[go: up one dir, main page]

RU2360373C2 - Обнаружение данных для передачи иерархически кодированных данных - Google Patents

Обнаружение данных для передачи иерархически кодированных данных Download PDF

Info

Publication number
RU2360373C2
RU2360373C2 RU2006129946/09A RU2006129946A RU2360373C2 RU 2360373 C2 RU2360373 C2 RU 2360373C2 RU 2006129946/09 A RU2006129946/09 A RU 2006129946/09A RU 2006129946 A RU2006129946 A RU 2006129946A RU 2360373 C2 RU2360373 C2 RU 2360373C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
data
llr
data stream
symbols
code bits
Prior art date
Application number
RU2006129946/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2006129946A (ru
Inventor
Аамод КХАНДЕКАР (US)
Аамод КХАНДЕКАР
Рагхураман КРИШНАНМУРТХИ (US)
Рагхураман КРИШНАНМУРТХИ
Original Assignee
Квэлкомм Инкорпорейтед
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Квэлкомм Инкорпорейтед filed Critical Квэлкомм Инкорпорейтед
Publication of RU2006129946A publication Critical patent/RU2006129946A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2360373C2 publication Critical patent/RU2360373C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3488—Multiresolution systems
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03312—Arrangements specific to the provision of output signals
    • H04L25/03318—Provision of soft decisions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L65/00—Network arrangements, protocols or services for supporting real-time applications in data packet communication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03305—Joint sequence estimation and interference removal

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

Изобретение относится к методам выполнения обнаружения для иерархически кодированных данных. Достигаемый технический результат - повышение эффективности обнаружения иерархически кодированных данных. В одной схеме обнаружения выводят логарифмические отношения правдоподобия (LLR) для кодовых битов первого потока данных на основе принятых символов данных. Оценивают помехи, обусловленные первым потоком данных. Выводят LLR для кодовых битов второго потока данных на основе LLR для кодовых битов первого потока данных и оцененных помех. Декодируют LLR для кодовых битов первого потока данных для получения декодированных данных из первого потока данных. Декодированные данные перекодируют и ремодулируют для получения ремодулированных символов. Помехи, обусловленные первым потоком данных, оценивают на основе ремодулированных символов. LLR для первого потока данных могут выводиться из принятых символов в реальном масштабе времени без буферизации принятых символов. LLR для второго потока данных могут выводиться после того, как декодирован первый поток данных. 6 н. и 28 з.п. ф-лы, 7 ил.

Description

Притязание на приоритет по 35 U.S.C. §119
Настоящая Заявка на патент заявляет преимущество Предварительной заявки № 60/538271, озаглавленной «Buffer Size Reduction in a Hierarchical Coding System» (Уменьшение размера буфера в системе иерархического кодирования), зарегистрированной 21 января 2004 года и назначенной правопреемнику этой заявки, и таким образом включенной в явной форме в данный документ посредством ссылки.
I. Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение относится в целом к связи, а конкретнее к методикам для выполнения обнаружения данных для передачи иерархически кодированных данных в системе беспроводной связи.
II. Предшествующий уровень техники
Иерархическое кодирование является методикой передачи данных, посредством которой множества (например, два) потока данных накладываются (например, добавляются) друг на друга и передаются одновременно. «Кодирование» в этом контексте относится скорее к канальному кодированию, чем к кодированию данных в передатчике. Иерархическое кодирование может преимущественно использоваться, например, для доставки услуг широковещательной передачи пользователям внутри обозначенной зоны широковещания. Эти пользователи могут чувствовать различные условия канала и добиваться различных отношений уровня сигнала к совокупному уровню взаимных помех и шумов (SNR). Следовательно, эти пользователи способны принимать данные на различных скоростях передачи данных. С помощью иерархического кодирования широковещательные данные могут разделяться на «основной поток» и «поток расширения». Основной поток обрабатывается и передается способом из условия, чтобы все пользователи в зоне широковещания могли восстановить поток. Поток расширения обрабатывается и передается способом из условия, чтобы все пользователи с лучшими условиями канала могли восстановить поток.
Чтобы восстановить передачу иерархически кодированных данных, приемник сначала обнаруживает и восстанавливает основной поток, трактуя поток расширения как шум. Приемник затем оценивает и подавляет помехи, обусловленные основным потоком. После этого приемник обнаруживает и восстанавливает поток расширения с подавленными помехами от основного потока. Для улучшенной производительности основной поток и поток расширения обычно восстанавливаются последовательно, один поток за раз, в описанном выше порядке. Для восстановления каждого потока обычно требуется большой объем обработки. Более того, может также требоваться большой объем буферизации в зависимости от способа и скорости, с которой каждый поток может быть обнаружен и восстановлен. Большие объемы обработки и буферизации могут влиять на производительность системы и затраты.
Следовательно, существует необходимость в данной области техники в методиках для эффективного выполнения обнаружения данных для передачи иерархически кодированных данных.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
В данном документе описываются методики для выполнения обнаружения данных для передачи иерархически кодированных данных. Эти методики могут использоваться для систем беспроводной связи как с одной несущей, так и с несколькими несущими (например, OFDM (мультиплексирование с ортогональным частотным разделением сигналов)).
В одной схеме обнаружения данных принятые символы первоначально получаются для передачи иерархически кодированных данных с помощью множества (например, двух) потоков данных, и логарифмические отношения правдоподобия (LLR) для кодовых битов первого потока данных (основного потока) выводятся на основе принятых символов. LLR для первого потока данных декодируются для получения декодированных данных, которые дополнительно перекодируются и ремодулируются для получения ремодулированных символов для первого потока данных. Помехи, обусловленные первым потоком данных, оцениваются на основе ремодулированных символов. LLR для кодовых битов второго потока данных (потока расширения) затем выводятся на основе LLR для кодовых битов первого потока данных и оцененных помех. LLR для первого потока данных могут быть (1) выведены из принятых символов в реальном масштабе времени без буферизации принятых символов и (2) сохранены в буфере для декодирования. LLR для второго потока данных могут быть (1) выведены после того, как декодирован первый поток данных и (2) сохранены в том же буфере посредством перезаписи LLR для первого потока данных. Принятые символы не используются для выведения LLR для второго потока данных и поэтому их не нужно буферизовать.
В другой схеме обнаружения данных LLR для кодовых битов первого потока данных первоначально выводятся на основе принятых символов. Оценки символов данных (или некодированных символов жесткого решения) для первого потока данных затем выводятся на основе либо принятых символов, либо LLR для первого потока данных. Помехи, обусловленные первым потоком данных, оцениваются на основе оценок символов данных и подавляются в принятых символах для получения символов с подавленными помехами. LLR для кодовых битов второго потока данных затем выводятся на основе символов с подавленными помехами. LLR и для первого, и для второго потоков данных могут вычисляться из принятых символов в реальном масштабе времени без буферизации принятых символов. LLR для второго потока данных могут регулироваться/корректироваться после того, как декодирован первый поток данных посредством (1) обнаружения ошибок в оценках символов данных на основе ремодулированных символов для первого потока данных, и либо (2а) назначения LLR для кодовых битов оценок символов данных, которые ошибочны, для аннулирований, либо (2b) модифицирования LLR для кодовых битов оценок символов данных, которые являются ошибочными, с помощью поправочных коэффициентов, выведенных на основе ремодулированных символов и оценок символов данных.
Различные аспекты и варианты осуществления изобретения описываются более подробно далее.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Признаки и особенность настоящего изобретения станут более очевидными из изложенного ниже подробного описания, рассматриваемого вместе с чертежами, на которых одинаковые ссылочные позиции определяют соответственно одинаковые элементы по всему документу и где:
Фиг. 1 показывает передатчик и приемник в системе беспроводной связи;
Фиг. 2А показывает сигнальное созвездие для QPSK;
Фиг. 2В показывает сигнальное созвездие для иерархического кодирования с помощью QPSK как для основного потока, так и для потока расширения;
Фиг. 3 показывает процессор приема (RX) для первой схемы обнаружения данных;
Фиг. 4 показывает процессор RX для второй схемы обнаружения данных;
Фиг. 5 показывает процессор RX для третьей схемы обнаружения данных; и
Фиг. 6 показывает процессор RX для второй схемы обнаружения данных с помощью схемы модуляции более высокого порядка для основного потока.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ
Слово «типовой» используется в данном документе, чтобы обозначать «служащий в качестве примера, отдельного случая или иллюстрации». Любой вариант осуществления или проект, описанный в данном документе как «типовой», не обязательно должен быть истолкован как предпочтительный или выгодный по сравнению с другими вариантами осуществления или проектами.
Фиг. 1 показывает блок-схему передатчика 110 и приемника 150 в системе 100 беспроводной связи. В передатчике 110 кодер/модулятор 122а внутри процессора 120 передаваемых (TX) данных принимает, кодирует, перемежает и модулирует (т.е. символьно отображает) основной поток данных (обозначенный как {db}) и предоставляет соответствующий основной поток символов (обозначенный как {sb}). Кодер/модулятор 122b аналогично принимает, кодирует, перемежает и модулирует поток данных расширения (обозначенный как {de}) и предоставляет соответствующий поток символов расширения (обозначенный как {se}). Данные для каждого потока обычно кодируются в пакеты, при этом каждый пакет кодируется отдельно в передатчике и декодируется отдельно в приемнике. Потоки {sb} и {se} символов содержат «символы данных» каждый, которые являются символами модуляции для данных.
Объединитель 130 принимает и объединяет основной поток и поток символов расширения. Внутри объединителя 130 умножитель 132а принимает и умножает основной поток {sb} символов на масштабный коэффициент K b, а умножитель 132b принимает и умножает поток {se} символов расширения на масштабный коэффициент K e. Масштабные коэффициенты K b и K e определяют величину мощности передатчика для использования для основного потока и потока расширения соответственно. Большая часть общей мощности P total передатчика обычно выделяется основному потоку. Сумматор 134 принимает и суммирует масштабированные символы данных от умножителя 132а с масштабированными символами данных от умножителя 132b и предоставляет объединенные или составные символы, которые могут выражаться как:
a.
Figure 00000001
,
Figure 00000002
Уравнение (1)
где s b является символом данных для основного потока, s e является символом данных для потока расширения и x является объединенным символом. Масштабирование и объединение выполняются на посимвольной основе.
Блок 138 передатчика (TMTR) принимает поток объединенных символов (обозначенный как {x}) от объединителя 130 и пилот-символы (контрольные символы), обрабатывает объединенные и контрольные символы на основе модели системы и формирует один или более модулированных сигналов. Пилот-символ является символом модуляции для пилот-сигнала, который известен заранее как передатчику, так и приемнику, и может использоваться приемником для оценки канала и других целей. Блок 138 передатчика может выполнять модуляцию с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM) для передачи объединенных и пилот-символов по множеству поддиапазонов, пространственную обработку для передачи объединенных и пилот-символов из множества антенн и т.д. Модулированный(е) сигнал(ы) передаются через беспроводной канал к приемнику 150.
В приемнике 150 блок 160 приемника (RCVR) принимает один или более сигналов через беспроводной канал, обрабатывает принятый(е) сигнал(ы) способом, дополнительным к обработке, выполняемой блоком 138 передатчика, предоставляет принятые пилот-символы (обозначенные как {yp}) 162 блоку оценки канала, и предоставляет поток принятых символов (обозначенный как {y}) процессору 170 RX. Принятые символы могут выражаться как:
Figure 00000003
,
Figure 00000004
Уравнение (2)
где h является комплексным коэффициентом усиления канала для объединенного символа x, n является шумом, наблюдаемым объединенным символом x, и y является принятым символом для объединенного символа x. Шум n включает в себя шум в канале и помехи, шум схемы приемника и т.д.
Блок 162 оценки канала оценивает ответ беспроводного канала на основе принятых пилот-символов и предоставляет оценки
Figure 00000005
коэффициента усиления канала. Для простоты описание в данном документе предполагает оценку канала без ошибки, т.е.
Figure 00000006
.
Процессор 170 RX включает в себя детекторы 172 и 176, блок 174 подавления помех, декодеры 182 и 186 и кодер/модулятор 184. Детектор 172 выполняет обнаружение данных на потоке {y} принятых символов для основного потока и предоставляет обнаруженные символы для основного потока (обозначенный как
Figure 00000007
). Каждый обнаруженный символ
Figure 00000008
является оценкой символа s b данных и может быть представлен, например, множеством логарифмических отношений правдоподобия (LLR), как описано далее. Декодер 182 декодирует обнаруженные символы для основного потока и предоставляет декодированный основной поток (обозначенный как
Figure 00000009
). Кодер/модулятор 184 затем перекодирует и ремодулирует декодированный основной поток таким же способом, как выполняемый передатчиком 110, и предоставляет ремодулированный основной поток (обозначенный как
Figure 00000010
), который является оценкой основного потока {sb} символов. Блок 174 подавления помех принимает ремодулированный основной поток, оценивает и подавляет помехи, обусловленные основным потоком, в потоке принятых символов и предоставляет поток символов с подавленными помехами (обозначенный как {ye}) детектору 176. Детектор 176 выполняет обнаружение данных в потоке {ye} символов с подавленными помехами для потока расширения и предоставляет обнаруженные символы для потока расширения (обозначенного как
Figure 00000011
). Декодер 186 декодирует обнаруженные символы для потока расширения и предоставляет декодированный поток расширения (обозначенный как
Figure 00000012
).
Контроллеры 140 и 190 управляют функционированием передатчика 110 и приемника 150 соответственно. Модули 142 и 192 памяти предусматривают хранение программных кодов и данных, используемых контроллерами 140 и 190 соответственно.
На обнаружение данных, выполняемое приемником, влияют различные факторы, такие как схема модуляции, используемая для каждого потока данных, конкретная форма, используемая для представления обнаруженных символов, методика, используемая для выполнения обнаружения данных и т.д. Для ясности обнаружение данных в передачах иерархически кодированных данных с квадратурной фазовой модуляцией (QPSK) для обоих потоков и использование LLR для представления обнаруженных символов особо описано ниже.
Фиг. 2А показывает сигнальное созвездие 200 для QPSK, которое включает в себя четыре сигнальных точки с 210а по 210d на двумерной комплексной плоскости. Эти четыре сигнальные точки расположены в координатах 1+j1, 1-j1, -1+j1 и -1-j1 и им даны метки '11', '10', '01' и '00' соответственно. Для модуляции QPSK каждая пара кодовых битов (обозначенная как b 1 и b 2 ) отображается в одну из четырех возможных сигнальных точек, и комплексная величина для отображенной сигнальной точки является символом модуляции для пары кодовых битов. Например, бит b 1 может использоваться для синфазной (I) составляющей, а бит b 2 может использоваться для квадратурной (Q) составляющей символа модуляции. В этом случае символ модуляции для каждой пары кодовых битов может выражаться как: s=b 1 +jb 2, где
Figure 00000013
и
Figure 00000014
.
Фиг. 2В показывает сигнальное созвездие 250 для иерархического кодирования с помощью QPSK как для основного потока, так и для потока расширения. Созвездие QPSK для основного потока представляется посредством четырех сигнальных точек с 210а по 210d. Созвездие QPSK для потока расширения накладывается на созвездие QPSK для основного потока и представляется посредством четырех сигнальных точек с 260а по 260d на каждой сигнальной точке 210. Масштабные коэффициенты K b и K e определяют (1) расстояние между сигнальными точками 210 основного потока и центром комплексной плоскости и (2) расстояние между сигнальными точками 260 потока расширения и сигнальными точками 210 основного потока.
Ссылаясь снова на фиг. 2А, с помощью QPSK символ модуляции для одной из только четырех возможных сигнальных точек передается для каждой пары кодовых битов. Однако из-за шума, помех и искажения в беспроводном канале принятый символ (например, символ 212 на фиг. 2А) может не попасть непосредственно в одну из четырех возможных сигнальных точек. Обнаружение данных выполняется для удаления влияния беспроводного канала (например, для удаления комплексного коэффициента h усиления канала) и для выяснения, которая из четырех возможных сигнальных точек является переданным символом s данных. Информация для каждого обнаруженного символа
Figure 00000015
часто представляется в форме LLR для каждого из двух составляющих кодовых битов b 1 и b 2 для обнаруженного символа. Каждый LLR указывает правдоподобие своего кодового бита b i , являясь единицей ('1' или +1) или нулем ('0' или -1). LLR для i-го кодового бита обнаруженного символа
Figure 00000016
может выражаться как:
Figure 00000017
, для i=1, 2 для QPSK, Уравнение (3)
где b i есть i-й кодовый бит для обнаруженного символа
Figure 00000016
;
Figure 00000018
есть вероятность, что бит b i обнаруженного символа
Figure 00000016
равен 1;
a.
Figure 00000019
есть вероятность, что бит b i обнаруженного символа
Figure 00000016
равен -1;
b. LLR i является LLR кодового бита b i.
LLR является биполярным значением с большим положительным значением, соответствующим более высокому правдоподобию, что кодовый бит равен +1, и большим отрицательным значением, соответствующим более высокому правдоподобию, что кодовый бит равен -1. LLR нуля указывает, что кодовый бит равновероятно является +1 или -1. LLR для каждого кодового бита обычно квантуется на заранее определенное число битов (или L битов, где L > 1), чтобы облегчить хранение. Число битов для использования для LLR зависит от различных факторов, например, требований декодера, SNR обнаруженных символов и т.д.
Фиг. 1 показывает символическое представление обнаружения данных для передачи иерархически кодированных данных. Обнаружение данных может выполняться различными способами. Далее описываются три схемы обнаружения данных.
Фиг. 3 показывает процессор 170а RX для первой схемы обнаружения данных, в которой основной поток и поток расширения оба обнаруживаются на основе принятых символов {y}. Процессор 170а RX является вариантом осуществления процессора 170 RX по фиг. 1.
В процессоре 170а RX принятые символы {y} первоначально сохраняются в буфере 314. Блок 320 вычисления LLR основного потока извлекает принятые символы из буфера 314 и выполняет обнаружение данных на каждом принятом символе y для получения двух LLR для двух кодовых битов символа s b основного потока, который переносится в этом принятом символе. Два LLR для основного потока могут выражаться как:
Figure 00000020
,
Figure 00000021
Уравнение (4)
где
Figure 00000022
и
Figure 00000023
являются LLR для двух битов символа s b основного потока в принятом символе y;
a. h является оценкой коэффициента усиления канала для принятого символа y;
b. «*» означает комплексно сопряженное число;
c. E b является энергией символа s b основного потока; и
d. N 0,b является мощностью шума и помех, наблюдаемых посредством символа s b основного потока.
Предполагается, что символ s b основного потока имеет комплексное значение
Figure 00000024
. Энергия символа основного потока равна
Figure 00000025
, а энергия символа потока расширения равна
Figure 00000026
, где E total является общей энергией для объединенного символа x. Мощность N 0,b шума и помех включает в себя шум N 0 канала и помехи от потока расширения. Блок 320 вычисления предоставляет LLR основного потока (обозначенные как {LLR b}) через мультиплексор 322 (Mux) буферу 324 для хранения.
Декодер 182 принимает и декодирует LLR основного потока из буфера 324 и предоставляет декодированные данные
Figure 00000009
для основного потока. Декодер 182 может реализовать турбодекодер либо декодер Витерби (Viterbi), если на передатчике выполнялось соответственно турбо- или сверточное кодирование. Турбодекодер выполняет декодирование на LLR в течение множества итераций для получения все более и более лучших оценок переданных битов данных. Процесс декодирования обычно требует некоторого количества времени для завершения и может дополнительно требовать хранения LLR основного потока в течение процесса декодирования (например, для турбодекодера).
После того, как LLR основного потока декодированы, декодированные данные
Figure 00000009
перекодируются и ремодулируются посредством кодера/модулятора 184 для получения ремодулированных символов
Figure 00000010
. Блок 330 оценки помех принимает и умножает ремодулированные символы
Figure 00000010
на оценки {h} коэффициента усиления канала и предоставляет оценки {i b } помех, обусловленные основным потоком. Сумматор 332 принимает и вычитает оценки {i b} помех из принятых символов {y}, полученных из буфера 314, и предоставляет символы {y e} с подавленными помехами, которые могут выражаться как:
a.
Figure 00000027
Figure 00000028
Уравнение (5)
Ремодулированный символ
Figure 00000029
равен символу s b основного потока, если основной поток корректно декодирован. Декодирован ли основной поток правильно или с ошибкой, может быть определено на основе CRC (контроля циклически избыточным кодом) или какой-либо другой схемы обнаружения ошибки.
Блок 340 вычисления LLR потока расширения выполняет обнаружение данных на символах {y e} с подавленными помехами для получения двух LLR для двух кодовых битов каждого символа s e потока расширения. Два LLR для потока расширения могут выражаться как:
a.
Figure 00000030
,
Figure 00000031
Уравнение (6)
где LLR e1 и LLR e2 являются LLR для двух битов символа s e потока расширения, выведенных на основе символа y e с подавленными помехами;
a. E e является энергией символа s e потока расширения; и
b. N 0,e является мощностью шума и помех, наблюдаемых посредством символа s e потока расширения.
Блок 340 вычисления предоставляет LLR потока расширения (обозначенные как {LLR e}) через Mux 322 буферу 324 для хранения. Затем декодер 182 декодирует LLR потока расширения для получения декодированных данных
Figure 00000032
для потока расширения.
Для первой схемы обнаружения данных процессору 170а RX необходимо хранить принятые символы {y} в буфере 314 и LLR основного потока в буфере 324, пока основной поток декодируется декодером 182. Размеры буферов 314 и 324 зависят от размера пакетов данных, задержек декодирования и, возможно, других факторов. Тот же буфер 324 может использоваться для хранения как LLR основного потока, так и LLR потока расширения, так как эти потоки декодируются последовательно.
Фиг. 4 показывает процессор 170b RX для второй схемы обнаружения данных, в которой основной поток обнаруживается на основе принятых символов {y}, и поток расширения обнаруживается на основе LLRs основного потока. Процессор 170b RX является другим вариантом осуществления процессора 170 RX по фиг. 1.
В процессоре 170b RX блок 420 вычисления LLR основного потока выполняет обнаружение данных на принятых символах {y} для получения LLR {LLR b} основного потока, как показано в уравнении (4). Блок 420 вычисления предоставляет LLR основного потока через мультиплексор 422 буферу 424 для хранения. Декодер 182 принимает и декодирует LLR основного потока из буфера 424 и предоставляет декодированные данные
Figure 00000033
для основного потока. После того, как LLR основного потока декодированы, кодер/модулятор 184 перекодирует и ремодулирует декодированные данные
Figure 00000034
для получения ремодулированных символов
Figure 00000035
для основного потока.
LLR основного потока выводятся из и тесно зависимы от принятых символов. LLR потока расширения могут быть, таким образом, вычислены непосредственно из LLR основного потока вместо принятых символов. LLR потока расширения могут выражаться как:
Figure 00000036
,
Figure 00000037
,
Figure 00000038
Уравнение (7)
Figure 00000039
,
Figure 00000040
,
где
Figure 00000041
,
Figure 00000042
и
Figure 00000043
обозначает оценку коэффициента усиления по мощности канала для принятого символа y. Первое равенство в уравнении (7) получается посредством подстановки уравнения (5) в уравнение (6). Число в круглых скобках в третьем равенстве предназначается для LLR основного потока. Уравнение (7) указывает, что LLR потока расширения может выводиться из LLR основного потока и ремодулированных символов.
В процессоре 170b RX умножитель 426 принимает и масштабирует LLR основного потока с коэффициентом G 1 усиления и предоставляет масштабированные LLR основного потока. Блок 430 оценки помех принимает и умножает каждый ремодулированный символ
Figure 00000029
как на каждую ее оценку
Figure 00000043
коэффициента усиления мощности канала, так и на коэффициент G 2 усиления для получения оценки
Figure 00000044
помех, обусловленных основным потоком. Обработка посредством блока 430 оценки помех отличается от обработки посредством блока 330 оценки помех по фиг. 3. Сумматор 432 принимает и вычитает оценку
Figure 00000045
помех из масштабированных LLR основного потока и предоставляет LLR потока расширения, которые отправляются через Mux 422 и к буферу 424 для хранения. Декодер 182 затем декодирует LLR потока расширения для получения декодированных данных
Figure 00000046
для потока расширения. Как показано в уравнении (7), принятые символы {y} не используются для выведения LLR потока расширения.
Для второй схемы обнаружения данных процессору 170b RX не нужно хранить принятые символы, и только один буфер 424 может использоваться для хранения как LLR основного потока, так и LLR потока расширения. Это может значительно снизить требования к буферизации для приемника.
LLR основного потока квантуются и сохраняются с достаточным числом битов из условия, чтобы эти LLR обеспечивали хорошую производительность декодирования для основного потока и дополнительно могли использоваться для выведения LLR потока расширения. Для второй схемы обнаружения данных число битов для использования для LLR основного потока влияет на точность и диапазон LLR для обоих потоков. В одной конкретной реализации турбодекодера LLR квантуются на шесть битов в диапазоне [-8, 8] и с точностью 0,25. Точность означает максимально допустимую ошибку квантования. Диапазон и точность обычно выбираются оба на основе производительности декодирования и косвенно относятся к отношению сигнал-шум квантования (SQNR). Более того, диапазон и точность обычно не изменяются на основе факторов, таких как кодовая скорость или действующее SNR.
На точность LLR потока расширения влияет коэффициент G 1 усиления, используемый для масштабирования LLR основного потока в уравнении (7). Если над мощностью N 0,b шума и помех, наблюдаемых основным потоком, преобладает шум
N 0 канала, а не помехи от потока расширения, то N 0,b приблизительно равна N 0 и поток расширения будет иметь меньшее SNR, чем таковое у основного потока, так как обычно используется меньшая мощность для потока расширения. В этом случае коэффициент G 1 усиления будет меньше единицы и поскольку LLR основного потока масштабируются посредством G 1, на точность LLR потока расширения не воздействует точность LLR основного потока. Однако если коэффициент G 1 усиления больше, чем единица, то один или более дополнительных битов нижнего порядка/меньшей значимости могут использоваться для LLR основного потока.
Диапазон для квантования должен быть достаточно большим для того, чтобы LLR основного потока не насыщались или сокращались до слишком малой величины, которая может ухудшать производительность. Насыщение LLR основного потока обычно не представляет собой серьезную проблему для турбодекодера, но может сильно воздействовать на качество LLR потока расширения, которые выводятся из LLR основного потока. Чтобы определить, сколько дополнительных битов высокого порядка необходимо для того, чтобы предотвратить насыщение LLR, принятый символ y в уравнении (4) может быть заменен на
Figure 00000047
следующим образом:
Figure 00000048
,
Figure 00000049
,
Figure 00000050
Уравнение (8)
где n b представляет шум и помехи, наблюдаемые основным потоком, который включает в себя помехи от потока расширения.
Если передается символ
Figure 00000051
основного потока, то каждое из двух LLR для символа s b будет иметь среднее значение
Figure 00000052
и среднеквадратическое отклонение
Figure 00000053
. SNR для основного потока тогда равно
Figure 00000054
. Предполагая «разумный» разброс среднего значения плюс трехкратное среднеквадратическое отклонение для принятого символа y, амплитуда LLR должна быть способной принимать значения вплоть до
Figure 00000055
. Это число увеличивается с увеличением SNR для основного потока. Таким образом, наихудший случай - это когда шум канала равен нулю, и SNR основного потока попадает в минимальный уровень шума, вызываемый помехами от потока расширения. С этой точки зрения SNR основного потока равно SNR b =E b /E e, и максимальная амплитуда LLR для приспособления равна
Figure 00000056
. Следует отметить, что это безопасный диапазон, поскольку когда над N 0,b преобладают помехи от потока расширения, шум более не является гауссовым шумом, а шумом QPSK, который не расходится за пределы среднего значения плюс одного среднеквадратичного отклонения.
Число битов для использования для LLR основного потока может выбираться на основе отношения энергии символа основного потока к энергии символа потока расширения. Например, если мощность основного потока в четыре раза сильнее, чем мощность потока расширения (или E b /E c=4), то LLR основного потока должны быть квантованы с амплитудой вплоть до
Figure 00000057
. Для типовой реализации турбодекодера, описанной выше, с диапазоном [-8, 8] LLR основного потока могут быть квантованы и сохранены с двумя дополнительными битами высокого порядка, или 8 битами в итоге. Как другой пример, если мощность основного потока в девять раз сильнее, чем мощность потока расширения (или E b /E c=9), то LLR основного потока должны быть квантованы с амплитудой вплоть до
Figure 00000058
, и могут использоваться три дополнительных бита высокого порядка для LLR.
Хотя LLR основного потока могут храниться с дополнительными битами для второй схемы обнаружения данных, общее требование к памяти будет все еще значительно меньше, чем таковое у первой схемы обнаружения данных, которая хранит как принятые символы, так и LLR основного потока. Это особенно верно, поскольку принятым символам также вероятно требуется большая битовая ширина при наличии потока расширения.
Фиг. 5 показывает процессор 170с RX для третьей схемы обнаружения данных, в которой основной поток обнаруживается на основе принятых символов {y}, а поток расширения обнаруживается с использованием некодированного подавления помех. Процессор 170с RX является еще одним вариантом осуществления процессора 170 RX по фиг. 1.
В процессоре 170с RX блок 520 вычисления LLR основного потока выполняет обнаружение данных на принятых символах {y} для получения LLR основного потока, как показано в уравнении (4). Блок 520 вычисления предоставляет LLR основного потока буферу 524 для хранения. Декодер 182 принимает LLR основного потока из буфера 524 через мультиплексор 526, декодирует эти LLR и предоставляет декодированные данные
Figure 00000059
для основного потока.
Для третьей схемы обнаружения данных LLR потока расширения вычисляются из принятых символов {y} аналогично первой схеме обнаружения данных. Однако помехи, обусловленные основным потоком, оцениваются на основе оценок некодированных символов данных (вместо ремодулированных символов) для основного потока. LLR потока расширения могут таким образом вычисляться одновременно с LLR основного потока вместо необходимости ожидания завершения декодирования основного потока.
Оценка
Figure 00000060
некодированных символов данных (или просто, оценка символа данных) является оценкой символа s b основного потока, полученной посредством принятия жесткого решения либо по принятому символу y, либо по LLR основного потока для принятого символа y. Например, ссылаясь на фиг. 2А, оценка символа данных для принятого символа 212 может являться сигнальной точкой на 1+j1, которая является ближайшей сигнальной точкой для принятого символа 212. Оценки символов данных выводятся на основе принятых символов без преимущества возможности исправления ошибок кода, используемой для основного потока. Оценки символов данных являются, таким образом, более подверженными ошибкам, чем ремодулированные символы, которые извлекают выгоду из возможности исправления ошибок кода основного потока. Следовательно, некодированные оценки
Figure 00000061
помех, выведенные из оценок символов данных, являются менее надежными, и LLR потока расширения, выведенные из некодированных символов
Figure 00000062
с подавленными помехами, являются также менее надежными, чем те выведенные посредством первой схемы обнаружения данных. Производительность декодирования для потока расширения может ухудшаться, если LLR для оценок символов данных, которые являются ошибочными, задаются значениями высокой надежности (или большего веса) в процессе декодирования.
Различные схемы могут использоваться для смягчения вредных воздействий ошибок символов данных (или ошибок символов с жестким решением) в декодировании потока расширения. Ошибки символов данных могут обнаруживаться посредством сравнения каждого ремодулированного символа с соответствующей оценкой символа данных и объявления ошибки, если эта пара не равна.
В первой схеме компенсации ошибок LLR потока расширения, соответствующие оценкам символов данных, которые являются ошибочными, задаются отсутствием веса в процессе декодирования. Это может быть достигнуто посредством назначения этих LLR на аннулирования, которыми являются нулевыми значениями LLR, указывающими равное правдоподобие того, что кодовые биты равны +1 или -1. Если частота появления ошибочных символов (SER) является относительно низкой, то эффекты использования аннулирований для LLR, соответствующих ошибкам символов данных, могут быть небольшими. Например, при минимальном уровне шума в 6 дБ (который соответствует основному потоку, имеющему четырехкратную мощность потока расширения), SER равна приблизительно двум процентам. Ухудшение в производительности декодирования от объявления этих ошибок символов с жестким решением как аннулирований не должно быть значительным.
Во второй схеме компенсации ошибок LLR потока расширения, полученные с помощью оценок символов данных, которые являются ошибочными, корректируются на основе ремодулированных символов после того, как декодирован основной поток. LLR потока расширения из уравнения (7) могут выражаться как:
Figure 00000063
,
Figure 00000064
,
Figure 00000065
Уравнение (9)
Figure 00000066
,
где
Figure 00000067
и
Figure 00000068
являются исходными LLR для двух битов символа s e потока расширения. Уравнение (9) указывает, что исходные
Figure 00000067
и
Figure 00000068
могут быть получены на основе принятого символа y и оценки
Figure 00000069
символа данных. После того, как декодирован основной поток и доступны ремодулированные символы, исходные
Figure 00000070
и
Figure 00000071
могут быть скорректированы с помощью ремодулированных символов
Figure 00000072
для получения итоговых
Figure 00000073
и
Figure 00000074
, которые могут быть декодированы для получения декодированных данных для потока расширения. Если исходные LLR являются насыщенными, то эти LLR могут быть назначены к аннулированиям. Итоговые LLR сохраняются, даже если они являются насыщенными.
В процессоре 170с RX блок 528 жесткого решения принимает либо LLR основного потока (как показано на фиг. 5), либо принятые символы (не показано на фиг. 5), и выполняет жесткое решение для выведения оценок
Figure 00000075
символов данных для основного потока. Жесткое решение может быть выполнено, как известно в данной области техники. Например, каждая оценка символа данных может быть назначена сигнальной точке, ближайшей по расстоянию к принятому символу. В отличие от ремодулированных символов оценки символов данных могут выводится с минимальной задержкой.
Блок 530 оценки помех принимает и умножает оценки
Figure 00000075
символов данных на оценки {h} коэффициента усиления канала и предоставляет некодированные оценки
Figure 00000076
помех, обусловленные основным потоком, которые могут выражаться как:
Figure 00000077
. Сумматор 532 принимает и вычитает оценки
Figure 00000076
помех из принятых символов {y} и предоставляет некодированные символы
Figure 00000078
с подавленными помехами, которые могут выражаться как:
Figure 00000079
. Блок 540 вычисления LLR потока расширения выполняет обнаружение данных на некодированных символах
Figure 00000078
с подавленными помехами для получения исходных LLR потока расширения
Figure 00000080
, аналогичных тем, что показаны в уравнении (6). Блок 540 вычисления предоставляет исходные LLR потока расширения буферу 544 для хранения.
После того, как декодированы LLR основного потока, кодер/модулятор 184 перекодирует и ремодулирует декодированные данные
Figure 00000081
для получения ремодулированных символов
Figure 00000082
для основного потока. Детектор 542 ошибок символов принимает ремодулированные символы
Figure 00000083
и оценки
Figure 00000084
символов данных, обнаруживает ошибки в оценках символов данных и предоставляет указание для каждой оценки символов данных, которая обнаружена ошибочной. Детектор 542 ошибок символов может дополнительно вычислять поправочный коэффициент
Figure 00000085
для каждой оценки символа данных, которая является ошибочной, если используется вторая схема компенсации ошибок. Блок 546 регулирования LLR принимает и регулирует исходные LLR
Figure 00000086
потока расширения из буфера 544 и предоставляет итоговые LLR
Figure 00000087
потока расширения через мультиплексор 526 декодеру 182. Блок 546 регулирования LLR может (1) назначить LLR потока расширения для оценок символов данных, которые ошибочны, для аннулирований, для первой схемы компенсации ошибок или (2) добавить поправочный коэффициент c b к исходным LLR потока расширения для каждой оценки символа данных, которая является ошибочной, для второй схемы компенсации ошибок.
Для третьей схемы обнаружения данных процессору 170с RX не нужно хранить принятые символы, и два буфера 524 и 544 используются для хранения LLR основного потока и LLR потока расширения соответственно.
Для ясности три схемы обнаружения данных описаны выше для QPSK. Эти схемы обнаружения данных могут также использоваться для схем модуляции более высокого порядка, которые являются схемами модуляции более высокого порядка, чем QPSK. Первая и третья схемы обнаружения данных могут использоваться способом, описанным выше, с любой схемой модуляции для основного потока и любой схемой модуляции для потока расширения. Для третьей схемы обнаружения данных поправочный коэффициент
Figure 00000085
может использоваться для корректирования исходных LLR в соответствии со схемой модуляции, используемой для потока расширения, когда бы ни обнаруживались оценки символов данных, являющиеся ошибочными.
Для второй схемы обнаружения данных LLR основного потока содержат всю информацию в принятых символах и могут, таким образом, использоваться для оценки или восстановления принятых символов. LLR потока расширения могут затем вычисляться из принятых оценок символов. Оценка принятых символов из LLR основного потока может выполняться как описано далее. Для простоты последующее описание предполагает, что для основного потока используется схема модуляции с отображением Грея с более высоким порядком, чем QPSK. С отображением Грея близлежащие сигнальные точки в созвездии (и в горизонтальном, и в вертикальном направлениях для прямоугольного созвездия) имеют метки, которые различаются только в расположении одного бита. Отображение Грея уменьшает количество ошибок кодовых битов для более вероятных ошибочных событий, что соответствует принятому символу, отображенному в сигнальную точку рядом с правильной сигнальной точкой, и в этом случае только один кодовый бит был бы ошибочным. Последующее описание также предполагает, что LLR основного потока вычисляются, используя «приближение с двумя максимумами», которое может выражаться как:
Figure 00000088
,
Figure 00000089
,
Figure 00000090
Уравнение (10)
где LLR i является LLR для i-го кодового бита для принятого символа y;
a. s i,1 является предполагаемым символом модуляции, который является ближайшим к принятому символу y из условия, что i-й кодовый бит для s i,1 имеет значение +1; и
b. s i,0 является предполагаемым символом модуляции, который является ближайшим к принятому символу y из условия, что i-й кодовый бит для s i,0 имеет значение -1.
Сигнальное созвездие для М-й PSK или M-QAM схемы модуляции содержит M сигнальных точек. Каждая сигнальная точка ассоциативно связывается с меткой B-бита, где B=log2 M. В кодовых битов отображаются в символ модуляции, который является комплексным значением для сигнальной точки, чья метка равна значениям В кодовых битов. В логарифмических отношений правдоподобия вычисляются для каждого принятого символа y с каждым LLR, вычисляемым на основе соответствующей пары предполагаемых символов s i,1 и s i,0 модуляции.
Уравнение (10) предоставляет одно уравнение относительно принятого символа y для каждого кодового бита обнаруженного символа s модуляции. Таким образом, существуют три уравнения для каждого принятого символа для 8-PSK (B=3), четыре уравнения для каждого принятого символа для 16-QAM (B=4) и т.д. Может быть показано, что B уравнений, выведенных из уравнения (10) для В кодовых битов, являются линейными уравнениями. Из этих В уравнений могут быть определены две неизвестных величины, а именно вещественная и мнимая части принятого символа y. Однако трудность заключается в том, что различная пара предполагаемых символов
s i,1 и s i,0 модуляции используется для каждого из B уравнений для принятого символа y, и эти предполагаемые символы модуляции неизвестны. Для 8-PSK и 16-QAM с отображением Грея предполагаемые символы модуляции могут определяться, по меньшей мере, для двух из B кодовых битов для каждого принятого символа y, используя методику, описанную ниже. Два (независимых) линейных уравнения затем имеются в распоряжении для вычисления двух неизвестных величин для вещественной и мнимой частей принятого символа y.
Значения s i,1 и s i,0 для двух кодовых битов для принятого символа y могут определяться следующим образом. Прежде всего, уравнение (10) указывает, что знак у LLR каждого кодового бита определяется посредством предполагаемого символа модуляции, который является ближайшим к y/h. Например, если s i,1 ближе к y/h, чем s i,0 , то
Figure 00000091
будет меньше, чем
Figure 00000092
, и LLR i будет отрицательной величиной. Наоборот, если s i,0 ближе к y/h, чем s i,1, то LLR i будет положительной величиной. Полностью изменяя это обстоятельство, знаки у LLR из B кодовых битов (жесткие битовые решения) определяют сигнальную точку s c (жесткое символьное решение), которая является ближайшей к y/h. Например, если LLR 1 =+a, LLR 2 =+b и LLR 3 =-c для символа 8-PSK, где a, b и c все являются положительными величинами, то ближайшая сигнальная точка к этому символу 8-PSK имеет метку '001'.
Чтобы упростить обозначение, ближайшая сигнальная точка s c может быть переобозначена с помощью метки со всеми нулями посредством выполнения операции исключающего ИЛИ (XOR) на метке каждой сигнальной точки в созвездии с меткой ближайшей сигнальной точки. В этом новом обозначении предполагаемый символ s i,0 для каждого из В кодовых битов равен ближайшей сигнальной точке s c или s i,0 =s c для i=1…B. Процедура определения s i,1 зависит от сигнального созвездия и описана, в частности, для 8-PSK и 16-QAM с отображением Грея ниже.
Для 8-PSK восемь сигнальных точек в созвездии являются равномерно расположенными друг от друга на 45° на единичной окружности. Ближняя сигнальная точка к y/h обозначается '000' по процедуре, описанной выше. Для созвездия 8-PSK следующие две ближайшие сигнальные точки к y/h являются двумя соседними сигнальными точками к '000' (т.е. одна сигнальная точка слева и другая сигнальная точка справа от '000' вдоль единичной окружности). Так как созвездие является отображенным по Грею, эти две соседние сигнальные точки отличаются от '000' только в одном расположении бита. Например, если две соседних сигнальных точки помечены как '100' и '010', то s i,1 есть '100' для крайнего левого кодового бита и '010' для среднего кодового бита. Значения s i,1 и s i,0 для двух из трех кодовых битов являются, таким образом, известными и могут использоваться наряду с LLR для этих двух кодовых битов и оценкой h коэффициента усиления канала для вычисления принятого символа y.
Для 16-QAM 16 сигнальных точек размещаются в двумерной сетке, и каждая сигнальная точка имеет по меньшей мере одну соседнюю сигнальную точку вдоль вещественной оси и по меньшей мере одну соседнюю сигнальную точку вдоль мнимой оси. Так как созвездие является отображенным по Грею, эти соседние сигнальные точки отличаются от исходной сигнальной точки не больше, чем на расположение одного бита. Ближайшая сигнальная точка к y/h обозначается '0000' по процедуре, описанной выше. Если две соседних сигнальных точки ближайшей сигнальной точки s c обозначаются как '1000' и '0001', то s i,1 есть '1000' для крайнего левого кодового бита и '0001' для крайнего правого кодового бита. Таким образом, значения s i,1 и s i,0 для двух из четырех кодовых битов известны и могут использоваться для вычисления принятого символа y. Использование одного соседа по горизонтали и одного соседа по вертикали устраняет ситуацию с зависимыми уравнениями.
Фиг. 6 показывает процессор 170d RX для второй схемы обнаружения данных с основным потоком, модулированным с помощью схемы модуляции более высокого порядка. Процессор 170d RX включает в себя большинство блоков процессора 170а RX по фиг. 3 (без буфера 314) и дополнительно включает в себя блок 326 оценки принятых символов.
Блок 320 вычисления LLR основного потока выводит LLR основного потока на основе принятых символов {y} и предоставляет LLR основного потока через мультиплексор 322 буферу 324 для хранения. Блок 326 оценки принятых символов принимает LLR основного потока из буфера 324 и выводит оценки
Figure 00000093
принятых символов на основе этих LLR, например, как описано выше. Сумматор 332 принимает и вычитает оценки {i b} помех из оценок
Figure 00000094
принятых символов и предоставляет символы
Figure 00000095
с подавленными помехами. Блок 340 вычисления LLR потока расширения выводит LLR потока расширения на основе символов
Figure 00000096
с подавленными помехами и предоставляет LLR потока расширения через мультиплексор 322 буферу 324 для хранения.
Для ясности отдельные блоки вычисления LLR показаны для основного потока и потока расширения на фиг. 3, 5 и 6. Вычисление LLR для обоих потоков может выполняться посредством единого блока вычисления LLR, например, способом мультиплексирования с временным разделением (TDM). Все вычисление для обнаружения данных может также выполняться посредством цифрового процессора сигналов (DSP), имеющего один или более блоков умножения с накоплением и один или более арифметико-логических блоков (ALU). Блок-схемы, показанные на фиг. 3, 4, 5 и 6, могут также использоваться как схемы последовательности операций способа для процессов обнаружения данных.
Методики обнаружения данных, описанные здесь, могут использоваться для систем с одной несущей, а также с несколькими несущими. Несколько несущих могут предоставляться посредством OFDM или каких-либо других конструктивных элементов. OFDM эффективно разделяет общую полосу пропускания системы на множество (N) ортогональных поддиапазонов, которые также называются тонами, поднесущими, элементами дискретизации или частотными каналами. С помощью OFDM каждый поддиапазон ассоциативно связывается с соответствующей поднесущей, которая может модулироваться данными.
Объединенный символ x может передаваться по каждому поддиапазону, используемому для передачи данных. До N объединенных символов может передаваться по N поддиапазонам в каждый период символов OFDM. Передатчик выполняет модуляцию OFDM посредством преобразования во временную область каждой группы из N объединенных и пилот-символов {x(k)}, которые должны быть переданы в один период символов OFDM, используя N-точечное обратное быстрое преобразование Фурье (IFFT) для получения «преобразованного» символа, который содержит N символов шумоподобной последовательности. Чтобы бороться с межсимвольными помехами (ISI), которые вызываются частотно-избирательным замиранием, часть (или Ncp символов шумоподобной последовательности) каждого преобразованного символа обычно повторяется для образования соответствующего символа OFDM. Каждый символ OFDM передается в одном периоде символов OFDM, который равен N+Ncp периодам символов шумоподобной последовательности, где Ncp является длиной циклического префикса.
Приемник получает поток выборок для принятого сигнала и удаляет циклический префикс в каждом принятом символе OFDM для получения соответствующего принятого преобразованного символа. Приемник затем преобразует каждый принятый преобразованный символ в частотную область, используя N-точечное быстрое преобразование Фурье(FFT) для получения N принятых символов {y(k)} для N поддиапазонов. Каждый принятый символ y(k) предназначается для объединенного символа x(k) или пилот-символа, отправленного по поддиапазону k, который искажается коэффициентом h(k) усиления канала и ухудшается шумом n(k), как показано в уравнении (2). Принятые символы могут быть преобразованы в последовательную форму и обработаны, как описано выше для трех схем обнаружения данных.
Методики обнаружения данных, описанные в этом документе, могут также использоваться для более чем двух потоков данных. Обработка (например, вычисление LLR, оценка символов, оценка помех и т.д.), используемая для потока расширения, может повторяться для каждого дополнительного потока данных.
Методики обнаружения данных, описанные в этом документе, могут реализовываться различными средствами. Например, эти методики могут реализовываться в аппаратном обеспечении, программном обеспечении либо их сочетании. Для аппаратной реализации блоки обработки, используемые для выполнения обнаружения данных, могут реализовываться в одной или нескольких специализированных интегральных схемах (ASIC), цифровых процессорах сигналов (DSP), устройствах цифровой обработки сигналов (DSPD), программируемых логических устройствах (PLD), программируемых пользователем вентильных матрицах (FPGA), процессорах, контроллерах, микроконтроллерах, микропроцессорах, других электронных блоках, спроектированных для выполнения описанных здесь функций, или их сочетаниях.
Для программной реализации методики обнаружения данных могут реализовываться с помощью модулей (например, процедур, функций и так далее), которые выполняют описанные здесь функции. Программные коды могут храниться в модуле памяти (например, модуле 192 памяти по фиг. 1) и исполняться процессором (например, контроллером 190). Модуль памяти может реализовываться внутри процессора или внешним по отношению к процессору, в этом случае он может быть коммуникационно соединен с процессором через различные средства, которые известны в данной области техники.
Предшествующее описание раскрытых вариантов осуществления предоставляется, чтобы дать возможность любому специалисту в данной области техники создавать или использовать настоящее изобретение. Различные модификации к этим вариантам осуществления будут полностью очевидны специалистам в данной области техники, а общие принципы, определенные в материалах настоящей заявки, могут быть применены к другим вариантам осуществления без отклонения от сущности или объема изобретения. Таким образом, настоящее изобретение не предназначено, чтобы ограничиваться вариантами осуществления, показанными в материалах настоящей заявки, а должно соответствовать самому широкому объему, согласующемуся с принципами и новейшими признаками, раскрытыми в материалах настоящей заявки.

Claims (34)

1. Способ выполнения обнаружения данных в системе беспроводной связи на основе иерархически кодированных данных, содержащий этапы, на которых:
выводят логарифмические отношения правдоподобия (LLR) для кодовых битов первого потока данных на основе принятых символов данных;
оценивают помехи, обусловленные первым потоком данных;
выводят LLR для кодовых битов второго потока данных на основе LLR для кодовых битов первого потока данных и оцененных помех, и
декодируют LLR для кодовых битов первого потока данных для получения декодированных данных из первого потока данных.
2. Способ по п.1, дополнительно содержащий этапы, на которых:
перекодируют и ремодулируют декодированные данные для получения ремодулированных символов, где помехи, обусловленные первым потоком данных, оцениваются на основе ремодулированных символов.
3. Способ по п.1, в котором LLR для кодовых битов первого потока данных выводятся из принятых символов в реальном масштабе времени без буферизации принятых символов.
4. Способ по п.1, дополнительно содержащий этапы, на которых:
сохраняют LLR для кодовых битов первого потока данных в буфер; и
сохраняют LLR для кодовых битов второго потока данных в буфер посредством перезаписи LLR для кодовых битов первого потока данных.
5. Способ по п.1, в котором квадратурная фазовая манипуляция (QPSK) используется как для первого, так и для второго потоков данных.
6. Способ по п.1, в котором схема модуляции с более высоким порядком, чем квадратурная фазовая манипуляция (QPSK), используется для кодирования первого потока данных, при этом способ дополнительно содержит этап, на котором:
выводят оценки принятых символов на основе LLR для кодовых битов первого потока данных, и где LLR для кодовых битов второго потока данных выводятся на основе оценок принятых символов и оцененных помех, вместо LLR кодовых битов первого потока данных и оцененных помех.
7. Способ по п.6, в котором этап, на котором выводят оценки принятых символов, включает в себя этап, на котором
формируют два уравнения для каждого принятого символа данных на основе LLR для кодовых битов символа данных, и где оценка принятого символа для принятого символа данных выводится из упомянутых двух уравнений.
8. Способ по п.1, в котором LLR для кодовых битов первого и второго потоков данных выводятся на основе приближения с двумя максимумами, вместо принятых символов данных и LLR кодовых битов в первом потоке данных и оцененных помех соответственно.
9. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором:
выводят оценки коэффициента усиления канала для беспроводного канала, используемого для передачи данных, и где LLR для кодовых битов первого и второго потоков данных и помехи, обусловленные первым потоком данных, выводятся с помощью оценок коэффициента усиления канала, вместо принятых символов данных и LLR для кодовых битов первого потока данных и оцененных помех соответственно.
10. Способ по п.1, в котором первый поток данных является основным потоком, а второй поток данных является потоком расширения для передачи иерархически кодированных данных.
11. Способ по п.1, в котором система беспроводной связи использует мультиплексирование с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), и в котором принятые символы данных выводятся из множества поддиапазонов.
12. Устройство выполнения обнаружения данных в системе беспроводной связи на основе иерархически кодированных данных, содержащее:
первый блок вычисления, выполненный с возможностью выведения логарифмических отношений правдоподобия (LLR) для кодовых битов первого потока данных на основе принятых символов данных;
блок оценки помех, выполненный с возможностью оценки помех, обусловленных первым потоком данных;
второй блок вычисления, выполненный с возможностью выведения LLR для кодовых битов второго потока данных на основе LLR для кодовых битов первого потока данных и оцененных помех, и
декодер, выполненный с возможностью декодирования LLR для кодовых битов первого потока данных для получения декодированных данных первого потока данных.
13. Устройство по п.12, дополнительно содержащее:
кодер и модулятор, выполненные с возможностями перекодирования и ремодулирования декодированных данных для получения ремодулированных символов первого потока данных, и где блок оценки помех выполнен с возможностью оценки помех, обусловленных первым потоком данных, на основе ремодулированных символов.
14. Устройство по п.12, дополнительно содержащее:
буфер, выполненный с возможностью хранения LLR для кодовых битов первого потока данных и хранения LLR для кодовых битов второго потока данных посредством перезаписи LLR для кодовых битов первого потока данных.
15. Устройство по п.12, дополнительно содержащее:
блок оценки канала, выполненный с возможностью выведения оценок коэффициента усиления канала беспроводного канала, используемого для передачи данных, и где LLR для кодовых битов первого и второго потоков данных и помехи, обусловленные первым потоком данных, выводятся с помощью оценок коэффициента усиления канала, вместо принятых символов данных и LLR для кодовых битов первого потока данных и оцененных помех соответственно.
16. Устройство выполнения обнаружения данных в системе беспроводной связи на основе иерархически кодированных данных, содержащее:
средство для выведения логарифмических отношений правдоподобия (LLR) для кодовых битов первого потока данных на основе принятых символов данных;
средство для оценки помех, обусловленных первым потоком данных;
средство для выведения LLR для кодовых битов второго потока данных на основе LLR для кодовых битов первого потока данных и оцененных помех; и
средство для декодирования LLR для кодовых битов первого потока данных для получения декодированных данных из первого потока данных.
17. Устройство по п.16, дополнительно содержащее:
средство для перекодирования и ремодулирования декодированных данных для получения ремодулированных символов, соответствующих первому потоку данных, где помехи, обусловленные первым потоком данных, оцениваются на основе ремодулированных символов.
18. Устройство по п.16, где LLR для кодовых битов первого потока данных выводятся из принятых символов данных в реальном масштабе времени без буферизации принятых символов.
19. Устройство по п.16, дополнительно содержащее:
средство для хранения LLR для кодовых битов первого и второго потоков данных, где LLR для кодовых битов второго потока данных сохраняются посредством перезаписи LLR для кодовых битов первого потока данных.
20. Способ выполнения обнаружения данных в системе беспроводной связи на основе иерархически кодированных данных, содержащий этапы, на которых:
выводят логарифмические отношения правдоподобия (LLR) для кодовых битов первого потока данных на основе принятых символов данных;
выводят оценки символов данных первого потока данных на основе либо принятых символов данных, либо LLR для кодовых битов первого потока данных;
оценивают помехи, обусловленные первым потоком данных, на основе оценок символов данных;
выводят LLR для кодовых битов второго потока данных на основе принятых символов данных и оцененных помех; и
декодируют LLR для кодовых битов первого потока данных для получения декодированных данных первого потока данных.
21. Способ по п.20, в котором оценки символов данных выводятся посредством принятия жестких решений либо по принятым символам, либо по LLR для кодовых битов первого потока данных.
22. Способ по п.20, дополнительно содержащий этапы, на которых:
перекодируют и ремодулируют декодированные данные для получения
ремодулированных символов, соответствующих первому потоку данных; и
регулируют LLR для кодовых битов второго потока данных на основе
ремодулированных символов и кодовых битов оценок символов данных первого потока данных.
23. Способ по п.22, в котором этап, на котором регулируют LLR, включает в себя этапы, на которых
обнаруживают ошибки в оценках символов данных на основе ремодулированных символов, и
назначают LLR для кодовых битов оценок символов данных, обнаруженных ошибочными, на аннулирования для декодирования.
24. Способ по п.22, в котором этап, на котором регулируют LLR, включает в себя этапы, на которых
обнаруживают ошибки в оценках символов данных на основе ремодулированных символов,
выводят поправочные коэффициенты для оценок символов данных, обнаруженных ошибочными, и
корректируют LLR для кодовых битов оценок символов данных, обнаруженных ошибочными, с помощью поправочных коэффициентов.
25. Способ по п.20, в котором LLR для кодовых битов первого и второго потоков данных выводятся из принятых символов в реальном масштабе времени без буферизации принятых символов.
26. Способ по п.20, дополнительно содержащий этап, на котором:
буферизуют LLR для кодовых битов первого и второго потоков данных для последующего декодирования.
27. Устройство выполнения обнаружения данных в системе беспроводной связи на основе иерархически кодированных данных, содержащее:
первый блок вычисления, выполненный с возможностью выведения логарифмических отношений правдоподобия (LLR) для кодовых битов первого потока данных на основе принятых символов данных;
блок принятия решения, выполненный с возможностью выведения оценок символов данных для первого потока данных на основе принятых символов данных;
блок оценки помех, выполненный с возможностью оценки помех, обусловленных первым потоком данных, на основе оценок символов данных;
второй блок вычисления, выполненный с возможностью выведения LLR для кодовых битов второго потока данных на основе принятых символов и оцененных помех; и
декодер, выполненный с возможностью декодирования LLR для кодовых битов первого потока данных для получения декодированных данных первого потока данных.
28. Устройство по п.27, дополнительно содержащее:
кодер и модулятор, выполненный с возможностью перекодирования и ремодулирования декодированных данных для получения ремодулированных символов, соответствующих первому потоку данных; и
блок регулировки, выполненный с возможностью регулирования LLR для кодовых битов второго потока данных на основе ремодулированных символов и кодовых битов оценок символов данных первого потока данных.
29. Устройство по п.28, дополнительно содержащее:
детектор ошибок символов, выполненный с возможностью обнаружения ошибок в оценках символов данных на основе ремодулированных символов, и где блок регулировки, выполненный с возможностью регулирования LLR для кодовых битов оценок символов данных, обнаруженных ошибочными для аннулирования, для декодирования.
30. Устройство по п.28, дополнительно содержащее:
детектор ошибок символов, выполненный с возможностью обнаружения ошибок в оценках символов данных на основе ремодулированных символов, и где блок регулировки выполнен с возможностями выведения поправочных коэффициентов для оценок символов данных, обнаруженных ошибочными, и для корректирования LLR для кодовых битов оценок символов данных, обнаруженных ошибочными, с помощью поправочных коэффициентов.
31. Устройство выполнения обнаружения данных в системе беспроводной связи на основе иерархически кодированных данных, содержащее:
средство для выведения логарифмических отношений правдоподобия (LLR) для кодовых битов первого потока данных на основе принятых символов данных;
средство для выведения оценок символов данных для первого потока данных на основе принятых символов данных;
средство для оценки помех, обусловленных первым потоком данных, на основе оценок символов данных;
средство для выведения LLR для кодовых битов второго потока данных на основе принятых символов данных и оцененных помех; и
средство для декодирования LLR для кодовых битов первого потока данных для получения декодированных данных первого потока данных.
32. Устройство по п.31, дополнительно содержащее:
средство для перекодирования и ремодулирования декодированных данных для получения ремодулированных символов, соответствующих первому потоку данных; и
средство для регулирования LLR для кодовых битов второго потока данных на основе ремодулированных символов и кодовых битов оценок символов данных первого потока данных.
33. Устройство по п.32, в котором средство для регулирования LLR включает в себя
средство для обнаружения ошибок в оценках символов данных на основе ремодулированных символов, и
средство для назначения LLR для кодовых битов оценок символов данных, обнаруженных ошибочными, для аннулирований для декодирования.
34. Устройство по п.32, в котором средство для регулирования LLR включает в себя
средство для обнаружения ошибок в оценках символов данных на основе ремодулированных символов,
средство для выведения поправочных коэффициентов для оценок символов данных, обнаруженных ошибочными, и
средство для корректирования LLR для кодовых битов оценок символов данных, обнаруженных ошибочными, с помощью поправочных коэффициентов.
RU2006129946/09A 2004-01-21 2004-12-08 Обнаружение данных для передачи иерархически кодированных данных RU2360373C2 (ru)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US53827104P 2004-01-21 2004-01-21
US60/538,271 2004-01-21
US10/821,585 2004-04-09
US10/821,585 US7813453B2 (en) 2004-01-21 2004-04-09 Data detection for a hierarchical coded data transmission

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2006129946A RU2006129946A (ru) 2008-02-27
RU2360373C2 true RU2360373C2 (ru) 2009-06-27

Family

ID=34753132

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2006129946/09A RU2360373C2 (ru) 2004-01-21 2004-12-08 Обнаружение данных для передачи иерархически кодированных данных

Country Status (13)

Country Link
US (1) US7813453B2 (ru)
EP (1) EP1706977A1 (ru)
JP (1) JP4399466B2 (ru)
KR (2) KR100944836B1 (ru)
CN (1) CN1926831B (ru)
AR (1) AR047441A1 (ru)
AU (1) AU2004314569B2 (ru)
BR (1) BRPI0418429A (ru)
CA (1) CA2553944A1 (ru)
IL (1) IL176954A0 (ru)
RU (1) RU2360373C2 (ru)
TW (1) TW200537872A (ru)
WO (1) WO2005071913A1 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015099556A1 (ru) * 2013-12-23 2015-07-02 Общество С Ограниченной Ответственностью "Космонет" Метод передачи и приема сигналов кам (квадратурной амплитудной модуляции)

Families Citing this family (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7949074B2 (en) * 2004-04-24 2011-05-24 Thomson Licensing Apparatus and method for decoding in a hierarchical, modulation system
US7587657B2 (en) * 2005-04-29 2009-09-08 Agere Systems Inc. Method and apparatus for iterative error-erasure decoding
US7480351B2 (en) * 2005-11-07 2009-01-20 Delphi Technologies, Inc. Technique for demodulating level II hierarchical data
EP1811674A1 (en) * 2006-01-23 2007-07-25 Motorola, Inc. Apparatus and methods for jointly decoding messages based on apriori knowledge of modified codeword transmission
GB2434948B (en) * 2006-02-03 2008-04-09 Motorola Inc Wireless communication unit and method for receiving a wireless signal
US20070297533A1 (en) * 2006-06-26 2007-12-27 Interdigital Technology Corporation Apparatus and methods for implementing hierarchical modulation and demodulation for geran evolution
KR100758230B1 (ko) * 2006-09-19 2007-09-12 연세대학교 산학협력단 무선자원 관리 장치 및 방법
US8675771B2 (en) * 2006-09-29 2014-03-18 Nec Corporation Log likelihood ratio arithmetic circuit, transmission apparatus, log likelihood ratio arithmetic method, and program
KR100864823B1 (ko) * 2006-12-01 2008-10-23 한국전자통신연구원 파일럿을 이용한 계층 변조 장치 및 방법, 계층 변조된신호를 수신하는 장치 및 그 방법
WO2008066270A1 (en) * 2006-12-01 2008-06-05 Electronics And Telecommunications Research Institute Iterative reception method and iterative receiver
KR100932456B1 (ko) * 2006-12-05 2009-12-16 한국전자통신연구원 직교주파수분할다중접속 시스템의 셀간 간섭 완화 장치 및방법
KR20080069495A (ko) 2007-01-23 2008-07-28 한국전자통신연구원 파일럿의 삽입 및 파일럿의 특정 배치 패턴을 통하여ｏｆｄｍ 전송 시스템의 전송성능을 높이는 계층 변조 장치및 계층 변조 신호 송수신 장치 및 그 방법
WO2008150321A1 (en) * 2007-05-25 2008-12-11 Rambus Inc. Methods and systems for transmitting auxiliary data by modulating pre-emphasis filter coefficients
US8189581B2 (en) * 2007-06-20 2012-05-29 Motorola Mobility, Inc. Method, signal and apparatus for managing the transmission and receipt of broadcast channel information
KR100926563B1 (ko) * 2007-08-23 2009-11-12 한국전자통신연구원 로그우도비 산출 방법, 송신 신호 검출 방법 및 수신기
KR101391683B1 (ko) * 2007-11-01 2014-05-07 알까뗄 루슨트 무선 액세스 네트워크에서 오디오/비디오 콘텐트를 전송/수신하기 위한 방법 및 디바이스
US20090220034A1 (en) * 2008-03-03 2009-09-03 Ramprashad Sean A Layered receiver structure
US8873671B2 (en) * 2008-03-26 2014-10-28 Qualcomm Incorporated Method and system for LLR buffer reduction in a wireless communication modem
US9184874B2 (en) 2008-03-31 2015-11-10 Qualcomm Incorporated Storing log likelihood ratios in interleaved form to reduce hardware memory
US8055235B1 (en) * 2008-05-02 2011-11-08 Hypres, Inc. System and method for digital interference cancellation
US8184745B2 (en) * 2008-12-04 2012-05-22 Altobridge Limited System and method of generating soft bits
WO2010066287A1 (en) * 2008-12-09 2010-06-17 Nokia Siemens Networks Oy Apparatus for rejecting co-channel interference and corresponding method, computer program and computer-readable medium
US8238487B2 (en) * 2009-01-26 2012-08-07 Cisco Technology, Inc. Log-likelihood ratio algorithm for use in reducing co-channel interference in wireless communication systems
US8331495B2 (en) * 2009-08-17 2012-12-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for an improved wireless communication receiver
US8625474B2 (en) * 2009-09-09 2014-01-07 Qualcomm Incorporated System and method for the simultaneous reception of FLO and FLO-EV data
CN102907031B (zh) * 2010-05-21 2016-08-03 日本电气株式会社 解码设备和解码顺序控制方法
US8699167B2 (en) * 2011-02-16 2014-04-15 Lsi Corporation Systems and methods for data detection using distance based tuning
US8806306B2 (en) * 2011-03-07 2014-08-12 Acacia Communications Inc. Generation of soft bit metrics for differentially encoded quadrature phase shift keying (QPSK)
EP2523412B1 (en) * 2011-05-11 2018-09-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for soft demapping
US9009574B2 (en) * 2011-06-07 2015-04-14 Marvell World Trade Ltd. Identification and mitigation of hard errors in memory systems
US8792598B1 (en) * 2011-08-02 2014-07-29 Marvell International Ltd. Coexistence of multiple communication technologies on a single device
US8908808B2 (en) * 2011-09-16 2014-12-09 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Systems and methods for demodulating a signal
FR2981781A1 (fr) * 2011-10-19 2013-04-26 France Telecom Codage hierarchique perfectionne
US8964908B2 (en) 2012-02-15 2015-02-24 Intel Mobile Communications GmbH Receiver circuit and method for detecting data
US8908743B2 (en) * 2012-09-26 2014-12-09 Intel Mobile Communications GmbH Receiver with multi layer interference cancellation
US9031143B2 (en) * 2012-12-03 2015-05-12 Broadcom Corporation Adaptive decoding based on signal to noise ratio (SNR)
US9197267B2 (en) * 2013-04-09 2015-11-24 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for joint demodulation with max-log MAP (MLM)
US9306678B2 (en) * 2014-04-24 2016-04-05 Comcast Cable Communications, Llc Data interpretation with noise signal analysis
CN104601298B (zh) * 2015-02-17 2018-04-24 英特尔公司 在多重输入输出通信系统中检测信号的方法及装置
US10019223B2 (en) * 2015-09-03 2018-07-10 Shure Acquisition Holdings, Inc. Soft decision audio decoding system
KR102722761B1 (ko) * 2017-02-10 2024-10-29 삼성전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 수신 신호를 컴바이닝하는 방법 및 장치
US11025365B1 (en) * 2019-12-30 2021-06-01 Hughes Network Systems, Llc Satellite forward link non-linear noise and APSK I/Q imbalance error cancellation using artificial intelligence
US12155482B2 (en) * 2022-04-15 2024-11-26 Nokia Solutions And Networks Oy Hierarchical deep channel coding

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3563421B2 (ja) 1993-08-25 2004-09-08 株式会社東芝 無線通信装置
JP3256646B2 (ja) 1995-06-05 2002-02-12 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 適応干渉キャンセル受信機
RU2113761C1 (ru) 1995-09-06 1998-06-20 Вадим Николаевич Бронников Способ аналогового декодирования итеративных бинарных кодов и декодер для его осуществления
US5966412A (en) * 1997-06-30 1999-10-12 Thomson Consumer Electronics, Inc. Apparatus and method for processing a Quadrature Amplitude Modulated (QAM) signal
DE19736653C1 (de) 1997-08-22 1998-12-10 Siemens Ag Verfahren und Einrichtung zur Abschätzung der Dienstqualität auf Übertragungskanälen in einem digitalen Übertragungssystem
BR9901056A (pt) * 1998-04-30 2000-01-18 Lucent Technilogies Inc Estimação de canal usando realimentação de decisão temporária.
US6671338B1 (en) * 1998-11-12 2003-12-30 Hughes Electronics Corporation Combined interference cancellation with FEC decoding for high spectral efficiency satellite communications
JP3246484B2 (ja) * 1999-07-07 2002-01-15 日本電気株式会社 ターボデコーダ
US6594318B1 (en) * 1999-12-02 2003-07-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for computing soft decision input metrics to a turbo decoder
US7173981B1 (en) 2001-04-27 2007-02-06 The Directv Group, Inc. Dual layer signal processing in a layered modulation digital signal system
US7209524B2 (en) 2001-04-27 2007-04-24 The Directv Group, Inc. Layered modulation for digital signals
KR100434473B1 (ko) * 2001-05-11 2004-06-05 삼성전자주식회사 직교주파수 분할 다중 시스템에서 채널 복호 장치 및 방법
US7116652B2 (en) * 2001-10-18 2006-10-03 Lucent Technologies Inc. Rate control technique for layered architectures with multiple transmit and receive antennas
US20030172114A1 (en) * 2001-10-24 2003-09-11 Leung Nikolai K. N. Method and apparatus for data packet transport in a wireless communication system using an internet protocol
US7154936B2 (en) * 2001-12-03 2006-12-26 Qualcomm, Incorporated Iterative detection and decoding for a MIMO-OFDM system
DE60215153T2 (de) * 2002-08-21 2007-10-25 Lucent Technologies Inc. Drahtloses MIMO Telekommunikationssystem mit Multilevel-Coded Modulation unter Verwendung von iterativer Ermittlung von Soft-Schätzwerten und entsprechende Methode

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015099556A1 (ru) * 2013-12-23 2015-07-02 Общество С Ограниченной Ответственностью "Космонет" Метод передачи и приема сигналов кам (квадратурной амплитудной модуляции)
RU2641448C1 (ru) * 2013-12-23 2018-01-17 Общество С Ограниченной Ответственностью "Космонет" Способ передачи и приема сигналов кам (квадратурной амплитудной модуляции)

Also Published As

Publication number Publication date
CN1926831B (zh) 2010-05-12
KR20060120255A (ko) 2006-11-24
EP1706977A1 (en) 2006-10-04
AU2004314569A1 (en) 2005-08-04
WO2005071913A1 (en) 2005-08-04
US20050157822A1 (en) 2005-07-21
TW200537872A (en) 2005-11-16
US7813453B2 (en) 2010-10-12
CA2553944A1 (en) 2005-08-04
CN1926831A (zh) 2007-03-07
RU2006129946A (ru) 2008-02-27
IL176954A0 (en) 2006-12-10
KR20090033406A (ko) 2009-04-02
BRPI0418429A (pt) 2007-05-22
JP2007519370A (ja) 2007-07-12
KR100944836B1 (ko) 2010-03-03
AR047441A1 (es) 2006-01-18
AU2004314569B2 (en) 2009-05-28
JP4399466B2 (ja) 2010-01-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2360373C2 (ru) Обнаружение данных для передачи иерархически кодированных данных
JP4624733B2 (ja) 直接計算方式によるコード化直交周波数分割多重化受信機のチャンネル状態評価装置及びその方法
RU2322762C1 (ru) Итеративное оценивание и декодирование каналов и помех
KR100926020B1 (ko) 레이어화된 변조 시스템에서 데이터를 디코딩하는 방법 및장치
JP4540284B2 (ja) 変化するグループ化係数を有するヒエラキカルｑａｍ伝送システム
US8953696B2 (en) Signal decoding systems
JP2005514864A (ja) 受信ダイバーシティによる無線システム内の共同等化、ソフトデマッピングおよび位相エラー補正
KR20080093043A (ko) Ｍｉｍｏ 전송을 위한 스피어 검출 및 레이트 선택
WO2008148082A1 (en) Soft-bit de-mapping device and method of generating soft bits for decoding
KR101704096B1 (ko) 연판정 준 ｍｌ 검출기에서 로그 우도율 클리핑을 수행하는 프로세스 및 그 검출기
JP2004512742A (ja) グレイ符号化された信号からソフトビット情報を生成する方法
KR101040605B1 (ko) 공간 변조 방법과 장치, 그리고 공간 변조된 신호의 복조 방법과 장치
Gül et al. Low complexity demapping algorithms for multilevel codes
KR20060049445A (ko) 디코딩 방법 및 디코딩 회로
KR20070058429A (ko) 터보디코더 위상 시프트를 보상하기 위한 시스템
JP7582814B2 (ja) シンボル判定器及び再送信装置
JP2002217860A (ja) デジタル信号受信装置
MXPA06008312A (en) Data detection for a hierarchical coded data transmission
KR101413411B1 (ko) 연판정 비터비 알고리즘 채널 등화 방법과 이를 이용한수신기
Dutta et al. A PER/BER performance Evaluation of less complex KVD decoding Architecture for IEEE 802.11 a/n/ac/an WLANs
CN119324736A (zh) 确定剩余频偏对误包率性能影响的方法、设备及程序产品
Kaur Designing and Evaluation of Performance of a 256-Heirarchical QAM for Image Transmission
JP2011035492A (ja) 復調装置及び復調処理方法
KR20080050186A (ko) 통신시스템에서의 로그 근사율 계산 방법 및 장치

Legal Events

Date Code Title Description
FA92 Acknowledgement of application withdrawn (lack of supplementary materials submitted)

Effective date: 20080807

FZ9A Application not withdrawn (correction of the notice of withdrawal)

Effective date: 20080922

FZ9A Application not withdrawn (correction of the notice of withdrawal)

Effective date: 20080922

FZ9A Application not withdrawn (correction of the notice of withdrawal)

Effective date: 20080922

MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20101209