NO157038B - En digital to-til-fire trŸds omformerkrets for en telefonabonnentlinje. - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår generelt telefonlinjekretser

og tilhørende kommunikasjonskretser som utgjør grensesnittet mellom analoge og digitale telefonabonnentlinjer og samband på

den ene side og et digitalt koblingsnettverk på den annen side.

En del beslektede søknader bør nevnes i denne forbindelse:

nemlig de norske patentsøknader 813433, 813440, 813437 og 812718. Foreliggende oppfinnelse angår spesielt en digital linjekrets som sørger for automatisk tilpasning av impedansen til linjene eller sambandene som avsluttes med en elektronisk hybridkrets, og angår videre automatisk syntetisering i hybridkretsen av linjens til-pasningsimpedans uten bruk av diskrete komponenter og med et minimalt effektforbruk.

I tidligere kjent teknikk som angår to-til-fire tråds omforming, er problemet som forårsakes av mistilpasning av impedansen ved telefonsentralen mellom abonnentlinjer/sambandslinjer og avslutningsimpedansen til linjen, velkjent. En slik mistilpasning forårsaker dårlige returstrøm/tapskarakteristikker og refleksjoner eller ekkoer som skyldes dårlig drift av to-til-fire tråds hybriden, som for en gunstig drift krever at linjeimpedansen og avslutningsimpedansen begge er like, så vel i fase som i størrelse over hele båndbredden til telefonkanalen. Passive, faste termineringsimpedanser har frem til i dag representert et kompromiss, bortsett fra ved en spesiell frekvens, på grunn av det forhold at slike kompromissimpedanser enten er en serie-

eller parallellkombinasjon av en motstand og en kondensator. En slik enkel impedans resulterer i en dårlig tilpasning for linjeimpedansen. Typisk vil hybridkretsen som utgjør to-til-fire tråds omformeren, avhenge av en relativt nær tilpasning mellom linjen og termineringsimpedansene, og for optimal ytelse kreves en god tilpasning over alle frekvenser som er av interesse for overføringen. Kompensering av denne mistilpasning er blitt

forsøkt i tidligere kjent teknikk ved hjelp av balanserings-kretser eller "building-out" nettverk som utgjør en del av hybridkretsen, og som for en bestemt linje representerer en kundetilpasning for denne spesielle kretsen.

Et ytterligere problem på grunn av impedans-mistilpasning ved fjern-enden av linjen opptrer dersom den enden av linjen er mistilpasset ved termineringen. En uønsket refleksjon eller et ekko returneres til nær-enden. Dersom nær-endeavslutningsimpe-dansen tilsvarer linjeimpedansen og dersom de transhybride tap er null, vil optimal ytelse oppnås for nær-endeutstyret. Fjern-endeekkoet kan også minimaliseres ved hjelp av kjent ekkokanselleringsteknikk.

Slik tidligere kjent ekkokanselleringsteknikk avhenger av en førstehånds kjennskap til det lokalt utsendte signal, og et antatt ikke-korrelert forhold mellom nær-endesignalet som ut-sendes og fjern-endesignalet som mottas.

Under anvendelse av adaptiv kanselleringsteknikk, med eller uten testsignaler, kan den korrelerte del av fjern-enderefleksjonen som forekommer i nær-endesignalet som mottas, her bli regenerert under bruk av en adaptiv kanselleringskrets, og trekkes fra det lokalt mottatte signal.

Betingelser for en god drift av en adaptiv kanselleringskrets må tilfredsstilles. Kanselleringskretsen må ha et adekvat signal/støyforhold for å sikre at kansellerings-signalet konvergerer, og dessuten fordres lineære nettverkskarakteristikker. Tilstrekkelig energi må foreligge over båndet for å tillate korrekte tilbakekoblingsstyringssignaler for justeringer av de digitale filtertapper. Det må ikke forekomme to-veis signaler eller "double-talk" under ekvaliseringsprosessen. Dernest, og særlig viktig, er det at den digitale, lokale sentral som må utgjøre grensesnittet til de analoge abonnentsløyfer, nå må til-føye to to-til-fire tråds omformere for å kunne utgjøre grensesnittet mot disse abonnentsløyfer. Med analoge sentraler var det tidligere ikke noe behov for hybridkretser.

Disse nylig introduserte hybridgrensesnitt kan forårsake nye refleksjoner eller uønskede retursignaler. Tidligere, for analoge velgere, forelå det ingen slike tilleggshybridkretser. Derfor vil en digital sentral, hva presentasjonen av samtalene angår, potensielt være dårligere enn sin analoge forgjenger, dersom det ikke foretas store forbedringer i hybridkretsene.

Problemet med hyling eller "synging" eller mer eksplisitt potensiell ustabilitet i nettverket hva Nyquist-stabilitet angår, skriver seg fra den uønskede tilbakekobling som kommer frå to-til-fire tråds omformingene, og systemet kan følgelig oscillere hvis ikke egnede mottiltak tas. Klassisk vil VNL (Via Net Loss) planen ta hensyn til disse betingelser ved på egnet måte å inn-føre dempningsutstyr gjennom hele nettverket på en regulert måte og spesifisere de transhybride tap for å tilfredsstille enkelte minimalkrav på de steder i nettverket hvor to-til-fire tråds omformingen foretas.

Tidligere ble det, for å komme fram til dempningen som kunne innsettes i de foreliggende nettverk, først og fremst tatt hensyn til de sentraler (eller kretser) som benyttet seg av to-til-fire tråds omformere, nemlig sambandene. For analoge, lokale sentraler som ikke trengte to-til-fire tråds omformere, var ingen tilleggs-dempning tillatt, og de tillatelige tap som kunne innføres var og er bare noen få tiendedeler av en deciBel. Således vil problemet med å konstruere en digital, lokal sentral for å oppnå en ekvivalent analog fremføring i en analog omgivelse, bli forverret av den eksisterende VNL plan. Eksperimentelle resultater viser at tilføyelse av en dempning (på inntil 4 dB) i lokalsentralen for å overvinne dette problemet bare førte til å redusere "tjeneste-graden", dvs. i sammenligning kan telefonbrukere få en dårligere overføring på grunn av den tilføyede dempning.

Automatiske equalizere eller automatiske ekkokansellerings-kretser er i og for seg velkjent for digital datoverføring. Det kan f.eks. vises til US patenter nr. 3579109 og 3984789. Videre er digital adaptiv kansellering beskrevet i US pat. nr. 3633105

og US pat. nr. 3798560 beskriver et adaptivt transversalt system som gjør bruk av et tidsmultiplekst annenordens digitalt filter.

Foreliggende oppfinnelse angår en digital, elektronisk hybridkrets for en abonnentlinjekrets hvor to-til-fire tråds omformingen foretas ved hjelp av en forbedret, syntetisert, automatisk impedanstilpasning mellom telefonabonnentlinjen og en digital sentral. Mer spesielt simuleres en impedans ved inngangen til linjekretsen, uten bruk av diskrete komponenter og slik at den er godt tilpasset abonnentlinjens impedans. Kretsen foretar på digital måte en separering av full-dupleks signalene på en to-tråds transmisjonsvei til et par digitale signaler.

Hovedformålet med foreliggende oppfinnelse er derfor å eliminere de analoge to-til-fire tråds omformere i abonnentlinje-kretsen ved å foreta to-til-firé tråds omformingen digitalt.

Et annet formål med oppfinnelsen er å gjennomføre automatisk linje-impedanstilpasning ved anropsetableringi ved å benytte en elektronisk syntetisert termineringsimpedans i liniekretsen som tilpasser abonnentens linjeimpedans.

Et ytterligere formål er å realisere en abonnentlinjekrets ved LSI teknologi.

Ytterligere et formål er å oppnå en i praksis minimalisert ekko-effekt p.g.a. hybrid- og impedans-mistilpasning ved telefonsentralen.

Ytterligere et formål er å tilveiebringe en automatisk ekvaliseringsfunksjon for telefonabonnenter hvor ekvaliseringen iverk-settes digitalt under bruk av et digitalt filter med programmerbare filterkoeffisienter for å minimalisere feilen mellom filter-inngangen og en referanse.

Endelig er det et formål å oppnå en kort ekvaliseringstid ved å beholde de digitale filtertapp-koeffisienter fra siste anrop som startkoeffisienter for neste, påfølgende anrop.

Alt dette oppnås ved å utforme kretsen i overensstemmelse med de nedenfor fremsatte patentkrav.

For å gi en klarere forståelse av foreliggende oppfinnelse vises til nedenstående detaljerte beskrivelse av utførelses-eksempler, samt til de ledsagende tegninger, hvor:

- Fig. 1 viser en kjent elektronisk hybridkrets.

- Fig. 2 viser en digital linjekrets i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse.

- Fig. 3A viser digital syntetisering av en utgangsadmittans.

- Fig. 3B viser et forenklet blokkskjerna for en impedanstilpasning i en digital hybridkrets.

- Fig. 4 viser en transkonduktans-forsterker.

- Fig. 5 viser en rekursiv, automatisk ekvaliseringskrets.

- Fig. 6 viser et blokkskjema for et generalisert, digitalt filter.

- Fig. 7 viser et blokkskjema for en ekvaliseringskrets.

- Fig. 8 viser et blokkskjema for en generalisert, digital to-til-fire tråds omformer. - Fig. 9 viser et blokkskjema for en foretrukken utførelse av en ekvaliseringskrets i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse. - Fig. 10 viser en første hukommelsesdel til ekvaliseringskretsen i fig. 9. - Fig. 11 viser en annen hukommelsesdel til ekvaliseringskretsen i fig. 9. - Fig. 12 viser et flow-chart "flytdiagram" som angir ekvaliseringskretsens drift. - Fig. 13 viser multiplekseren/distribueringskretsen til foreliggende oppfinnelse. - Fig. 14 viser grensesnittforbindelsene mellom ekvaliseringskretsen i fig. 9 og multiplekser/distribueringskretsen i henhold til foreliggende oppfinnelse.

Fig. 1 viser generelt en tidligere kjent elektronisk hybrid-krets 10 som utfører følgende funksjoner:

I Den tilpasser linjeimpedansen som sees ved dens terminaler

12 og 14 og er vist i fig. 1 som en konsentrert impedans ZT ved 16. II Den minimaliseret det uønskede retursignalet fra transmi-sjonsveien 1 ved å tilveiebringe et kanselleringssignal i trans-misjonsveien 2 slik at ved utgangen fra den mottagende forsterker 18 blir det utsendt signal redusert eller minimalisert.

Driften av hybridkretsen 10 er som følger:

Impedansene Zg ved 20, ZL og Z^, Z^ ved 22 henholdsvis 24, utgjør en brokrets med senderforsterkeren 26 som drivkilde og mottagerens forsterker 18 som nullforsterker. Dersom brokretsen er godt balansert, vil utgangen fra mottagerforsterkeren 18 være null for et hvilket som helst signal som blir overført. Samtidig vil et hvilket som helst signal VTR som fremkommer over a- og b-trådene også opptre ved utgangen av forsterkeren 18. Derfor vil uønskede utsendte retursignaler elimineres, noe som tilveiebringer en to-til-fire tråds omformer funksjon til hybridkretsen. Impedansen som ses fra ZL er Zg i parallell med Z^ ved 28. Dersom Z^ er meget større enn Zg, vil transmisjonslinjen se Zg som en linjeav-slutningsimpedans. I praksis blir Zg fastsatt ved en bestemt innstilt verdi, som typisk kan være 900 ohm i serie med 2,2 micro-Farad, og Z3 og Z4 varieres eller velges slik at man oppnår en egnet balanse, og derved minimaliseres det uønskede retursignalet. Ulempene med denne kretsen er som følger: I Da Z„ ikke er lik ZT for alle transmisjonslinjer,•vil returtapene til kretsen bli som definert av:

er ikke uendelig, noe som er optimalverdien for å minimalisere refleksjonene fra signalene som ankommer fra fjern-enden.

II Z^ og Z^ må velges på kompromissbasis for at den samme kretsen 10 skal kunne betjene ulike linjer, eller Z^ og Z^ må velges manuelt eller automatisk av et egnet sett av styringssignaler som aktiviserer et analogt koblingsnettverk som an-bringer egnede verdier av Z^ og Z^ i kretsen, som følge av en styringsprosess.

III Hovedmengden av impedanser som er vist i kretsen i fig. 1 er komplekse impedanser og krever således både resistive og kapa-sitive elementer.

IV Kretsen i fig. 1 er hovedsakelig analog av natur og lar seg ikke produsere med lave kostnader, små effekter, høy tetthet under bruk av digital LSI teknikk.

V Kretsen i fig. 1 krever store kostnader, stabile presisjons-komponenter for å gi en pålitelig bruk under hele levetiden til utstyret.

VI Inngangs/utgangsklemmene på 4-tråds siden til kretsen i

fig. 1 er fra dekoder/koderkretser i kodeken som benyttes i et digitalt koblingssystem. Således må linjekretsen i en digital sentral, for å funksjonere korrekt, omfatte en separat kodek-krets og hybrid-krets i tillegg til de normale kodek-filtrene.

Fig. 2 viser generelt et blokkskjema 100 for en digital linjekrets i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse, hvor den digitale to-til-fire tråds hybridfunksjon utføres samtidig som man eliminerer bruken av de tidligere påkrevede diskrete analoge komponenter. Kretsen 100 gir også en automatisk digital syntese av linjetermineringsimpedansen for en vilkårlig transmi-sjonslinjekarakteristikk, og eliminerer derved den tidligere

benyttede analoge kretsoppbygning. Disse trekkene gjør det mulig ved hjelp av en LSI-implementering å frembringe hele den elektro-niske hybridkrets og impedansetilpasningsfunksjonene som deler av en fullstendig kodek-funksjon, og gjør det dermed mulig å anbringe alle disse funksjoner på én eneste LSI-chip uten utstrakt analog ekstern balansering eller justering. Dette resulterer i en billig, høyeffektiv, og svært pålitelig telekommunikasjons-linjekrets med stor komponenttetthet. Teknikken som denne kretsen er basert på, vil nå bli forklart.

Det vises igjen til fig. 1. Hvis impedansen Zg kunne bli laget eksakt lik impedansen ZT over det området av transmisjons-frekvenser som impedansen er tenkt benyttet for, kunne impedansene Z^ og Z4 bli laget av like, resistive elementer, noe som ville resultere i eliminering av retursignaler , og tilveiebringelse av en nøyaktig impedanstilpasning, for derved å maksimalisere returtapene som beskrevet ovenfor. Kretsen i fig. 2 oppnår dette ved å gjøre bruk av digital filtrering og tilbakekoblingsteknikker uten bruk av de hittil benyttede analoge komponenter. Det vises nå til fig. 2, hvor impedansen som man ser når man ser inn mot a-og b-trådenes klemmer 102 og 104, blir utformet slik at den skal være tilpasset linjeimpedansen.

Linjetermineringsimpedansen Zg, som er beskrevet under henvisning til fig. 1, syntetiseres digitalt av den digitale sløyfen i kretsen 100 som dannes når koblingsutstyret 106 betjenes og tilveiebringer tilbakekobling fra koderveien 108 til dekoderveien 110 over linjen 1<2 .

Fig. 3B illustrerer et forenklet blokkskjema i en slik digital syntetiseringskrets. Transkonduktans- eller g-forsterkeren 200 er et utstyr som omformer en inngangsspenning V til en utgangsstrøm ~^ x- Den har en uendelig stor utgangsimpedans eller null utgangsadmittans. Denne type av krets er velkjent i tidligere kjent teknikk. I sin enkleste form kan den tilsvare en pentode eller en felteffekttransistor (FET), i hvilken anode-eller slvM. strømmene er proporsjonale med gitter- henholdsvis

«jct^e J%\ u, iC-spenningene. I foreliggende utførelse er kretsen som er vist i fig. 4 ved 200, et eksempel hvorved en høy, åpen sløyfe-forsterkning i operasjonsforsterkeren (forsterkning = 10^) benyttes med en motstand hvis konduktans eller ledningsevne er g S.

Forsterkeren 200 er i praksis den normale utgangsforsterker til dekoderen 114 og representerer ikke en tilføyet komponent. Når den er vist som en separat funksjon, er det bare av hensyn til forståelsen. Dekoderen 114 er en krets som omformer et digitalt signal til en analog spenning, og denne funksjonen kan utføres av velkjent utstyr i form av digital/analog-omformere. H-filteret er et digitalt filter med programmerbare koeffisienter som kan realiseres v.hj.a. kjent teknikk på området digital filtrering, som forklart nedenfor. Foran H-filteret 116 er det anbragt et digitalt, adderende knutepunkt 118, som vist i fig. 3B. Funksjonen til prefilteret 120 er å begrense båndbredden til inngangssignalet til dekoderen 114 slik at det ligger innenfor det interessante området, dvs. under samplingshastigheten til koderen 122 for å unngå spektral folding og for å optimalisere signal/støykarakteristikkene til koderen 122. Prefilteret 120 kan omfatte et enkelt to-polet pa,ssivt lavpassfilter, da det er av analog natur.

Koderen 122 er fortrinnsvis en sigma-delta type som beskrevet av Candy m.fl. Koderens utgangsfilter 125 utfører funksjonen med båndbreddebegrensning, desimering og fremskaffer en total lavpass, flat respons sammen med prefilteret 120, slik at den sammensatte eller felles forsterkning er lik én i det interessante frekvens-bånd, og avtar monotont utenfor dette båndet. Med systemet som er definert på denne måten kan det vises at responsen og utgangsadmittansen ved punktene som er indikert på fig. 3B er:

og utgangsadmittansen som omfatter batterimatningen ved 125, prefilteret 120 samt linjebelastninger kan fremstilles som: I fig. 3A er digital syntetisering av en utgangsadmittans vist ved et forenklet og generalisert koblingsskjema som kan benyttes for tallrike anvendelser hvor det er ønskelig å foreta en digital syntetisering av en spesiell utgangsadmittans. Her benyttes A/D og D/A omformere istedenfor spesialiserte telefon-omformere av typen A/D og D/A og som kodere/dekodere. Funksjonene til A/D prefilteret250 er å begrense båndbredden til inngangssignalet V\ på linjen 252 for å hindre spektral folding på grunn av underprøvetakning. Etter analog til digital omforming ved A/D omformeren 252, vil A/D postfilteret 254 fullstendiggjøre omformingen slik at det oppstår en total lavpasskarakteristikk med en forsterkning på én for A/D veien 256. Forsterkeren g 200 og det digitale H-filteret 116 er beskrevet et annet sted i beskrivelsen. Prefilteret D/A 258 sørger for å sikre at D/A veien 260 får en forsterkerkning lik gH. Det digitalt/analoge postfilteret 262 eliminerer eller reduserer til et minimum effektene til D/A kvanti—^eringsprosessen som finner sted i D/A omformeren 264. Kvanti--rseringsef f ekter er definert som den støyen som skyldes D/A feilen i tilnærmingen av et kontinuerlig analogt utgangssignal.

For det tilfelle at prefilter- og batterimatingsimpedansene (admittansene) er store (små) i forhold til linjeimpedansen

(admittansen), kan de bli neglisjert. Normalt er konstruksjonen slik at batterimatningsimpedansen har denne karakteristikken for å forhindre signaltap og kobling av uønskede signaler inn i kodeken. Prefilteret kan også være konstruert slik at det får denne karakteristikken ved at det benyttes en høy seriemotstand eller en høy inngangsimpedans til grindinngangen til en felteffekttransistor (FET).

Under disse forhold vil Y^• = YL og utgangsadmittansen er

Dersom gH settes lik YT, vil:

Li

og utgangs impedansen til kretsen svarer til linjeimpedansen.

På tilsvarende måte vil det forsinkede utsendte signal V. dempet med - h fremkomm• e ved det summerende knutepunkt 273 0 i fig. 3B. Dersom det digitale F-filter 272 fremviser en dempning på h og en absolutt forsinkelse som tilsvarer rundturforsinkelsen fra inngangen til H-filteret 116til utgangen fra koderens postfilter 125, vil utgangsfilteret 272 kansellere det uønskede returnerte oversendte signal V\n ved utgangen fra det adderende knutepunkt 270, noe som resulterer i en utgangsspenning VQ som ikke inneholder noen del av det overførte signal, V^n. Implemen-teringen av F-filteret 272 blir under disse forhold forenklet, da det kan bestå av et enkelt forsinkelseselement av skiftregister-typen. Dempningen på % gjennomføres ved å skifte den binære verdien av spenningen V^n én plass til høyre og runde av.

For en mer generell anvendelse av denne teknikken, hvor admittansene av prefilter- og batterimatningstypen ikke er neg-lisjerbare, men er kjente, kan gH endres slik at man eliminerer belastningseffektene av admittansene på linjen, dvs.: hvor Yxtilsvarer deres kombinerte admittans. Under disse forhold forandres sløyfeforsterkningen (gjennom koder og dekoder-veiene 108 og henholdsvis 110) til:

og netto admittansen som ses fra linjen ved terminalene 102 og 103 forblir lik Y^. Virkningen av det andre leddet på høyre side i ligning 7 representererer virkningen av modifikasjonen til H-

filteret 116 for å kompensere for Y . Dette resultererer i at F-filter 272 blir modifisert slik at:

for å kansellere det uønskede utsendte signal returnert til mottagerens utgang ved v .

Med prøvetakningsdata i Z transformeringsnotasjon, har det digitale H-filter følgende form:

hvor Z er en forsinkelsesoperator, K'ene er programmerbare koeffisienter og N og D henholdsvis representerer teller- og nevner-polynomer. Filteret har sine poler og nullpunkter begrenset til området omkring enhetssirkelen i Z-planet.

Når dette som fremkommer ovenfor sammenholdes med den synte-tiserte YT, så fås at YT er ekvivalent med en hvilken som helst kombinasjon av motstander, kondensatorer og induktanser så lenge det ikke foreligger mer enn to ikke-resistive elementer. Denne restriksjonen er ikke avhengig av teknikken som er benyttet. Den er valgt for å forenkle formen på H-filteret 116 når det skal realiseres som en storskalaintegrert krets (LSI) i hardware, og for å oppnå et enkelt rekursivt, digitalt filter med fem koeffisienter. I tillegg representerer en begrensning av antall elementer som utgjør Y_ som beskrevet ovenfor, en god praktisk tilnærmelse til funksjonen. For anvendelser utenom telefoni-linjekretser, kan definisjonen av H-filteret 116 bli utvidet i overensstemmelse med hvor kompliserte de admittanser som inngår i filteret er, basert på teknikkene som er beskrevet ovenfor.

F.eks. kan filteret, hvis Yx har en. ikke-resistiv komponent, gH, som tilsvarer YT J-t - Y x. bli konstruert slik at det har tredje ordens polynomer i teller og nevner. Dette vil medføre at YL,

når den syntetiseres for å tilfredsstille de tidligere betingelser, ikke får mer enn to ikke-resistive elementer.

Under henvisning til fig. 5 vil nå den rekursive, auto-ekvaliseringskrets 130 bli beskrevet. Behovet for å etablere koeffisientene til H-filteret 116 slik at gH blir lik Y_ (eller YL~YXJ tilfredsstilles ved ekvaliseringsfunksjonen 130. Ekvali-seringssystemet 130, under styring av vedlikeholdssystemet, kontrollerer rutinemessig at de digitale filterkoeffisientene er korrekte i tillegg til at den etablerer dem i begynnelsesfasen. Ekvaliseringskretsen arbeider på en "off-line" måte (ingen brukeranrop er under bearbeidelse) og kan bli tidsdelt mellom N linjer. Så snart filterkoeffisientene er etablert, trenger man bare å kontrollere disse koeffisienter periodisk, under styring av vedlikeholdssystemet, da enhver gitt telefonlinjekarakteri-stikk vanligvis ikke varierer fra dag til dag. Dette tillater at ekvaliseringskretsen kan tidsdeles mellom flere linjekretser, og derved kan dens kostnader effektivt amortiseres over flere linjer. Fig. 5 illustrerer tilstandene under hvilke den rekursive ekvaliseringskrets i henhold til foreliggende oppfinnelse arbeider. Velgerne 106 og 107 i fig. 2 kobler, når de er åpne, ut F-filteret 272 og tilbakekoblingen på linjen 112 fra kodeveien 108. H-filteret 116 settes opp slik at det er i en passeringsmodus. (H-filteret blir effektivt kortsluttet over inngangs/utgangsklemmene, dvs.

gH = 1).

Fig. 2 beskrives som følger:

Kodeveien 108 omfatter prefilteret 133 til koderen, en sigma/delta-koder 135 samt et desimerende lavpassfilter 137. Utgangen fra filteret 137 og utgangen fra F-filteret 272 summeres ved det summerende knutepunkt 139 for å utlede den midlertidige mottagningsutgang på linjen 141 som filtreres ved mottagerens audiofilter 143. Utgangen fra filteret 143 er et 4-tråds mot-tagersignal fra dens linjekrets på linjen 145. Det 4-tråds sendersignalet på linjen 147 filtreres av senderaudiofilteret 149. Utgangen fra filteret 149, den midlertidige senderinngang, kobles til H-filteret 116 over det summerende knutepunkt 151 mens det midlertidige sendersignal summeres med tilbakekoblingen på linjen 112 når bryteren 106 er lukket, under styring av multi-plekseren/fordelingskretsen 130. Før dekoding finner sted ved dekoderen 114, filtreres det allerede filtrerte transiente signal av et interpolerende filter 153. Programmerbare signalgenerator-kretser 155 er vist for å fullstendiggjøre kretsen, og det gjøres henvisninger til US pat. nr. 4.161.633 for å få nærmere detaljer til kretsen 155. Kretsen 130 omfatter utstyr for å fordele styringskoeffisientene for 1 ... N linjekretser, generelt vist ved 157, og disse omfatter en digital audio-ekvaliseringskrets 159 og en digital referansegenerator 161. Kretsen 130 (eller 157) omtales nedenfor som MULtiplekser/DIStribusjonskrets og dette er forkortet til MULDIS.

Et telefonapparat ved abonnentsiden til linjen forandrer tilstand ved at gaffelbryteren betjenes under en vedlikeholds-rutine. Ved det mellomliggende sender-inngangspunktet tilfører en referansegenerator 161 et referansesignal med uniforme (ekva-liserte) energikomponenter i frekvensbåndet til den normale drift av utstyret og 0 energi utenfor dette båndet. Utgangssignalet O(Z) vil være korrekt når, under henvisning til fig. 5,

Leddet Z kompenserer for den kjente, absolutte prøve-takningsforsinkelse gjennom sløyfen. Under disse betingelser:

som er det ønskede resultat og de resulterende rekursive filterkoeffisienter KQ, K^, K^ K^ er blitt korrekt etablert og kan lades inn i H-filter 116 for normal drift. Ved ekvaliseringskretsens 130 start blir det i H-filteret 116 lest inn prøve-koeffisienter eller de siste, forutgående koeffisientverdier, noe som tillater at ekvaliseringskretsen konvergerer hurtig. Ekvaliseringskretsen løser på effektiv måte et sett samtidige partielle differansialligninger som miniserer det midlere kvadrat av G mellom R nT-LT og 0(nT) som en funksjon av koeffisienten K^. Dette blir representert som:

ifølge den godkjente teori, som f.eks. Lucky & Rudin har lansert i Bell System Technical Journal, Nov. 1967 og Weiner - Time Series Analysis - MIT Press publisert 1964, Appendix B.

Utgangsverdiene PQ(nT), P^(nT), osv. representerer de par-tiellderiverte til 0(nT) med hensyn på filterkoeffisientene. Disse utgangene vil, når de kryssmultipliseres med E(nT), summeres og periodevis blir splittet opp eller "sliced" av en oppsplittings krets eller "slicer", som avkorter og runder av summeringsleddet og gir de C k utganger som tillater at polynomene N(Z 1) og D(Z-1) blir oppdatert med nye koeffisienter ifølge ligningen: Kk ny = Kk9ammel ~ CkA Ligning 14 hvor A er en inkrementeringsverdi eller en faktor for trinnvis justering. Denne oppsplittingsteknikk og utstyr for å realisere løsningen av ligning 14 er kjent i autoekvaliseringsfeltet for ikke-rekursive strukturer. Kretsene i fig. 5 innfører imidlertid på en unik måte en automatisk ekvaliseringsfunksjon for en rekursiv ekva1iseringsstruktur. Kretsen i fig. 5 tilveiebringer de P^ ledd som tas i beregning ved samvirke mellom koeffisientene K^, som hittil er blitt betraktet som en av de begrensende faktorer i rekursive ekvaliseringsstrukturer. Dette kan være en av grunnene til at ikke-fekursive ekvaliseringsstrukturer er blitt fremhersk-ende i tidligere kjent teknikk, nemlig den iboende enkelhet ved å oppnå de partielle funksjoner til autoekvaliseringskretser som arbeider etter midlere kvadratfeilkriterium. Slike ikke-rekursive strukturer av tidligere kjent teknikk krever 30-60 komplekse koeffisienter, mens en rekursiv struktur ifølge- foreliggende oppfinnelse bare krever 5 koeffisienter og følgelig fører til en reduksjon i kretsens kompleksitet og en tilsvarende reduksjon i den nødvendige hardware som kreves for å utføre kretsen i praksis. Fra blokkdiagrammet i fig. 5, som viser den rekursive ekvaliseringskrets drift, er det blitt bestemt at de ligninger som involveres er:

Når de foregående oppsatte ligninger brukes på en gjentatt måte, vil H-filter 116 koeffisientene bli kontinuerlig oppdatert til et punkt hvor verdien av C, er neglisjerbar sammenlignet med verdier av 6k's:

Verdien for 6^ er avhengig av støy og andre faktorer og fastlegges på forhånd på empirisk måte. Når kriteriet for ligning 24 tilfredsstilles, har ekvaliseringskretsen fullstendiggjort sin oppgave og kan overlates til bruk for en annen linje.

Verdiene som fås på koeffisientene K, blir lest inn i H-filteret. For det tilfelle at vx=0, blir filteroverførings-karakteristikken for filteret F ganske enkelt lik \ og en absolutt forsinkning som tilsvarer en runde gjennom alle prøvetakningsfor-sinkelser i de digitale filtrene Z i samplet datanotasjon.

For det tilfelle at Yx5^0, vil ekvaliseringsprosessen gi:

For å få den ønskede verdien for gH må den kjente størrelsen Yv multiplisert med to, trekkes fra:

I dette tilfelle må antallet partielle funksjoner P, økes for å tilveiebringe tredjeordens polynomer for N(Z - 1) og D(Z -1) for å frembringe en førsteordens admittans av polynomtypen for Yx(Z). F-filteret 272 blir under disse tilstander:

Denne verdien for F-filter 272 kan beregnes i vedlikeholdssystemet fra ekvaliseringsresultater oppnådd fra bestemmelsen av gH og den kjente verdien på Yx. Alternativt kan ekvaliseringskretsen benyttes til å fastlegge verdien av F direkte. Denne operasjonen utføres som følger: Koeffisienten for H-filteret 116 blir lest inn, bryteren 106 i tilbakekoblingsveien 112 i fig. 2 lukkes av et bryterstyrende signal fra MULDIS kretsen 157, bryteren 102 som innkobler F-filteret veien åpnes, og ekvaliseringsprosessen 130 gjennomløpes. Denne sekvensen av operasjoner vil føre til: og således:

De foregående beregninger frembringer koeffisienter for et rekursivt filter av samme, type som H-filter 116 med tredjeordens polynomer for N(Z. *) og D(Z , for en Yx av førsteordens poly-nomtype. Den virkelige kretsrealiseringen av H- og F-filtrene kan gjennomføres ye$ bruk av tidligere kjent teknikk.

Fig. 6 viser på generalisert måte H- og F-filtrene 116 og 272 for beregning■;ay, polynomene N(Z og D(Z ^) , hvilke polynomer er av orden k/2 ifølge ligning 30.

Koeffisienter; og data lagres i en halvlederoppbygget RAM-hukommelse som er; organisert i nedadrykkende spalter 300 og 302 og resirkulerende- spalter 304 og 306 for å forenkle fremhenting og lagring av informasjon. Ved hvert prøvetakningstidspunkt T blir datautgangér fifa RAM-hukommel se spaltene 300 - 306 matet til en multiplikator/adddsjonskrets 308 som beregner den nødvendige utgang Yn på linjen 310 ved i rekkefølge å multiplisere og akkumulere resultatene ifølge ligning 31.

Det første leddet som beregnes er KQXn med bryterne S1 (ved 312) og S2 (ved 314) i stilling 1. S1 plasseres deretter i posisjon 3, og x-ieddene blir beregnet. Etter den operasjonen blir og S2 plassert i posisjonen 2 og y-leddene beregnes. Således blir k+1 multiplikasjon/addisjons-operasjonene utført. Dette kan enkelt oppnås innen en prøvetakningsperiode ved å dele den samme hukommelse og multiplikator 308 samt akkumulator 316 mellom både H- og F-filtrene. Således blir for H- og F-filtre med seks koeffisienter, K=6, 14 multiplikasjon/addisjons-operasjoner involvert, noe som tillater at omtrent ett mikrosekund benyttes for hver slik operasjon, og en samplings- eller prøve-takningsperiode T på 14 mikrosekunder kan bli tildelt. Høyere ordens polynomer kan bli benyttet ved å addere parallelt i aritme-tikken og hukommelsesoperasjonene. Andre former for rekursive filtre er mulig, og filterstrukturen som er vist i fig. 6 er bare ment som et eksempel.

Ifølge foreliggende oppfinnelse kan ulike realiseringer av ekvaliseringsstrukturen oppnås. En foretrukken utførelse gjør bruk av halvledende RAM-kretser, en aritmetisk enhet og styringslogikk for å danne en digital signalprosessor som gjennomfører prinsippene som er satt fram i ligningene foran. Videre kan, skjønt midlere kvadratfeil (MSE) algoritmen er blitt illustrert i det foregående som basis for ekvaliseringsoperasjonen, også andre algoritmer benyttes for å fastlegge koeffisientene til H- og F-filtrene. F.eks. er algoritmen som er beskrevet, basert på fast-leggelse av verdier av C^ over en periode på flere prøvetakninger lik NT. Hver gang koeffisientene C k blir beregnet blir koeffisientene Kk oppdatert for hver N prøvetakning, slik at

og den nye verdien på koeffisientene blir beregnet basert på gradientvektorkomponentene C. i ligning 33:

Ved å forenkle beregningen for C, ved å innføre tilnærmingen:

kan koeffisientene K^ oppdateres ved hvert prøvetakningstidspunkt T, noe som tillater en hurtigere konvergens mot de endelige verdier og reduserer mengden av hardware som er påkrevet i utstyret. Denne algoritmen er en forenkling som foretar en til-nærmet beregning av minimum midlere kvadratfeil i et rekursivt filter og er fordelaktiv særlig når det legges stor vekt på hurtig konvergens og redusert mengde av maskinvare.

De digitale filtre som benyttes for å utvikle de partielle utganger P^ kan realiseres på lignende måte for F- og H-filtrene.

Det vises nå til fig. 9 som fremstiller et blokkdiagram for en spesiell utførelse av ekvaliseringskretsen 159. En tidsdelt, aritmetisk logisk enhet ALU 500 foretar i en sekvensiell orden aritmetiske og logiske operasjoner på informasjoner som er lagret i ekvaliseringskretsens hukommelse 502 under styring av styrings-logikksignaler fra styringslogikken 504, hvilke styringslogikk-signaler blir synkronisert ved hjelp av styringslogikk-klokken 506. Styringsklokken 506 har en frekvens som i sin tur er synkronisert med dataprøvetakningsklokkesignalet, og er et multiplum av dette. De første og andre RAM-hukommelser 508 og 510, som sammen omfatter ekvaliseringshukommelsen 502, blir styrt av en serie av styringsord som er slik at hvert av disse styringsord også styrer driften av den aritmetiske logikkenhet 500.

Ytre styringsord på linjen 512 blir forskjøvet i skiftregisteret 514 for å styre de logiske porter 515 for å frembringe styringsord på linjen 516 under styring av styringslogikk 504. Konstanter kan leses inn i hukommelsen 502 under ekstern styring, og hukommelsesinnholdet kan undersøkes eksternt på samme måte som ekvaliseringsprosessen kan påbegynnes eksternt. En logisk signal-utgang EC blir tilveiebragt når ekvaliseringen er fullført. Fig. 10 viser organiseringen av den første hukommelsen 508, som omfatter fire adressesteder av "push-down-typen", nemlig 520, 522, 524 og 526, og av disse er funksjonelle detaljer bare vist for adressested 520. Adressestedene 522, 524 og 526 funksjonerer på samme måte som hukommelsesadressen 520. Hver enkelt av "push-down" hukommelsesadresser 520 - 526 funksjonerer slik at hvert nytt inngangsord på hukommelsesbuss 528 og linjen 530 erstatter det senest forutgående ord i adressestedet mens det siste (nederste) ordet i adressestedet blir ført ut fra spalten. Dette er en såkalt først inn - sist ut operasjon, nedenfor benevnet som FILO (First In Last Out). Hver dataadresse i hver spalte kan nås direkte eller kan leses. Registerspalte 520 lagrer ordene A(n), A(n-l)... spalten 522 lagrer Po(n), Po(n-l)..., spalten 524 lagrer Pl(n), Pl(n-l)..., spalten 526 lagrer P3(n), P3(n-1) . Dekoderen 532 dekoder styringsordene på linjen 516, fra hvilke de individuelle styringssignaler til hver spalte skriver seg. Utgangen fra hver leseoperasjon lagres i hukommelsesregisteret 534, og denne utgangen opptrer som en inngang til den aritmetiske logikkenhet 500. Fig. 11 illustrerer organiseringen av den andre hukommelsen 510, som omfatter hukommelsesdeler 540, 542, 544 og 546. Hukommelsesseksjonen 540 lagrer konstantene K^, som omfatter KQ til K^. Hukommelsesseksjonen 542 lagrer dataord SK, som omfatter SQ til S4. Hukommelsesseks jonen 544 lagrer dataordene R(n) fira referansegeneratoren 161 som blir trinnvis flyttet inn via skiftregisteret 548. Hukommelsesseksjonen 546 lagrer E/n. Alle innganger til alle hukommelsesseksjoner kan bli lest inn separat til hver sin hukommelse eller kan bli lest ut av egnede styringsord som blir dekodet av dekoderen 550. Et hvilket som helst adressert dataord i en hvilken som helst av hukommelsesseksjonene 540 - 546 forårsaker at det adresserte ordet blir koblet til hukommelsesregisteret 552 via portstyringslogikk 554. Hukommelsesseksjonen 544 er organisert som en nedlesbar hukommelsesspalte, hvor et vilkårlig lagret dataord R(n), R(n-l) ... R(n-l) kan bli direkte adressert. Den aritmetiske logiske enhet 500 (fig. 9) har, som innganger til seg, utgangene fra registrene 534 (også fig. 10) og 552 (også fig. 11) fra hukommel sene 508, henholdsvis 510. Kretsen ALU 500 utfører sin aritmetiske beregning på disse innganger, hvoretter prosesseringen foretas, og resultatene anbringes i akkumulatorene 556 (fig. 9). Disse resultater blir deretter styrt ut for lagring i hukommelsen av styringslogikken 504.

De aktuelle aritmetiske og logiske operasjoner som utføres av kretsen ALU 500 vil nå bli oppregnet summarisert.

For å Implementere multiplikasjonsfunksjonen blir innholdene i hukommelsesregistrene 534 og 552 multiplisert og lagret i akkumulatoren 556. For å implementere multipliserings/addisjons-funksjonen blir innholdene i hukommelsesregistrene 534 og 552 multiplisert, og resultatet adderes til innholdet i akkumulatoren 556.

For å gjennomføre substraksjons/addisjons-funksjonen blir innholdene i ett eller begge registrene 534 og 552, og med riktige fortegnsforandringer under styring av en feltkode, addert til innholdene i akkumulator 556.

For å gjennomføre økningsoperasjonen eller minskningsopera-sjonen (henholdsvis increment, decrement), blir innholdene ved den spesielle adresse i hukommelsen øket eller minsket dersom fortegnet til akkumulatoren ved 560 henholdsvis er negativt eller positivt, også ifølge feltkoden.

For å gjennomføre "kompiimentering av akkumulatoren dersom den er negativ" funksjonen, blir fortegnet til innholdet i akkumulatoren forandret til + når det er negativt.

For å implementere "null akkumulering" funksjonen, blir den nummeriske verdien 0 lagret i akkumulatoren.

For å implementere igangsettingsfunksjonen som tillater ekstern innlesning av konstanter dersom et eksternt skrivesty-ringssignal foreligger, blir akkumulatoren klargjort og akkumu-latorflaggene ved 562 blir innsatt på ny.

Styringsordstrukturen fra styringslogikken 504, som innføres over linjen 514 til hukommelsene 534 og 552, består f.eks. av et 6-bits hukommelsesfelt Ml, et 7-bits hukommelsesfelt M2 og et 5-bits ALU 500 felt. Hvert styringsord inneholder da 18-bits. Det som er sagt foran er vist i oppstillingen nedenfor.

Under henvisning til fig. 12 er det beskrevet et flytskjema for ekvaliseringsoperasjonen. Rekkefølgen er som følger:

I J U J v Trinn 1 Igangsettelse

Betinget av et eksternt startsignal på linjen 570 tilbake-stilles et ekvalisering-fullført (EC flagg) signal på linjen 572 og hukommelsesstedene, akkumulatoren 556 og de tilhørende re-gistre null-stilles eller tømmes. Dersom et eksternt skrivesignal foreligger på linjen 574, tillater styringslogikken 504 at de første koeffisienter Kk og Sk leses eksternt inn via skiftregisteret 576. Når intet eksternt skrivesignal foreligger, blir de internt lagrede verdier av koeffisientene Kk samt Sk frembragt over styringslogikken 504.

Trinn 2 Beregning av Po( n)

Verdiene A(n), R(n) fås eksternt ved prøvetakningstids-punktene nT. Verdiene R(n) og A(n) forskyves til sine respektive hukommelser 520 henholdsvis 548, A(h-2) og K2 hentes inn i hukommelseregister 534 i hukommelse 1, henholdsvis i hukommelseregister 552 i hukommelse 2. Deres produkt beregnes av den aritmetiske enhet ALU 500 og anbringes i akkumulatoren 556. På lignende måte beregnes deretter A(n-l) • K, og adderes til innholdene i akkumulatoren 556. På lignende måte blir deretter A(n) addert til innholdene i akkumulatoren. Produktleddene som er tilforordnet tilbakekoblingsleddene Po subtraheres fra akkumulatoren i overensstemmelse med ligningen

N(z~^")

Denne operasjonen tilsvarer funksjonen — _. som vist i D(z -1)

fig. 5. Resulterende ledd Po(n) forskyves inn i Po hukommelsen 522,

Trinn 3 Beregning av (n)

Leddet P^(n) tilsvarer utgangen fra -Ko z "Vd (z filteret illustrert i fig. 5 blir beregnet på en lignende måte ifølge denne ligningen:

og resultatet av denne beregning forskyves inn på P^ hukommelsesspalten 526.

Trinn 4 Beregning av P^(n)

På lignende måte beregnes P^(n) og forskyves inn på plassen P^ i hukommelsesspalten ifølge følgende ligning:

-1 -1

som tilsvarer filterfunksjonen til Ko z /D (z ) illustrert i fig. 5.

Trinn 5 Beregning av E( n)

Feilleddet beregnes ifølge:

E(n) bevares, dvs. den lagres fortsatt på sin forutbestemte adresse. Denne operasjonen tilsvarer summeringsknutepunktfunksjonen som er vist i fig. 5.

Trinnene 6 & 7 Beregning av Ck- og Oppdatering av Kk- leddene Leddene Ck blir beregnet basert på den forenklede tilnærmingen som er beskrevet ovenfor. Operasjonen omfatter en incrementering eller decrementering av Kk basert på tegnet til gra-dientvektoruttrykket C^, dvs.:

incrementering av K, dersom fortegnet er negativt

decrementering av Kk dersom fortegnet er positivt Trinnene 8, 9 og 10 Testing for komplett ekvalisering Absoluttverdien til Ck beregnes ved å forandre fortegnet til Ck dersom det er negativt. Den tilsvarende verdi til 6k subtraheres fra absoluttverdien til C.k. Dersom resultatet i denne akkumuleringen er positiv, vil testflagget innstilles på = 1. Dersom det er negativt, vil testflagg-flip-flopen forbli ufor-andret, dvs.

|Ck| - 5k = + INNSTILLING AV TESTFLAGG (TF)

= - INGEN FORANDRING AV TESTFLAGG

Dette trinnet utføres for hvert gradientvektorledd Ck, dvs. leddene Cq til C^. Ved slutten av denne prosedyren undersøkes testflaggene. Dersom testflagget = 0, noe som indikerer at ingen Ck-ledd overskred den tilsvarende verdi til 6k, så er ekvaliseringen komplett. Imidlertid vil, dersom testflagget = 1, noe som indikerer at én eller flere verdier av |ck| overskred den tilsvarende verdi for 6^, og dermed at ekvaliseringen ikke var komplett, syklusen måtte gjentas. Styringslogikken 504 vil returnere til trinn 2 for å påvente neste prøvetakningssignal ved intervall

T. Når testflagget = 0, blir signalet: "ekvaliseringen komplett"

(ECI ført til utgangen for ekstern gjenkjenning, og prosedyren avsluttes med at det eksterne systemet tillates å lese verdiene på koeffisientene KQ - K4 fra hukommelsen for eksternt bruk. Ekvaliseringskretsen kan også på nytt, ved dette punkt i beregningen, bli tildelt en annen linje.

Betraktes forholdene fra et slikt synspunkt at beregningstiden blir viktig, må ekvaliseringskretsen fullstendiggjøre trinnene 2 til 9 på en tid som er mindre enn eller er lik prøvetakningstiden T. For en prøvetakningstid T som tilsvarer en konvensjonell prøvetakning av talesignaler i telefoni, er 125 mikrosekunder et adekvat tidsrom, og det tilsvarer en prøvetakningsfrekvens på 4 KHz.

Baserer man seg på et maksimum av 50 styrte ord som skal gjennomløpes i løpet av trinnene 2 til 9, må hvert styringsord utføres i løpet av omtrent to mikrosekunder. For det mest ugun-stige tilfelle består styringsordet av fremhenting av to ord fra hukommelsen 508 og 510, multiplisere disse sammen og addere dem til ACC, og kravene til utførelse kan oppsummeres som følgende:

Betydningen av disse krav er at man må satse på parallell drift av register-til-register overføring samt aritmetiske operasjoner. For 13-bits aritmetikk, som tilfredsstiller kravene fra de fleste offentlige televerk, kan dette oppnås ved utførelser i dagens LSI teknologi, når man benytter ekvaliseringskretsens struktur i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse slik den er presentert i de nedenforstående krav.

Dagens eksisterende lagervarer av mikrocomputere for generelle anvendelser av 8- til 16-bits modellene vil ikke være i stand til å tilfredsstille de ovennevnte krav under bruk av standard programmeringsteknikk. De nye trekkene som ovenfor er beskrevet for den foreliggende ekvaliseringskrets' struktur gjør det mulig å tilfredsstille disse krav.

En kort rekapitulering av de nye ekvaliseringskretstrekkene omfatter bl.a.:

(1) Multiple hukommelser som kan adresseres samtidig,

(2) Spesiell hukommelsesorganisasjon som forenkler operasjonen som kreves ("push-down Stacks" som er direkte adresserbare), (3) Parallell multipliserings/addisjons-aritmetikk, (4) Mikrokodede styringsord med samtidig styring av hukommelsene og den aritmetiske logiske enhet,

(5) Styringsord direkte relatert til den spesielle operasjon som kreves, f.eks. MULTIPLISER/ADDER,.FULLSTENDIGE ACC

DERSOM NEGATIV, INCREMENT, DECREMENT..

En alternativ utførelse av ekvaliseringskretsen som er beskrevet ovenfor er gjennomførbar ved å anvende én signalprosessor for generelle formål med spesiell aritmetikk og hukommel-seprosesserende muligheter. Et forenklet blokkskjema for en slik prosessor for generelt bruk er vist i fig. 7.

Kretsene som er beskrevet er alle utført i digital LSI. Ved tilføyelse av negative og positive tilbakekoblingssløyfer samt F-og H-filtre, og ved å ersatte standard dekoderutgangsforsterkeren med transkonduktansforsterkeren, er det mulig å anbringe en komplett linjekrets på én eneste LSI chip. F- og H-filtre er enkle rekursive filtre som gjør det mulig å inkorporere F- og H-filtrene på en kodek og/eller kodek- og filter-chip. Således eliminerer foreliggende oppfinnelse de tidligere påkrevede analoge 2/4 tråds hybridkretser og diskrete termineringskretser samt balanseringsnettverk og erstatter disse med de programmerbare, digitale LSI-kretser som er beskrevet. Dette resulterer i lavere kostnader ved produksjon, installasjon og vedlikehold i tillegg til bedret funksjon.

Skjønt ikke-rekursive filtre kan benyttes for H- og F-filtre, vil deres kostnader kunne overskride de som gjelder for de rekursive filtre som er beskrevet. På lignende måte vil en ikke-rekursiv ekvaliseringskrets som er basert på kjent teknikk, kunne bli benyttet for enten ikke-rekursive eller rekursive F- og H-filtre, men den ville føre til de ulemper som er beskrevet ovenfor. Omforming av de ikke-rekursive filterstrukturer som er forsynt med en ikke-rekursiv ekvaliseringskrets kunne benyttes til omforming til en rekursiv struktur av den typen som er beskrevet under bruk av Fletcher-Powell algoritmen som beskrevet i Deczky: "Syntese av rekursive digitale filtre", IEE Trans. Audio Electro Acoust., bind AU-20, side 257-263, oktober 1972. På ny skal nevnes at slik teknikk krever en vesentlig større mengde maskinvare enn den fullstendig rekursive struktur i henhold til

foreliggende oppfinnelse.

Hukommelsen 330 i fig. 7 omfatter tildelte områder ved 336 for lagring av koeffisientene C^, ved 338 for lagring av koeffisientene K^, ved 340 for lagring av korrelatorsummer, ved 342 for lagring av verdier av D, og 6^, ved 344 for lagring av mellom-regningsresultatene A(n), Pk (n) , ....P^ (n~) , og ved 346 for lagring av et styringsprogram for å få tilgjengelighet til de lagrede data i overensstemmelse med adresser som er tilveiebragt av styringslogikk 332. Beregningen utføres ved hjelp av den aritmetiske enhet 334.

Fig. 8 viser en generalisert, digital to-til-fire tråds omformer for fulldupleks-signaler på linjen 400. Koderen har enhetsforsterkning og omfatter: analog/digital prefilter 4 02, analog/digital omformer 404 og analog/digital postfilter 406. Operasjonsmessig funksjonerer kretsen i fig. 8 på en lignende måte som den i fig. 3B ved at linjeimpedanstilpasningen inn-treffer på lignende vis. Dekodersløyfen, som omfatter digital/ analog-omformeren 406 og det tilforordnede prefilter 408 samt postfilteret 410, omformer de digitale utsendte signaler på linjen 412 til analoge signaler på linjen 400. Transkonduktansforsterkeren 414 tilveiebringer en uendelig utgangsadmittans. Automatisk ekvaliseringskrets 130 tilveiebringer oppdaterte filterkoeffisienter og styring av H-filter 416 og F-filter 418, idet uønsket signalretur i det mottatte signal elimineres ved summerende knutepunkt AZ. O. Koderens tilbakekobling og sender-signalene kombineres ved summerende knutepunkt 421. Hvorvidt koderens tilbakekoblingssløyfe og F-filter 418 skal inngå i kretsen eller ei, fastlegges av bryterne 422 henholdsvis 424, under styring av ekvaliseringskretsen 130.

Multiplekser/distribueringskrets (MULDIS) 157, som ble beskrevet generelt under henvisning til fig. 2, er vist mer detaljert i fig..13. MULDIS kretsen 157 gjør det mulig for ekvaliseringskretsen å bli tidsdelt mellom flere linjer 1 til N. Kort sagt, foretar MULDIS kretsen 157 en avgjørelse om hvilken linje som skal tilkobles ekvaliseringskretsen. MULDIS

kretsen 157 multiplekser A(n) signalene fra de mange linjekretser og fordeler filterkoeffisientene, styringssignalene for bryter-funksjonen og filtermodus, og utgangen fra referansegeneratoren 161 til den linjekrets som utvelges under styring av et vedlike-holdssystem.

Signalene fra den digitale referansegenerator 161 R(n)

(fig. 2 og 51 kobles til linjene 1 til N over de logiske portene 6 00, som foretar en logisk OG-behandling av R(n) sammen med signalene ADD l...Add N fra vedlikeholdssystemet ved logikken 602. Den riktige adresse forskyves gjennom skiftregisteret 604, dekodes i dekoderen 606 og kobles til logikken 600 som vist (øverst på fig. 12).

Klokkesignalene og styringssignalene for innstilling av bryterne fra vedlikeholdssystemet kobles til linjene 1 til N over de logiske portene 608. Disse signalene kobles til flip-flopene 610 og 612, og utgangene fra disse flip-floper gjennomgår en logisk OG-operasjon med de tilsvarende ADD 1...ADD N signaler fra dekoderen 606.

A(n)-ordene fra linjene 1 til N velges ^ved logisk port-styring 614 og kobles til ekvaliseringskretsen som utgangen fra ELLER-krets 616. Hver av de A(n) innganger fra disse linjer 1

til N blir OG-behandlet med signalene ADD 1 til ADD N fra dekoderen 606 ved OG-portene i logikken 614.

Filterkoeffisientene til F- og H-filtrene for hver av

linjene 1 til N, slik som F-filter 272 og H-filter 116 (fig. 2)

til linjekrets 1 av N blir koblet fra ekvaliseringskretsen til den egnede linje 1 av de N linjer over logisk portstyringskrets 618. Filterkoeffisientene blir OG-behandlet ved logikk 618 med ADD 1 til ADD N signalene fra dekoderen 606 for å velge ut den korrekte linjen.

Det vises nå til fig. 14, som er et blokkskjema over de viktigste grensesnittforbindelser mellom ekvaliseringskretsen, vedlikeholdssystemet, MULDIS-kretsen og linjekretsene. Vedlikeholdssystemet 650 kan omfatte en kovensjonell datakilde, slik som en computer og dens tilforordnede hukommelse. De illustrerte data- og styringssignaler, beskrevet på annet sted i beskrivelsen, tilveiebringer den nødvendige tidsstyring og mottag-ningskontroll (handshake) mellom ekvaliseringskretsen, vedlikeholdssystemet og linjekretsene over MULDIS 157.

Claims (14)

1. En di.gital to-til-fire tråds omformerkrets (110) for en telefonabonnentlinje (102, 104), hvilken omformerkrets omfatter: et første filter (272) for å eliminere et retursignal som skriver seg fra et transmisjonssignal, en utiedningskrets (130) for utledning av filterkoef fisienter, en sammen!i gningskrets (i 159) for sammenligning av fi 1terkoeffi si enter, summeringskretser (151) for å kombinere et signal (på 112) som er en negativ representasjon av retursignalet med transmisjonssignalet (fra 149) som omfatter retursignalet, for å eliminere retursignalet fra transmisjons-si gnålet, og en dekoder (114) som kan omfatte et prefilter for å etablere en ønsket forsterkerkarakteristikk og et postfilter for å redusere kvantiseringsstøy, for å omforme utgangen fra summeringskretsen (151) til et analogt signal, idet utiedningskretsen (130) utleder et sett oppdaterte digitale fi 1terkoeffisi enter for det første digitale filteret (272) og relatert til abonnentlinjeimpedansen, hvilke koeffisienter blir utledet mens abonnentlinjen befinner seg i en sløyfekoblet tilstand, slik at linjen blir terminert med en syntetisk tilpasset impedans i sløyfekoblet tilstand,karakterisert ved at sammenli gningskretsen (i 159) er innrettet til å sammenligne koeffisientene til et oppdatert digitalt filter med en referanse, som kan være et båndbegrenset støysignal med gausisk fordeling, for å minimalisere feilen mellom referansen og disse utgangskoeffi si enter, at omformerkretsen (100) dessuten omfatter et andre digitalt filter (116) for syntetisering av utgangsimpedansen, og en andre omformerkrets som fra de digitale fi 1terkoeffi si enter er innrettet til å utlede forenklede fi 1terkoeffi si enter til det andre digitale filter, slik at begge de digitale filtre (272, 116) som inngår i omformerkretsen QOO) & r ti 1 kobl et utlednings-kretsen (130), og mottar sine fi 1terkoeffisi enter fra denne.

2. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge krav 1, karakterisert ved at det første digitale filter og det andre digitale filter er rekursive digitale filtre.

3. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge krav 2, karakterisert ved at den dessuten omfatter: tidsmulti plekskretser (157) for multipleksing av trans- misjonssignaler fra flere telefonabonnentlinjer til utiedningskretsene for koeffisienter, slik at koeffi sientutledningskretsene blir tidsdelt mellom flere linjer.

4. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge krav 2, karakterisert ved at den andre omformerkrets-ens utledede forenklede digitale fi 1terkoeffi si enter er færre enn de fra koeffi sientutledningskretsen oppdaterte digitale filterkoeffisienter.

5. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge krav 2, karakterisert ved at den dessuten omfatter: en hukommelse for lagring av de forenklede digitale filterkoeffisienter mens abonnentlinjen er i sin sløyfe-koblede tilstand slik at de lagrede, forenklede digitale filterkoeffisienter kan gjenfinnes ved neste sløyfekob-1 ingsti1 stand til samme linje, hvorved ek val iseringstiden reduseres fra anrop til anrop.

6. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge krav 2, karakterisert ved at den dessuten omfatter: mul ti plekserkretser for tidsmulti pleksing av trans- misjonssignaler fra flere linjer til koeffi sientutled-ni ngskretsen, og hukommelseskretser for lagring av de forenklede digitale filterkoeffisienter for hver linje, slik at de oppdaterte koeffisienter for 1 injeimpedansti1pasning for hver linje lagres i hukommelsen fra det foregående anrop for bruk i neste anrop på en hvilken som helst av de mul ti pleksede linjer.

7. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge krav 1, karakterisert ved at den dessuten omfatter: et prefilter for båndbreddebegrensning av de analoge tales i gnåler, en analog/digital omformer for omforming av de bånd- breddebegrensede analoge talesignaler til digitale trans-misjons si gnal er , en adderingskrets for summering av de digitale trans- misjonssignaler og et negativt retursignal for å kansellere uønskede retursignaler , og forsinkelseskretser for å forsinke den negative kansel lering av retursignalet med en tid som er lik transmi-sjonens sløyfeforsinkelse.

8. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge et hvilket som helst av de ovenstående krav, karakterisert ved at det første filter (272) er innrettet for påstyring av koeffisientenes styringsdata for å tilveiebringe en dempning på 1/2 og en forsinkelse som tilsvarer forsinkel-sen på én rundtur i dekoderen.

9. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at utiedningskretsen for å utlede koeffisientenes styringsdata omfatter en automatisk ekvaliseringskrets (159).

10. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge et av de ovenstående krav, karakterisert ved at den dessuten omfatter: en mul ti plekserkrets (MULDIS 157) for tidsdeling av den automatiske ekvaliseringskrets (159) over flere to-tråds veier og omfattende 1agringsutstyr for lagring av koeffisientenes styringsdata som er representative for de individuelle transmisjonskarakteristikker til hver av de flere to-tråds veier, og dessuten omfatter fordelings-kretser for å fordele koeffisientenes styringsdata til de respektive første og andre digitale fi 1terkretser som er tilforordnet hver av to-tråds veiene slik at impedanstilpasning og signalseparering opprettholdes for hver av de to-tråds veier i overensstemmelse med de respektive koeffisienters styringsdata.

11. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge et av de ovenstående krav, karakterisert ved at den omfatter en sigma-delta koder (135).

12. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge krav 11, karakterisert ved at koderen dessuten omfatter: et prefilter (133) for å begrense inngangsbåndbredden til koderen, og et postfilter (137) for å etablere an ønsket tilbake- koblingsforsterker-karakteristikk.

13. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge et av de ovenstående krav, karakterisert ved at den dessuten omfatter: koblingsutstyr for tilveiebringelse av en tilbake- koblingsvei (112) for den sammensatte digitale datastrøm til det digitale transmisjonssignal, slik at det digitale transmisjonssignal og den sammensatte digitale datastrøm kombineres før det kobles til det andre digitale filter (116 + 153).

14. En digital to-til-fire tråds omformerkrets ifølge et av de ovenstående krav, karakterisert ved at de rekursive digitale filtre hver omfatter maksimalt 5 koeffi s i enttapper.