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KR940002742B1 - 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로 - Google Patents

무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로 Download PDF

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KR940002742B1
KR940002742B1 KR1019910011258A KR910011258A KR940002742B1 KR 940002742 B1 KR940002742 B1 KR 940002742B1 KR 1019910011258 A KR1019910011258 A KR 1019910011258A KR 910011258 A KR910011258 A KR 910011258A KR 940002742 B1 KR940002742 B1 KR 940002742B1
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Abstract

내용 없음.

Description

무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로
제1도는 종래의 임펄스 환류형 다이리스터 인버터의 일실시예를 나타내는 회로도.
제2도는 제1도에 따른 임펄스 환류형 다이리스터 인버터의 구동신호를 나타내는 파형도.
제3도는 제1도에 따른 임펄스 환류형 다이리스터 인버터의 출력전압을 나타내는 파형도.
제4a~d도ㅓ는 제1도에 따른 임펄스 환류형 다이리스터 인버터의 무효전력 증가시 전압 및 전류 파형도.
제5도는 이 발명에 따른 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로의 스위칭부를 나타내는 회로도.
제6도는 이 발명에 따른 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로의 일실시예를 나타내는 블럭도.
제7도는 이 발명에 따른 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로의 구성소자들의 출력을 나타내는 파형도.
제8도는 이 발명에 따른 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로의 무효전력 제어회로를 나타내는 블럭도이고,
제9도는 이 발명에 따른 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로의 부하변동에 의한 출력전압을 나타내는 파형도이다.
이 발명은 대용량 교류전원장치의 자동전압 제어회로에 관한 것으로써, 더욱 상세하게는 인버터의 출력단에 90°의 위상차를 갖는 스위칭부를 접속하고, 출력단에 연결된 부하의 변동으로 인하여 과대한 무효전력 발생시 스위칭부를 구동시켜서 출력전압을 항상 일정전압으로 유지할 수 있도록 한 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로에 관한 것이다.
통상적으로 무정전교류전원장치, 교류자동 전압조정장치 교류모터 제어장치에 인가되는 전압은 인버터를 이용하여 공급하고 있다.
상기 인버터를 이용하여 교류전원을 공급하는 경우 인버터의 자체특성에 의한 고조파가 많이 혼입된 상태로 출력되므로 50[KVA] 이상의 대용량 저주파 다이리스터 인버터의 경우에는 출력단의 전압을 조정하기 위하여 철공진회로(Ferro resonant circuit)를 인버터의 출력단에 구성하여 사용되었다
그러나, 상기 철공진회로는 경부하시 전압상승에 따라 매우 큰 순환전류에 의하여 공진회로내 인덕터(Inductor)류가 과열소손될 위험이 있어 별도의 냉각장치를 사용하고 있으나, 그 효율 및 신뢰성이 낮아 잦은 고장을 유발하여 왔다.
또한, 철공진회로는 과열소손에 대비하여 철공진을 위한 인덕터를 상시 보유하여 정기적으로 교환하여 주어야 하므로 많은 불편함을 주어왔다.
제1도는 종래의 임펄스 환류형 다이리스터 인버터의 일실시예를 나타내는 회로도이다. 제1도를 참조하면, 상기 임펄스 환류형 다이리스터 인버터는 직류전원(Vs), 절연 변압기(T), 다이리스터(Th1~Th4), 다이오드(D1~D3), 콘덴서(C), (C1) 및 직렬인덕터(L0)로 구성되어 있다.
제2도는 제1도에 따른 임펄스 환류형 다이리스터 인버터의 구동신호를 나타내는 파형도이다.
상기 파형도는 상기 다이리스터(Th1~Th4)를 구동시키기 위한 펄스로서, P1은 상기 다이리스터(Th1)를 구동시키기 위한 것이고, P2은 다이리스터(Th2)를 구동시키기 위한 것이며, P3은 다이리스터(Th3)를 구동시키는 것이며, P4는 다이리스터(Th4)를 구동시키기 위한 것이다.
이의 구동을 살펴보면 펄스(P1~P3)에 의하여 다이리스터(Th1~Th3)가 구동함에 따라서 직류전원(VS)은 양극단자(+)에서 상기 절연 변압기(T)의 단자(F)(E)를 거쳐 다이리스터(Th1~Th3) 및 인덕터(L0)를 통해 상기 직류전원(VS)의 음극단자(-)로 인가되어 폐회로를 형성한다.
이때, 상기 직류전원(VS)의 일부는 상기 다이리스터(Th2)를 통해 콘덴서(C)에 충전되며, 이때 충전량이 상기 직류전원(VS)이 2배가 되면 상기 다이리스터(Th2)는 오프상태가 된다.
그리고 시간(t1)이 되면 상기 다이리스터(Th4)가 구동하면서 상기 다이리스터(Th3)는 오프상태가 된다. 따라서, 상기 콘덴서(C)로부터 공진전류가 상기 다이리스터(Th4), 인덕터(L0)를 통해 다이오드(D1)에 인가되며, 이때 상기 직렬 인덕터(L0)에는 증가전류에 의한 에너지가 축적된다.
그리고 상기 공진전류가 감소할때 상기 직렬 인덕터(L0)의 양단전압이 변화하여 부(-)의 직류전압(VS)과 같아질때부터 직렬 인덕터(L0)에 축적된 에너지가 2차측 권선과 다이오드(D3)를 통하여 직류전원(VS)의 양극단자(+)로 유입되어 에너지 회생이 일어난다.
그리고, 시간(t2)에 모든 다이리스터(Th1), (Th2), (Th3), (Th4)를 오픈상태로 한후, 시간(t3)에 다이리스터(Th1), (Th2), (Th4)를 구동하여 전류가 절연변압기(T)의 단자(F)(G) 다이리스터(Th2), (Th4), 직렬인덕터(L0), 직류전원(VS)의 음극단자(-)순으로 폐회로가 구동되어 절연 변압기의 2차측 출력전압의 방향이 바뀌게 된다. 이때 다음 동작의 환류에너지 축적을 위한 다이리스터(Th2)의 도통상태는 환류용 콘덴서(C)의 충전전류가 영(Zero)이 되면 자연환류(Natural Commutated)가 일어난다.
즉, 임펄스 환류형 다이리스터 인버터는 제3도에 도시된 바와 같이 다이리스터의 도통 지연각(α°)을 제어하여 전압의 실효치를 제어할 수 있는 것이다.
그러나, 상술한 임펄스 환류형 다이리스터 인버터의 출력은 다수의 고조파 성분을 포함하고 있으므로 부하에 인가되는 전압을 정현파에 가깝게 하기 위하여 통상 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)로 되는 저역통과 필터를 구성한다.
이때, 상기 부하의 역률(Cosθ)이 낮은 경우에는 부하소모 전력에 비해 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)로 되는 저역통과 필터에 무효전력이 증가되면서 출력전압의 크기가 증가되면서 왜곡된 전압파형이 발생한다.
이러한 무효전력에 의한 영향으로 상기 절연 변압기(T)의 2차측 단자 출력전압은 제4a도에 도시된 바와 같으며, 이때의 출력전류는 제4b도에 도시된 바와 같이 기본 전압 주파수에 비해 고조파 함유율이 높은 파형이 나타남을 알 수 있다.
또한, 이때의 출력전압(V0)은 제4c도에 도시된 바와 같이 고조파 성분이 매우 많이 포함되어 있는 왜형파가 되며 상술한 인덕터(L1), 콘덴서(C1)로 구성되는 저역통과 필터(500)의 퀄리티 팩터(Quality Factor)와 무효전력에 의하여 왜형파 전압이 부하 양단에 공급되어진다.
이때의 부하 양단에 가해지는 기본파 성분의 출력전압의 최대치(Vm)는
(단,일때, 이며
V1은 변압기 2차측 단자전압이고, 상기 Ro은 등가 부하저항이다)로서 근사적으로 표현할 수 있다.
이때, 상기 부하단자에 Vo=Vm·Sinωt의 교류전압을 가했을때 io=Im·sin(ωt-θ)의 전류가 흐른다고 하면 순시전력(Instantaneous Power) p는 전압과 전류의 곱으로 표시되므로
로서 표현될 수 있다.
즉 교류의 각순간 전력은 전압과 전류의 위상각이 θ일때인 일정치의 전력과 시간에 따라 2배의 주파수로 변화하는인 전력의 합으로 표시된다.
따라서, 교류전력은 상기 1)식에서 알 수 있는 바와 같이 등가 부하저항(R0)과 시간(t)에 따라 변화한다.
이러한 전력(P)을 교류의 순시전력이라 한다.
이때, 상술한 제 2)식에서 알 수 있는 바와 같이 순시전력(P)은 전압과 전류의 곱의 형태로 표현되며 이때의 순시전력(P)은 전압과 전류의 위상각(θ)에 의해 결정되며, 상기 위상각(θ)은 부하의 종류와 크기에 따라 결정된다.
따라서 교류전력은 상기 1)식의 순시전력의 한 사이클(2π(rad))당의 평균을 취하면 된다.
상기 제 2)식 첫째항의 (Vm·Im·COSθ/2)는 위상각(θ)이 정해지면 일정치가 되고, 둘째항의 -(Vm·Im·COS(2ωt-θ)/2)는 2배의 주파수로 변화하는 전력이므로 한 사이클(Cycle)당의 평균치는 0이 된다.
즉 4도에서 도시된 바와 같이 시간(t0)에서 시간(t1)까지와, 시간(t1)에서 시간(t2)까지의 순시전력이 서로 상쇄되므로 교류전력은 0임을 알 수 있다.
즉, 시간(t0)에서 시간(t1)까지는 전원단측에서 부하측으로 전력이 공급되고 시간(t1)에서 시간(t2)까지는 부하측에서 전원단측으로 전력이 회생(recurrenced)하는 것을 의미한다.
따라서, 출력전압(V0)은 고조파 성분이 많이 포함된 왜형파가 될뿐 아니라 부하의 크기에 따라 매우 민감하게 변화하는 단점이 있다.
따라서 이 발명은 상기한 종래기술의 단점을 해결하기 위한 것으로, 이 발명의 목적은 철공진회로를 채택하지 아니하고, 공지의 임펄스 환류형 다이리스터 인버터에 별도의 스위칭부 및 상기 스위칭부를 제어하기 위한 각종 회로를 부가하여 종래의 임펄스 환류형 다이리스티 인버터에서 문제되었던 무효전력 변동으로 인한 출력전압의 불안정을 해결하므로서 안정된 출력전압을 공급할 수 있는 무효전력 제어방식이 자동전압 제어회로를 제공하는데 있다.
이러한 목적을 달성하기 위한 이 발명에 따른 무효전력 제어방식이 자동전압 제어회로의 특징은, 인버터의 출력전압을 필터링하여 부하에 인가하는 로우패스필터를 포함하는 무효전력 제어회로에 있어서 ; 상기 출력전압을 궤환시켜 가산기를 통하여 외부로부터 입력되는 기준전압과 가산시킨 후, 비례 적분부에 의해 그 전압치를 비례적분하는 비례적분회로와 ; 신호발생부를 통하여 입력되는 사인파를 입력으로 하여 제1 및 제2삼각파 발생부를 통하여 90°위상차를 갖는 제1 및 제2삼각파를 각각 출력하는 삼각파 출력회로와 ; 상기 비례적분회로의 출력단에 반전단자가 접속되고, 상기 삼각파 출력회로의 출력단에 비반전 단자가 접속된 제1 및 제2비교기를 통하여 비례적분회로의 출력과 제1 및 제2삼각파를 상호 비교하는 비교회로와 ; 상기 비교회로의 제1비교기의 출력단에 접속되는 유효전력을 제어하여 무효전력 제어회로에 제공하기 위한 인버터 및 로우패스필터와 ; 상기 로우패스필터의 출력과 상기 비교회로의 제2비교기의 출력을 동시에 인가받아 부하 변동에 의한 무효전력을 자동으로 제어하는 무효전력 제어회로로 구성되는 점에 있다.
이 발명은 임펄스 환류형 다이리스터 인버터를 이용하면서 상기 제4도의 도시된 구간(t1~t2)에서 전원축으로 회생되는 무효전력을 저역통과필터내에서 제어함에 따라 부하의 변동에도 항상 일정한 전압을 유지하면서 정현파에 가까운 출력전압을 부하에 공급하기 위한 것이다.
이하, 이 발명에 따른 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로의 하나의 실시예를 첨부된 도면에 의거하여 상세히 설명한다.
제5도는 이 발명에 따른 무효전력 제어방식이 자동전압 제어회로의 스위칭부를 나타내는 회로도이다.
즉, 종래의 임펄스 환류형 다이리스터 인버터로부터 인가되는 전압(V1)을 부하에 공급하기 전에 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)로 되는 저역통과 필터에서 필터링하고 부하에 전력을 인가하나, 부하의 변동에 따른 무효전력을 제어하기 위하여 이 발명에서는 다이리스터(Th5), (Th6)로 되는 스위칭부(10)를 구성하였다.
제6도는 상기 스위칭부(10) 및 상술한 임펄스 환류형 다이리스터 인버터를 제어하여 부하에 의한 무효전력을 제어하기 위한 이 발명에 따른 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로의 블럭도를 나타낸 것이다.
즉, 이 발명에 따른 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로는 비례적분회로(100), 삼각파 출력회로(200), 비교회로(300), 무효전력 제어회로(400) 및 종래의 임펄스 환류형 다이리스터 인버터(이하, 인버터라 약칭함)(INV)와 로우패스필터(500)로 이루어진다.
이를 구체적으로 설명하면, 상기 비례적분회로(100)는 상기 무효전력제어회로(400)으로부터 출력되는 출력전압(V0)과 소정의 기준전압(Vr)의 차를 비례적분하기 위한 것으로서 상기 무효전력 제어회로(400)의 출력을 궤환시키는 궤환부(20)를 가산기(30)에 연결시킨 구성을 갖는다.
이때, 상기 가산기(30)에는 소정의 기준전압(Vr)을 인가하여 상기 궤환부(20)의 출력전압(V0')과 기준전압(Vr)의 합을 출력하게 한다.
그리고, 비례적분회로(100)내 가산기(30)의 출력전압(ΔV)은 비례적분부(40)에 인가되도록 한다.
그리고, 상기 삼각파 출력회로(200)는 소정폭의 싸인파를 출력하는 신호 발생부(50)와 싸인파를 삼각파로 변형하여 제1 및 제2삼각파를 출력하는 제1 및 제2삼각파 발생부(60)(70)에 연결되게 한다.
이때, 상기 제1 및 제2삼각파 발생부(60)(70)는 상기 제1삼각파 발생부(60)로부터 출력되는 제1삼각파가 상기 제2삼각파 발생부(70)로부터 출력되는 제2삼각파보다 위상이 90°앞서도록 한다.
그리고, 상기 비교회로(300)는 상기 비례적분회로(100)의 출력을 상기 제1 및 2삼각파와 비교하기 위한 것으로 상기 비례적분부(40) 및 제1삼각파 발생부(60)를 제1비교기(OP1)에 연결하고, 상기 비례적분부(40) 및 제2삼각파 발생부(70)를 제2비교기(OP2)에 연결하여 이루어진다.
그리고, 상기 인버터(INV)는 제1도에 도시된 종래의 인버터와 동일하게 구성되나, 상기 다이리스터(Th1~Th4)의 도통지연각(α°)은 상기 제1비교기(OP1)의 출력에 따라 제어받음으로서 출력되는 피상전력이 제어되도록 한다.
상기 무효전력 제어회로(400)는 상기 제2비교기(OP2)의 출력에 따라 부하변동에 의한 무효전력을 제어하기 위한 것으로 상기 제2비교기(OP2)의 출력 및 상기 출력전압(V0)의 극성에 따라 제1 및 제2스위칭 신호를 출력하는 스위칭 신호 출력부(80)와, 상기 제1 및 제2스위칭 신호에 따라 구동하여 출력전압을 제어하는 스위칭부(10)로 된다.
이를 구체적으로 설명하면 상기 스위칭 신호 출력부(80)는 상기 제2비교기(OP2)의 출력에 따라 구형파를 발진하는 단안정 펄스 발생기(2)를 연결한다.
이때, 단안정 펄스발생기(2)가 출력하는 구형파의 폭은 저항(R1) 및 콘덴서(C2)의 시정수에 의존한다.
그리고, 스위칭 신호 출력부(80)는 상기 단안정 펄스 발생기(2) 및 극성검출기(1)를 앤드게이트(A1),(A2)에 연결하여, 상기 앤드게이트(A1),(A2)는 단안정 펄스발생기(2) 및 극성 검출길(1)의 출력에 따라 하이레벨의 로직을 출력하게 한다.
그리고, 상기 스위칭부(10)는 상기 (제5도의 출력단에 극성검출기(1)를 연결하여 상기 극성 검출기(1)는 출력단 전압이 음극성일때 단자(b)를 통해, 정극성일때 단자(a)를 통해 하이레벨의 로직을 출력하게 한다.
그리고, 스위칭 신호 출력부(80)는 상기 제5도에 도시된 바와 같이 출력단에 연결되는 다이리스터(Th5)(Th6)으로 되며, 그 구동은 상기 스위칭 신호 출력부(80)의 출력에 의해 제어된다.
이때, 미설명부호(B1),(B2)는 버퍼이며, 상기 제2비교기(OP)는 상기 스위칭 신호 출력부(80)에 구성되지는 않으나 설명을 위하여 상기 스위칭 신호 출력부(80)에 도시하였다.
이와 같이 이루어진 이 발명에 따른 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로의 동작을 제7도의 파형도를 참조하여 설명한다.
이때, 상기 펄스(P5)는 상기 제1삼각파 발생부(60)로부터 출력되는 펄스이며, 펄스(P6)는 상기 인버터(INV)의 출력전압이고, 삼각펄스(P7)는 상기 제2삼각파 발생부(70)로부터 출력되는 펄스이다.
그리고, 펄스(P8)는 상기 다이리스터(Th5)(Th6)의 애노드측과 캐소우드측에 걸리는 전압파형이며, 펄스(P9)는 상기 부하에 인가되는 전압파형이다.
그리고, 펄스(P10)는 상기 엔드게이트(A1)에 의하여 상기 다이리스터(Th5)에 인가되는 구동신호 전압파형이며, 펄스(P11)는 상기 엔드게이트(A2)에 의하여 상기 다이리스터(Th6)에 인가되는 구동신호 전압파형이다.
먼저, 상기 부하가 정상상태일 경우를 보면 상기 부하에 인가되는 출력전압(V0)은 궤환부(20)를 통해 상기 가산기(30)에 궤환전압(V0')으로 인가된다.
이때, 상기 가산기(30)에는 소정의 기준전압(Vr)이 인가되고 있으므로 상기 가산기(30)는 상기 궤환전압(V0')과 상기 기준전압(Vr)의 합전압(ΔV)이 비례적부분(46)에서 차전압으로 비례적분되어 상기 제1, 및 제2비교기(OP1), (OP2)에 인가되나, 상기 궤환전압(V0')이 정상일때에는 상기 합전압(ΔV)이 상기 제1 및 제2삼각파 발생부(60),(70)의 삼각파보다 높은 상태이므로 상기 제1 및 제2비교기(OP1),(OP2)는 로우레벨의 로직을 출력한다.
이러한 제1비교기(OP1)의 로우레벨 로직은 상기 인버터(INV)에 어떠한 영향을 미치지 못한다. 즉 인버터(INV)는 다이리스터(Th1~Th4)의 도통지연각을 유지하여 현재 출력하고 있는 실효전력을 지속적으로 출력한다.
또한, 상기 제2비교기(OP2)로부터의 출력되는 로우레벨 로직은 상기 단안정 펄스발생기(2)에 영향을 주지못하여 출력은 로우레벨의 상태를 유지한다.
따라서, 상기 엔드게이트(A1),(A2)에는 로우레벨의 로직이 유지되어, 상기 엔드게이트(A1),(A2)는 로우레벨의 로직을 출력하므로 상기 다이리스터(Th5),(Th6)는 오프상태가 된다.
이러한 다이리스터(Th5),(Th6)의 오프상태는 상기 인버터(INV)로부터 부하에 인가되는 출력전압(V0)상태를 계속유지하게 되며, 이때, 상기 다이리스터(Th5),(Th6)에 인가되는 전압 파형은 펄스(P8)와 같은 정현파 상태를 유지함에 따라 출력전압(V0) 역시 펄스(P9)와 같이 정현파 상태가 된다.
그러나, 상기 부하가 변동하여 무효전력이 증가함에 따라 출력전압이 증가하면, 상기 비례적분부(40)로부터 출력되는 전압(V0')은 제7도에 점선으로 도시된 바와 같이 상기 제1 및 제2삼각펄스(P5),(P6)보다 낮아지게 된다.
이때, 상기 제1비교기(OP1)는 상기 제1삼각파가 전압(V0')보다 낮음에 따라 하이레벨의 로직을 상기 인버터(INV)에 인가하여 상기 다이리스터(Th1~Th4)의 도통지연각(α°)을 크게하여 줌으로서 실효전력을 줄이게 된다.
한편, 상기 제2비교기(OP2)는 제1삼각파(P6)보다 90°뒤진 제2삼각파 발생부(70)의 출력과 비례적분부(40)의 출력(V0')과 비교하여 스위칭 신호 출력부(80)의 구동신호(P10), (P11)를 발생하게 된다.
이러한 제2비교기(OP2)의 구동신호(P10),(P11)는 상기 단안정 펄스 발생기(2)에 인가되어 상기 단안정 펄스 발생기(2)는 상기 저항(R1) 및 콘덴서(C2)의 시정수에 따른 소정 구형파를 출력한다.
이때, 상기 극성검출기(1)는 시간(t1)에서 상기 출력전압(V0)은 부극성이므로 단자(b)를 통해 하이레벨의 로직을 상기 제2엔드게이트(A2)에 인가한다.
따라서, 상기 제2엔드게이트(A2)는 상기 단안정 펄스 발생기(2) 및 극성 검출기(1)의 하이레벨의 로직을 검출하여 상기 다이리스터(Th6)에 하이레벨의 로직을 인가한다.
따라서, 상기 다이리스터(Th6)는 도통하여 상기 부하의 변동에 의하여 증가된 무효전력을 다이리스터(Th6)와 인덕터(L2)를 통해 궤환시켜 출력전압(P9)의 크기를 제어한다.
또한, 상기 출력전압(V0)이 정극성일 경우에는 상기 극성검출기(1)는 단자(a)를 통해 하이레벨의 로직을 상기 엔드게이트(A1)에 인가하여, 다이리스터(Th5)에 펄스(P11)와 같은 구동신호를 인가한다.
따라서, 상기 부하의 변동에 의한 무효전력을 상기 다이리스터(Th5), (Th6)와 리액터(L1),(C1),(L2)를 통하여 궤환시키므로서 출력전압(V0)의 실효치를 일정하게 제어한다.
상술한 작용에 대한 참고로서, 제9도에 실험을 통해 확인한 파형을 도시하였다.
이때, 제9a도는 최저 부하상태의 출력전압 파형이며, 제9b도는 약 1/2부하상태이고, 제9c도는 최대 부하상태의 출력전압파형이다.
즉, 이 발명은 부하의 변동에 의한 무효전력을 비례적분 회로를 이용하여 검출하고, 무효전력의 크기에 따라 스위칭부를 구동하게 함으로서 출력전압을 부하의 변동에 관계없이 안정된 상태를 유지할 수 있는 효과가 있으며, 경부하시 저역통과필터 내부에 흐르는 큰 순환전류를 제한하므로서 인덕터류의 소손을 방지할 수 있다.

Claims (6)

  1. 인버터의 출력전압을 필터링하여 부하에 인가하는 로우패스필터를 포함하는 무효전력 제어회로에 있어서 상기 출력전압을 궤환시켜 가산기를 통하여 외부로부터 입력되는 기준전압과 가산시킨 후, 비례적분부에의해 그 전압차를 비례적분하는 비례적분회로와 ; 신호발생부를 통하여 입력되는 사인파를 입력으로 하여 제1 및 제2삼각파 발생부를 통하여 90°위상차를 갖는 제1 및 제2삼각파를 각각 출력하는 삼각파 출력회로와 상기 비례적분회로의 출력단에 반전단자가 접속되고, 상기 삼각파 출력회로의 출력단에 비반전 단자가 접속된 제1 및 제2비교기를 통하여 비례적분회로의 출력과 제1 및 제2삼각파를 상호 비교하는 비교회로와 상기 비교회로의 제1비교기의 출력단에 접속되어 유효전력을 제어하여 무효전력 제어회로에 제공하기 위한 인버터 및 로우패스필터와 상기 로우패스필터의 출력과 상기 비교회로의 제2비교기의 출력을 동시에 인가 받아 부하 변동에 의한 무효전력을 자동으로 제어하는 무효전력 제어회로로 구성되는 것을 특징으로 하는 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 비례적분회로는 상기 무효전력 제어회로의 출력전압을 궤환시키는 궤환부와, 상기 궤환부의 출력전압과 기준전압의 합을 구하는 가산기와, 상기 가산기의 출력을 비례적분하는 비례적분부로 구성되는 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로.
  3. 제1항에 있어서, 상기 비교회로는 상기 삼각파 발생회로의 제1삼각파를 상기 비례적분회로의 출력에 비교하는 제1비교기와, 상기 삼각파 발생회로의 제2삼각파를 상기 비례적분회로의 출력에 비교하는 제2비교기로 구성되는 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 무효전력 제어회로는 상기 제2비교기의 출력 및 상기 출력전압의 극성에 따라 제1 및 제2스위칭신호를 출력하는 스위칭신호 출력부와, 상기 스위칭신호에 따라 구동되어 출력전압(V0)을 제어하는 스위칭부로 구성되는 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로.
  5. 제4항에 있어서, 상기 스위칭신호 출력부는 상기 출력전압(V0)의 극성을 검출하는 극성검출기와, 상기 제1비교기의 출력에 따라 소정 펄스폭을 갖는 펄스를 출력하는 단안정 펄스 발생기와, 상기 극성 검출기 및 단안정 펄스발생기의 출력을 조합하는 제1 및 제2엔드게이트로 구성되는 무효전력 제어방식의 자동전압 제어회로.
  6. 제4항에 있어서, 상기 스위칭부는 상기 제1 및 제2엔드게이트 출력에 따라 구동하여 상기 인버터로부터 상기 부하에 인가되는 출력전압을 제어하는 제1 및 제2다이리스터로 구성되는 무효전력 제어방식의 자동 전압 제어회로.
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