LU82403A1 - Procede de compensation des bruits de phase a la reception d'une transmission de donnees - Google Patents

Description

, ' . _ _l_l ‘ . ^ v ; ^ ; La présente invention est du domaine des transissions synchrones • · j de données par un canal de transmission à largeur de bande limitée et concerne ! i j l’élimination des distorsions qui sont à l’origine des erreurs commises : ! j en réception sur l’estimation des symboles émis et qui limitent le débit ÿ | binaire.

.; H. Nyquist a montré que la vitesse de transmission à travers un réseau ! ’ ! ! passe-bas idéal ne pouvait dépasser deux impulsions d’information par hertz i

1 ·.{ , , I

’. i î de bande passante et que cette limite théorique oouvait etrs approchée par i • i : ! ‘ ! ·.' ’ i un canal de transmission se comDortant globalement pour les impulsions d’infor-j : i ! ' 1 llOj | mation comme un filtre passe-bas à coupure progressive et à caractéristique j de phase linéaire. C’est pourquoi on est conduit, lorsque l’on veut réaliser j i une transmission de données à débit binaire élevé, d’une part à réduire j la vitesse de transmission en remplaçant,pour la transmission,les données ΐ binaires par des symboles multivalents et d’autre part à rapprocher les 15 caractéristiques de la liaison effectuée pour la transmission de celle d’un ! ! filtre passe-bas à coupure progressive et à caractéristique de phase linéaire • , , au moyen d’un filtrage de mise en forme, d’une éventuelle modulation et ! ; i j ; ; d’une correction des distorsions apportées dans la bande utile par la liaison • 5 , ’ , j ; ’ | établie pour la transmission. j

] . J . I

i 20 ΐ Les possibilités de correction des distorsions apportées dans la bande j : . ! , " i utile par la liaison établis pour la transmission dépendent de l’utilisation ï . j éventuelle d’une modulation et de la manière dont est effectué le remolacement i

. ! ; ! ‘ j ; ; des données binaires par les symboles multivalents. I

! î j En l’absence de modulation cette correction s'effectue sur les symboles | J 25 · multivalents. En présence d'une modulation elle peut s'effectuer soit avant j ; ; démodulation sur le signal reçu du canal de transmission soit apres démodu- ! j lation sur les symboles multivalents reçus. . j

Le train des données binaires à transmettre est remplacé soit par j ' ' une suite de symboles réels multivalents de débit moindre soit par une suite ! : 30 ; de couples de symboles réels multivalents de débit moindre transmis siaulta- j ' ! i nément sur deux voies indépendantes en quadrature. Le premier cas se rencontrej . ! i * * .1 notamment dans les systèmes de transmission en bande de base ou à l’aide ;· d’une modulation d’amplitude à bande latérale unique ou résiduelle, le deuxième cas dans les transmissions de données employant une modulation d’amplitude : 35 à deux porteuses en quadrature ou similaire telle qu’une transmission par ; sauts de.phase à quatre ou huit états ou ur.e modulation combinée ; de phase et d’amplitude. Lorsque la correction est effectuée sur les symboles reçus, elle se fait, selon le cas sur une voie ou sur deux voies parallèles transmises en quadrature. Etant donné l'utilisation des deux voies en quadrature >}0 il est possible de ramener l'étude du deuxième cas au premier en considérant : | i ——.....j . 2_i : ~i : un couple de symboles réels comme les parties réelle et imaginaire d'un . . ; symbole complexe et en remplaçant dans les calculs valables pour le premier Λ ' . cas les grandeurs réelles par des grandeurs complexes.

• * 1 ; ; Les distorsions apportées dans la bande utile sont constituées d’une I 5; ί part par les distorsions d’amplitude et de temps de propagation de groupe ; du canal de transmission dont les caractéristiques sont à variations lentes j ; et d’autre part par les bruits de'phase dont les caractéristiques sont plutôt 1; II à variations rapides.

j ! j Là correction des distorsions d’amplitude et de temps de propagation 10 j de groupe du canal de transmission consiste à disposer un filtre présentant, i dans la bande utile, des caractéristiques de transmission inversés de celles

Si j du canal de transmission de manière à obtenir dans cette bande une réponse j ! globale plate en amplitude et linéaire en phase. Il est connu pour cela | I d’utiliser des égaliseurs linéaires autoadaptatifs ayant pour structure *1 * j Π5] de base un filtre transversal a domaine de temps de K.E. Kalmann avec des

I I

i I 1 · coefficients asservis de manière à rendre minimale l’erreur entre les symboles ! ! i : ; ; ; ; reçus et leur valeur exacte ou leur estimation. Ces égaliseurs s'ajustent i : ; automatiquement aux caractéristiques du canal de transmission pendant une j . | période d’apprentissage où le train de données est remplacé par une séquence ! 2Q j de test connue en réception puis continuent à s’adapter au cours de la trans- I : ! mission des données aux variations lentes des caractéristiques du canal : j I de transmission.

·. ; l ! ! ; ; L'un des égaliseurs linéaires autoadaptatifs du genre précité utilisé . 1 j pour le traitement d'une voie unique, après une éventuelle démodulation, ; 25 ! comporte un filtre transversal à domaine de temps dont la ligne à retard : ; à prises intermédiaires a pour intervalle de temps unitaire le délai séparant ; - : ! deux symboles à l’émission et dont les coefficients sont ajustés constamment i ; : par des boucles d'asservissement tendant à rendre minimale l'erreur quadra- ’ : ; tique moyenne par un algorithme du gradient défini par une équation linéaire 1 3q aux différences du premier ordre entre grandeurs réelles.

î ; L’égaliseur linéaire autoadaptatif précité, prévu pour une seule voie, j; » a une version complexe prévus pour deux voies en quadrature. Cette version

- , ^ f O J

‘ complexe s'en déduit par la correspondance complexe réel mentionnée antérieu- reaent et peut se décomposer en quatre filtres transversaux à domaine de i 35 temps qui sont disposés en treillis, qui présentant deux à deux les mêmes jeux de coefficients et dont les serties sont reliées deux à deux dans un cas par un soustracteur et dans l'autre par un additionneur. Les boucles d'asservissement qui tendent à rendre minimale l'erreur auadratique moyenne mettent en oeuvre un algorithme du gracient défini par la même équation : 40 linéaire aux différences du premier ordre mais entre grandeurs complexes.

* - * 3——

Cette version complexe de l'égaliseur linéaire autoadaptatif précité j ï j est également utilisée pour le traitement d’une voie unique à la place de i j ! la version de base à un filtre transversal. Pour ce faire on associe à la • ! i ; : · voie unique une voie en quadrature à laquelle on applique le transformé ! : 5; : de Hilbert du signal de la voie unique.

• ! ; Les bruits de phase ont une importance relative qui croit avec le i i i débit de transmission. Ils se rencontrent notamment sur le réseau téléobonique ; i j ; j · à un niveau qui n’est 'pas gênant pour les conversations ou les transmissions j ! j ! j ! de données à faible débit (1.200 bit/s) mais qui devient problématique pour i i i ; j ; 10 les transmissions de données a grand débit (9.600 bit/s). Ils peuvent présenter! ; diverses composantes : I - une dérive en fréquence provenant par exemple d’une modulation et j ‘ d’une démodulation dont les porteuses ne sont pas verrouillées, i - un écart de phase constant, 15 - un écart de phase périodique à la fréquence du secteur ou de ses l 1 harmoniques qui se rencontre notamment lors de l’utilisation de câbles i : I à courants porteurs i j , # , j - et un écart de phase aléatoire et basse fréquence par rapport à . i \ . i la largeur de bande du canal. ! :20i j Les bruits de phase peuvent être considérés comme provenant de variations: » î ! , des caractéristiques du canal de transmission. Mais, à l’exception de leurs j ) j * j j composantes continue ou très basse fréquence, ils ne peuvent pas être éliminés i > j par les égaliseurs autoadaptatifs linéaires utilisés pour corriger les distcr- : j j sions d’amplitude et de temps de propagation de groupe du canal de transmission ! 1 t 25| i car ceux-ci ont une vitesse de convergence trop lente. En effet la correction > ; ; précédente nécessite des égaliseurs autcadaptatifs ayant une réponse impui- ; ! j sionnelle longue par rapport à celle du canal de transmission ce qui, compte- » { 1 j ; tenu de la vitesse de transmission, impose de nombreux coefficients. Or * < : la vitesse de convergence d’un égaliseur autoadaptatif linéaire est, pour '30: .des raisons de stabilité, d’autant plus lente que le nombre de coefficients · ! j est élevé, celle-ci étant, en première approximation, inversement proportion- : nelle au nombre des coefficients. Pour cette raison, l’élimination des bruits / de phase et plus généralement des distorsions pouvant être attribuées aux variations rapides du canal de transmission se fait i l’aide de circuits 35· de correction complémentaires.

Il est connu, par exemple, de disposer en réception entre un égaliseur autoadaptatif linéaire long et un circuit de décision fournissant une estinatio des symboles émis, un égaliseur autoadaptatif linéaire court, à un seul coefficient. Il est également connu ce disposer en réception d’une trans-40 mission numérique de données par une modulation d’amplitude à deux porteuses

[·; 1 ŒH

% ι I · en quadrature, après le démodulateur, un égaliseur linéaire autoadaptatif j ‘ ! long suivi d'un déphaseur complexe autoadaptatif, son angle de déphasage ' j étant ajusté de manière à rendre minimale l'erreur quadratique moyenne à | | sa sortie selon un algorithme défini comme celui de l’égaliseur par une | équation linéaire aux différences du premier ordre entre grandeurs complexes.

| | Le fonctionnement de ces deux montages n’est pas satisfaisant car j l'on rencontre dans la pratique des dérives en fréquence que les circuits ; j complémentaires de correction sont incapables de suivre. Aussi a-t’on déjà j' proposé de perfectionner ces montages, dans le premier cas en ajoutant des η . 10 circuits permettant de multiplier les coefficients de l'égaliseur autoadap- j tatif linéaire long par le coefficient de l'égaliseur linéaire autoadaptatif Π court de manière à limiter l'amplitude des corrections demandées à ce dernier i- mais cela oblige à effectuer un nombre important de calculs, dans le deuxieme | j j! cas en disposant devant 1'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long I [ig un deuxième déphaseur complexe autoadaptatif, toujours muni d'une boucle « J d'asservissement de phase du 1er ordre, dont l'angle de déphasage est ajusté i j de manière à rendre minimale l'erreur quadratique moyenne en sortie de l'égali- i j [ j seur mais l'amélioration apportée n'est pas suffisante en particulier dans j î j ' le cas de dérive en fréquence importante.

! i : : ' ’ 2Q ' La presente invention a pour but une meilleure correction des bruits i i j-, de phase et notamment de·ceux dus aux dérives en fréquence de manière à ; i « ί I ! augmenter la qualité ou le débit d'une transmission synchrone de données t i * > i J . · dans un milieu bruité tel que le réseau téléphonique commuté.

| ' < ! Elle a pour objet un procédé de compensation des bruits de ohase à j: ! * \\ ' 25 la. réception d'une transmission de données employant une cadence de modu- ; lation 1/ΔΤ et comportant en réception un circuit de decision fournissant une estimation des symboles émis. Ce procédé consiste à multiplier par un 1 : coefficient complexe les symboles reçus mis sous forme complexe avec leurs I j j composantes en phase et en quadrature avant de les appliquer au circuit i ' , , i ' 30 ! de décision, ce coefficient complexe etanu defini par une relation de la ! : forme ! i » + « : sk*i = «k - ? - ^ j Vj yk-j ; J = o Γ j * i : : dans laquelle : ; g, est le coefficient complexe par leauei sera multiplié le symbole reçu y.

: : i k+1 ‘ j 35 : à l'instant (K+1) Δ T + tQ (tQ étant l'instant pris pour origine des temps j ' au niveau du récepteur), l

CZfLJ

j ! g est le coefficient complexe par lequel est multiplié le symbole reçu ! I j K j j y^ à l’instant K. “T + tQ j

I I

! i est un indice variant de - 0 à r=* ’ j ! 1 e, . un signal d’erreur tiré des différences entre le symbole reçu et appliqué .

! k—J ; | 5 au circuit de décision à l’instant (k-j) Λ T + tQ et son estimation par le circuit de décision y * . est le conjugué du symbole reçu y, . à l'instant (k-j) Δτ + t

K-J iC—J O

et Λ 1 . sont des coefficients réels non nuis et positifs. !

J

Selon un mode de mise en oeuvre préféré les symboles reçus sont délivrés · i IQ par un égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long qui corrige les distorsions d’amplitude et de temps de propagation de groupe dues au canal emprunté i par la transmission et dont l’autoadaptation s'effectue à l'aide d'un signal ! , , , i d’erreur tire des différences existant entre les symboles appliques au circuit j de décision et les estimations qui en sont faites par ce dernier, lesdites | 15 | différences étant multipliées par le conjugué dudit coefficient complexe. j i ! D’autres caractéristiques et avantages de l’invention ressortiront ! i ! ! . ’ : « · des revendications jointes et ce la description ci-apres d’un mode de mise ! j ! en oeuvre donné à titre d’exemple. Cette description sera faite en regard ’ i i j ; .du dessin dans lequel : j 20 - la figure 1 représente le schéma général d’un système de transmission î svnchrone de données Dar une modulation d’amDlitude à deux porteuses en ;

| quadrature, I

j - la figure 2 est le schéma d'un égaliseur linéaire élémentaire, j ! I i - la figure 3 est le schéma d’un égaliseur linéaire complexe, i [25, · - la figure 4 détaille le circuit de correction de distorsion représenté ! : 1 à la figure 1

• · · I

: ! ‘ _ la figure 5 représente un circuit de réduction des bruits de phase utilisable! j dans le circuit de correction ce distorsion de la figure 4 et mettant en j ’ ; ' oeuvre le procédé selon l’invention j

On va décrire oi-après une mise en oeuvre du procédé selon l’invention ! ·" ; dans le cadre d’un système de cransmission synchrone de données utilisant ! une modulation d’amplitude de ceux porteuses en quadrature (QAM). !

La figure 1 a pour but de situer l’invention dans un tel système. j ; : Elle représente le schéma général d'un système de transmission synchrone j ,35 de données utilisant une modulation de type QAM. ! ! ; On distingue sur cette figure 1 une partie émission 1 reliée à une j partie réception 2 par un canal de transmission 3- j ! ; La rartïe émission ccmocrce une source de données binaires 10 suivie j

» T

1 > : î Γ · ' ’· I_6—i »v . 1 < __ ------------ | d'un modulateur 14.

3 La source 10 délivre les données binaires à transmettre.

| Le brouilleur 11 effectue la somme modulo 2 des données binaires de s la source 10 avec une suite binaire pseudoaléatoire de même débit. Il permet, 5 comme cela est bien connu, d'uniformiser les amplitudes des raies du spectre de fréquence des données binaires ce qui, entre autres choses, facilite la récupération du rythme à la réception, j Le codeur 12 transforme les données binaires en symboles complexes | de moindre débit. Dans le cas d'une modulation QAM 16 un symbole complexe 10 peut prendre quatre niveaux d'amplitude et quatre niveaux de phase distincts, et correspond à un mot binaire de quatre bits ce qui permet d'obtenir un débit de symboles ou une rapidité de modulation quatre fois inférieur au débit binaire. Le codeur 12 présente deux sorties sur lesquelles sont disponibles en parallèle les composantes en phase et en quadrature des i1f) symboles.

h i , ! Le filtre de mise en forme 13 est en fait constitue par deux filtres 1 parallèles traitant les composantes des symboles et limitant leur spectre 1 , ' de fréquence conformément aux critères de H. Nyauist. Ces filtres ont, par ' i : 1 ; :| j ; exemple une caractéristique en cosinus surélevé.

I !20! - Le modulateur 14 est un modulateur à deux porteuses en quadrature.

t I i ! '1 ! i II reçoit les deux composantes filtrées S'. et S* et deux versions en

f * — Q

I ; quadrature d'une porteuse d'émission . Il délivre en sortie un signal e (t) | v : ! : formé par la somme des produits des composantes des symboles par les deux I ; versions en quadrature de la porteuse d'émission.

| '25! Un filtre passe-bande non représente, est souvent intercalé entre ei ! i ! le modulateur 14 et le canal de transmission pour limiter la bande du signal 1 ; , ; émis a celle du canal de transmission 3- j ; i La partie réception 2 comporte un démodulateur 20 suivi d'un dispositif ! de correction de distorsion 21, d'un décodeur 22 et d'un débrouilleur 23. i j 30. Elle comporte également un circuit de récupération ce rythme 24 connecté i ; ' ! ; ! en entrée aux sorties du démodulateur 20 et en sortie au dispositif de correc-

I I

! . tien de distorsion 21,au décodeur 22 et au débrouilleur 23· i * if ’ Le démodulateur 20, souvent précédé d'un filtre limitant la bande | du signal d'entrée de la partie réception, est un démodulateur à deux porteuse .! I35 · en quadrature. Il reçoit d'une part, le signal r (t) en provenance du canal | de transmission et d'autre part deux versions en quadrature d'une porteuse | de réception de même pulsation que la porteuse d'émission. La porteuse ; ' de réception n'est pas verrouillée sur la porteuse d'émission et présente ! . par rapport à cette dernière un écart de phase 3 variable avec le temps, i 1 , ύ , $ ·40 Le démodulateur 20 emet sur chacune de ses sorties deux signaux démodulés

# I

'-··’ . X— ; l'un x' (t) dit en phase et l’autre x” (t) dit en quadrature.

1 ! : Le circuit de récupération de rythme 24 récupère la cadence h.(t) ; ; d’émission des symboles ou rapidité de modulation qui sert de signal d’horloge ' 1 | ! i ; ' : au dispositif de correction de distorsion 21. Il engendre également par j ‘ ·; # ,,1 5j ' multiplication la cadence h^(t) des données binaires. Dans l’exemple considéré ; Ij où le filtre de mise en forme d’émission 13 est en cosinus surélevé le circuit ; ; I de récupération de rythme fonctionne à partir d’une raie à la demi-fréquence i t ; j de la rapidité de modulation présente dans le signal démodulé .

î * j Le dispositif de correction de distorsion 21 qui sera détaillé ultérieu- jlO rement, élimine des signaux démodulés x’(t) et x"(t) d’une part les distorsions! | linéaires d’amplitude et de temps de propagation de groupe introduites par ΐ | le canal de transmission et d’autre part les bruits de phase, notamment la dérive en fréquence et l’écart de phase dus au fait que les porteuses d’émission et de réception ne sont pas verrouillées entre elles.

i 15Ï \ Le décodeur 22 traduit en binaire les symboles qui lui sont délivrés ! : par le dispositif correcteur de distorsion 21. Il reçoit à cet effet deux j ; ( signaux de cadencement l’un à la fréquence d’émission des symboles l’autre j ; i à la fréquence d’émission des données binaires. \

Le débrouilleur 23 permet de retrouver en réception Iss données binaires ' | S 1 . ! Î20Î | engendrées à l'émission par la source de données 10. \ * I i ; ! A l’exception du dispositif de' correction des distorsions, les différents! ! i circuits qui viennent d'être énumérés ne seront pas détaillés car ils ne j ; j font pas partie de l’invention et ont fait l'objet de nombreux articles. ! ! | On pourra par exemple se reporter à leur sujet au livre intitulé "Principles ^ '25* ' of data communication" écrit par Lucky (H.W), Salz (J.) et Weldon· (E.J.) , . et publié par Mc GRAW-HILL 1963.

j j ; Avant de décrire le dispositif de correction (21 figure 1) il est · * i ; i utile de rappeler les principales propriétés de ces égaliseurs.

L'égaliseur linéaire complexe est la version pour deux voies en Quadratur 30· ; de l'égaliseur linéaire élémentaire à une voie formé d’un filtre transversal - ; I à domaine de temps et à coefficients de pondération asservis. Ce dernier a fait l'objet de nombreux articles notamment ceux de Lucky (R.tf.) intitulés / "Automatic equalizaticn for digital communication" et "Techniques for adaptive equalization of digital communication System" paru dans le 3.3.T.J. (Avril 65) 35 44 n° 4 pp 547-548 et (Février 1966) 45 n° 2 pp 255-286. Il est représenté sur la figure 2 placé entre un échantillonneur 45 fonctionnant à la cadence 1/ΔΤ et délivrant des échantillons x, Ί, et un circuit ce décision 46 formé d'un détecteur à seuils recevant les échantillons du signai égalisé et fournissant une estimation â, des symboles correspondants. Il comporte : . J*· * ·; lXj ·; » : - une ligne à retard 47 à prises intermédiaires et à intervalle de 1 i a .. ! temps unitaire A T qui reçoit les échantillons x. . à égaliser, ! i κ_- i: — des multiplicateurs 48 qui affectent des coefficients de pondération ; !! , i j hj,.., h°,.., h £ ies échantillons xk_x,..., x^.,..., xk+n disponibles | i 5 sur l'entrée, les prises intermédiaires et la sortie de la ligne à retard 47, ! I i - un sommateur 49 effectuant la somme des échantillons pondérés et ! ; ! , ; [i I fournissant le3 échantillons y. du signal égalisé ; î > K , ! - et des boucles d'asservissement non reprssentees déterminant les j • t coefficients de pondération. ! j t Ί0 Les échantillons y^ du signal de sortie sont définis en fonction des ! échantillons x. x,,,..· x^ du signal d’entrée par la relation j Λ λτΠ j . - i

1 I

yk = *k-j »k <’> ! I . j = - η 1 j

Cette dernière montre que la suite des coefficients définit la j ; réponse impulsionnelle discrète de l’égaliseur à l’instant k ^T. Il est i !15! | usuel de la mettre sous une forme vectorielle réduite en désignant par xT j • I ! j la matrice unicolonne associée au vecteur dont les composantes sont les i j * i . , j . J échantillons du signal d’entrée stockés dans la ligne à retard 47 à l’instant kÄTj j ! . et dont la transposée ^ est \ i i i * ? | i r Ί 1

i ; · "ï^ - |x XX

, i: k L k-1’·"’ xk····’ k-nj i -·> , i '20: · et par la matrice unicolonne associée au vecteur dont les composantes j 1 ' sont les coefficients de pondération au même instant, et dont la transposés ! : EL est : j IS r Ί i

gt _ .1 ,o rn I

Hk ' V *·’’ hk’ '··’ hk

φ A

; La quantité scalaire yk est : I ·' a .y yk. %. %, . U) ' j : . ! : s L'autoadaptation consiste a modifier au cours du temps les coefficients ; j ; ‘ \ j : : de pondération, c'est-à-dire les comDOsantes du vecteur H ce manière à diminuer ‘ ! , , Λ i i les différences entre le signal égalisé y. et sa valeur a, estimée par le j ♦ ! ' Λ rC * ! j I : , circuit de décision ou sa valeur exacte a, lorsqu'elle est connue du récepteur | } ' ' ! v A \ i '30 · Pour ce faire on effectue une mise a jour du vecteur H à la cadence 1/ Δ7 ·.

i j : , ; selon un algorithme défini par une équation linéaire aux différences du j ; i : | ί ί i

i T

f * '' '_9_i J | premier ordre. L’un des algorithme les plus utilisés, connu sous le nom j i i d'algorithme du gradient, est défini par l’équation vectorielle : } ! ! ; i i ^ i il = (¾ - âk> Xk t3) i ! | i j | L'astérisque indique par convention, qu'il s'agit d’un terme complexe j j 5j conjugué,^» est une constante positive représentant un pas d'incrémentation ! i et y. - a, une fonction d'erreur. [ - j k k '

Pour davantage de détails sur ces algorithmes on peut se reporter j à l'article de Macchi (C.), Jouannaud (J.R.) et Macchi (0.) intitulé "Récep- j teurs adaptatifs pour transmissions de données" et paru dans la revue Annales 10 des télécommunications, 30, n° 9-10, 1975 pp 311-330. j L'égaliseur linéaire complexe réalise sur un signal complexe c'est- j à-dire sur deux signaux réels indépendants considérés comme les parties |1 réelle et imaginaire d’un signal complexe le même traitement que l'égaliseur j i linéaire précédent sur un signal réel. 11 a deux entrées et deux sorties ! | ! 15 parallèles. Il est reorésenté sur la figure 3 nrécédé d’un double échantillon- ! ; j ! ; neur 50 et suivi d'un double circuit de décision 51· ! i _ s Λ j \ ! ; Le double échantillonneur fonctionne à la cadence 1/ £ T et délivre > { ! j en parallèle des échantillons χ'^_^ et χ"^_η de deux signaux, indépendants ï i d’entrée.

; '· , s j :20i Le circuit de décision 51 délivre en parallèle des estimations â', .

| j . Λ j j . et â"^ des échantillons y’^ et y’’^ délivrés par l'égaliseur linéaire complexe i . sur ses deux sorties parallèles. j i ^ * J ! L'égaliseur linéaire complexe est formé de quatre égaliseurs linéaires | ! . élémentaires 52, 53, 54 et 55 et de deux sommatsurs 56 et 57. Les égaliseurs 125' ! élémentaires 52, 53, 54 et 55 ont des lignes à retard identiques. Ils ont deux à deux 52, 55 respectivement 53, 54 le meme jeu de coefficients H’ i respectivement H". Les entrées des égaliseurs élémentaires 52 et 53 sont : i connectées en parallèle et reçoivent les échantillons x' Il en est de j i - a f φ ' i k—i j " ; même de celles des égaliseurs élémentaires 54, 55 qui reçoivent les echantii- I 1 , , , i :30 · Ions X", , . Les sorties des égaliseurs élémentaires 53 et 55 sont reliées ! k-x .

·’ par le sommâteur 57 qui additionne leurs signaux et fournit en sortie les ! échantillons y”.. Le sommateur 5β relié par une entrée additive à l’égaliseur i ' Λ , . . j i ! : élémentaire 52 et par une entrée soustractive à l'égaliseur élémentaire 5'4 ! I ! ' , ! ; I · fournit en sortie les échantillons y'.. ; I A , , , i Ï35 En reprenant les notations utilisées précédemment pour l’égaliseur i ; . linéaire élémentaire on peut exprimer les échantillons y’, et y", des signaux · : de sortie par les relations : i i ! ! Γ’ ' i 10 Ί 1 ν' - Η’^ ϊ?1 - ?" ί y k ” a k · Äk ak-xk y\ -- K- h 1 ?ν 1\ **1> ^ ^ X1k étant par définition le vecteur dont les composantes sont x k-l' ‘‘ ‘’ x'ic»···» x’k+n et X"k.le vecteur dont les composantes sont ♦ cr χ" v" b k-1’'2’ x k’ ··»» x k+n » ! ! ' En utilisant les notations complexes : I yk = y,k + 1 \ · ?k + 1 ?k |] 1L = ?k11?\ il ! ! i | !1Ö on obtient : i i :! i ! ; i · y - ft ÿ l, i | yk - \ 1 Ak i i ! L ' , j : . : Cette relation est la version complexe de la relation (2).

; -L'analogie réel-complexe entre l'égaliseur linéaire élémentaire et 1 : l’égaliseur linéaire complexe se retrouve au niveau des algorithmes utilisés I) J 15 pour l'autoadaptation des coefficients. L'algorithme du gradient est défini ί ; par une équation linéaire aux différences du premier ordre de même forme | ! ; . que l'équation (3) mais entre grandeurs complexes.

j i '/ V, J 1 étant un terme complexe défini par : j] i 20 ^ £1 k+i â"k ' pouvant, comme dans le cas de l'égaliseur linéaire élémentaire, être remplacé j . par la valeur exacte a lorsqu'elle est connue du réceDteur, l'astérisque ‘1 A 1 ' • n a ^ t nA w 1 λ & ma J __ _ i. ^ J . 1 L. _ i J.. » · * .

! ! ; indiquant qu'il s'agit du terme complexe conjugué.

2 '!! t ' \ \ Pour davantage de détails 3ur les égaliseurs linéaires autoadaptatifs J J 25 complexes, leurs algorithmes d'autoadaptation et la justification de leur .1 utilisation pour l'égalisation de deux voies indépendantes en quadrature | ; obtenues soit par une modulation d'amplitude à deux porteuses en quadrature : an j Hilbert il convient de se reporter à la littérature antérieure et notamment* j à l’article de Macchi (C.), Jouannaud (J.?.) et Macchi (0.) précédemment j i cité. j | !

Après ces rappels on revient au dispositif de correction des distorsions 21

5 de la figure 1 dont un mode de réalisation est représenté à la'figure 4 I

précédé d'un double échantillonneur 30 et suivi d’un double circuit de deci- ! sion 33· On distingue s,ur cette figure entre le double échantillonneur 30 ' et le double circuit de décision 33 un égaliseur linéaire complexe autoadap- ! tatif long 31 suivi d’un circuit de réduction des bruits de phase 32. ; * 10 L'échantillonneur numérique double 30 reçoit sur deux voies indépendantes., * i les signaux démodulés x’(t) et xn(t) provenant du démodulateur synchrone ; , (20 figure 1) et délivre en sortie des couples d’échantillons x'k<_^ et x”^ j à une cadence 1/ A T égale à la rapidité de modulations h^(t) fournie par j le circuit de récupération de rythme (24 figure 1). j j 15 L'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 corrige les distor- j ! 'i • sions linéaires d'amplitude et de temps de propagation de groupe introduites ;

! i par le canal de transmission et délivre en sortie des couples d’échantillons I

i j ! ! '· y'k et y"k de signaux égalisés qui, avec les notations complexes utilisées ; i ; i dans les rappels précédents sur les égaliseurs linéaires complexes, peuvent j

: : i I

'201 : s'ecnre : ! M ! i ! ' -*t -? I ; : \ = \ ! Le circuit de réduction des bruits de phase 32 multiplie le signal ; ! ' complexe y, qu’il reçoit de l’égaliseur linéaire complexe autoadaptatif j

> long 31 par un coefficient complexe g, . Les couples d’échantillons ν’, et νπ, I

i iC j

25; ; qu'il délivre peuvent s’écrire I

i :: vksv*k + iv"k = gkyksskÎ · \ j i • ! i 35. L’égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 31 est détaillé sur j • i _ i*.·____)i -_____ _ -vu__f__i · . * - · U" ' ΓΤΓΊ j qui le constituent et en un bloc 35 schématisant des circuits d’asservissement effectuant l'autoadaptation des coefficients des égaliseurs élémentaires.

! ί La structure et les connexions du bloc 35 sont déterminées par les techniques i i \ i| habituelles à partir de l’algorithme mis en oeuvre pour l’autoadaptation { 5j des coefficients. L’autoadaptation des coefficients s'effectue de manière \ j à minimiser un signal d’erreur défini par les différences entre les symboles ! j ! reçus v^ appliqués axj. circuit de décision 33 et les symboles estimés ij - S fournis par ee dernier. Cet algorithme peut être un algorithme du gradient ! | répondant à une équation linéaire aux différences du premier ordre de la 10 forme : j ! ! - Vu = V - v (¾ - V> ou préférablement de la forme : ! * i ! ! Vu = V r(vk v1 % \ ! I i .i II Dans ce dernier cas, la aise en oeuvre de l'algorithme nécessite de ] jig I connecter l'entrée du bloc 35 non seulement aux entrée et sortie du circuit :f j j j de décision 33 mais également au circuit 37 fournissant le coefficient complexe 'f- j : ; g. du circuit de réduction des bruits de phase 32. Cela permet en contre

ί : . i j K

| ! partie, en multipliant le signal d'erreur par le conjugué du coefficient ' j i ί ' „ „ ;f ! : complexe g. de ne pas prendre en considération pour le rsglage des coefficients

1 1 K

|| 120 ' de l’égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long 3‘ les corrections apportée '] ! par le circuit de réduction des bruits de phase 32 et par conséquent de I ‘ f ;i : décorreler les fonctionnements de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif i i i ; h : : long 37 et du circuit de réduction des bruits de phase 32.

| La dernière équation peut également se mettre sous la forme : i] :25 V»1 * V * F (yk - V *k

If . j ; :1 | ! · si jg^j est'voisin de 1, ce qui conduit à une autre réalisation du bloc ; ! - 35 et au remplacement à son entrée du signai v, par le signai y, .

Le circuit de réduction des bruits ce phase 32 est formé d'un multiplicateur complexe 35 et d'un circuit d'asservissement 37 engendrant son coefficient ij (3Q : complexe g, par la mise en oeuvre d'un algorithme défini par l'équation i ' · linéaire aux différences de la forme : ; i , I + ·° r ’ «bi = «k - ^ λ j vj fl.} :: ; i j = 0 1 ; * ·.' 1_i3 avec ek-j = Vk-j - âk-j çjann laquelle les termes Λ ^ sont des constantes réelles non nulles et positives

Le bruit de phase que doit corriger le circuit de réduction des bruits t^-îse 32 peut être exprimé par la relation : D UB t 9. = Θ +2 iff . k Δ T + <=(' sin (2 ^f _ K ΔΤ + β) K Ο / u o · a étant un écart de phase constant, ! σ c ^tant la fréquence de denve, d ...

2 ^ étant l’amplitude crête à crete de la gigue de phase 10 f £,ant la fréquence de la gigue de phase ; ε i β> ^,.ant la phase à l'origine de la gigue de phase. !

Pour l’asservissement engendrant le coefficient complexe g^ du circuit I

de pîductibn des bruits de phase 32, l’écart de phase constant 9q est une ! ! i errf." de position,la dérive en fréquence est une erreur de vitesse et la 115i i gigv-: he Phase une erreur en réponse à un signal d’entrée harmonique.

S ί ! Il r,; donc nécessaire pour annuler la dérive en fréquence que l’asservissement ; * i i j ; ' soit au moins de classe 2 et pour annuler la gigue de phase qu’il ait un : i : I ga^r en boucle ouverte grand à la fréquence de gigue. Cet asservissement | | * ; est -éfini par une équation linéaire aux différences du deuxième ordre moins, j I20! ' de 3* forme ! ®k+1 = Sk ΣΖΞ ^ j ^Sk-j " n. ^

; j = 0 K-J

1 ' = danr ~aQueHe les coefficients . sont ces constantes réelles, non nulles ! ek „sitives différents de zéro et où le terme - est la valeur exacte i · du c efficient complexe par lequel il aurait fallu multiplier le symbole '25 roç- j pour n’avoir aucune erreur en entrée du circuit de décision : j ' ï ’ y, . s â, . m, ! : . k-j ic-j k-J i * i 1 , ! L'erreur sur la valeur du coefficient complexe peut s'écrire, une ; foi· "’-ltiplée par le symbole reçu y^ :§k " Ί5Γ” ) yk = vk " âk = sk j k i ‘30! D’o' e, 1 ! j * " œk yk |y/ ~k k j j i . 2 / f f ^2 i , ’ Les termes en 1/Jy^ j peuvent être remplacés par les termes en 1/ja^j ; cav· erreur sur le module des symboles reçus, en sortie de 1 ' égaliseur ; i i.-^.-,_re complexe autoacaocatif long, est faible par rapport à l'erreur !

J-J— * - I

i ‘ . · __ !_IL! i— j r? ; " î de phase. Les termes en 1/ ja^ ont une variation beaucoup plus rapide | | que l'erreur (gk - ). Etant donné le brouillage utilisé à l'émission j j ils tendent sur un intervalle de temps court par rapport à la vitesse de ! ! ! î variation de l'erreur (g.--~ ) vers une valeur moyenne constante que ! i * \ 5 l'on peut prendre en compte dans les coefficients A qui deviennent e>g> ! sk+1 = sk “ ^ A j ek-j yk-j 1 on adopte de préférence un algorithme de la forme i * * , ! ®k+i * sk - ® i ek \ - *2 Vj 7‘-j ; j = 0 : ce qui revient à faire | j '0 Λ'o = % * K· ^'} ‘ *231 J>' ! |[ Les divers coefficients ^1, sont déterminés de manière classique, i j I 1 ^ „ i i ! : dans la technique des asservissements, par l'étude des transformées en 2. des j i ’ équations linéaires aux différences î • ; I y _ y _ % x _ ! yk+1 yk 1 xk 2 /__ x, . · i ' · . j = 0 J ; ' ! " 15 - de manière à obtenir un asservissement de phase dont le comportement soit j t , j effectivement du deuxième ordre (classe 2) et dont le gain en boucle ouverte ! ! soit élevé à la fréquence de gigue, ! ; La figure 5 détaille un exemple de réalisation du circuit de réduction ; : des bruits de phase 32 représenté à la figure 4. Celui-ci comporte un multi- ; 20 plicateur complexe 36 à deux entrées complexes formé de quatre multiplicateurs élémentaires 100, 101, 102, 103 et de deux sommateurs 104 et 105 à ceux entrées dont l'un 104 présente une entrée soustractive. Ce multiplicateur ; i n • : ‘ complexe reçoit sur une première entrée le signal complexe yk + iyk provenant : ^ de l'égaliseur linéaire complexe autoadaptatif long (3* figure 4) ec sur ft >' 25 la deuxième entrée le· coefficient complexe g' + i g, et delivre en sortie cL Iw un signal complexe : • . \ *1 \ = (yk+1 Φ (4 *is·!1 i i • 1 *

La partie réelle g, du coefficient complexe est engendres par un circuit

xC

; d'asservissement 40. Celui-ci comporte en entrée deux multiplicateurs 106, - à une boucle d'intégration numérique 42 délivrant le signal g£ .

,30 107 reliés en sortie par un sommateur 108 à un filtre numérique 41 menant ! ! I Le multiplicateur 106 a deux entrées l’une connectée à l’entree du i j I n ( I j circuit de réduction des bruits de phase où e3t disponible le signal y. ' ! |i l’autre connectée à la sortie d’un sommateur 110 à deux entrées l’une additive i j connectée à l'entrée du circuit à seuils 39 du circuit de décision ( 33 ! I i ” » i 5 figure 4) où est disponible le signal v. l’autre soustractive connectée

I ! K I

i ΐ à la sortie de ce même circuit à seuils 39 où est disponible la composante ; } ! n _ : | â, du symbole estimé. Il délivre un signal égal à : ! | | - v ^ !

Le multiplicateur 107 a deux entrées, l'une reliée à l’entrée du circuit ; 10 de réduction des bruits de phase ou est disponible le signal yk , l'autre ! reliée à la sortie d’un sommateur 111 à deux entrées l’une additive connectée ; à l'entrée du circuit à seuils 38 du circuit de décision (33 figure 4) où est disponible le signal vk , l'autre soustractive connectée à la sortie j de ce même circuit à seuils 38 où est diSDonible la composante â, du symbole j * i 15 estimé, il délivre un signal égal à : j !!,»»» .

: j ; tTk - ak > \ : i ! Le sommateur 108 a deux entrées additives connectées aux sorties des I ' 1 , , i 1 · multiplicateurs 106 et 107· Il delivre un signal egal à :

' 1 ; ) yk + (vk - âk) yk .qui peut s'écrire I

: : « !

20 8e I

» ou encore !

! il I

i · I

t I , ^ ^ I

î = ; Le filtre numérique 41 à deux branches parallèles réunies en sortie : ' par un sommateur 109- L'une des branches comporte un amplificateur inverseur 1T2 25 affectant le signal qui le traverse d'un coefficient - ^ L'autre branche j '! comporte une boucle d’intégration numérique formée d’un sommateur 113 et j ( d'un circuit à retard 114 introduisant un délai égal i A T correspondant : '* à l'intervalle de temps séparant deux symboles à l’émisssion, et un ampiifi- ; cateur inverseur 115 affectant le signal qui le traverse d’un coefficient-: 30 · Il délivre en sortie un signai égal à : j •i- : i - *1Es *£ > -*2 Rs Cj > ; ? ί — Λ * ; i : J = U : i t ; ' ! . ; . : ' ·; ππ Γ~ I ^ ; I I La boucle d’intégration numérique 42 comporte un sommateur 116 et j ! ii un circuit à retard 117 introduisant un délai ÜL T. Elle délivre en sortie j * | [ du sommateur 116 un signal egal à : j i j + -» ' J I i I ! ! 4i = 4- *1Re «•ki1· 12 XZ He (ek-j> (5) i ! 3 = 0 i i i 1 · Σ i l Π , , e » μ . 5 La partie imaginaire du coefficient complexe du circuit de réduction j '} des bruits de phase est engendrée par un circuit d’asservissement 50 de i Π structure semblable au circuit d’asservissement 40. Ce circuit d’asservis- ‘ |1 sement 50 comporte en entrée deux multiplicateurs 126, 127 reliés en sortie j || . par un sommateur 128 à un filtre numérique 51 menant à une boucle d'inté- ! : > π ; j '10 gration numérique 52 délivrant le signal g^ i !j Le multiplicateur 126 a deux entrées l’une connectée à l'entrée du i ! ! , , n| ij i circuit de réduction des bruits de phase où est disponible le signal y, ! I ! K ! ; l’autre connectée à la sortie du sommateur 1Π où est disponible le signal !

f I I

; î s » At , j ! ‘ s v -a^ . Il delivre en sortie le signal : j |i ; ! i | j i 15! i 1 I : ! j , t i; i i ; Le multiplicateur 127 a deux entrées l’une connectée à l’entree du !‘ i ! 1 , % » ! < : circuit de réduction des bruits de phase cù est disponible le signal y. j ; : i , * K i i 1 ; : l’autre connectée à la sortie du scmmateur 110 où est disoonible le signal i ! ; : ! ! ; π π ‘ ! j : ( v^ - . Il delivre en sortie le signal : ! i ! , .

i . i ; i| I . π λπ i j !i ! 2Q ^ vk ^ yk ; * \ ’ i ; Le sommateur 128 a deux entrées l’une additive reliée à la sortie ; ! ’ de multiplicateur 127 l'autre soustractive reliée à la sortie du auitiplica- . : ; teur 126. Il délivre en sortie un signal égal à : i " Π fl t ÎIIT ' j' (v, - â, ) y, - (v. - â. ) y, ^ k »c k k k J«c 25 qui peut s'écrire ; I» [tvk - j i ! ou encore | | Im (e!c 'Ί ) i * ! ; i i \ ! i · - · * r------τ

I_1ZJ

| j I Le filtre numérique 51 a la même structure que le filtre numérique 41 j | j et délivre en sortie un signal égal à : I I - *11111 (ek yk > - *2 1131 (ek-j yJ-j> i II j = o · i i i I La boucle d’intégration numérique 52 est identique à la boucle d’inta- ! i ' ;

j 5| gration numérique 42. Bile délivre en sortie de son sommateur un signal g" ! j j i r I

i défini par la relation : j i + i s"k+i = - *, ^ (¾ } - *2 ΣΣ ** (ek-j yï-j5 <5) ; i = o

Les relations (5) et (6) peuvent être regroupées en une seule définissant „ le coefficient complexe î + i10 gk+1 = sk ” *1 ek yk ” ^2 5ΞΖ sk-j yk-j j j M j = o ; ! : L’exemple de circuit de réduction des bruits de phase qui vient d’être ; . · 1 décrit, l’a été dans le cadre d’une transmission de données à modulation \ j I j j : : i d’amplitude à deux porteuses en quadrature utilisant pour la transmission ' ; ;' deux voies indépendantes en quadrature. Mais il peut être employé avec une : . 15 : transmission de données n’utilisant qu'une seule voie, ses équations de : fonctionnement restant valables à condition d’une part, d’engendrer le trans- ! ; formé de Hilbert du signal de la vois unique, de le considérer comme le : „ i i . ; signal de la voie en quadrature puis, en fin de traitement, de prendre a j ! ^ nouveau le transformé de Hilbert du signal de la voie en quadrature et de j ’ 20 · le soustraire au signal de la voie unique, et d’autre part, d’annuler dans j Λ1* * ! , les diverses équations la partie imaginaire â, des symboles estimes, v

Jj

, I

! i I i * , j i ! : ! t i • i

• I

: : i j * i ; !

Claims (3)

1. {.-·-· .Ja: I _________________________ J . REVENDICATIONS 1. j ; 1/ Procédé de compensation des bruits de phase à la réception d'une trans- ! ; j mission de données employant une cadence de modulation 1/ T et comportant, ! ‘ ; en réception un circuit de décision fournissant une estimation des symboles Î5: émis à partir des symboles reçus caractérisé en ce que, avant d'être appliqués i • ·; I au circuit de décision, les symboles reçus, mis sous forme complexe avec , ; I leurs composantes en phase et en quadrature, sont multipliés par un coefficiea | j : complexe défini par une relation de la forme : ij ' ! i! i : Ij + . I . : ;| 8k+i = sk « SU A. ek_. y·^ ! : · > j.rO » · ; i i, j dans laquelle '•Il Î10! est le coefficient complexe par lequel sera multiplié le symbole reçu j I j y^-j à l'instant (K+1) A T + TQ ‘ : est le coefficient par lequel est multiplié le symbole reçu y^ à i'ins- \ · ' ' tant K Δ T + T o |1^ ; j est un indice variant de 0 à +<p 15- ' j est 1111 signa1 d'erreur tiré des différence entre le symbole reçu et = ! appliqué au circuit de décision à l'instant (k-j) Δϊ + Tq et son estimstio : ‘!par le circuit de décision ; iy* . est le conjugué du symbole reçu y, . à l’instant (k-j) Ù T + T K—j j *0 et A'j des constantes réelles non nuiles et positives . 20·
2. ’:2/ Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit coefficient | · i .'complexe est défini par la relation : i . ' ! : ' · + i „ y .* y v— * j ’ . Sk+j " gk “ ek fk ~ 2 2^-- sk-j yk-i . J = 0 1 et ^2 étant des constantes réelles non. nuiles
3. ; : - 3/ Procédé selon la revendication 1 pour une transmission de données ccmnc-tar ! 25 en réception devant le circuit de décision, un égaliseur linéaire complexe ί autoadaptatif long assurant la correction ces distorsions linéai-es d’»-n'?-··- | ^ — ! et de temps de propagation de groupe dues au canal emprunté par la transm-'s'-'c ! caractérisé en ce que l'autoadaptation ces coefficients de l'égaliseur i^n^ai; j complexe autoadaptatif long s'effectue à l'aide d'un signal d'erreur tiré î „ ~ i 30 des différences existant entre les symboles appliqués au circuit de décision et les estimations qui en sont faites par ce dernier, isscites différences