NO177948B - Frekvenssyntetisator - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en frekvenssyntetisator som benytter seg av en fasesynkron sløyfe og som benyttes i telekommunika-sjonssystemer, såsom TDMA-sys terner (TDMA = time-division multiple access), dvs. systemer for tidsdelt multippeltilgang, for satellittkommunikasj onsnettverk.

Nærmere bestemt angår oppfinnelsen en frekvenssyntetisator omfattende

en spenningsstyrt oscillator (VCO) for generering av et utgangssignal med en frekvens som svarer til et styrespen-ningssignal,

en variabel frekvensdeler for deling av frekvensen av utgangssignalet fra VCO-oscillatoren,

en referansefrekvensdeler for deling av frekvensen av et referansesignal som avgis av en referansesignalgenerator,

en fasedetektor for deteksjon av en faseforskjell mellom de frekvensdelte signaler fra den variable frekvensdeler og ref eransefrekvensdeleren, og utmating av et f asedif f eransesignal som svarer til den detekterte faseforskjell,

en ladningspumpe for omforming av differansesignalet til en analog spenningsstørrelse,

en sløyfefilteranordning som tilføres et utgangssignal fra ladningspumpen og som omfatter et antall filterkretser som svarer til respektive trinn i en frekvensomkoplingsprosess fra en første utgangsfrekvens til en andre ønsket frekvens, for fiksering av sløyfens karakteristikk og for utmating av styrespenningssignalet til VCO-oscillatoren,

omkoplingsanordninger for tilkopling og fråkopling av hver av antallet av f ilterkretser til ladningspumpen og VCO-oscillatoren, og

en styreanordning for innstilling av frekvensdelingsforholdet til den variable frekvensdeler og referansefrekvensdeleren.

En frekvenssyntetisator av ovennevnte type skal i det følgende beskrives nærmere under henvisning til tegningenes fig. 1-3.

Fig. 1 er et blokkskjerna som viser et eksempel på en kjent frekvenssyntetisator slik den er vist i den utlagte japanske patentpublikasjon nr. 61-134127. Tallet 10 angir en spenningsstyrt oscillator (heretter kalt "VCO" (Voltage Control-led Oscillator)) for tilførsel av et utgangssignal med en frekvens som svarer til en styrespenning, på en utgangsklemme 20. Tallet 12 angir en variabel frekvensdeler av en type med variabelt frekvensdelingsforhold for å sørge for frekvensdeling av utgangssignalet fra VCO 10. Tallet 14 angir en fasedetektor (PD) for sammenlikning av fasen av et utgangssignal fra den variable frekvensdeler 12 med fasen av et referansesignal som utmates fra en referansesignalgenerator 16. Tallet 18 angir et sløyfefilter for tilførsel, som styrespenning, av et fasedifferansesignal som utmates fra fasedetektoren 14 til VCO 10, og for fiksering av karakteristikken til den sløyfe som er dannet av VCO 10, frekvensdeleren 12, fasedetektoren 14 og filteret 18.

Fig. 2 er et kretsskjerna som viser et eksempel på en konstruksjon av sløyfefilteret 18. På tegningen er Rx og R2 motstander, og C er en kondensator. Rx og R2 representerer for øvrig også motstandsverdiene for motstandene, og C angir kondensatorens kapasitansverdi.

Det skal nå gis en beskrivelse av frekvenssyntetisa-torens virkemåte. Fasedetektoren 14 tjener til å sammenlikne fasen av utgangssignalet fra den variable frekvensdeler 12 med fasen av referansesignalet som utmates fra referansesignalgeneratoren 16, for derav å frembringe et fasedifferansesignal i form av en midlere spenning som er proporsjonal med den resulterende f aseforskjell. Fasedif feransesignalet benyttes som styrespenning for VCO-oscillatoren 10 etter å ha passert gjennom sløyf efilteret 18. Denne VCO 10 tjener til å generere et utgangssignal med en frekvens som svarer til styrespenningen. Utgangssignalet fra VCO 10 tilføres deretter til utgangsklemmen 20 og frekvensdeles ved hjelp av den variable frekvensdeler 12. Forutsatt at det frekvensdelingsforhold som er innstilt i den variable frekvensdeler 12, er N, er frekvensen av utgangssignalet lik N ganger frekvensen av referansesignalet under en faselåst periode (stabil tilstand).

Et filter som ofte benyttes som sløyfefilter 18, er det forsinkelses-forsprangs-filter (lag-lead type filter) som er vist på fig. 2. Når forsinkelses-forsprangs-filteret benyttes, uttrykkes sløyfens naturlige vinkelfrekvens 6>n og sløyfens dempningskoeffisient C som følger:

hvor x1 = RXC

z2<=> R2C

K = sløyfens sløyfeforsterkning

eller

hvor K, = følsomhet (blandeforsterkning) for VCO 10

= følsomhet (blandeforsterkning) for fasedetektoren 14

N = frekvensdelingsforhold for den variable frekvensdeler 12.

Frekvenssyntetisatoren frembringer forskjellige utgangsfrekvenser hver gang frekvensdelingsforholdene N for den variable frekvensdeler 12 endres fra ett forhold til et annet. Den naturlige vinkelfrekvens og dempningskoeffisienten innstilles imidlertid slik at det tidsintervall eller den frekvensomkoplingstid som er nødvendig for å gjøre hver av utgangsfrekvensene stabil etter at en frekvensomkopling er blitt foretatt ved å endre delerens 12 frekvensdelingsforhold N, blir en verdi som ikke overskrider en forutbestemt verdi over hele området av mulige utgangsfrekvenser. Dessuten bestemmes motstandsverdiene av Rx og R2 og kapasitansverdien av C ved å ta hensyn til sløyfefilterets 18 virkemåte for å eliminere støy eller liknende fra detektorens 14 fasedifferansesignal i stabil tilstand.

Fig. 3 er et koplingsskjerna som viser et eksempel på det sløyfefilter 18 som er vist i ovennevnte japanske, utlagte patentpublikasjon. På fig. 3 er 181-183 brytere for utførelse av omkopling mellom motstander Ru, <R>12, R2 og motstander Rlls <= >RiilRii5' <R>i2s <=> Ri2lRi25 °9<R>2s<=> R2IIR25 • Tallene 184-186 angir styreklemmer for mottakelse av styresignaler som benyttes for omkoplingen av bryterne 181-183. Motstandsverdiene av de respektive motstander som er angitt ovenfor, bestemmes ved hjelp av følgende ulikheter, dvs. Rlls < Ru, <R>12s <<> R12 bg R2S < R2. Hver av bryterne 181-183 etterlates åpen i den stabile tilstand, og sløyf efilteret 18 består av motstandene Rn, R12, R2 og kondensatoren C. Bryterne 181-183 lukkes ved hjelp av tilhørende styresignaler når en frekvensomkopling utføres, dvs. når verdien av N endres i frekvensdeleren 12. Da motstandsverdiene av motstandene <R>lls, R12s, R2S er mindre enn verdiene av motstandene Rn, R12, R2, og sløyf efilteret 18 består av motstandene Rlls, <R>i2s/<R>2s °9 kondensatoren C når bryterne er lukket, blir sløyfefilterets 18 to tidskonstanter x1 = (<R>lls<+><R>i2s)c °9 T2 = R2sc små. Som et resultat blir den naturlige vinkelfrekvens 6>n større, slik det er åpenbart ut fra uttrykket (1). Følgelig blir sløyfebåndbredden bredere og frekvensomkoplingstiden gjøres kortere.

Da den konvensjonelle frekvenssyntetisator er konstruert slik som beskrevet ovenfor, forblir sløyfeforsterkningen K uendret, og således kan en stor forbedring i frekvensomkoplingstiden ikke foretas ved ganske enkelt å utføre endringer i RC-tidskonstantene som benyttes i sløyfefilteret 18, og ytterligere vanskeligheter påtreffes ved å innstille dempningskoeffisientene på passende verdier bare med en endring i tidskonstantene, slik at det forårsakes et problem ved at sløyfen er tilbøyelig til å være ustabil.

I US-patentskrift 4 928 075 er det vist og beskrevet en krets som likner på den krets som er vist på fig. 3. Kretsen ifølge patentskriftet omfatter filtre 16, 20 og 26 som har forskjellige båndbredder. Disse filtre arbeider på samme måte som sløyfefilteret 18 som er vist på fig. 3. Med andre ord omkoples sløyfef ilterets 18 båndbredde når bryterne 181, 182 og 183 ifølge fig. 3 skrus på eller av, mens sløyfefilterets båndbredde omkoples ved hjelp av filtrene 16, 20 og 26 i kretsen ifølge US-patentskriftet. Denne krets har således den samme ulempe som kretsen ifølge fig. 3, dvs. frekvensomkoplingstiden forbedres ikke i kretsen ifølge US-patentskriftet på grunn av at sløyfefor-sterkningen K ikke kan endres.

I US-patentskrift 4 901 033 er det vist og beskrevet en frekvenssyntetisator med et sløyfefilter hvis båndbredde kan endres ved styring av en oppladningskrets 70. Sløyfefilterets sløyfeforsterkning K kan imidlertid ikke endres slik som i kretsen ifølge den foreliggende fig. 3. Således forbedres heller ikke frekvensomkoplingstiden i frekvenssyntetisatoren ifølge dette patentskrift.

På bakgrunn av det ovenfor omtalte problem er det et formål med oppfinnelsen å tilveiebringe en stabil frekvenssyntetisator som kan gjøre f rekvensomkoplingstiden kortere, og som har hensiktsmessige dempningskoeffisienter også under frekvensomkoplingsprosessen.

For oppnåelse av ovennevnte formål er det tilveiebrakt en frekvenssyntetisator av den innledningsvis angitte type som ifølge oppfinnelsen er kjennetegnet ved at hver av antallet av f ilterkretser har en tidskonstant som svarer til frekvensdelingsforhold for den variable frekvensdeler og referansefrekvensdeleren i hvert trinn av frekvensomkoplingsprosessen, og at styreanordningen er innrettet til å endre frekvensdelingsforholdene til den variable frekvensdeler og referansefrekvensdeleren i hvert trinn i en frekvensomkoplingsprosess, og til å utmate kommandosignaler til omkoplingsanordningene, idet kommandosignalene indikerer sammenkopling av den filterkrets som svarer til frekvensdelingsforholdene i det nevnte trinn, med ladningspumpen og VCO-oscillatoren.

Oppfinnelsen skal i det følgende beskrives nærmere i forbindelse med utførelseseksempler under henvisning til tegningene, der fig. 1 er et blokkskjerna som viser en kon-vensjonell frekvenssyntetisator, fig. 2 og 3 er koplingsskjemaer som viser konvensjonelle sløyfefiltre, fig. 4 er et koplingsskjerna som viser en frekvenssyntetisator ifølge en utførelse av oppfinnelsen, fig. 4A viser et koplingsskjerna av et eksempel på en fasedetektor og en ladningspumpe som vist på fig. 4, fig. 5 er et koplingsskjema som viser et sløyfefilter ifølge en første utførelse av oppfinnelsen, fig. 6 viser et tidsinnstillingsdiagram for beskrivelse av operasjoner av sløyfefilteret og styrekretsen på fig. 5, fig. 7 er et koplingssk jema som viser et sløyfefilter ifølge en andre utførelse av oppfinnelsen, fig. 8 er koplingsskjema som viser et sløyfefilter ifølge en tredje utførelse av oppfinnelsen, fig. 9 er et tidsinnstillingsdiagram for beskrivelse av operasjoner av sløyfefilteret og styrekretsen på fig. 8, fig. 10 er et koplingssk jema som viser et sløyfefilter ifølge en fjerde utførelse av oppfinnelsen, og fig. 11 er et blokkskjema som viser en frekvenssyntetisator ifølge en femte

utførelse av oppfinnelsen.

Noen utførelser av oppfinnelsen vil bli beskrevet i det følgende under henvisning til tegningene. Idet det først henvises til fig. 4, betegner henvisningstallet 15 en ladningspumpe for omforming av et fasedifferansesignal som utmates fra en fasedetektor 14, til en analog spenningsstørrelse. Tallet 22 betegner en innstillbar referansefrekvensdeler for deling av frekvensen av det referansesignal som frembringes av en refe-ranses ignalgenerator 16. Tallet 17 betegner et sløyfefilter som inneholder et antall filterkretser 31, 32, 33 som vist på fig. 5, og tallet 40 angir en styrekrets for innmating av et frekvensdelingsforhold N til en variabel frekvensdeler 12 og et frekvensdelingsforhold M til ref eransef rekvensdeleren 22, og for tilførsel av et omkoplings- eller utvelgelsessignal til hver av bryterne i sløyfefilteret 17 som skal beskrives nedenfor. Andre deler som er vist på fig. 4 og er identiske med de som er vist på fig. 1, er betegnet med samme henvisningstall. Den analoge spenningsstørrelse fra ladningspumpen 15 har for øvrig logisk sett den samme betydning som fasedifferansesignalet fra fasedetektoren 14, og utgangssignalet fra ladningspumpen 15 er derfor omtalt som et "fasedifferansesignal".

Fig. 4A viser et eksempel på en mulig realisering av fasedetektoren 14 og ladningspumpen 15. Fasedetektoren er oppbygget av et antall logisk sammenkoblede NOR-porter, idet utgangssignalet fra referansefrekvensdeleren 22 er tilført til en inngangsklemme R, og utgangssignalet fra den variable frekvensdeler 12 er tilført til en inngangsklemme S.

Et fasedif feransesignal mellom de signaler som tilføres til klemmene R og S, er representert ved utgangspulstogsignaler som fremkommer på utgangsklemmer U eller D, hvor et pulstog på klemmen U angir at VCO-signalet ligger etter referansesignalet, og et pulstog på klemmen D angir at VCO-signalet ligger foran referansesignalet, mens bredden av pulsene er proporsjonal med graden av faseforskjell mellom VCO- og referansesignalene.

Ladningspumpen 15 inneholder en inverter som er koblet til utgangsklemmen U, en P-MOS-transistor Tr2 som er koblet til inverterens utgang, og en N-MOS-transistor Trx som er koblet til utgangsklemmen D. Transistorens Tr2 kildeelektrode er koblet til en positiv spenning VDD, og transistorens Trx kildeelektrode er koblet til en negativ spenning Vss. Ladningspumpen utmater således en spenningsverdi som i polaritet og størrelse varierer i overensstemmelse med referansesignalets faseforsprang eller faseforsinkelse i forhold til VCO-signalet og graden av faseforskjell.

Fig. 5 er et koplingsskjerna som viser et eksempel på sløyfefilteret 17. På fig. 5 er separate filterkretser betegnet med henvisningstallene 31, 32, 33. Tallet 34 angir en spennings-følger (oppladnings/utladnings-krets) med høy inngangsimpedans. Tallene 311 og 312 angir omkoplings- eller utvelgelsesbrytere for tilkopling og fråkopling av filterkretsen 31 fra inngangsklemmen 36 og utgangsklemmen 37, og tallet 313 angir en oppladningsbryter som er anordnet mellom spenningsfølgeren 34 og filterkretsen 31, for tilveiebringelse av en åpen/lukket-tilstand som er motsatt av åpen/lukket-tilstanden for omkoplingsbryterne 311 og 312. Tallene 314 og 315 er motstander som danner et forsinkelses/forsprangs- filter. Tallet 316 angir en kondensator, og tallene 351 og 353 angir respektive motstander som danner et lavpassfilter som benyttes i stabil tilstand. På liknende måte betegner tallene 352 og 354 kondensatorer. Tallene 321 og 322 angir utvelgelsesbrytere for tilkopling og fråkopling av filterkretsen 32 fra inngangsklemmen 36 og utgangsklemmen 37, og tallet 323 angir en oppladnings/utladnings-bryter som er anordnet mellom spenningsfølgeren 34 og filterkretsen 32 for å tilveiebringe en åpen/lukket-tilstand som er motsatt av en åpen/lukket-tilstand for utvelgelsesbryterne 321 og 322. Tallene 324 og 325 angir motstander som danner et forsinkelses-forsprangs-filter, og tallet 326 angir en kondensator. Tallene 331 og 332 betegner utvelgelsesbrytere for tilkopling og fråkopling av filterkretsen 33 fra inngangsklemmen 36 og utgangsklemmen 37. Tallet 333 angir en oppladnings/utladnings-bryter som er anordnet mellom spen-ningsfølgeren 34 og filterkretsen 33 for tilveiebringelse av en åpen/lukket-tilstand som er motsatt av en åpen/lukket-tilstand for utvelgelsesbryterne 331 og 332. Tallene 334 og 335 angir motstander som danner et forsinkelses-forsprangs-filter, og tallet 336 angir også en kondensator.

Utvelgelsesbryterne 311 og 312, 321 og 322, og 331 og 332 vil for øvrig i det følgende bli omtalt henholdsvis som brytere "SW1", "SW2" og "SW3". Oppladnings/utladnings-bryterne 313, 323 og 333 vil dessuten bli omtalt henholdsvis som brytere "SW1", "SW2" og "SW3". Verdien av motstanden 314 defineres videre som R314, og kapasitansen av kondensatoren 316 defineres som C316. Sløyfebåndbreddene til de respektive filtre 31, 32, 33 defineres som båndbredden av filter 31 < filter 33 < filter 32.

Virkemåten av den foreliggende utførelse vil nå bli beskrevet. Det vil bli foretatt overveielser med hensyn til den tid som kreves for å endre frekvenser, dvs. en frekvensomkoplingstid T. Når det foretas en endring i frekvensdelingsforholdet N med hensyn til den variable frekvensdeler 12, slik at en endring i frekvens på Af opptrer i frekvenssyntetisatoren, defineres den frekvensomkoplingstid som er nødvendig for at utgangsfrekvensen med sikkerhet skal ligge innenfor f±Af, som summen av den frekvenssynkroniseringstid ts som er nødvendig for frekvensoverensstemmelse eller innstilling av sløyfen, og den fasesynkroniseringstid tp som er nødvendig for å bringe fasen av utgangssignalet fra den variable frekvensdeler 12 nøyaktig samtidig med fasen av det referansesignal som produseres etter frekvensdeling av ref eransef rekvensdeleren 22 (basert på den tekniske artikkel med tittelen "Frequency Synthesizer Theory and Design" som ble publisert av John Wiley and Sons, Inc., Vol. 5, 1987). Frekvensomkoplingstiden T uttrykkes med andre ord som følger:

hvor ts og tp er definert som følger: hvor Bn representerer et støybånd av støy som innmates til VCO-oscillatoren og er uttrykt som følger:

og hvor 6S6 er lik Au/K og ye representerer en stabil fasefeil.

Ifølge ovenstående uttrykk (4) til (7) kan tidene ts og tp gjøres korte dersom sløyfeforsterkningen K og den naturlige vinkelfrekvens un innstilles på riktig måte. Da VCO-oscillatorens 10 følsomhet K,. og fasede tekt orens 14 følsomhet K^ er konstante verdier, kan sløyfeforsterkningen K innstilles på den riktige verdi ved å innstille frekvensdelingsforholdet N på en passende verdi. Da frekvensdelingsforholdet N er en verdi som innmates til den variable frekvensdeler 12 i overensstemmelse med den utgangsfrekvens som frembringes umiddelbart etter at frekvensomkoplingen er blitt utført, er forsterkningen K egentlig en fast verdi. På den annen side, når verdien av det frekvensdelingsforhold som innmates til den variable frekvensdeler 12, endres trinnvis (inkrementalt) før forholdet til slutt innstilles på N, og den naturlige vinkelfrekvens un innstilles på en passende verdi i overensstemmelse med verdiene av 1^ og z2 (med andre ord, når z1 og x2 innstilles på riktige verdier), forkortes verdiene av ts og tp svarende til verdiene av forholdene som er blitt innstilt trinnvis. Som et resultat forventes det at den frekvensomkoplingstid som er nødvendig for å oppnå en tilsiktet utgangsfrekvens (mål-utgangsfrekvens) vil bli kortere enn omkoplingstiden for den konvensjonelle syntetisator.

Mer spesielt, som vist på fig. 6, innstilles forhold N0 og M0 i begynnelsen i henholdsvis den variable frekvensdeler 12 og referansefrekvensdeleren 22 i den stabile tilstand. Dessuten benyttes filterkretsen 31 i sløyfefilteret 17 i den stabile tilstand, som vist på fig. 5. Der hvor en frekvensomkopling utføres i en sådan stabil tilstand, bestemmes det frekvensdelingsforhold som innstilles i den variable frekvensdeler 12, som Nlr og det forhold som innstilles i ref eransef rekvensdeleren 22, bestemmes som M1 i et første trinn i frekvensomkoplingsprosessen. Det forhold som innstilles i den variable frekvensdeler 12, og det forhold som innstilles i referansefrekvensdeleren 22, bestemmes på liknende måte som henholdsvis N2 og M2 i et andre trinn, og det forhold som innstilles i den variable frekvensdeler 12 og det forhold som innstilles i referansefrekvensdeleren 22, bestemmes som henholdsvis N3 og M0 i et tredje trinn. Forbin-delsen mellom Nx, N2 og N3, og mellom Mlr M2 og M0 uttrykkes på følgende måte: Nx < N2 < N3 og M1 < M2 < M0. Verdiene av motstandene 324, 325 og kapasitansen av kondensatoren 326 i filterkretsen 32 er innstilt slik at verdiene av dempningskoeffisienten £ og den naturlige vinkelfrekvens eller egen-vinkel-frekvensen un blir slik at den konvergenstidsperiode tx som kreves for å bringe utgangsfrekvensen flf som er bestemt av f rekvensdelingsf orholdene Nx og Mx, til å falle i en stabil tilstand, blir kortere. Verdiene av motstandene 334, 335 og kapasitansen av kondensatoren 336 i filterkretsen 33 innstilles dessuten slik at verdiene av dempningskoeffisienten £ og egenvinkelfrekvensen o)n blir slik at den konvergenstid t2 som kreves for å bringe utgangsfrekvensen f2 som er bestemt av f rekvensdelingsf orholdene N2 og M2, til å falle i en stabil tilstand, blir kortere. Verdiene av motstandene 314, 315 og kapasitansen av kondensatoren 316 i filterkretsen 31 innstilles dessuten slik at verdiene av dempningskoeffisienten C og egenvinkel frekvensen wn blir slik at den konvergenstid t3 som kreves for å bringe utgangsfrekvensen f3 som er bestemt av f rekvensdelingsf orholdene N3 og M0, til å falle i en stabil tilstand, blir kortere. Filterkretsen 31 har også et lavpassfilter (som utgjøres av motstandene 351, 353 og kondensatorene 352, 354) for å eliminere falske komponenter av f asedif feransesignalet eller liknende i stabil tilstand.

Det skal nå gis en beskrivelse av den operasjon av frekvenssyntetisatoren som skal utføres ved omkopling av frekvensen. Operasjonene av VCO-oscillatoren 10, den variable frekvensdeler 12, f asedetektoren 14 og referansesignalgeneratoren 16 er de samme som de som utføres i den konvensjonelle syntetisator. I den foreliggende utførelse innstilles imidlertid frekvensdelingsforhold for den variable frekvensdeler 12 trinnvis i en eneste frekvensomkoplingsprosess, slik som beskrevet ovenfor. Frekvensdelingsforholdet N0 innstilles først i den variable frekvensdeler 12, mens frekvensdelingsforholdet M0 først innstilles i referansefrekvensdeleren 22, og frekvenssyntetisatoren holdes i en stabil tilstand på en utgangsfrekvens f0. Under denne betingelse holdes bryteren SW1 i en PÅ-tilstand

(lukket tilstand), og bryterne SW2, SW3 holdes i en AV-tilstand (åpen tilstand) i sløyfefilteret 17, i overensstemmelse med kommandosignaler som frembringes av styrekretsen 40 (dette svarer til den tilstand som er vist på fig. 5). Fasedif f eransesignalet passerer således gjennom filterkretsen 31. Kondensatorene 326, 336 i filterkretsene 32, 33 er blitt oppladet av spenningsfølge-ren 34 på nivået av utgangsspenningen fra filterkretsen 31 fra ladningspumpen 15, dvs. på nivået av en verdi som er lik den styrespenning som tilføres til VCO-oscillatoren 10 i den stabile tilstand.

Når en kommando eller ordre om en frekvensomkopling gis, innstiller styrekretsen 40 det frekvensdelingsforhold som skal innmates til den variable frekvensdeler 12 på Nlr og det frekvensdelingsforhold som skal tilføres til referansefrekvensdeleren 22, på Mx. På samme tid slår styrekretsen 40 også på bryteren SW2 og slår av bryteren SW1. Bryteren SW3 forblir fremdeles i en AV-tilstand (se fig. 6). Bryteren SW2 er for øvrig koblet til en AV-tilstand, mens bryteren SW1 er koblet inn. I denne tilstand passerer fasedifferansesignalet gjennom filterkretsen 32. Slik som beskrevet ovenfor, innstilles motstandsverdien R324 og kapasitansen C326 i filterkretsen 32 slik at zt <=><C>326 x <R>324 og x2<=><C>325 x <R>325 blir optimale verdier med hensyn til frekvensdelingsforholdene Nx og Mx. Således konvergerer utgangsfrekvensen til fx i den kortere konvergenstidsperiode tx. Under denne periode opplades eller utlades de kondensatorer som benyttes i filterkretsene 31, 33, av spennings-følgeren 34 i overensstemmelse med den detekterte faseforskjell og følger variasjoner i VCO-oscillatorens 10 styrespenning.

Etter at tx har forløpt, innstiller styrekretsen 40 frekvensdelingsforholdene i den variable frekvensdeler og referansefrekvensdeleren på henholdsvis N2 og M2. Det tidspunkt ved hvilket frekvensdelingsforholdet skal omkobles av styrekretsen 40, dvs. den medgåtte tid tx, kan beregnes eller bestemmes basert på forskjellige konstanter som benyttes i filterkretsen 32, og er innstilt på forhånd i styrekretsen 40. På samme tid slår styrekretsen 40 på bryteren SW3 og slår av bryteren SW2. Bryteren SW1 forblir fremdeles i en AV-tilstand. For øvrig er bryteren SW3 koblet ut, og bryteren SW2 er koblet inn (se fig.

6). Fasedifferansesignalet passerer således gjennom filterkretsen 33 i denne tilstand. Slik som beskrevet ovenfor, innstilles motstandsverdiene og kapasitansverdiene i filterkretsen 33 slik at xx = <C>336 x <R>334 og x2<=><C>336 x <R>335 blir optimale verdier med hensyn til frekvensdelingsforholdene N2 og M2. Ved det tidspunkt da f rekvensdelingsf orholdene er blitt endret til N2 og M2, er kondensatoren 336 allerede blitt oppladet til et spenningsnivå som ligger nærmere styrespenningen ved det tidspunkt da utgangsfrekvensen gjøres stabil på f2. Utgangsfrekvensen konvergerer følgelig til f2 i den kortere konvergenstidsperiode t2. Under denne periode følger kondensatorene 316, 326 som benyttes i filterkretsen 31, 32, endringer i VCO-oscillatorens 10 styrespenning under kontroll av spenningsfølgeren 34.

Etter at t2 har medgått, innstiller styrekretsen 40 deretter frekvensdelingsforholdene på N3 og M0. På samme tid slår styrekretsen 40 på bryteren SW1 og slår av bryteren SW3. Bryteren SW2 fortsetter fremdeles å være i en AV-tilstand. For øvrig bringes bryteren SW3 til en PÅ-tilstand, og bryteren SW1 bringes til en AV-tilstand (se fig. 6), dvs. dette betyr retur til den tilstand som er vist på fig. 5. Fasedif f eransesignalet passerer gjennom filterkretsen 31 i denne tilstand. Slik som beskrevet ovenfor, innstilles motstands- og kapasitansverdiene i filterkretsen 31 slik at zx = C316 x R314 og x2 = C316 x R315 blir optimale verdier med hensyn til frekvensdelingsforholdene N3 og M0. Da imidlertid filterkretsen 31 benyttes i den stabile tilstand, etableres motstandsverdiene og kapasitansverdiene slik at støykomponenter av f asedif f eransesignalet kan elimineres, idet man tar i betraktning et sådant punkt som det som er omtalt foran. På den annen side, når frekvensdelingsforholdene endres til N3 og M0, er kondensatoren 316 allerede blitt oppladet til et spenningsnivå som ligger nærmere styrespenningen ved det tidspunkt da utgangsfrekvensen gjøres stabil på f3. Således konvergerer utgangsfrekvensen til f3 i den kortere konvergenstidsperiode t3. Lavpassfilteret som er inneholdt i filterkretsen 31, eliminerer falske komponenter av f asedif f eransesignalet i den stabile tilstand, hvoretter utgangsfrekvensen har konvergert til f3, slik at en tilfredsstillende stabil tilstand kan realiseres.

Frekvensomkoplingstiden, dvs. tidsintervallet fra den tilstand i hvilken utgangsfrekvensen har konvergert til f0, til den tilstand i hvilken utgangsfrekvensen har konvergert til f3, blir til slutt lik tx + t2 + t3. Denne verdi kan reduseres betydelig sammenliknet med det tilfelle hvor frekvensdelingsforholdet endres direkte til N3 fra N0.

Fig. 7 er et koplingsskjema som viser et sløyfefilter som benyttes i en frekvenssyntetisator ifølge en andre utførelse av oppfinnelsen. Det på fig. 7 viste koplingsskjema er forskjel-lig fra fig. 5 ved at de respektive brytere SW1, SW2, SW3 som benyttes for oppladning av kondensatorene 316, 326, 336, og spenningsfølgeren 34 er utelatt. I frekvensomkoplingsprosessen blir kondensatorene 316, 326, 336 således ikke oppladet på forhånd med henblikk på det etterfølgende trinn, og tx og x2 er innstilt på optimale verdier i de respektive filtre 31, 32, 33. Dette vil være nyttig for å oppvise den virkning at hver konvergenstidsperiode på tlf t2 og t3 er redusert, selv om den ikke er så kort som for utførelsen på fig. 5. For øvrig er hvert tidspunkt (timing point) i hvilket hver av bryterne SW1, SW2 og SW3 omkobles av styrekretsen 40, det samme som det som er vist på fig. 6, og en beskrivelse av dette vil derfor bli sløyfet.

For å realisere en enklere konstruksjon, kan sløyfe-filteret konstrueres som vist på fig. 8. Med andre ord holdes en bryter 381 (i det følgende kalt "en bryter SW" ) i en AV-tilstand, mens en bryter 382 (i det følgende kalt "en bryter SW" ) holdes i en PÅ-tilstand. De frekvensdelingsforhold som er innstilt i den variable frekvensdeler 12 og referansefrekvensdeleren 22 av styrekretsen 40 før frekvensomkoplingen inntreffer, er henholdsvis N0 og M0 svarende til utgangsfrekvensen f0 (se fig.

6). Når det reises et krav om frekvensomkopling, innstiller styrekretsen 40 først frekvensdelingsforholdene for begge delere på henholdsvis N4 og M4, og slår også på bryteren SW og slår av bryteren SW (se fig. 9). For øvrig, da en inverter 388 er anordnet i den krets som er vist på fig. 8, kan det benyttes et eneste bryteromkoplingssignal som utmates fra styrekretsen 40. Etter at en forutbestemt tidsperiode har medgått, innstiller styrekretsen 40 frekvensdelingsforholdene på henholdsvis N3 og M0, og slår på samme tid av bryteren SW og slår på bryteren SW (se fig. 9). Følgelig, på samme måte som i den første utførelse, dersom motstandsverdiene av motstandene 383, 384, 385, 386 og kapasitansen av en kondensator 387 innstilles slik at x1 = C387 x (R384||R383 ) og x2 = C387 x R385 blir optimale verdier i overensstem-meise med f rekvensdelingsf orholdene N4, M4, og x1 = C387 x R383 og T2 = C387 x (R38slR386 ) blir optimale verdier i overensstemmelse med frekvensdelingsforholdene N3, M0, reduseres frekvensomkoplingstiden sammenliknet med omkoplingstiden i den kjente teknikk, selv om det ikke er så mye som i den første utførelse.

Fig. 10 er et koplingssk jema som viser en fjerde utførelse av oppfinnelsen i hvilken filterkretser 51, 52, 53 som danner sløyfefilteret, er konstruert ved hjelp av operasjonsfor-sterkere 517, 527, 537. I den kretskonstruksjon som er vist på fig. 10, er x 1 og x2 i stabil tilstand definert ved henholdsvis Ti = <C>5i6 x <R>5i4 °9 T2<=><C>5i6 x R5i5 • 1 det første trinn er x1 lik C526 x <R>524 °9 x2 er lik C526 x R525, mens Tj. er lik C536 x R534 og x2 er lik C536 x R535 i det andre trinn. Bare de teoretiske uttrykk i et tilfelle hvor man forsøker å fastsette optimale xx og t2, er forskjellige fra hverandre, og følgelig opererer den krets som er vist på fig. 10, på samme måte som den første utførelse som er vist på fig. 5 og 6, og oppviser følgelig en virkning som likner på virkningen for den første utførelse. På fig. 10 utgjør motstander 551, 553, kondensatorer 552, 554 og en operasjonsfor-sterker 555 et lavpassfilter.

For øvrig kan spenningsfølgeren 34 og de respektive brytere SW1, SW2, SW3 være utelatt fra den kretskonstruksjon som er vist på fig. 10. I dette tilfelle oppviser denne konstruksjon den samme virkning som den som forårsakes av den frekvenssyntetisator som benytter sløyfefilteret (vist på fig. 7) ifølge den andre utførelse, hvilket omfatter de respektive filtre 31, 32, 33 som er dannet av passive elementer.

I de viste utførelser kan en fasesynkron deteksjonskrets 24 være anordnet som vist på fig. 11, selv om tidsperiodene tx og t2 er blitt definert som forutbestemte verdier. Når synkronisasjon av fasene av utgangssignaler fra frekvensdelerne 12 og 22 er etablert i hver av frekvensomkoplingsprosessene, sender den fasesynkrone deteksjonskrets 24 i dette tilfelle informasjon om den synkroniserte tilstand til en styrekrets 42. Styrekretsen 42 frembringer da umiddelbart et omkoplingssignal for bryterne SW1, SW2 og SW3 for å endre den foreliggende prosess til den etterfølgende prosess. Når dette gjøres, kan den tid som er nødvendig for hver prosess reduseres ytterligere.

Frekvensdelingsforholdet er blitt satt lik en konstant

M0 i hver av de utførelser som er beskrevet f oran. Dette er imidlertid ikke nødvendigvis begrenset til konstanten M0.

Slik det er blitt beskrevet foran, tilveiebringer oppfinnelsen en frekvenssyntetisator av en type hvor et sløyfe-filter utgjøres av et antall filterkretser og tidskonstanten for hver filterkrets bestemmes i overensstemmelse med det frekvensdelingsforhold med hvilket hver filterkrets benyttes, og hvor det frekvensdelingsforhold som svarer til hver filterkrets, innstilles i hvert trinn av frekvensomkoplingsprosessen, og en styrekrets er tilveiebrakt for utvelgelse av én av filterkretsene svarende til det frekvensdelingsforhold som således er innstilt. Frekvensomkoplingstidsintervallet fra tidspunktet for en anmodning om en frekvensomkopling til det tidspunkt ved hvilket en utgangsfrekvens bringes i en stabil tilstand, kan derfor reduseres, og dermed forårsake den virkning at frekvenssyntetisatoren kan drives med høy hastighet.

Da frekvenssyntetisatoren videre er konstruert slik at spenningen på hver kondensator som benyttes i hver filterkrets, følger en styrespenning i hvert trinn av frekvensomkoplingsprosessen, er det ifølge oppfinnelsen tilveiebrakt den virkning at en frekvenssyntetisator som gjør frekvensomkoplingstiden enda kortere, likevel kan oppnås.

Claims (7)

1. Frekvenssyntetisator omfattende en spenningsstyrt oscillator (VCO) (10) for generering av et utgangssignal med en frekvens som svarer til et styrespen-ningssignal, en variabel frekvensdeler (12) for deling av frekvensen av utgangssignalet fra VCO-oscillatoren (10), en referansefrekvensdeler (22) for deling av frekvensen av et referansesignal som avgis av en referansesignalgenerator (16), en fasedetektor (14) for deteksjon av en faseforskjell mellom de frekvensdelte signaler fra den. variable frekvensdeler (12) og referansefrekvensdeleren (22), og utmating av et fasedif f eransesignal som svarer til den detekterte f aseforskjell, en ladningspumpe (15) for omforming av dif f eransesignalet til en analog spenningsstørrelse, en sløyfefilteranordning (17) som tilføres et utgangssignal fra ladningspumpen (15) og som omfatter et antall filterkretser (31, 32, 33) som svarer til respektive trinn i en frekvensomkoplingsprosess fra en første utgangsfrekvens til en andre ønsket frekvens, for fiksering av sløyfens karakteristikk og for utmating av styrespenningssignalet til VCO-oscillatoren (10), omkoplingsanordninger (311, 312, 321, 322, 331, 332) for tilkopling og fråkopling av hver av antallet av filterkretser (31, 32, 33) til ladningspumpen (15) og VCO-oscillatoren (10), og en styreanordning (40, 42) for innstilling av frekvensdelingsforholdet (N,M) til den variable frekvensdeler (12) og referansefrekvensdeleren (22), KARAKTERISERT VED at hvert av antallet av filterkretser (31, 32, 33) har en tidskonstant som svarer til frekvensdelingsforhold (N,M) for den variable frekvensdeler (12) og referansefrekvensdeleren (22) i hvert trinn (ti, t2 eller t3) av frekvensomkoplingsprosessen, og at styreanordningen (40, 42) er innrettet til å endre f rekvensdelingsf orholdene (NI, N2, N3, Ml, M2, MO) til den variable frekvensdeler (12) og referansefrekvensdeleren (22) i hvert trinn (ti, t2 eller t3) i en frekvensomkoplingsprosess, og til å utmate kommandosignaler (SW1, SW2, SW3, SW1, SW2, SW3) til omkoplingsanordningene (311, 312, 321, 322, 331, 332), idet kommandosignalene indikerer sammenkopling av den filterkrets (31, 32 eller 33) som svarer til f rekvensdelingsf orholdene (NI, N2, N3, Ml, M2, MO, N, M) i det nevnte trinn (ti, t2 eller t3), med ladningspumpen (15) og VCO-oscillatoren (10).

2. Frekvenssyntetisator ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at omkoplingsanordningene (311, 312, 321, 322, 331, 332) endrer styrespenningssignalet fra en første verdi som svarer til den første frekvens, til en første mellomliggende verdi som svarer til en første mellomliggende frekvens, fra den første mellomliggende verdi til en andre mellomliggende verdi som svarer til en andre mellomliggende frekvens, og fra den andre mellomliggende verdi til en andre verdi som svarer til den andre frekvens, som reaksjon på kommandosignalene (SW1, SW2, SW3, SW1, SW2, SW3) som utmates av styreanordningen (40, 42), og at antallet av filterkretser (31, 32, 33) omfatter en første filterkrets (32) med en tidskonstant som svarer til den første mellomliggende verdi, en andre filterkrets (33) med en tidskonstant som svarer til den andre mellomliggende verdi, og en tredje filterkrets (31) med en tidskonstant som svarer til den første verdi og den andre verdi.

3. Frekvenssyntetisator ifølge krav 2, KARAKTERISERT VED at den tredje filterkrets (31) er koplet til VCO-oscillatoren (10) og ladningspumpen (15) i en stabil driftsmodustilstand, og omfatter et lavpassfilter.

4. Frekvenssyntetisator ifølge krav 3, KARAKTERISERT VED at filteranordningen (17) videre omfatter en opplad-nings/utladningsanordning (34, 313, 323, 333) for oppladning og utladning av kodensatorer (316, 326, 336) i filterkretser (31, 32, 33) som er frakoplet fra VCO-oscillatoren (10) og ladningspumpen (15), til en spenning som er lik det nevnte styre-spenningssignal som utmates av en filterkrets (31, 32 eller 33) som er tilkoplet til VCO-oscillatoren (10) og ladningspumpen (15).

5. Frekvenssyntetisator ifølge krav 4, KARAKTERISERT VED at oppladnings/utladningsanordningen omfatter en spen-ningsfølger (34) for mottakelse av en spenning fra ladningspumpen (15), og et antall brytere (313, 323, 333) for selektivt å tilkople en utgang av spenningsfølgeren (34) til hver av kondensatorene (316, 326, 336) i filterkretsene (31, 32, 33).

6. Frekvenssyntetisator ifølge krav 5, KARAKTERISERT VED at styreanordningen (40, 42) lagrer informasjon angående den tid som kreves for at styrespenningen skal gå inn i en stabil tilstand for hver av filterkretsene (31, 32, 33), og oppdaterer de nevnte kommandosignaler (SW1, SW2, SW3, SW1, SW2, SW3) ved utløpet av den nevnte tid.

7. Frekvenssyntetisator ifølge krav 1 eller 4, KARAKTERISERT VED at den videre omfatter en fasesynkron detektor (24) for deteksjon av et sammentreff i fase mellom den variable frekvensdeler (12) og ref eransef rekvensdeleren (22), og utmating av et fasesammentreffsignal til styreanordningen (42) for å bringe styreanordningen (42) til å oppdatere kommandosignalene (SW1, SW2, SW3, SW1, SW2, SW3).