RU2459345C2

RU2459345C2 - Method of vector control of induction motor torque and device for its realisation

Info

Publication number: RU2459345C2
Application number: RU2010141347/07A
Authority: RU
Inventors: Сергей Вячеславович Тарарыкин (RU); Сергей Вячеславович Тарарыкин; Евгений Валерьевич Красильникъянц (RU); Евгений Валерьевич Красильникъянц; Александр Павлович Бурков (RU); Александр Павлович Бурков; Александр Андреевич Смирнов (RU); Александр Андреевич Смирнов
Priority date: 2010-10-07
Filing date: 2010-10-07
Publication date: 2012-08-20
Also published as: RU2010141347A

Abstract

FIELD: electricity.

SUBSTANCE: induction motor is controlled by control of an output voltage of an inverter converting DC into AC with frequency tuning at the controlled voltage by variation of a modulation depth, which is carried out by a command to vary a magnetising component of current in a stator winding of the induction motor, where voltage from the inverter is supplied, and by a command to vary a torque-shaping component, including measurement of phase currents and an angular position of a rotor shaft within a time period equal to duration of a pulse transision function of rotor current attenuation, values of rotor current vector components relative to a stator current vector are calculated using formulas given in application materials. The device comprises an active current setter, a magnetic current setter, a vector comparison unit, a field module controller, a phase angle controller and an angle summator, an inverter control circuit, an inverter, current metres, an induction motor, an angular position metre, a vectorisation unit, a metre of a module and an angle of a stator current, the first and second units of vector rotation, the vector dynamic link, a unit to subtract angles and a unit of angle conversion.

EFFECT: increased accuracy of induction motor torque control.

4 dwg

Description

Изобретение относится к электротехнике, в частности к способам управления асинхронными электроприводами с измерителями углового положения вала двигателя и векторным управлением по потокосцеплению ротора, применяемыми в высокоточных следящих системах роботов и металлорежущих станках.The invention relates to electrical engineering, in particular to methods for controlling asynchronous electric drives with measuring instruments for the angular position of the motor shaft and vector control by rotor flux linkage used in high-precision tracking systems of robots and metal-cutting machines.

Известен способ векторного управления асинхронным электродвигателем (патент US 2003015989 A1 METHOD AND SYSTEM FOR CONTROLLING AN INDUCTION MACHINE, 2003, H02P 7/36), основанный на вычислении углового положения вектора потокосцепления ротора посредством интегрирования по времени значений задания на компоненты тока, создающие магнитный поток и электромагнитный момент двигателя, сложения в определенной пропорции результата интегрирования с углом поворота вала. Результирующее значение угла используется для координатных преобразований значений токов фаз статора в вектор, компоненты которого в неподвижной относительно статора системе координат принимаются за фактические значения компонент, создающих магнитный поток и электромагнитный момент. Разности между заданными и фактическими значениями компонент поступают на пропорционально-интегральные или иные регуляторы, формирующие компоненты вектора ошибки регулирования. Последний после дополнительного преобразования во вращающуюся систему координат используется для управления силовыми ключами посредством широтно-импульсного модулятора. Значение модуля вектора потокосцепления устанавливается в процессе работы регуляторов автоматически, при условии правильной настройки.A known method of vector control of an induction motor (patent US 2003015989 A1 METHOD AND SYSTEM FOR CONTROLLING AN INDUCTION MACHINE, 2003, H02P 7/36), based on the calculation of the angular position of the rotor flux linkage vector by integrating over time the values of the task on the current components creating the magnetic flux and the electromagnetic moment of the engine, addition in a certain proportion of the result of integration with the angle of rotation of the shaft. The resulting value of the angle is used for coordinate transformations of the stator phase currents into a vector, the components of which are taken as the actual values of the components that create the magnetic flux and electromagnetic moment in the coordinate system that is stationary relative to the stator. The differences between the set and actual values of the components are supplied to proportional-integral or other controllers that form the components of the regulation error vector. The latter, after additional conversion to a rotating coordinate system, is used to control power keys by means of a pulse-width modulator. The value of the module of the flux linkage vector is set automatically during the operation of the regulators, provided that the settings are correct.

Недостатком известного способа является невысокая точность оценивания углового положения вектора потокосцепления, обусловленная статической и динамической погрешностью регулирования. Указанный недостаток усугубляется тем, что координатные преобразования приводят к необходимости регулирования величин, изменяющихся по законам, близким к синусоидальным. В случае появления неточности измерений, действия помех или перегрузок по моменту нарушается заданное соотношение между моментообразующей и потокообразующей компонентами вектора тока, что приводит к срыву регулирования и остановке работы двигателя. Следует отметить, что, например, вентильный двигатель в этих же условиях продолжит работу, так как модуль и угловое положение вектора потокосцепления жестко связаны с положением ротора.The disadvantage of this method is the low accuracy of estimating the angular position of the flux linkage vector due to the static and dynamic control error. The indicated drawback is aggravated by the fact that coordinate transformations lead to the necessity of regulating quantities that vary according to laws close to sinusoidal. In the case of measurement inaccuracies, interference or overloads in time, the predetermined ratio between the moment-forming and stream-forming components of the current vector is violated, which leads to a breakdown of regulation and engine operation stop. It should be noted that, for example, the valve motor will continue to work under the same conditions, since the module and the angular position of the flux linkage vector are rigidly connected with the position of the rotor.

Известен способ управления асинхронным двигателем в полярной системе координат (Панкратов В.В. Способ управления асинхронным электродвигателем в полярной системе координат. \\ Изв. Вузов. Электромеханика. №3. 1991 г., с.67-71). В данном способе вместо использования ПИ-регулирования организуется регулирование в скользящем режиме проекций вектора потокосцепления на оси координатной системы, неподвижной относительно статора.A known method of controlling an induction motor in a polar coordinate system (Pankratov V.V. Method of controlling an induction motor in a polar coordinate system. \\ Izv. Universities. Electromechanics. No. 3. 1991, p. 67-71). In this method, instead of using PI control, the projection in the sliding mode of projections of the flux linkage vector on the axis of the coordinate system fixed relative to the stator is organized.

Недостатками способа являются косвенное определение самого вектора потокосцепления и возможность срыва скользящего режима при перегрузке двигателя.The disadvantages of the method are the indirect determination of the flux linkage vector itself and the possibility of disruption of the sliding mode when the engine is overloaded.

Использование во всех описанных способах оценки только углового положения вектора потокосцепления, построенной в предположении, что динамическая ошибка в переходных процессах достаточно мала, приводит к снижению динамической точности.The use in all the described methods of estimating only the angular position of the flux linkage vector, constructed under the assumption that the dynamic error in transients is sufficiently small, leads to a decrease in dynamic accuracy.

Наиболее близким по технической сущности к заявленному техническому решению является способ управления асинхронным электродвигателем и устройство для его осуществления, использующее полярную систему координат для управления силовыми ключами (патент RU №2193814 «Устройство и способ управления асинхронным электродвигателем», H02P 21/00, 2002 г.), в котором асинхронный двигатель управляется путем регулирования выходного напряжения инвертора, преобразующего постоянный ток в переменный с регулированием частоты при регулируемом напряжении и регулированием частоты при постоянном напряжении, за счет изменения глубины модуляции, которое выполняется по команде на изменение намагничивающей составляющей тока в первичной обмотке асинхронного двигателя, на который подается напряжение от инвертора, и по команде на изменение компоненты напряжения, которые формируются в соответствии с упомянутыми соответствующими компонентами и выполняются в соответствии с командой на изменение моментообразующей составляющей тока статора.The closest in technical essence to the claimed technical solution is a method for controlling an induction motor and a device for its implementation, using a polar coordinate system for controlling power keys (patent RU No. 2193814 "Device and method for controlling an asynchronous electric motor", H02P 21/00, 2002 ), in which the induction motor is controlled by regulating the output voltage of the inverter, which converts direct current into alternating current with frequency regulation at an adjustable voltage and by varying the frequency at a constant voltage, due to a change in the modulation depth, which is executed by a command to change the magnetizing component of the current in the primary winding of the induction motor, to which voltage is supplied from the inverter, and by a command to change the voltage components that are formed in accordance with the corresponding components and are performed in accordance with the command to change the moment-forming component of the stator current.

Недостатком способа и выполненных по нему устройств является отсутствие оценки модуля потокосцепления, наличие которого позволило бы обойтись без координатных преобразований к неподвижным относительно статора осям и без обратного действия. В этом случае было бы возможно использование отдельных регуляторов модуля и углового положения вектора потокосцепления, работающих в системе координат, вращающейся совместно с полем статора. Кроме того, недостатком указанного способа является возможность срыва регулирования при перегрузке. Другим недостатком способа является то, что он не учитывает распределенный характер токов ротора, индуцированных токами статора, что приводит к невысокой точности регулирования асинхронного двигателя в динамических режимах разгона и ускорения.The disadvantage of the method and the devices made by it is the lack of estimation of the flux linkage module, the presence of which would make it possible to dispense with coordinate transformations to the axes that are stationary relative to the stator and without reverse action. In this case, it would be possible to use separate regulators of the module and the angular position of the flux linkage vector, operating in a coordinate system that rotates together with the stator field. In addition, the disadvantage of this method is the possibility of breaking regulation during overload. Another disadvantage of this method is that it does not take into account the distributed nature of the rotor currents induced by stator currents, which leads to low accuracy of regulation of an asynchronous motor in dynamic modes of acceleration and acceleration.

Техническим результатом предлагаемого технического решения является повышение точности управления моментом асинхронного двигателя.The technical result of the proposed technical solution is to increase the accuracy of the torque control of an induction motor.

Технический результат достигается тем, что асинхронный двигатель управляется путем регулирования выходного напряжения инвертора, преобразующего постоянный ток в переменный с регулированием частоты при регулируемом напряжении за счет изменения глубины модуляции, которое выполняется по команде на изменение намагничивающей составляющей тока в обмотке статора асинхронного двигателя, на который подается напряжение от инвертора, и по команде на изменение моментообразующей составляющей, включающей измерение фазных токов и углового положения вала ротора на отрезке времени, равном длительности импульсной переходной функции затухания тока ротора, значения компонент вектора тока ротора относительно вектора тока статора вычисляют по формулам:The technical result is achieved by the fact that the induction motor is controlled by controlling the output voltage of the inverter, which converts direct current into alternating current with frequency control at an adjustable voltage by changing the modulation depth, which is performed by a command to change the magnetizing component of the current in the stator winding of the induction motor, to which voltage from the inverter, and on command to change the moment-forming component, including the measurement of phase currents and angular polo the rotation of the rotor shaft over a period of time equal to the duration of the pulse transition function of the attenuation of the rotor current, the components of the rotor current vector relative to the stator current vector are calculated by the formulas:

где h(t) - импульсная переходная функция затухания индукционных токов, f(t) - значение модуля вектора тока статора, φ(t) - угол поворота вала двигателя в электрических градусах, θ(t) - угол поворота вектора тока в электрических градусах.where h (t) is the pulse transition function of the attenuation of the induction currents, f (t) is the value of the stator current vector module, φ (t) is the angle of rotation of the motor shaft in electrical degrees, θ (t) is the angle of rotation of the current vector in electrical degrees.

Для достижения технического результата необходимо разработать наблюдающее устройство, способное формировать 2-мерный вектор оценки распределения магнитного потока ротора относительно текущего значения вектора тока статора.To achieve a technical result, it is necessary to develop an observing device capable of generating a 2-dimensional vector for estimating the distribution of the magnetic flux of the rotor relative to the current value of the stator current vector.

Расчет пространственного распределения магнитного потока ротора в динамике может быть осуществлен любым из известных способов, например использованием метода конечных элементов и др. Суммарное значение магнитных потоков токов ротора может быть получено интегрированием по пространственной - угловому положению относительно текущего значения тока статора, и временной переменным, что образует 2-х компонентный вектор в декартовых или полярных координатах.The spatial distribution of the rotor magnetic flux in the dynamics can be calculated by any of the known methods, for example, using the finite element method, etc. The total value of the magnetic fluxes of the rotor currents can be obtained by integration over the spatial - angular position relative to the current value of the stator current, and the time variable, which forms a 2-component vector in Cartesian or polar coordinates.

Построение наблюдающего устройства с учетом распределенных токов ротора асинхронного двигателя возможно с помощью пространственно-временной композиции (Бутковский А.Г. Структурная теория распределенных систем. М.: Наука. 1977) информационных сигналов датчиков фазных токов и измерителя положения вала.The construction of an observing device taking into account the distributed currents of the rotor of an asynchronous motor is possible using the space-time composition (Butkovsky A.G. Structural theory of distributed systems. M .: Nauka. 1977) information signals of phase current sensors and a shaft position meter.

Моментообразующая компонента вектора тока ротора формируется в результате взаимодействия двух одновременно протекающих процессов - затухания системы токов, индуцированных статором в роторе, и процесса транспортирования этих токов относительно волны тока статора, в общем случае с переменной скоростью. Процесс транспортирования с переменной скоростью может быть описан дифференциальным уравнением в частных производных первого порядка (Бутковский А.Г. Структурная теория распределенных систем. М.: Наука. 1977).The moment-forming component of the rotor current vector is formed as a result of the interaction of two simultaneously occurring processes - the attenuation of the system of currents induced by the stator in the rotor, and the process of transporting these currents relative to the stator current wave, in the general case with a variable speed. The process of transportation with variable speed can be described by a differential equation in partial derivatives of the first order (Butkovsky A.G. Structural theory of distributed systems. M .: Nauka. 1977).

Вращающийся ротор асинхронного двигателя, пронизываемый магнитным полем статора, можно представить как линейный распределенный блок с входным сигналом f(x, t) и выходным Q(x, t), где f(x, t) - величина МДС статора, Q(x, t) -распределение токов по поверхности ротора, x - точки пространства, принадлежащие множеству значений дуги полюсного деления D статора, t - время. Выходная величина блока может быть вычислена следующим образом:The rotating rotor of an induction motor pierced by the stator magnetic field can be represented as a linear distributed block with an input signal f (x, t) and output Q (x, t), where f (x, t) is the stator MDS value, Q (x, t) is the distribution of currents on the surface of the rotor, x are the points of space belonging to the set of values of the arc of the pole division D of the stator, t is the time. The output value of the block can be calculated as follows:

Функцию G(x, t, ξ, τ) принято называть импульсной переходной функцией (ИПФ) или функцией Грина, представляющей выходной сигнал распределенного блока на единичное импульсное возмущение в виде дельта-функции. Для систем с сосредоточенными параметрами ИПФ имеет тот же физический смысл, но без пространственных переменных x, ξ. Вычисление выходного сигнала в этом случае принято называть интегралом Дюамеля.The function G (x, t, ξ, τ) is usually called the pulse transition function (IPF) or the Green function, which represents the output signal of the distributed block per unit impulse perturbation in the form of a delta function. For systems with lumped parameters, the IPF has the same physical meaning, but without the spatial variables x, ξ. The calculation of the output signal in this case is usually called the Duhamel integral.

Прямые вычисления по указанным формулам сложнее, чем использование дифференциальных или операторных уравнений, однако могут применяться и в случаях, когда дифференциальные уравнения системы имеют переменные коэффициенты. Можно показать, в частности, что при неустановившихся режимах движения - ускорение и замедление ротора - именно такая ситуация имеет место.Direct calculations using the above formulas are more complicated than using differential or operator equations, but they can also be used in cases where the differential equations of the system have variable coefficients. It can be shown, in particular, that under unsteady driving modes — acceleration and deceleration of the rotor — this is precisely the situation.

Значения ИПФ могут быть получены путем анализа систем дифференциальных уравнений в частных производных, по таблицам решений, при численном моделировании, путем прямых измерений и другими способами. В большинстве случаев для описания динамики электромагнитных процессов ротора применяется дифференциальное уравнение первого порядка, ИПФ которого имеет вид затухающей экспоненты. Для учета распределенного характера процесса в данном случае может использоваться линейное дифференциальное уравнение 1-го порядка с постоянными коэффициентами a, b, c:IAP values can be obtained by analyzing systems of partial differential equations, according to decision tables, in numerical modeling, by direct measurements, and in other ways. In most cases, to describe the dynamics of the electromagnetic processes of the rotor, a first-order differential equation is used, the IPF of which has the form of a decaying exponent. To take into account the distributed nature of the process in this case, a linear differential equation of the 1st order with constant coefficients a, b, c can be used:

Q(x,0)=Q₀(x), Q(0,t)=g(t), x≥0, t≥0.Q (x, 0) = Q ₀ (x), Q (0, t) = g (t), x≥0, t≥0.

описывающее процесс переноса вещества, энергии или поля вдоль оси x с постоянной скоростью при одновременном изменении состояния под воздействием распределенного возмущения f(x,t). Согласно (Бутковский А.Г. Структурная теория распределенных систем. М.: Наука. 1977) функция Грина для этой системы имеет вид:describing the process of transferring a substance, energy or field along the x axis at a constant speed while changing state under the influence of a distributed perturbation f (x, t). According to (Butkovsky A.G. Structural theory of distributed systems. M .: Nauka. 1977), the Green function for this system has the form:

Для уравнения с постоянными коэффициентами существует двухмерная передаточная функция с оператором Лапласа:For the equation with constant coefficients, there is a two-dimensional transfer function with the Laplace operator:

Сравнение функции (3) с ИПФ апериодического звена показывает, что в данном случае затухающая экспонента развернута в плоскости x, t вдоль направления bt-a, что соответствует транспортированию вдоль оси x с постоянной скоростью.A comparison of function (3) with the IAP of the aperiodic link shows that in this case the decaying exponent is rotated in the x, t plane along the bt-a direction, which corresponds to transportation along the x axis at a constant speed.

В динамических режимах разгона и торможения коэффициенты уравнения (2) становятся переменными. Для процесса простого транспортирования с учетом переменного запаздывания уравнение имеет вид:In dynamic modes of acceleration and deceleration, the coefficients of equation (2) become variable. For the process of simple transportation, taking into account the variable delay, the equation has the form:

с краевым условиемwith boundary condition

Q(0, t)=0, t≥t₀ Q (0, t) = 0, t≥t ₀

и начальным условиемand initial condition

где v(t) представляет собой скорость переноса вещества, энергии или информации.where v (t) is the transfer rate of a substance, energy or information.

Импульсная переходная функция (функция Грина) данного объекта имеет вид:The pulse transition function (Green function) of this object has the form:

Рассматривая (6), можно сделать вывод, что выражение аналогично (3), с тем исключением, что при транспортировании не происходит изменения значений по экспоненте. Выражение под знаком интеграла просто означает путь, пройденный за время транспортирования с переменной скоростью.Considering (6), we can conclude that the expression is similar to (3), with the exception that during transportation, the values do not change exponentially. An expression under the integral sign simply means the path traveled during transportation with variable speed.

Рассмотрим систему уравнений для асинхронного двигателя с одной парой полюсов. Правая часть (2) имеет вид произведения двух функций - пространственного распределения МДС синусоидальной формы и суммарной амплитуды токов фаз статора, зависящей от времени (Шрейнер Р.Т. Математическое моделирование электроприводов переменного тока с полупроводниковыми преобразователями частоты. Екатеринбург. УРО РАН, 2000.) Будем считать, что дуга полюсного деления двигателя развернута вдоль оси x, однако заметим, что левое граничное условие Q(0,t) равно правому граничному значению Q(l,t), что соответствует замыканию распределенного блока единичной обратной связью. В результате выходной сигнал данного блока кроме свойства транспортирования приобретает и свойство круговой перестановки значений Q(x,t) по пространственной координате x. Для окружности поперечного сечения двигателя это равносильно вращению пространственного распределения наведенных токов в соответствии с текущим временем и относительной скоростью поля.Consider the system of equations for an induction motor with one pair of poles. The right-hand side of (2) has the form of the product of two functions — the spatial distribution of the MDS of a sinusoidal shape and the total amplitude of the currents of the stator phases, depending on time (Shreiner R.T., Mathematical Modeling of AC Electric Drives with Semiconductor Frequency Converters. Yekaterinburg. URO RAS, 2000.) We assume that the pole arc of the motor is rotated along the x axis, however, note that the left boundary condition Q (0, t) is equal to the right boundary value Q (l, t), which corresponds to the closure of the distributed unit personal feedback. As a result, the output signal of this block, in addition to the transportation property, acquires the property of circular permutation of the values of Q (x, t) along the spatial coordinate x. For the circumference of the cross section of the motor, this is equivalent to the rotation of the spatial distribution of the induced currents in accordance with the current time and the relative velocity of the field.

Сложное для практического использования выражение (1) может быть упрощено, учитывая, что при интегрировании систем типа (2) в случае, когда подинтегральные функции представляют собой произведения функций, каждая из которых зависит лишь от одной переменной, возможно раздельное интегрирование по временной и пространственной переменным. Кроме того, так как распределение магнитодвижущих сил в поперечном сечении двигателя близко к синусоидальному, можно считать, что в любой момент времени пространственное распределение токов представляет собой суперпозицию синусоидальных компонент, т.е. само является синусоидальным.Expression (1), which is difficult for practical use, can be simplified, given that when integrating systems of type (2) in the case where the integrands are products of functions, each of which depends on only one variable, separate integration over time and space variables is possible . In addition, since the distribution of magnetomotive forces in the cross section of the motor is close to sinusoidal, we can assume that at any time the spatial distribution of currents is a superposition of sinusoidal components, i.e. itself is sinusoidal.

Интеграл по пространственной переменной системы индукционных токов с синусоидальным распределением, возникающей в роторе при воздействии единичного импульса, может быть описан вектором, амплитуда которого пропорциональна величине магнитного потока, создаваемого всей системой токов от данного импульса, а фазовый угол изменяется в течение времени в соответствии с положением ротора, амплитудой и фазой вектора тока статора. Суммирование таких векторов, возникающих от единичных импульсов на интервале времени затухания тока, дает суммарное значение вектора магнитного потока, создаваемого токами ротора.The integral over the spatial variable of the system of induction currents with a sinusoidal distribution that occurs in the rotor when exposed to a single pulse can be described by a vector whose amplitude is proportional to the magnitude of the magnetic flux generated by the entire system of currents from a given pulse, and the phase angle changes over time in accordance with the position rotor, amplitude and phase of the stator current vector. The summation of such vectors arising from single pulses in the current decay time interval gives the total value of the magnetic flux vector created by the rotor currents.

Для полного определения выходного сигнала распределенного блока по (1) необходимо запоминать все значения модулей векторов наведенных токов с учетом величины их затухания вместе с их углами поворота относительно текущего положения волны тока статора и провести векторное суммирование их на интервале времени длительности ИПФ ротора. Первая часть может быть выполнена обычным способом, с использованием динамического звена, ИПФ которого соответствует скорости затухания наведенных токов в роторе, но в этом случае не учитывается пространственная компонента блока. Однако, учитывая, что между временной и пространственной переменными имеется связь, выраженная интегралом в выражении (6), можно выполнить замену переменных с помощью двух преобразований вращения векторов. С этой целью вводятся два одинаковых динамических звена, по одному для каждой из компонент вектора, и два блока вращения векторов. Вначале модуль вектора тока статора поступает на первый блок вращения векторов, причем угол вращения равен разности углов поворота вектора тока статора и угла поворота ротора. Система уравнений для данного случая имеет вид:To fully determine the output signal of the distributed block according to (1), it is necessary to remember all the values of the modules of the vectors of the induced currents taking into account the magnitude of their attenuation together with their rotation angles relative to the current position of the stator current wave and to carry out their vector summation over the time interval of the IPF rotor duration. The first part can be performed in the usual way, using a dynamic link whose IAP corresponds to the attenuation rate of the induced currents in the rotor, but in this case the spatial component of the block is not taken into account. However, given that there is a relationship between the temporal and spatial variables, expressed by the integral in expression (6), it is possible to replace the variables using two transformations of the rotation of the vectors. For this purpose, two identical dynamic links are introduced, one for each of the components of the vector, and two blocks of rotation of the vectors. First, the stator current vector module is supplied to the first vector rotation unit, the rotation angle being equal to the difference between the angles of rotation of the stator current vector and the angle of rotation of the rotor. The system of equations for this case has the form:

где h(t) - ИПФ затухания индукционных токов, f(t) - значение модуля вектора тока статора, ζ(t) - разность углов поворота вектора тока статора φ(t) и угла поворота ротора θ(t).where h (t) is the IPF of the attenuation of the induction currents, f (t) is the value of the modulus of the stator current vector, ζ (t) is the difference between the angles of rotation of the stator current vector φ (t) and the angle of rotation of the rotor θ (t).

Из (7) видно, что в интегралах прошлые значения f(t) уменьшаются с течением времени по величине соответственно величине ИПФ для данного τ и, кроме того, повернуты относительно текущего значения на угол ζ(t-τ). Однако вектор X₁(t), Y₁(t) имеет вращение относительно вектора тока статора с частотой скольжения. Для приведения вектора X₁(t), Y₁(t) в состояние, удобное для управления потоком, используется второй блок вращения, в котором компоненты вектора поворачиваются на угол, обратный углу вращения первого блока. Таким образом, система (7) принимает вид:It can be seen from (7) that in the integrals, the past values of f (t) decrease over time in magnitude, respectively, according to the IPF value for a given τ and, in addition, are rotated relative to the current value by the angle ζ (t-τ). However, the vector X ₁ (t), Y ₁ (t) has rotation relative to the stator current vector with a slip frequency. To bring the vector X ₁ (t), Y ₁ (t) into a state convenient for controlling the flow, a second rotation block is used, in which the components of the vector are rotated by an angle opposite to the rotation angle of the first block. Thus, system (7) takes the form:

где h(t) - ИПФ затухания индукционных токов, f(t) - значение модуля вектора тока статора, ζ(t)=φ(t)-θ(t).where h (t) is the IPF of the attenuation of the induction currents, f (t) is the modulus of the stator current vector, ζ (t) = φ (t) -θ (t).

Таким образом, путем комбинации векторного представления с интегралом Дюамеля становится возможным переход от распределенной системы к 2-мерной системе с сосредоточенными параметрами, что повышает точность определения магнитного потока ротора.Thus, by combining the vector representation with the Duhamel integral, it becomes possible to switch from a distributed system to a 2-dimensional system with lumped parameters, which increases the accuracy of determining the rotor magnetic flux.

Для реализации способа в устройстве векторного управления моментом асинхронного электродвигателя, содержащем задатчик активного тока, задатчик магнитного тока, блок векторного сравнения, первый выход которого через регулятор модуля поля и второй выход последовательно через регулятор фазового угла и сумматор углов соединены с входами схемы управления инвертором, выходы которой через инвертор и измерители тока соединены с асинхронным двигателем, на валу ротора которого установлен измеритель углового положения, дополнительно введены блок векторизации, измеритель модуля и угла тока статора, первый и второй блоки вращения векторов, векторное динамическое звено, блок вычитания углов и блок обращения углов, причем измеритель углового положения соединен с блоком вычитания углов, измерители тока подключены к измерителю модуля и угла тока статора, который выходом модуля соединен со входом модуля первого блока вращения векторов, а выходом угла соединен со вторым входом сумматора углов и со вторым входом блока вычитания углов, выход блока вычитания углов соединен со вторым входом первого блока вращения векторов и со входом блока обращения угла, выходы модуля и угла первого блока вращения векторов соединены соответственно с входами модуля и угла векторного динамического звена, выходы модуля и угла векторного динамического звена соединены соответственно с входами модуля и угла второго блока вращения векторов, выход блока обращения угла соединен с третьим входом второго блока вращения векторов, выходы модуля и угла которого соединены с входами модуля и угла блока векторного сравнения, к которому через блок векторизации подключены задатчик активного и задатчик магнитного тока.To implement the method in a vector control device for the torque of an asynchronous electric motor, which contains an active current controller, a magnetic current sensor, a vector comparison unit, the first output of which is connected through the phase angle controller and the angle adder in series with the inputs of the inverter control circuit through the phase angle controller and the adder, outputs which through an inverter and current meters are connected to an induction motor, on the rotor shaft of which an angle meter is installed, are additionally introduced a vectorization unit, a meter of the module and angle of the stator current, first and second blocks of rotation of the vectors, a vector dynamic link, a block of subtracting angles and a block of reversing angles, and the meter of angular position is connected to the block of subtracting angles, current meters are connected to the meter of the module and angle of the stator current, which by the output of the module is connected to the input of the module of the first block of rotation of the vectors, and the output of the angle is connected to the second input of the adder of angles and to the second input of the block of subtraction of angles, the output of the block of subtraction of angles is connected to the second by the course of the first block of rotation of vectors and with the input of the block of rotation of the angle, the outputs of the module and the angle of the first block of rotation of the vectors are connected respectively to the inputs of the module and the angle of the vector dynamic link, the outputs of the module and the angle of the vector dynamic link are connected respectively to the inputs of the module and the angle of the second block of rotation of vectors, the output of the angle reversal block is connected to the third input of the second vector rotation block, the outputs of the module and the angle of which are connected to the inputs of the module and the angle of the vector comparison block, to which through the block The vectorization is connected to an active master and a magnetic current master.

На фиг.1 представлена функциональная схема асинхронного электропривода, реализующая предложенный способ, а на фиг.2 - диаграммы изменения основных координат предлагаемого решения при различных значениях частоты скольжения ротора. Векторные импульсные переходные функции (ИПФ) от тока статора к потоку ротора приведены на фиг.3, а установившиеся значения векторных переходных функций для трех различных значений скачков скольжения приведены на фиг.4.Figure 1 presents a functional diagram of an asynchronous electric drive that implements the proposed method, and figure 2 is a diagram of changes in the main coordinates of the proposed solution for various values of the rotor slip frequency. Vector pulsed transition functions (IPFs) from the stator current to the rotor flow are shown in Fig. 3, and the steady-state values of the vector transient functions for three different values of slip jumps are shown in Fig. 4.

На фиг.1 цифрами обозначены: задатчик магнитного тока 1, задатчик активного тока 2, блок векторизации 3, блок векторного сравнения 4, регулятор модуля поля 5, регулятор фазового угла поля 6, сумматор углов 7, схема управления инвертором 8, инвертор 9, первый измеритель тока 10, второй измеритель тока 11, асинхронный двигатель 12, измеритель углового положения ротора 13, измеритель модуля и угла тока статора 14, первый блок вращения векторов 15, векторное динамическое звено 16, второй блок вращения векторов 17, блок вычитания углов 18, блок обращения углов 19.In Fig. 1, the numbers denote: magnetic current master 1, active current master 2, vectorization unit 3, vector comparison unit 4, field module 5 regulator, phase angle controller 6, angle combiner 7, inverter 8 control circuit, inverter 9, first current meter 10, second current meter 11, induction motor 12, rotor angular position meter 13, stator module and current angle meter 14, first vector rotation block 15, vector dynamic link 16, second vector rotation block 17, angle subtraction block 18, block reversing angles 19.

На фиг.1 приняты следующие обозначения: Im - задание для магнитной составляющей потока; Iа - задание для моментной составляющей потока; |ψ_RZ| - модуль заданного вектора потока; α_RZ - фазовый угол заданного вектора потока; ΔI - разность модулей между заданным и действительным векторами потока; Δα - разность фазовых углов между заданным и действительным векторами потока; V - значение выхода регулятора модуля потока; δ - значение выхода регулятора фазового угла потока; δ^* - значение суммы фазового угла регулятора с фазовым углом тока статора; Sa - сигнал управления инвертором фазы A; Sb - сигнал управления инвертором фазы B; Sc - сигнал управления инвертором фазы C; θ - угол поворота вала ротора; φ - фазовый угол вектора тока статора; M₁ - модуль вектора выхода первого блока вращения векторов; α₁ - фазовый угол вектора выхода первого блока вращения векторов; M₂ - модуль вектора выхода векторного динамического звена; α₂ - фазовый угол вектора выхода векторного динамического звена; |ψ_r| - модуль вектора потока ротора; α_r - фазовый угол вектора потока ротора.In Fig. 1, the following notation is adopted: Im is the task for the magnetic component of the flux; Ia - task for the moment component of the flow; | ψ _RZ | - module of a given stream vector; α _RZ is the phase angle of a given flow vector; ΔI is the difference between the modules between the given and the actual flow vectors; Δα is the phase angle difference between the given and actual flow vectors; V is the output value of the flow module regulator; δ is the output value of the phase angle flow controller; δ ^* is the value of the sum of the phase angle of the controller with the phase angle of the stator current; Sa is the control signal of the phase A inverter; Sb is the control signal of the phase B inverter; Sc - phase C inverter control signal; θ is the angle of rotation of the rotor shaft; φ is the phase angle of the stator current vector; M ₁ - module of the output vector of the first block of rotation of vectors; α ₁ - phase angle of the output vector of the first block of rotation of the vectors; M ₂ - the module of the output vector of the vector dynamic link; α ₂ is the phase angle of the output vector of the vector dynamic link; | ψ _r | - module of the rotor flow vector; α _r is the phase angle of the rotor flux vector.

Устройство по предложенному способу состоит из задатчика магнитного тока 1 и задатчика активного тока 2, выходы которых соединены с блоком векторизации 3, выходы которого соединены с первыми и вторым входами блока векторного сравнения 4, первый выход которого соединен с регулятором модуля поля 5, а второй - с регулятором угла фазового угла поля 6, выход которого соединен с сумматором углов 7, выход которого соединен с вторым входом схемы управления инвертором 8, первый вход которой соединен с выходом регулятора модуля поля 5, а три выхода схемы управления инвертором 8 соединены с входами инвертора 9, выходы токов фаз которого через первый измеритель тока 10 и второй измеритель тока 11 соединены с асинхронным электродвигателем 12 с входами измерителя модуля и фазы тока статора 14, на валу электродвигателя 12 установлен измеритель углового положения 13, выход которого соединен с первым входом блока вычитания углов 18.The device according to the proposed method consists of a magnetic current generator 1 and an active current generator 2, the outputs of which are connected to the vectorization unit 3, the outputs of which are connected to the first and second inputs of the vector comparison unit 4, the first output of which is connected to the controller of the field module 5, and the second with an angle regulator of the phase angle of field 6, the output of which is connected to an adder of angles 7, the output of which is connected to the second input of the control circuit of inverter 8, the first input of which is connected to the output of the regulator of field module 5, and three outputs of the circuit the control of the inverter 8 is connected to the inputs of the inverter 9, the outputs of the phase currents of which through the first current meter 10 and the second current meter 11 are connected to an induction motor 12 with the inputs of the meter of the module and phase of the stator current 14, the angular position meter 13 is installed on the shaft of the electric motor 12, the output of which connected to the first input of the block subtracting angles 18.

Выход модуля измерителя модуля и угла тока статора 14 соединен со входом модуля первого блока вращения векторов 15, выход фазового угла тока измерителя модуля и угла тока статора 14 соединен с входом угла сумматора углов 7 и с вторым входом блока вычитания углов 18, причем выход блока вычитания углов 18 соединен с входом управления поворотом угла первого блока вращения векторов 15 и с входом блока обращения угла 19, выход модуля первого блока вращения векторов 15 соединен со входом модуля векторного динамического звена 16, выход угла поворота первого блока вращения векторов 15 соединен со входом угла векторного динамического звена 16, а выход модуля векторного динамического звена 16 соединен со входом модуля второго блока вращения векторов 17 и выход угла векторного динамического звена 16 соединен со входом угла второго блока вращения векторов 17. Выход блока обращения угла 19 соединен с входом управления поворотом второго блока вращения векторов 17, выходы оценки модуля и угла потока блока вращения векторов 17 соединены с входами модуля и угла блока векторного сравнения 4.The output of the module meter module and the stator current angle 14 is connected to the input of the module of the first vector rotation unit 15, the output of the phase angle of the current meter of the module and stator current angle 14 is connected to the input of the angle adder angle 7 and to the second input of the angle subtraction unit 18, and the output of the subtraction unit angles 18 is connected to the input of the angle rotation control of the first rotation block of vectors 15 and to the input of the angle reversal block 19, the output of the module of the first rotation block of vectors 15 is connected to the input of the vector dynamic link module 16, the output of the rotation angle is first about the rotation block of vectors 15 is connected to the input of the angle of the vector dynamic link 16, and the output of the module of the vector dynamic link 16 is connected to the input of the module of the second rotation block of vectors 17 and the output of the angle of the vector dynamic link 16 is connected to the input of the angle of the second rotation block of vectors 17. The output of the circulation unit the angle 19 is connected to the rotation control input of the second rotation unit of the vectors 17, the outputs of the module evaluation and the flow angle of the rotation unit of the vectors 17 are connected to the inputs of the module and the angle of the vector comparison unit 4.

Блоки 15, 16, 17, 18, 19 играют роль наблюдателя потока ротора и формируют значения оценок модуля и фазового угла вектора потока ротора двигателя на основе интеграла свертки вектора тока статора по пространственной и временной координатам. В качестве пространственной координаты выступает угол поворота вала ротора относительно текущего значения вектора тока статора, а в качестве временной - интервал времени, равный длительности ИПФ, предшествующий моменту текущего измерения вектора тока статора.Blocks 15, 16, 17, 18, 19 play the role of an observer of the rotor flux and form values of the module and phase angle estimates of the rotor flux vector of the motor based on the convolution integral of the stator current vector in spatial and temporal coordinates. The spatial coordinate is the angle of rotation of the rotor shaft relative to the current value of the stator current vector, and the time interval is the time interval equal to the IPF duration preceding the moment of the current measurement of the stator current vector.

Блок 3 формирует вектор задания модуля и угла поворота вектора потока ротора относительно текущего вектора тока статора на основе задания на моментообразующую и потокообразующую компоненты.Block 3 generates a vector for setting the module and angle of rotation of the rotor flux vector relative to the current stator current vector based on the task for the moment-forming and stream-forming components.

Блок векторного сравнения 4 вычисляет ошибки по модулю и углу между заданным и фактическим положением вектора потока ротора. Значение ошибки по модулю поступает на регулятор модуля поля 5, а значение ошибки по углу поступает на регулятор фазового угла поля 6, после чего складывается с текущим значением угла тока статора на сумматоре углов 7. Сигналы ошибки по модулю и углу через схему управления инвертором 8 формируют последовательность широтно-модулированных импульсов напряжения, создающих трехфазную последовательность токов статора.The vector comparison unit 4 calculates the errors modulo and the angle between the given and actual position of the rotor flow vector. The value of the error modulo arrives at the controller of the field 5 module, and the value of the error along the angle goes to the controller of the phase angle of field 6, and then it is added to the current value of the stator current angle at the angle adder 7. The error signals modulo and the angle through the control circuit of inverter 8 form a sequence of pulse-width modulated voltage pulses creating a three-phase sequence of stator currents.

Наблюдатель потока ротора представляет собой совокупность первого блока вращения векторов 15 на значение угла скольжения, векторного динамического звена 16, второго блока вращения векторов 17 на значение, обратное величине угла скольжения. Характеристики векторного динамического звена выбираются таким образом, чтобы импульсная переходная функция (ИПФ) соответствовала ИПФ затухания индуцированных токов ротора. Векторное динамическое звено 16 в простейшем случае - в декартовой системе координат - представляет собой два апериодических звена 1-го порядка, коэффициенты передачи которых одинаковы и равны коэффициенту передачи в канале ток статора - поток, а постоянные времени равны постоянной времени затухания тока в роторе. В полярной системе координат это звено имеет дополнительные координатные преобразования из полярной системы координат и обратно.The rotor flow observer is a combination of the first block of rotation of the vectors 15 by the value of the angle of slip, the vector dynamic link 16, the second block of rotation of the vectors 17 by the value inverse to the value of the angle of slip. The characteristics of the vector dynamic link are chosen so that the pulse transition function (IPF) corresponds to the IPF of the attenuation of the induced rotor currents. The vector dynamic link 16 in the simplest case, in the Cartesian coordinate system, consists of two first-order aperiodic links, the transmission coefficients of which are the same and equal to the transmission coefficient in the channel of the stator current - the flow, and the time constants are equal to the constant of the decay time of the current in the rotor. In the polar coordinate system, this link has additional coordinate transformations from the polar coordinate system and vice versa.

Результатом вычислений на выходе блока вращения векторов 17 является вектор, значение модуля которого пропорционально модулю вектора потока, а угловое положение близко к разности углов между векторами потока ротора и тока статора.The result of the calculations at the output of the rotation unit of the vectors 17 is a vector whose modulus is proportional to the modulus of the flow vector, and the angular position is close to the difference in angles between the rotor flow vectors and the stator current.

Принцип действия наблюдателя основан на моделировании процесса транспортирования затухающих токов, индуцированных в беличьей клетке ротора на интервале времени (-∞-t). Модули этих векторов затухают по экспоненциальному закону, а угловые положения определяются суммой приращений углов на этом же интервале. Наблюдатель осуществляет суммирование этих векторов на бесконечном интервале времени, однако существенны лишь значения на интервале времени, предшествующем 3-4 постоянным времени ротора. На фиг.3 приводятся модули векторов ИПФ тока ротора 1, 2, 3 для трех различных скоростей скольжения в функции электрических градусов. Из графиков видно, что при более высоких скоростях скольжения процесс затухания модуля тока распространяется на большие значения углов поворота (кривые 1, 2). Однако, учитывая, что в создании электромагнитного момента наибольший вес имеют вектора, сдвинутые на 90 эл. градусов, а в создании магнитного потока - сдвинутые на 0 градусов, значения модулей токов следует умножить на значения синуса 4 и косинуса 3 углового аргумента в эл. градусах. Векторные ИПФ 1, 2, 3, представляющие собой множество векторов токов, индуцированных в роторе после единичного импульса с синусоидальным распределением магнитодвижущих со стороны статора для трех различных значений скольжения, представлены на фиг.4.The observer's principle of operation is based on modeling the process of transporting damped currents induced in the squirrel cage of the rotor in the time interval (-∞-t). The modules of these vectors decay exponentially, and the angular positions are determined by the sum of the increments of the angles in the same interval. The observer sums these vectors over an infinite time interval, however, only the values on the time interval preceding 3-4 rotor time constants are significant. Figure 3 shows the modules of the IPF vectors of the rotor current 1, 2, 3 for three different sliding speeds as a function of electrical degrees. From the graphs it can be seen that at higher sliding speeds, the attenuation of the current module extends to large values of the rotation angles (curves 1, 2). However, given that in creating the electromagnetic moment, vectors shifted by 90 el have the greatest weight. degrees, and in creating a magnetic flux - shifted by 0 degrees, the values of the current moduli should be multiplied by the values of sine 4 and cosine 3 of the angular argument in e. degrees. Vector IPF 1, 2, 3, representing a set of current vectors induced in the rotor after a single pulse with a sinusoidal distribution of the magnetomotive from the stator for three different slip values, are presented in Fig.4.

Из графиков 1-3 видно, что с увеличением частоты скольжения возрастают модули и угловое отклонение элементарных векторов. Однако на кривой 3 видно, что с увеличением скольжения часть транспортируемых векторов ориентируется уже в отрицательном направлении, что приводит к размагничиванию двигателя. Дальнейшее увеличение скольжения приводит к появлению большей колебательности векторной ИПФ и снижению магнитного потока.Charts 1-3 show that with an increase in the slip frequency, the modules and the angular deviation of elementary vectors increase. However, it can be seen in curve 3 that with an increase in slip, part of the transported vectors is oriented in the negative direction, which leads to the demagnetization of the engine. A further increase in slip leads to the appearance of greater oscillation of the vector IPF and a decrease in magnetic flux.

Рассмотрим случай установившегося вращения ротора двигателя. В этих условиях постоянное воздействие МДС со стороны статора можно представить бесконечной последовательностью во времени синусоидальных импульсов одинаковой амплитуды по пространственной переменной, каждый из которых может быть представлен некоторым вектором, модули которых постоянны, а фазовые углы линейно зависят от времени. Общим результатом интегрирования этих импульсов по пространственной и временной переменным является сумма всех векторов (векторная сумма). Поскольку в установившемся режиме пространственное распределение не зависит от времени, в результате сложения всех векторов на выходе блока вращения векторов 17 получится суммарный вектор с некоторой амплитудой и фазой. Результаты суммирования для трех значений амплитуды скачков скольжения представлены на фиг.4.Consider the case of steady rotation of the motor rotor. Under these conditions, the constant action of the MDS from the stator can be represented by an infinite sequence in time of sinusoidal pulses of the same amplitude in a spatial variable, each of which can be represented by a certain vector, the modules of which are constant, and the phase angles linearly depend on time. The general result of integrating these pulses over the spatial and temporal variables is the sum of all vectors (vector sum). Since in the steady state the spatial distribution does not depend on time, as a result of adding all the vectors at the output of the rotation block of the vectors 17, a total vector with a certain amplitude and phase will be obtained. The summation results for the three values of the amplitude of the slip jumps are presented in figure 4.

В режимах ускоренного движения ИПФ данного наблюдателя меняется по тому же закону, что и ИПФ ротора, что и обеспечивает повышение точности оценки.In accelerated motion modes, the IPF of this observer changes according to the same law as the IPF of the rotor, which ensures an increase in the estimation accuracy.

Полученные векторы могут использоваться в декартовой или полярной системе координат. Для управления широтно-импульсным преобразователем и учета насыщения магнитной системы удобнее использовать полярную систему координат, принимая во внимание существенное различие характеристик по каналам управления модулем и фазой.The resulting vectors can be used in a Cartesian or polar coordinate system. To control a pulse-width converter and take into account the saturation of the magnetic system, it is more convenient to use a polar coordinate system, taking into account the significant difference in characteristics between the module and phase control channels.

Устройство работает следующим образом: в начальный момент времени устанавливается постоянное значение на входе задатчика магнитного тока 1 и нулевое значение на входе задатчика активного тока 2. Значение угла поворота принимается равным начальной фазе. Широтно-модулированные импульсы вызывают протекание тока в статоре, значение которого устанавливается на желаемом уровне через интервал времени, определяемый настройкой регулятора модуля поля 5. После установления магнитного потока система управления моментом готова к работе.The device operates as follows: at the initial moment of time, a constant value is set at the input of the magnetic current master 1 and a zero value at the input of the active current master 2. The value of the rotation angle is taken equal to the initial phase. The pulse-width modulated pulses cause the current to flow in the stator, the value of which is set at the desired level after a time interval determined by the setting of the field module regulator 5. After the magnetic flux is established, the torque control system is ready for operation.

Для задания требуемого значения момента задатчик активного тока 2 увеличивает или уменьшает начальную фазу, что изменяет фазовый угол тока в статоре по отношению к потоку ротора. Взаимодействие между током, индуцированным в роторе, и током статора создает вращающий момент, приводящий ротор в движение, что приводит к смещению (отставанию) углового положения вала двигателя вместе с системой индуцированных токов.To set the desired value of the moment, the active current controller 2 increases or decreases the initial phase, which changes the phase angle of the current in the stator with respect to the flow of the rotor. The interaction between the current induced in the rotor and the stator current creates a torque that drives the rotor, which leads to a shift (lag) of the angular position of the motor shaft together with a system of induced currents.

Воздействие вектора переменной амплитуды, вращающегося с частотой скольжения, на векторное динамическое звено 16 приводит к тому, что текущие значения модуля вектора тока статора запоминаются на интервал времени, равный длительности ИПФ, причем их роль в выходном сигнале векторного динамического звена 16 будет постепенно снижаться, а фазовый сдвиг изменяться в соответствии с движением поля и ротора. Поскольку выходной вектор векторного динамического звена 16 имеет вращение с частотой скольжения, для приведения его в неподвижное состояние относительно задания, второй блок вращения векторов 17 выполняет операцию обратного вращения. В результате вычислений на выходе блока вращения векторов 17 формируется вектор оценки модуля и фазового угла магнитного потока, не совпадающий по направлению с вектором тока статора.The influence of a variable amplitude vector rotating with a sliding frequency on the vector dynamic link 16 leads to the fact that the current module of the stator current vector is stored for a time interval equal to the duration of the IPF, and their role in the output signal of the vector dynamic link 16 will gradually decrease, and the phase shift varies in accordance with the motion of the field and the rotor. Since the output vector of the vector dynamic link 16 has rotation with a sliding frequency, to bring it into a stationary state relative to the job, the second block of rotation of the vectors 17 performs the reverse rotation operation. As a result of the calculations, at the output of the rotation unit of the vectors 17, an evaluation vector of the module and the phase angle of the magnetic flux is formed, which does not coincide in direction with the stator current vector.

Значения оценок модуля и фазового угла потока ротора поступают на блок векторного сравнения 4, где сравниваются с заданными значениями от блока векторизации 3. Значения ошибки регулирования по модулю поступают на регулятор модуля поля 5 и далее на первый вход схемы управления инвертором 8, а значения ошибки по углу через регулятор фазового угла поля 6, складываясь с начальным значением фазы вектора тока на сумматоре углов 7, поступают на второй вход схемы управления инвертором 8.The values of the estimates of the module and the phase angle of the rotor flow are sent to the vector comparison unit 4, where they are compared with the set values from the vectorization unit 3. The values of the control error modulo arrive at the controller of the field module 5 and then to the first input of the inverter control circuit 8, and the error values are corner through the phase angle controller of field 6, adding to the initial value of the phase of the current vector on the adder of angles 7, go to the second input of the control circuit of inverter 8.

На выходе схемы управления инвертором 8 формируются сигналы управления 3-фазным широтно-импульсным модулятором 9, формируются импульсы напряжения с амплитудой и фазой, обеспечивающими приведение модуля и фазы потока ротора к заданным значениям.At the output of the control circuit of the inverter 8, control signals of a 3-phase pulse width modulator 9 are generated, voltage pulses with amplitude and phase are generated, which bring the module and phase of the rotor flow to the specified values.

В результате устройство сохраняет высокое качество переходных процессов и обеспечивает высокую точность определения вектора потока ротора в динамических режимах, таким образом, повышая точность управления моментом асинхронного двигателя.As a result, the device maintains a high quality of transient processes and provides high accuracy in determining the rotor flux vector in dynamic modes, thereby increasing the accuracy of controlling the torque of an induction motor.

Claims

A vector device for controlling the moment of an asynchronous electric motor, comprising an active current master, a magnetic current master, a vector comparison unit, the first output of which through the field module regulator and the second output are connected in series through the phase angle controller and the angle adder to the inputs of the inverter control circuit, the outputs of which are through the inverter and current meters are connected to an induction motor, on the rotor shaft of which is installed an angle meter, characterized in that it further comprises a bl vectorization, meter of the module and angle of the stator current, first and second blocks of rotation of vectors, vector dynamic link, block of subtraction of angles and block of reversal of angles, and the meter of angular position is connected to the block of subtraction of angles, current meters are connected to the meter of the module and angle of the stator current, which is connected by an output of the module to the input of the module of the first block of rotation of vectors, and by the output of the angle is connected to the second input of the adder of angles and to the second input of the block of subtraction of angles, the output of the block of subtraction of angles is connected to the second input the house of the first block of rotation of the vectors and with the input of the block of rotation of the angle, the outputs of the module and the angle of the first block of rotation of the vectors are connected respectively to the inputs of the module and the angle of the vector dynamic link, the outputs of the module and the angle of the vector dynamic link are connected respectively to the inputs of the module and the angle of the second block of rotation of vectors, the output of the angle reversal block is connected to the third input of the second vector rotation block, the outputs of the module and the angle of which are connected to the inputs of the module and the angle of the vector comparison block, to which through the eyelid block For torization, an active switch and a magnetic current switch are connected.