NL194934C

NL194934C - Phase-controlled reflector element for microwave radiation.

Info

Publication number: NL194934C
Application number: NL8500542A
Authority: NL
Original assignee: Secr Defence Brit
Priority date: 1984-02-27
Filing date: 1985-02-26
Publication date: 2003-07-04
Also published as: IT8547728A0; GB2237936B; FR2685550A1; NL194934B; FR2685550B1; DE3506933C2; IT1227287B; CA1295417C; NL8500542A; DE3506933A1; GB2237936A

Description

1 1949341 194934

Fasebestuurd reflectorelement voor microgolfstralingPhase-controlled reflector element for microwave radiation

De uitvinding heeft betrekking op een fasebestuurd reflectorelement voor microgolfstraling, waarbij het element een dipool met twee benen, een naast de dipool opgestelde structurele component en een tussen 5 de dipoolbenen verbonden variabele impedantie omvat.The invention relates to a phase-controlled reflector element for microwave radiation, wherein the element comprises a dipole with two legs, a structural component disposed next to the dipole and a variable impedance connected between the dipole legs.

Een dergelijk fasebestuurd reflectorelement is bekend uit US-A-4.419.669. Het daaruit bekende element omvat onder meer dipoolbenen die met elkaar zijn verbonden via een variabele weerstand.Such a phase-controlled reflector element is known from US-A-4,419,669. The element known therefrom comprises inter alia dipole legs which are connected to each other via a variable resistor.

Opgemerkt wordt dat C.R. Brewitt-Taylor e.a., ’’Planar antennas on a dielectric surface”, Electronic Letters, 1 October, 1981, Vol. 17, No. 20, pp. 729-731, grotendeels eenzijdige stralingskoppeling met een 10 antennedipool op zichzelf openbaart. Dit artikel heeft echter geen betrekking op een fasebestuurd reflectorelement. Fasebesturing is hiermee niet mogelijk.It is noted that C.R. Brewitt-Taylor et al., "Planar antennas on a dielectric surface," Electronic Letters, October 1, 1981, Vol. 17, no. 20, pp. 729-731, discloses largely unilateral radiation coupling with an antenna dipole per se. However, this article does not relate to a phase-controlled reflector element. Phase control is not possible with this.

Met faseverschuiving werkende reflectorstelsels zijn nuttig voor een breed gebied van toepassingen. Zij vinden toepassing bij bundelvorming en bundelsturing, dat wil zeggen gebruikt in combinatie met een zender, zij kunnen nuttig worden toegepast voor het variëren van ofwel de vorm van de hoofdbundel en de 15 zijlobben of de richting van de hoofdbundel. Dit wordt bereikt door het kiezen en het variëren van de fase ingevoerd door elk stelselelement. Zij kunnen ook worden gebruikt bij bundelselectie, dat wil zeggen zij kunnen worden gebruikt door directe stralingsinval vanuit een of meerdere gekozen richtingen op een ontvanger. Zij vinden verder toepassing bij signaalmodulatie. De fase ingevoerd door elk reflectorelement kan coherent worden gevarieerd op een van de tijd afhankelijke wijze voor het verkrijgen van frequentiemo-20 dulatie. Ook kunnen reflectorelementen die in staat zijn tot onafhankelijke polarisatiebesturing worden gebruikt in combinatie met een analyseerinrichtlng voor het tot stand brengen van amplitudemodulatie of signaalselectie door poortwerking.Phase shifted reflector systems are useful for a wide range of applications. They find application in bundling and bundling control, that is, used in combination with a transmitter, they can be useful for varying either the shape of the main beam and the side lobes or the direction of the main beam. This is achieved by selecting and varying the phase input by each system element. They can also be used in beam selection, i.e. they can be used by direct radiation incident from one or more selected directions on a receiver. They also find application with signal modulation. The phase introduced by each reflector element can be coherently varied in a time-dependent manner for obtaining frequency modulation. Reflector elements capable of independent polarization control can also be used in combination with an analyzer for effecting amplitude modulation or signal selection through gate action.

Er is momenteel behoefte aan met faseverschuiving werkende stelsels die kunnen werken bij hoge frequenties, in het bijzonder bij microgolffrequenties in het gebied van 3 tot 100 GHz.There is currently a need for phase shifting systems that can operate at high frequencies, in particular at microwave frequencies in the range of 3 to 100 GHz.

25 De uitvinding beoogt fasestuurelementen te verschaffen die robuust zijn, een laag gewicht bezitten, compact en relatief goedkoop te vervaardigen zijn. Deze elementen en stelsels zijn bedoeld voor microgolfstraling in het frequentiegebied van 3 tot 100 GHz.The invention has for its object to provide phase control elements which are robust, have a low weight, are compact and can be manufactured relatively inexpensively. These elements and systems are intended for microwave radiation in the frequency range of 3 to 100 GHz.

Daartoe vóórziet de uitvinding in een fasebestuurd reflectorelement zoals hierboven beschreven met het kenmerk, dat de variabele impedantie een variabele reactantie is die een althans nagenoeg veriiesvrije 30 dipoolbelasting verschaft waardoor de dipool sterk reflectief is bij diens bedrijfsfrequentie, en dat de structurele component een althans nagenoeg verliesvrij diêlektrisch onderdeel is dat zich in de nabijheid bevindt van de dipool, en verder een diëlektrische constante en zodanige afmetingen heeft dat de dipool vooral gevoelig is voor straling die is ontvangen via het diëlektrische onderdeel en vooral via het diëlektrische onderdeel heruitstraalt, zodanig dat de dipool in hoofdzaak slechts aan één zijde met de straling 35 koppelt en waarbij de opstelling zodanig is dat variatie in de dipoolbelastingsreactantie een overeenkomstige variatie met betrekking tot de heruitstralingsfase met onveranderde frequentie produceertTo this end, the invention provides a phase-controlled reflector element as described above, characterized in that the variable impedance is a variable reactance which provides a substantially loss-free dipole load, whereby the dipole is highly reflective at its operating frequency, and that the structural component is at least substantially loss-free. is a dielectric component that is in the vicinity of the dipole, and furthermore has a dielectric constant and dimensions such that the dipole is particularly sensitive to radiation received via the dielectric component and, in particular, re-irradiates via the dielectric component, such that the dipole is reflected in essentially couples to the radiation 35 only on one side and the arrangement being such that variation in the dipole load reactance produces a corresponding variation with respect to the re-irradiation phase with an unchanged frequency

Het materiaal van het diëlektrische orgaan is zodanig gekozen, dat het lage diëlektrische verliezen bezit omdat het geabsorbeerde microgolfvermogen klein is vergeleken met het vermogen dat wordt gekoppeld naar of vanuit de dipool door het diëlektrische orgaan. De aanduiding "nagenoeg verliesloos diêlektrisch 40 orgaan” zal nader worden verklaard.The material of the dielectric member is chosen to have low dielectric losses because the absorbed microwave power is small compared to the power coupled to or from the dipole by the dielectric member. The designation "substantially lossless dielectric device" will be further explained.

Een extra weerstandsbijdrage tot de belastingimpedantie vloeit voort uit de niet ideale eigenschappen van de belasting. Een zekere lage weerstandsbijdrage is niet te vermijden. Een vereiste is, dat zoveel mogelijke straling die op de dipool valt wordt gereflecteerd. Vermogen dat door de belasting wordt geabsorbeerd zal laag zijn en derhalve zal het reflectievermogen hoog zijn, vooropgesteld dat ofwel de 45 impedantie van de belasting in sterkte vergelijkbaar is met de impedantie van de dipool en het weerstands-deel van de belastingimpedantie klein is in vergelijking met het reactieve deel, of dat de impedantie van de belasting is ofwel zeer hoog ofwel zeer laag in sterkte vergeleken met de dipoolimpedantie. In verband hiermee wordt opgemerkt, dat in de microgolftheorie open ketens en kortsluitingen meestal worden behandeld als uitersten van reactanties; de uitdrukking ’’reactantie”, ’’reactief’ en soortgelijke aanduidingen 50 zullen dienovereenkomstig nader worden toegelicht om onder andere open ketens en kortsluitingen te omvatten.An additional resistance contribution to the load impedance results from the non-ideal properties of the load. A certain low resistance contribution is unavoidable. A requirement is that as much radiation as possible that falls on the dipole is reflected. Power absorbed by the load will be low and therefore the reflectivity will be high, provided that either the impedance of the load in strength is comparable to the impedance of the dipole and the resistance part of the load impedance is small compared to the reactive part, or that the impedance of the load is either very high or very low in strength compared to the dipole impedance. In this connection, it is noted that in microwave theory, open chains and short circuits are usually treated as extremes of reactances; the phrase "reactance," "reactive," and similar designations 50 will be further explained accordingly to include open chains and short circuits.

Het is van bijzonder voordeel dat de dipool en zijn belasting in pianaire vorm kunnen worden geconstrueerd. Het diëlektrische orgaan kan een volume beslaan van de orde van 10"3 m3 en de dipool en de belasting 10'7 m3, een combinatie drie orden van grootte kleiner dan de bekende inrichtingen. Ook is het 55 van voordeel dat de dipool in de straling koppelt in hoofdzaak slechts aan een zijde als gevolg van het sterk koppelende diëlektrische orgaan. Dit vereenvoudigt een efficiënte aanpassing aan een microgolfveld.It is of particular advantage that the dipole and its load can be constructed in piano form. The dielectric member can cover a volume of the order of 10 "3 m3 and the dipole and the load 10'7 m3, a combination three orders of magnitude smaller than the known devices. It is also advantageous that the dipole in the radiation mainly couples only on one side due to the strongly coupling dielectric member, which simplifies efficient adaptation to a microwave field.

Het fasestuurelement kan van hybridische constructie zijn. De dipool kan worden gevormd uit metaal 194934 2 aangebracht op het oppervlak van een substraat van isolerend diëlektrisch materiaal. De belasting zou in dit geval discrete componenten omvatten gehecht voor het vormen van een met de dlpool parallel geschakeld netwerk.The phase control element can be of hybrid construction. The dipole can be formed from metal 194934 2 applied to the surface of a substrate of insulating dielectric material. The load would in this case include discrete components attached to form a network connected in parallel with the dlpool.

Het fasegestuurde element kan van geïntegreerde constructie zijn, dat wil zeggen de dipool kan worden 5 voorzien van een substraat van in hoofdzaak verliesvrij halfgeleidermateriaal. Het substraat kan ook een samengesteld lichaam zijn met een oppervlak van zodanig halfgeleidermateriaal. In geval van het laatste kunnen de impedantiecomponenten worden gevormd als componenten geïntegreerd met het halfgeleidermateriaal. Ook kan het substraat bestaan uit isolerend diëlektrisch materiaal en kan het fasestuurelement in zijn constructie een dragende laag van halfgeleidermateriaal omvatten, waarbij de dipool is gelegen tussen 10 het diëlektrische orgaan en deze laag. In deze gewijzigde uitvoeringsvorm kunnen zonder veel problemen warmte-afvoerorganen worden toegepast. De laag halfgeleidermateriaal kan door metaal worden gesteund . of door een dunne laag elektrisch isolerend diëlektrisch materiaal met een metalen bekleding. Deze gewijzigde uitvoeringsvorm verdient dan ook de voorkeur bij toepassingen met hoog vermogen en in dit geval is een efficiënte warmte-afvoer van belang.The phase-controlled element can be of integrated construction, that is to say the dipole can be provided with a substrate of substantially loss-free semiconductor material. The substrate can also be a composite body with a surface of such semiconductor material. In the case of the latter, the impedance components can be formed as components integrated with the semiconductor material. The substrate can also consist of insulating dielectric material and the phase control element in its construction can comprise a bearing layer of semiconductor material, the dipole being located between the dielectric member and this layer. In this modified embodiment, heat dissipation members can be used without many problems. The layer of semiconductor material can be supported by metal. or by a thin layer of electrically insulating dielectric material with a metal coating. This modified embodiment is therefore preferable for high-power applications and in this case efficient heat dissipation is important.

15 Er wordt gebruikgemaakt van het volgende principe. Een variabele reactantie is met de dipool parallel geschakeld-Deze-dipool straalt met ongewijzigde polarisatie, maar met een faseverschuiving die wordt gegeven door een complex reflectievermogen Rv: (Qa-QlH(Ba+BJ Μν = (ΘΑ+Θ,χΚΒΑ+ΒΛ 20 waarin GA+jBA de admittance van de dipool is als stralingsbron en GL+jBL de belastingadmittantie. Rv is het spanningsreflectievermogen. Opmerking verdient, dat Rv de eenhedenmodule heeft zolang de belastingcon-ductantie GL nul Is. Dit ideale geval is afhankelijk van he verliesvrij zijn van de impedantiecomponenten en het niet aanwezig zijn van geabsorbeerd vermogen in het dipoolmetaal en het diëlektrische orgaan. De faseverschuiving van het opnieuw uitgestraalde signaal ten opzichte van het invallende signaal is in het 25 algemene geval: - arctan ((BA+B,_)/(GA-GJ) - arctan ((BA+B,J/(GA+GJ)15 The following principle is used. A variable reactance is connected in parallel with the dipole-This dipole radiates with unchanged polarization, but with a phase shift given by a complex reflectivity Rv: (Qa-QlH (Ba + BJ Μν = (ΘΑ + Θ, χΚΒΑ + ΒΛ 20 where GA + jBA is the dipole admittance as the radiation source and GL + jBL the load admittance Rv is the voltage reflectivity Note that Rv has the unit module as long as the load capacitance GL is zero This ideal case depends on being loss-free of the impedance components and the absence of absorbed power in the dipole metal and the dielectric member. In the general case, the phase shift of the re-radiated signal relative to the incident signal is: - arctan ((BA + B, _) / (GA-GJ) - arctan ((BA + B, J / (GA + GJ)

In het verliesloze geval GL = 0 wordt de faseverschuivingIn the lossless case GL = 0, the phase shift becomes

- 2 arctan ((Ba+B|_)/G- 2 arctan ((Ba + B | _) / G

Indien BL variabel is over een gebied van een sterke negatieve naar een sterke positieve waarde kan 30 een fasevariatie van bijna -π tot π worden bereikt. Deze mate van fasebesturing vereist een belasting die variabel moet zijn van inductief naar capacitief.If BL is variable over a range from a strong negative to a strong positive value, a phase variation from nearly -π to π can be achieved. This degree of phase control requires a load that must be variable from inductive to capacitive.

Waar het fasestuurelement een enkele dipool omvat zal het element slechts worden gekoppeld met straling met een polarisatiecomponent die parallel loopt met de dipool. Door deze dipool opnieuw uitgestraald vermogen zal op zijn beurt alleen parallel met de dipool worden gepolariseerd.Where the phase control element comprises a single dipole, the element will only be coupled to radiation with a polarization component that runs parallel to the dipole. Power re-emitted by this dipole will in turn only be polarized in parallel with the dipole.

35 Het netwerk kan bijvoorbeeld meerdere door schakelaars te kiezen impedantiecomponenten omvatten, waarbij elke component de combinatie omvat van een reactantie en een stuurschakelaar.The network can for instance comprise several impedance components to be selected by switches, each component comprising the combination of a reactance and a control switch.

Als verder voorbeeld kan het fasestuurelement een gekruist paar orthogonale dipolen omvatten, waarbij een dipoolbelasting ofwel een open keten is ofwel een kortsluiting, terwijl de andere dipoolbelasting een antiparallel geschakeld paar dioden is. In deze constructie is de belastingimpedantie afhankelijk van het 40 niveau van het invallende stralingsvermogen. Bij lage niveaus is de belastingimpedantie hoog. Bij hoge niveaus gaan de dioden echter geleiden en wordt de belastingimpedantie laag.As a further example, the phase control element may comprise a crossed pair of orthogonal dipoles, one dipole load being either an open circuit or a short circuit, while the other dipole load being an anti-parallel pair of diodes. In this construction the load impedance is dependent on the level of the incident radiation power. The load impedance is high at low levels. At high levels, however, the diodes start conducting and the load impedance becomes low.

Een veelzijdiger uitvoeringsvorm omvat een gekruist paar orthogonale dipolen, elk voorzien van onafhankelijk stuurbare belastingen. In deze constructie is elke dipool gevormd en uitgevoerd om te dienen als inductieve belasting die parallel met de andere is geschakeld. Deze constructie laat afzonderlijke 45 faseverschuivingen toe voor elk van de twee orthogonale polarisaties - de polarisatierichtingen parallel aan elke dipool. Als dus de invallende polarisatie een cirkelvormige polarisatie is (onafhankelijk van de draairichting) of een vlakke polarisatie onder een hoek van ± 45° ten opzichte van de dipolen, laat de keuze van de faseverschuivingen voor elke dipool toe, dat de polarisatie van de heruitstraling eveneens ofwel cirkelvormig met een van beide draairichtingen ofwel vlak gepolariseerd is met een hoek van ± 45° - dat wil 50 zeggen dat de polarisatieverandering ook mogelijk is.A more versatile embodiment comprises a crossed pair of orthogonal dipoles, each provided with independently controllable loads. In this construction, each dipole is formed and designed to serve as an inductive load that is connected in parallel with the others. This construction allows separate 45 phase shifts for each of the two orthogonal polarizations - the polarization directions parallel to each dipole. Thus, if the incident polarization is a circular polarization (independent of the direction of rotation) or a flat polarization at an angle of ± 45 ° with respect to the dipoles, the choice of the phase shifts for each dipole allows the polarization of the re-irradiation as well. either circular with one of the two directions of rotation or flat polarized with an angle of ± 45 ° - that is, the polarization change is also possible.

Stelsels kunnen worden geconstrueerd onder gebruikmaking van vele gelijke, enkele of gebruikte dipolen. Er kan ook een gemeenschappelijk diëlektrisch orgaan worden toegepast.Systems can be constructed using many identical, single or used dipoles. A common dielectric member can also be used.

Thans zullen enkele uitvoeringsvormen van de uitvinding aan de hand van de tekeningen worden beschre-55 ven.Some embodiments of the invention will now be described with reference to the drawings.

De figuren 1 en 2 tonen in bovenaanzicht respectievelijk in dwarsdoorsnede een fasebestuurd reflector-element met een enkele dipool; 3 194934 de figuren 3 en 4 tonen in bovenaanzicht respectievelijk in dwarsdoorsnede een fasestuurelement met gekruiste dipool; de figuren 5 en 6 tonen elk vlakke doorsneden van het stuurelement in de bovengenoemde figuren 3 en 4, en tonen meer gedetailleerd verschillende stuurschakelingconfiguraties; 5 figuur 7 toont een dwarsdoorsnede van een FM-fasemodulator met een fasestuurelement in de vorm van een enkele gekruiste dipool; figuur 8 toont een dwarsdoorsnede van een stuurinrichting voor het richten van een bundel opgenomen in een stel dipolen; de figuren 9 en 10 tonen in bovenaanzicht twee gewijzigde constructies van een fasestuurelement met 10 gekruiste dipool; figuur 11 toont een dwarsdoorsnede van een duplexradarstelsel voorzien van een stel van gekruiste dipolen elk zoals weergegeven in een van de voorgaande figuren 9 en 10; ; figuur 12 toont een fasestuurelement voorzien van een verkorte transmissielijn en een reactieve belasting in de vorm van een varactordiode; 15 figuur 13 toont een gekruiste dipool als fasestuurelement voorzien van varactordioden; enFigures 1 and 2 show, in top plan view and in cross-section, respectively, a phase-controlled reflector element with a single dipole; Figures 3 and 4 show, in top plan view and in cross-section, respectively, a phase control element with a crossed dipole; Figures 5 and 6 each show flat cross-sections of the control element in the above-mentioned Figures 3 and 4, and show in more detail different control circuit configurations; Figure 7 shows a cross-section of an FM phase modulator with a phase control element in the form of a single crossed dipole; Figure 8 shows a cross-section of a control device for directing a bundle included in a set of dipoles; figures 9 and 10 show in plan view two modified constructions of a phase control element with 10 crossed dipole; Figure 11 shows a cross section of a duplex radar system provided with a set of crossed dipoles each as shown in one of the preceding Figures 9 and 10; ; Figure 12 shows a phase control element provided with a shortened transmission line and a reactive load in the form of a varactor diode; Figure 13 shows a crossed dipole as a phase control element provided with varactor diodes; and

figuur 14 toont een dwarsdoorsnede van een zender met stuurbaar richteffecLFigure 14 shows a cross-section of a transmitter with controllable directional effect

De figuren 1 en 2 tonen een voorbeeld van een fasebestuurd reflectorelement 1 met een enkele dipool. Dit element omvat een enkele dipool 3 gevormd uit metaal aangebracht op het substraat 5 van nagenoeg 20 verliesvrij diëlektrisch materiaal, bijvoorbeeld siliciumhalfgeleidermateriaal. In deze uitvoeringsvorm werkt het substraat 5 zowel als een dipooldrager en als diëlektrisch orgaan voor het koppelen van straling naar de dipool 3. De dipool 3 is onderverdeeld in twee benen 3a, 3b van gelijk of nagenoeg gelijke lengte. Een plaatselijk impedantienetwerk 7, gelegen in de nabijheid van het midden van de dipool 3 is aangesloten tussen de twee benen 3a, 3b. Dit netwerk 7 omvat een verkorte transmissielijn 9 die dient als inductieve 25 belasting. Het netwerk 7 omvat ook meerdere met schakelaars te kiezen impedantiecomponenten 11,13, “elk waarvan in dit voorbeeld bestaat uit een condensator 11c, 13c en een PIN-diodeschakelaar 11s, 13s. Bij passende waarden van zelfinductie en capaciteit levert de werking van de schakelaars 11s, 13s een nettobelasting over de dipolen 3 die ofwel inductief ofwel capacitief kan zijn. Elk van de condensatoren 11c en 13c is wel of niet aangesloten over dipool 3 al naar gelang zijn bijbehorende diodeschakelaar 11s of 13s 30 een kortsluiting vormt respectievelijk een open keten. Dit verschaft vier reactantiemogelijkheden kiesbaar door een twee-bit-instructie. De stuurlijnen 15,17,19 dienen voor voorspanningsbesturing. De stuurlijn 15 is gemeenschappelijk voor de beide dioden 11s en 13s, terwijl de lijnen 17 en 19 met elk van de dioden 11s respectievelijk 13s is verbonden. Voorspanningen toegevoerd aan de stuurlijnen 15 en 17,15 en 19, schakelen de dioden 11s en 13s, die op hun beurt de condensatoren 11c en 13c over de dipool 3 35 aansluiten. Parasitaire koppeling tussen de dipool 3 en de stuurlijnen 15, 17 en 19 wordt geminimaliseerd door de lijnen te leggen in een richting die loodrecht staat op de dipool 3.Figures 1 and 2 show an example of a phase-controlled reflector element 1 with a single dipole. This element comprises a single dipole 3 formed from metal applied to the substrate 5 of substantially lossless dielectric material, for example silicon semiconductor material. In this embodiment, the substrate 5 acts both as a dipole carrier and as a dielectric member for coupling radiation to the dipole 3. The dipole 3 is subdivided into two legs 3a, 3b of equal or substantially equal length. A local impedance network 7, located in the vicinity of the center of the dipole 3, is connected between the two legs 3a, 3b. This network 7 comprises a shortened transmission line 9 that serves as an inductive load. The network 7 also comprises a plurality of switch selectable impedance components 11, 13, each of which in this example consists of a capacitor 11c, 13c and a PIN diode switch 11s, 13s. At appropriate values of self-inductance and capacitance, the operation of the switches 11s, 13s produces a net load across the dipoles 3 which can be either inductive or capacitive. Each of the capacitors 11c and 13c is or is not connected across dipole 3 depending on whether its associated diode switch 11s or 13s 30 forms a short circuit or an open circuit, respectively. This provides four reactance options selectable by a two-bit instruction. The control lines 15, 17, 19 serve for bias control. The control line 15 is common to the two diodes 11s and 13s, while the lines 17 and 19 are connected to each of the diodes 11s and 13s, respectively. Pre-voltages applied to the control lines 15 and 17, 15 and 19 switch the diodes 11s and 13s, which in turn connect the capacitors 11c and 13c across the dipole 3. Parasitic coupling between the dipole 3 and the control lines 15, 17 and 19 is minimized by laying the lines in a direction perpendicular to the dipole 3.

Terwijl het impedantienetwerk 7 een vaste zelfinductie omvat met schakelbare condensatoren, kan ook een schakelbare zelfinductie met een vaste condensator worden toegepast.While the impedance network 7 comprises a fixed self-induction with switchable capacitors, a switchable self-induction with a fixed capacitor can also be applied.

Thans zal aandacht worden besteed aan factoren die de keuze bepalen van de lengte van de dipool 3.Attention will now be paid to factors which determine the choice of the dipole length 3.

40 Bij resonantie wordt de lengte "W van de dipool en de absolute golflengte λ* van de straling gegeven door de formule e 2 = 2^ ^ (€i + ^) = 2 ^ « X V2 voor c, (1) 45 (Zie Brewitt-Taylor et al ’’Planar Antennas on a dielectric surfase”, Electronics Letters Vol. 17, No. 20, blz. 729-731 (oktober 1981)).40 In resonance, the length "W of the dipole and the absolute wavelength λ * of the radiation are given by the formula e 2 = 2 ^ ^ (€ i + ^) = 2 ^« X V2 for c, (1) 45 ( See Brewitt-Taylor et al. "Planar Antennas on dielectric surfase," Electronics Letters Vol. 17, No. 20, pp. 729-731 (October 1981).

waarin e, en e2 de diëlektrische constanten zijn van de media aan weerszijden van de dipool. Voor silicium e!=12 en lucht €2“ 1- 50 Het symbool λ stelt de golflengte voor van de straling gemeten in het diëlektrische substraatmedium.wherein e1 and e2 are the dielectric constants of the media on either side of the dipole. For silicon e! = 12 and air € 2 “1-50 The symbol λ represents the wavelength of the radiation measured in the dielectric substrate medium.

Deze formule neemt de resonantie volgens de laagste modus aan - zogenaamde "halve golflengte"-resonantie, analoog aan de resonantie in een vrijstaande dipool. Bij deze golflengte komt de resonantie van de volgende hogere orde overeen met een lengte die driemaal deze waarde is. De lengte van de dipool wordt gekozen binnen dit gebied; 55 e\>e> 3ei £ 2This formula assumes the resonance according to the lowest mode - so-called "half wavelength" resonance, analogous to the resonance in a free-standing dipole. At this wavelength, the resonance of the next higher order corresponds to a length that is three times this value. The length of the dipole is chosen within this range; 55 th £ 3

De hierboven gegeven formule (1) is theoretisch in zoverre dat zij een dipoollengte/breedte- 194934 4 aspectverhouding aanneemt die oneindig nadert. Deze formule kan echter ook worden beschouwd als een redelijke benadering voor een dipool met een aspectverhouding 10:1. De formule kan door een eenvoudige geometrische factor worden gewijzigd teneinde rekening te houden met de dipoolvorm en het aspect in meer speciale gevallen.The formula (1) given above is theoretical in that it assumes a dipole length / width aspect ratio approaching infinity. However, this formula can also be considered as a reasonable approximation for a dipole with an aspect ratio of 10: 1. The formula can be changed by a simple geometric factor to take into account the dipole shape and the aspect in more special cases.

5 De dempingsverliezen door de specifieke weerstand van het montagesubstraat of het diëlektrische orgaan worden bij benadering gegeven door de verhouding (Z/ps) waarin Z de karakteristieke impedantie is en p8 de specifieke bladweerstand. Voor een siliciumsubstraat (Z = 100 ohm) van nominale dikte van 400 pm komt een specifieke weerstand van 100 ohm.cm overeen met een dempingsverlies van bij benadering 5%, een acceptabele waarde. De antennedipoolimpedantie en het polaire stralingsdiagram zijn ook gevoelig 10 voor de specifieke substraatweerstand, maar voor de beschreven dipool is dit effect klein voor specifieke substraatweerstanden van 100 ohm.cm en hoger.The damping losses due to the specific resistance of the mounting substrate or the dielectric member are given approximately by the ratio (Z / ps) in which Z is the characteristic impedance and p8 is the specific blade resistance. For a silicon substrate (Z = 100 ohm) of nominal thickness of 400 µm, a specific resistance of 100 ohm.cm corresponds to a damping loss of approximately 5%, an acceptable value. The antenna dipole impedance and the polar radiation diagram are also sensitive to the specific substrate resistance, but for the dipole described, this effect is small for specific substrate resistances of 100 ohm.cm and higher.

De verkorte lengte van de transmissielijn 9 is typisch tussen λβη/32 en Xeff/8 en is derhalve inductief.The shortened length of the transmission line 9 is typically between λβη / 32 and Xeff / 8 and is therefore inductive.

Een meer veelzijdige variant van het bovenvermelde stuurelement 1 is in bovenaanzicht en dwarsdoorsnede in de figuren 3 en 4 weergegeven. Dit element 1 omvat een paar gekruiste orthogonale dipolen 3 en 15 3', gevormd als patroon uit een gemeenschappelijke laag metaal aangebracht op het oppervlak van een dunne laag 21 van halfgeleidersilicium - een laag 21 met een dikte van in het bijzonder tussen λ/100 en λ/4, waarin λ de gekozen signaalgolflengte gemeten in het silicium is. Een beschermende oxidelaag 23 is tussen het metaal en het silicium aangebracht, teneinde de vorming van ongewenste intermetallische verbindingen tegen te gaan. De siliciumlaag 21 wordt ondersteund door een dunne bekleding van beryliu-20 moxide 25 en een metaalbekleding 27 voor het vergemakkelijken van de warmte-afvoer. De dipolen 3 en Θ' zijn gemonteerd naast of vlak boven het oppervlak van een diëlektrisch orgaan 5 van isolerend diëlektrisch materiaal. De diëlektrische constante van dit isolerende materiaal 5 is zodanig gekozen, dat de dipolen in hoofdzaak alleen de straling koppelen die invalt via het materiaal 5.A more versatile variant of the above-mentioned control element 1 is shown in top view and in cross-section in figures 3 and 4. This element 1 comprises a pair of crossed orthogonal dipoles 3 and 3 'formed as a pattern from a common layer of metal applied to the surface of a thin layer 21 of semiconductor silicon - a layer 21 having a thickness of in particular between λ / 100 and λ / 4, where λ is the selected signal wavelength measured in the silicon. A protective oxide layer 23 is provided between the metal and the silicon in order to prevent the formation of undesired intermetallic compounds. The silicon layer 21 is supported by a thin coating of beryl oxide 20 and a metal coating 27 for facilitating heat dissipation. The dipoles 3 and Θ 'are mounted next to or just above the surface of a dielectric member 5 of insulating dielectric material. The dielectric constant of this insulating material 5 is chosen such that the dipoles substantially only link the radiation incident through the material 5.

Elk van de dipoolbenen 3a, 3b, 3'a, 3'b bezit een respectievelijke sleuf 4a, 4b, 4'a, 41). Elk van sleuven 25 voorzien dipooldeel dient als een verkorte transmissielijn zoals 9, parallel geschakeld met een respectievelijk dipoolbeen 3a, 3b, 3'a, 3'b, waarbij elk been een lengte bezit van bij benadering λ/4. De kortere lijnlengte, dat wil zeggen de lengte van elke sleuf, is minder, in het bijzonder in het gebied van λ/32 tot λ/8 en aldus biedt elke verkorte lijn een inductieve belasting. Deze parallelle inductieve belastingen over de dipolen 3 en 3' worden gecomplementeerd door met behulp van schakelaars te kiezen impedantiecomponenten 11,13 30 en 11', 13'. Elk van de door schakelaars te kiezen impedantiecomponenten 11,11', 13 en 13' omvat een condensator 11c, 11'c, 13c of 13'c en een PIN-diodeschakelaar 11a, 11's, 13s respectievelijk Id's.Each of the dipole legs 3a, 3b, 3'a, 3'b has a respective slot 4a, 4b, 4'a, 41). Each slotted dipole member serves as a shortened transmission line such as 9, connected in parallel with a respective dipole leg 3a, 3b, 3'a, 3'b, each leg having a length of approximately λ / 4. The shorter line length, i.e. the length of each slot, is less, especially in the range of λ / 32 to λ / 8 and thus each shortened line offers an inductive load. These parallel inductive loads across the dipoles 3 and 3 'are complemented by impedance components 11, 13 and 13', 13 'to be selected with the aid of switches. Each of the impedance components 11, 11 ', 13 and 13' selectable by switches comprises a capacitor 11c, 11'c, 13c or 13'c and a PIN diode switch 11a, 11s, 13s and IDs, respectively.

De belaste dipolen 3 en 3' koppelen onafhankelijk naar hun eigen polarisatie. De faseverschuivingen geïntroduceerd in de opnieuw uitgestraalde velden worden gestuurd door impedantiecomponenten 11,13, 11' en 13' en zijn onafhankelijk.The loaded dipoles 3 and 3 'link independently to their own polarization. The phase shifts introduced into the re-irradiated fields are driven by impedance components 11,13, 11 'and 13' and are independent.

35 Beschouwd wordt thans een invallend stralingsvlak gepolariseerd bij 45° voor de dipolen 3 en 3', die stromen in fase induceren. De opnieuw uitgestraalde velden zijn onderworpen aan faseverschuivingen φ en Θ voor de horizontale en de verticale dipolen 3' respectievelijk 3. Als Θ = φ is de resulterende straling vlak gepolariseerd bij 45° (dat wil zeggen parallel met het Invallende veld). Als anderzijds Θ = φ + π is het opnieuw uitgestraalde veld dan vlak gepolariseerd bij -45° (dat wil zeggen loodrecht op het invallende veld). 40 Als Θ = φ ± π/2 wordt cirkelvormige polarisatie van een van de draairichtingen opnieuw uitgestraald. In elk geval is het opnieuw uitgestraalde veld in fase verschoven over φ ten opzichte van het invallende veld. Dit demonstreert de onafhankelijke besturing van de fase en de polarisatie.Considering now, an incident radiation plane is polarized at 45 ° for the dipoles 3 and 3 ', which induce currents in phase. The re-radiated fields are subject to phase shifts φ and Θ for the horizontal and vertical dipoles 3 'and 3, respectively. If Θ = φ, the resulting radiation is flatly polarized at 45 ° (i.e. parallel to the incident field). On the other hand, if Θ = φ + π, the re-radiated field is flatly polarized at -45 ° (i.e., perpendicular to the incident field). 40 If Θ = φ ± π / 2, circular polarization of one of the directions of rotation is re-irradiated. In any case, the re-radiated field is shifted in phase by φ relative to the incident field. This demonstrates the independent control of the phase and the polarization.

De stuurlijnverbinding met de PIN-dioden 11s, 11's, 13s en 13's kan worden uitgevoerd via uit weerstandslagen bestaande verbindingen. Ook is het mogelijk laagfrequente halfgeleiderinrichtingen onder 45 het antennemetaal te plaatsen, voor het verschaffen van logische functies of voor het aandrijven van de PIN-dioden 11s, 11's, 13s en 13's. Hier kan elektrisch vermogen worden geleverd ofwel door verdere transmissielijnen of via weerstandsverbindingen.The control line connection to the PIN diodes 11s, 11s, 13s and 13s can be made via resistor-layered connections. It is also possible to place low frequency semiconductor devices below 45 the antenna metal, for providing logic functions or for driving the PIN diodes 11s, 11s, 13s and 13s. Electric power can be supplied here either through further transmission lines or via resistor connections.

Als sterke microgolfvermogens door de relaiselementen moeten worden gestuurd zal de stroomtoevoer nodig voor de PIN-dioden lis tot 13's worden vergroot (in het bijzonder tot ongeveer 10 mA voor een diode 50 die 10 W microgolfvermogen kan sturen). Voor de gekruiste dipolen 3,3', kan het van nut zijn de stroom voor alle stuurdioden vanwege de energiedissipatie toe te voeren door weerstandsverbindingen. Een wijze om dit probleem te vermijden is het gelijkrichten van een kleine hoeveelheid invallend microgolfvermogen voor het leveren van de gelijkstroom voor de dioden 11s tot 13's en voor alle aanwezige logische en stuurtransistoren. Alleen stuursignalen met laag niveau behoeven dan door de weerstandsverbindingen te 55 worden toegevoerd. Als HF-DS vermogensomzetters zijn Schottky-barrièrediodes geschikt. In de schakeling die in figuur 5 is weergegeven zijn een metaallijn 11m en twee Schottky-barrièregelijkrichtdioden 11r in serie geschakeld over een dipoolsleuf 4'a. De dioden 11r zijn met het microgolfveld gekoppeld via de lijn 11m en 5 194934 door een condensator C aangesloten bij 10'a met het dipoolbeen 3'a. De gelijkgerichte uitgang van de dioden 11 r wordt gevoerd naar de PIN-diode 11s via transistorschakelaar 11t en voorspanningsweerstand R. Een basis-emitterstuurstroom wordt aan transistor 11t toegevoerd via de weerstanden 12b en 12e. Als een sterk stralingsveld op de antenne valt wordt een microgolfspanning over de diode 11r tot stand gebracht 5 en de als gevolg hiervan gelijk gerichte stroom laadt de condensator C. Dit levert een stuurstroom voor de diode 11s via basisweerstand R en transistor 11t. Transistor 11t versterkt de stuurstroom, die derhalve klein is vergeleken met de stroom opgenomen door de diode 11s als deze zich in geleidende toestand bevindtIf strong microwave powers are to be controlled by the relay elements, the current supply required for the PIN diodes lis will be increased to 13s (in particular to about 10 mA for a diode 50 capable of controlling 10 W microwave power). For the crossed dipoles 3,3 ', it may be useful to supply the current for all control diodes due to the energy dissipation through resistor connections. One way to avoid this problem is to rectify a small amount of incident microwave power to provide the direct current for diodes 11s to 13s and for all logic and control transistors present. Only control signals with a low level then need to be supplied through the resistor connections. Schottky barrier diodes are suitable as HF-DS power converters. In the circuit shown in Figure 5, a metal line 11m and two Schottky barrier rectifying diodes 11r are connected in series through a dipole slot 4'a. The diodes 11r are coupled to the microwave field via the line 11m and 194934 by a capacitor C connected at 10'a to the dipole leg 3'a. The rectified output of the diodes 11r is applied to the PIN diode 11s via transistor switch 11t and bias resistor R. A base emitter driver current is supplied to transistor 11t via resistors 12b and 12e. If a strong radiation field falls on the antenna, a microwave voltage is established across the diode 11r and the resulting direct current charges the capacitor C. This produces a control current for the diode 11s via basic resistor R and transistor 11t. Transistor 11t amplifies the control current, which is therefore small compared to the current absorbed by the diode 11s when it is in a conductive state

Een andere wijze om de gelijkspanning en de stuursignalen toe te voeren is via metalen sporen, bijvoorbeeld spoor 29 zoals aangegeven in figuur 6. Deze metalen sporen kunnen op verschillende plaatsen 10 rondom het antennemetaal 3, 3' worden geplaatst. Aangezien zij capacitief met het antennemetaal zijn gekoppeld zullen zij steeds een deel van de antennestroom afleiden, met het gevolg dat het gewenste opnieuw uitgestraalde vermogen wordt verstoord of in zekere mate wordt gedissipeerd. De microgolfimpe-dantie van de sporen 29 kan echter worden verhoogd, ten minste over een smalle bandbreedte, door het opnemen van bijvoorbeeld meanders 31 en condensatoren 33 als resonantiestoppen. Een toename van de 15 impedantie reduceert de microgolfstromen in de sporen en heeft derhalve tot gevolg dat het rendements-verlies wordt gereduceerd.Another way of applying the direct voltage and the control signals is via metal tracks, for example track 29 as indicated in figure 6. These metal tracks can be placed at different places around the antenna metal 3, 3 '. Since they are capacitively coupled to the antenna metal, they will always divert part of the antenna current, with the result that the desired re-radiated power is disturbed or dissipated to a certain extent. However, the microwave impedance of the tracks 29 can be increased, at least over a narrow bandwidth, by including, for example, meanders 31 and capacitors 33 as resonance stops. An increase in impedance reduces the microwave currents in the tracks and therefore has the effect of reducing the efficiency loss.

Een FM-fasemodulator met een enkele gekruiste dipoolreflector 3 is in figuur 7 weergegeven. Deze modulator bestaat uit een diëlektrische lens 41 op het achteroppervlak waarvan de gekruiste dipool 3 is gemonteerd. De lens 41 omvat binnen zijn constructie een selectieve polarisatiespiegel 43. Een zenddipool 20 45 grenst aan de zijde van de lens 41 en verlicht in samenwerking met de spiegel 43 het element 1. De gekruiste dipool 3 bezit in het bijzonder een reactieve belasting bestaande uit een aantal met behulp van schakelaars te kiezen impedanties, in combinatie met een samenwerkende logische functieschakeling teneinde een drie-bit-faseverschuifselectie mogelijk te maken. De gekruiste dipool 3 is met zijn samengestelde dipolen samengevoegd onder een helling van 45° met het polarisatievlak van de invallende straling 25 gericht vanuit de zenddipool 45. De belastingimpedanties zijn zodanig gekozen, dat het opnieuw uitgestraalde veld loodrecht is gepolariseerd, de straling gericht vanuit het fasestuurelement passeert derhalve de spiegel 31 zonder dat er een merkbare reflectie optreedt. Faseverschuivingen van 0, π/4, π/2, 3π/4, π, 5rt/4, 3π/3, 7π/4 kunnen worden gekozen en tussengevoegd onder de drie-bit-logische besturing teneinde een stapsgewijze discrete fasemodulatie te verschaffen. Deze faseverschuivingen kunnen ten minste bij 30 benadering worden verschaft door drie schakelbare diode-condensatorserieschakelingen (11 s/11 c in figuur 1). Aangezien de fase geen lineaire functie is van de capaciteit zullen de hiervoor genoemde faseverschuif-Intervallen π/4 niet exact worden gereproduceerd. Indien exacte faseverschuifintervallen van n/4 noodzakelijk zijn zouden zeven dioden-condensatorcombinaties nodig zijn, waarbij ten minste een diode telkens in geleidende toestand Is.An FM phase modulator with a single crossed dipole reflector 3 is shown in FIG. This modulator consists of a dielectric lens 41 on the rear surface of which the crossed dipole 3 is mounted. The lens 41 comprises within its construction a selective polarization mirror 43. A transmitting dipole 45 borders on the side of the lens 41 and illuminates the element 1 in cooperation with the mirror 43. The crossed dipole 3 in particular has a reactive load consisting of a number of impedances to be selected with the aid of switches, in combination with a cooperating logic function circuit to enable a three-bit phase shift selection. The crossed dipole 3 is assembled with its composite dipoles at an angle of 45 ° to the polarization plane of the incident radiation 25 directed from the transmitting dipole 45. The load impedances are selected such that the re-radiated field is perpendicularly polarized, the radiation directed from the phase control element therefore passes through mirror 31 without any noticeable reflection occurring. Phase shifts of 0, π / 4, π / 2, 3π / 4, π, 5rt / 4, 3π / 3, 7π / 4 can be selected and inserted under the three-bit logic control to provide a step-by-step discrete phase modulation. These phase shifts can be provided at least approximately by three switchable diode capacitor series circuits (11s / 11c in Figure 1). Since the phase is not a linear function of the capacitance, the aforementioned phase shift intervals π / 4 will not be exactly reproduced. If exact phase shift intervals of n / 4 are necessary, seven diode-capacitor combinations would be required, with at least one diode in each case being in the conductive state.

35 Stelsels kunnen worden geconstrueerd voorzien van meerdere enkele of gekruiste dipolen en met toepassing van een gemeenschappelijk substraat. De fase die bij elke dipoolpositle Is geïntroduceerd kan dan voor uiteenlopende toepassingen worden gestuurd, bijvoorbeeld voor bundelrichtingbesturing. Een voorbeeld van een dergelijke toepassing is in figuur 8 weergegeven. Hier is een stelsel 47 bestaande uit vier enkele of gekruiste dipolen 48 opgesteld op het achteroppervlak van een diëlektrische lens 49. Straling 40 wordt op het stelsel gericht vanuit een dipoolzender 45. Microgolfvermogen wordt opnieuw uitgestraald door het stelsel en gefocusseerd volgens een bundel door lens 49. De positie van het virtuele beeld I van de zenddipool 45 kan worden gevarieerd en aldus kan de bundelrichting worden bestuurd door passende fasetussenvoeging in elk van de dipolen 48.Systems can be constructed with a plurality of single or crossed dipoles and using a common substrate. The phase introduced at each dipole position can then be controlled for various applications, for example for beam direction control. An example of such an application is shown in Figure 8. Here, a system 47 consisting of four single or crossed dipoles 48 is arranged on the rear surface of a dielectric lens 49. Radiation 40 is directed at the system from a dipole emitter 45. Microwave power is again radiated through the system and focused according to a beam through lens 49 The position of the virtual image I of the transmission dipole 45 can be varied and thus the beam direction can be controlled by appropriate phase insertion in each of the dipoles 48.

Een andere vorm van een fasestuurelement 1 met gekruiste dipool is in figuur 9 weergegeven. In deze 45 constructievorm kan de belastingimpedantie over een van de twee dipolen 3, 3* worden gevarieerd door het stralingsvermogensniveau, in plaats van door het toevoeren van een voorspannlng vanuit een externe schakeling, zoals hierboven is besproken. De polarisatie van de door dit fasestuurelement 1 gereflecteerde straling verschilt voor stralingsniveaus met hoog vermogen en laag vermogen. Het impedantlenetwerk 7, aangesloten tussen de twee samenstellende benen 3a, 3b van een van de dipolen 3, omvat een antiparallel 50 paar dioden 11s en 13s, dat wil zeggen dat deze dioden parallel zijn aangesloten over de spleet tussen de twee benen 3a en 3b en zodanig zijn aangesloten, dat de polariteit van een van de dioden 11s het tegengestelde is van die van de andere diode 13s. De dioden 11s en 13s kunnen van hetzelfde type zijn, bijvoorbeeld beide kunnen Schottky-barrièredioden zijn.Another form of a phase control element 1 with a crossed dipole is shown in FIG. In this construction form, the load impedance over one of the two dipoles 3, 3 * can be varied by the radiation power level, instead of by applying a bias voltage from an external circuit, as discussed above. The polarization of the radiation reflected by this phase control element 1 differs for high power and low power radiation levels. The impedance network 7, connected between the two constituent legs 3a, 3b of one of the dipoles 3, comprises an anti-parallel 50 pairs of diodes 11s and 13s, i.e. these diodes are connected in parallel over the gap between the two legs 3a and 3b and are connected such that the polarity of one of the diodes 11s is the opposite of that of the other diode 13s. The diodes 11s and 13s can be of the same type, for example, both can be Schottky barrier diodes.

Ook kunnen de dioden 11s en 13s van verschillend type zijn, bijvoorbeeld de ene diode 11s kan een 55 Schottky-barrièfediode zijn en de andere diode 13s een PIN-diode. Als het vermogensniveau van de invallende straling laag is zijn beide dioden 11s en 13s niet geleidend en stelt het netwerk 7 een hoge impedantiebelasting voor de dipool 3 voor. Als echter het vermogensniveau van de invallende straling hoog 194934 6 is zijn beide dioden 11s en 13s geleidend, zodat de belastingimpedantie van het netwerk 7 daalt tot een lage waarde vergeleken met de dipoolimpedantie. De fase van de straling gereflecteerd door deze dipool 3 verschilt dus bij benadering π voor lage en hoge vermogensniveaus van de straling. De tweede dipool 3'S heeft een open ketenbelasting en staat loodrecht op de eerste dipool 3. Bij laag vermogensniveau worden 5 de twee dipolen 3, 3' overeenkomstig belast. Het stralingsvlak dat gepolariseerd is bij π/4 voor de twee dipolen 3, 3' wordt met ongewijzigde polarisatie gereflecteerd. Bij hoge vermogensniveaus zullen de dipoolbelastingen echter verschillen en in de ideale situatie zal de straling die door een dipool 3 wordt gereflecteerd π uit fase zijn met die door de andere dipool 3' wordt gereflecteerd. In de praktische situatie zal het faseverschil echter bij benadering gelijk zijn aan π. Het vlak van de invallende straling parallel 10 gepolariseerd ten opzichte van de weergegeven assen X of Y bekrachtigt beide dipolen 3, 3' gelijk omdat de dipolen 3, 3' volgens π/4 of -π/4 ten opzichte van de assen X, Y zijn gericht. De gereflecteerde straling is vlak gepolariseerd, maar parallel met de loodrechte assen Y respectievelijk X, vanwege de fase-• verschuiving.The diodes 11s and 13s can also be of different types, for example the one diode 11s can be a Schottky barrier diode and the other diode 13s a PIN diode. If the power level of the incident radiation is low, both diodes 11s and 13s are non-conductive and the network 7 represents a high impedance load for the dipole 3. However, if the power level of the incident radiation is high 194934 6, both diodes 11s and 13s are conductive, so that the load impedance of the network 7 drops to a low value compared to the dipole impedance. The phase of the radiation reflected by this dipole 3 thus differs approximately π for low and high power levels of the radiation. The second dipole 3'S has an open circuit load and is perpendicular to the first dipole 3. At a low power level, the two dipoles 3, 3 'are loaded accordingly. The radiation plane that is polarized at π / 4 for the two dipoles 3, 3 'is reflected with unchanged polarization. At high power levels, however, the dipole loads will differ and, in the ideal situation, the radiation reflected by one dipole 3 will be out of phase with that reflected by the other dipole 3 '. In the practical situation, however, the phase difference will be approximately equal to π. The plane of the incident radiation polarized in parallel with respect to the axes X or Y shown energizes both dipoles 3, 3 'equally because the dipoles 3, 3' according to π / 4 or -π / 4 relative to the axes X, Y are targeted. The reflected radiation is flatly polarized, but parallel to the perpendicular axes Y and X, respectively, due to the phase shift.

Een variatie van deze laatste constructievorm is in figuur 10 weergegeven. Hier is een belasting 7' met 15 lage impedantie, bijvoorbeeld een kortsluiting, aangesloten tussen de benen 3'a, 3'b van de tweede dipool S'. In dit geval wordt de gereflecteerde straling gepolariseerd in een richting die loodrecht staat op de invallende straling bij lage vermogensniveaus als de diodenimpedantie hoog is, en parallel met de invallende straling als de diodenimpedantie laag is. Zoals bij microgolftheorie gebruikelijk worden open ketens en kortsluitingen behandeld en beschouwd als extreme gevallen van reactieve belastingen.A variation of the latter construction form is shown in Figure 10. Here a load 7 'with low impedance, for example a short circuit, is connected between the legs 3'a, 3'b of the second dipole S'. In this case, the reflected radiation is polarized in a direction perpendicular to the incident radiation at low power levels if the diode impedance is high, and parallel to the incident radiation if the diode impedance is low. As is usual with microwave theory, open chains and short circuits are treated and considered as extreme cases of reactive loads.

20 Een stelsel van dergelijke gekruiste dipolen volgens de figuren 9 en 10 kan worden gebruikt in een radarinstallatie voor het koppelen van een zenderbron en een of meer ontvangers aan een gemeenschappelijke apertuur. Een voorbeeld van een duplexradar is in figuur 11 weergegeven Deze radar omvat een lichaam van diëlektrisch materiaal 5 met een frontvlak 5a gevormd als een diêlektrische lens. Deze radar omvat ook een stelsel 1 van gekruiste dipolen zoals in figuur 9 is weergegeven en ontvanger Rx en een 25 zender Tx, geplaatst naast de respectievelijke oppervlakken 5b, 5c en 5d van het diêlektrische lichaam 5.A system of such crossed dipoles according to Figs. 9 and 10 can be used in a radar installation for coupling a transmitter source and one or more receivers to a common aperture. An example of a duplex radar is shown in Figure 11. This radar comprises a body of dielectric material 5 with a front face 5a shaped as a dielectric lens. This radar also comprises a system 1 of crossed dipoles as shown in Fig. 9 and receiver Rx and a transmitter Tx, placed next to the respective surfaces 5b, 5c and 5d of the dielectric body 5.

De oppervlakken 5c en 5d staan onderling loodrecht en beide hellen onder een hoek van π/4 ten opzichte van het oppervlak 5b. Het lichaam 5 omvat een gekantelde selectieve polarisatiespiegel 43. De spiegel 43 wordt gevormd door opgedampte parallelle metalen stroken op een (niet weergegeven) bloot liggend oppervlak van het lichaam 5, waarbij de hartlijnen tussen de strips minder bedraagt dan π/4 en de 30 stripbreedte minder bedraagt dan de spleet tussen de strips. Het is noodzakelijk dat het lichaam oorspronkelijk wordt geproduceerd volgens twee aparte delen (niet weergegeven) teneinde voor het samenvoegen de spiegel aan te kunnen brengen. Straling van laag vermogensniveau die op het oppervlak 5a valt wordt naar de ontvanger Rx gefocusseerd. Deze straling wordt echter eerst geconvergeerd naar en gereflecteerd bij het stel stuurelement 1 en vervolgens een tweede maal gereflecteerd bij de selectieve polarisatiespiegel 35 43. De polarisatie van de signaalstraling blijft ongewijzigd. De zenderbron Tx is zodanig gericht, dat straling in het diêlektrische lichaam 5 wordt gezonden met een zodanige polarisatie, dat deze de spiegel 43 kan passeren. (De uitgangsstraling van de zender en de gereflecteerde invallende straling bezitten bij spiegel 43 een onderling loodrechte polarisatie.) De zenderuitgangsstraling is van hoog vermogensniveau. Als da zenderüitgangsstraling wordt gereflecteerd door het stelsel 1 van gekruiste dipolen weergegeven in figuur 9, 40 wordt de polarisatie over π/2 geroteerd. De uitgangsstraling die het oppervlak 5a verlaat is derhalve parallel gepolariseerd ten opzichte van de inkomende signaalstraling.The surfaces 5c and 5d are mutually perpendicular and both are inclined at an angle of π / 4 with respect to the surface 5b. The body 5 comprises a tilted selective polarization mirror 43. The mirror 43 is formed by vapor-deposited parallel metal strips on an exposed surface of the body 5 (not shown), the center lines between the strips being less than π / 4 and the strip width. is less than the gap between the strips. It is necessary that the body is originally produced in two separate parts (not shown) in order to be able to mount the mirror before joining. Low power level radiation falling on the surface 5a is focused to the receiver Rx. However, this radiation is first converged and reflected at the set of control element 1 and then reflected a second time at the selective polarization mirror 43. The polarization of the signal radiation remains unchanged. The transmitter source Tx is oriented such that radiation is sent into the dielectric body 5 with a polarization such that it can pass through the mirror 43. (The output radiation from the transmitter and the reflected incident radiation have a mutually perpendicular polarization at mirror 43.) The transmitter output radiation is of a high power level. When the transmitter output radiation is reflected by the system 1 of crossed dipoles shown in Figs. 9, 40, the polarization is rotated by π / 2. The output radiation leaving the surface 5a is therefore polarized in parallel with the incoming signal radiation.

Een duplexradar kan afwijkend worden geconstrueerd onder toepassing van fasestuurelementen die in figuur 10 zijn weergegeven. In dit geval worden ofwel Rx en Tx van positie verwisseld vergeleken met de uitvoering volgens figuur 11, of wordt de selectieve polarisatiespiegel 43 zodanig gericht, dat zijn metalen 45 stroken loodrecht gericht zijn op die van figuur 11. De polarisatie van de zenderuitgangsstraling blijft dan ongewijzigd, terwijl de polarisatie van de invallende signaalstraling bij reflectie, door het stelsel verandert. Zoals in het voorgaande voorbeeld wordt de uitgaande parallel gepolariseerd met de inkomende straling.A duplex radar can be constructed differently using phase control elements shown in Figure 10. In this case, either Rx and Tx are swapped in position compared to the embodiment according to Figure 11, or the selective polarization mirror 43 is oriented such that its metal 45 strips are perpendicular to those of Figure 11. The polarization of the transmitter output radiation then remains unchanged while the polarization of the incident signal radiation upon reflection changes through the system. As in the previous example, the outgoing is polarized in parallel with the incoming radiation.

In figuur 12 is een verder fasestuurelement 50 weergegeven. Het element 50 bezit twee dipoolbenen 51a en 51b verbonden met respectievelijk de armen 52a en 52b van een korte transmissielijn 52. Een varactor-50 diode 53 verbindt de dipoolbenen 51a en 51b over de breedte van de armen 52a en 52b, terwijl een condensator 54 de transmissielijn 52 afsluit. Een tweede transmissielijn 55 met armen 55a en 55b en voorzien van weerstanden 56a en 56b is verbonden met de korte transmissielijn 52 en zorgt voor de voorspanning die aan varactor 53 moet worden toegevoerd. De weerstanden 56a en 56b voorkomen microgolfvermogensverlies in lijn 55.Figure 12 shows a further phase control element 50. The element 50 has two dipole legs 51a and 51b connected to the arms 52a and 52b, respectively, of a short transmission line 52. A varactor 50 diode 53 connects the dipole legs 51a and 51b across the width of the arms 52a and 52b, while a capacitor 54 transmission line 52. A second transmission line 55 with arms 55a and 55b and provided with resistors 56a and 56b is connected to the short transmission line 52 and provides the bias voltage to be applied to varactor 53. The resistors 56a and 56b prevent microwave power loss in line 55.

55 De inrichting volgens figuur 12 werkt als volgt. De susceptantie van de. varactordiode 53 bij de microgolffrequentie hangt af van de voorspanning over deze diode en ook van de sterkte van de microgolfspanning.The device according to Figure 12 works as follows. The susceptance of the. varactor diode 53 at the microwave frequency depends on the bias voltage over this diode and also on the strength of the microwave voltage.

De fase van de opnieuw door het element 50 uitgezonden straling wordt derhalve gestuurd door de 7 194934 voorspanning over de varactor 53 om de hierboven vermelde reden. De fase zal tot op zekere hoogte afhangen van de sterkte van het invallende microgolfvermogen omdat de varactorsusceptantie varieert met de microgolfspanning. De fase zal onder twee omstandigheden volledig door de voorspanning worden bepaald: ofwel (a) de microgolfspanning is zeer klein zoals wanneer het fasestuurelement 50 wordt gebruikt 5 in een microgolfontvanger, of (b) het microgolfvermogensniveau is een vaste grootheid wat het geval is als het fasestuurelement 50 in een zender wordt gebruikt. Voor praktische toepassingen wordt de fase derhalve gestuurd door de voorspanning over de varactor.The phase of the radiation emitted again by the element 50 is therefore controlled by the bias voltage across the varactor 53 for the reason stated above. The phase will depend to a certain extent on the incident microwave power because the varactor susceptibility varies with the microwave voltage. The phase will be fully determined by the bias under two conditions: either (a) the microwave voltage is very small, such as when the phase control element 50 is used in a microwave receiver, or (b) the microwave power level is a fixed quantity which is the case if it is phase control element 50 is used in a transmitter. For practical applications, the phase is therefore driven by the bias over the varactor.

Thans wordt verwezen naar figuur 13 waar een fasestuurelement 60 met gekruiste dipool is weergegeven. Dit is het equivalent van een paar gekruiste elementen 50 en bevat dipolen 61 en 61' met de benen 10 61a, 61b, 61 'a en 61'b. Deze benen bezitten de respectievelijke sleuven 62a, 62b, 62,a en 62'b voor het verschaffen van transmissielijnen, welke laatste worden bepaald door condensatoren gevormd door bovenliggende plaatjes 63a, 63b, 63'a en 63'b. Vier varactordioden 64a, 64b, 64'a en 64'b zijn zoals weergegeven aangesloten tussen de dipoolbenen, waardoor de sleuven 62a, 62b, 62'a respectievelijk 62'b worden overbrugd. De polariteiten van de varactordioden corresponderen met een bruggelljkrichtschakeling. 15 De diodevoorspanningsaansluitingen 65a, 65b, 65'a en 65'b worden toegepast en omvatten respectievelijk weerstanden 66a, 66b, 66'a en 66'b voor het reduceren van microgolfvermogensverlies.Reference is now made to Figure 13 where a phase control element 60 with a crossed dipole is shown. This is the equivalent of a pair of crossed elements 50 and contains dipoles 61 and 61 'with legs 61a, 61b, 61' a and 61'b. These legs have respective slots 62a, 62b, 62, a and 62'b for providing transmission lines, the latter being determined by capacitors formed by superimposed plates 63a, 63b, 63'a and 63'b. Four varactor diodes 64a, 64b, 64'a and 64'b are connected between the dipole legs as shown, thereby bridging the slots 62a, 62b, 62'a and 62'b, respectively. The polarities of the varactor diodes correspond to a bridge rectifier circuit. The diode bias terminals 65a, 65b, 65'a and 65'b are used and include resistors 66a, 66b, 66'a and 66'b for reducing microwave power loss, respectively.

Het fasestuurelement 60 met gekruiste dipool werkt als volgt. De belasting die aan de dipool 61 wordt aangeboden omvat de afgesloten transmissielijnen gevormd door van sleuven voorziene dipoolbenen 61'a en 6 Tb, samen met varactoren 64'a en 64'b. De varactoren 64'a en 64'b zijn bij voorkeur gelijk In die zin 20 dat zij dezelfde afhankelijkheid bezitten van de capaciteit op de spanning. Het verdient de voorkeur bovendien de voorspanningen over de varactoren 64'a en 64'b gelijk te houden. Dientengevolge zullen de microgolfstromen door deze twee varactoren hetzelfde zijn als de microgolfspanningen hierover gelijk zijn.The phase control element 60 with crossed dipole operates as follows. The load applied to dipole 61 includes the closed transmission lines formed by slotted dipole legs 61'a and 6 Tb, together with varactors 64'a and 64'b. The varactors 64'a and 64'b are preferably equal in the sense that they have the same dependence on the capacitance on the voltage. It is also preferable to keep the bias voltages across varactors 64'a and 64'b the same. As a result, the microwave currents through these two varactors will be the same if the microwave voltages are the same across them.

De straling die invalt op en parallel gepolariseerd is met de dipool 61 veroorzaakt hierin stromen en deze zullen gelijk verdeeld zijn tussen de varactoren 64'a en 64'b. Er zal geen microgolfspanning worden 25 opgewekt over de varactoren 64a en 64b. Om hiervoor beschreven redenen bij de schakeling volgens figuur 12 stuurt derhalve de voorspanning over de varactoren 64'a en 64'b de fase van de straling heruitgezonden door dipool 61 ten opzichte van die van de invallende straling. De varactoren 64a en 64b zijn bij voorkeur eveneens gelijk en hun voorspanningen zijn bij voorkeur ook gelijk. De voorspanning over deze varactoren stuurt dus de fase van de heruitstraling door dipool 6T, ten opzichte van die van de invallende straling die 30 parallel gepolariseerd is met dipool 6T. Als de voorspanning toegevoerd aan de voorspanningsverbindingen 65a, 65b, 65'a en 65'b respectievelijk gelijk zijn aan V.,+V2,0, V2 en V1 is gelijkspanning over varactoren 64a en 64b gelijk aan V2 en over varactoren 64'a en 64'b gelijk aan V,. De toevoer van de voorspanningen aan deze voorspanningsverbindingen levert dus onafhankelijke besturing van de fase van de heruitgezonden straling voor de twee polarisaties.The radiation incident on and polarized in parallel with the dipole 61 causes currents therein and these will be equally distributed between the varactors 64'a and 64'b. No microwave voltage will be generated across the varactors 64a and 64b. For the reasons described above in the circuit according to Fig. 12, therefore, the bias voltage over the varactors 64'a and 64'b controls the phase of the radiation retransmitted by dipole 61 relative to that of the incident radiation. The varactors 64a and 64b are preferably also the same and their bias voltages are preferably also the same. The bias over these varactors thus controls the phase of re-irradiation through dipole 6T, relative to that of the incident radiation which is polarized in parallel with dipole 6T. If the bias voltage applied to bias connections 65a, 65b, 65'a and 65'b are equal to V1, + V2.0, V2 and V1, direct voltage across varactors 64a and 64b is equal to V2 and across varactors 64'a and 64'b equal to V ,. The supply of the bias voltages to these bias connections thus provides independent control of the phase of the retransmitted radiation for the two polarizations.

35 In figuur 14 is een reflecterende inrichting 70 weergegeven voor het sturen van de richting van de uitgezonden straling. De inrichting 70 bevat een uit meerdere elementen bestaand stelsel 71 van fasestuur-elementen 72a tot 72d van vier ofwel enkele ofwel (bij voorkeur) gekruiste dipolen, gemonteerd op een plat achteroppervlak 73 van een planconvexe eerste diëlektrische lens 74. Het aantal elementen 72 is niet kritisch. De lens 74 deelt een sferisch tussenvlak 75 met een concaaf-convexe tweede diëlektrische lens 76 40 met een buitenvlak 77. Deze inrichting vormt een samengestelde lens. Als de diëlektrische constanten van de eerste en de tweede lens e1 respectievelijk e2 zijn, is e, groter dan e2 en zijn beide hoog vergeleken met die van de vrije ruimte, zoals zal worden beschreven. Een zender 78 is gemonteerd op een derde oppervlak 79 van de eerste lens 74 en is zodanig uitgevoerd, dat het stelsel 71 na reflectie aan een selectieve polarisatiespiegel 80 heruitstraalt. De dipolen 72 veranderen de stralingspolarisatie in die uitgezonden door 45 de spiegel 80. De straling wordt opnieuw gebroken bij het sferische oppervlak 75 tussen de lenzen 74 en 76. De kromming van het tussenvlak 75 is zodanig, dat elk van de dipolen 72a tot 72d de daarop vallende straling reflecteert via een respectievelijk gebied 61a tot 81d van de tweede lens die het buitenoppervlak 77 vormt. De gebieden 81a tot 81 d zijn zodanig uitgevoerd, dat zij in hoofdzaak zoals weergegeven in elkaar overgaan. De stralingswegen 82b en 82c zijn respectievelijk aangegeven als pijlstippellijnen en onderbroken 50 lijnen voor de inwendige dipolen 72b en 72c. Opmerking verdient, dat de straling die uitgaat van het oppervlak 77 van de buitenlens geTnverteerd is ten opzichte van de dipoolpositie in het stelsel 71.Figure 14 shows a reflective device 70 for controlling the direction of the emitted radiation. The device 70 includes a multi-element system 71 of phase control elements 72a to 72d of four either single or (preferably) crossed dipoles mounted on a flat back surface 73 of a planveve first dielectric lens 74. The number of elements 72 is not critical. The lens 74 shares a spherical interface 75 with a concave-convex second dielectric lens 76 with an outer surface 77. This device forms a composite lens. If the dielectric constants of the first and second lens are e1 and e2, e1 is greater than e2 and both are high compared to those of the free space, as will be described. A transmitter 78 is mounted on a third surface 79 of the first lens 74 and is designed such that the system 71 re-radiates after reflection on a selective polarization mirror 80. The dipoles 72 change the radiation polarization to that emitted by 45 the mirror 80. The radiation is refracted again at the spherical surface 75 between the lenses 74 and 76. The curvature of the interface 75 is such that each of the dipoles 72a to 72d radiation incident thereon reflects through a respective area 61a to 81d of the second lens that forms the outer surface 77. The regions 81a to 81d are designed such that they merge into one another substantially as shown. The radiation pathways 82b and 82c are indicated as dotted lines and broken lines 50 for the internal dipoles 72b and 72c, respectively. It should be noted that the radiation emanating from the surface 77 of the outer lens is inverted with respect to the dipole position in the system 71.

De straling gereflecteerd door het stelsel 71 produceert een golffront in de vrije ruimte (niet weergegeven) die het oppervlak 77 van de buitenlens verlaat, waarbij de richting van het golffront wordt bepaald door de relatieve fasen van de bijdragende straling die de oppervlaktegebieden 81a tot 81 d van de buitenlens 55 doorlooptThe radiation reflected by the system 71 produces a wavefront in the free space (not shown) that leaves the surface 77 of the outer lens, the direction of the wavefront being determined by the relative phases of the contributing radiation covering the surface areas 81a to 81d of the outer lens 55

Elke bijdrage zal een fase bezitten bestaande uit een vaste component bepaald door die van de uitgang van de zender 78 en een variabele component bepaald door de operationele toestand (bijvoorbeeld deEach contribution will have a phase consisting of a fixed component determined by that of the output of the transmitter 78 and a variable component determined by the operational state (e.g. the

Claims

194934 8 bias bias) of the associated dipole 72. Accordingly, beam formation of the surface 77 of the outer lens can be carried out by appropriate selection of the dipole loads, e.g. switching on of suitable capacitors or setting of appropriate varactor bias quantities as described at the 1 and 12 respectively.

A phase-controlled microwave radiation reflector element, the element comprising a two-legged dipole, a structural component disposed adjacent to the dipole and a variable impedance connected between the dipole legs, characterized in that the variable impedance is a variable reactance (7) provides at least substantially loss-free dipole load whereby the dipole (3) is highly reflective at its operating frequency, and that the structural component is a substantially loss-free dielectric component 40 (5) which is in the vicinity of the dipole (3), and furthermore a has a dielectric constant and dimensions such that the dipole (3) is especially sensitive to radiation that is received via the dielectric component (5) and especially re-irradiates via the dielectric component (5), such that the dipole (5) is substantially only at one side with the radiation and wherein the arrangement is such that variation in the dipole load reactance (7) is a produces a corresponding variation with respect to the re-irradiation phase with 45 unchanged frequency.

Reflector element according to claim 1, characterized in that the variable reactance comprises at least one varactor diode (53) with presetting connections (55a, 55b) for capacity variation.

Reflector element according to claim 1, characterized in that the variable reactance (7) comprises at least one switchable reactance (11c, 13c).

Reflector element according to claim 2 or 3, wherein the variable reactance (11c, 11s) is capacitive and is connected in parallel with a self-induction (9).

Reflector element according to claim 4, characterized in that the self-induction is a slotted second dipole (37) arranged transversely to the reflector dipole element (3).

This beam forming technique requires that e2 (second lens 76) be high compared to that of the free space because two states are required that control the dimensions of the areas 81a to 81d. First, the separation between the centers of these areas must be less than \ J2, where λ <, is the radiation wavelength in the free space. Secondly, the distance must not be less than the optical resolution provided by the first and second lenses 74 and 76. This resolution is kX.. / 2 sin, where k is a number close to 1.2. , the wavelength is in the second lens 76, i.e., λ-, = and Θ is half the angle of the conversion radiation cone illuminating a surface area 98 of an outer lens. To meet the above conditions, the refractive index n2 of the dielectric material forming the second lens 76 must be greater than n determined by: ns = k / sin ©, 15 Θ, may be, for example, about 25 °, in which case n = 2 , 8 and n 2 = 8; n2 must therefore be greater than 2.8 and-e2 = n \ must be greater than 8. In addition, ε must be greater than e2 as mentioned earlier. It is not difficult to meet these criteria in practice at microwave frequencies. For example, ceramic aluminum oxide has a dielectric constant (c ^ - 10 and zirconium titanate stannate (ZTS) a dielectric constant (e,) of - 36.

In order to improve the adaptation of the phase control system 71 to the combination of lenses 74 and 76, each of the dipoles 72a to 72d can be provided with a relatively small converging lens. Each small lens can easily be deployed in the rear surface 73 of the first lens 74. The small lenses will be concave or convex depending on their lens materials having dielectric constants that are smaller or larger than ε ,.

The small or individual lenses for the phase control change the polar diagram of their respective dipoles. The composite polar diagram of the system 71 can accordingly be fine-tuned to a desired configuration by appropriate variation of the individual focusing properties of the small lenses. The incorporation of these lenses provides an additional degree of freedom for optimizing the beam configuration of the phase control system. The optical design is known per se in optics and will not be described in further detail.

Reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole is a first dipole (3) disposed transversely of a second dipole (3) which provides a combination for coupling with different radiation polarizations via the dielectric member (5).

Reflector element according to claim 6, characterized in that the variable reactive load of the first dipole (3) comprises an anti-parallel pair of diodes (11s, 13s) that exhibit a variable impedance from high to low with a change in the energy level of the incident radiation from low to high.

Reflector element according to claim 6, characterized in that the second dipole (30 has a respective substantially loss-free load provided with a second variable reactance (7 ', 11', 130 ·)

Reflector element according to claim 8, characterized in that the first and the second dipole (3, 30) are each provided with slots for providing a respective inductive contribution to the other variable reactance, each variable reactance also having a respective variable capacitive element includes (11, 13, 11 ', 130.

10. Reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole (3'a, 3'b) is placed between a layer of substantially loss-free semiconductor material (21) and the dielectric member (5).

Reflector element according to claim 10, characterized in that the layer of semiconductor material (21) has an associated metal layer (27) which is arranged at a distance from the dielectric member (5).

Reflector element according to one of the preceding claims, characterized in that the dipole (48) is designed as a member of a set (47) of similar dipoles (48).

A reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole (3) is crossed by a second dipole and is arranged to receive radiation from a source (45) after reflection through a polarization-selective mirror (43), the dipole (3) and the second dipole are designed such that the. polarization of the incident radiation changes and reflects it for transmission through the mirror (43).

14. Reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole (3) is crossed by a second dipole (30 and Is designed for receiving radiation either from the free space or from a source (Tx) after transmission through a polarization selective mirror (43), wherein the dipole (3) and the second dipole (30) are designed such that the polarization changes from the incident radiation and reflects it either for reflection through a polarization selective mirror (43) or to a receiver (Rx) or to the free space.

Reflector element according to claim 1, characterized in that (1) the dipole (72) is designed as a member of a system (71) of dipoles (72a to 72d), each with a respective variable reactive load whose strength is due to an applied bias voltage can be controlled, and (2) wherein the dielectric member is designed as a lens (74) provided with a polarization-selective mirror (80) and cooperates with a second lens (76) with a lower dielectric constant, which is large compared to that of the free space, and (3) a transmitter (78) is designed such that radiation is directed to the mirror (80) for reflection to the system (71), and (4) the system (71 ), the mirror (80) and the lenses (74,76) are designed such that the radiation reflected from the system 35 (71) is emitted by the mirror (80) and passes through the lenses (74,76), each dipole (72) reflects the radiation through a respective outer surface area (81) of the second lens (76).

Reflector element according to claim 15, characterized in that each dipole in the system is crossed by a respective second dipole.

The reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole (61) is crossed by a second similar dipole (610, each of the dipoles (61, 610) being slotted and designed to form an inductive load for the others, and in which the dipoles (61, 610 have variable reactive loads consisting of respective varactor diodes (64a, 64b, 64'a, 64¾).