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KR920005353B1 - 스파아크 부식 금속 가공용 펄스 발생기 - Google Patents

스파아크 부식 금속 가공용 펄스 발생기 Download PDF

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KR920005353B1
KR920005353B1 KR1019870012949A KR870012949A KR920005353B1 KR 920005353 B1 KR920005353 B1 KR 920005353B1 KR 1019870012949 A KR1019870012949 A KR 1019870012949A KR 870012949 A KR870012949 A KR 870012949A KR 920005353 B1 KR920005353 B1 KR 920005353B1
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capacitor
spark
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뷔흘러 에론스트
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악티엔게젤샤프트 퓌어 인두스트리엘레 에렉트로닉 아게이에 로소내 바이 로카르노
로버트 롬바르디니, 레네 대릭 헤티
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  • Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)

Abstract

내용 없음.

Description

스파아크 부식 금속 가공용 펄스 발생기
제1도는 충전 조정기 회로에 플라이백 컨버터 트랜스포머를 구비한 본 발명의 제1구현예도.
제2도는 충전 조정기 회로에 2개의 충전 커패시터와 하나의 유도코일을 구비한 본 발명의 제2의 구현예도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1 : d.c. 전압원 2, 2a, 2b : 충전 커패시터
3 : 스위칭 소자 3a, 4a, 9a ; 3b, 4b, 9b : 방전회로
5 : 충전역전 다이오드 6, 6a, 6b : 회복 다이오드
7 : 플라이백 컨버터 트랜스포머 7a, 7b : 권선
8 : 유도코일 9 : 분리형 트랜스포머
10 : 리드 유도코일 11 : 스파아크 갭
본 발명은 d.c. 전압원(1), 적어도 하나의 충전 커패시터(2, 2a, 2b)의 충전을 제어하는 적어도 하나의 충전 조정기 회로(5∼8), 적어도 하나의 충전 커패시터를 스파아크 갭(11)에 접속하는 적어도 하나의 스위칭 소자(3, 3a, 3b)와, 충전 커패시터와 스파아크 갭 간의 회로에 구비되어 있는 역공진 저지 다이오드(4, 4a, 4b)를 갖는 스파아크 부식 금속 가공용 펄스 발생기에 관한 것이다(독일 연방 공화국 특허 제 24 41 734호 참조).
스파아크 부식 기술의 추세는 가공속도를 더 빠르게 하는 방향으로 가고 있다. 그러므로 펄스 발생기가 요구되며, 이것은 스파아크 갭에 대한 높은 반복률을 높은 에너지 레벨에 공급할 수 있다. 명확히 정해지고 매우 짧은 펄스 시간을 갖는 고에너지 펄스는 특히 스파아크 부식 와이어 컷팅 및 드릴링 분야에 요구된다.
독일연방공화국 특허 제 27 35 403호(=미국 특허 제4 163 887호)에 1㎲범위에서 500A까지의 펄스전류를 공급하는 펄스 발생기가 개시되어 있다. 현재 요구되는 것은 약 2㎲당 1000A까지의 펄스전류를 발생하는 것이다. 그런 극치의 경우에, 전술한 발생기형은 너무 커지며 또한 대체적으로 10%의 빈약한 효율 때문에 비경제적이다.
독일 연방공화국 특허 제 34 19 945호에는 60% 이상의 효율을 갖는 발생기가 개시되어 있다. 이 발생기는 모든 스파아크 부식 가공 형태에 대해서 고안되어 있기 때문에, 상기 용도에 대해 기술적으로 너무 복잡해진다. 게다가, 거기에 사용된 스위칭 소자는 불필요한 스우칭 손실의 원인이 되는 전피이크 전류를 차단시켜야 된다.
독일연방공화국 특허 제 24 41 734호에 펄스 발생기가 개시되어 있으며, 여기서 전자 제어 충전 조정기에 의해서 충전 커패시터는 선형적으로 충전되며, 충전이 이루어졌을 때 스위칭 소자와 분리형 트랜스포머를 경유하여 스파아크 갭으로 방전된다. 이런 형의 발생기는 기술적으로 복잡하며 제어성이 제한되는데 이는 항상 충전 커패시터가 완전히 충전되었을 때 방전이 시작되어야 하기 때문이며, 어떤 상황에서는 스파아크 갭의 바람직하지 못한 상태가 일치한다.
미국 특허 제 3 485 987호에는 펄스 발생기가 개시되어 있으며, 여기서 전자 제어 충전 조정기에 의해서 충전 커패시터는 선형적으로 충전되며, 충전이 이루어졌을 때 스위칭 소자와 분리형 트랜스포머를 경유하여 스파아크 갭으로 방전된다. 이런 형의 발생기는 기술적으로 복잡하며 제어성이 제한되는데 이는 항상 충전 커퍼새터가 완전히 충전되었을 때 방전이 시작되어야 하기 때문이며, 어떤 상황에서는 스파아크 갭의 바람직하지 못한 상태가 일치한다.
미국 특허 제 3 485 987호에는 다른 형의 발생기가 설명되어 있으며 여기서 충전 커패시터에 대한 충전 전류는 분리형 트랜스포머의 양단에서 부식회로로 연결된다. 충전 커패시터는 번갈아 가며 제1스위칭 소자에 의해 충전되고, 제2스위칭 소자에 의해서 방전된다. 그러나, 이 배열은 무부하 펄스의 경우, 즉 스파아크 갭에 스파아크가 발생되지 않은 경우에는 충전 커패시터가 재충전되지 않으므로 회로는 결과적으로 하나 걸른 다음 펄스에 의해서만 작동되는 중대한 단점을 갖는다. 분리형 트랜스포머의 양단에 2개의 스위칭 소자 간의 반작용도 있으며, 이것은 고가의 보호배선 경비에 의해서만 제어될 수 있다.
여러가지의 다른 공진회로 발생기 회로가 알려져 있으며, 이들은 스위칭 소자가 전류를 통하지 않도록 하거나 혹은 단지 제한된 전류만 흐르도록 한다는 장점을 갖는다.
전자제어 충전기를 구비한 발생기들의 중요한 단점은 그들이 고액의 기술비를 필요로 한다는 것과 부분적으로는 전반적인 효율의 저하의 원인이 될 수도 있다는 것이다. 충전 커패시터의 충전상태가 선형펄스에 의해서 크게 영향을 받기 때문에 제어 충전 조정기가 없는 공진회로 발생기는 전류 펄스를 제어하기가 곤란하다는(스파아크 갭 양단에) 불이익을 입는다.
그러므로, 본 발명의 과정는 고에너지 펄스를 양호한 효율로 발생시킬 수 있도록 본 펄스 발생기를 계량하는 것이다. 이를 의하여 충전 커패시터의 선행방전과는 독립적이어야 하며 공간적으로는 작게 그리고 동작면에서는 신뢰성 있게 만들어져야 한다.
본 펄스 발생기의 경우에는 특허청구의 범위 제1항의 특징부분에 의해서 이 문제점이 해결된다. 본 발명의 유익한 더 이상의 개발은 종속항들로부터 얻을 수 있다.
커뮤테이팅은 전류가 흐르지 않는 상태에서만 발생하기 때문에 전압은 스위칭 소자에 의해서 최적하게 이용되는 장점의 원인이 된다. 본질적으로 사인 펄스만이 충전 및 방전회로에 흐르기 때문에 동일한 피이크 전류치에 대해서 다른 종래의 3각 펄스의 경우보다 27%이상의 더 높은 에너지 함량이 있다. 또한, 종래 회로의 단점은 회피된다. 이것은 특히 효율, 충전 커패시터의 충전상태를 선명도와 복잡성에 영향을 미치며, 그 결과 신뢰도와 회로의 구조적인 크기에 영향을 미친다.
공작물과 전극간의 금속성 단락 회로 조차도 저항 가열(ohmic geating)에 의해서 용융되기 때문에(공작물 및/또는 전극의 부분의 소산에 이르기까지) 그리고 제거효과 플라즈마 방전으로 변환될 수 있기 때문에, 고에너지 펄스의 사용으로써, 와이어 컷팅과 스파아크 부식 드릴링중의 부식 공정이 상당히 계량된다. 그러나, 이것은 당지 약 500A 이상의 펄스전류부터 저저항률로 인하여 효과적으로 가능하다.
본 발명에 따른 펄스 발생기는 특히 소형, 소중량이다. 따라서, 예를들면 2중 유로 보오드(Euro-board)상에, 150A의 피이크 전류의 회로를 쉽게 내장할 수 있으며, 900A발생기는 19"랙에 제작될 수 있다. 이것은 현존하는 발생기에 비해 그 체적이 10배도 감소되어 있다.
이하, 본 발명의 구현예를 첨부한 도면에 관하여 비제한적으로 설명한다.
제1도에는 회로의 간단한 구조가 도시되어 있다. d.c. 전압원(1)은 그 양극에 충전 커패시터(2)가 접속되어 있다. 스위칭 소자(3), 역공진 저지 다이오드(4), 리드 유도코일(10) 및 스파아크 갭(11)의 직렬접속을 포함하는 방전회로는 충전 커패시터와는 병렬로 제공되어 있다. 발생기의 출력단자는 G+ 및 G-로 표시되어 있다. 충전 커패시터(2)를 충전하는 충전회로는 충전 커패시터(2)의 다른 극에 접속된 충전 역전 다이오드(5)와 거기에 직렬로 접속된 플라이백 컨버터 트랜스포머(7)의 1차권선(7a)을 포함한다. 1차권선(7a)의 다른 단자는 d.c. 전압원(1)의 음극에 접속되어 있다. 플라이백 컨버터 트랜스포머(7)의 2차권선(7b)과 회복 다이오드(6)의 직렬접속은 d.c. 전원압(1)에 병렬로 설치되어 있다. 플라이백 컨버터 트랜스포머(7)의 2개의 권선(7a, 7b)은 제1도에 도시된 점에 의해서 극이 정해진다.
제1도에 따른 회로는 다음과 같은 기능을 갖는다. d.c. 전원압(1)을 켰을 때, 충전 커패시터(2)는 충전 역전 다이오드(5)와 1차권선(7a)의 유도코일을 넘어서 상기 전압원의 약 2배의 전압으로 충전된다. 회복 다이오드(6)는 플라이백 컨버터 트랜스포머(7)의 변압비(7a : 7b)가 1보다 작은 경우, 이 공정 기간 동안 도전상태로 된다. 스위칭 소자(3)가 도통 상태로 전환되면, 충전 커패시터는 스파아크 갭(11), 리드 유도코일(10), 역공진 저지 다이오드(4) 및 스위칭 소자(3)를 가로질러서 방전되며, 축전된 에너지의 일부는 스파아크 에너지로 변환된다. 축적된 에너지의 대부분은 충전 커패시터(2)로 되돌아 흘러 들어가며 상기 커패시터를 역극성으로 충전한다. 역공진 저지 다이오드(4)는 적지 않은 전극 마모를 일으키는. 바라지 않는 부의 전류펄스의 원인이 되는 더 이상의 방전을 방지한다. 방전기간 중에 충전 커패시터(2)의 전압이 d.c. 전압원(1)의 전압보다 작아지자마자, 사인 충전 전류는 충전 역전 다이오드(5), 1차권선(7a)의 유도 코일과 d.c. 전압원(1)을 통해 흐르기 시작한다. 플라이백 컨버터 트랜지스포머(7)는 이 위상에서 회복 다이오드(6)가 저지 방향으로 응력을 받도록 극성이 정해진다. 이 충전 역전 공정 중, d.c. 전압원(1)은 충전 전류의 전류·시간 적분치와 d.c. 전압원(1)의 전압과의 곱과 같은 과잉에너지를 발생시킨다. 회로는 이 과잉 에너지가 회로에서의 손실과 스파아크 에너지를 포함하기에 충분할 만큼 크도록 규모가 정해져야 한다. 방전중에 소모된 에너지가 공급된 과잉 에너지보다 작을 경우에는, 충전 커패시터(2)는 2차권선(7b)의 자체 유도 전압이 전압원(1)의 전압 보다 더 큰 만큼만 충전된다. 이 시각부터 회복 다이오드(6)는 도통되기 시작하므로 플라이백 컨버터 트랜스포머(7)의 유도코일에 축적된 과잉에너지는 d.c. 전압원(1)으로 복귀된다. 트랜스포머(7)는 페라이트 코어와 에어갭으로 구성됨이 바람직하며 에어갭에도 불구하고, 양호한 자기 결합을 달성하기 위하여 공지된 두줄감기(bifilar winding)기술을 이용하여야 한다.
전압원(1)의 전압을 E, 1차권선(7a)과 2차권선(7b)의 변압비를 n이라 하면, 충전 커패시터(2)의 충전 전압은 E·(1+n)이 된다. 충전역전 다이오드(5), 적어도 E·2n의 전압용으로 치수가 정해져야 되며 회복다이도(6)는 E·(2+2/n)의 전압용으로 치수가 정해져야 된다. 소형 발생기인 경우, E에 대한 대표값은 100V이며, N은 2인데, 이들은 300V의 충전 전압을 제공하며 400V 다이오드를 유효하게 사용할 수 있다. 방전전류를 더 높이고 리드 유도 코일(10)의 값을 더 높이기 위하여, 500V 내지 1000V 이상까지의 충전전압으로도 작업할 필요가 있을 것이다.
제1도에는 커패시터의 충전제어를 위해 제어요소를 필요로 하지 않는다. 실제로, 플라이백 컨버터의 유도 코일과 다이오드와 같은 순수한 수동요소를 갖는 것으로 충분한다. 충전 커패시터의 과잉 에너지가 스파아크 방전 후에 d.c. 전압원(1)으로 복귀될 수 있기 위하여, 충전 역전 다이오드(5)를 통한 충전 역전 전류가 사실상 감소되었으면 스위칭 소자(3)가 도통상태로 전환될 수 있다. 스위칭 소자(3)는 도시하지 않은 펄스 발생기에 의해 구동되며, 그 최대 스위칭 주파수는 회복이 끝났을 때 새로운 방전이 시작될 수 있도록(스위칭 소자(3)는 도통된다) 제한된다. 스위칭 소자(3)의 구동펄스의 펄스 지속시간은 스위칭 소자(3)가, 방전 전류가 쇠잔되었을 때, 차단되는 만큼의 기간으로 만들어진다.
제2도에는 본 발명의 제2구현예가 도시되어 있으며 그 원리는 제1도의 것과 매우 유사하다. 제1도의 회로와는 달리, 2개의 충전 커패시터(2a, 2b)와 2개의 방전 회로(3a, 4a, 9a ; 3b, 4b, 9b)가 있다. 이 회로는 다음과 같이 구성된다. 차단방향으로 접속괸 회복 다이오드(6b)와 제1충전 커패시터(2a)의 직렬접속은 d.c. 전압원(1)과 병렬로 설치되어 있다. 회복다이오드(6a)와 제2충전 커패시터(2b)의 또 하나의 직렬접속이 d.c. 전압원(1)과 병렬로 설치되어 있다(a는 사실상 제1회로를 나타내며 b는 제2회로를 나타낸다). 한편으로는 충전 커패시터(2a)와 회복 다이오드(6b)와의 사이, 그리고 또 한편으로는 충전 커패시터(2b)와 회복 다이오드(6a)와의 사이의 2개의 공통 접속점은 충전 역전 다이오드(5)와 유도 코일(8)의 직렬 접속에 의해 상호 연결되어 있다.
분리형 트랜스포머(9)의 제1권선(9a), 역공진 저지다이오드(4a)와 스위칭 소자(3a)의 직렬접속은 제1충전 커패시터(2a)와 병렬로 설치되어 있다. 이에 대응하여, 분리형 트랜스포머(9)의 1차권선(9b), 역공진저지 다이오드(4b) 및 스위칭 소자(3b)의 직렬접속이 제2충전 커패시터(2b)와 병렬로 설치되어 있다. 2차권선(9c)의 2개의 단자는 발생기 단자 G+와 G-를 나타내며, 여기에 제1도에 따른 스파아크 갭(11)이 그것의 리드유도 코일(10)과 함께 접속되어 진다.
이 회로의 기능은 후술하는 바와 같다. 소자(5∼8)를 구비한 충전 조정기 회로는, 각 충전 커패시터(2a, 2b)에 대해, d.c. 전압원(1)의 전압과 충전 전류 시간 적분치의 곱의 반을 포함하는 고정된 과잉 에너지로써 동작한다.
d.c. 전압원을 켜면, 충전 역전다이오드(5)와 유도코일(8)을 경우하여, 2개의 충전 커패시터(2a, 2b)는 d.c. 전압원(1)의 전압에 근사한 값으로 충전된다. 방전 공정은 2개의 스위칭 소자(3a, 3b)가 동기에 그리고 동시에 그리고 그 결과로써 거기에 결합된 충전 커패시터(2a 혹은 2b)의 방전을 개시하도록 접속되어 있다는 차이점 이외에는 제1회로와 근본적으로 동일한 방법으로 기능을 수행하며, 그 다음에 상기 커패시터의 2개의 펄스 전류는 2개의 1차권선(9a, 9b)을 거쳐서 발생기 출력과 결합이 끊어진다. 이것은 d.c. 전압원(1)이 주체와 전기적으로 분리되어야 할 필요가 없다는 장점이 있다. 발생기 출력(G+, G-)에서의 전압은 또한 분리형 트랜스포머의 변압비와 정합될 수 있다. 충전 커패시터(2a, 2b)의 그 다음의 충전 공정은 다시 충전 역전 다이오드(5)와 유도 코일(8)을 거쳐서 충전 커패시터(2a, 2b)가 d.c. 전압원(1)의 전압치로 충전될 때까지 일어난다. 다음에, 회복 다이도드(6a, 6b)는 도통 상태로 되며 유도 코일(8)에 남아 있는 과잉 에너지는 전압원(1)으로 되돌아 간다. 충전 역전 시간은 유도코일(8)의 규격에 의하여 선택될 수 있다. 이 충전 역전시간은 한편으로는 고 펄스 주파수를 용납하기 위하여 가능한 짧은 시간이며 다른 한편으로는 과다하게 짧은 충전 역전 시간의 경우에는, 스위치 소자(3a, 3b)를 비도통 상태로 가져가기 위하여 충전 전류가 불필요하게 높아지며, 그 시간이 너무 짧아진다. 이것은 또한 제1도에 따른 회로에 관하여도 적용한다.
2개의 회로에 대한 스위칭 소자(3, 3a, 3b)는 MOSFET, GTO 및 SCR의 양단에서 쌍극성 트랜지스터로 부터 극단적인 경우에는 수소들이 싸이라트론에 이르기까지의 현재 이용가능한 빠른 전자 스위치에 의해 구성될 수 있다. 예를들어 싸이리스터와 같은 백-블로킹 스위치도 또한 회로를 더 더욱 간략화하는 역공진 저지다이오드(4, 4a, 4b)의 기능을 대행할 수 있다. 제2도의 회로에 표시된 점들은 권선(9a, 9b, 9c)의 권선 극성을 나타낸다.

Claims (3)

  1. d.c. 전압원(1), 하나 이상의 충전 커패시터(2, 2a, 2b)의 충전을 제어하는 하나 이상의 충전 조정기 회로(5∼8), 하나 이상의 충전 커패시터를 스파아크 갭(11)에 접속하는 하나 이상의 스위칭 소자(3, 3a, 3b)와, 충전 커패시터와 스파아크 갭간의 회로에 설치되는 역공진 저지 다이오드(4, 4a, 4b)를 갖는 스파아크 부식 금속가공용 펄스발생기로서, 충전 조정기회로는 비제어 소자(5∼8)를 포함할 뿐이며 충전 커패시터(2a, 2a, 2b)가 과잉 에너지로 충전되도록 수치가 정해지며, 과잉 에너지는 충전 역전 다이오드(5)의 양단으로 충전 커패시터(2, 2a, 2b)의 충전역전은 회복다이오드(6, 6a, 6b)의 양단에서 d.c. 전압원으로 복귀된 후에 계속 제공되며 스위칭 소자(3, 3a, 3b)는 방전전류가 소멸된 뒤에 단지 비도통 상태로 전환됨을 특징으로 하는 스파아크 부식 금속가공용 펄스 발생기.
  2. 제1항에 있어서, 충전 커패시터(2)는 한편으로는 d.c. 전압원(1)의 양극에 접속되고 다른 한편으로는 하나 이상의 충전 역전 다이오드(5)와 플라이백 컨버터 트랜스포머(flyback conveter transformer)(7)의 1차권선(7a)을 거쳐서 d.c. 전압원(1)의 음극에 접속되며 플라이백 컨버터 트랜스포머(7)의 2차권선(7b)은 회복 다이오드(6)를 거쳐서 d.c. 전압원(1)의 전압을 초과하는 경우, 상기 다이오드(6)는 도통상태가 되면 충전 커패시터(2)의 충전 전압은 d.c. 전압원(1)과 플라이백 컨버터 트랜스포머(7)의 변압비에 의해서 정해짐을 특징으로 하는 스파아크 부식 금속 가공용 펄스 발생기.
  3. 제1항에 있어서, 제1충전 커패시터(2b)는 한편으로는 d.c. 전압원(1)의 제1음극에 접속되며 다른 한편으로는 제1회복 다이오드(6a)를 거쳐서 d.c. 전압원의 제2양극에 접속되며, 제2충전 커패시터(2a)는 한편으로는 d.c. 전압원의 제2양극에 접속되고 다른 한편으로는 제2회복 다이오드(6b)를 거쳐서 d.c. 전압원의 제1음극에 접속되며, 충전 커패시터(2a, 2b)는, 각각의 경우에 분리형 트랜스포머(9)의 1개의 1차권선(9a, 9b) 각각의 경우에 1개의 역공진 저지 다이오드(4a, 4b) 및 각각의 경우에 1개의 스위칭 소자(3a, 3b)를 거쳐서 동기적으로 그리고 동시에 스파아크 갭(11)의 양단으로 방전되며, 회복 다이오드(6a, 6b)가 도통 상태가 될 때까지 전원의 극과는 관계는 적은 충전 커패시터(2a, 2b)의 일측을 접속하는 유도 코일(8)과 충전 역전다이오드를 거쳐서 충전 커패시터(2a, 2b)가 재충전되며, 충전 커패시터(2a, 2b)의 충전 전압은 전압원(1)에 의해서 정해지는 것을 특징으로 하는 스파아크 부식 금속 가공용 펄스 발생기.
KR1019870012949A 1986-11-17 1987-11-17 스파아크 부식 금속 가공용 펄스 발생기 Expired KR920005353B1 (ko)

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