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KR960003664B1 - 이중 게이트 튜너블 발진기 - Google Patents

이중 게이트 튜너블 발진기 Download PDF

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KR960003664B1
KR960003664B1 KR1019870013289A KR870013289A KR960003664B1 KR 960003664 B1 KR960003664 B1 KR 960003664B1 KR 1019870013289 A KR1019870013289 A KR 1019870013289A KR 870013289 A KR870013289 A KR 870013289A KR 960003664 B1 KR960003664 B1 KR 960003664B1
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fet
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알 씨 에이 코포레이션
글렌 에이취. 브르스틀
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Abstract

내용 없음.

Description

이중 게이트 튜너블 발진기
제1도는 본 발명을 구체화 하는 텔레비젼 수상기의 동조기를 도시하는 개략 다이어그램.
제1a도는 제1도에 도시된 국부 발진기의 한 양상을 이해하는데 유용한 등가 회로의 개략 다이어그램.
제1b도는 제1도에 도시된 국부 발진기의 변형에 대한 개략 다이어그램.
제1c도는 제1b도에 도시된 변형을 이해하는데 유용한 등가 회로의 개략 다이어그램.
제2도는 제1도에 블록형으로 도시된 동조기의 RF단을 상세히 도시한 개략 다이어그램.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
3 : FET RF단 9 : 동조 제어 유닛
700 : 이중 게이트 FET
본 발명은 예로 동조 시스템의 국부 발진기로서 사용될 수 있는 튜너블 발진기에 관한 것이다.
통상 라디오 및 텔레비젼 수신기용 동조 시스템은 다수의 수신된 RF 신호로부터 원하는 방송국 또는 채널에 대응하는 RF 신호를 선택하는 튜너블 RF단, 원하는 방송국 또는 채널에 대응하는 주파수를 갖고 있는 국부 발진기 신호를 발생시키는 튜너를 국부 발진기, 및 RF 신호에 대응하는 IF 신호를 발생시키기 위하여 국부 발진기 신호와 선택된 RF 신호를 헤테로다인 하는 믹서를 포함한다.
국부 발진기는 믹서를 신뢰도 있게 구동시키기에 충분한 진폭의 국부 발진 신호를 발생시킬 수 있으며, 효율적인 전력 전달을 위해 믹서의 입력 임피던스의 정합되는 출력 임피던스를 제공한다. 또한, 국부 발진기는 믹서가 국부 발진기의 동작을 방해하지 않도록 배열 되어야 한다. 이들 원하는 특성을 제공하기 위하여 국부 발진기와 연관해서 분리 버퍼 증폭기를 사용하는 것이 가능하지만, 그렇게 하는 것은 비경제적이다.
본 발명에 따른, 이중 게이트 전계 효과 트랜지스터(FET)는 자기-버퍼링 튜너를 발진기로서 구성되어 있다. 특히, FET는 캐스코드 배열로 배열되어 있다. 즉, 제1게이트 전극은 발진을 위한 조건을 설정하기 위한 네트워크를 통하여 소스 전극에 결합되어 있고, 또한 발진의 특정 주파수를 결정하기 위해 바랙터 다이오드와 인덕턴스 소자를 구비하는 동조 회로에 결합되어 있으며, 제2게이트 전극은 기준 전위에 결합되어 있고, 발진기의 출력은 드레인 전극에서 발생된다.
도면에서, 모범적인 여러 가변 소자의 값은 괄호속에 표시되어 있다. 표시되어 있지 않았지만 저항 값은 오옴이고, 캐패시턴스 값은 피코파라드이며, 인덕턴스 값은 나노헨리이다. 표준 값에 관하여, K는 1000을 표시하고, M은 1,000,…을 표시하여 μ(마이크로)는 0,00001을 표시한다.
제1도는 VHF 방송 및 VHF 케이블 채널을 동조 시키는 텔레비젼 수상기의 튜너의 VHF 섹션을 도시한다. 안테나 또는 케이블 분산 네트워크와 같은 소스(도시되어 있지않음)에 의해 제공된 RF 신호는 RF 입력(1)을 통하여 튜너블 RF단(3)에 결합된다. RF단(3)은 동조전압(TV)의 크기에서 응답하여 원하는 채널에 대응하는 RF 신호를 선택한다. 선택된 RF 신호는 믹서(5)에 결합되며, 여기에서 상기 선택된 RF 신호는 동조 전압의 크기에 응답하여 제어된 발진 주파수를 갖고 있는 국부 발진기(7)에 의해 발생된 국부 발진신호와 헤테로다인 되어 선택된 RF 신호에 대응하는 IF 신호가 산출된다.
동조 제어 유닛(9)은 동조 제어 전압을 발생 시킨다. 동조 제어 유닛(9)은 또한 원하는 채널의 동조대역에 다른 RF단(3)과 국부 발진기(7)의 주파수 선택 동조 회로에 포함되는 인덕터를 선택하기 위해 대역 스위칭 전압(BS1 및 BS2)을 발생시킨다. 예로, 동조 제어 유닛(9)은 원하는 채널의 채널 번호를 나타내는 2진 코드를 적절한 크기의 동조 전압으로 변환시키는 위상-고정 루프(PLL)형인 주파수 합성기와, 채널 번호를 나타내는 2진 코드에 응답하여 적당한 대역 스위칭 전압을 발생시키는 논리 네트워크를 포함할 수 있다.
대역 스위칭 전압 BS1 및 BS2는 로우 레벨 예로, -12볼트 또는 하이 레벨 예로, +12볼트를 가질 수 있다. 동조 대역과 대역 스위칭 전압 BS1 및 BS2의 각각의 레벨은 다음표에 기재되 있다.
Figure kpo00001
국부 발진기(7)는 제1게이트 전극(G1), 제2게이트 전극(G2), 한 단부에서 소스 전극(S)에 연결되어 있고 다른 단부에서는 드레인 전극(D)에 연결되어 있는 N-형 전도 채널을 갖고 있는 이중 게이트 N 채널 금속 산화물 반도체(MOS) 전계 효과 트랜지스터(FET)를 구비한 증폭기(100)를 포함한다. 게이트 전극에서 전압은 전도 채널의 전도도를 결정한다. 포지티브 전원 전압(B+) 예로, :12볼트의 소스는 VHF 채널이 선택될때 동조기 제어 유닛(9)에 의해 제공된다. 포지티브 전원 전압은 저항(103)과 캐패시터(105)를 구비하는 저역 필터에 의해 여파된다. 전력 복귀 통로는 신호 접지에 연결되어 있다. 게이트 전극에 연결된 저항(107,109,111 및 113)을 구비하는 분압기 네트워크는 선형 증폭기로서 동작하는 FET(101)를 바이어스 한다. 저항(109)은 FET(101)의 원치 않는 기생 발진을 금지시키는 역할을 한다.
국부 발진기(7)에서, 증폭기(100)는 FET(101)의 제1게이트 전극(G1)을 입력으로서 사용하고, 제2게이트 전극(G2)을 바이패스 캐패시터(115)을 통하여 신호 접지에 연결하고(저항 109가 매우 작은 값을 갖고 있음을 주목), 소스 전극(S)을 저항(117)을 통하여 신호 접지에 연결하고, 드레인 전극(D)을 증폭기의 출력으로서 사용하므로써 캐스코드 증폭기로 구성된다. 드레인 전극(D)은 부하 저항(119)을 통하여 B+ 전원 도선에 연결되어 있고, 또한 큰 값인 DC 차폐 캐패시터(121)을 통하여 믹서(5)에 연결되어 있다. 페라이트비드(123)는 유도성 AC 차단 필터 소자로서 부하 저항(119)과 B+ 전도체 사이에 있는 도체에 제공되어 있다. FET(101)의 구성은 제1게이트 전극(G1), 소스 전극(S) 및 전도 채널의 하단부가 공통 소스 증폭기로서 구성되어 있고, 전도 채널의 상단부, 제2게이트 전극(G2) 및 드레인 전극(D)이 공통 게이트 증폭기로서 구성되어 있기 때문에 캐스코드 증폭기라 할 수 있다.
발진을 위해 증폭기(100)를 조절하는 회로(200)는 제1게이트 전극(G1)과 소스 전극(S) 사이에 연결되어 있다. 동조 전압(TV)에 응답하여 특정 발진 주파수를 결정하는 직렬-동조 회로(300)는 제1게이트 전극(G1)과 신호 접지 사이에 연결되어 있다.
발진기(7)는 다음과 같은 식으로 발진하도록 조건화 되어 있다. 일반적으로, 증폭기는 두 조건이 만족할 때 즉, (1) 증폭기의 입력으로부터 출력까지의 통로와 출력으로부터 입력까지의 통로를 구비하는 루프 주위에 제로 위상 시프트가 있고, (2) 루프 이득이 1보다 크면 발진할 것이다. 발진기(7)의 경우에, 제1게이트 전극(G1), 소스 전극(S) 및 전도 채널의 하단부를 구비하는 FET 증폭기의 부분은 발진하도록 조건되어 있다. 이 부분이 FET(101)의 캐스코드 증폭기 구성에 관하여 공통소스 증폭기인 반면, 그것은 발진 구성에 관하여, 제1게이트 전극(G1)에 있는 입력부와 소스 전극(S)에 있는 출력부를 갖고 있는 공통 드레인 또는 소스 팔로우 증폭기이다, 소스 전극(S)에 있는 공통 드레인 증폭기 구성의 출력과 제1게이트 전극(G1)에 있는 입력부 사이에 연결된 발진 조절 네트워크(200)는 소스 전극(S)과 신호 접지 사이의 저항(117)과 분류되어 연결되어 있는 캐패시터(117)와, 소스 전극(S)와 제1게이트 전극(G1) 사이에 연결된 캐패시터(203)를 구비한다. 이러한 구성은 알다시피 콜피츠(colpitts)형이다.
발진을 위해 필요한 위상 시프트에 관하여, 입력(G1)과 출력(S) 사이에는 위상 시프트가 없으며, 캐패시터(201)에 의한 위상 지연이 있고, 출력(S)과 입력(G1) 사이의 캐패시터(203)에 의한 보상 위상 앞섬이 있다. 발진을 위해 필요한 이득에 관하여, 입력(G1)과 출력(S) 사이의 소스 팔로워 동작에 기인하여 1보다 약간 작은 전압 이득이 있으나, 출력(S)과 입력(G1) 사이의 캐패시터(201 및 203)에 기인한 전압 증가(“스텝-업”)이 있다. 결과적으로, 발진 조건은 만족되며, 소스 팔로워 구성은 동조 회로(300)에 의해 결정된 주파수로 발진할 것이다. 소스 전극(S)에 연결된 저항(117)과, 전도 채널을 통하는 전류는 발진과 함께 변하며, 따라서 드레인 전극(D)에 연결된 부하 저항(119) 양단의 전압도 변한다.
FET(101)의 캐스코드 증폭기 구조는 몇몇 관점에서 유리하다. 제2게이트 전극(G2)을 신호 접지에 바이패스 하므로써 제공된 공통 게이트 증폭기 부분은 발진 부분을 믹서(5)로부터 분리시키는 반면 믹서(5)가 분리 버퍼 증폭기 장치 없이도 적당한 신호 및 임피던스 레벨레서 구동되게 인에이블 한다. 공통 게이트 증폭기 부분 때문에, 가상적인 접지가 공통 소스 증폭기 부분의 출력에서 나타나므로, 예로 RF단(3)으로 부터 믹서에 결합되는 RF 신호에서의 진폭 변수에 기인한 믹서에 의해 나타나는 임피던스 변수는 실제로 발진 주파수 또는 발진을 설정하기 위한 조건에 영향을 주지 않는다. 더구나, 분리때문에 믹서(5)의 구동용 필요물은 발진을 위해 필요한 조건을 만족시키기 위해 절충되지 않아야 한다.
FET 국부 발진기(7)의 또하나의 장점은 그것이 FET RF단과 사용될때 실현된다. 텔레비젼 수상기에 사용되는 많은 동조기들은 그들이 비교적 낮은 왜곡을 발생시키며 바이폴라 트랜지스터 RF단과 비교할때 비교적 높은 임피던스를 갖고 있기 때문에 이중 게이트 RF단을 사용한다. 또한, 제2게이트 전극은 자동 이득 제어(AGC) 전압을 인가시키는 종래의 수단도 제공한다. RF단(3)으로 사용하기에 적합한 이중 게이트 FET RF단은 제2도에 도시되어 있으며, 아래 상세히 설명될 것이다. 간략하게, 제2도에 도시된 RF단은 바이패스 캐패시터를 통하여 신호 접지에 연결되는 제1게이트 전극(G1), 제2게이트 전극(G2), 신호 접지에 저항을 통하여 연결된 소스 전극(S)에서의 입력과 드레인 전극(D)에서 유도되는 출력을 갖고 있는 캐스코드 증폭기로서 국부 발진기(7)의 FET(101) 같이 구성된 이중 게이트 N MOS FET(401)을 구비하는 증폭기(400)를 포함한다. RF 입력(1)은 동조 전압(TV)에 응답하여 직렬 동조 회로(500)를 통하여 FET 증폭기(400)의 입력(G1)에 결합된다. FET 증폭기(400)의 출력은 동조 전압(TV)에 각각 응답하는 두개의 유도적으로 결합된 직렬 동조 회로(601 및 603)를 포함하는 이중 동조 필터(600)를 통하여 캐스코드 구성으로 형성된 또다른 이중 게이트 FET 증폭기(700)에 연결된다. 이중 게이트 FET 증폭기(700)의 출력은 믹서(5)에 결합된다. RF단(3)과 국부 발진기(7)의 동일 장치형이고 동일 구성의 증폭기를 갖고 있으며, 비슷한 동조 구성을 갖고 있기 때문에, 동조 전압에 응답하여 주파수에서 서로 추적하는 능력은 RF 증폭기가 이중 게이트 FET형이고 국부 발진기가 바이폴라형인 종래의 장치와 비교할때 향상되었음이 발견되었다.
제1도를 보면, 동조 회로(300)는 상세히 설명될 것이다. 앞서 주목했듯이, 동조 회로(300)는 직렬 동조 회로이다. 동조 회로(300)는 인덕터(301,303 및 305), 증폭기(100)의 입력(G1)과 신호 접지 사이에서 DC차단 캐패시터(309)와 직렬로 연결된 바랙터 다이오드(307)을 구비한다. 인덕터(305)는 바랙터 다이오드(307)와 증폭기(100)의 입력(G1) 사이에 직렬로 연결되어 있다.
이러한 연결은 인덕터(305)가 증폭기(100)의 입력에서 나타나는 표류 용량으로부터 바랙터(305)를 분리시키는 작용을 하기 때문에 유익한 구성이다. 대역 스위칭 다이오드(313 및 311) 및 연합된 바이패스 캐패시터(315 및 317)는 각각 회로 포인트 중간 인덕터(301 및 303)와 회로 포인트 중간 인덕터(303 및 305)를 대역 스위칭 전압 BS1 및 B2의 레벨에 일치하는 신호 접지에 각각 선택적으로 바이패스한다. 대역 스위칭 전압 BS1 및 BS2는 각각의 고값인 분리 저항(318 및 319)를 통하여 각각 대역 스위칭 다이오드(313 및 315)에 결합되어 있다. 동조 전압(TV)은 저항(325)과 캐패시터(327)를 구비하며 분리 저항(321 및 323)과 인덕터(305)를 통하여 바랙터 다이오드(307)의 캐소드에 결합된 저역 필터에 의해 여파된다.
발진 조절 네트워크(200)와 연합된 발진 범위 연장 회로(205)는 증폭기(100)의 입력(G1)과 신호 접지 사이에 중요한 주파수 범위에서 상당한 임피던스를 나타내는 중간 소자 없이 직렬로 직접 연결된 캐패시터(207)와 바랙터 다이오드(209)를 포함한다. 캐패시터(207)는 그것이 캐패시터(207)와 바랙터 다이오드(209)의 합성 캐패시턴스에 약간의 영향을 줄 수 있도록 선택된 캐피시턴스 값을 갖고 있다. 실제로, 캐패시터(207)의 특정 값은 RF단(3)을 갖고 있는 국부 발진기의 범위 연장과 트랙킹을 제어하도록 선택될 수 있다. 동조 전압(TV)은 분리 저항(321)을 통하여 바랙터 다이오드(209)의 캐소드에 연결되어 있다. 바랙터 다이오드(307 및 209)는 그들이 나타내는 캐패시턴스가 동조 전압의 크기에서 변화에 응답하는 동일한 의미에서 변화하도록 동조 전압에 관하여 극이 반대로 된다. 범위-연장 회로(205)는 다음과 같은 식으로 발진기(7)의 발진 범위를 연장시킨다.
발진 범위내에서 입력 G1에 있는 증폭기(100)의 등가 회로는 제1a도에 도시되어 있으며, 제1게이트 전극(G1)과 신호 접지 사이에 직렬로 연결된 등가 캐패시턴스 소자(Ceq)와 네가티브 저항 소자(-Req)를 포함한다. 네가티브 저항 소자(-Req)는 증폭기(100)의 발진 부분에 의해 나타난 이득에 관련되어 있다. 인덕터(301,303 및 305), 바랙터 다이오드(307) 및 증폭기(100)의 입력(G1)에 있는 DC 차단 캐패시터(309)를 구비하는 직렬-동조 회로(300)에 의해 나타난 등가 회로는 제1게이트 전극(G1)과 신호 접지 사이에 직렬로 연결된 가변 캐패시턴스 소자(CT), 저항 소자(RT) 및 언덕턴스 소자(LT)를 포함한다. DC 차단 캐패시터(309)는 상당한 주파수 범위에서 무시할 수 있는 임피던스를 가지고 있는 때문에, 가변 캐패시턴스 소자(CT)는 근본적으로 바랙터 다이오드(307)의 캐패시턴스를 나타낸다. 저항 RT는 동조 회로에 관련된 손실과 일치하며, 상기 동기 회로는 최초로 바랙터 다이오드(307)와 연합되어 있다. 상당한 범위(101-509 MHz) 전범위동안 발진을 유지시키기 위하여, 증폭기(100)와 연합된 네가티브 저항 소자(-Req)의 크기(Rep)는 동조 회로(300)와 연합된 저항 소자(RT)의 크기보다 커야만 한다. 발진의 특정 주파수는 역으로 LTC의 스퀘어루트에 관련되어 있고, 여기서 C는 CT와 Geq의 합성 캐패시턴스이다. CT와 Req의 합성 캐패시턴스는 CTCeq/CT+Ceq이다. 넓은 동조 범위에 대하여, Ceq는 C가 바랙터 다이오드(307)(CT)의 전범위 변화에 영향받을 수 있도록 CT의 가장 큰 값(발진의 가장 낮은 주파수에 대응하는)에 관하여 가능한한 커야한다.
제1게이트 전극(G1)과 신호 접지 사이에 증폭기(100)의 입력과 분류하여 고정 캐패시터를 부가하면은 Ceq의 값이 증가하며 그러므로 저주파수에서 동조 범위가 넓어진다. 그러나 고정 분류 캐패시터의 부가는 Req를 감소시키며, 그러므로 특히 고주파수에서 발진을 방지시킨다. 증폭기(100)의 입력과 분류되어 연결된 범위 연장 회로(205)는 동조 전압(주파수)이 감소함에 따라 증가하고 동조 전압(주파수)이 증가함에 따라 감TH하는 가변 캐패시턴스를 제공한다. 결과적으로, Ceq는 CT가 가장 클때(즉, 저주파수에서) 가장 크지만, 발진을 유지시키기에 충분히 큰 값 Req는 고주파에서 제공된다.
범위 연장 네트워크(205)에 관하여, 이중 게이트 FET가 상기 설명된 장점을 갖고 있는 반면, 그것의 이득(Req)은 동조 회로에 연결되어 있는 베이스 전극과 임피던스를 통하여 신호 접지에 연결되어 있는 에미터 전극과 출력 전극으로서 작용하는 콜랙터 전극을 갖고 있는 공통 콜랙터 콜피츠형 발진기와 같은 식으로 구성된 바이폴라 트랜지스터의 이득보다 낮다. 그러므로, 범위 연장 회로(205)는 콜피츠형 바이폴라 트랜지스터 발진기의 동조 범위를 연장시키는데 사용될 수 있는 반면, 그것의 장점은 제1도에 도시된 바와 같이 FET 발진기와 함께 사용될때 좀더 증가된다.
제1b도에 간략화 형태(바이어싱 소자 없는)로 도시된 바와 같이 직렬 동조 회로 대신에 병렬 동조 회로를 사용하는 것은 공지되어 있다. 그러나, 병렬 동조 회로가 직렬 동조 회로(300) 대신에 사용될때 필요한 넓은 동조 범위를 얻는 것은 범위 연장 회로가 제1b도에 도시된 바와 같이 사용될때보다 더 어렵다는 것이 발견된다. 이것은 제1c도에 도시된 등가 회로에 관하여 다음과 같이 설명될 수 있다. 제1b도 및 제1c도에서, 제1 및 1a도에서 동일한 소자에 대응하는 소자는 동일 참조 번호로 표기되어 있다. 프라임 부호(') 표시는 직렬 동조 회로를 병렬 동조 회로로 대체한 변형을 가리킨다.
제1c도에 관하여, 발진 주파수는 LTC'의 스퀘어 루트에 역비례한다. 여기서 C'는 C'T및 Ceq의 합성 캐패시턴스이다. 이 경우에, 넓은 동조 범위에 관하여 Ceq는 C'가 C'T의 실제로 전 범위의 C'T의 최저값(최고의 발진 주파수에 대응하는)에 관하여 작아야만 한다. Ceq의 값은 병렬 동조 회로와 증폭기의 입력 사이에 직렬로 낮은 값의 캐피시터를 연결하므로써 낮아질 수 있다. 그러나, 병렬 동조 회로의 실제적인 손실은 CT/Ceq비를 스퀘어할때 증가한다. 그러므로 CT의 높은 값(동조 범위의 저주파수 단부에 대응하는)에서 병렬 동조 회로의 손실은 발진을 위해 요구되는 이득(-Req에 관계 있음)을 극복할 수 있다.
병렬 동조 회로와 증폭기의 입력 사이에 직렬로 연결되고 폴(pole)된 바랙터 다이오드의 부가는 그것의 캐패시턴스가 제1b도에 도시된 바와 같이 동조 회로의 바랙터 다이오드와 같은 식으로 변하도록 고주파에서의 Ceq의 비교적 낮은 값과 저주파에서의 비교적 낮은 실제 손실 사이에 절층을 제공하므로서 동조 범위를 연장시키는 경향이 있다. 그러나, 병렬 동조 회로의 손실이 필요한 동조 범위의 저주파수 단에서 비 CT/Ceq의 스퀘어에 따라 변하기 때문에 발진은 FET가 고이득(고 Req) 바이폴라 트랜지스터 대신에 사용될때 항상 신뢰할만한 것이 아님이 발견되었다. 따라서, 제1도에 도시된 직렬 동조 구성이 FET와 함께 사용하기에 좋다.
앞서 주목했듯이, 동조 제어 유닛(9)은 위상고정 루프를 포함할 수 있다. 저주파에서 발진기(7)의 신뢰할만한 발진은 동조 제어 시스템의 위상 고정 루프형이 사용될때 특히 중요하다. 위상 고정 루프 동조 제어 시스템은 채널 번호에 따라 프로그램 가능한 주파수 분할기에 의해 더 분할되기 전에 그리고 전압을 발생시키기 위해 기준 주파수와 비교한 후에 국부 발진기 신호의 매우 높은 주파수를 분할하는 '프리스케일러'로 공지된 주파수 분할기를 보통 사용한다. 몇몇 프리스케일러는 발진시키기 위해서는 바람직하지 않은 것으로 알려져 있으며, 만약 국부 발진기가 신뢰할 수 있게 발진하지 않으면, 위상 고정 루프는 국부 발진기 신호에 응답하기보다 프리스케일러의 발진 신호에 응답할 수 있다. 프리스케일러의 발진 주파수가 높은 경향이 있기 때문에, 위상 고정 루프는 국부 발진기의 인지된 발진 주파수가 감소되도록 동조 전압을 감소시킨다. 이것은 국부 발진기가 발진하는 능력을 더 방해하는 경향이 있으며, 위상 고정 루프는 잘못된 주파수에서 잘못되어 고정된다. 그러므로, 범위 연장 네트워크(205)는 위상 고정 루프 또는 주파수 고정 루프와 같은 다른형의 폐쇄 루프 주파수 합성 동조 제어 시스템이 사용될때 특히 유리하다.
제2도를 보면 앞서 주목했듯이, 국부 발진기(7)이 FET 증폭기(100)와 연합된 동조 회로(300)와 같이 RF 섹션(3)의 FET 증폭기(400)과 연합된 동조 회로(500)는 직렬 동조 회로이다. 직렬 동조 회로(500)는 다수의 인덕터(501,503,505,507,509 및 511)를 포함하며, 상기 인덕터들은 동조 대역에 따라 바랙터 다이오드(513)(실제로 병렬로 연결된 두개의 바랙터 다이오드)와 함께 다양한 직렬 동조 회로에 선택적으로 구성된다. 특정한 직렬 동조 회로 구성은 대역 스위칭 다이오드(515,517 및 519)에 의해 결정되며, 그것의 전도는 내역 스위칭 전압 BS1 및 BS2의 레벨에 의해 제어된다. RF 입력 신호는 인덕터(503 및 505)의 접합점에 결합된다. 직렬 동조 회로(500)는 결합 캐패시터(521)를 통하여 FET(401)의 제1게이트 전극(G1)에 결합된다.
바랙터 다이오드(523) 제1게이트 전극(G1)과 분류되어 연결되어 있고 그것의 캐패시턴스가 동조 전압(TV)의 크기의 변화에 응답하여 바랙터 다이오드(513)와 동일한 식으로 변하도록 풀되어 있다. 바랙터 다이오드(523)는 임피던스가 직렬 동조 회로(500)에 의해 나타나게 하는 작용을 하며, 증폭기(400)의 입력(G1)에서 나타나는 임피던스는 다른 방법보다도 동조 범위 전체에 걸친 최적의 전력 전송을 위한 더 부합된다. RF 섹션(3)의 증폭기(500)와 결합된 바랙터 다이오드(523)의 함수는 국부 발진기(7)의 증폭기(100)의 연합된 범위 연장 바랙터 다이오드(209)의 함수와 같지 않다. 그러나, 두개의 비슷하게 연결된 다이오드는 동조 구성을 비슷하게 만드는 경향이 있으며, 그러므로 RF단(3)과 국부발진기(7) 사이의 트랙킹을 유리하게 하는 경향이 있다.
인덕터(51)가 바랙터 다이오드(513)와 증폭기(500)의 입력(G1) 사이에 직렬로 연결되어 있으며, 바랙터 다이오드(307)와 국부 발진기(7)내의 증폭기(100)의 입력(G1) 사이에 직렬로 인덕터(305)의 비슷한 연결에 대응함을 주목해야 한다. 동조 구성의 이러한 유사성은 RF단(3)과 국부 발진기(7) 사이의 트랙킹을 향상시킨다.
FET 증폭기(401)의 제2게이트가 RF 신호에 괸하여 접지에 바이패스되는 동안 자동 이득 제어(AGC)전압은 신호 강세의 함수로서 증폭기(400)의 이득을 제어하기 위하여 수신기의 IF 섹션으로부터 접지에 결합된다.
앞서 주목했듯이, FET 증폭기(400)의 출력은 두개의 유도적으로 결합된 직렬 동조 회로(601 및 603)를 구비하는 이중 동조 필터(600)를 통하여 FET 증폭기(700)의 입력에 결합된다 직렬 동조 회로(601 및 603)는 각각의 바랙터 다이오드(617 및 619)와 직렬로 연결된 다수의 인덕터(605,607 및 609)와 (611,613 및 615)를 구비한다. 동조 회로(601 및 603)는 각각 대역 스위칭 다이오드(621 및 623)와 (625 및 627)를 구비한다. 동조회로(601)는 결합 캐패시터(629)를 통하여 FET 증폭기(400)의 출력(D)에 결합된다. 임피던스 매칭 바랙터 다이오드(631)는 FET 증폭기(400)의 출력(D)에 분류로 연결되며, 증폭기(400)의 입력(G1)과 분류로 연결된 임피던스 매칭 다이오드(523)와 비슷한 기능을 갖는다. 대응 임피던스 매칭 다이오드(633)는 FET 증폭기(700)의 입력과 분류로 연결되어 있다. 또다른 바랙터 다이오드(635)는 인덕터(611)와 FET 증폭기(700)의 입력 사이에 직렬로 연결되어 있으며, 또한 임피던스 매칭 장치로서 작용한다. 인덕터(609)는 증폭기(400)의 출력(D)와 바랙터 다이오드(617) 사이에 직렬로 연결되어 있고, 인덕터(611)는 증폭기(700)의 입력과 바랙터 다이오드(619) 사이에 직렬로 연결되어 있고 RF 증폭기(400)와 연합된 인덕터(511)와 국부 발진기(7)와 연합된 인덕터(305)와 같이, 인덕터(605 및 611)는 표류 용량으로부터 각각의 바랙터 다이오드를 분리시키는 작용을 한다. 다시, 동조 회로(601 및 603)로 국부 발진기(7)의 동조회로(300)와 비슷한 식으로 구성되고 유사한 방식으로 적재되어 있기 때문에(비교적 높은 임피던스가 FET의 게이트 전극은 물론이고 드레인에서도 나타남에 주의), RF단(3)과 국부 발진기(7) 사이의 트랙킹이 유리하게 된다.
트랙킹은 RF단(3)고 국부 발진기(7)의 유사한 동조 회로 및 증폭기 구성에 의해 유리하게 되는 반면, 그것은 본 실시예에서 비교적 큰 동조 범위 때문에, 바람직한 것으로 발견되었다. 특히, 제1도를 다시 보면, 대역 스위칭 다이오드(333) 및 낮은 값 캐패시터(335)는 바랙터 다이오드(307)와 인덕터(305)를 가로질러 직렬로 연결되어 있음을 주목해야 한다. 대역 스위칭 전압 BS1은 필턴 캐패시터(337)와 분리 저항(339)를 구비하는 네트워크를 통하여 대역 스위칭 다이오드(333)의 캐소드에 인가된다. 대역 스위칭 다이오드(333)의 애노드는 인덕터(301 및 303)를 통하여 신호 접지에 결합된다. 대역 스위칭 다이오드(333)는 대역 스위칭 전압 BS1이 저레벨(-12볼트)에 있을때 가장 낮은 동조 범위에서 전도된다. 부가 캐패시턴스는 최저 동조 범위의 상단 주파수단에서 트랙킹을 보조하는 것으로 발견되었다.
도시바로부터 구입할 수 있는 1SV161 바랙터 다이오드, 및 시에엔스 및 히다찌로부터 구입할 수 있는 BF994 또는 3SK137 FETs는 각각 여러 도면에 도시된 회로에 사용을 위해 적합하다.
본 발명은 동조기의 VHF 섹션에 관하여 설명되었지만 그것은 VHF 섹션에서도 사용될 수 있다. VHF 응용을 위하여, 국부 발진기(7)의 발진 조절 네트워크(200)의 캐패시터(203)는 내부 캐패시턴스 소자를 포함할 수 있다. 이들 및 다른 변형도 본 발명의 영역내에서 이루어질 수 있다.

Claims (6)

  1. 제1(G1) 및 제2(G2) 게이트 전극, 소스 전극(S) 및 드레인 전극(D)을 갖고 있는 이중 게이트 전계효과 트랜지스터(FET)(101)와, 상기 소스 전극을 기준 전위의 한 포인트에 연결시키는 임피던스 수단(117,201)과, 선정된 주파수 범위에서 발진하도록 상기 FET를 조절하는 상기 소스 전극(S)과 상기 제1게이트 전극(G1) 사이에 연결된 발진 조절 수단(203,201,209)과, 상기 FET가 발진하는 발진 주파수를 결정하기 위해 상기 제1게이트 전극(G1)에 결합된 주파수 결정수단(300)과, 상기 제2게이트 전극을 기준 전위의 상기 포인트에 효과적으로 연결시키는 바이패스 수단(115)을 포함하는 튜너블 발진기(7)를 구비한 장치에 있어서, 이용 수단(5)은 상기 발진 주파수에서 출력 신호를 수식하는 상기 드레인 전극(D)에 연결되어 있고, 상기 주파수 결정 수단(300)은 동조 전압(TV)의 크기의 변화에 응답하여 변하는 캐패시턴스를 나타내는 바랙터 다이오드를 구비하며, 상기 바이패스 수단은 상기 선정된 주파수 범위에서 무시할 수 있는 임피던스(109)를 통하여 상기 제2게이트 전극을 바이패스하는 것을 특징으로 하는 튜너블 발진기(7)를 구비하는 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 FET(101)는 금속 산화 반도체(MOS)형인 것을 특징으로 하는 튜너블 발진기(7)를 구비하는 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 이용 수단(5)은 IF 신호가 발생되도록 상기 드레인 전극(D)에 제공된 상기 출력 신호를 RF 신호와 혼합시키는 믹서 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 튜너블 발진기(7)를 구비하는 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 발진 조절 회로(203,201,209)는 제1게이트 전극(G1)과 소스 전극(S) 사이에 졀합된 제1캐패시턴스 소자(203)와 상기 소스 전극(S)과 기준 전위의 상기 포인트 사이에 결합된 제2캐패시턴스 소자(201)를 포함하는 것을 특징으로 하는 튜너블 발진기(7)를 구비하는 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 발진 조절 수단(203,201,209)은 상기 FET(101)가 상기 선정된 전 범위에 걸쳐 발진하는 것을 공고히 하기 위하여 상기 동조 전압에 응답하는 제2바랙터 다이오드(209)를 구비하는 범위 연장 수단(207,209)를 포함하는 것을 특징으호 하는 튜너블 발진기(7)를 구비하는 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 인덕턴스 소자(305)와 상기 주파수 결정수단(300)의 상기 제1언급된 바랙터 다이오드(307)는 상기 제1게이트 전극(G1)과 기준 전위의 상기 포인트 사이에 직렬로 연결되어 있으며, 상기 범위 연장 수단의 상기 제2언급된 바랙터 다이오드(209)는 상기 제1게이트 전극(G1)과 기준 전위의 상기 포인트 사이에 연결되어 있으며, 또한 상기 제1언급된 바랙터 다이오드(307)의 캐패시턴스가 상기 동조 전압(TV)의 크기 변화에 응답하여 변하는 것과 동일한 식으로 변하는 캐패시턴스가 나오도록 풀되어 있는 것을 특징으로 하는 튜너블 발진기(7)를 구비하는 장치.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20110132756A (ko) * 2010-06-03 2011-12-09 엘지이노텍 주식회사 튜너의 동조 회로

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4743866A (en) * 1986-11-26 1988-05-10 Rca Corporation Wide range oscillator
US4783849A (en) * 1986-11-26 1988-11-08 Rca Licensing Corporation FET tuner
US5039956A (en) * 1987-11-17 1991-08-13 Amp Incorporated Frequency synthesizer for frequency agile modem
US4905306A (en) * 1988-02-26 1990-02-27 Rca Licensing Corporation Filter switching arrangement for a tuner
US4996599A (en) * 1989-04-14 1991-02-26 Rca Licensing Corporation Television tuner oscillator with three point tracking
KR100250628B1 (ko) * 1996-10-30 2000-04-01 윤덕용 초고주파용 전계효과 트랜지스터 회로의 게이트단자 파형 왜곡 제어회로
US6268779B1 (en) 1999-03-19 2001-07-31 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Integrated oscillators and tuning circuits
JP2002176371A (ja) * 2000-12-07 2002-06-21 Alps Electric Co Ltd Ｕｈｆテレビジョンチューナの高周波増幅回路

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3723905A (en) * 1971-06-21 1973-03-27 Rca Corp Dual-gate mos-fet oscillator circuit with amplitude stabilization
US4458215A (en) * 1981-08-17 1984-07-03 Rca Corporation Monolithic voltage controlled oscillator
JPS5911507U (ja) * 1982-07-15 1984-01-24 三菱電機株式会社 デユアルゲ−トｆｅｔ発振器
FR2545667B1 (fr) * 1983-05-06 1985-07-12 Portenseigne Boucle a verrouillage de phase et dispositif de demodulation de signaux modules en frequence comprenant une telle boucle
US4616193A (en) * 1985-01-22 1986-10-07 Northern Illinois Gas Company High frequency transistor oscillator with discrete resonator elements for transponder
US4593257A (en) * 1985-02-28 1986-06-03 Rca Corporation Multiband local oscillator
US4609884A (en) * 1985-05-06 1986-09-02 Motorola, Inc. Level control for a voltage controlled oscillator
US4743866A (en) * 1986-11-26 1988-05-10 Rca Corporation Wide range oscillator
US4783849A (en) * 1986-11-26 1988-11-08 Rca Licensing Corporation FET tuner

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20110132756A (ko) * 2010-06-03 2011-12-09 엘지이노텍 주식회사 튜너의 동조 회로

Also Published As

Publication number Publication date
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EP0269427B1 (en) 1998-06-10
DE3752195D1 (de) 1998-07-16
CA1295696C (en) 1992-02-11
EP0269427A3 (en) 1989-08-16
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JP2608430B2 (ja) 1997-05-07

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