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KR20200044107A - 전기 차량용 전력 허브 및 동작 모드 - Google Patents

전기 차량용 전력 허브 및 동작 모드 Download PDF

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KR20200044107A
KR20200044107A KR1020207009255A KR20207009255A KR20200044107A KR 20200044107 A KR20200044107 A KR 20200044107A KR 1020207009255 A KR1020207009255 A KR 1020207009255A KR 20207009255 A KR20207009255 A KR 20207009255A KR 20200044107 A KR20200044107 A KR 20200044107A
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KR
South Korea
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power hub
power
hub
mode
vehicle
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KR1020207009255A
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Inventor
미아드 나스르
올리비에 트레스케이시즈
Original Assignee
더 가버닝 카운슬 오브 더 유니버시티 오브 토론토
하벨라르 캐나다 인더스트리알 알 앤 디 래버러토리 리미티드
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Publication date
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Abstract

전기 차량용 전력 허브 및 그 동작 모드가 본 명세서에 개시된다. 개시된 전력 허브는 차량 대 그리드(V2G), 그리드 대 차량(G2V), 차량 대 집(V2H) 및 차량 대 차량(V2V) 동작 모드에서 동작하도록 설계된다. V2V 모드에서 동작할 때 전력 허브는 V2V 동작을 위해 더 높은 전력 전송 및 효율을 달성하기 위해 AC 설계와 관련된 모든 정격 및 제약을 갖는 종래의 AC 전력 포트를 통해 DC 전력을 송신할 수 있도록 구성된다. 디지털 히스테리시스 전류 모드 제어(HCMC) 방식이 개시되고, 전력 허브에 대해 4가지 동작 모드, 1) DC-AC 경계 전도 모드(BCM), 2) DC-AC 연속 전도 모드(CCM)/BCM 하이브리드, 3) DC-DC BCM 및 4) DC-DC CCM의 효율 및 손실 분배가 개시된다. 피크 접합 온도를 감소시킬 수 있는 저주파 정류 방식이 더 개시된다.

Description

전기 차량용 전력 허브 및 동작 모드
본 발명은 전기 차량용 전력 허브(power-hub for an electric vehicle)에 관한 것으로, 특히 전력 허브의 제어 방법 및 동작 모드에 관한 것이다.
주행 거리 불안 및 느린 충전 시간은 전기 차량(EV), 특히 플러그인 전기 차량(PEV)을 광범위하게 채택하는데 중요한 장애물로 남아 있다. 현재 EV 소유자는 완전히 방전된 배터리를 사용하여 운송 중에 좌초될 가능성에 직면하거나, 또는 대안적으로 EV는 낮은 충전 상태(State-of-Charge: SOC)에서 주차장에 방치되거나 플러그가 뽑혀 있는 경우 완전히 방전될 수 있다. 이러한 상황에서 EV 소유자를 위한 기존의 솔루션은 일반적으로 가장 가까운 충전소로 차량을 견인할 것을 요구한다.
따라서, 전기 차량용 추가적, 대안적 및/또는 개선된 전력 허브가 매우 바람직하다.
본 발명의 일 양태에 따르면, 전기 차량용 전력 허브가 개시되고, 상기 전력 허브는 전기 차량의 배터리와 결합되고, 상기 전력 허브는, 상기 전력 허브의 DC 링크 버스 및 AC 포트에 결합된 전기 회로를 포함하는 양방향 컨버터로서; 상기 전기 회로는, 적어도 4개의 반도체 스위치; 상기 AC 포트와 직렬로 결합된 EMI(electromagnetic interference: 전자기 간섭) 필터; 및 상기 EMI 필터와 직렬로 결합된 2개의 인덕터를 포함하고, 제1 인덕터는 상기 반도체 스위치의 제1 쌍에 결합되고, 제2 인덕터는 상기 반도체 스위치의 제2 쌍에 결합된, 상기 양방향 컨버터; 및 상기 인덕터를 통과하는 전류를 제어하고 상기 반도체 스위치의 스위칭을 제어하기 위한 제어 로직을 포함하고, 상기 제어 로직은 상기 인덕터를 통과하는 전류를 제어할 때 히스테리시스 전류 모드 제어(Hysteretic Current Mode Control: HCMC)를 수행하도록 구성된다.
상기 양태에 따르면, 상기 양방향 컨버터는 상기 배터리를 통과하는 전류를 조절하기 위한 이중 능동 브리지(dual-active-bridge: DAB) 컨버터를 포함할 수 있다.
상기 양태에 따르면, 상기 제어 로직은 전계 프로그래밍 가능 게이트 어레이(field-programmable gate array: FPGA)를 포함할 수 있고, 상기 FPGA는 상기 반도체 스위치의 제1 쌍을 제어하기 위한 제1 데드 타임 제어기(deadtime controller)(도면에서 DT 제어기로 표시됨), 및 상기 반도체 스위치의 제2 쌍을 제어하기 위한 제2 데드 타임 제어기(도면에서 DT 제어기라고도 함)를 포함한다.
상기 양태에 따르면, 상기 반도체 스위치는 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor: MOSFET), 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated-gate bipolar transistor: IGBT), 및 GaN 고 전자 이동성 트랜지스터(high-electron mobility transistor: HEMT) 중 임의의 하나를 포함할 수 있다.
상기 양태에 따르면, 상기 전력 허브는 상기 AC 포트를 통해 AC 전력을 수신 및 송신하도록 구성될 수 있고, 상기 제어 로직은 경계 조건 모드(Boundary Condition Mode: BCM)와 하이브리드 BCM-연속 전도 모드(continuous conduction mode: CCM) 간을 스위칭하는 것에 의해 상기 전기 회로를 동작시키도록 구성된다.
상기 양태에 따르면, 상기 전력 허브는 차량 대 집(vehicle-to-home)(V2H) 동작 모드에서 전기 전력을 집으로 제공할 수 있다.
상기 양태에 따르면, 상기 제어기는 그리드의 전압 주파수 및 위상과 동기화하는 동기화 펄스를 상기 전기 회로에 인가하도록 더 구성될 수 있다.
상기 양태에 따르면, 상기 전력 허브는 차량 대 그리드(vehicle-to-grid)(V2G) 동작 모드에서 상기 그리드에 전기 전력을 제공할 수 있다.
상기 양태에 따르면, 상기 전력 허브는 그리드 대 차량(grid-to-vehicle)(G2V) 동작 모드에서 상기 그리드로부터 전기 전력을 수신할 수 있다.
상기 양태에 따르면, 상기 전력 허브는 상기 AC 포트를 통해 DC 전력을 수신 및 송신하도록 구성될 수 있고, 상기 제어 로직은 경계 조건 모드(BCM)와 연속 전도 모드(CCM) 간을 스위칭하는 것에 의해 상기 전기 회로를 동작시키도록 구성된다.
상기 양태에 따르면, 상기 DC 전압은 상기 AC 라인 사이클의 피크 전압에서 수신 및 송신될 수 있다.
상기 양태에 따르면, 상기 전력 허브는 240 VRMS에서 동작하도록 구성될 수 있고, 상기 DC 전압은 340V의 전압에서 수신 및 송신된다.
본 발명의 다른 양태에 따르면, 전기 차량에서 고갈된 배터리를 충전하기 위한 시스템이 개시되고, 상기 시스템은 충전된 전기 배터리 및 상기 양태에 따른 제1 전력 허브를 포함하는 제1 전기 차량으로서, 상기 전력 허브는 상기 AC 포트를 통해 DC 전력을 수신 및 송신하도록 구성된, 상기 제1 전기 차량; 및 상기 고갈된 배터리 및 상기 양태에 따른 제2 전력 허브를 포함하는 제2 전기 차량을 포함하고, 상기 전력 허브는 상기 AC 포트를 통해 DC 전력을 수신 및 송신하도록 구성되고; 상기 제1 전력 허브와 상기 제2 전력 허브 사이에는 직접 링크가 수립되고; 상기 제1 전력 허브의 제어 로직은 차량 대 차량(V2V) 동작 모드에서 동작하고, 상기 직접 링크를 통해 상기 제2 전력 허브로 DC 전력을 송신하도록 구성된다.
상기 양태에 따른 시스템에서, 상기 제1 전력 허브의 상기 제어 로직은 미리 정해진 정류 간격으로 상기 제2 전력 허브에 제공되는 DC 전압의 극성을 정류하도록 더 구성될 수 있다.
상기 양태에 따른 시스템에서, 상기 제2 전력 허브에 제공되는 DC 전압의 극성은 50Hz 미만의 주파수에서, 예를 들어, 1Hz의 주파수에서 정류될 수 있다.
전기 차량용 전력 허브 및 그 동작 모드가 본 명세서에 개시된다. 차량 대 그리드(V2G), 그리드 대 차량(G2V), 차량 대 집(V2H) 및 차량 대 차량(V2V) 동작 모드에서 동작하도록 설계된 고밀도 양방향 5kW EV 전력 허브에 대한 예시적인 설명이 제공된다.
본 명세서에 개시된 전력 허브는 V2V 동작을 위해 더 높은 전력 전송 및 효율을 달성하기 위해 AC 설계 시의 모든 관련 등급 및 제약을 갖는 종래의 240 VRMS 레벨-2 AC 전력 포트를 통해 DC 전력을 송신하도록 구성될 수 있다. 디지털 히스테리시스 전류 모드 제어(HCMC) 방식을 사용하면, 전력 허브에 대해 4가지 동작 모드, 즉 1) DC-AC 경계 전도 모드(BCM), 2) DC-AC 연속 전도 모드(CCM)/BCM 하이브리드, 3) DC-DC BCM 및 4) DC-DC CCM의 효율 및 손실 분배가 개시된다. V2V 동작을 위해 DC 전송 모드에서 동작하는 것에 의해 전력 허브의 피크 효율이 96.6%에서 98.3%로 증가될 수 있으며, 이에 따라 전력 능력이 50%만큼 증가될 수 있다. 피크 접합 온도(peak junction temperature)를 감소시킬 수 있는 저주파 정류 방식이 더 개시된다.
본 발명의 다른 양태는 AC 마이크로 그리드 또는 DC 마이크로 그리드에 연결 가능한 AC 포트, 4개의 반도체 스위치, 상기 AC 포트와 직렬로 결합된 EMI 필터, 및 상기 EMI 필터에 직렬로 결합된 2개의 인덕터를 포함하는 전력 허브이다. 제1 인덕터는 상기 반도체 스위치의 제1 쌍에 결합되고, 제2 인덕터는 상기 반도체 스위치의 제2 쌍에 결합된다. 상기 전력 허브는 상기 AC 포트를 통해 DC 전력을 송신하도록 구성된 제어 로직을 더 포함한다.
전술한 내용은 본 발명의 일부 양태에 대한 기본적인 이해를 제공하기 위해 본 발명의 일부 간략화된 개요를 제시한다. 이 개요는 본 발명의 모든 개요를 제시하는 것이 아니다. 이 개요는 본 발명의 필수 요소, 핵심 요소 또는 중요 요소를 나타내는 것도 아니고 본 발명의 범위를 나타내는 것도 아니다. 이 개요의 유일한 목적은 나중에 논의될 보다 상세한 설명에 대한 서두로서 일부 개념을 단순화된 형태로 제시하는 것이다. 본 발명의 다른 양태는 첨부 도면과 관련하여 아래에서 설명된다.
본 발명의 추가 특징 및 장점은 첨부 도면과 함께 다음의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 본 명세서에 개시된 전력 허브를 포함할 수 있는 예시적인 EV 픽업 트럭의 사진을 도시하는 도면;
도 2는 본 명세서에 개시된 전력 허브가 동작하도록 구성된 상이한 동작 모드를 도시하는 개략도;
도 3은 전력 허브의 시스템 아키텍처의 예시적인 실시예를 도시하는 도면;
도 4는 히스테리시스 전류 모드 제어를 수행하기 위한 디지털 기준 전류 변조를 도시하는 도면;
도 5는 DC 전력을 전달하고 차량 대 차량(vehicle-to-vehicle) 동작 모드에서 동작하는 2개의 전력 허브를 도시하는 도면;
도 6은 예시적인 전력 허브 구성을 도시하는 도면;
도 7a 내지 도 7d는 상이한 동작 조건 하에서 전력 허브의 DC-DC 및 DC-AC 동작을 도시하는 도면;
도 8은 도 7a 내지 도 7d에 도시된 동작 모드에서 전력 허브의 시뮬레이션된 손실 분석(loss breakdown)을 도시하는 도면;
도 9는 DC-AC 및 DC-DC 모드에서 동작하는 컨버터의 측정된 효율 곡선을 도시하는 도면;
도 10은 V2V 동작 모드에서 2개의 전력 허브의 동작을 나타내는 파형을 도시하는 도면; 및
도 11a 및 도 11b는 V2V 모드에서 2개의 전력 허브의 시뮬레이션된 동작을 도시하는 도면.
첨부된 도면에 걸쳐, 유사한 특징은 유사한 참조 번호로 식별된다는 것이 주목된다.
본 발명의 실시예는 도 1 내지 도 11을 참조하여 단지 예로서 설명된다.
도 1은 본 명세서에 개시된 전력 허브를 포함할 수 있는 예시적인 EV 픽업 트럭(100)의 사진을 도시한다. EV 픽업 트럭(100)은 전기 전력만을 사용하여 동작할 수 있고, 예를 들어 450V 리튬 이온 배터리 팩을 포함할 수 있다. 픽업 트럭이 도시되어 있지만, 전력 허브는 임의의 다른 유형의 전기 차량에 사용될 수 있는 것으로 이해된다.
도 2는 본 명세서에 개시된 전력 허브가 동작하도록 구성된 상이한 동작 모드의 개략도를 도시한다. 본 명세서에서 추가로 설명되는 바와 같이, 전력 허브는 차량 대 그리드(V2G), 그리드 대 차량(G2V), 차량 대 집(V2H) 및 차량 대 차량(V2V) 동작 모드에서 동작될 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, V2G 동작 모드에서, 충전된 차량(202)으로부터의 전기는 전력 그리드(210)로 송신될 수 있다. 충전된 차량(202)은 주어진 충전 레벨을 갖지만 반드시 완전히 충전되어야 할 필요는 없는 배터리를 갖는 차량에 대응할 수 있다. G2V 동작 모드에서, 전력 그리드(210)로부터의 전기는 충전된 차량(202) 또는 방전된 차량(204)에 제공될 수 있다. V2H 동작 모드에서, 충전된 차량으로부터의 전기는 주택/집(220)에 제공될 수 있다. V2V 동작 모드에서, 충전된 차량(202)으로부터의 전기는 방전된 차량(204)에 제공될 수 있다.
전력 허브는 상이한 동작 모드에서 유사한 구성으로 동작하지만, 예를 들어, 도 3 내지 도 5를 참조하여 설명될 바와 같이 각각의 모드에 최적화될 수 있다.
도 3은 전력 허브(300)의 시스템 아키텍처의 예시적인 실시예를 도시한다. 도 3에 도시된 전력 허브는, 배터리 전류를 조절하는 이중 능동 브리지(DAB) 컨버터 및 역률 보정(Power Factor Correction: PFC)을 수행하고 DC 링크 버스 전압(Vin)을 조절하는 풀 브리지 DC-AC 컨버터를 갖는 2-스테이지 양방향 컨버터로 구현된다. 대안적인 실시예에서, DC-AC 변환을 수행하는 대신에, 전력 허브는, DC 전력을 출력 및/또는 수신하고, 이에 따라 도 5를 참조하여 설명된 바와 같이 제2 스테이지에서 DC-DC 변환을 수행하도록 구성될 수 있다.
도 3에 도시된 실시예에서, 컨버터의 전기 회로는 4개의 스위치(302), 및 출력에 있는 EMI 필터(306)와 각 쌍의 스위치 사이에 결합된 각각의 제1 및 제2 인덕터(304)를 포함한다. 2개의 인덕터의 인덕턴스는 예시적으로 25μH로 표시되어 있지만 이로 제한되는 것은 아니다. 컨버터의 모든 스위치는 예시적으로 병렬 연결된 900V SiC MOSFET들을 사용하여 구현되는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명의 범위는 이로 제한되지 않는다. 예를 들어, 스위치는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT) 또는 GaN 고 전자 이동성 트랜지스터(HEMT)와 같은 다양한 반도체 스위치로 구현될 수 있다. 고주파수에서 동작하는 것에 의해 전력 허브의 크기를 줄이기 위해 SiC 또는 GaN과 같은 넓은 대역갭 장치를 사용하는 것이 바람직하다. 이 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서 상이한 조건 하에서 전력 허브의 동작을 변경하기 위해 전력 허브의 구성 요소를 변경하는 방법을 쉽게 이해할 수 있을 것이다.
도 3에 예로서 도시된 전력 허브는 AC 포트(301)와 DC 포트(303) 또는 DC 링크 버스 사이의 DC-AC 전력 스테이지를 제공한다. 도 3에 도시된 실시예에서, EMI 필터(306)는 AC 포트(301)와 인덕터(304) 사이에 직렬로 결합된다. 종래의 정현파 펄스 폭 변조(sinusoidal Pulse-Width-Modulation: PWM)와 달리, DC-AC 전력 스테이지는 히스테리시스 전류 모드 제어(HCMC)에서 동작한다. 인덕터 전류(iL(t))의 피크 및 골은 12 비트 디지털-아날로그 컨버터(Digital-to-Analog Converter)(DAC)(308), 고 대역폭 전류 감지 증폭기(310), 및 2개의 비교기(312)의 세트를 사용하여 사이클마다 디지털 방식으로 제어된다. 특히, HCMC 제어는, 감지 저항기를 통과하는 인덕터 전류를 감지하고, 감지된 인덕터 전류를 2개의 신호(V하이 및 V로우)와 비교한 다음, 제어 로직(314)을 사용하여 필요한 게이팅 신호를 생성하는 것에 의해 달성될 수 있다. 제어 로직은 본질적으로 보호 로직이 있는 설정-리셋 플립 플롭이다. DC 입력 전압의 단락(슛 스루(shoot through))을 방지하기 위해 턴온 지연(제어 로직(314)으로부터 신호를 수신하는 데드 타임 제어기(316))이 사용된다. HCMC를 수행하기 위한 제어 로직은 전계 프로그래밍 가능 게이트 어레이(FPGA)를 포함할 수 있다. V하이 및 V로우 신호는 2개의 디지털-아날로그 변환기(DAC)를 사용하여 주 FPGA에 의해 생성된다. 예를 들어 60Hz에서 V하이 및 V로우를 적절히 변조하면 DC-AC 변환에 사용되는 정현파 평균 인덕터 전류가 발생한다. 도 3의 실시예에서, 디지털 전류 변조기(318)는 DAC(308)에 공급되는 전류를 디지털 방식으로 변조하기 위해 사용된다. 도 3의 실시예에서, 전력 허브(300)는 아날로그-디지털 컨버터(analog-to-digital converter: ADC)(322), 및 AC 포트(301)와 디지털 제어기(320) 사이에 전기적으로 연결된 제로 교차 검출기(324)를 더 포함한다. 디지털 제어기(320)는 아래에서 설명된 바와 같이 전류 스케일링, 모드 선택 및 그리드 동기화를 수행하도록 구성된다.
도 4는 HCMC를 수행하기 위한 디지털 기준 전류 변조를 도시한다. HCMC 방식 변환에서, 디지털 제어기(320)(도 3에 도시됨)는 정확한 전류 제어를 위해 사용되고, 적절한 동기화 펄스(즉, 60Hz)가 G2V 및 V2G 동작 모드에서 그리드 위상 잠금(phase locking)을 위해 사용된다. 디지털 전류 기준은 외부 전압 루프의 일부로서 디지털 제어기(320)에 의해 스케일링(scaled)된다. 디지털 제어기(320)는 또한 이 실시예에서 모드 선택을 수행한다. 인버터는 도 4에 도시된 바와 같이 AC 라인 사이클에 걸쳐 2가지 가능한 모드, 즉 BCM(Boundary Conduction Mode) 또는 CCM(Continuous Conduction Mode)에서 동작한다. BCM에서 동작할 때 스위칭 노드 커패시턴스와 주 인덕터의 공진을 통해 MOSFET의 제로 전압 턴온을 달성하기 위해 약간 음의 골 전류(I골)가 가해진다. BCM은 인덕터에서 더 높은 피크 전류, 더 높은 RMS 전도 손실 및 더 높은 코어 손실을 희생하면서 가장 낮은 스위칭 손실을 초래한다.
가장 높은 전류 레벨에서, 인버터는 코어 손실을 최소화하고 인덕터의 포화 전류 요구를 제한하기 위해 CCM으로 자동 전환된다. BCM으로부터 인버터를 자동 전환하는 방법은 다음과 같이 설명된다. 출력 부하가 증가함에 따라, 인덕터 전류가 실험적으로 미리 결정될 수 있는 인덕터의 포화 전류에 도달할 때까지 인버터는 BCM에서 계속 동작한다. 포화 전류에 도달하는 인덕터 전류의 포인트는 스케일된 정현파 기준 전류를 인덕터의 포화 전류를 나타내는 디지털 숫자와 지속적으로 비교하는 것에 의해 FPGA에서 결정된다. 정현파 기준이 포화 전류보다 더 높으면, V하이 및 V로우 신호는 다른 수식(즉, CCM 수식)으로 유도된다.
이중 모드 하이브리드 방식의 장점은 더 낮은 포화 전류를 갖는 인덕터가 사용될 수 있기 때문에 컨버터의 전력 밀도가 상당히 증가될 수 있다는 것이다. 인버터는 HCMC 동작에 기초하여 가변 스위칭 주파수를 가져서, 확산 스펙트럼 효과로 인해 EMI 필터 크기를 줄이는데 도움을 줄 수 있다. SiC 기반 인버터는 500kHz 초과에서 쉽게 동작할 수 있지만 최적의 효율을 위해 주파수는 250kHz로 제한된다.
전술한 바와 같이, 디지털 제어기(320)는 정확한 전류 제어를 위해 사용되고, 60Hz 동기화 펄스는 G2V 및 V2G 동작 모드에서 그리드 위상 잠금(그리드 동기화)을 위해 사용될 수 있다. V2H 모드에서 전력 허브는 오프-그리드(off-grid) 상태이어서, 그리드 전압 주파수 및 위상과 동기화할 필요가 없다. 도시된 실시예에서 디지털 제어기(320)에 의해 모드들 간에 자동 전환이 수행될 수 있다.
도 5는 DC 전력을 전송하기 위해 V2V 동작 모드에서 동작하는 2개의 전력 허브를 도시한다. 함께 연결된 2개의 전력 허브는 (예를 들어 도 3을 참조하여 설명된) AC 전력 또는 DC 전력을 상호 교환할 수 있다. 그러나 AC 전력 전송 솔루션은 HCMC 제어기 요구 조건으로 인해 무부하 상태 하에서 낮은 총 고조파 왜곡(total harmonic distortion: THD) 사인파를 유지할 수 없기 때문에 많은 문제에 직면한다. 수신 EV 전력 허브는 동기화할 AC 전압을 먼저 검출해야 하므로, 시작 시 무부하 상태가 불가피하다.
DC 전력 전송 솔루션은 컨버터가 동일한 출력 전력을 달성하기 위해 더 낮은 전류에서 AC 라인 사이클의 피크 전압(240 VRMS AC 시스템의 경우 340V)에서 연속적으로 동작해서 전도 손실 및 스위칭 주파수가 더 낮아지고 효율이 더 높아져서 더 매력적이다. 또한 DC 전력 전송을 통해 컨버터는 의도된 AC 전력 정격을 넘어 동작할 수 있어 충전 시간이 단축되고 고갈된 배터리의 재생이 더 빨라진다.
DC 전력 전송을 이용하는 V2V 모드에서, 충전된 전력 허브(502) 및 충전 전력 허브(504)의 "AC" 포트는 직접 링크(506)를 통해 연결되고, 제어기는 DC-DC 변환을 허용하도록 수정된다. 이 모드에서 DC 전력은 60Hz에서 신호를 변조하는 것이 아니라 일정한 V하이 및 V로우 신호를 생성하는 것에 의해 전달되어 인덕터(L1 및 L2)를 통과하는 피크 및 골 전류가 시간에 따라 일정한 것을 보장한다. 송신 전력 허브의 출력 전압(V링크)은 AC 라인 사이클의 피크(240 VRMS AC 전압의 경우 340 VDC)와 동일한 전압으로 조절되어야 한다. 이 최대 전압 한계는 모든 종래의 그리드에 구속된 DC-AC 인버터의 출력에 존재하는 과전압 보호 회로로 인해 존재한다.
링크 전압(V링크)은 충전된 전력 허브(502)에 의해 외부 전압 루프의 일부로서 설정된 기준(V버스 _ref)으로 조절된다. V링크를 조절하는 것은 먼저 아날로그-디지털 컨버터(ADC)를 사용하여 이 전압을 측정하고 나서 전압 가산기/감산기(508)를 사용하여 이 전압을 기준(V버스_ref)과 비교하여 에러 신호를 제공하는 것에 의해 수행된다. 이 에러 신호는 보상기(이 실시예에서는 PI 제어기(510))를 통과하고, 결과적인 제어 신호는 V하이 및 V로우 신호를 스케일링하는데 사용된다. BCM에서 V하이가 확대 및 축소되는 동안 V로우는 (약간의 음의 골 인덕터 전류를 보장하는 값으로) 일정하게 유지되고, CCM에서 V로우가 확대 및 축소되는 동안 V하이는 최대 가능한 인덕터 전류로 유지된다.
AC 충전 동작에 최적화된 각각의 EMI 필터는 예시적으로 HCMC 제어기 동작에 필요한 10μF의 커패시턴스를 포함하고, 외부 DC 링크 커패시터의 필요성을 제거한다. 충전 전력 허브(504)가 DC 링크에서 전압을 검출하자마자, 배터리 충전 프로세스는 MOSFET 스위칭 시퀀스를 역전시킴으로써 L3을 통해 플립된 전류 방향으로 시작한다. 도 5에 예로서 도시된 바와 같이, 전압 비교기(512)는 전압(V링크)를 최소 전압(Vmin)과 비교하기 위해 사용될 수 있고, 만약 전압(V링크)이 최소 전압(Vmin)을 초과하면 충전 프로세스가 인에이블된다. 각 전력 허브의 보조 공급 전압은 2차 LV 배터리로부터 및 컨버터의 출력 포트에 연결된 자가 조절 범용 DC-AC 어댑터로부터 유도될 수 있다. 이 2개의 독립적인 전압원은, 특히 고갈된 LV 보조 배터리를 가질 수도 있는, 충전 전력 허브(504)에 대한 블랙-아웃 상태를 방지하기 위해 다이오드를 통해 선택적으로 결합(diode-ORed)된다. 더 낮은 전력 레벨에서, 제어기는 약간의 음의 골 전류를 가하여 MOSFET의 소프트 턴온을 보장하도록 구성될 수 있다. 더 높은 전력 레벨에 도달하기 위해 HCMC 제어기에 의해 골 전류가 증가하여 소프트 스위칭 손실, 더 높은 스위칭 주파수, 인덕터에서 RMS 전류 감소를 초래한다.
DC 전력 전송 동안, 전력 허브는 전술한 바와 같이 목표 전력 레벨에 따라 BCM 또는 CCM에서 동작할 수 있다. 이것은 전력 허브가 BCM 또는 하이브리드 BCM/CCM에서 동작할 수 있는 AC 전력 전송과 유사하다. 예를 들어 AC 전력 전송에서 전력 허브는 DC 모드의 정전류와 달리 정현파적으로 변하는 출력 전류를 생성해야 하기 때문에 인버터의 동작 모드는 AC 또는 DC 전력 전송을 제공하는지 여부에 기초하여 제한된다. 더 낮은 평균 출력 전류는 BCM에서 쉽게 생성될 수 있는 반면, 더 높은 출력 전류는 CCM에서만 가능하다. 따라서 전력 허브의 출력 전류가 60Hz에서 최소로부터 최대 정격 전류로 변해야 하는 경우, 전력 허브는 BCM에서 동작하여 사인파의 하부 부분을 생성하고 나서 CCM으로 스위칭하여 사인파의 상부 부분을 생성한다. 이것이 본 명세서에서 "하이브리드 BCM/CCM"으로 지칭된다. 그러나 DC 전력 전송에서는 출력 전류가 변하지 않기 때문에 출력 부하에 따라 BCM 또는 CCM에서만 동작할 수 있다.
도 6은 예시적인 전력 허브 구성(600)을 도시한다. 전력 허브는 DAB 컨버터(602) 및 인버터(604)를 포함한다. 예시적인 전력 허브는 병렬 연결된 900V, 35A, 65mΩ Ron SiC MOSFET들로 실현되고, 전력 인덕터용 공기 냉각 및 MOSFET용 맞춤형 액체 냉각 저온 판을 포함하는 열 시스템 설계를 포함할 수 있다. 컨버터의 높은 스위칭 주파수 동작으로 전도성 히트 싱크(heat sink) 내에 와전류 손실이 발생하므로 인덕터에는 액체 냉각을 사용할 수 없다.
도 7a 내지 도 7d는 상이한 동작 조건 하에서 전력 허브의 DC-DC 및 DC-AC 동작을 도시한다. 특히, 도 7a는 2.3kW에서 DC-AC BCM에서의 전력 허브의 동작을 도시하고, 도 7b는 5kW에서 DC-AC BCM/CCM 하이브리드에서의 전력 허브의 동작을 도시하고, 도 7c는 3.4kW에서 DC-DC BCM에서의 전력 허브의 동작을 도시하고, 도 7d는 5.3kW에서 DC-DC CCM에서 전력 허브의 동작을 도시한다. 모든 파형은 각각 DC-AC 및 DC-DC 경우 450 VDC 입력 및 240 VRMS 및 240 VDC 출력에서 취해진다.
도 8은 도 7a 내지 도 7d에 도시된 동작 모드에서 전력 허브의 시뮬레이션된 손실 분석을 도시한다. 즉, 바(bar)(802)로 도시된 손실은 2.3 kW에서 DC-AC BCM에서의 전력 허브의 동작에 기초하여 시뮬레이션된 것이고, 바(804)로 도시된 손실은 5kW에서 DC-AC BCM/CCM 하이브리드에서 전력 허브의 동작에 기초하여 시뮬레이션된 것이고, 바(806)로 도시된 손실은 3.4kW에서 DC-DC BCM에서 전력 허브의 동작에 기초하여 시뮬레이션된 것이고, 바(806)로 도시된 손실은 5.3kW에서 DC-DC CCM에서 전력 허브의 동작에 기초하여 시뮬레이션된 것이다.
4가지 모드 각각에서 전력 허브의 손실 분포는 C3M0065090J MOSFET 스파이스 모델 및 디지털 제어기의 정확한 구현을 갖는 상세한 혼합 모드 케이던스 시뮬레이션을 사용하여 시뮬레이션되었다. 시뮬레이션은 제어기용 HDL 모델과 데이터 컨버터용 베릴로그-a 모델(Verilog-a model)을 포함한다. DC-AC BCM 경우에 인덕터 코어 손실과 MOSFET 스위칭 손실이 각각 가장 많은 손실원 및 가장 적은 손실 원이다. 이것은 MOSFET의 큰 인덕터 전류 리플과 제로 전압 스위칭(zero voltage switching: ZVS) 턴온 때문이다. DC-AC BCM/CCM 하이브리드 모드에서 라인 사이클 피크에서 소프트 스위칭 손실로 인해 스위칭 손실이 크게 증가한다. 그러나 인덕터 코어 손실은 낮은 전류 리플로 인해 감소한다. DC-DC BCM 동작 모드는 가장 낮은 스위칭 주파수 및 소프트 스위칭으로 인해 손실이 가장 적다. DC-DC CCM 경우 전력 레벨이 심지어 2kW 더 높다 하더라도 손실은 DC-AC 하이브리드 모드보다 여전히 더 낮다.
도 9는 DC-AC 및 DC-DC 모드에서 동작하는 컨버터의 측정된 효율 곡선을 도시한다. 도 5를 참조하여 전술한 바와 같이, DC-AC 모드와 달리, DC-DC 동작 모드에서 일정한 DC 출력 전압은 달성 가능한 전력 레벨을 더 높인다. 동일한 평균 인덕터 전류에서 출력 레벨은 출력 DC 전압에 비례하여 증가한다. BCM 전용 모드에서 스위칭 주파수가 더 낮고 전도 손실이 더 낮은 것으로 인해 DC-AC로부터 DC-DC 동작으로 가면 효율이 향상되고 출력 DC 전압이 더 높아진다. 따라서 V2V 동작에서 전력 허브를 동작시킬 때 가능한 가장 높은 출력 전압에서 DC-DC 모드로 컨버터를 동작시키는 것이 가장 바람직하다. V2G, G2V 또는 V2H 방식에서 DC-DC 모드는 동작될 수 없으므로 컨버터는 DC-AC 모드에서 동작해야 한다.
본 실시예에서, 전력 허브는 AC 전력 전송에 최적화되므로, 출력 과전압 보호 회로는 V링크를 340V로 제한한다. CCM 모드는 하드 스위칭 및 증가된 스위칭 주파수를 도입하지만, 이를 통해 컨버터는 DC V링크 및 DC-AC 모드보다 더 높은 효율로 인해 동일한 열 설계에서 정격 AC 전력 용량의 1.5배에서 동작할 수 있다.
도 10은 V2V 동작 모드에서 2개의 전력 허브의 동작을 나타내는 파형을 도시한다. 도 10에 도시된 파형은 180 V링크 전압 및 1 kW 처리 전력에 대응한다. DC-DC 모드에서 높은 듀티 사이클 동작으로 인해 MOSFET들 간에 손실이 고르지 않게 분배된다. 도 11에 도시된 바와 같은 잠재적인 해결책은 매우 낮은 주파수에서 V링크의 극성을 정류하는 것이다. 이것은 각 MOSFET이 정상 상태 열 평형에 도달하는 것을 방지하여 피크 접합 온도를 낮춘다.
도 11은 V2V 모드에서 2개의 전력 허브의 시뮬레이션된 동작을 도시한다. 도 11a는 일정한 DC에서 시뮬레이션된 것이고, 도 11b는 바이폴라 V링크를 조절하여 시뮬레이션된 것이다. 1Hz에서 V링크를 정류하면 평균은 16℃ 더 낮아지고 피크 MOSFET 접합 온도는 17℃ 더 낮아진다.
정류 주파수(fc = 1/Tc)는 짧은 V링크 정류 간격으로 인해 평균 DC 전력 전송을 상당히 감소시킴이 없이 최상의 열 성능을 달성하도록 최적화될 수 있다. V링크 정류 간격 동안 전력 흐름 방향으로 플립이 발생하여 도 11b에 도시된 바와 같이 평균 전력 레벨이 약간 더 낮아진다는 것이 주목된다. 따라서 최대 전력 전송을 위해 가능한 한 가장 짧은 정류 시간을 유지하는 것이 바람직하다. 2개의 EMI 필터 내의 커패시턴스는 정류 시간을 줄이는 주요 제한 요소이다. 또한 원하지 않는 EMI를 억제하기 위해 링크 노드의 di/dt 및 dv/dt에 대한 안전한 한계를 갖는 것이 바람직하다.
본 발명의 하나 이상의 실시예는 다른 비-차량 시스템에도 적용될 수 있다. 다시 말해, 차량 대 차량 동작은 새로운 전력 허브를 사용할 수 있는 방식의 단 하나의 특정 예이다. 일반적으로, 전력 허브의 종래의 AC 포트는 AC 마이크로 그리드에 연결되거나 DC 마이크로 그리드에 연결될 수 있다. 따라서 전력 허브는 주로 차량 내 사용을 목적으로 하는 범용 전력 컨버터이지만, 전기 저장 요소를 다른 저장 요소 또는 DC/AC 마이크로 그리드에 링크하도록 확장될 수 있다. 전력 허브는 AC 유틸리티 그리드에 연결될 수 있고, 또는 전력 허브에 의해 유지되거나 재생 가능한 풍력 에너지와 같은 다른 AC 공급원에 의해 공급되는 AC 마이크로 그리드에 연결될 수 있다. 전력 허브는 대안적으로 전력 허브에 의해 유지되거나 다른 전력 허브, DC 에너지 저장 요소, 또는 광전지와 같은 DC 재생 가능 에너지 자원에 의해 공급되는 DC 마이크로 그리드에 연결될 수 있다. 저주파 정류 방식은 V2V로 제한되지 않으며, 다른 DC 마이크로 그리드 애플리케이션에 사용될 수 있다.
본 명세서를 해석하기 위해, 본 발명의 다양한 실시예의 요소를 언급할 때, 단수 형태의 요소 및 "상기" 요소라는 언급은 하나 이상의 요소가 존재하는 것을 의미하는 것으로 의도된다. "포함하는", "구비하는", "갖는", "동반하는" 및 "수반하는"라는 용어 및 그 동사형 변형어는 나열된 요소 이외에 추가 요소가 있을 수 있는 것을 의미하는 포괄적이고 개방형인 것으로 의도된다.
이 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자라면 도 1 내지 도 11에 도시된 시스템 및 구성 요소는 도면에 도시되지 않은 구성 요소를 포함할 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 예시의 단순성 및 명확성을 위해, 도면의 요소는 반드시 축척에 맞는 것은 아니며 개략적인 것일 뿐이며 요소 구조를 제한하는 것이 아니다. 이 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자에게는 청구 범위에 한정된 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서 많은 변형 및 수정이 이루어질 수 있다는 것이 자명할 것이다.

Claims (20)

  1. 전기 차량용 전력 허브(power-hub for an electric vehicle)로서,
    상기 전력 허브는 상기 전기 차량의 배터리와 결합되고, 상기 전력 허브는,
    상기 전력 허브의 DC 링크 버스 및 AC 포트와 결합된 전기 회로를 포함하는 양방향 컨버터로서, 상기 전기 회로는,
    적어도 4개의 반도체 스위치;
    상기 AC 포트와 직렬로 결합된 EMI 필터; 및
    상기 EMI 필터와 직렬로 결합된 2개의 인덕터를 포함하고, 제1 인덕터는 상기 반도체 스위치의 제1 쌍과 결합되고, 제2 인덕터는 상기 반도체 스위치의 제2 쌍과 결합되는, 상기 2개의 인덕터를 포함하는, 상기 양방향 컨버터; 및
    상기 인덕터를 통과하는 전류를 제어하고 상기 반도체 스위치의 스위칭을 제어하기 위한 제어 로직을 포함하되;
    상기 제어 로직은 상기 인덕터를 통과하는 전류를 제어할 때 히스테리시스 전류 모드 제어(Hysteretic Current Mode Control: HCMC)를 수행하도록 구성된, 전기 차량용 전력 허브.
  2. 제1항에 있어서, 상기 양방향 컨버터는 상기 배터리를 통과하는 전류를 조절하기 위한 이중 능동 브리지(dual-active-bridge: DAB) 컨버터를 포함하는, 전기 차량용 전력 허브.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제어 로직은 전계 프로그램 가능 게이트 어레이(field-programmable gate array: FPGA)를 포함하고, 상기 FPGA는 상기 반도체 스위치의 제1 쌍을 제어하기 위한 제1 데드 타임 제어기(deadtime controller), 및 상기 반도체 스위치의 제2 쌍을 제어하기 위한 제2 데드 타임 제어기를 포함하는, 전기 차량용 전력 허브.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 반도체 스위치는 MOSFET, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated-gate bipolar transistor: IGBT) 및 GaN 고 전자 이동도 트랜지스터(high-electron mobility transistor: HEMT) 중 어느 하나를 포함하는, 전기 차량용 전력 허브.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전력 허브는 상기 AC 포트를 통해 AC 전력을 수신 및 송신하도록 구성되고, 상기 제어 로직은 상기 경계 조건 모드(boundary condition mode: BCM)와 하이브리드 BCM-연속 전도 모드(continuous conduction mode: CCM) 간을 스위칭하는 것에 의해 상기 전기 회로를 동작시키도록 구성된, 전기 차량용 전력 허브.
  6. 제5항에 있어서, 상기 전력 허브는 차량 대 집(vehicle-to-home)(V2H) 동작 모드에서 집에 전기 전력을 제공하는, 전기 차량용 전력 허브.
  7. 제5항에 있어서, 상기 제어기는 그리드의 전압 주파수 및 위상과 동기화하는 동기화 펄스를 상기 전기 회로에 인가하도록 더 구성된, 전기 차량용 전력 허브.
  8. 제7항에 있어서, 상기 전력 허브는 차량 대 그리드(vehicle-to-grid)(V2G) 동작 모드에서 상기 그리드에 전기 전력을 제공하는, 전기 차량용 전력 허브.
  9. 제7항에 있어서, 상기 전력 허브는 그리드 대 차량(grid-to-vehicle)(G2V) 동작 모드에서 상기 그리드로부터 전기 전력을 수신하는, 전기 차량용 전력 허브.
  10. 제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전력 허브는 상기 AC 포트를 통해 DC 전력을 수신 및 송신하도록 구성되고, 상기 제어 로직은 경계 조건 모드(BCM)와 연속 전도 모드(CCM) 간을 스위칭하는 것에 의해 상기 전기 회로를 동작시키도록 구성된, 전기 차량용 전력 허브.
  11. 제10항에 있어서, 상기 DC 전압은 상기 AC 라인 사이클의 피크 전압에서 수신 및 송신되는, 전기 차량용 전력 허브.
  12. 제1항에 있어서, 전류 스케일링, 모드 선택 및 그리드 동기화를 수행하도록 구성된 디지털 제어기를 포함하는, 전기 차량용 전력 허브.
  13. 전기 차량에서 배터리를 충전하기 위한 시스템으로서,
    충전된 전기 배터리 및 제10항 내지 제12항 중 어느 한 항에 따른 제1 전력 허브를 포함하는 제1 전기 차량; 및
    고갈된 배터리 및 제10항 내지 제12항 중 어느 한 항에 따른 제2 전력 허브를 포함하는 제2 전기 차량을 포함하되;
    상기 제1 전력 허브와 상기 제2 전력 허브 사이에 직접 링크가 수립되고;
    상기 제1 전력 허브의 제어 로직은, 차량 대 차량(vehicle-to-vehicle: V2V) 동작 모드에서 동작하고, 상기 직접 링크를 통해 상기 제2 전력 허브로 DC 전력을 송신하도록 구성된, 전기 차량에서 배터리를 충전하기 위한 시스템.
  14. 제13항에 있어서, 상기 제1 전력 허브의 상기 제어 로직은 미리 정해진 정류 간격으로 상기 제2 전력 허브에 제공되는 DC 전압의 극성을 정류하도록 더 구성된, 전기 차량에서 배터리를 충전하기 위한 시스템.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제2 전력 허브에 제공되는 DC 전압의 극성은 50Hz 미만의 주파수에서 정류되는, 전기 차량에서 배터리를 충전하기 위한 시스템.
  16. 전력 허브로서,
    AC 마이크로 그리드 또는 DC 마이크로 그리드에 연결 가능한 AC 포트;
    4개의 반도체 스위치;
    상기 AC 포트와 직렬로 결합된 EMI 필터; 및
    상기 EMI 필터와 직렬로 결합된 2개의 인덕터로서, 제1 인덕터는 상기 반도체 스위치의 제1 쌍과 결합되고, 제2 인덕터는 상기 반도체 스위치의 제2 쌍과 결합된, 상기 2개의 인덕터; 및
    상기 AC 포트를 통해 DC 전력을 송신하도록 구성된 제어 로직을 포함하는, 전력 허브.
  17. 제16항에 있어서, 전류 스케일링, 모드 선택 및 그리드 동기화를 수행하도록 구성된 디지털 제어기를 포함하는, 전력 허브.
  18. 제16항에 있어서, 상기 제어 로직은 경계 조건 모드(BCM)와 하이브리드 BCM 연속 전도 모드(CCM) 간을 스위칭하도록 구성된, 전력 허브.
  19. 제16항에 있어서, 상기 반도체 스위치의 제1 쌍을 제어하기 위한 제1 데드 타임 제어기, 및 상기 반도체 스위치의 제2 쌍을 제어하기 위한 제2 데드 타임 제어기를 더 포함하는, 전력 허브.
  20. 제16항에 있어서, 상기 제어 로직은 상기 인덕터를 통과하는 전류를 제어할 때 히스테리시스 전류 모드 제어(HCMC)를 수행하도록 구성된, 전력 허브.
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