NO132588B - - Google Patents

Abstract

Fremgangsmåte til selektiv katalytisk deklorering. av et råprodukt dannet ved klorering av eddiksyre under dannelse av monokloreddiksyre, som ved siden av monokloreddiksyre dessuten inneholder di- og eventuelt trikloreddiksyre som biprodukt, samt eddiksyre.

Description

Spenningsomformer med transistorer.

Foreliggende oppfinnelse angår en spenningsomformer med to i mottak koplede, vekselvis ledende transistorer og en med et midtuttak forsynt, mellom transistorens kollektorelektroder forbundet trans-formator vikling, idet begge transistorers basis- og kollektorelektroder er koplet kryssvis med hverandre.

Det er kjent slike spenningsomformere. De utmerker seg i alminnelighet ved meget stor virkningsgrad som oppnås ved at hver transistor vekselvis er sterkt ledende og sperret, slik at praktisk talt hele spenningen fra matekilden avvekslende står over den ene eller annen halvdel av kollektorviklingen og at der ikke finner sted noen likestrømmagnetisering av den for viklingen anvendte ferromagnetiske kjerne, slik at de magnetiske tap blir små. For frembringelse av større transformerte ytel-ser anvendes krafttransistorer. Den maksimalt tillatte kollektorspenning er imidlertid også for slike transistorer forholdsvis liten og på den annen side er deres grensefrekvens (frekvensen ved hvilken kollektor-basis-strømforsterkningsfaktoren hovedsakelig som følge av kollektorkapa-siteten er 3 desibel mindre) lavere.

For å unngå overspenning på transistorenes kollektorer må man derfor sørge for at spenningsspissene som opptrer over viklingen er forholdsvis liten når den ene transistor blir ledende og den andre sper-rer. Denne fordring er desto viktigere jo nærmere driftsspenningen den maksimalt tillatte kollektorspenning ligger. Ved sterkt varierende belastningsimpedans kan dette i enkelte tilfeller være meget vanskelig å oppfylle.

En høy arbeidsfrekvens er gunstig med hensyn til dimensjoner og vekt av viklingen, og på de magnetiske tap i kjernen som ved høy arbeidsfrekvens kan arbeide lenger nede under metningsområdet, og er samtidig gunstig for koplings- og eventuelt utjevningskondensatoren som kan velges mindre. Dessuten er det for det meste ønskelig at omformeren arbeider lydløst. Dette vil for kraftomformere si at frekvensen som den ferromagnetiske kjerne svin-ger på som følge av eventuelt magneto-striktiv virkning, praktisk talt ligger ovenfor det hørbare område.

Hensikten med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en spenningsomformer med transistorer som tilfredsstiller de ovenfor nevnte fordringer og som særlig er godt egnet for matning av en sterkt varierende belastningsimpedans med induktiv karakter, som f. eks. et lysstoffrør og en i serie med dette koplet regulerbar induktivitet. Spenningsomformeren ifølge oppfinnelsen er karakterisert ved at en kapasitet er parallellkoplet med transformatorviklingen og hvorved dannes en svingekrets hvis egenfrekvens hovedsakelig bestemmer omformerens arbeidsfrekvens og i det minste er av samme størrelsesorden som eller større enn transistorens a'-grensefrekvens, og at der i hver av de kryssvis koplede transistorers basis-kollektor-krets ligger et RC-ledd, idet impedansen av hvert ledds kapasitet ved arbeidsfrekvensen er mindre enn verdien av leddets ohmske motstand, slik at hver transistors basis-strøm har forsprang på kollektorstrømmen og at denne siste opprettholdes som følge av opphopning av frie ladningsbærere i transistorens basissone etter sperringen av basis-emitter-veien, og avbrytes av en re-turstrømpuls som tilføres basiselektroden over kapasiteten i RC-leddet før reverseringen av kollektorspenningen.

På denne måte blir det mulig å bygge en spenningsomformer med betraktelig ut-gangsytelse (f. eks. 20 watt) som ved mang-lende belastning kan avgi en mange ganger høyere spenning enn ved normal belastning, f. eks. for tenning av et lysstoff-rør uten at derved den maksimalt tillatte kollektorspennnig overskrides og som til tross for lav grensefrekvens av de anvendte krafttransistorer, praktisk talt arbeider lydløst.

En ytterligere fordel gis ved den omstendighet at den effektive induktivitet av kollektorviklingen og dermed omformerens arbeidsfrekvens påvirkes av belastningen og at den over kollektorviklingen opptredende spenning er tilnærmet sinusformet. Den ved en induktiv belastning frembrakte forsinkede komponent av kol-lektorstrømmen blir automatisk kompensert slik at amplituden av den frembrakte utgangsspenning kan økes vilkårlig uten økning av transistortapene ved opptrans-formering, hvilket ikke kan oppnås ved rektangelformet spenningskurve. Denne egenskap er meget verdifull særlig for tenning av et lysstoffrør som mates fra omformeren.

Noen utførelseseksempler på oppfinnelsen skal forklares nærmere under henvisning til tegningen. Fig. 1 viser et koplingsskjema for en kjent transistor-spenningsomf ormer av den innledningsvis nevnte type. Fig. 2 viser strøm- og spenningskurver for en omformer av den kjente type. Fig. 3 viser et koplingsskjema for en utførelsesform av omformeren ifølge oppfinnelsen. Fig. 4 viser de tilhørende strøm- og spenningskurver for denne omformer. Fig. 5 viser en modifikasjon av kollektorkretsen for transistorene i omformeren ifølge fig. 3. Fig. 6 viser et koplingsskjema for en ytterligere utførelsesform av omformeren ifølge oppfinnelsen. Fig. 7 viser koplingsskjemaet for en tredje utførelsesform av omformeren ifølge oppfinnelsen. Fig. 8 viser en fjerde utførelsesform av en omformer ifølge oppfinnelsen. Fig. 9 viser et femte utførelsesform av en spenningsomformer ifølge oppfinnelsen. Fig. 10 viser en modifikasjon av ut-førelsen ifølge fig. 9. Fig. 11 viser strøm-tidskurver for for-karing av virkemåten av spenningsomformere ifølge forskjellige figurer. Fig. 1 viser et koplingsskjema for en kjent spenningsomformer med to i mot-takt koplede, vekselvis ledende transistorer 1 og 2, og en med et midtuttak forsynt, mellom kollektorelektrodene koplet vikling 3. For selvsvingning av transistorene 1 og 2 er anordnet en tilbakekoplingsvik-ling 4. Denne vikling har likeleeds et midtuttak og endene er over seriemotstander 5 og 6 på f. eks. 5 ohm, forbundet med basiselektrodene i transistorene 1 og 2. Midtuttaket på kollektorviklingen 3 er forbundet med minusklemmen for matespen-ningskilden 7, emitterelektrodene for de to transistorer er forbundet med plussklem-men for denne spenningskilde og midtuttaket for viklingen 4 er forbundet med et uttak på en spenningsdeler som dannes av motstandene 8 og 9 på resp. 560 ohm over klemmene på spenningskilden 7. Pa-rallelt med denne spenningskilde ligger en kondensator 10 på 100 mikro F. Kollektorviklingen 3, tilbakekoplingen 4 og sekundærviklingene 11 og 12 er an-brakt på en felles kjerne av ferromagne-tisk materiale, f. eks. ferritt. Omformeren er beregnet på å mate et lysstoffrør 13. En liten del av viklingen 11 mater den ene av glødeelektrodene 14 i dette rør, mens den annen glødeelektrode (14') mates av en del av sekundærviklingen 12. Over den felles sekundærvikling 12 blir driftsspenningen for opprettholdelse og tenning av utlad-ningen i lysstoffrøret frembrakt, mens hele viklingen 11 tilfører en enda høyere spenning mellom glødeelektroden 14 og en me-tallisert strimmel 15 på lysstoffrøret. Hensikten med denne spenning er å lette ten-ningen av lysstoffrøret på kjent måte. Drifts- og tennspenningen over viklingen 12 tilføres over en regulerbar induktivitet 16 f. eks. en spole som er viklet på en ferro-magnetisk kjerne, mellom glødeelektro-dene 14 og 14'.

Lysstoffrøret 13 i serie med spolen 16 danner en belastningsimpedans med induktiv karakter. Av den grunn har strøm-men gjennom viklingen 3 forsprang i forhold til spenningen over denne vikling. Dette fremgår tydelig av strøm- og spen-ningsdiagrammet ifølge fig. 2. Ved de hit-til kjente spenningsomformere og særlig spenningsomformeree i mottaktkopling,

v

forsøkte man å oppnå en størst mulig flan-kesteilhet av de frembrakte spenningspulser. I den hensikt ble egenfrekvensen av den belastede kollektorvikling valgt forholdsvis høy mens en meget lavere arbeids-L

frekvens ble bestemt av tidskonstanten —

R

som behersket stigningen av kollektor-strømmen i hver transistor inntil met-ningsverdien. Den høyfrekvente svingning ble ved egenfrekvensen for den belastede kollektorvikling og dens parasittkapasitet sterkt dempet, slik at der bare ble frembrakt en kort spiss ved omkoplingen ved hjelp av transistorene 1 og 2. Disse korte spisser er vist på spennings-tids-diagram-met V,,, på fig. 2. Dette diagram viser spenningen på transistorens 1 kollektor og den tilsvarende basisstrøm (IM) og kollektor-strømmen (I,.,) viser også tilsvarende korte spisser.

For å oppnå bedre sperring av hver av transistorene 1 og 2 ved slutten av de ledende perioder ble ikke bare den beskrevne induktive tilbakekopling ved hjelp av viklingen 4 og over motstandene 5 og 6 anvendt, men det ble også tilført over kondensatorene 17 og 18, hver på 0,25 mikro F en spenningspuls med større amplitude til basiselektrodene i transistorene 1 og 2. Denne ekstra tilbakekopling er fremfor alt virksom i sperreretningen da de over kondensatorene tilførte spenningspulser i passeringsretningen blir sterkt dempet av den forholdsvis lave basis-emitterimpedans. De reverserte spenningspulser er imidlertid sterkt virksomme for akselerasjon av sperringen av de ledende transistorer. Dette fremgår særlig av IM og 1,.,-tidsdiagram-met på fig. 2.

Med den ovenfor beskrevne kopling kunne man mate lysstoffrør på 20 watt. Transistorene 1 og 2 var av typen OC16, matekildens spenning var 12,05 volt og strømmen var 2,1 ampere. Virkningsgraden for en slik spenningsomformer var 67 pst., slik at omformeren leverte lysstoff-røret en ytelse på 17 watt ved en spenning på 130 volt på klemmene av viklingen 12. Tapene i hver av transistorene var 2,9 watt og toppverdien av kollektorstrømmen i hver av transistorene var 3,5— 4 ampere. Toppverdien av basisstrømmen i hver transistor var ca. 1 ampere ved belastning og var større enn 1 ampere uten belastning. Arbeidsfrekvensen var ca. 4,5 kHz, slik at omformeren ikke arbeidet lyd-løst men frembrakte en ubehagelig høy tone.

De angitte verdier for kollektor- og ba-sisstrømmene ligger høyt over de offent-

liggjorte maksimalverdier for transistorer av typen OC16, slik at spenningsomformeren ikke var tilfredsstillende for varig drift. Dessuten kunne arbeidsfrekvensen ved den beskrevne virkemåte ikke økes mer fordi den allerede var i nærheten av grensefrekvensen (ca. 5,7 kHz) for de anvendte transistorer, slik at de ved hjelp av den magnetiske kjerne frembrakte svingninger ikke kunne bringes ut over det hørbare område. Ved matning av en induktiv belastning som f. eks. et lysstoffrør i serie med en regulerbar induktans blir de ved omkoplingen frembrakte spennings-spisser forsterket ved den omstendighet at kollektorstrømmen er forsinket i forhold til kollektorspenningen. Strømmen når sin høyeste verdi i tidspunktet for omkoplingen.

Fig. 3 viser et koplingsskjema for en spenningsomformer ifølge oppfinnelsen. Denne adskiller seg fra omformeren ifølge fig. 1 hovedsakelig bare ved kondensatoren 19 som er koplet mellom kollektorelektrodene i de to transistorer 1 og 2. Det er i virkeligheten kjent å anvende en induktiv tilbakekopling over en motstand der motstanden er parallellkoplet med en kondensator ved hjelp av hvilken der tilveiebrin-ges en ekstra kapasitiv tilbakekopling. På den annen side er det også kjent å anvende en induktiv tilbakekopling ved en mot-taktsomformer ved kryssvis kopling av basis- og kollektorelektrodene for de i mot-takt koplede transistorer. Ifølge oppfinnelsen danner imidlertid kondensatoren 19 sammen med viklingen 3 på fig. 3 en svingekrets hvis egenfrekvens bestemmer omformerens arbeidsfrekvens. Denne egenfrekvens velges høyere enn a'-grensefrekvensen for den anvendte transistor, dvs.

høyere enn grensefrekvensen for kollektor-basis-strømforsterkningsfaktoren. Under disse omstendigheter kan man meget lettere øke frekvensen av de mekaniske svingninger av kjernen for viklingen 3 ut iover det hørbare område. Arbeidsfrekvensen blir da imidlertid begrenset av lagrin-gen av frie ladningsbærere i basissonen i hver transistor. Dette fenomen bevirker at ved slutten av hver passeringsperiode avtar kollektorstrømmen i hver transistor bare forholdsvis langsomt, slik at man ikke lenger får en rektangulær spenningspuls av den form som er vist i V(;1-kurven på fig. 2. For å holde transistortapene små er det

ønskelig at kollektorstrømmen i hver transistor før omkippingen av spenningen på klemmene av kollektorkretsen 3—19 blir null. Dette oppnås ifølge oppfinnelsen ved at en hovedsakelig kapasitiv tilbakekopling anvendes. Til dette bruk må tidskonstanten

av hvert koplingsledd som består av en kondensator 21 resp. 22 og en parallellkoplet motstand 23 resp. 24 være større enn omformerens arbeidsperiode. Videre må impedansen av kapasiteten 21 resp. 22 i hvert koplingsledd ved denne arbeidsfrekvens være mindre enn verdien av den tilvsarende motstand 23 resp. 24. Ved denne dimensjonering av koplingsleddene får ba-sisstrømmen i hver transistor et forsprang på kollektorstrømmen. Kollektorstrømmen som ifølge en opphoping av frie ladningsbærere i basissonen i transistoren blir opp-rettholdt etter sperringen av den tilsvarende basis-emitter-vei, blir brutt av en returpuls som tilføres av en basiselektrodene over kondensatoren 21 resp. 22 før reversering av den virksomme spenning på vedkommende kollektor.

Ved den omstendighet at tidskonstanten i h<y>er av koplingsleddene 21, 23 resp. 22, 24 av spenningsomformeren ifølge fig. 3 er større enn arbeidsperioden for omformeren, er kondensatoren 21 resp. 22 ved slutten av sperreperioden av transistoren 1 resp. 2 fremdeles ladet i sperreretningen. Denne ladespenning danner i forhold til tilbakekoplingen fra kollektaren i den annen transistor en terskelspenning. Som følge av tilstedeværelsen av denne terskelspenning kan kollektorstrømmen i hver av transistorene bare begynne å flyte etter at tilførselen av pulser i passeringsretningen til basisen er begynt. Denne forsinkelse av begynnelsen av kollektorstrømmen er gunstig med hensyn til tapene i transistorene. I et praktisk utførelseseksempel med to transistorer av typen OC16 og med den samme transistor som er anvendt i koplingen ifølge fig. 1, men hvor viklingen 4 imidlertid er fjernet, hadde kondensatoren 19 en verdi på 0,7 mikro F, kondensatorene 21 og 22 var hver på 0,6 mikro F og motstandene 23 og 24 var hver på 300 ohm. Tidskonstanten for hver av koplingsleddene var således 180 mikrosekunder. Arbeidsfrekvensen var 7,6 kHz slik at arbeidsperioden for. omformeren med 132 mikrosekunder var mindre enn nevnte tidskonstant. Impedansen av kondensatorene 21 og 22 ved en arbeidsfrekvens på 7,6 kHz var med 17,5 ohm omtrent 1/17 del av motstanden i hver av motstandene 23 og 24.

, , Kurvene ifølge fig. 4 viser på liknende måte som kurvene ifølge fig. 2 for den kjente koling, arbeidsmåten for koplingen ifølge oppfinnelsen. Som man ser blir kol-lektorstrømmen I(;1 innledet med en forholdsvis sterk forover rettet, halvsinusfor-met basisstrømtopp Ihl. Lenge før kollek-torstrømmen Ic1 blir null er basis-emitter-

veien allerede sperret igjen og det flyter sogar en liten returstrømtopp gjennom denne vei. Denne returstrømtopp blir til-veiebrakt av de i basissonen fremdeles for hånden værende frie ladningsbærere som drives tilbake til emitteren ved hjelp av sperrespenningen. Minskningen av kollek-torstrømmen blir derved aksellerert.

Ved tilstedeværelsen av kondensatoren 19 blir innvirkningen av den induktive belastning i omformeren kompensert, slik at kollektorsstrømmen ikke lenger er forsinket i forhold til spenningen over viklingen 3. Videre er denne spenning som følge av svinghjulsvirkningen i svingekretsen 3—19 som bestemmer omformerens arbeidsfrekvens, praktisk talt sinusformet. Belast-ningsstrømmen gjennom viklingen 12 er likeledes praktisk talt sinusformet og som følge av tilstedeværelsen av hver av de skarpe topper arbeider kjernen for viklingen 3 meget lengre under metning slik at de magnetiske tap blir små.

Ved matning av et lysstoffrør som på fig. 1 er ekvivalentskjemaet for transformatoren 3—12 en induktans i serie med den transformerte belastningsmotstand, idet verdien av induktansen er lik summen av spredningsinduktiviteten i transformatoren og den transformerte induktivitet av den regulerbare induktans 16. I koplingen ifølge fig. 3 er således den virksomme induktivitet av viklingen 3 delvis dannet av den transformerte induktivitet av den. regulerbare induktans 16. Hvis spredningsinduktiviteten av transformatoren 3—12 er stor nok for tilfredsstillende regulering av utladningsstrømmen gjennom lysstoff-røret 13, kan den regulerbare induktans 16 utelates. Dette kan f. eks. oppnås ved at man vikler transformatoren med viklin-gene 3, 11 og 12 på en kjerne med luft-spalte.

Sammenfattet har koplingen ifølge fig.

3 følgende fordeler:

1. Kollektor- og basisstrømmenes toppverdier er meget mindre enn ved de kjente koplinger, særlig ved koplingen ifølge fig. 1. 2. Tapene i transistorene er mindre og virkningsgraden for spenningsomformeren er høyere. 3. Da hverken basisstrømmen eller kol-lektorstrømmen har skarpe korte topper frembringer ikke . omformeren noen høy-frekvente forstyrrelsesspenninger. 4. Omformeren arbeider fullstendig

lydløst.

Ved matningen av et lysstoffrør under de samme forhold som vist på fig. 1 ble der oppnådd en virkningsgrad på 75 pst. ved en ytelse på 16 watt til lysstoff-røret. Lysutbyttet ved et 20 watts lysstoff-rør var 80 pst. av lysutbyttet ved matning med 50 perioder vekselstrøm ved 20 watt. Strømforbruket på spenningsomformeren var 1,77 ampere ved en spenning på 12,05 volt. Tapene i transistorene var 1,75 watt pr. transistor. Toppverdien av kollektor-strømmen var bare 2,1 ampere og toppverdien av basisstrømmen var bare 0,35 ampere ved belastning og 0,8 ampere uten belastning. Disse verdier ligger under de tillatte verdier for transistorene.

Ved en nærliggende modifikasjon er basiskretsen for hver transistor slik som i den kjente kopling ifølge fig. 1, idet motstandene 5 og 6 og kondensatorene 17 og 18 er dimensjonert etter de synspunkter som ligger til grunn for oppfinnelsen. De over motstandene 5 og 6 og den eventuelt utelatte vikling 4 til basiselektrodene til-førte spenning i passeringsretningen kan endres vilkårlig ved hjelp av spenningsde-leren 8, 9. Hvis denne spenning er liten eller sogar lik null oppstår der i enkelte tilfeller innsvingningsvanskeligheter.

Ved en annen modifikasjon ifølge fig. 5 danner kollektorviklingen 3 en autotrans-formator hvor den mellom kollektorelektrodene virksomme vekselspenning trans-formeres opp. Kondensatoren er imidlertid koplet over hele viklingen 3, slik at dens kapasitet kan være betraktelig mindre. Viklingen 3 kunne selvsagt også være ut-formet symmetrisk.

Utførelsesformen som vist på fig. 6 adskiller seg fra den ifølge fig. 3 ved at kondensatoren 19 på f. eks. 0,039 mikro F er koplet over sekundærviklingen 12 i stedet for mellom kollektorelektrodene for transistoren 1 og 2, og at RC-leddene 21, 23 og 22, 24 er erstattet av et enkelt RC-ledd, som er koplet inn mellom midtuttaket på tilbakekoplingsviklingen 4 og emitterelek-troden og den positive klemme på spenningskilden. Endene av tilbakekoplingsviklingen 4 er forbundet med basiselektroden i transistorene 1 og 2 og viklingens midtuttak er over en startmotstand 9 forbundet med matekildens minuspol. Motstanden 9 har en høy verdi f. eks. 4700 ohm og over denne blir basiselektroden tilført en liten forstrøm som letter starten av omformeren. Motstanden 8 har liten verdi f. eks. 100 ohm og kondensatoren 25 har en kapasitet på f. eks. 0,56 mikro F, mens kondensatoren 10 som ligger over matekilden har en forholdsvis stor kapasitet f. eks. 5 mikro F. Viklingen 4 har en liten motstand og verdien av motstanden 8 er større enn summen av de øvrige virksomme motstander i basis-emitterkretsen for hver av transistorene 1 og 2 målt i passeringsretningen. Summen av disse øvrige motstander er tilnærmet lik motstanden av en halvdel av viklingen 4 pluss basis-emitter-motstanden i den tilsvarende transistor 1 eller 2, målt i passeringsretningen.

I omkoplingsøyeblikket legges en sinusformet tilbakekoplingsspenning på RC-leddet 8,25 over basis-emitterveien for den i passeringsretningen styrte transistor og den lille motstand i halvdelen av tilbakekoplingsviklingen 4. Basisstrømmen i den stabile tilstand vil ha et forsprang i forhold til den nevnte spenning med en vin-kel cp, idet tg.cp = RscoC2.- og co = 2jtganger arbeidsfrekvensen f. ba basisstrømmen imidlertid begynner med en verdi O må der oppstå en eksponensiell avtagende kompensasjonsstrøm med en tidskonstant r. C25. Her er r summnen av basis-emitter-motstanden i passeringsretningen og motstanden i halvparten av viklingen 4. Re-sultatet er en basisstrømpuls som har noe mer enn i/, periodes varighet og som så fortsetter i motsatt retning ved bortsug-ning av frie ladningsbærere fra basissonen.

Ved mindre verdi av tapsmotstandene er spenningen over RC-leddet tilnærmet lik tilbakekoplingsspenningen inntil den-nes toppverdi. Når tilbakekoplingsspenningen igjen avtar blir imidlertid kondensa-torspenningen større enn tilbakekoplingsspenningen, idet denne avtar eksponensielt etter tidskonstanten RsC2r,. Fra det øye-blikk tilveiebringer differansen mellom tilbakekoplingsspenningen og kondensator-spenningen en reversert basisstrøm ved hjelp av hvilken de i basisen forhånden værende fri ladningsbærere suges vekk. Derved blir også kollektorstrømmen av-brutt slik at der skjer en omkopling til den annen transistor idet den første transistor blir strømløs og kommuteringstapene blir sterkt redusert.

For å sikre disse viktige fordeler med hensyn til kommutering og omformerens virkningsgrad må tapsmotstanden r i basiskretsen i hver transistor være minst mulig, mindre enn motstanden R8 i RC-leddet. Impedansen av kondensatoren 25 i RC-leddet må ved arbeidsfrekvensen være

mindre enn verdien av motstanden Rs.

Ved denne dimensjonering sikrer man det gunstige pulsformede forløp av basisstrøm-men og det ønskede forsprang av basis-strømpulsene.

Foråoppnå minst mulig tapsmotstand r har det vist seg gunstig som ovenfor nevnt, å anvende en adskilt koplingsvik-ling 4 i stedet for direkte kryssvis kopling av basiselektrodene med kollektorelektrodene over separate RC-ledd. Tilbakekoplingsviklingen 4 kan ha ferre tørn enn kol-lektorvindingen slik at motstanden av denne kan bli tilsvarende lav. Dessuten vil et enkelt RC-element være tilstrekkelig slik at en kondensator og en motstand kan innspares.

Kondensatoren 25 lades to ganger i hver periode mens kondensatorene ved adskilte RC-ledd bare lades en gang hver periode. I prinsippet skulle tidskonstanten for RC-leddet velges tilsvarende mindre enn tidskonstanten ved adskilte RC-ledd. I praksis er disse tidskonstanter imidlertid ikke meget større eller endog mindre enn 1/2 periode av arbeidsfrekvensen, slik at de gunstigste verdier for begge koplings-arter ikke avviker sterkt fra hverandre. Ved belastning med et lysstoffrør eller en liknende gassutladningsanordning mins-kes arbeidsfrekvensen som følge av øknin-gen av rørspenningen ved avtagende rør-strøm, forholdsvis sterkt med matespen-ningen, slik at de innstilte, gunstige drift-betingelser hurtig ikke lenger oppfylles og omformerens virkningsgrad avtar. Denne ulempe kan for størstedelen bringes av veien ved at man velger nullbelastningsut-gangsspenningen større, fortrinsvis minst tre ganger større enn anordningens brennspenning. Denne utgangsspenning er da tilstrekkelig for tenning av anordningen uten særskilte, vanligvis brukte hjelpemidler som startere og liknende. Under drift står en stor del av utgangsspenningen over den regulerbare induktivitet, slik at en økning av brennspenningen ved økende utgangsspenning bare bevirker en betraktelig mindre reduksjon av den induktive belastning og som kompenseres ved hjelp av kondensatoren 19 og derfor bare bevirker en liten reduksjon av driftfrekvensen. Derved blir dessuten en gunstig innstilling av RC-leddet i forhold til arbeidsfrekvensen praktisk talt uforandret.

En omformer som er beregnet på en matespenning på 26 volt og som belastes med et lysstoffrør på 210 volt, 20 watt, arbeider tilfredsstillende med matespennin-ger fra 15 til 30 volt. Ved økning av mate-spenningen fra 20 til 30 volt minsket virkningsgraden fra 83 til 79,5 pst. mens arbeidsfrekvensen steg fra 7200 til 8200 Hz. Ved minste nullastspenning sank virkningsgraden fra 83 til 75 pst., mens arbeidsfrekvensen steg fra 5400 til 10300 Hz. Omformeren arbeidet fremdeles på tilfredsstillende måte ved en matespenning på 16 volt.

Ved anvendelse av et felles RC-ledd 1

8,25 som vist på fig. 6 sparer man en kondensator og en motstand. Imidlertid blir omformeren mer kritisk med hensyn til karakteristiske størrelser av de anvendte transistorer da arbeidspunktet for hver transistor og tilbakekoplingen for hver transistor over transformatoren og kondensatoren ikke skjer hver for seg, og det er vanskeligere å bytte ut transistorer enn ved koplingen ifølge fig. 3.

Spenningsomformeren ifølge fig. 7 byr flere muligheter med hensyn til uavhengig innstilling av arbeidspunktet for hver transistor, f. eks. tilbakekoplingen ved hjelp av tilbakekoplingsviklingene 4 og 4' og den ekstra tilbakekopling for plutselig sperring av transistorene ved hjelp av kondensatorene 21 og 22. Som vist er basiselektrodene i hver av transistorene 1 og 2 pa den ene side over motstanden 23 resp. 24 og over i en av tilbakekoplingsviklingen 4 resp. 4' forbundet med kollektorelektroden i den annen transistor og likestrømsmes-sig forbundet med den positive klemme av matekilden. Videre er basiselektroden i hver av transistorene over kondensatoren 21 resp. 22 forbundet med kollektorelektroden i den annen transistor og sluttelig over en startmotstand 9 resp. 9' forbundet med den negative klemme av matekilden.

Ved hensiktsmessig valg av den over viklingen 4 og 4' induserte tilbakekoplingsspenning kan man redusere tapene i motstandene 23 og 24 og/eller 9 og 9' betraktelig. Allikevel er øyeblikket for sperringen av hver transistor fremdeles sterkt avhen-gig av belastningen og fremfor alt av øye-blikksverdien av basis-kollektor-strømfor-sterkningsfaktoren a', slik at utbytning av transistorer uten innstilling av motstander og eventuelt kondensatorene 21 og 22 fremdeles er forholdsvis vanskelig. Videre vil i sperringsøyeblikket for en transistor en spenning på tilnærmet to ganger mate-spenningen tilføres mellom transistorens basis og emitter gjennom kondensatoren 21 reps. 22 i basiskretsen. Av den grunn må man anvende en forholdsvis lav matespenning.

Fig. 8 viser en utførelsesform som skil-ler seg fra utførelsesformen ifølge fig. 7 ved at hver av kondensatorene 21 og 22 er parallellkoplet med en serieresonanskrets med en egenfrekvens som er høyere enn omformerens arbeidsfrekvens. Derved vil virkningen av tilbakekoplingskretsen gjennom kondensatoren øke sterkt med hensyn til en skarp og mest mulig spiss sperre-puls, slik at utskiftningen av transistorer blir lettere og kapasiteten som er shuntet 6 med serieresonanskretsen kan med bedre virkning forbindes mellom basisen av en transistor og uttaket på viklingen 3 1 stedet for mellom basisen og kol-lekteren i den annen transistor. Det er klart at den maksimale basis-emitterspen-ning senkes tilsvarende slik at spenningen for matekretsen kan velges høyere. Som man ser av figuren er kondensatoren 21 resp. 22 shuntet av en serieresonanskrets 26 resp. 27 og med den ene ende forbundet med uttaket 28 resp. 29 på viklingen 3.

Utførelsesformen ifølge fig. 9 adskiller seg fra den ifølge fig. 8 ved at serieresonanskretsen 26 og 27 ikke er koplet paral-lelt med kondensatorene 21 og 22 men mellom basisen på hver av transistorene 1 og 2 og kollektaren i den samme transistor. Videre er tilbakekoplingsviklingene 4 og 4' sløyfet og basismotstandene 23 og 24 er direkte forbundet med den positive klemme av matekilden. Kondensatorene 21 resp. 22 er forbundet mellom basis i den ene av transistorene 1 resp. 2 og kollektaren i den annen av disse transistorer.

Virkemåten for de forskjellige spenningsomformere ifølge oppfinnelsen som er beskrevet ovenfor kan best sammenliknes under henvisning til strøm-tidsdiagram-mene på fig. 11. Øverst til venstre finner man basiskretsen for en av transistorene i spenningsomformeren ifølge fig. 3 eller 6. Til høyre er vist strøm-tidsdiagrammet med forløpet av denne transistors basis-strøm under den ledende halvperiode. Man ser at basisstrømmen etter en til å begynne med steil og spiss puls avtar forholdsvis langsomt og ikke forsvinner helt. En ba-sisstrøm vil flyte til slutten av den ledende halvperiode gjennom motstanden 23 eller 24 (fig. 3) resp. 8 (fig. 6) og forårsaker derved ikke ubetydelige tap.

Nest øverst til venstre er vist basiskretsen i en spenningsomformer ifølge fig. 7. Ved at basismotstanden i hver transistor 1 og 2 over viklingen 4 resp. 4' er forbundet med transistorens emitter, synker basisstrømmen til null men er til å begynne med steil og minsker forholdsvis langsomt. Likestrømmen gjennom basismotstanden 23 eller 24 (inklusiv likestrømmen gjennom motstanden 9 eller 9' på fig. 7) forårsaker noe mindre tap.

Nest nederst til venstre er vist basiskretsen for omformer ifølge fig. 8. Som man ser av strøm-tidsdiagrammet blir basis-tilhørende tilbakekoplingskondensator 21 eller 22 er mindre enn kapasiteten av til-bakekoplingskondensatoren 21 eller 22 i spenningsomformeren ifølge fig. 7 og allikevel er perioden x i løpet av hvilken transistoren 1 eller 2 er ledende, noe lenger.

Sluttelig er nederst til venstre vist basiskretsen for en transistor i utførelses-formen ifølge fig. 9. Strøm-tidsdiagram-met viser at basisstrømmen for hver transistor nå har form av en puls med en steil forreste flanke og en steil bakre flanke, og at basisstrømmen hurtig tilstreber omkoplingsverdien a og nullverdien. Her er også den ledende halvperiode forholdsvis kort. Ved innkopling av seriesvingekretsen mellom basis og kollektor i samme transistor vil basisstrømmen få en forsinket reduksjon til sperreverdien sammen-liknet med det nest øverste strøm-tids-diagram og ikke en forsinket forsterkning som vist i den nest nederste strøm-tids-diagram.

En sammenligning av det nest nederste og nederste strøm-tidsdiagram med de to øverste diagrammer viser tydelig den for-delaktige virkning av serieresonanskretsene i basiskretsen av hver av transistorene. I begge tilfelle er omkoplingsverdien a og nullverdien nådd meget hurtig med en hurtig minskning av basisstrømmen, og dette er fordelaktig for omkopling til den annen transistor og reduserer tapene ved forsinket og/eller langsom minskning av kollektorstrømmen.

Fig. 10 viser en modifikasjon av utfø-relsesformen ifølge fig. 9. Her er de to serieresonanskretser 26 og 27 ifølge fig. 9 erstattet av en enkel serieresonanskrets 30 forbundet mellom basisene i de to transistorer 1 og 2. Ved utførelsen ifølge fig. 9 og 10 har induktansen av serieresonanskretsen 30 eller av hver av de to serieresonanskretser 26 og 27 en verdi på ca. to ganger verdien av serieresonanskretsene ved utførelsen ifølge fig. 8. Virkemåten og verdiene i utførelsen ifølge fig. 10 er mer eller mindre de samme som for utførelses-formen ifølge fig. 9. Som følge av den felles serieresonanskrets 30 vil imidlertid inn-stillingen være noe mer kritisk og utskiftbarheten av transistorene 1 og er ikke fullt så god. Hvis imidlertid transistorene er ut-søkt parvis med små toleranser kan man ved denne utførelse spare to koplingsele-menter.

Både utførelsen ifølge fig. 9 og ut-førelsen ifølge fig. 10 kan drives med forholdsvis høye verdier for spenningen av matekilden, uten at man behøver frykte gjennomslag mellom basis og emitter og/

eller mellom* basis og .'kollektor i transi-

storene 1 og 2. Kombinasjonen av tilbake-koplingskondensatoren 21 eller 22 og den tilsvarende seriesvingekrets 26 eller 27,

eller kombinasjonen av de to tilbakekop-lingskondensatorer 21 og 22 og seriesvinge-

kretsen 30 danner i virkeligheten en spenningsdeler og anvendelse av et ekstra ut-

tak på viklingen 3 som uttaket 28 og 29

ifølge fig. 8, er overflødig i de fleste til-

feller.

Ved at i særlig utførelseseksemplene

ifølge fig. 8 og 9 og i modifikasjonen ifølge fig. 10, hver transistor koples inn med sikkerhet ved hjelp av den skarpe basis-

puls etter reversering av belastningsstrøm-

men og koples ut igjen med sikkerhet før reverseringen av denne strøm, forbedres utskiftbarheten av transistorene betrakte-

lig, og omformeren arbeider med tilfreds-

stillende virkningsgrad ved høy frekvens.

Drift ved en høy arbeidsfrekvens tillater igjen en reduksjon av transformatoren og verdien av koplingsimpedansen 21, 22, 26

og 27 og impedanser slik som 19 og 16 ifølge fig. 6 og 7, slik at omformeren kan reduse-

res med hensyn til dimensjoner og pris.

De beskrevne spenningsomformere er utviklet for matning av lysstoffrør. De kan imidlertid også anvendes for andre for-

mål f. eks. for matning av elektrolumines-

cerende elementer ved tavler idet tavlens elektroder direkte respektivt over reguler-

bare induktiviteter slik som induktivite-

ten 16 på fig. 6 og 7 er forbundet med en-

den av sekundærviklingen 12. Med mellom-

liggende luminescerende sjikt danner disse elektroder en kapasitet. Ved utelatelse av kondensatoren 19 i en av fig. 3, 5, 6 og 7

kan denne kapasitet danne en svingekrets med den regulerbare induktivitet 16, og denne vil hovedsakelig bestemme omforme-

rens arbeidsfrekvens og avstemmes til øn-

sket arbeidsfrekvens ved hjelp av den re-

gulerbare induktivitet.

Claims (13)

1. Spenningsomformer med to i mot-

takt koplede, vekselvis ledende transistorer og en med et midtuttak forsynt, mellom transistorenes kollektorelektroder forbundet transformatorvikling, idet begge transistorers basis- og kollektorelektroder er koplet kryssvis med hverandre, karakterisert ved at en kapasitet (19) er parallellkoplet med transformatorviklingen (3) hvorved dannes en svingekrets hvis egenfrekvens hovedsakelig bestemmer omformerens arbeidsfrekvens og i det minste er av samme størrelsesorden som eller større enn transistorenes a'-grensefrekvens, og at der i hver av de kryssvis koplede transistorers basiskollektorkrets ligger et R.C.-ledd, idet impedansen av hver ledds kapasitet ved arbeidsfrekvensen er mindre enn verdien av leddets ohmske motstand, slik at hver transistors basisstrøm har forsprang på kollektorstrømmen og at den siste opprettholdelse som følge av opphopning av frie ladningsbærere i transistorens basissone etter sperringen av basis-emitter-veien, og avbrytes av en returstrøm-puls som tilføres basiselektroden over kapasiteten i R.C.-leddet før reversering av kollektorspenningen.

2. Omformer ifølge påtsand 1, karakterisert ved at motstanden i R.C.-leddet er meget (fortrinnsvis 30 ganger) større enn summen av de øvrige, i passeringsretningen virksomme motstander i hver basiskollektorkrets.

3. Omformer ifølge påstand 1 eller 2, karakterisert ved at kapasitetens impedans i hvert R.C.-ledd ved arbeidsfrekvensen er fortrinnsvis mindre enn halvdelen av den ohmske motstand.

4. Omformer ifølge påstand 1, karakterisert ved at parallellkondensatoren er koplet over hele viklingen 3.

5. Omformer ifølge en eller flere av de foregående påstander for vekselstrøms-matning av lysstoffrør, karakterisert ved at den virksomme induktivitet over den nevnte transformatorvikling (3) delvis dannes av en i serie med lysstoffrøret koplet, regulerbar induktivitet (16).

6. Omformer ifølge påstand 5, med en utgangstransformator hvis primærvik-ling dannes av nevnte vikling (3), karakterisert ved at den regulerbare induktivitet dannes av transformatorens spred-ningsinduktivitet.

7. Omformer ifølge påstand 5 eller 6, karakterisert ved at parallellkapasiteten (19) og den i kollektorkretsene virksomme induktivitet er således valgt at den annen harmoniske av omformerens arbeidsfrekvens praktisk talt ligger utenfor det hør-bare område.

8. Omformer ifølge en eller flere av påstandene 5—7, karakterisert ved at den effektive nullastutgangsspenning fra omformeren er minst tre ganger større enn den effektive brennspenning for lysstoff-røret, slik at den reaktive komponent for strømmen gjennom den regulerbare induktivitet og lysstoffrørets utladningsvei er stor i forhold til den aktive komponent og slik at ved endring av omformerens matelikespenning endres omformerens arbeidsfrekvens, virkningsgrad og dermed lysstoffrørets lysubytte lite.

9. Omformer ifølge en eller flere av de foregående påstander, karakterisert ved at en seriesvingekrets med en egenfrekvens større enn omformerens arbeidsfrekvens er tilsluttet mellom basiselektroden i hver transistor og et annet punkt i omformeren på sådan måte at steilheten av basisstrømpulsens forreste og/eller bakre flanke øker og en fri utsvingning av be-lastningskretsen begunstiges etter sperringen av den ene transistor og før den annen transistor blir ledende.

10. Omformer ifølge påstand 9, hvor motstanden i R.C.-leddet for hver transistor over en eventuell ekstra tilbakekop-lingsvikling er forbundet med emitteren, karakterisert ved at seriesvingekretsen er parallellkoplet med kondensatoren i R.C.-leddet, slik at denne transistors basiselektrode over seriesvingekretsen tilføres en forsinket strømpuls i passeringsretningen fulgt av en skarp returpuls.

11. Omformer ifølge påstand 9, hvor motstanden i R.C.-leddet for hver transistor over en eventuell ekstra tilbakekop-lingsvikling er forbundet med emitteren, karakterisert ved at seriesvingekretsen er koplet mellom transistorens basis og et punkt på kollektorkretsen, slik at transistorens basiselektrode over seriesvingekretsen tilføres en forsinket returpuls.

12. Omformer ifølge påstand 11, karakterisert ved en felles seriesvingekrets som er koplet mellom basiselektrodene i de to transistorer, og som ligger i serie med kondensatorene i vedkommende R.C.-ledd mellom to tilsvarende punkter i de to transistorers kollektorkretser.

13. Omformer ifølge en eller flere av påstandene 9—12, karakterisert ved at R.C.-leddets kondensator for hver transistor er koplet mellom transistorens basiselektrode og et uttak på nevnte vikling (3), hvilket uttak ligger mellom viklingens midtuttak og den annen transistors kol-lektorelektrode.