan ingången 49 är ansluten till utgången av en anordning 50 som alstrar en modulerad våg med dubbla frekvensen (d.v.s.121,6 kHz) av den fasmodu- lerade signalen från filtret 33. För detta ändamål har anordningen 50 en icke linjär karakteristik med en term av jämn potens och innefattar t.ex. en kvadreringskrets eller en helvågslikriktare.

Emedan den faslåsta slingan 34 multiplicerar stereopilotsignalen med en faktor 2 mera än som är nödvändigt för den synkrona detekteringen är frekvensen hos den spänning som tillföres fasdetektorns ingång 48 lika med dubbla bärvågsfrekvensen.

Bestämning av fasen medelst fasdetektorn 47 utföres således vid dubbla bärvågsfre- kvensen och resultatet av mätningen användes för att kompensera de ovan nämnda ej önskade fasförskjutningarna medelst den styrbara fasförskjutningsanordningen 36. Det observeras att frekvenserna hos de två signaler, som matas till fasdetektorn 47 all- tid är lika med varandra varför inga infångningsprcblem kan uppstå. De fasfel som korrigeras varierar endast långsamt och lågpassfiltret 46 kan följaktligen ha en mycket låg gränsfrekvens (t.ex. 10 Hz). Till följd av denna låga gränsfrekvens kan snabba fasvariationer, som kan alstras till följd av bruset i överföringsbanan 33-40-41 för sändaridentifieringssignalen, undertryckas effektivt. Genom de angivna åtgärderna är det möjligt att för den synkrona detektorn 39 alstra en omodulerad spänning med korrekt frekvens och korrekt fas och vilken är brusfri i tillräcklig n 7802031-0 grad. Dä till följd av fasstyrningen medelst 36,45,47 fasen korrigeras vid dubbla bärvågsfrekvensen är fasförhållandet vid den synkrona detektorns 39 ingångar fortfa- rande inte entydigt (1800 fastvåtydighet). Vid användning av en (differential-)kod som är okänslig för detta kan emellertid en korrekt överföring av kodsignalen trots detta säkerställas.

I praktiken fungerar den automatiska fasstyrningen medelst fasstyrunordningen 36 alltid så att de båda ingångssignalerna till fasdetektorn 47 är förskjutna 90° i fas relativt varandra. Dessutom är det önskvärt att det inbördes fasförhållandet mellan den synkrona detektorns ingångssígnaler är OO eller 1800. Om delaren 57 för delning med två är så utförd att nollgenomgångarna i dess utgångsspänning sam- manfaller med nollgenomgångarna i dess ingångsspänning och om frekvensdubblaren 50 är utförd såsom en kvadrerande krets, i vilken ingångsspänningens toppar sammanfal- ler med utgångsspänningens toppar, så är denna föredragna fasrelation automatiskt uppnådd. I andra fall kan en extra faskorrektion krävas 1 en av ingångsledningarna till detektorerna 47 och 39, t.ex. en 900 korrektion vid den dubbla bäzvâgsfre- kvensen eller en 450 korrektion vid bärvågsfrekvensen själv. Fasförskjutningsan- ordningen 40 för 450 fasvridning användes för detta ändamål. Det observeras att flera varianter av kretsen enligt fig 3 är tänkbara inom uppfinningens ram. Exempel- vis är det möjligt att ersätta delaren 57 för delning med två med en frekvensdubbla- re i fasdetektorns 47 ingångsledning 48. Den faslåsta slingans 34 frekvensmultipli- kationsfaktor skall då vara en faktor 2 mindre. Alternativt är det t.ex. möjligt att inkludera fasstyranordningen 36 i filtrets 33 utgångsledning.

Om istället för 16/5 gånger stereopilotsignalen 7/2 gånger denna pilotsignal exempelvis skulle väljas såsom sändaridentifieringssignalens bärvågsfrekvens kan delarens 34d divisor vara lika med 14 och delarens 35 divisor kan vara lika med 2.

Det är därvid enklare att göra delarens 54d divisor lika med 7, varigenom delaren 35 kan utelämnas.

I utföringsformen enligt fig 4 har de enheter som svarar mot enheter i fig 3 försetts med samma hënvisningssiffror som i denna figur.

Medan i utföringsformen enligt fig 3 fasjëmförelseu för styrning av faskorrek- tionsanordningen 56 utföres vid dubbla bärvâgsfrekvensen utföres denna jämförelse- vid utföringsformen enligt fig 4 vid bärvågsfrekvensen själv. För detta ändamål är den frekvensdubblande kretsen 50 och delaren 37 för frekvensdelning med 2 utelämnade och dívisorn i delaren 34d är reducerad till 16.

Via fasförskjutningsanordningen 36 avger delaren 35 nu en omodulerad bärvåg av bärvâgsfrekvens (60,8 kHz) till fasdetektorns d? ingång 48.

En fasinverterare 51 (balanserad modulator) är inkopplad i ingångsledningen till fasdetektorns 47 ingång 49. Fasinverteraren 51 är styrd med ntgångssignalen från den synkrona detektorn 59 eller alternativt med pulsformarens 45 utgångssignal.F 7902031-0 i 12 Varje gång sändaridentifieringssignalens fas ändras 1800 till följd av kodsignalen åstadkommer detta en transient i pulsformarens 43 utgångssignale, vilket ger en fas- omkastning av fasinverteraren 51 så att på ingången_49 den ursprungliga fasomkast- ningen elimineras. Fasdetektorns 47 ingång 49 matas således med sändaridentifie- ringsbärvågen på 60,8 kHz från vilken den ursprungliga fasmodulationen har avlägs- nats . I fasdetektorn 47 jämföras fasen hos denna omodulerade bärvåg i förhållande till spänningen på ingången 48 och alla fasfel kompenseras bort av fasförskjutnings- anordningen 36 via lâgpassfiltret 46. " Istället för att vara inkopplad i ledningen till ingången 49 kan fasinvertera- ren 51 också vara inkopplad i matningsledningen till fasdetektorns 47 ingång 48.

Bärvågen på 60,8 kHz som tillföres via fasförskjutningsanordningen 36 ör därvid fas- modulerad av den binära kodsignalen på samma sätt som sändaridentifieringssignalen själv har modu1eratsÅ Därvid avger fasdetektorn 47 åter en utgångsspänning som kan användas för faskorrektion.

En tredje möjlighet är att inkoppla fasinverteraren i fasdetektorns 47 utgångs- ledning antingen före eller efter filtret 46. Fasdetektorn 47 avger därvid själv den binära kodsignalen men då fasinverteraren ändrar status för varje signaltransient i denna signal blir fasinverterarens utgångssignal en likspänning som kan användas för faskorrektionen.

En 90° fasförskjutningsanordning 52 i den synkrona detektorns ingångsledning 38 har en liknande funktion som 450 fasförskjutningsanordningen 40 i fig 2. Alter- nativt kan fasförskjutningsanordningen 52 vara inkopplad i den synkrona detektorns 39 ingângsledning 41 eller i en av fasdetektorns ingångsledningar.

En ytterligare analys av kretsen enligt fig 4 visar att hela faskorrektionssy- stemet har två stabila regleringstillstånd där fasskillnaden hos signalen på faade- tektorns ingång 49 i förhållande till signalen på ingången 48 kan vara +90° eller -900. Detekteringen av den binära kodsignalen medelst den synkrona detektorn 59 har följaktligen samma mångtydighet som i mottagaren enligt fig 5.

De i fig 3 och 4 visade kretsarna kräver inte resonanta kretsar som uppfyller höga selektivitetskrav, emedan en stor del av den erforderliga selektivlteten kan realiseras vid låg frekvens, d.v.s. av lâgpassfilter-(34b,46,42). Följaktligen be- höver bandpassfiltren 32 och 33 bara ha måttliga godhetsfaktorer (ungefär 20). Sena- re undersökningar har till och med visat att stereopilotfiltret 32 kan helt undva- ras. I vissa fall är det också möjligt att från stereoavkodaren 27 erhålla en ste- reopilotsignal som redan har filtrerats. Den faslåsta slingans 34 ingång anslutes därvid till en lämplig punkt i stereoavkodaren 27. ' De i fig 1,5 och 4 visade funktionsenheterna är i och för sig kända och kräver således ingen ytterligare förklaring.

Sändaren enligt fig 5 innefattar en stereomultiplexkodare 101 till vilken käl- 7802031-0 lorna 102 och 103 för vänster respektive höger ljudsignal är anslutna samt en oscil- lator 104 för 19 kHz vilken genererar en stereopilotsignal iè- Kodaren_101 samman- sätter på ett liknande sätt, som det som beskrivits under hänvisning till fig 1, standardmultiplexsignalen av de tillförda signalerna, vilken standardmultiplexsignal omfattar ljudfrekvenssummasignalen L+R, stereoinformationssignalen L-R modulerad på en undertryckt bärvåg av dubbla pilotfrekvensen samt stereopilotsignalen f själv.

Det antages att den från oscillatorn 104 avledda steropilotsignalen har samma fas som pilotsignalen i den sammansatta signalen.

Stereopilotsignalen matas direkt till en andra kontakt b och dessutom via en 90° fasförskjutningsanordning 105 till en första kontakt a i en strömställare 106.

Strömställarens 106 huvudkontakt c är ansluten till en första ingång 107 på en lin- jär modulator 108. Då strömställaren 106 befinner sig i det på ritningen visade lä- get matas således en stereopilotsignal som är fasförskjuten 900 relativt stereopi- lotsignalen i den sammansatta signalen till denna ingång. I det andra läget av strömställaren mottar modulatorns 108 ingång 107 stereopilotsignalen i fas med pi- lotsignalen i den sammansatta signalen.

Dessutom matas stereopilotsignalen via en pulsformare 109 till en frekvensdela- re 110 som gör en fyrkantvåg av 1/8 x stereopilotfrekvensen (2,575 kHz). Ett band- passfilter 111, som är avstämt till denna frekvens, filtrerar ut grundtonsfrekvensen så att en sinusspänning med 1/8 x pilotfrekvensen uppträder på den andra ingången 112 av modulatorn 108.

Modulatorn 108 är en linjärt balanserad modulator som alstrar summa- och skill- nadsfrekvenserna (fp-fp/8 och fp+fp/8) av de båda tillförda sinussignalerna, medan de frekvenser (fp och fp/8) som ursprungligen tillfördes saknas i utgångs- signalen.

Hodulatorns 108 utgångssignal matas därefter direkt till en första kontakt a 1 en trelägesströmställare 113 och även via ett bandpassfilter 114, som är avstämt till 16,625 kflx (7/8 fp), till en andra kontakt b och via ett bandpassfilter 115. som är avstämt till 21,375 kHz (9/8 fp) till en tredje kontakt o i trelägesström- ställaren 115. Trelägesströmställarens 113 huvudkontakt d är ansluten till en första ingång 116 på en linjär balanserad modulator 117. En anordning 120 som tillhandahål- ler den binära kodsignalen innehållande sändaridentifieringsinformationen är anslu- ten via en trapetsoidkurvformare 19 till modulatorns 117 andra ingång 118. Trapetso- idkurvformaren 119 reducerar halten av högre frekvenskomponenter så att den kodsig- nal, som tillföres modulatorn, omfattar ett begränsat frekvensområde (upp till unge- fär 600 Hz).

I det tredje läget (c) av strömställnren 113 fasmoduleras underbärvågen på 9/8 fp, som genomsläppts av filtret 115, binärt i modulatorn 117 med kodsignalen från nnordningen 120. I det andra läget (b) av strömställnren 115 fasmoduleras underbär- 7aß2os1-o ,k vägen på 7/8 fn, som genomsläppts av filtret 114, binärt av kodsignalen. I det första läget (Ä) av strömställaren 113 fasmoduleras båda underbärvågorna (7/8 fp och 9/8 fp), som härrör från modulatorn 108, binärt av kodsignalen. Slutligen ad- deras modulatorns 117 utgångssignal till sterecmultiplexsignalen från kodaren 101 i ett summeringssteg 121; allt detta på sådant sätt att amplituden hos den tillsatta underbärvågen respektive underbärvågorna är väsentligt (t.ex. 30 gånger) mindre än amplituden hos stereopilotsignalen, som ingår i den multiplexa signalen. Slutligen matas summeringsstegets 121 utgångssignal till en ej visad ET-sändare.

I inget (a) av ae båda strömställarna 106 och 113 innehåller den fullständiga utsända signalen närmast intill stereopilotsignalen få underbärvågorna fp+1/Sfp och få-1/Bfp vilka båda är binärt fasmodulerade av kodsignalen, Resultanten för de båda underbärvågorna är alltid fasförskjuten 90° relativt ste- reopilotsignalen så att stereopilotsignalen med de båda underbärvågorna såsom sid- band bildar en signal, vilken är kvadratur-modulerad, varför stereopilotsignalen är amplitudmodulerad i en mycket begränsad utsträckning. Hoduleringssignalen själv är en underbärvåg på 1/8 fp som är binärt fasmodulerad av kodsignalen. I det andra läget (b) av strömställaren 106 är resultanten för de två underbärvågorna i fas (eller 1800 ur fas)' med stereopilotsignalen så att stereopilotsignalen med de båda underbärvågorna såsom sidband bildar en signal som är amplitudmodulerad men inte fasmodulerad med den modulerade signalen på 1/8fp.

I det andra respektive tredje läget av strömställaren 113 adderas bara det und- re respektive det övre sidbandet till stereopilotsignalen i den multiplexa signalen.

Omställning av strömställaren 106 resulterar i en 900 fasförskjutning av det enkla sidbandet relativt stereopilotsignalen men detta har liten praktisk betydelse.

Det är uppenbart att blockschemat"i fig 5 avser en experimentsändare som är lämpad för att undersöka vilket system som är det bästa i praktiken. I sin slutliga - version behöver sändaren bara vara anpassad till ett system och kan därför vara rea- liserad på ett enklare sätt. Således kan en sändare, i vilken bara en modulerad un- derbärvåg på t.ex. 7/8 fp eller 9/8 fp tillsättes den multiplexa signalen (se fig Ea), innefatta en faslåst slinga 122 som avleder en signal på 7 fp eller 9 ~ I från stereopilotsignalen, vidare en 8-delare 123 för att avge en pulsformad signal på 7/8 fp eller 9/8 fp, samt ett bandpassfilter 124 för att omvandla den pulsformade signalen till en sinusformig signal på 7/8 fp eller 9/B fp, vilken sínusformiga signal matas till modulatorns 117 första ingång 116.

I en slutgiltig sändare för ett system med två modulerade underbärvâgor kan elementen 106,113,114,115 i fig 5 utelämnas. Oscillatorn 104 kan därvid vara anslu- ten direkt eller via fasförskjutningsanordningen 105 till modulatorns 108 första ingång 107 och utgången från 108 vara direkt ansluten till modulatorns 117 första 15 7802031-0 ingång 106, I stället för att först blanda pilotsignalen fp med signalen fp/8 och därefter modulera resultatet med kodsignalen är det också möjligt att modulera signalen fp/8 med kodsignalen oèh därefter blanda den med stereopilotsignalen el- ler att modulera stereopilotsignalen fp med kodsignalen och därefter blanda den med signalen fp/8. _ Fig 6 visar frekvensspektrat för den signal som avges av summeringssteget 121.

Figuren visar räknat från 1judfrekvensinformationssignalen på O-15 kHz vid 19 kHz stereopilotsignalen, vid 23 kHz till 53 kHz (ej synligt) stereoinformationssignalen modulerad på 38 kHz samt vid 16,625 och 21,375 kHz de båda binärt fasmodulernde un- derbärvågorna som vardera har en bandbredd av ungefär 1200 Hz. Det observeras att signalkomponenternas amplituder skiljer sig avsevärt mycket mera från varandra än som för tydlighets skull är visat på ritningen. I praktiken kan signalkomponenterna L+R och L-R vara ungefär 9 gånger större än stereopilotsignalen, medan de två under- bärvågssignalerna t.ex. kan vara 30 gånger mindre än stereopilotsignalen.

Mottagaren enligt fig 7 är särskilt lämplig för ett system i vilket bara en binärt fasmodulerad underbärvåg utsändes t.ex. vid 7/8 fp (16,625 kHz). De konven- tionella mottagarelementen, såsom högfrekvens- mellanfrekvens- och lågfrekvensstegen är ej visade i fig 7. Den sammansatta signalen som avledes från mottagarens fre- kvensdiskriminator matas till ett bandpassfilter 125 som är avstämt till underbär- vågsfrekvensen på 16,625 kHz och kan ha en effektiv godhetsfaktor på t. ex. 15. Det- ta filter genomsläpper den modulerade underbärvågsfrekvensen likaväl som stereopi- lotsignalen själv vilken, även om den sammanfaller med en flank hos filtret, fortfa- rande är avsevärt större än underbärvâgssignalen. Efter att ha förstärkta i en för- stärkare 126 matas de två signalerna till en första ingång 127 hos ett multiplikati- onssteg 128 med dubbel funktion.

I första hand arbetar steget 128 såsom en fasdetektor i en faslâst slinga-som dessutom innefattar ett lågpassfilter 129, en spänningsstyrd oscillator 130 för 38 kHz och en delare 131 för delning med 2, vilken sistnämnda anordning matar en fyr- kantspänning på 19 kHz tillbaka till en andra ingång 132 på multiplikationssteget 128. Denna faslåsta slinga låser in sig på den mottagna stereopilctsignalen och av- ger följaktligen vid delarens 131 utgång en fyrkantspänning på 19 kHz vilken är syn- kroniserad med den mottagna stereopilotsignalen. Lågpassfiltret 129 som användes för att hindra att den faslåsta slingan påverkas av andra signalkomponenter än stereopi- lcteignalen kan t.ex. ha en gränsfrekvens på 500 Hz och en lutning på filterkarakte- ristiken över denna gränsfrekvens på 6 dB/oktav.

För det andra arbetar multiplikationssteget 128 såsom ett blandarsteg för den modulerade underbärvågen på 16,625 kHz (7/8 fp). Denna underbärvåg blandas med fyrkantvågen på 19kHz (fp) vid ingången 132, vilket resulterar i en binärt fasmo- dulerad mellanfrekvenssignal på 2,375 kHz (1/8 fp), vilken slgppßs igenom av 1å¿_ 78012031-0 16 passfiltret 133 som t.ex. kan ha en gränsfrekvens av 3 kHz och en högfrekvenslutning på 20 aB/omav. ' Istället för en spänningsstyrd oscillator på 19 kHz användes en spänningsstyrd oscillator 130 på 38 kHz efterföljd av en delare 131 för delning med 2, emedan i allmänhet en delare för delning med 2 avger en mera symmetrisk fyrkantvåg än en spänningsstyrd oscillator. Följaktligen styres steget 128 av en perfekt symmetrisk fyrkantspänning så att ingångssignalkomponenter omkring de jämna övertonerna till 19 kHz, i synnerhet omkring 38 kHz, inte inverkar på stegets_128 utgängssignal. Detek- tering av signalkomponenter omkring 57 kHz i steget 128 förhindras i tillräcklig utsträckning av filtret 125 som har en lämplig dämpning för dessa signalkomponenter.

Följaktligen erhålles medelst elementen 128,129,130 och 131 en filtrerad stereopi- lotsignal vid utgången av delaren 131 och en omvandlad binärt modulerad underbärvåg på utgången av steget 128. Det är emellertid givet att dessa funktioner även kan utföras genom andra lämpliga filter- och omvandlararrangemang.

Fyrkantvågen på 19 kHz från delaren 131 delas i en annan delare 134 för delning maa s till en fyrkantspänning med en frekvens av 2,375 kHz (1/8 fp). En binärt fasmodulerad bärvågssignal på 2,375 kHz uppträder därför vid utgången av filtret 133 och en omoduleradKfvrkantspänning på 2,375 kHz avledd från stereopilotsignalen på utgången av delaren 134. Den modulerade bärvågssignalen kan nu demoduleras synkront medelst den omodnlerade spänningen och behandlas i enlighet med någon av de metoder som beskrivits under hänvisning till figurerna 3 och 4. Den aktuella detekteringen utföres i en synkron detektor 135 med en första ingång 136, där den modulerade sig- nalen tillföres via en förstärkare 37, medan den omodulerade spänningen tillföres en andra ingång 138 via en styrbar fasförskjutningsanordning 139. De detekterade kod- signalerna filtreras i ett lågpassfilter 140, som exempelvis har en gränsfrekvens av 350 Hz och en lutning på filterkarakteristiken av 20 dB/oktav, och omvandlas däref-' ter till fyrkantpulser medelst en pulsformare 141 samt matas därefter till en avko- dare 142 som omvandlar den sålunda erhållna binära sändaridentifieringssignalen till signaler som är lämpliga för att tillföras en last 143. Lasten 143 kan vara olika beroende på den information som finns i koden. Om koden innehåller information om den mottagna sändaren och/eller det mottagna programmet kan lasten 143 bestå av en âtergivningsanordning för att återge denna information, så att t.ez. den vanliga avstämningsskalan kan undvaras. Alternativt kan lasten 143 innefatta en automatisk sändarsökningskrets, så att mottagaren bara avstämmes till de stationer som sänder en givet typ av program, t.ex. klassisk musik. Om koden innehåller tidangivelse kan anorduingen 143 t.ex. koppla till eller koppla ifrån en bandspelare, som är ansluten till densamma, vid en förinställd tidpunkt. Om koden är en semafon-signal utgöres anordningen 143 av en semafbn-mottagare.

Fasförskjutningsanordningen 139 tjänar att eliminera alla fasfel som kan alst- 7802031-0 17 ras mellan den modulerade signalen på 2,375 kHz och den omodulerade fiyrkantspänding- en på 2,375 kHz. Dessa fasfel kan uppkomma vid delaren 10 i sändaren och delaren 134 i mottagaren eller genom fördröjningstidsskilLnader i de olika filtren, t.ex. i filtret 125. För denna fasreglering omvandlas den binärt fasmodulerade signalen på 2,375 kHz medelst en kvadreringsanordning 141 och en pulsformare 145 till en fyr- kantspänning på 4,75 kHz. Den omodulerade spänningen från fasförskjutningsanordning- en 139 omvandlas till en fyrkantspänning på 4,75 kHz medelst en frekvensmultiplika- tor 146. De båda fyrkantspänningarna på 4,75 kHz jämföras i en fasdetektor 147 som alstrar en styrsignal av dessa fyrkantspänningar, vilken efter filtrering i ett låg- passfilter 148 och förstärkning i en förstärkare 149 matas till den styrbara fasför- skjutningsanordningens 139 styringång 150. Fasförskjutningsanordningen 139 säker- ställer således att fyrkantspänningen på 2,375 kHz och signalen på 2,375 kHz, vilka matas till den synkrona detektorn, har samma fas (eller är 180° fasförskjutna).

Den fastvåtydighet som fortfarande finns kan man återigen bortse ifrån genom att använda en kod som är okänslig härför. Fasförskjutningsanordningen 139 liksom fas- förskjutningsanordningen 36 i fig 3 och 4 kan t.ex. bestå av tvâ i kaskad anordnade monostabila kretsar, varvid tidskonstanten för den första kretsen regleras av styr- signalen och tidskonstanten för den andra kretsen är lika med en halv period av den signal som skall fördröjas, varvid den första kretsen startas av den inkommande sig- nalen och den andra kretsen av den bakre flanken från den första kretsen. En sådan fasförskjutningsanordning kan fasförskjuta signalen nästan 3600, vilket är mer än tillräckligt eftersom signalen skall förskjutas 1800.

En föredragen utföringsform av en mottagare för mottagning av signaler som in- nehåller två binärt fasmodulerade underbärvågor på vardera sidan av stereopilotsig- nalen, varvid stereopilotslgnalen är i kvadratur mot resultanten för de båda under- bärvågorna, kan vara av samma form som i fig 7, varvid det är underförstått att filtret 125 inte är avstämt till en underbärvåg utan till stereo- pilctsignalen, medan filtrets bandbredd måste vara tillräckligt stor för att genomsläppa de båda underbärvågorna. Ä andra sidan måste dämpningen utanför passbandet, i synnerhet för signaler omkring 57 kHz, vara tillräckligt hög för att förhindra störningar.

I en mottagare för mottagning av signaler med en binärt fasmodulerad underbär~ våg på vardera sidan om stereopilotsignalen, varvid resultanten för de båda under- bärvâgorna är i fas med stereopilotsignalen, är det inte möjligt att använda fasde- tektorn (128) i den faslästa slingan även för att omvandla signalen emedan fasdetek- torn och blandarsteget då måste styras med stereopilotsignaler som är förskjutna 900 relativt varandra. Fig 8 visar en tänkbar utföringsform av en sådan mottagare. i vilken figur motsvarande element har getts samma hänvisningsbeteckningar som 1 fig r~ [- 7902031-o W Uügångssígnalen från förstärkaren 126 matas därvid till fasdetektorn 128 samt till en andra detektor 151, som_tjänar såsom ett blandarsteg. I detta blandarsteg blandas ingångssignalen med en fyrkantspänning på 19 kHz vilken är avledd genom fre- kvensdelning med en delare 152 för delning med två från oscillatorn 150 för 38 kHz.

De båda delarna 131 och 152 styrks så att âe avger spänningar på 19 kHz, vilkas fä- " . . o . ser ar fbrskgutna 90 relativt varandra.

Claims (18)

7862031-0 fatentkrav.

1. Sätt för kodsignalering i en FM-rundradioanläggning, där en multiplex signal som är frekvensmodulerad på en huvudbärvåg utsändes på sändarsidan, vilken multiplexa signal innefattar: en ljudfrekvensinformationssignal (L + R), vid stereoöverföring, en stereoinformationssignal (L - R) som är modulerad på en undertryckt underbärvåg (38 kHz), och en stereopilotsignal (fp = 19 kHz) vars frekvens ligger mellan ljudfrekvensinformationssignalens (L + R) hch den modulerade stereoinformationssignalens (L - R) frekvensspektra och vilken tjänar för demodulering av stereoinformationssignalen (L - R), samt en binär kodsignal som är modulerad på en ytterligare underbärvåg belägen utanför nämnda frekvensspektra och med en amplitud, som ej bringar huvudbärvågen att avvika mera än 1 kHz, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda ytterligare underbärvåg är en överton till en underton till stereopilotsignalen, som inte sammanfaller med en överton till stereopilotsignalen och är avledd på sändarsidan från samma frekvenskälla som stereopilotsignalen och att kodsignalen är binärt fasmodule- rad på denna underbärvåg.

2. Sätt enligt patentkravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att den nämnda ytterligare underbärvågens frekvens ligger mitt emellan två övertoner till stereopilotsignalen.

3. Sätt enligt patentkravet 1, k ä n n e t e c k n a t av att den ytterli- gare underbärvågen med den modulerade kodsignalen ligger i åtminstone en av de båda halvorna av frekvensområdet, som är delat i tvâ av stereopilotsignalen, mellan den övre gränsen av ljudfrekvensinformationssignalens frekvensspektrum och den nedre gränsen av den modulerad stereoinformationssignalens frekvens- spektrum och att den modulerade kodsignalen har en amplitud som bringar huvud- bärvâgen att avvika mindre än 1 kHz, företrädesvis 0,25 kHz.

4. Sätt enligt patentkravet 3, k ä n n e t e c k n a t av att en underbär- väg som är binärt fasmodulerad av kodsignalen ligger i var och en av de båda halvorna av frekvensområdet, som är delat i två av stereopilotsignalen.

5. Sätt enligt patentkravet 4, k ä n n e t e c k n a t av att de båda underbärvâgorna som är modulerade av kodsignalen har lika amplituder och en sådan fas relativt stereopilotsignalen att de tillsammans med stereopilot- 7802051-0 20 signalen bildar en signal som är alstrad genom kvadratur-modulation av stereo- pilotsignalen med en underbärvåg, som är avledd från stereopilotsignalen, var- vid denna underbärvåg är binärt fasmodulerad av kodsignalen.

6. Sätt enligt patentkravet 3, k ä n n e t e c k n a t av att underbär- vågen, som är modulerad med kodsignalen ligger på ett avstånd från stereopilot- signalen, som är lika med 1/8 x stereopilotsignalens frekvens.

7. Mottagare (24-52; 125-152) i en rundradioanläggnng för utförande av sättet 'för kodsignal ering enligt något av patentkraven 1-6, innefattande en frekvensdiskriminator (26) för demodulering av den mottagna huvudbärvågen, k ä n n e t e c k n a d av en synkron demodulator (39; 135) med första (38; 138) och andra (41; 136) ingångar och en utgång, en första över- föringsbana (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139) som är kopplad till frekvens- diskriminatorn (26) för att mata den binärt fasmodulerade kodsignalen till den synkrona demodulatorns (39; 135) första ingång (38, 138), en andra över- föringsbana (33, 40; 133, 137) som är kopplad till frekvensdiskriminatorn (26) för att mata en omodulerad våg, som är synkroniserad med stereopilot- signalen, till den synkrona demodulatorns (39; 135) andra ingång (41; 136) och entill den synkrona demodulatorns utgång kopplad utgångskrets (42, 140) för den demodulerade binära kodsignalen.

8. Mottagare enligt patentkravet 7, k ä n n e t e c k n a d av en anordning (46, 51; 144-149) som är inkopplad mellan de båda överföringsbanorna (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139 respektive 33, 40; 133, 137) för att generera en styrsignal i beroende av den relativa fasen mellan bärvågen för den binärt fasmodulerade signalen, som tillföres den synkrona demodulatorns (39) första ingång (38), och den omodulerade vågen, som tillföres den synkrona demodula- torns (39) andra ingång (41), samt en elektroniskt styrbar fasförskjutnings- anordning (36, 139) som är inkopplad i en av de båda överföringsbanorna (32, 34-37, 52; 128-131, 134, 139 respektive 33, 40; 133, 137) och styrd av nämnda styrsignal för att styra nämnda relativa fas.

9. Mottagare enligt patentkravet 8, k ä n n e t e c k n a d av att anord- ningen (46-50) för att generera en styrsignal innefattar en fasdetektor (47) med första (48) och andra (49) ingångar och en utgång samt en frekvensdubb- lingskrets (50), som är kopplad mellan en anslutningspunkt i den andra över- 7802031-0 21 föringbanan (33, 40) och fasdetektorns (47) andra ingång (49), och att en anslutningspunkt i den första överföringsbanan (32, 34-37) är kopplad till fas- detektorns (47) första ingång (48) samt att fasdetektorns (47) utgång styr den elektroniskt styrbara fasförskjutningsanordningen (36).

10. Mottagare enligt patentkravet 8, k ä n n e t e c k n a d av att anord- ningen (46-49, 51) för att generera en styrsignal innefattar en fasdetektor (47) med första (48) och andra (49) ingångar och en utgång, varvid den första ingången (48) är ansluten via en första förbindning till en anslutningspunkt (36, 52) i den första överföringsbanan (32, 34-36, 62) och den andra ingången (49) är ansluten via en andra förbindning till en anslutningspunkt (33, 41) i den andra överföringsbanan (33), medan fasdetektorns (47) utgång styr den elektroniskt styrbara fasförskjutningsanordningen (36) via en tredje förbind- ning, samt en fasomvandlare (51) som är inkopplad i en av nämnda förbindningar och styrd med den synkrona demodulatorns (39) utgångssignal¿

11. Mottagare enligt patentkravet 9 eller 10, k ä n n e t e c k n a d av att den elektroniskt styrbara förskjutningsanordningen (36) är inkopplad i den första överföringsbanan (32, 34-37, 52) före nämnda anslutningspunkt i den första överföringsbanan (32, 34-37, 52).

12. Mottagare enligt patentkravet 7, k ä n n e t e c k n a d av att en filter- och omvandlingsanordning (128-133, 151, 152) är ansluten till frekvens- diskriminatorns (26) utgång för utfiltrering av stereopilotsignalen (fp) och för att medelst den utfiltrerade stereopilotsignalen (fp) omvandla underbär- vågen som är binärt fasmodulerad av kodsignalen till en mellanfrekvensbärvåg, som är binärt fasmodulerad av kodsignalen och har en frekvens som är lika med frekvensavstândet mellan underbärvågen och stereopilotsignalen, att nämnda första överföringsbana (134, 139) är ansluten till en utgång på filter- och omvandlingsanordningen (128-133, 151, 152) och innefattar en eller flera fre- kvensdelare (134) för att mata en omodulerad mellanfrekvensbärvâg som är syn- kroniserad med den utfiltrerade stereopilotsignalen till den synkrona demodula- torns (135) första ingång (138) samt att en utgång på filter- och omvandlings- anordningen (128-133, 151, 152) är ansluten till den andra överföringsbanan (133, 137) för att mata den binärt fasmodulerade mellanfrekvensvågen till den synkrona demodulatorns (135) andra ingång (136). 7802031-0 22

13. Mottagare enligt patentkravet 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda filter- och omvandlingsanordning (128-133) innefattar en faslåst slinga som är utförd med en spänningsstyrd oscillator (130), ett filter (129) och en fasde- tektor (128) för utfiltrering av stereopilotsignalen (fp), varvid utgângssigna- len från frekvensdiskriminatorn (26) matas till en första ingång (127) på fas- detektorn (128) och den utfiltrerade stereopilotsignalen (fp) som är avledd från den spänningsstyrda oscillatorn (130) matas till en andra ingång (132) på ifasdetektorn (128) och att fasdetektorn (128) i den faslåsta slingan också fun- gerar såsom en omvandlare för den modulerade underbärvågen emedan nämnda andra överföringsbana (133-137) är ansluten till fasdetektorns (128) utgång.

14. Mottagare enligt patentkravet 12, k ä n n e t e c k n a d av att ett bandpassfilter (125) som är avstämt till underbärvågen, som är modulerad med kodsignalen, är inkopplat mellan frekvensdiskriminatorns (26) utgång och filter- och omvandlingsanordningens (128-133, 151, 152) ingång, varvid en lut- ning på fílterkarakeristiken för detta bandpassfilter (125) leder stereopilot- signalen.

15. Sändare i en rundradioanläggning för utförande av sättet för kodsignale- ring enligt något av patentkraven 1-6, innefattande en anordning för att gene- rera en ljudfrekvensinformationssignal, vid en stereosändare, en stereoinforma- tionssignal som är modulerad på en undertryckt stereounderbärvâg, samt en oscillator för att generera en stereopilotsignal vars frekvens ligger mellan ljudfrekvensinformationssignalens och den modulerade stereoinformationssigna- lens frekvensspektra, k ä n n e t e c k n a d av en källa (21; 120) för binära kodsignaler och en modulerings-signalgenerator (18-20) ansluten till denna källa (21; 120) och till oscillatorn (14-104) för att alstra en under- bärvåg, som är binärt fasmodulerad med kodsignalen, vilken underbärvåg är en överton till en underton till stereopilotsignalen, som ej sammanfaller med en överton till denna pilotsignal och ligger utanför nämnda frekvensspektra.

16. Sändare enligt patentkravet 15, k ä n n e t e c k n a d av att module- ringssignalgeneratorn (18-20) alstrar en underbärvåg som är binärt fasmodulerad med kodsignalen och ligger i åtminstone en av de båda halvorna av frekvensom- rådet, som är uppdelat i två av stereopilotsignalen, mellan den övre gränsen för ljudfrekvensinfonmationssignalens frekvensspektrum och den undre gränsen av den modulerade stereoinformationssignalens frekvensspektrum. 7802031-0 za

17. Sändare enïigt patentkravet 15, k ä n n e t e c k n a d av att module- ringssignaïgeneratorn (18-20) innefattar en underbärvågsgenerator (18, 19) för att aïstra nämnda underbärvåg samt en moduïator (20) ansïuten ti11 underbär- vâgsgeneratorn (18, 19) och kä11an (21) för binära kodsigna1er för att binärt fasmoduïera underbärvågen med kodsignaïerna.

18. Sändare enïigt patentkravet 15, k ä n n e t e c k n a d av att moduïe- ringssignaïgeneratorn (105-117) innefattar en frekvensgenerator (109-111) som är ans1uten ti11 osciïïatorn (104) för att generera en meïïanfrekvensbärvåg med en frekvens, som är lika med frekvensavståndet meïïan underbärvågen och stereo- piïotsignaïen, samt första och andra moduïatorer (108, 117) som vardera har första och andra ingångar och en utgång, varvid den första moduïatorns (108) utgång är ansïuten ti11 den andra moduïatorns (117) första ingång (116), medan av den första moduïatorns (108) två ingångar (107, 112) och den andra modula- torns (117) andra ingång (118) en ingång är ansïuten ti11 osciïïatorn (104), en andra ingång (112) ti11 frekvensgeneratorn (109-111) och en tredje ingång (118) ti11 den binära kodsigna1kä11an.