KR20190133194A - 건물 침투를 위한 밀리미터파의 재생성 및 재전송 - Google Patents

Abstract

건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템은 건물 외부에 위치하며 건물 내부로의 침투 시 손실을 겪는 제 1 주파수의 신호를 수신하고 그리고 제 1 주파수의 수신된 신호를 무선 통신 링크 상으로 건물 내부로 침투시킴으로써 야기되는 손실을 극복하는 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 회로를 포함한다. 제 1 회로는 또한 건물 내부로의 침투 시 발생하는 손실에 대응하는 제 1 포맷의 RF 전송을 위한 제 1 전송 칩셋을 구현하며, 제 1 주파수의 신호를 수신하고 그리고 제 1 주파수의 수신된 신호를 건물 내부로 침투시킴으로써 야기되는 손실을 극복하는 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 송수신기를 더 포함한다. 건물 내부에 위치하는 제 2 회로는 제 1 회로와 통신적으로 링크되고, 제 1 포맷의 변환된 수신 신호를 수신 및 전송한다. 제 2 회로는 제 1 전송 칩셋을 구현하며, 제 1 포맷의 변환된 신호를 건물 외부의 제 1 수신기로부터 수신하고 제 1 수신기로 송신하는 제 2 송수신기를 더 포함한다.

Description

건물 침투를 위한 밀리미터파의 재생성 및 재전송

본 발명은 밀리미터파 전송에 관한 것이고, 더욱 상세하게는 밀리미터파 전송을 위한 건물 투과성을 향상시키는 방법에 관한 것이다.

밀리미터파 전송은 1300MHz의 미국에서 사용 가능한 지역 다지점 분배 서비스(LMDS: local multipoint distribution service)의 스펙트럼을 만들기 위한 대역폭 플랜으로서 개발되었다. 밀리미터파 전송은 무선 모바일 장치에 대한 증가하는 대역폭 및 애플리케이션 요구사항으로 인한 증가하는 대역폭 가용성에 대한 필요성을 충족시킨다. 그러나, 대역폭 기능을 향상시키면, 밀리미터파 전송은 매우 나쁜 건물 침투 능력을 가진다는 점이 문제가 된다. 신호는 대부분의 건물 구조를 침투하고자 시도할 때 급격하게 저하된다. 이것은 대다수의 무선 신호 트래픽이 건물 내에서 발생하기 때문에 심각한 문제를 제공하며, 밀리미터파 대역폭을 사용할 수 없게 되면 그것을 현대의 시장에서 구현하는 것이 크게 제한 받게 된다. 그러므로, 밀리미터파 전송의 건물 침투 특성을 향상시키기 위한 어떤 방법에 대한 필요성이 존재한다.

본 명세서에 개시되고 서술된 본 발명은, 그것의 일 양태에서, 건물 외부에 위치하며, 건물 내부로의 침투 시 손실을 겪는 제 1 주파수의 신호를 수신하고, 제 1 주파수의 수신된 신호를 무선 통신 링크 상으로 건물 내부로 침투하게 함으로써 야기되는 손실을 극복하는 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 회로를 포함하는, 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템을 포함한다. 제 1 회로는 건물 내부로의 침투 시 발생하는 손실에 대응하는 제 1 포맷의 RF 전송을 위한 제 1 전송 칩셋을 구현하고, 제 1 주파수의 신호를 수신하고, 제 1 주파수의 수신된 신호를 건물 내부로 침투하게 함으로써 야기되는 손실을 극복하는 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 송수신기를 더 포함한다. 건물 내부에 위치하는 제 2 회로는 제 1 포맷의 변환된 수신 신호를 수신하고 송신하기 위해 제 1 회로에 통신적으로 링크된다. 제 2 회로는 제 1 전송 칩셋을 구현하고, 제 1 포맷의 변환된 신호를 건물 외부의 제 1 송신기로부터 수신하고 제 1 송신기로 송신하는 제 2 송수신기를 더 포함한다.

보다 완전한 이해를 위해, 이제 아래의 첨부된 도면과 관련지어 제공된 아래의 설명을 참조한다.
도 1a는 건물 침투 시스템의 블록도이다.
도 1b는 외부로부터의 전송을 위한 건물 침투 시스템의 양방향 특성을 도시한다.
도 1c는 내부로부터의 전송을 위한 건물 침투 시스템의 양방향 특성을 도시한다.
도 1d는 도 1a의 건물 침투 시스템의 네트워크 배치를 도시한다.
도 2는 건물 구조의 내부 및 외부 모두에 위치하는 수신기와 기지국 사이의 밀리미터파 전송을 도시한다.
도 3a는 창을 통한 밀리미터파 전송을 전달하기 위한 광 브릿지의 블록도를 도시한다.
도 3b는 수신 신호가 창 또는 벽을 통해 더 쉽게 전송되는 레벨로 하향 변환되는 실시예의 블록도를 도시한다.
도 4는 밀리미터파 재생성 및 재전송 회로의 보다 상세한 블록도이다.
도 5는 밀리미터파 재생성 및 재전송 회로와 관련된 오정렬 손실을 도시한다.
도 6은 밀리미터파 재생성 및 재전송 회로의 RF 송수신기 회로를 도시한다.
도 7은 밀리미터파 재생성 및 재전송 회로의 광 포커싱 회로를 도시한다.
도 8은 전송된 신호 내의 스펙트럼 효율을 증가시키기 위한 다양한 기술을 도시한다.
도 9는 전송된 신호 내의 스펙트럼 효율을 증가시키기 위한 특정 기술을 도시한다.
도 10은 다양한 통신 프로토콜 인터페이스 사이에 통신 대역폭을 제공하는 방법의 일반적인 개요를 도시한다.
도 11은 트위스트 페어/케이블 인터페이스를 통한 다중 레벨 오버레이 변조를 이용하는 방법을 도시한다.
도 12는 광 통신 시스템 내의 다중 데이터 스트림을 처리하기 위한 일반적인 블록도를 도시한다.
도 13은 통신 시스템 내에서 궤도 각운동량을 발생시키는 시스템의 기능 블록도이다.
도 14는 도 7의 궤도 각운동량 신호 처리 블록의 기능 블록도이다.
도 15는 다중 데이터 스트림을 포함하는 수신 신호로부터 궤도 각운동량을 제거하는 방법을 도시하는 기능 블록도이다.
도 16은 관련된 다양한 궤도 각운동량을 갖는 무한 개의 신호를 제공하는 2개의 양자 스핀 분극을 갖는 신호 파장을 도시한다.
도 17a는 스핀 각운동량의 변화만 갖는 평면파를 도시한다.
도 17b는 스핀 및 궤도 각운동량이 모두 적용된 신호를 도시한다.
도 18a 내지 도 18c는 상이한 궤도 각운동량이 적용된 다양한 신호를 도시한다.
도 18d는 다양한 아이겐 모드에 대한 포인팅 벡터의 전파를 도시한다.
도 18e는 나선 위상 판을 도시한다.
도 19는 다중 레벨 오버레이 변조 시스템을 도시한다.
도 20은 다중 레벨 오버레이 복조기를 도시한다.
도 21은 다중 레벨 오버레이 송신기 시스템을 도시한다.
도 22는 다중 레벨 오버레이 수신기 시스템을 도시한다.
도 23a 내지 도 23k는 대표적인 다중 레벨 오버레이 신호 및 그 각각의 스펙트럼 파워 밀도를 도시한다.
도 24은 시간 및 주파수 도메인 내에서의 다중 레벨 오버레이 신호의 비교를 도시한다.
도 25는 상이한 신호 대역폭에 대한 다중 레벨 오버레이 신호의 스펙트럼 정렬을 도시한다.
도 26은 다중 레벨 오버레이 신호의 대안의 스펙트럼 정렬을 도시한다.
도 27은 결합된 3 층 다중 레벨 오버레이 기술을 이용한 다양한 신호 층에 대한 파워 스펙트럼 밀도를 도시한다.
도 28은 결합된 3 층 다중 레벨 오버레이 기술을 이용한 층들에 대한 로그 스케일 상의 파워 스펙트럼 밀도를 도시한다.
도 29는 1/6의 심볼 레이트에 대한 제곱근 레이즈드 코사인 대 다층 오버레이에 대한 대역폭 효율 비교를 도시한다.
도 30은 1/4의 심볼 레이트에 대한 제곱근 레이즈드 코사인 대 다층 오버레이에 대한 대역폭 효율 비교를 도시한다.
도 31은 ACLR을 이용한 제곱근 레이즈드 코사인과 다중 레벨 오버레이 간의 성능 비교를 도시한다.
도 32는 대역 외 전력을 이용한 제곱근 레이즈드 코사인과 다중 레벨 오버레이 간의 성능 비교를 도시한다.
도 33은 밴드 에지 PSD를 이용한 제곱근 레이즈드 코사인과 다중 레벨 오버레이 간의 성능 비교를 도시한다.
도 34는 다중 레벨 오버레이와 함께 사용하기 위한 송신기 서브시스템의 블록도이다.
도 35는 다중 레벨 오버레이를 이용한 수신기 서브 시스템의 블록도이다.
도 36은 수정된 다중 레벨 오버레이의 등가 이산 시간 직교 채널을 도시한다.
도 37은 다층 오버레이, 수정된 다층 오버레이 및 제곱근 레이즈드 코사인의 PSD를 도시한다.
도 38은 다층 오버레이와 제곱근 레이즈드 코사인 간의 -40 dBc 대역 외 전력을 기초로 한 대역폭 비교를 도시한다.
도 39는 수정된 다층 오버레이의 등가 이산 시간 평행 직교 채널을 도시한다.
도 40은 3 층을 가지고 T_sym=3인 수정된 다층 오버레이의 평행 직교 채널의 채널 파워 이득을 도시한다.
도 41은 수정된 다층 오버레이와 제곱근 레이즈드 코사인 간의 ACLR1을 기초로 한 스펙트럼 효율 비교를 도시한다.
도 42는 OBP를 기초로 한 수정된 다층 오버레이와 제곱근 레이즈드 코사인 간의 스펙트럼 효율 비교를 도시한다.
도 43은 수정된 다층 오버레이와 제곱근 레이즈드 코사인 간의 ACLR1을 기초로 한 스펙트럼 효율 비교를 도시한다.
도 44는 수정된 다층 오버레이와 제곱근 레이즈드 코사인 간의 OBP를 기초로 한 스펙트럼 효율 비교를 도시한다.
도 45는 저역 통과 등가 수정 다층 오버레이 시스템에 대한 기저 대역 송신기의 블록도를 도시한다.
도 46은 저역 통과 등가 수정 다층 오버레이 시스템에 대한 기저 대역 수신기의 블록도를 도시한다.
도 47은 자유 공간 통신 시스템을 도시한다.
도 48은 궤도 각 운동량 및 다중 레벨 오버레이 변조를 이용하는 자유 공간 광학 시스템의 블록도를 도시한다.
도 49a 내지 도 49c는 더 높은 데이터 용량을 달성하기 위해 복수의 데이터 채널을 광학 링크로 멀티플렉싱하는 방식을 도시한다.
도 49d는 다중 OAM 밸브를 갖는 파장에 대한 동심 링의 그룹을 도시한다.
도 50은 다수의 직교 OAM 빔을 포함하는 WDM 채널을 도시한다.
도 51은 자유 공간 광학 시스템의 한 노드를 도시한다.
도 52는 자유 공간 광학 시스템 내의 노드들의 네트워크를 도시한다.
도 53은 자유 공간 신호와 RF 신호 간의 멀티플렉싱을 위한 시스템을 도시한다.
도 54는 창 또는 벽을 통한 데이터 전송을 위해 호른 안테나를 이용하는 실시예를 도시한다.
도 55는 도 54의 실시예에서의 다운링크 손실을 도시한다.
도 56은 도 54의 실시예에서의 업 링크 신호 강도를 도시한다.
도 57은 도 54의 실시예에서 파워 증폭기가 건물 내부에 위치할 때의 업 링크 신호 강도를 도시한다.
도 58은 파워 증폭기가 포함되지 않은 때 도 59의 실시예의 다운링크 상의 이득 및 손실을 도시한다.
도 59는 도 54의 실시예에서 파워 증폭기가 제공되지 않을 때 업링크의 다양한 지점에서의 신호 강도를 도시한다.
도 60은 도 56의 실시예와 함께 사용되는 차폐를 도시한다.
도 61은 창 또는 벽을 통해 데이터를 전송하기 위해 패치 안테나를 사용하는 실시예를 도시한다.
도 62는 도 61의 실시예에서 사용된 패치 안테나 어레이를 도시한다.
도 63은 패치 안테나 어레이의 패치 안테나를 도시한다.
도 64는 패치 안테나에 대한 안테나 이득 시뮬레이션을 도시한다.
도 65는 패치 안테나 어레이를 사용하는 고 지향성, 고 이득 빔의 생성을 도시한다.
도 66은 마이크로스트립 패치 안테나 어레이의 다른 실시예를 도시한다.
도 67은 패치 안테나 소자를 도시한다.
도 68은 패치 안테나의 전자 방사 필드를 도시한다.
도 69는 다층 패치 안테나 어레이의 평면도를 도시한다.
도 70은 다층 패치 안테나 어레이의 측면도를 도시한다.
도 71은 다층 패치 안테나 어레이의 제 1 층을 도시한다.
도 72는 다층 패치 안테나 어레이의 제 2 층을 도시한다.
도 73은 다층 패치 안테나 어레이와 함께 사용하기 위한 송신기를 도시한다.
도 74는 다층 패치 안테나 어레이로부터 전송된 다중화된 OAM 신호를 도시한다.
도 75는 다층 패치 안테나 어레이와 함께 사용하기 위한 수신기를 도시한다.
도 76은 단일 직사각형 패치 안테나의 3D 모델을 도시한다.
도 77은 도 10의 패치 안테나의 방사 패턴을 도시한다.
도 78a는 OAM 모드 차수 l=0에 대한 원형 어레이의 방사 패턴을 도시한다.
도 78b는 어레이 축 부근에서 OAM 모드 차수 l=0에 대한 방사 패턴을 도시한다.
도 78c는 어레이 축 부근에서 OAM 모드 차수 l=1에 대한 방사 패턴을 도시한다.
도 78d는 어레이 축 부근에서 OAM 모드 차수 l=2에 대한 방사 패턴을 도시한다.
도 79는 패치 안테나의 설계 및 레이아웃 프로세스를 보여주는 흐름도이다.
도 80은 패치 안테나용 라미네이트 상에 구리 층을 패턴화하는 프로세스를 보여주는 흐름도이다.
도 81은 제조된 패치 안테나의 테스트 프로세스를 보여주는 흐름도이다.
도 82a는 RF 송수신기 칩셋을 사용하여 창 또는 벽을 통해 RF 신호를 전송하기 위한 실시예를 도시한다.
도 82b는 페라소 칩셋을 사용하여 창 또는 벽을 통해 무선 신호를 전송하기 위한 시스템의 일 실시예를 도시한다.
도 83은 페라소 칩셋을 사용한 중계기의 구현예를 도시한다.
도 84a는 페라소 송수신기의 탑-레벨 블록도이다.
도 84b 및 84c는 페라소 칩셋의 상세한 응용도를 도시한다.
도 85는 페라소 송수신기 간의 직렬 전송을 도시한다.
도 86은 페라소 송수신기 간의 병렬 전송을 도시한다.
도 87은 외부 창에 위치한 페라소 송수신기의 기능 블록도이다.
도 88은 레이저를 사용하여 외부 페라소 송신기에 전력을 제공하는 방법을 보여준다.
도 89는 VCSEL 내의 정렬 홀을 도시한다.
도 90은 VCSEL의 광학 회로를 정렬하기 위한 정렬 구멍의 사용을 도시한다.
도 91은 VCSEL 사이의 광 파워 커플링을 도시한다.
도 92는 태양전지 판을 사용하여 외부 시스템 구성요소에 전원을 공급하는 방식을 보여준다.
도 93은 레이저를 사용하여 외부 시스템 구성요소에 전원을 공급하는 방식을 보여준다.
도 94는 유도 결합을 사용하여 내부 전원으로부터 외부 구성요소에 전원을 공급하는 방식을 보여준다.
도 95는 상호 인덕턴스에 의해 연결된 한 쌍의 원형 루프를 도시한다.
도 96은 코일 효율과 관련된 정보를 제공하는 테이블을 도시한다.
도 97은 유도 결합을 통해 결합된 코일에 대한 개략도이다.
도 98은 자기 공진을 통해 결합된 코일의 개략도이다.
도 99는 자기 공진 무선 전력 전송 시스템의 기능 블록도를 도시한다.
도 100은 자기 결합 공진기의 개략도이다.
도 101은 간단한 발전 회로의 개략도이다.
도 102는 와류 손실을 극복하기 위한 임피던스 매칭의 사용을 개략적으로 도시한다.
도 103은 구조물의 외부 및 내부에 위치한 페라소 송수신기 회로의 사시도를 도시한다.
도 104는 구조물의 외부 및 내부에 위치한 페라소 송수신기 회로의 측면도를 도시한다.
도 105는 창 유리를 통한 신호의 전송과 관련된 다양한 파라미터의 테이블을 도시한다.
도 106은 창 유리를 통한 신호 전송과 관련된 다양한 파라미터의 다른 테이블을 도시한다.
도 107은 창 유리를 통한 신호 전송과 관련된 다양한 파라미터의 추가 테이블을 도시한다.
도 108은 밀리미터파 시스템이 광대역 데이터 전송을 제공하기 위해 가정용 IP 네트워크와 결합될 수 있는 방식을 보여준다.
도 109는 결합형 IP 가정용 네트워크 시스템의 기능 블록도를 도시한다.
도 110은 가정용 IP 네트워크 시스템의 기능 블록도이다.
도 111은 밀리미터파 시스템이 가정용 IP 네트워크 시스템으로 정보를 전송하기 위해 이용될 수 있는 방식을 보여준다.
도 112는 가정용 IP 네트워크 시스템으로 광대역 데이터의 무선 전송을 위한 제 1 실시예를 도시한다.
도 113은 가정용 IP 네트워크 시스템으로 광대역 데이터의 무선 전송을 위한 제 2 실시예를 도시한다.
도 114는 가정용 IP 네트워크 시스템으로 광대역 데이터의 무선 전송을 위한 제 3 실시예를 도시한다.
도 115는 광대역 데이터를 가정용 게이트웨이에 제공하기 위한 결합된 광학 데이터 전송 시스템 및 RF 데이터 전송 시스템을 도시한다.
도 116은 광 네트워크 데이터 전송 시스템과 RF 네트워크 데이터 전송 시스템 사이의 네트워크 구성을 제어하기 위해 로드 밸런싱 기술이 사용될 수 있는 방식을 도시한다.
도 117은 중앙 사무실과 고객 구내 간의 다양한 광 연결을 도시한다.
도 118은 GPON 아키텍처를 도시한다.
도 119는 업스트림 및 다운 스트림 GTC 프레임을 도시한다.
도 120은 다운 스트림 GTC 프레임 포맷을 도시한다.
도 121은 업스트림 GTC 프레임 포맷을 도시한다.
도 122는 vOLTHA(Virtual Optical Line Termination Hardware Abstraction) 계층을 도시한다.
도 123은 OLT 및 ONU 링크 상에서의 vOLTHA의 구현예를 도시한다.
도 124는 OLT와 홈 게이트웨이 사이의 광대역 링크를 도시한다.
도 125는 ONU와 복수의 홈 게이트웨이 사이의 인터페이스를 도시한다.
도 126은 OLT와 홈 게이트웨이 사이의 광대역 데이터 통신 링크의 제 1 실시예를 도시한다.
도 127은 OLT와 가상 현실 고글 사이의 광대역 데이터 통신 링크의 제 2 실시예를 도시한다.
도 128은 60GHz 송수신기 동글의 기능 블록도이다.
도 129는 상기 광대역 통신 링크 중 하나 내의 이더넷 인터페이스를 위한 6 바이트 MAC 어드레스를 보여준다.
도 130은 전술한 PON 네트워크 내의 스위치를 도시한다.

이제 도면을 참조하여, 건물 침투를 위한 밀리미터파의 재생성 및 재전송의 다양한 도면 및 실시예들 및 그것과 관련된 다양한 실시예가 도시되고 설명되어 있고 다른 가능한 실시예들도 설명되며, 도면 전체에서 유사한 엘리먼트를 나타내기 위해 유사한 부재번호가 사용되었다. 도면은 반드시 축척에 따라 그려진 것은 아니고, 몇몇 경우에 도면은 단지 설명의 목적으로 곳곳에서 과장되거나 및/또는 단순화되었다. 당업자들은 아래의 가능한 실시예들의 예시를 기초로 다양한 가능한 응용 및 변형을 이해할 것이다.

무선 통신의 한 문제점은 고주파 RF 파가 가정과 사무실의 창문과 벽을 투과할 수 없다는 것이다. 가정 또는 사무실 건물 내에서 에너지를 절약하기 위해 창이 적외선(IR) 차폐를 포함한다면, 차폐를 통해 전달되는 신호의 손실은 일반적으로 최대 40 또는 50dB이다. 따라서, 본 명세서에 기술된 밀리미터파 시스템은 유리, 창 또는 건물에 드릴로 구멍을 낼 필요없이 그러한 광학 및 고주파 무선파의 터널링을 제공하는 능력을 제공하여 그것을 통한 물리적 포털을 제공함으로써 무선 통신 기술에 큰 이점을 제공할 수 있다. 이것은 유리 또는 건물을 관통하는 문제를 갖는 임의의 주파수에서 수행될 수 있다. 유리는 태양열 및 열 성능이 지속적으로 향상됨으로 인해 가장 인기 있고 용도가 다양한 것 중 하나이다. 이 성능을 달성하는 한 가지 방법은 수동 및 태양광 제어 저 방사율(emissivity) 코팅을 사용하는 것이다. 이러한 저 방사율 유리 재료는 밀리미터파 스펙트럼 전송에 큰 손실을 발생시키고 이러한 유리를 통한 밀리미터파 전송에 큰 문제를 일으킨다. 아래에 설명된 시스템은 유리 또는 건물을 통과하는데 문제가 있는 주파수를 처리하여 신호가 가정 또는 건물 안팎으로 전송될 수 있도록 하는 능력을 제공한다.

밀리미터파 시그널링은 FCC가 미국 전역의 각각의 기본 트레이딩 영역 내에서 사용 가능한 1300 MHz의 LMDS(local multipoint distribution service) 스펙트럼을 만드는 밴드 플랜을 고안한 때 개발되었다. 이 플랜은 BTA(기본 트레이딩 영역) 마다 2개의 LMDS 라이센스, 각각 "A 블록" 및 "B 블록"을 할당하였다. A 블록 라이센스는 총 1150 MHz의 대역폭을 포함하고, B 블록 라이센스는 총 150 MHz의 대역폭으로 이루어진다. 라이센스 보유자 텔리젠트(Teligent)는 옥상으로부터 주변 중소 규모의 사업체로 고속 광대역을 전송할 수 있는 고정 무선 포인트 투 다중포인트 기술(fixed wireless point to multipoint technology)을 위한 시스템을 개발하였다. 그러나, 이 시스템 뿐만 아니라 윈스타(Winstar) 및 넥스트링크(NextLink)에 의해 제공되는 다른 시스템들도 성공하지 못했고, 많은 LMDS 라이센스는 FCC의 손으로 다시 넘어갔다. 이러한 라이센스 및 관련 스펙트럼은 5G 시험 및 서비스를 위해 유용할 것으로 보인다.

이제 도 1a를 참조하면, 건물 침투 전송 시스템(102)의 일반적인 블록도가 도시되어 있다. 건물 침투 전송 시스템(102)은 5G 고정 밀리미터파 배치를 사용하여 창문, 벽돌 및 콘크리트 벽과 같은 RF 및 광학적 장애물로 인한 높은 건물 침투 손실을 극복한다. 건물 침투 전송 시스템(102)은 기가 바이트 이더넷 서비스를 제공하기 위해 5G 밀리미터파 신호가 사용될 수 있는 기업 및 가정용 건물의 수를 크게 증가시킨다. 이 시스템은 창 또는 벽에 임의의 구멍의 드릴링 또는 어떤 유형의 신호 투과성 포털의 생성을 필요로 하지 않고 창 또는 벽(106)을 통해 광 또는 RF 터널을 제공한다. 기술한 시스템을 사용하여 지향성 전파를 생성하면 지향성 빔을 생성하여 낮은 유리 또는 벽을 통해 터널링할 수 있다. 이 시스템은 내부 송수신기와 외부 송수신기 사이의 링크 비용을 충족시킬 수 있다. 이 시스템은 소비자 설치 장치를 사용하여 기가비트 이더넷을 전달하기 위해 밀리미터파 신호를 사용할 수 있는 건물 수를 크게 증가시킨다.

건물 침투 전송 시스템(102)은 일반적으로 창 또는 벽(106)의 외부에 위치한 외부 중계기 송신기(104)를 포함한다. 중계기 송신기(104)는 2.5GHz 대역, 3.5GHz 대역, 5GHz 대역, 24GHz 대역, 28GHz 대역(A1, A2, B1 및 B2), 39GHz 대역, 60GHz 대역, 71GHz 대역 및 81GHz 대역을 포함한 다수의 주파수를 송신 및 수신한다. 3.5GHz 대역은 CBRS(Citizens Band Radio Service), 60GHz 대역은 V 대역, 71GHz 및 81GHz는 E 대역이다. 중계기 송신기(104)는 외부 유닛이 외부 전원을 필요로 하지 않도록 자기 공진 또는 유도 결합을 사용하여 전력을 공급 받는다. 중계기(104)는 창 또는 벽(106)을 통해 수신된 신호를 건물 내부에 위치한 송수신기(108)로 전송한다. 송수신기(108)는 이더넷 및/또는 전력 연결을 제공하기 위한 안테나(110)를 포함한다. 건물 침투 전송 시스템(102)은 창 또는 벽과 같은 건물 구조물을 통해 초당 1 기가비트의 쓰루풋 트래픽 터널링을 제공할 수 있다. 송수신기(108)는 펨토 셀 연결성을 제공하는 포트(112)를 포함할 수 있지만, 일반적으로 안테나(110)를 사용하여 실내에서 Wi-Fi를 전송한다. 대안으로서, 이더넷 또는 전력 연결은 송수신기(108)에 하드 와이어링될 수 있다. 건물 침투 전송 시스템(102)은 구조물의 벽 또는 창의 임의의 지점에 위치될 수 있다. 건물 침투 전송 시스템(102)은 밀리미터파 신호가 상이한 유형의 구조물을 관통할 수 있도록 상이한 유형의 벽 및 창과 함께 작동하도록 설계된다. 중계기(104) 및 송수신기(108)는 강수, 더운/차가운 날씨 및 고/저 습도를 포함한 가장 열악한 환경을 견딜 수 있도록 금속/플라스틱 디자인으로 구성된다.

송수신기(108)는 기가 바이트 이더넷 포트, 전력 출력, 적어도 하나의 USB 2.0 포트 및 듀얼 플래시 이미지 지원을 포함한다. 건물 침투 전송 시스템(102)은 최대 200피트(60m)의 범위를 제공한다. 이 시스템은 24V/M 수동 기가 바이트 PoE를 필요로 하며, 일 실시예에서 자기 공진 무선 충전을 사용하여 전력을 공급 받을 수 있는 최대 20W의 전력 소비를 갖는다. 이 시스템은 2GHz의 채널 대역폭 60GHz를 제공한다.

도 1b 및 도 1c는 창 또는 벽(106)의 외부 측에 위치한 송수신기(104)와 창 또는 벽(106)의 내부 측에 위치한 송수신기(108) 사이의 양방향 통신을 도시한다. 원격 기지국 송신기(109)는 무선 신호를 외부 송수신기(104)로 전송한다. 외부 송수신기(104)로부터 내부 송수신기(108) 로의 통신 전송은 통신 링크(114)를 통해 발생한다. 내부로 전송된 신호는 내부 라우터(115)로부터 빔 성형 또는 WiFi(113)를 사용하여 소비자 구내 장비(CPE)(111)로 전송될 수 있다. 도 1c에 도시된 바와 같이, 내부장치(117)(예컨대, 모바일 장치 또는 사물 인터넷 장치)는 내부 라우터(115)로 신호를 전송한다. 내부 라우터(115)는 신호를 내부 송수신기(108)에 제공한다. 창 또는 벽(106)의 내부로부터 외부로의 전송은 송수신기(108)로부터 송수신기(104) 로의 통신 링크(116) 상에 있다. 그 후, 외부 송수신기(104)는 신호를 외부 기지국(109)으로 전송한다. 따라서, 이 시스템은 이하에 보다 상세히 설명된 바와 같이 RF, 광 또는 다른 유형의 통신 기술을 이용할 수 있는 양방향 통신을 가능하게 한다.

이제 도 1d를 참조하면, 도 1a-1c와 관련하여 서술된 건물 침투 시스템의 네트워크 배치가 도시되어 있다. 제공자 네트워크(130)는 광섬유 PoP(Point of Presence) 캐비닛(132)을 통해 로컬 네트워크와 인터페이스한다. 캐비닛(132)은 액세스 포인트(136)에 대한 광섬유 링크(134)를 갖는다. 각각의 액세스 포인트(136)는 예를 들어 본 명세서에서 설명되는 바와 같이 임의의 수의 통신 주파수를 사용하여 무선 통신 링크를 통해 로컬 영역의 라이트 폴(light pole) 상에 위치한 다른 액세스 포인트(136)의 네트워크와 무선으로 통신한다. 액세스 포인트(136)는 본 명세서에 서술된 건물 침투 시스템을 포함하는 송수신기 시스템(138)과 통신하는데, 여기서, 신호는 외부 송수신기로 무선으로 전송된 다음, 기업 또는 가정의 내부로 전송되어, 정보가 제공자 네트워크(130)로부터 다양한 구조물 내부에 위치한 장치로/로부터 양방향으로 전송될 수 있다. 이러한 방식으로, 신호가 구조물 내부로 침투하여 발생하는 손실로 인해 통상적으로는 구조물 내부로 침투하지 못할 무선 통신을 사용하여, 네트워크 제공자(130)와 구조물 내에 위치한 모든 유형의 장치 사이에 데이터가 제공될 수 있다.

이제 도 2을 참조하면, 통신을 위한 밀리미터파 전송 시스템(102)이 도시되어 있다. 기지국(104)은 다양한 수신기(210, 202)로 전송하기 위한 밀리미터파 전송(206, 208)을 생성한다. 기지국(204)으로부터 수신기(210)로 직접 이동되는 밀리미터파 전송(206)은 많은 주변 간섭 없이 쉽게 수신될 수 있다. 기지국(204)으로부터 건물(214) 내부에 위치하는 수신기(212)까지의 밀리미터파 전송(208)은 상당한 간섭 문제를 가질 것이다. 밀리미터파 전송(208)은 건물(214)을 쉽게 관통하지 못한다. 투명한 창 또는 건물을 통과할 때 상당한 신호 손실을 겪게 된다. 28GHz 이상의 주파수는 건물 벽 및 유리창을 관통하지 못하며, 통신 트래픽의 85%는 건물 내부로부터 발생된다.

밀리미터파 스펙트럼 전송이 매우 멀리 전파하지 못하고 실내로 침투하는 능력이 부족하다는 점을 고려하여, 이들 주파수들은 대략 1마일의 매우 짧은 범위의 응용분야에 사용될 것이다. 전망하자면, 2.4GHz에서 저전력 Wi-Fi는 3000 평방 피트(sq. ft.) 이하의 대부분의 집을 커버할 수 있으나, 5GHz Wi-Fi 신호는 이 신호가 더 높은 주파수 범위에서 멀리 진행할 수 없기 때문에 2층 집의 대략 60%만 커버할 것이다. 5G 애플리케이션의 경우, 파워는 더 높지만, 여전히 주파수가 높아질수록 공간 및 다른 매체를 통해 전파할 때 손실이 커진다.

밀리미터파 신호가 건물을 관통할 때 발생하는 손실은 데이터 레이트를 거의 없는 수준으로 낮춘다. 예를 들어, 투명 유리를 통한 기지국에서 집 또는 건물 내부로의 다운링크 상으로 전송할 때, 최대 데이터 레이트는 초당 9.93Gb이다. 유색 유를 통해 전송할 때 데이터 레이트는 초당 2.2Mb이다. 벽돌을 통해 전송할 때 데이터 레이트는 초당 14Mb이고, 콘크리트를 통해 전송할 때 데이터 레이트는 0.018bps까지 완전히 떨어진다. 마찬가지로, 건물 내부에서 기지국으로의 업링크 상으로 전송할 때, 투명 유리를 통한 최대 데이터 레이트는 초당 1.57Gb이고 유색 유리를 통할 때 초당 0.37Mb이다. 업링크 상으로 전송되는 신호는 벽돌을 통해 전송될 때 초당 5.5Mb 및 콘크리트를 통해 전송될 때 초당 0.0075비트의 데이터 레이트를 가진다. 또한, 오래된 건물 또는 새 건물로/로부터의 전송 시 다운링크 및 업링크에 대한 차이가 존재한다. 오래된 건물은 30% 표준 유리 및 70% 콘크리트 벽을 포함하는 복합 모델을 이용하는 건물로 정의된다. 새로운 건물은 70% 적외선 반사 유리(IRR 유리) 및 30% 콘크리트 벽을 포함하는 복합 모델로 정의된다. 건물 내부로의 다운링크 상으로의 기지국 전송은 오래된 건물에 대하여 초당 32Mb이고, 새 건물에 대하여 초당 0.32Mb이다. 마찬가지로, 집/건물로부터 기지국으로의 업링크 전송은 오래된 건물에 대하여 초당 2.56Mb이고, 새 건물에 대하여 초당 25.6kb이다.

이러한 단점에도 불구하고, 대역폭에 대한 증가하는 수요를 충족시키기 위해, RF 서비스 제공자들은 더 높은 주파수 레이트의 반송파 주파수로 점차 이동할 것이다. 특히, 28GHz는 LMDS(local multipoint distribution service)를 제공하기 위한 유망한 주파수 대역이다. 28GHz 및 39GHz 주파수 대역은 빔 형성 및 빔 스티어링을 이용하여 가입자 구내까지의 5G 네트워크를 지원하기 위한 소형 셀 배치에 대하여 FCC에 의해 고려되고 있다. 이러한 높은 주파수 대역은 많은 장점을 가지지만, 건물 자재 또는 창을 통과할 때 큰 침투 손실에 의해 발생되는 단점도 가진다. 이러한 장점으로는 밀리미터파 주파수를 제공하는 컴포넌트의 더 작은 설치면적에서 높은 주파수 레이트, 더 정교한 빔 성형 능력, 및 더 효과적인 빔 스티어링이 포함된다.

도 3a는 창(304)에 장착된 광학 브릿지(302)를 이용하여 건물 내부로 밀리미터파 신호를 전송하기 위한 한 방식을 도시한다. 광학 브릿지(302)는 창(304)의 외측에 포함된 제1 부분(306) 및 창(304)의 내측에 포함된 제2 부분(308)을 포함한다. 제1 부분(306)은 창(304) 외부에 장착된 28GHz 송수신기(310)를 포함한다. 28GHz 송수신기(310)는, 예컨대, 도 1과 관련지어 서술된 것과 같은 기지국(104)으로부터 전송되고 있는 밀리미터파 전송을 수신한다. 수신된/전송된 신호는 수신기 광학 서브어셈블리(ROSA: receiver optical subassembly)/송신기 광학 서브 어셈블리(TOSA: transmission optical subassembly)(312)를 이용하여 송수신기(310)로 그리고 그것으로부터 전송된다. 수신기 광학 어셈블리는 광섬유 시스템에서 광 신호를 수신하기 위해 사용되는 컴포넌트이다. 마찬가지로, 송신기 광학 서브어셈블리는 광섬유 시스템에서 광 신호를 전송하기 위해 사용되는 컴포넌트이다. ROSA/TOSA 컴포넌트(312)는 창(304)을 통해 창(304) 내부에 위치하는 ROSA/TOSA 컴포넌트(314)로 광 신호를 전송하고 또는 수신한다. 이 신호들은 ROSA/TOSA(314)로부터 건물 내부 전송을 위한 Wi-Fi 송수신기(316)로 전송된다.

도 3b는 유색 창 또는 벽(330)을 쉽게 통과하지 못하는 수신된 주파수가 창 또는 벽(330) 간의 통신을 용이하게 하기 위해 수신된 신호를 다운 컨버팅하는 다른 실시예를 도시한다. 건물 외부에서, 신호는 창 또는 벽을 쉽게 통과하지 못하는 주파수로 송수신기(334)의 안테나(332)에서 수신된다. 송수신기(334)는 신호를 창/벽(330)을 더 쉽게 통과하는 주파수 대역으로 다운 컨버팅하기 위한 다운/업 컨버터(336)로 신호를 전송한다. 다른 송수신기(338)는 컨버터(336)로부터 주파수 다운 컨버팅된 신호를 취하여 그것을 창/벽(330)을 통해 전송한다. 전송된 신호는 다운 컨버팅된 주파수로 건물 내부에 위치하는 송수신기(340)에 의해 수신된다. 수신된 신호는 신호를 건물 내부에서의 전송을 위한 레벨로 변환하기 위해 업/다운 컨버터(342)로 보내진다. 많은 경우에, 이것은 Wi-Fi 대역일 수 있다. 업 컨버팅된 신호는 건물 내부 전송을 위한 라우터(344)로 전송된다. 건물 내부에 위치하는 장치로부터 수신된 송출(outgoing) 신호는 송수신기(334)로부터 건물의 외부로 신호를 전송하기 위해 역의 방식으로 처리 및 전송된다.

이제 도 4을 참조하면, 건물의 창 또는 벽을 통해 밀리미터파 전송을 보내기 위한 컴포넌트의 더욱 상세한 도면이 제공되어 있다. 송수신기(210)는 기지국(204)으로부터 다운/업 링크(404) 상으로 전송된 밀리미터파 전송을 수신하기 위한 옵션의 안테나 이득 엘리먼트(402)를 포함한다. 다운/업 링크(404)는 28GHz 빔 전송을 포함한다. 그러나, 다른 주파수 전송 또한 사용될 수 있다. RF 수신기(406)는 다운/업 링크(404)를 통해 기지국(204)으로부터의 정보를 수신하기 위해 사용된다. 이와 유사하게, RF 송신기(408)는 다운/업 링크(404)상으로 정보를 기지국(204)으로 전송하기 위해 사용된다. 수신 신호는 임의의 수신된 신호의 복조를 위해 복조기(410)에 제공된다. 복조된 신호는 광 전송 컴포넌트에 의한 전송을 위해 그 신호를 적절한 구성으로 배치하는 그루머(groomer)(412)에 제공된다. 다른 변조(말하자면, 고차 QAM에서 OOK(On-Off Keying)까지)를 변환할 때, 모든 비트가 적절한 변환되고 여전히 낮은 BER을 제공함을 보장하기 위해 어느 정도의 그루밍(또는 신호 조절)이 필요한 시그널링 변환이 존재한다. 이 시스템은 VCSEL을 이용한 전송이 유리창을 통과하는 것을 가능하게 하기 위해 높은 QAM 레이트에서의 RF로부터 OOK의 원시 비트 레이트로 변환한다. VCSEL은 오직 OOK에서만 작동하므로 그루머(412)를 이용한 변환이 필요하다. 수신된 신호가 28GHz에서 직접 5.8GHz(5.8GHz가 벽 및 유리를 통과하기 때문)로 다운-컨버팅되었다면, 저차 변조로의 변환의 복잡성에 대해 걱정할 필요는 없다. 문제는 28 GHz에서 5.8 GHz로의 다운-컨버팅 신호가 비싼 컴포넌트를 필요로 한다는 것이다. 그루머(412)는 더 비싼 컴포넌트 없이도 수신된 28 GHz 신호의 유리 또는 벽을 통한 전송을 위한 주파수로의 변환을 완료한다.

전송될 신호들은 전송을 위해 신호를 증폭시키는 증폭기(414)를 통과한다. VCSEL(416)은 상부 표면으로부터 수직으로 레이저 빔 누락을 갖는 반도체 레이저 다이오드의 한 유형인 수직 캐비티 표면 방출 레이저(vertical cavity surface emitting laser)이다. 바람직한 실시예에서, VCSEL(416)은 대략 780nm의 파장, 초당 4Gb의 변조 레이트, 및 2.2mW(3.4 dBm)의 광 출력 파워를 가지는 피니사(Finisar) VCSEL을 포함한다. 대안의 실시예에서, 창(404)을 통한 광 신호 전송을 위한 컴포넌트는 LED(발광 다이오드) 또는 ELL(에지 방출 레이저)를 포함할 수 있다. 상이한 레이저는, 예컨대, 유색인 것과 같은 창의 상이한 특성을 기초로 하여 상이한 주파수로 상이한 광 재전송을 가능하게 한다. VCSEL(416)은 VCSEL(416)으로부터 창(204) 외측에 위치하는 VCSEL(418)로의 전송을 위한 광 신호를 생성하기 위한 송신 광학 서브어셈블리(TOSA)를 포함한다.

VCSEL(416 및 418)는 창(404)을 가로지르는 통신을 위한 광 신호를 생성하기 위한 레이저원을 포함한다. 일 실시예에서, VCSEL은 초당 1Gb로 동작할 때 초당 4Gb의 최대 변조 레이트 및 3mW(5dBm)의 광 출력 파워를 가지는 780nm 광 신호를 제공하는 피니사 VCSEL를 포함한다. TOSA는 증폭기(414)로부터의 전기 신호를 광 신호 전송으로 변환하기 위한 레이저 장치 또는 LED 장치를 포함한다. 외부 VCSEL(416)로부터의 전송은 내부 VCSEL(418) 및 연관된 수신기 광학 어셈블리(ROSA)로 보내진다.

광 신호는 광 포커싱 회로(417)를 이용하여 창(404)을 통해 전송된다. 광 포커싱 회로(417)는 도 7과 관련지어 송신기 및 수신기 측에 대하여 더 상세하게 설명될 것이다. VCSEL(416)와 VCSEL(418) 사이의 광 링크(428)는 여전히 VCSEL(416, 418) 간에 정보를 전송하는 동안도 받아들일 수 있는 손실을 정의하는, 그 사이에 연결된 광 링크 버짓(budget)을 갖는다. VCSEL은 대략 5dBm의 출력 파워를 갖는다. VCSEL 내 수신기의 검출기는 대략 -12dBm의 신호를 검출할 수 있다. 780nm 파장에서 유리를 통과하는 광 신호와 연관된 유리 손실은 7.21dB이다. 전송과 관련된 커플링 손실 및 렌즈 이득은 대략 0.1dB이다. 3.5mm의 렌즈 변위에 의해 발생되는 최대 변위 손실은 6.8dB이다. 그러므로, 총 링크 마진은 VCSEL 출력 파워으로부터의 검출기 감도, 유리 손실, 커플링 손실 및 렌즈 이득, 및 최대 변위 손실의 감산에 기초하여 2.88dB와 같다. 렌즈의 손실 및 예상치 못한 출력 변동과 같은 예상치 못한 추가적인 손실을 위해 2.88dB 링크 마진이 제공된다.

렌즈 변위 또는 오정렬은 시스템 내 링크 손실의 상당 부분을 차지할 수 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 허용 가능한 오정렬(402)의 범위는 검출기에 의해 수신된 파워 스펙트럼의 중앙으로부터 대략 -6.5mm에서 6.5mm까지의 범위이다. 오정렬 손실(404)은 오정렬이 ±6.5 mm 사이에서 움직일 때 0.6dB 내지 6.8dB의 영역 범위에 있다. (406)에 도시된 바와 같이 최대 허용 가능한 오정렬 손실은 9.4dB이다.

창(204) 내층의 VCSEL(418)은 광 신호를 0.5Gbps의 데이터 레이트로 창(204)을 통해 창 외측에 위치하는 VCSEL(416) 내의 ROSA로 전송하기 위해 TOSA를 이용한다. 수신된 광 신호는 VCSEL에 의한 신호 수신 후 RF 송신을 가능하게 하기 위해 OOK의 원시 비트 레이트로부터 고 QAM 레이트의 RF로의 프로세싱을 위해 디-그루머(de-groomer) 컴포넌트(32)에 제공된다. 디 그루밍된 신호는 변조기(422)에서 변조된다. 변조된 신호는 RF 송신기(408)를 이용하여 업 링크(404)를 통해 전송된다. 송수신기(310)는 파워 입력(424)에 의해 전력이 공급되며, 창 내측의 컴포넌트들은 파워 입력(426)에 의해 유사하게 전력이 공급된다. 신호는 VCSEL(418)에 의해 수신된 광 신호를 수신하고 창(304)을 통한 전송을 위해 VCSEL(418)에 신호를 제공하기 위해 연결된 Wi-Fi 송신기(428)를 이용하여 건물 내부에 제공된다. Wi-Fi 송신기는 802.11 전송 프로토콜을 이용한다.

이제, 도 6을 참조하면, 송수신기(310)의 보다 상세한 블록도가 도시되어 있다. 수신기 부(602)는 다운링크(606) 상으로 기지국으로부터 전송된 RF 신호를 수신하기 위한 RF 수신기(604)를 포함한다. 수신기(604)는 실수부 BBI(608) 및 허수부 BBQ(610)를 갖는 출력 신호를 생성한다. RF 수신기(604)는 수신 신호 및 위상 고정 루프/전압 제어 오실레이터(605)로부터의 입력에 응답하여 실수 신호(608) 및 허수 신호(610)를 생성한다. 위상 고정 루프/전압 제어 오실레이터(605)는 기준 오실레이터(607)로부터 제공되는 기준 오실레이터 신호 및 오실레이터(609)로부터 제공되는 전압 제어 오실레이터 신호에 응답하여 RF 수신기(604)에 입력을 제공한다. 실수 신호(608) 및 허수 신호(610)는 디지털 신호로의 변환을 위해 아날로그 투 디지털 컨버터(612)로 제공된다. 아날로그 투 디지털 컨버터(612)는 클록 발생 회로(616)로부터 제공된 관련 클록 입력(614)에 의해 클로킹된다. 클록 발생 회로(616)는 또한 기준 오실레이터(607)로부터 입력을 수신한다. 실수 및 허수 디지털 신호(618 및 520)는 디지털 다운 컨버터(622)로 입력된다. 이 디지털 신호들은 낮은 주파수로 다운 컨버팅되고, 유리창을 가로지르는 전송을 위해 광 전송 회로(VCSEL)로의 빔 스트림(624)으로서 출력된다.

송신기 부(624)는 광 회로로부터 디지털 비트스트림(626)을 수신하고, 그 비트스트림을 디지털 업 컨버터(628)의 실수 및 허수 부에 제공하여 그 디지털 데이터를 전송을 위해 더 높은 주파수로 변환시킨다. 업 컨버팅된 디지털 신호의 실수 및 허수 부는 CFR 프로세서(crest factor reduction processor)(630)에 제공된다. 몇몇 신호(특히, OFDM-기반 시스템)들은 파워 증폭기(PA)의 효율에 부정적인 영향을 미치는 높은 피크-투-평균 파워 비(PAR: high peak-to-average power ratio)를 가진다. 프로세서에 의해 구현된 CFR 스킴은 PAR을 줄이는데 도움을 주고 많은 네트워크(CDMA 및 OFDM)에 대하여 사용되고 있다. 그러나, CDMA 신호를 위해 주로 개발된 CFR 스킴은(타이트한 EVM(error vector magnitude) 요구사항이 주어지는) OFDM에서 사용될 때 나쁜 성능을 가진다. FPGA상에 잘 설계된 CFR 알고리즘을 통해, 낮은 지연 및 출력 신호의 PAR을 상당히 감소시키는 고성능을 달성함으로써, PA 효율을 향상시키고 비용을 감소시킬 수 있다.

실수 및 허수 신호는 CFR 프로세서(630)로부터 디지털 투 아날로그 컨버터(632)로 제공된다. 디지털 투 아날로그 컨버터(632)는 이 실수 및 허수 디지털 신호를 실수 및 허수 아날로그 신호 BBI(634) 및 BBQ(636)로 변환한다. 실수 및 허수 아날로그 신호는 RF 송신기(638)로 입력된다. RF 송신기(638)는 위상 고정 루프/전압 제어 오실레이터(604)로부터의 입력에 응답하여 실수 신호(634) 및 허수 신호(636)를 처리하여, 밀리미터파를 생성하고 및 전송하는 업링크(640) 상으로의 전송을 위한 RF 신호를 생성한다.

이제 도 7을 참조하면, 창(304)을 가로지르는 광 전송 인터페이스에 연결된 광 포커싱 회로(317)가 도시되어 있다. 광 포커싱 회로(417)는 창(304)의 각면에 위치하는 VCSEL과 함께 포함되며, 전송 부(602) 및 수신기 부(604)를 포함한다. 전송 부(602) 및 수신기 부(604)는 시스템이 창을 가로지르는 양방향 통신을 제공할 때 창(304)의 각 면에 포함될 것이다. 전송 부(602)는 일 실시예에서 초당 4Gb로 780nm 광 신호를 전송하고 3.42dBm의 파워 출력을 가지는, 피니사에 의해 제공되는 VCSEL(606)을 포함한다. VCSEL(606)에 의해 생성된 광 신호는 VCSEL(606)에 의해 생성된 광 신호를 작은 개구로 시준하는 7.5mm의 초점 길이를 가지는 아크로매틱 더블렛(acromatic doublet)(608)에 제공된다. 시준된 빔(610)은 창(304)을 가로질러 전송된다. 시준된 빔(610)은 창(304)을 빠져 나와 수신기 부(604) 상에서 25mm의 초점 길이를 갖는 양면 볼록 렌즈(612)를 통과한다. 양면 볼록 렌즈(612)는 빔 칼럼(610)을 광 검출기(616)의 반도체 조리개 상에 광 신호를 포커싱시키는 하프 볼 렌즈(614) 상으로 포커싱한다. 일 실시예에서, 광 검출기(616) 10mm의 조리개 직경 및 12dBm의 검출기 감도를 갖는다.

VCSEL(606)과 RF 송수신기(10) 간의 전송은 하나의 특정 실시예에서 그 전체가 참조로서 본 명세서에 통합된 2016년 11월 21일에 출원된 "SYSTEM AND METHOD FOR COMMUNICATION USING ORBITAL ANGULAR MOMENTUM WITH MULTIPLE LAYER OVERLAY MODULATION"란 제목의 US 출원 일련 번호, 15/357,808에 서술된 것과 같은 직교 함수 신호 전송 기술을 이용한다. 그러나, 다양한 다른 데이터 전송 기술이 사용될 수도 있음을 이해해야 한다.

도 7은 통신 시스템의 스펙트럼 효율을 증가시키는 2가지 방법을 보여준다. 일반적으로, 통신 시스템의 스펙트럼 효율(702)을 증가시키는 기본적인 두 방법이 존재한다. 이러한 향상은 변조 스킴에서의 신호 처리 기술(704)에 의해, 또는 복수의 액세스 기술을 이용함으로써 달성될 수 있다. 또한, 스펙트럼 효율은 전자기 전파 내에 새로운 아이겐 채널(706)을 생성함으로써 증가될 수 있다. 이러한 두 기술은 서로 완전히 독립적이고, 한 클래스의 혁신이 제2 클래스의 혁신에 추가될 수 있다. 그러므로, 이 기술의 결합은 새로운 혁신을 도입시킨다.

스펙트럼 효율(702)은 통신 시스템의 비지니스 모델의 주요 동인이다. 스펙트럼 효율은 비트/초/hz 단위로 정의되고, 스펙트럼 효율이 높을수록 비지니스 모델이 더 우수하다. 이것은 스펙트럼 효율이 통신 시스템의 더 많은 사용자, 더 높은 처리량, 더 높은 품질 또는 이들 중 일부로 해석될 수 있기 때문이다.

신호 처리 기술을 이용하는 기술 또는 복수의 액세스 기술에 관하여. 이러한 기술은 TDMA, FDMA, CDMA, EVDO, GSM, WCDMA, HSPA 및 4G WIMAX 및 LTE에서 사용되는 최신의 OFDM과 같은 혁신 기술을 포함한다. 거의 모든 이러한 기술은 QAM 변조라 불리는 사인파 아이겐 함수를 기초로 한 수십 년된 변조 기술을 이용한다. 새로운 아이겐 채널(706)의 생성을 포함하는 제2 클래스의 기술에서, 혁신기술은 공간 및 편파 다이버시티(polarization diversity)를 포함하는 다이버시티 기술 뿐만 아니라 비상관 무선 경로가 독립적인 아이겐 채널 및 전자기파의 전파를 생성하는 다중 입력/다중 출력(MIMO)을 포함한다.

이제 도 8을 참조하면, 통신 시스템 구성은 2 기술을 도입하는데, 하나는 신호 처리 기술(804)로부터의 것이고, 하나는 새로운 아이겐 채널(806) 카테고리의 생성으로부터의 것인데, 이들은 서로 완전히 독립적이다. 이들의 조합은 트위스트 페어 및 케이블에서부터 광섬유, 자유 공간, 셀룰러, 백홀 및 위성에서 사용되는 RF에 이르기까지 종단 간 통신 시스템의 액세스 부를 디스럽트(disrupt)하는 고유한 방식을 제공한다. 제1 기술은 비 사인 함수를 이용하여 QAM 변조를 업그레이드하기 위해 새로운 직교 신호를 이용하는 새로운 신호 처리 기술의 사용을 포함한다. 이러한 특수한 실시예는 도 9에 도시된 양자 레벨 오버레이(QLO: quantum level overlay)(902)이라 불린다. 제2 실시예는 궤도 각운동량(QAM: orbital angular momentum)(904)이라 불리는 전자기 파 또는 광자의 특성을 이용하는 새로운 전자기 파면(wavefront)의 적용을 포함한다. 양자 레벨 오버레이 기술(902) 및 궤도 각운동량 애플리케이션(904)의 각각의 적용은 그들이 조합된 통신 시스템 내에 한 차원 더 높은 스펙트럼 효율(906)을 고유하게 제공한다.

양자 레벨 오버레이 기술(902)과 관련하여, (하나의 심볼 내에서 서로의 위에) 오버랩될 때 시스템의 스펙트럼 효율을 크게 증가시키는 새로운 아이겐 함수가 도입된다. 양자 레벨 오버레이 기술(902)은 시간 대역폭 프로덕트를 감소시켜 채널의 스펙트럼 효율을 증가시키는 특수 직교 신호를 양자 역학으로부터 차용한다. 각각의 직교 신호는 심볼 내에서 중첩되고, 독립된 채널로서 역할한다. 이러한 독립 채널은 기존의 변조 기술로부터 본 기술을 차별화한다.

궤도 각운동량 애플리케이션(904)과 관련하여, 이 실시예는 궤도 각운동량(QAM)을 운반하는 나선형 파면을 갖는, 트위스트 전자기 파 또는 광 빔을 도입한다. 상이한 OAM 운반 파/빔은 공간 도메인에서 서로에 대하여 상호 직교할 수 있고, 이는 그 파/빔이 통신 링크 내에서 효율적으로 멀티플렉싱 및 디멀티플렉싱할 수 있게 만든다. OAM 빔은 복수의 독립 데이터 운반 채널을 특수 멀티플렉싱함에 있어서 그들의 잠재력으로 인해 통신에서 주목된다.

양자 레벨 오버레이 기술(902) 및 궤도 각운동량 애플리케이션(904)의 조합과 관련하여, 이 조합은 OAM 멀티플렉싱 기술이 파장 및 편광 분할 멀티플렉싱과 같은 다른 전자기파 기술과 호환 가능하기 때문에 고유하다. 이것은 시스템 성능을 더 증가시킬 가능성을 의미한다. 대용량 데이터 전송에서 이러한 기술들을 함께 적용하면 트위스트 패어 및 케이블에서 광섬유, 자유공간 광학, 셀룰러/백홀 및 위성에 사용되는 RF에 이르기까지 종단 간 통신 시스템의 액세스 부를 디스럽트시킨다.

각각의 이들 기술들은 서로 독립적으로 적용될 수 있지만, 이 조합은 스펙트럼 효율을 증가시킬 뿐만 아니라, 거리 또는 신호 대 잡음비를 희생하지 않고도 스펙트럼 효율을 증가시키기 위한 독특한 기회를 제공한다.

"Shannon Capacity Equation"을 이용하면, 스펙트럼 효율이 증가되는지 판정이 내려질 수 있다. 이것은 더 많은 대역폭으로 수학적으로 변환될 수 있다. 대역폭이 가치가 있기 때문에, 스펙트럼 효율 이득을 더 높은 스펙트럼 효율을 사용하는 비지니스 임팩트에 대한 경제적 이득으로 쉽게 변환 가능하다. 또한, 정교한 포워드 에러 보정(FEC: forward error correction) 기술이 사용되는 경우, 순 영향은 더 높은 품질이지만, 약간의 대역폭은 희생된다. 그러나, 더 높은 스펙트럼 효율(또는 더 많은 가상 대역폭)을 달성할 수 있다면, FEC에 대한 이득 대역폭의 일부를 희생시킬 수 있고, 따라서 더 높은 스펙트럼 효율은 또한 더 높은 품질로 변환될 수 있다.

통신 사업자 및 공급업체는 스펙트럼 효율을 증가시키는데 관심이 있다. 그러나, 그것과 관련된 문제는 비용이다. 프로토콜의 상이한 계층에 있는 각각의 기술은 그것과 연관된 상이한 가격표를 가진다. 물리 계층에서 구현된 기술은, 다른 기술들이 아래의 계층 기술의 상부에 중첩될 수 있기 때문에, 가장 큰 영향을 가지며, 그러므로 스펙트럼 효율을 더 증가시킨다. 몇몇 기술에 대한 가격표는 다른 연관 비용을 고려한 때 과감한 것일 수 있다. 예를 들어, 다중 입력 다중 출력(MIMO) 기술은 각각의 RF 경로가 독립 채널로 처리될 수 있어 총 스펙트럼 효율을 증가시키는 추가 경로를 생성하기 위해 추가 안테나를 이용한다. MIMO 시나리오에서, 운영자는 안테나 설치 등과 같은 구조적 문제를 다루는 다른 연관된 연성 비용(soft cost)을 가진다. 이러한 기술들은 엄청난 비용이 들 뿐만 아니라, 구조적 활동이 시간이 걸리므로 막대한 시간 문제를 가지고, 더 높은 스펙트럼 효율을 달성하는 것은 상당한 지연을 동반하여 재정적 손실로 이어질 수 있다.

양자 레벨 오버레이 기술(902)은 새로운 안테나를 필요로 하지 않고 심볼 내에 독립 채널들이 생성된다는 장점을 가진다. 이것은 다른 기술들에 비해 막대한 비용 및 시간적 이점을 가질 것이다. 또한, 양자 레벨 오버레이 기술(902)은 물리 층 기술인데, 이것은 QLO 기술(902)의 상부에 모두 탑승할 수 있는 프로토콜의 더 높은 계층에 다른 기술이 존재함을 의미하며, 그러므로 스펙트럼 효율을 훨씬 더 증가시킨다. QLO 기술(902)은 WIMAX 또는 LTE와 같은 OFDM 기반의 다중 액세스 기술에서 사용되는 표준 QAM 변조를 이용한다. QLO 기술(902)은 기본적으로 기저 대역의 I & Q 성분에 새로운 신호를 주입하고 QAM 변조 이전에 그들을 중첩시킴으로써 송신기에서의 QAM 변조를 강화시키는데, 이에 대해서는 아래에 더 상세하게 설명될 것이다. 수신기에서, 중첩된 신호를 분리시키기 위해 역순의 과정이 프로세스가 사용되고, 순 영향은 표준 QAM 또는 심지어 루트 레이즈드 코사인과 비교하여 스펙트럼의 더 우수한 로컬라이제이션을 가능하게 하는 펄스 쉐이핑이다. 이 기술의 영향은 매우 더 높은 스펙트럼 효율이다.

이제, 도 10을 더 상세하게 참조하면, 통신 채널의 수를 증가시키기 위해, 다중 레벨 오버레이 변조(1004) 및 궤도 각운동량(1006)의 애플리케이션의 조합을 이용하여, 다양한 통신 프로토콜 인터페이스(1002)에서 향상된 통신 대역폭을 제공하는 방식의 개괄적 개요가 도시되어 있다. 궤도 각 운동량 프로세싱 및 다중 레벨 오버레이 변조에 대한 아래의 논의는 아래에 서술된 시스템 및 실시예에서 RF 전송으로 구현될 수 있는 것, 또는 그렇게 구현될 수 없는 것, 두 가지 기술을 예시한다. RF 전송은 서술된 실시예에서의 기술 중 하나, 또는 둘 모두를 구현하도록 또는 둘 다 구현하지 않도록 구성될 수 있다.

다양한 통신 프로토콜 인터페이스(1002)는 RF 통신, 케이블 또는 트위스트 패어 연결과 같은 유선 통신, 또는 광섬유 통신 또는 자유공간 광 통신과 같은 광 파장을 활용하는 광 통신과 같은 다양한 통신 링크를 포함한다. 다양한 유형의 RF 통신은 RF 마이크로파 또는 RF 위성 통신, 뿐만 아니라 RF 및 자유 공간 광학 사이의 실시간 멀티플렉싱의 조합을 포함한다.

다중 레벨 오버레이 변조 기술(1004)을 궤도 각운동량(OAM) 기술(1006)과 결합함으로써, 다양한 유형의 통신 링크(1002) 상의 높은 처리량이 달성될 수 있다. 다중 레벨 오버레이 변조를 OAM 없이 단독으로 사용하면 유선, 광, 또는 무선인 통신 링크(1002)의 스펙트럼 효율이 증가된다. 그러나, OAM과 함께 하면, 스펙트럼 효율 증가는 훨씬 더 커진다.

다중 레벨 오버레이 변조 기술(1004)은 종래의 2 자유도를 넘어 새로운 자유도를 제공하며, 시간(T) 및 주파수(F)는 정보 다이어그램에서 직교 축을 정의하는 2차원 표시 공간(notational space)에서 독립 변수이다. 이것은 주파수 또는 시간 영역 중 하나에서 고정된 신호를 모델링하는 것보다 더 일반적인 접근법을 포함한다. 고정 시간 또는 고정 주파수를 이용하는 이전 모델링 방법은 다중 레벨 오버레이 변조(1004)를 이용하는 일반적인 접근법의 더 제한적 경우로 간주된다. 다중 레벨 오버레이 변조 기술(1004)에서, 신호들은 단일 축을 따르는 것이 아니라 2차원 공간에서 차별화될 수 있다. 그러므로, 통신 채널의 정보 전달 용량은 상이한 시간 및 주파수 좌표를 차지하는 다수의 신호들에 의해 판정될 수 있고, 표기 2차원 공간에서 차별화될 수 있다.

표기 2차원 공간에서, 시간 대역폭 프로덕트, 즉, 그 공간에서 신호가 차지하는 면적의 최소화는 더 밀집된 팩킹을 가능하게 하고, 그러므로 할당된 채널에서 더 많은 신호의 사용, 더 많은 결과적인 정보 전달 용량을 가능하게 한다. 주파수 채널 차(Δf)가 주어지면, 최소시간 Δt 에서 그것을 통해 전달되는 주어진 신호는 특정 시간-대역폭 최소화 신호에 의해 설명되는 엔벨로프(envelope)를 가질 것이다. 이러한 신호들에 대한 시간 대역폭 프로덕트는 아래의 형태를 취한다.

여기서, n은 0에서 무한대 범위의 정수이고, 신호의 순서를 나타낸다.

이 신호들은 무한한 엘리먼트의 직교 세트를 형성하고, 여기서 각각은 유한한 양의 에너지를 가진다. 이들은 시간 도메인 및 주파수 도메인 모두에서 유한하고, 예컨대, 매치 필터링에 의해, 코릴레이션(correlation)을 통해 다른 신호 및 잡음의 혼합물으로부터 검출될 수 있다. 다른 웨이브렛과 달리, 이러한 직교 신호들은 유사한 신호 및 주파수 형태를 갖는다.

궤도 각운동량 프로세스(1006)는 동일한 주파수, 파장, 또는 다른 신호 지지 메커니즘 상에 다중 데이터 스트림의 전송을 가능하게 할 수 있는 데이터 스트림을 운반하는 전자기장의 파면에 대한 비틀림(twist)를 제공한다. 이것은 단일 주파수 또는 파장이 복수의 아이겐 채널을 지원하도록 함으로써 통신 링크 상의 대역폭을 증가시킬 것이며, 각각의 개별 채널들은 그것과 연관된 상이한 직교 및 독립 궤도 각운동량을 가진다.

이제 도 11을 참조하면, 전자(포톤이 아님)를 운반하는 트위스트 패어 또는 케이블로서 상술한 기술을 이용하는 추가 통신 구현 기술이 도시되어 있다. 다중 레벨 오버레이 변조(1004) 및 궤도 각운동량 기술(1006)을 각각 사용하는 것이 아니라, 오직 다중 레벨 오버레이 변조(1004)만이 단일 유선 인터페이스, 더욱 상세하게는 트위스트 패어 통신 링크 또는 케이블 통신 링크(1002)와 함께 사용될 수 있다. 다중 레벨 오버레이 변조(1004)의 동작은 도 10과 관련지어 앞서 서술한 것과 유사하지만, 궤도 각운동량 기술(1006)을 사용하지 않고 그 자체로 사용되고, 트위스트 패어 통신 링크 또는 케이블 인터페이스 통신 링크(1002)와 함께 사용된다.

이제 도 12을 참조하면, 광 통신 시스템에서의 전송을 위한 복수 데이터 스트림(1202) 처리에 대한 일반적인 블록도가 도시되어 있다. 복수 데이터 스트림(1202)은 1다층 오버레이 변조 회로(1204)에 제공되며, 여기서 신호는 다층 오버레이 변조 기술을 이용하여 변조된다. 변조된 신호는 광 통신 채널의 파장 상으로 전송되고 있는 각각의 파면에 비틀림을 적용하는 궤도 각운동량 처리 회로(1206)에 제공된다. 비틀림 파는 광섬유 또는 자유 공간 광 통신 시스템과 같은 광 통신 링크 상으로 광 인터페이스(1208)를 통해 전송된다. 또한, 도 12는 인터페이스(1208)가 광 인터페이스가 아니라 RF 인터페이스를 포함하는 RF 메커니즘을 도시할 수 있다.

이제 도 13을 더 상세하게 참조하면, 동일한 파장 또는 주파수에 대한 전송을 위해 복수의 다른 데이터 스트림과 결합될 수 있는 데이터 스트림을 제공하기 위해, 도 10와 관련지어 서술한 것과 같은 통신 시스템 내에 궤도 각운동량 "비틀림"을 생성하기 위한 시스템의 기능 블록도가 도시되어 있다. 다중 데이터 스트림(1302)은 전송 처리 회로(1300)에 제공된다. 각각의 데이터 스트림(1302)은, 예컨대, 음성 호출을 전달하는 종단 간 링크 연결 또는 데이터 연결 상의 비-회로 스위치 패킹된 데이터를 전달하는 패킷 연결을 포함한다. 다중 데이터 스트림(1302)은 변조기/복조기 회로(1304)에 의해 처리된다. 변조기/복조기 회로(1304)는 다중 레벨 오버레이 변조 기술을 이용하여 파장 또는 주파수 채널 상으로 수신된 데이터 스트림(1302)을 변조하며, 이는 아래에 더 상세하게 설명될 것이다. 통신 링크는 광섬유 링크, 자유 공간 광 링크, RF 마이크로파 링크, RF 위성 링크, 유선 링크(비틀림 없음) 등을 포함할 수 있다.

변조된 데이터 스트림은 궤도 각운동량(OAM) 신호 처리 블록(1306)에 제공된다. 변조기/복조기 회로(1304)로부터의 각각의 변조된 데이터 스트림은 각각의 변조된 데이터 스트림들이 그것과 연관된 고유한 상이한 궤도 각운동량을 가지도록, 궤도 각운동량 전자기 블록(1306)에 의해 상이한 궤도 각운동량을 제공받는다. 이러한 연관된 궤도 각운동량을 가는 각각의 변조된 신호들은 동일한 파장 상으로 고유한 궤도 각운동량을 갖는 각각의 변조된 데이터 스트림을 전송하는 광 송신기(1308)에 제공된다. 각각의 파장은 선택된 개수의 대역폭 슬롯(B)을 가지고, OAM 전자기 블록(1306)으로부터 제공되는 궤도 각운동량(l)의 도수(number of degree)의 인자만큼 그것의 데이터 전송 용량을 증가시킬 수 있다. 단일 파장에서 신호를 전송하는 광 송신기(1308)는 B개 그룹의 정보를 전송할 수 있다. 광 송신기(1308) 및 OAM 전자기 블록(1306)은 본 명세서에 서술된 구성에 따른 l×B 개 그룹의 정보를 전송할 수 있다.

수신 모드에서, 광 송신기(1308)는 그 안에 내장된 상이한 궤도 각운동량 신호를 갖는 그 내에서 전송된 복수의 신호들을 포함하는 파장을 가질 것이다. 광 송신기(1308)는 이러한 신호들을 상이한 궤도 각운동량을 갖는 각각의 신호들을 분리하고 복조기 회로(1304)로 분리된 신호를 제공하는 OAM 신호 처리 블록(1306)으로 전송한다. 복조기 프로세스는 변조된 신호로부터 데이터 스트림(1302)을 추출하고, 그것을 다층 오버레이 복조화 기술을 이용하여 수신 엔드에 제공한다.

이제 도 14을 참조하면, OAM 신호 처리 블록(1406)의 더 상세한 기능적 설명이 제공되어 있다. 각각의 입력 데이터 스트림은 OAM 회로(1402)에 제공된다. 각각의 OAM 회로(1402)는 수신된 데이터 스트림에 상이한 궤도 각운동량을 제공한다. 상이한 궤도 각운동량은 그것과 연관된 특정 궤도 각운동량을 생성하기 위해 전송되고 있는 신호의 생성을 위해 상이한 전류를 적용함으로써 달성된다. 각각의 OAM 회로(1402)에 의해 제공되는 궤도 각운동량은 그것에 제공되는 데이터 스트림에 고유하다. 무한 개의 궤도 각운동량은 다수의 상이한 전류를 이용하여 상이한 입력 데이터 스트림에 적용될 수 있다. 각각의 개별 생성된 데이터 스트림은 RF 수신기(1406)으로부의 전송을 위한 파장 상의 신호들을 결합하는 신호 결합기(1404)로 제공된다.

이제 도 15를 참조하면, OAM 처리 회로(1306)가 수신된 신호를 복수의 데이터 스트림으로 분리시킬 수 있는 방식이 도시되어 있다. 수신기(1502)는 단일 파장 상으로 결합된 OAM 신호를 수신하고 그 정보를 신호 분리기(1504)에 제공한다. 신호 분리기(1504)는 수신된 파장으로부터 상이한 궤도 각운동량을 갖는 각각의 신호들을 분리하고 그 분리된 신호를 OAM 비틀림 해제 회로(1506)에 제공한다. OAM 비틀림 해제 회로(1506)는 각각의 연관된 신호로부터 연관된 OAM 비틀림을 제거하고, 제거된 변조된 데이터 스트림을 추가 처리를 위해 제공한다. 신호 분리기(1504)는 궤도 각운동량이 제거된 각각의 수신된 신호들을 개별 수신 신호들로 분리한다. 개별적으로 수신된 신호들은, 예컨대, 아래에 더 상세하게 서술된 다중 레벨 오버레이 복조를 이용하여 복조하기 위해 수신기(1502)에 제공된다.

도 16은 2개의 양자 스핀 분극을 갖는 단일 파장 또는 주파수가 그것과 연관된 다양한 궤도 각운동량을 가지는 무한개의 비틀림을 제공할 수 있는 방식을 도시한다. l개의 축은 선택된 주파수 또는 파장에서 특정 신호에 적용될 수 있는 다양한 양자화된 궤도 각운동량 상태를 나타낸다. 기호 오메가(ω)는 상이한 궤도 각운동량의 신호들에 적용될 수 있는 다양한 주파수를 나타낸다. 상부 그리드(1602)는 왼손 신호 분극에 대한 잠재적으로 사용 가능한 신호를 나타내고, 하부 그리드(1604)는 오른손 분극을 갖는 잠재적으로 사용 가능한 신호에 대한 것이다.

특정 주파수 또는 파장의 신호에 상이한 궤도 각운동량 상태를 적용함으로써, 잠재적으로 무한개의 상태들이 그 주파수 또는 파장에 제공될 수 있다. 왼손 분극 평면(1602) 및 오른손 분극 평면(1604) 모두에서 주파수 Δω 또는 파장(1606)에서의 상태는 상이한 궤도 각운동량 상태 Δl에서 무한개의 신호를 제공할 수 있다. 블록(1608 및 1510)은 각각 오른손 분극 평면(1604) 및 왼손 분극 평면(1610) 모두에서 주파수 Δω 또는 파장에서의 궤도 각운동량 Δl을 갖는 특정 신호를 나타낸다. 동일한 주파수 Δω 또는 파장(1606) 내의 상이한 궤도 각운동량을 변경함으로써, 상이한 신호들이 또한 전송될 수 있다. 각각의 각운동량 상태는 광 송신기로부터의 전송을 위한 상이한 결정된 전류 레벨에 대응한다. 광 도메인 내의 특정 궤도 각운동량을 생성하기 위한 등가 전류를 추정하고 그 전류를 신호 전송에 적용함으로써, 희망의 궤도 각운동량 상태에서의 신호 전송이 달성될 수 있다.

그러므로, 도 16의 예시는 2개의 가능한 각운동량, 스핀 각운동량 및 궤도 각운동량을 도시한다. 스핀 버전은 거시적인 전자기의 분극에서 나타나고, 상하 스핀 방향으로 인해 오직 왼손 및 오른손 분극만 가진다. 그러나, 궤도 각운동량은 양자화된 무한 개의 상태를 나타낸다. 경로는 2개 이상이고 이론적으로 양자화된 궤도 각운동량 레벨은 무한할 수 있다.

전송된 에너지 신호의 궤도 각운동량 상태를 이용하여, 물리적 정보는 신호에 의해 전송되는 방사선 내에 내장될 수 있다. 맥스웰-헤비사이드 방정식은 아래와 같이 나타낼 수 있다.

여기서,

는 델 연산자이고, E는 전기장 강도이고, B는 자속 밀도이다. 이러한 식들을 이용하면, 맥스웰의 오리지널 식으로부터 23개의 대칭/보존량을 유도할 수 있다. 그러나, 10개의 잘 알려진 보존량이 존재하고, 그 중 몇 개만이 상업적으로 사용된다. 역사적으로, 맥스웰 방정식이 그 원래의 쿼터니언 형태를 유지한다면, 대칭/보존량을 쉽게 볼 수 있을 것이지만, 헤비사이드에 의해 현재의 벡터 형태로 변환된 때에는, 맥스웰 방정식에서 이러한 내재적 대칭성을 보는 것은 더 어렵게 되었다.

맥스웰의 선형 이론은 아벨(Abelian) 정류 관계와 함께 U(1) 대칭이다. 이들은 전역(공간에서 비국부적인) 특성을 다루는 비-아벨 정류 관계와 함께 더 높은 대칭 그룹 SU(2) 형태로 확장될 수 있다. 맥스웰 이론의 우양 및 하르무스(Wu-Yang and Harmuth)의 해석은 자기 단극 및 자기 전하의 존재를 암시한다. 고전적인 분야에 관한 한, 이러한 이론적 구조는 의사 입자(pseudo-particle) 또는 인스탄톤(instanton)이다. 맥스웰의 작업의 해석은 실제로 맥스웰의 원래의 의도로부터 상당히 다른 방식으로 시작된다. 맥스웰의 오리지널 공식에서, 패러데이의 전기 영동 상태(Aμ 필드)는 중심이 되어 그들을(헤비사이드 이전) 양-밀스(Yang-Mills) 이론과 호환 가능하게 만들었다. 솔리톤(soliton)이라 불리는 수학적 동적 엔티티는 고전 또는 양자, 선형 또는 비선형일 수 있고 EM 파를 설명한다. 그러나, 솔리톤은 SU(2) 대칭 형태이다. 전통적인 해석의 고전적 맥스웰의 U(1) 대칭 이론이 그러한 엔티티를 설명하기 위해서는, 그 이론은 SU(2) 형태로 확장되어야 한다.

6가지 물리적 현상 이외에(전통적인 맥스웰 이론으로 설명될 수 없는), 최근에 공식화된 하르무쓰 안사츠(Harmuth Ansatz) 또한 맥스웰 이론의 불완전성을 다룬다. 하르무쓰 안사츠의 맥스웰 식은 양-밀즈가 채운 식과 일치하는 자기 전류 밀도 및 자기 전하가 추가되면 EM 신호 속도를 계산하기 위해 사용될 수 있다. 그러므로, 정확한 기하학 및 토폴로지와 함께, Aμ 전위는 항상 물리적 의미를 갖는다.

보존량 및 전자기장은 시스템 에너지의 보존과 시스템 선형 운동량의 보존에 따라 표현될 수 있다. 시간 대칭, 즉 시스템 에너지의 보존은 아래의 식에 따른 포인팅의 정리를 이용하여 표현될 수 있다.

공간 대칭, 즉, 전자기 도플러 시프트(Doppler shift)를 나타내는 시스템 선형 운동량의 보존은 아래의 식으로 표현될 수 있다.

시스템 에너지 중심의 보존은 아래의 식으로 표현될 수 있다.

유사하게, 방위각 도플러 시프트를 야기하는 시스템 각운동량의 보존은 아래의 식으로 표현된다.

자유 공간 내의 방사선 빔에 대하여, EM 필드 각운동량 J^em은 두 부분으로 분리될 수 있다.

실수 값 표현의 각각의 단일 푸리에 모드에 대하여:

제1 부분은 EM 스핀 각 운동량 S^em이고, 그것의 고전적 표현은 파 극성이다. 그리고, 제2 부분은 EM 궤도 각운동량 L^em이고, 그것의 고전적 표현은 파 헬리시티이다. 일반적으로 EM 선형 운동량 P^em 및 EM 각운동량 J^em = L^em + S^em 은 모두 원거리까지 모든 방향으로 방사된다.

포인팅 이론을 이용함으로써, 신호의 광 와도(vorticity)는 아래의 광속 방정식에 따라 결정될 수 있다.

여기서 S는 포인팅 벡터이고,

그리고, U는 에너지 밀도이다.

E 및 H는 각각 전기장 및 자기장을 포함하고, ε 및 μ₀는 각각 매체의 유전율 및 투자율이다. 그 다음, 광 와도, V는 아래의 식에 따라 광속의 컬(curl)에 의해 결정될 수 있다.

이제 도 17a 및 도 17b를 참조하면, 평면 파 상황에서 신호 및 그것과 연관된 포인팅 벡터의 방식이 도시된다. 일반적으로(1702)에 도시된 평면 파 상황에서, 전송되는 신호는 3개의 구성 중 하나를 취할 수 있다. 전계 벡터가 동일한 방향일 때 일반적으로(1704)에 도시된 바와 같이 선형 신호가 제공된다. 원형 편광(1706)에서, 전계 벡터는 동일한 크기로 회전한다. 타원 편광(1708)에서, 전계 벡터는 회전하지만 상이한 크기를 갖는다. 포인팅 벡터는 도 17a에 대한 신호 구성에 대해 일정한 방향을 유지하고, 전기장 및 자기장에 항상 수직이다. 이제 도 17b를 참조하면, 고유한 궤도 각운동량이 본 명세서에서 앞서 서술한 바와 같이 신호에 적용된 때, 포인팅 벡터, S(1710)는 신호의 전파 방향을 중심으로 나선형일 것이다. 이러한 나선은 본 명세서에 서술된 바와 같이 신호들이 동일한 주파수 상으로 전송되는 것을 가능하게 하기 위해 변경될 수 있다.

도 18a 내지 도 18c는 상이한 헬리시티(즉, 궤도 각운동량)를 갖는 신호의 차이를 도시한다. 신호(1802, 1804, 및 1806)와 연관된 각각의 나선형 포인팅 벡터는 상이한 형상의 신호를 제공한다. 신호(1802)는 +1의 궤도 각운동량을 가지고, 신호(1804)는 +3의 궤도 각운동량을 가지고, 신호(1806)는 -4의 궤도 각운동량을 가진다. 각각의 신호는 구별되는 각운동량 및 연관된 포인팅 벡터를 가지고, 이는 그 신호가 동일한 주파수 내의 다른 신호들로부터 구별될 수 있게 한다. 이들 신호들이 개별적으로 탐지 가능하고 서로 간섭하지 않기 때문에(아이겐 채널), 상이한 유형의 정보들이 동일 주파수로 전송되는 것이 가능해진다.

도 18d는 다양한 아이겐 모드에 대한 포인팅 벡터의 전파를 도시한다. 각각의 링(1820)은 상이한 아이겐 모드 또는 동일 주파수 내의 상이한 궤도 각운동량을 나타내는 비틀림을 나타낸다. 각각의 링(1820)은 상이한 직교 채널을 나타낸다. 각각의 아이겐 모드는 그것과 연관된 포인팅 벡터(1822)를 가진다.

토폴로지 전하는 선형 또는 원형 편광을 위한 주파수로 멀티플렉싱될 수 있다. 선형 편광의 경우에, 토폴로지 전하는 수직 및 수평 편광 상에서 멀티플렉싱될 것이다. 원형 편광의 경우에, 토폴로지 전하는 왼손 및 오른손 원형 편광 상에서 멀티플렉싱될 것이다. 토폴로지 전하는 헬리시티 인덱스 "I", 또는 신호에 적용되는 비틀림 또는 OAM의 크기에 대한 다른 이름이다. 헬리시티 인덱스는 양수 또는 음수일 수 있다. RF에서, 상이한 토폴리지 전하가 생성되고 함께 멀티플렉싱되고, 토폴로지 전하를 분리하기 위해 디-멀티플렉싱될 수 있다.

토폴로지 전하(l)는 특정 굴절률을 갖는 적절한 재료 및 기계공장 능력 또는 위상 마스크, 특정 토폴로지 전하를 갖는 RF 파의 비틀림을 야기하는 장치 상의 전압을 조절함으로써, RF 파(광 빔의 반대)의 비틀림을 행하는 나선 광 변조기(SLM)의 RF 버전을 생성하기 위한 새로운 기술 또는 새로운 재료로 생성된 홀로그램을 이용하여 도 18e에 도시된 바와 같은 나선 위상 판(SPP)을 이용하여 생성될 수 있다. 나선 위상 판은 RF 평면파(l=0)를 특정 헬리시티(즉, l = +1)의 비틀린 RF 파로 변환할 수 있다.

크로스 토크 및 다중 경로 간섭은 RF 다중 입력 다중 출력(MIMO)을 이용하여 보정될 수 있다. 대부분의 채널 손상은 컨트롤 채널 또는 파일럿 채널을 이용하여 탐지될 수 있고, 알고리즘 기술(폐쇄 루프 제어 시스템)을 이용하여 보정될 수 있다.

도 13과 관련지어 앞서 서술한 바와 같이, 프로세싱 회로 내에 적용된 각각의 다중 데이터 스트림은 그것에 적용된 다층 오버레이 변조 스킴을 가진다.

이제 도 19를 참조하면, 부재번호(1900)은 일반적으로 다중 레벨 오버레이(MLO) 변조 시스템의 일 실시예를 나타내지만, 용어 MLO 및 도시된 시스템(1900)이 예시적인 실시예임을 이해해야 한다. MLO 시스템은 참조로서 본 명세서에 통합된 다층 오버레이 변조란 제목의 미국 특허 번호 제8,503,546호에 개시된 것과 같은 것을 포함할 수 있다. 일례에서, 변조 시스템(1900)은 도 17의 다중 레벨 오버레이 변조 박스(504) 내에 구현될 것이다. 시스템(1900)은 입력단 디멀티플렉서(DEMUX)(1004)에 의해 논리 1 및 0의 3개의 병렬 개별 데이터 스트림으로 분리되는, 디지털 소스(1902)로부터의 입력 데이터 스트림(1901)을 입력으로서 취한다. 데이터 스트림(1001)은 전송될 데이터 파일, 또는 오디오 또는 비디오 데이터 스트림을 나타낼 수 있다. 더 많거나 적은 수의 분리된 데이터 스트림들이 사용될 수도 있음을 이해해야 한다. 몇몇 실시예에서, 각각의 분리된 데이터 스트림(1903A-1903C)은 원래의 레이트의 1/N의 데이터 레이트를 가지며, 여기서 N은 병렬 데이터 스트림의 개수이다. 도 19에 도시된 실시예에서, N은 3이다.

각각의 분리된 데이터 스트림(1903A-1903C)은 QAM 심볼 맵퍼(1905A-C) 중 하나에 의해 M-QAM 콘스톨레이션(constellation), 예컨대, 16 QAM 또는 64 QAM 내의 직교 진폭 변조(QAM) 심볼에 매핑된다. QAM 심볼 맵퍼(1905A-C)는 DEMUX(1904)의 각각의 출력에 연결되고, 이산 레벨에서 위상(I)(1906A, 1908A, 및 1910A) 및 직교 위상(Q)(1906B, 1908B, 및 1910B) 데이터 스트림으로 병렬로 생성된다. 예를 들어, 64 QAM에서, 각각의 I 및 Q 채널은 심볼당 3비트를 전송하기 위해 8개의 개별 레벨을 사용한다. 각각의 3개의 I 및 Q 쌍(1906A-1906B, 1908A-1908B, and 1910A-1910B)은 함수 발생기의 대응 쌍(1907A-1907B, 1909A-1909B, 및 1911A-1911B)의 출력을 가중시키는데 사용되고, 함수 발생기는 일부 실시예에서 상술된 변형 허미트 다항식과 같은 신호들을 생성하고, 그것들을 입력된 심볼의 진폭 값을 기초로 가중시킨다. 이것은 2N 개의 가중된 또는 변조된 신호를 제공하고, 신호 각각은 들어오는 데이터 스트림(1901)으로부터의 오리지널 데이터의 일부분을 운반하고, 이는 종래기술의 QAM 시스템에 대해 행해지는 바와 같은, 레이즈드 코사인 필터를 통한 I 및 Q 쌍(1906A-1906B, 1908A-1908B, 및 1910A-1910B) 내의 각각의 심볼을 변조하는 대신이다. 도시된 실시예에서, 각각 H0, H1, 및 H2의 변형에 대응하는 3개의 신호(SH0, SH1, 및 SH2)가 사용되지만, 다른 실시예에서 다른 신호들이 사용될 수 있음을 이해해야 한다.

가중된 신호들은 부반송파가 아니라, 오히려 변조된 반송파의 하위 계층이고, 신호 직교성으로 인해 I 및 Q 차원 각각에서 상호 간섭없이 합산기(1912 및 1916)를 이용하여 주파수 및 시간 모두에서 결합, 중첩된다. 합산기(1912 및 1916)는 합성 신호(1913 및 1917)를 생성하기 위한 신호 결합기로서 역할한다. 가중된 직교 신호는 시스템(1900)에 의해 등가적으로 처리되었던 I 및 Q 채널 모두에 대하여 사용되며, QAM 신호가 전송되기 전에 합산된다. 그러므로, 새로운 직교 함수가 사용되더라도 몇몇 실시예는 부가적으로 전송을 위해 QAM을 이용한다. 도 16a 내지 도 16k에 도시된 바와 같은 시간 도메인에서 신호의 테이퍼링으로 인해, 가중된 신호의 시간 도메인 파형은 심볼의 지속시간으로 한정될 것이다. 또한, 특수 신호 및 주파수 도메인의 테이퍼링으로 인해, 신호는 또한 신호 및 인접 채널과의 인터페이스를 최소화하는 주파수 도메인으로 한정된다.

합성 신호(1913 및 1917)는 디지털 투 아날로그 컨버터(1914 및 1919)를 이용하여 아날로그 신호(1915 및 1919)로 변환되고, 그 다음 변조기(1921)를 이용하여, 로컬 오실레이터(LO)(1920)의 주파수로 반송파 신호를 변조하기 위해 사용된다. 변조기(1921)는 각각 DAC(1914 및 1919)에 연결된 믹서(1922 및 1924)를 포함한다. 90도 위상 시프터(1923)는 LO(1920)로부터의 신호를 반송파 신호의 Q 성분으로 변환한다. 믹서(1922 및 1924)의 출력은 합산기(1925)에서 합산되어 출력 신호(1926)를 만들어낸다.

MLO는 유선, 광, 및 무선과 같은 다양한 전송 매체와 함께 사용될 수 있고, QAM과 결합하여 사용될 수 있다. 이는 MOL가 스펙트럼 중첩이 아니라 다양한 신호들의 스펙트럼 오버레이를 이용하기 때문이다. 사용 가능한 스펙트럼 리소스의 여러 계층으로의 확장으로 인해, 대역폭 사용 효율이 한 층 더 증가될 수 있다. 직교 신호의 개수는 2(종래 기술의 코사인 및 사인)부터 직교 다항식을 생성하기 위해 사용되는 제너레이터의 정밀도 및 지터 한계에 의해 제한된 개수까지 증가된다. 이러한 방식으로, MLO는 QAM의 I 및 Q 차원 각각을 GSM, 코드 분할 다중 접속(CDMA), 광대역 CDMA(WCDMA), 고속 다운 링크 패킷 액세스(HSPDA), 에볼루션-데이터 최적화(EV-DO), OFDM(orthogonal frequency division multiplexing), WIMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access) 및 LTE(Long Term Evolution) 시스템과 같은 임의의 다중 접근 기술까지 확장한다. 또한, MLO는 주파수 분할 듀플렉싱(FDD), 시간 분할 듀플렉싱(TDD), 주파수 분할 다중 액세스(FDMA) 및 시분할 다중 액세스(TDMA)와 같은 다른 다중 액세스(MA) 스킴과 함께 사용될 수 있다. 동일한 주파수 대역에서 개별 직교 신호를 중첩하면 물리적 대역폭보다 넓은 가상 대역폭을 생성할 수 있으므로 신호 처리에 새로운 차원이 추가된다. 이 변조는 트위스트 패어, 케이블, 광섬유, 위성, 방송, 자유 공간 광학 및 모든 유형의 무선 액세스에 적용할 수 있다. 이 방법 및 시스템은 EV-DO, UMB, WIMAX, WCDMA(유/무), 멀티미디어 브로드 캐스트 멀티캐스트 서비스(MBMS) /다중 입력 다중 출력(MIMO), HSPA 에볼루션 및 LTE를 포함하는 현재 및 미래의 다중 액세스 시스템과 호환 가능하다.

이제 도 20을 참조하면, MLO 복조기(2000)가 도시되어 있으나, MLO 및 도시된 시스템(2000)이라는 용어는 예시적인 실시예임을 이해해야 한다. 변조기(2000)는 입력으로서 시스템(1800)으로부터의 출력 신호(1826)와 유사할 수 있는 MLO 신호(1126)를 취한다. 동기화기(2027)는 로컬 오실레이터(2020)로 입력되는 위상 정보를 추출하여, 변조기(2021)가 아날로그 I 신호(2015) 및 Q 신호(2020)에 대한 기저 대역을 생성할 수 있도록 한다. 변조기(2021)는 90도 위상 시프터(2023)를 통해 LO(2020)에 연결된 믹서(2022 및 2024)를 포함한다. I 신호(2015)는 신호 필터(2007A, 2009A, 2011A)의 각각에 입력되고, Q 신호(2020)는 신호 필터(2007B, 2009B, 2011B)의 각각에 입력된다. 직교 함수가 알려져 있기 때문에, 이들은 변조된 데이터를 복원하기 위해 코릴레이션 또는 다른 기술을 사용하여 분리될 수 있다. 각 심볼 내에서 합산된 중첩 함수로부터 I 및 Q 신호(2015 및 2020) 각각의 정보가 추출 될 수 있는데, 그 이유는 함수가 상관적인 의미에서 직교하기 때문이다.

몇몇 실시예에서, 신호 필터(2007A-2007B, 2009A-2009B 및 2011A-2011B)는 매치 필터에서 기지의 신호로서 다항식의 국부적으로 생성된 복제물을 사용한다. 매치 필터의 출력은 복원된 데이터 비트, 예를 들어, 시스템(2000)의 QAM 심볼(2006A-2006B, 2008A-2008B, 2010A-2010B)의 등가물이다. 신호 필터(2007A-2007B, 2009A-2009B, 및 2011A-2011B)은 n, I 및 Q 신호 쌍들의 2n 개의 스트림들을 생성하며, 이들은 복조기(2028-2033)로 입력된다. 복조기(2028-2033)는 그들 각각의 입력 신호에 에너지를 통합하여 QAM 심볼의 값, 따라서 결정된 심볼에 의해 표현된 논리 1 및 0 데이터 비트 스트림 세그먼트를 판정한다. 그 다음, 변조기(2028-2033)의 출력은 데이터 스트림(2003A-2003C)을 생성하기 위해 멀티플렉서(MUX)(2005A-2005C)에 입력된다. 시스템(2000)이 시스템(1800)으로부터의 신호를 복조하는 경우, 데이터 스트림(2003A-2003C)은 데이터 스트림(1803A-1803C)에 대응한다. 데이터 스트림(2003A-2003C)은 MUX(2004)에 의해 멀티플렉싱되어 데이터 출력 스트림(2001)을 생성한다. 요약하면, MLO 신호는 송신기에서 서로의 상부에 중첩되고(쌓이고) 수신기에서 분리된다.

MLO는 신호 간의 직교성이 달성되는 방식에 의해 CDMA 또는 OFDM과 구별될 수 있다. MLO 신호는 시간 및 주파수 도메인 모두에서 상호 직교하며, 동일한 심볼 시간 대역폭 프로덕트에서 중첩될 수 있다. 직교성은 중첩된 신호의 코릴레이션 특성, 예컨대, 최소 제곱 합으로 얻을 수 있다. 비교하면, CDMA는 시간 도메인에서 신호의 직교 인터리빙 또는 변위를 사용하는 반면, OFDM은 주파수 도메인에서 신호의 직교 변위를 사용한다.

여러 사용자에게 동일한 채널을 할당함으로써 채널의 대역폭 효율이 증가될 수 있다. 개별 사용자 정보가 특수 직교 함수에 매핑되는 경우도 가능하다. CDMA 시스템은 다수의 사용자 정보를 중첩하며, 개별 사용자를 구별하기 위해 시간 심볼간 직교 코드 시퀀스를 관찰하고, OFDM은 중첩되지 않지만 주파수 영역에서는 직교하는 각 사용자에게 고유한 신호를 할당한다. CDMA 및 OFDM 모두 대역폭 효율을 증가시키지 않는다. CDMA는 신호가 낮은 신호 대 잡음비(SNR)를 가진 때 데이터를 전송하는 데 필요한 것보다 더 많은 대역폭을 사용한다. OFDM은 다수의 부반송파에 걸쳐 데이터를 확산하여 다중 경로 무선 주파수 환경에서 우수한 성능을 달성한다. OFDM은 다중 경로 효과를 줄이기 위해 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix) OFDM을 사용하고, 심볼 간 간섭(ISI)을 최소화하기 위한 보호 시간을 사용하며, 각 채널은 전송된 파형이 직교하는 것처럼 행동하도록 기계적으로 만들어진다. (주파수 도메인에서 각 부반송파에 대한 동기화 기능)

이와 대조적으로, MLO는 동일한 대역폭에서 더 많은 사용 가능한 채널을 제공하는 알파벳을 효과적으로 형성하는 기능 집합을 사용하고 그로 인해 높은 대역폭 효율이 가능해진다. MLO의 일부 실시예는 사이클릭 프리픽스 또는 가드 시간의 사용을 필요로 하지 않으므로, 스펙트럼 효율, 피크 대 평균 전력비, 전력 소비 측면에서 OFDM보다 성능이 뛰어나며, 비트당 더 적은 연산을 요구한다. 또한, MLO의 실시예는 CDMA 및 OFDM 시스템보다 증폭기 비선형성에 더 관대하다.

도 21은 입력 데이터 스트림(1901)을 수신하는 MLO 송신기 시스템(2100)의 일 실시예를 도시한다. 시스템(2100)은 도 19에 도시된 시스템(1900)의 DEMUX(1904), QAM 심볼 맵퍼(1905A-C), 함수 발생기(1907A-1907B, 1909A-1909B, 및 1911A-1911B), 및 합산기(1919)와 동등한 기능을 통합하는 변조기/컨트롤러(2001)를 나타낸다. 그러나, 변조기/제어기(2001)는 시스템(1900)에 도시된 것보다 더 크거나 작은 양의 신호를 사용할 수 있다는 것을 이해해야 한다. 변조기/제어기(2001)는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit), FPGA(field programmable gate array), 및/또는 이산 회로 소자이든 단일 집적 회로(IC) 칩에 통합된 것이든 관계없이 다른 컴포넌트를 포함할 수 있다. 변조기/제어기(2101)는 ASIC(application specific integrated circuit), FPGA(Field Programmable Gate Array) 및/또는 이산 회로 요소 또는 단일 IC(Integrated Circuit) 칩에 통합된 다른 구성요소를 포함할 수 있다.

변조기/제어기(2101)는 10 비트 I 신호(2102) 및 10 비트 Q 신호(2105)를 각각 통신하는 DAC(2104 및 2107)에 결합된다. 일부 실시예들에서, I 신호(2102) 및 Q 신호(2105)는 시스템(1900)의 복합 신호(1913 및 1917)에 대응한다. 그러나, I 신호(2102) 및 Q 신호(2105)의 10 비트 용량은 단지 일 실시예를 나타내는 것으로 이해되어야 한다. 도시된 바와 같이, 변조기/제어기(2101)는 또한 각각 제어 신호(2103 및 2106)를 사용하여 DAC(2104 및 2107)를 제어한다. 일부 실시예에서, DAC(2104 및 2107)는 각각 AD5433, CMOS(complementary metal oxide semiconductor) 10 비트 전류 출력 DAC를 포함한다. 일부 실시예에서, 다수의 제어 신호가 각각의 DAC(2104 및 2107)로 전송된다.

DAC(2104 및 2107)는 LO(1920)에 연결된 직교 변조기(1921)로 아날로그 신호(2115 및 2119)를 출력한다. 변조기(1921)의 출력은 데이터를 무선으로 전송하기 위해 송신기(2108)에 결합된 것으로 도시되어 있지만, 일부 실시예에서 변조기(1921)는 광섬유 모뎀, 트위스트 페어, 동축 케이블 또는 다른 적절한 전송 매체에 결합 될 수도 있다.

도 22는 시스템(2100)으로부터의 신호를 수신 및 복조할 수 있는 MLO 수신기 시스템(2200)의 실시예를 도시한다. 시스템(2200)은 RF, 유선 또는 광과 같은 입력 매체를 포함할 수 있는 수신기(2208)로부터 입력 신호를 수신한다. LO(2020)에 의해 구동되는 변조기(2021)는 입력을 기저 대역 I 신호(2015) 및 Q 신호(2019)로 변환한다. I 신호(2015) 및 Q 신호(2019)는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(2209)에 입력된다.

ADC(2209)는 10 비트 신호(2210)를 복조기/제어기(2201)에 출력하고 복조기/제어기(2201)로부터 제어 신호(2212)를 수신한다. 복조기/제어기(2201)는 ASIC(application specific integrated circuit), FPGA(Field Programmable Gate Array) 및/또는 이산 회로 요소 또는 단일 IC(Integrated Circuit) 칩에 통합된 다른 구성요소를 포함할 수 있다. 복조기/제어기(2201)는 복조를 수행하고 전송된 심벌을 식별하기 위해 수신된 신호를 사용된 신호 세트의 국부적으로 생성된 레플리카와 상관시킨다. 복조기/제어기(2201)는 또한 주파수 에러를 추정하고 ADC(2209)로부터 데이터를 판독하는데 사용되는 데이터 클록을 복구한다. 클록 타이밍은 제어 신호(2212)를 사용하여 ADC(2209)로 다시 전송되므로 ADC(2209)는 디지털 I 및 Q 신호(2015 및 2019)를 세그먼트화할 수 있다. 일부 실시예에서, 다수의 제어 신호는 복조기/제어기(2201)에 의해 ADC(2209)로 전송된다. 복조기/제어기(2201)는 또한 데이터 신호(2001)를 출력한다.

허미트 다항식은 고전적인 직교 다항식 시퀀스이며, 양자 하모닉 발진기의 아이겐 상태이다. 허미트 다항식에 기초한 신호는 전술한 최소 시간-대역폭 프로덕트 특성을 가지며, MLO 시스템의 실시예에 사용될 수 있다. 그러나, 예를 들어, 자코비 다항식, 게젠 바우어 다항식, 레전드르 다항식, 체비셰프 다항식 및 라구에르 다항식과 같은 직교 다항식과 같은 다른 신호가 또한 사용될 수 있다는 것을 이해해야 한다. Q-함수는 MLO 신호의 기초로 사용될 수 있는 다른 클래스의 함수이다.

양자 역학에서, 코히어런트 상태는 고전 고조파 오실레이터 시스템의 진동 동작과 가장 밀접한 역학 관계를 갖는 양자 하모닉 오실레이터의 상태이다. 압착 코히어런트 상태는 불확정성 원리가 포화되도록 하는 양자 역학적 힐베르트 공간의 임의의 상태이다. 즉, 해당 두 연산자의 프로덕트는 그것의 최소값을 취한다. MLO 시스템의 실시예에서, 연산자는 신호의 시간-대역폭 곱이 최소화되는 시간 및 주파수 도메인에 대응한다. 신호의 압착 특성은 각 층의 신호 간 상호 직교성을 잃지 않고 시간 및 주파수 도메인에서 동시에 스케일링을 허용한다. 이 특성은 다양한 통신 시스템에서 MLO 시스템의 유연한 구현을 가능하게 한다.

서로 다른 차수를 갖는 신호가 서로 직교하기 때문에, 신호들은 중첩되어 통신 채널의 스펙트럼 효율을 높일 수 있다. 예를 들어, n = 0 일 때, 최적 기저 대역 신호는 ISI를 피하기 위한 나이키스트 심볼 간 간섭(ISI) 기준인 1/2의 시간-대역폭 프로덕트를 가질 것이다. 그러나 3/2, 5/2, 7/2 및 그 이상의 시간-대역폭 프로덕트를 갖는 신호가 스펙트럼 효율을 높이기 위해 중첩될 수 있다.

MLO 시스템의 실시예는 변형 허미트 다항식, 4n에 기초한 함수를 사용하며, 아래와 같이 정의된다.

여기서, t는 시간이고, ξ는 대역폭 이용 파라미터이다. 그들의 푸리에 변환(진폭 제곱)과 함께, 0 내지 9 범위의 n에 대한 Ψ_n의 플롯이 도 5a-5k에 도시된다. 함수의 다른 차수의 직교성은 아래와 같은 적분에 의해 검증될 수 있다.

허미트 다항식은 아래와 같은 윤곽선 적분(contour integral)에 의해 정의된다.

여기서, 윤곽선은 원점을 둘러싸고 반 시계 방향으로 이동된다. 허미트 다항식은 조지 아르켄에 의한 물리학자를 위한 수학적 방법, 예를 들어, 416 페이지에 설명되어 있으며, 그 내용은 참고로 포함된다.

도 23a-23k는 0 내지 9 범위의 n에 대해 변형 허미트 다항식 Ψn에 기초하여 대표적인 MLO 신호 및 그들의 각각의 스펙트럼 파워 밀도를 도시한다. 도 23a는 플롯(2301 및 2304)을 도시한다. 플롯(2301)은 시간 축(2302) 및 진폭 축(2303)에 대해 플롯팅된 Ψ0를 나타내는 곡선(2327)을 포함한다. 플롯(2301)에서 볼 수 있는 바와 같이, 곡선(2327)은 가우시안 곡선을 근사화한다. 플롯(2304)은 주파수 축(2305) 및 전력 축(2306)에 대하여 플롯팅된 Ψ0의 파워 스펙트럼을 나타내는 곡선(2337)을 포함한다. 플롯(2304)에서 볼 수 있는 바와 같이, 곡선(2337)은 또한 가우시안 곡선을 근사화한다. 주파수 도메인 곡선(2307)은 시간 도메인 곡선(2327)의 푸리에 변환을 사용하여 생성된다. 시간축 및 주파수 단위가 푸리에 변환에 의해 관련되기 때문에, 하나의 도메인 내의 원하는 시간 또는 주파수 스팬이 다른 도메인에서의 대응 곡선의 단위를 나타낸다는 것을 이해해야 하지만, 축(2302 및 2305)상의 시간 및 주파수 단위는 기저 대역 분석을 위해 정규화된다. 예를 들어, MLO 시스템의 다양한 실시예는 메가 헤르츠(MHz) 또는 기가 헤르츠(GHz) 범위의 심볼 레이트 및 곡선(2327)에 의해 표현된 심볼의 0이 아닌 지속 기간, 즉, 곡선(2327)이 0 위에 있는 시간 주기는 원하는 심볼 레이트의 역수를 사용하여 계산된 적절한 길이로 압축될 것이다. 메가 헤르츠 범위에서 사용 가능한 대역폭의 경우, 시간 영역 신호의 0이 아닌 지속 시간은 마이크로 초 범위이다.

도 23b 내지 도 23j는 각각 Ψ1 내지 Ψ9를 나타내는 시간 도메인 곡선(2328 내지 2336) 및 그들의 대응하는 주파수 도메인 곡선(2338 내지 2446)을 갖는 플롯(2307 내지 2324)을 도시한다. 도 23a-23j에서 알 수 있는 바와 같이, 시간 도메인 플롯 내의 피크 수는, 양 또는 음인지에 상관없이, 해당 주파수 도메인 플롯의 피크 수에 대응한다. 예를 들어, 도 23j의 플롯(2323)에서, 시간 도메인 곡선(2336)은 5 개의 양의 피크 및 5 개의 음의 피크를 갖는다. 따라서, 대응하는 플롯(2324)에서, 주파수 도메인 곡선(2346)은 10개의 피크를 갖는다.

도 23k는 곡선(2327-2336 및 2337-2346)을 각각 오버레이하는 오버레이 플롯(2325 및 2326)을 도시한다. 플롯(2325)에 표시된 바와 같이, 다양한 시간 도메인 곡선은 상이한 지속 기간을 갖는다. 그러나, 몇몇 실시예에서, 시간 도메인 곡선의 0이 아닌 지속 기간은 유사한 길이이다. MLO 시스템의 경우, 사용되는 신호의 수는 오버레이의 수와 스펙트럼 효율의 향상을 나타낸다. 도 23a 내지 도 23k에 10개의 신호가 개시되어 있으나, 더 많거나 적은 양의 신호가 사용될 수 있고, 또한 플롯된 Ψn 신호가 아닌 상이한 신호 세트가 사용될 수도 있음을 이해해야 한다.

변조 층에서 사용되는 MLO 신호는 스펙트럼 효율을 향상시킬 수 있고 2 차식으로 적분 가능한 최소 시간-대역폭 프로덕트를 가진다. 이는 다중 역 다중 병렬 데이터 스트림을 오버레이하여 동일한 대역폭 내에서 동시에 전송함으로써 달성된다. 수신기에서 오버레이된 데이터 스트림을 성공적으로 분리하기 위한 키는 각 심볼 주기 내에서 사용되는 신호가 상호 직교한다는 것이다. MLO는 단일 심볼 주기 내에서 직교 신호를 오버레이한다. 이러한 직교성은 ISI 및 캐리어 간 간섭(ICI)을 방지한다.

MLO는 신호 처리의 기저 대역 계층에서 동작하고 몇몇 실시예는 QAM 아키텍처를 사용하기 때문에, 무선 인터페이스 또는 무선 세그먼트를 프로토콜 스택의 다른 계층에 최적화시키기 위해 종래의 무선 기술은 또한 MLO와 함께 동작 할 것이다. 채널 다이버시티, 등화, 오류 정정 코딩, 확산 스펙트럼, 인터리빙 및 시공간 인코딩과 같은 기술이 MLO에 적용 가능하다. 예를 들어, 다중 경로 완화 레이크 수신기를 사용하는 시간 다이버시티 또한 MLO와 함께 사용될 수 있다. MLO는 페이딩 채널과 같이 채널 조건이 저차 QAM에만 적합할 때 고차원 QAM에 대한 대안을 제공한다. MLO는 또한 CDMA의 왈시 코드 제한을 극복함으로써 직교 채널의 수를 확장하기 위해 CDMA와 함께 사용될 수 있다. MLO는 또한 OFDM 시스템의 스펙트럼 효율을 증가시키기 위해 OFDM 신호의 각 톤에 적용될 수 있다.

MLO 시스템의 실시예는 심볼 엔벨로프를 진폭 변조하여 서브-캐리어가 아니라 서브-엔벨로프를 생성한다. 데이터 인코딩을 위해, 각 서브 엔벨로프는 N-QAM에 따라 독립적으로 변조되어, OFDM과 달리 독립적으로 정보를 운반하는 각각의 서브 엔벨로프를 생성한다. OFDM에서 행한 것과 같이, 많은 부반송파를 통해 정보를 확산하는 대신에, MLO의 경우 반송파의 각 부-엔벨로프는 별도의 정보를 전달한다. 이 정보는 지속 시간 및/또는 스펙트럼에 대한 제곱의 합에 대해 정의된 부-엔벨로프의 직교성으로 인해 복원될 수 있다. MLO가 심볼 레벨 이상으로 투명하기 때문에, CDMA를 위해 필요하다면, 펄스 트레인 동기화 또는 시간 코드 동기화는 문제가 되지 않는다. MLO는 심벌의 변형을 다루지만, CDMA 및 TDMA는 시간을 따른 다중 심벌 시퀀스의 확산 기술이다. MLO는 CDMA 및 TDMA와 함께 사용될 수 있다.

도 24은 시간 및 주파수 도메인에서 MLO 신호 폭의 비교를 도시한다. 신호(SH0-SH3)의 시간 도메인 엔벨로프 표현(2401-2403)은 모두 지속 시간, TS를 갖는 것으로 도시되어 있다. SH0-SH3은 PSI0-PSI2를 나타낼 수도 있고, 또는 다른 신호 일 수 있다. 대응하는 주파수 도메인 엔벨로프 표현은 각각 2405-2407이다. SH0는 대역폭 BW를 가지며, SH1은 BW의 3 배의 대역폭을 가지며, SH2는 5BW의 대역폭을 가지며, 이는 SH0의 대역폭의 5 배이다. MLO 시스템에 사용되는 대역폭은 적어도 부분적으로, 임의의 사용되는 신호 중 가장 넓은 대역폭으로 결정될 것이다. 각 계층이 동일한 시간 창 내에서 단일 신호 유형만 사용하면 스펙트럼은 완전히 활용되지 않을 것인데, 왜냐하면 저차 신호는 고차 신호보다 사용 가능한 대역폭을 덜 사용하기 때문이다.

도 25는 SH0-SH3을 사용하여, 신호들의 상이한 대역폭들을 고려하고 스펙트럼 사용을 보다 균일하게 만드는 MLO 신호들의 스펙트럼 정렬을 도시한다. 블록(2501 내지 2504)은 다중 서브 캐리어들을 갖는 OFDM 신호의 주파수 도메인 블록이다. 블록(2503)은 더 상세한 설명을 위해 확대되었다. 블록(2503)은 다중 SH0 엔벨로프(2503a-2503o)로 구성된 제1 계층(2503x)을 포함한다. SH1 엔벨로프(2503p-2503t)의 제2 층(2503y)은 제1 층으로서 1/3개의 엔벨로프를 갖는다. 도시된 예에서, 제1 층(2503x)은 15개의 SH0 엔벨로프를 가지며, 제2 층(2503y)은 5 개의 SH1 엔벨로프를 갖는다. 이는 SH1 대역폭 엔벨로프가 SH0의 3 배이며 15 SH0 엔벨로프는 5 개의 SH1 엔벨로프와 동일한 스펙트럼 폭을 차지하기 때문이다. 블록(2503)의 제3 층(2503z)은 SH2 엔벨로프가 SH0 엔벨로프의 5배이므로 3개의 SH2 엔벨로프(2503u-2503w)를 포함한다.

이러한 구현에 필요한 총 대역폭은 MLO 신호의 대역폭들의 최소 공배수의 배수이다. 도시된 예에서, SH0, SH1 및 SH2에 대해 요구되는 대역폭의 최소 공배수는 15BW이며, 이것은 주파수 도메인의 블록이다. OFDM-MLO 신호는 다수의 블록을 가질 수 있고, 예시된 구현의 스펙트럼 효율은(15 + 5 + 3)/15에 비례한다.

도 26는 도 25에 도시된 정렬 스킴에 대해 대안적으로 사용될 수 있는 MLO 신호들의 다른 스펙트럼 정렬을 도시한다. 도 26에 도시된 실시예에서, OFDM-MLO 구현은 각 계층의 스펙트럼이 균일하게 이용되는 방식으로 SH0, SH1 및 SH2의 스펙트럼을 적층한다. 층(2600A)은 SH0 및 SH2 엔벨로프를 모두 포함하는 엔벨로프(2601A-2601D)를 포함한다. 유사하게, 엔벨로프(2603A-2603D)를 포함하는 층(2600C)은 SH0 및 SH2 엔벨로프 모두를 포함한다. 그러나, 엔벨로프(2602A-2602D)를 포함하는 층(2600B)은 단지 SH1 봉투만을 포함한다. 위에서 설명한 엔벨로프 크기의 비율을 사용하면 BW + 5BW = 3BW + 3BW라는 것을 쉽게 알 수 있다. 따라서, 계층(2600A)에 각 SH0 엔벨로프, 계층(2600C)에도 하나의 SH2 엔벨로프, 계층 2600B에는 두 개의 SH1 엔벨로프가 있다.

3 시나리오 비교

1) 3계층을 갖는 MLO는 다음과 같이 정의된다.

(현재 FPGA 구현은 [-6, 6]의 절단 간격을 사용한다.)

2) 직사각형 펄스를 이용한 종래 스킴

3) 롤오프 계수가 0.5인 SRRC(square-raised raised cosine) 펄스를 사용하는 종래 스킴

MLO 펄스 및 SRRC 펄스의 경우, 다음 도면에서 절단 간격은 [-t1, t1]로 표시된다. 간략함을 위해, 위에서 정의한 MLO 펄스를 사용하여 원하는 시간 간격(예컨대, 마이크로 초 또는 나노 초)을 얻기 위해 쉽게 시간을 조정할 수 있다. SRRC 펄스의 경우, [-3T, 3T]의 절단 간격을 정한다. 여기서 T는 본 명세서에서 모든 결과에 대한 심볼 지속 시간이다.

대역폭 효율

X-dB 경계 전력 스펙트럼 밀도 대역폭은 전력 스펙트럼 밀도(PSD)가 PSD의 최대값보다 XdB 아래에 있는 가장 작은 주파수 간격으로 정의된다. X-dB는 대역 외 감쇠로 간주 될 수 있다.

대역폭 효율은 Hertz 당 초당 심볼로 표시된다. Hertz 당 초당 비트 수는 Hertz 당 초당 심볼과 심볼당 비트 수를 곱함(즉, M-ary QAM에 대해 log2M을 곱함)으로써 얻어 질 수 있다.

MLO 펄스의 절단은 심볼 간 간섭(ILI: inter-layer interferences)를 도입시킨다. 그러나, [-6, 6]의 절단 간격은 무시할 수 있는 ILI를 산출하는 한편, [-4,4]은 약간의 허용 가능한 ILI를 야기한다.

MLO의 대역폭 효율은 심볼 간 간섭(ISI)을 허용함으로써 향상될 수 있다. 이러한 향상을 실현하기 위해 송신 측 파라미터를 설계하고 수신기 측 검출 알고리즘과 오류 성능 평가를 개발할 수 있다.

이제 도 27을 참조하면, ML0 내의 각 층(SH0-SH2)의 파워 스펙트럼 밀도 및 결합된 3 층 MLO의 파워 스펙트럼 밀도가 도시되어 있다. (2702)는 SH0 층의 파워 스펙트럼 밀도를 도시하고, (2704)는 SH1 층의 파워 스펙트럼 밀도를 나타내고, (2706)은 SH2 층의 파워 스펙트럼 밀도를 나타내고, (2708)은 각 층의 결합된 파워 스펙트럼 밀도를 나타낸다.

이제 도 28을 참조하면, 결합된 3 층의 파워 스펙트럼 밀도 뿐만 아니라 각 층의 파워 스펙트럼 밀도가 로그 스케일로 도시되어 있다. (2702)는 SH0 층을 나타낸다. (2704)는 SH1 층을 나타낸다. (2706)은 SH2 층을 나타낸다. (2708)은 결합된 층을 나타낸다.

이제 도 29를 참조하면, 양자 레벨 오버레이 펄스 절단 간격이 [-6,6]이고 심볼 레이트가 1/6 인 대역 효율 비교 대 대역외 감쇠(X-dB)가 있다. 도 30을 참조하면, 양자 레벨 오버레이 펄스 절단 간격이 [-6,6]이고 심볼 속도가 1/4 인 대역 효율 비교 대 대역외 감쇠(X-dB)가 도시되어 있다.

QLO 신호는 아래의 물리학자의 특수 허미트 함수로부터 생성된다.

초기 하드웨어 구현은

를 이용하고,

는 자신의 부분과 일관성을 유지하기 위해M 스펙트럼 효율과 관련된 모든 수치에서 사용됨을 이해해야 한다.

결합된 QLO 신호의 저역 통과 등가 파워 스펙트럼 밀도(PSD)를 X(f)로 하고 그것의 대역폭을 B라고 한다. 여기서 대역폭은 다음 기준 중 하나에 의해 정의된다.

dBc 단위의 ACLR1(첫 번째 인접 채널 누설 률)은 다음과 같다.

dBc 단위의 ACLR2(두 번째 인접 채널 누설 률)는 다음과 같다.

대역외 전력 대 총 전력 비율은 다음과 같다.

dBc/100 kHz의 대역-에지 PSD는 다음과 같다.

이제 도 31을 참조하면, 제곱근 레이즈드 코사인 스킴 및 다층 오버레이 스킴 모두에 대해 ACLR1 및 ACLR2를 사용하는 성능 비교가 도시되어 있다. 라인(3102)은 ACLR1을 사용하는 MLO(3104) 대 ACLR1을 사용하는 제곱근 레이즈 코사인(3102)의 성능을 도시한다. 부가적으로, ACLR2를 사용한 MLO(3108)와 ACLR2를 사용한 제곱근 레이즈드 코사인(3106)의 비교도 도시되어 있다. 표 A는 ACLR을 사용한 성능 비교를 보여준다.

이제 도 32를 참조하면, 대역 외 파워를 사용하는 제곱근 레이즈드 코사인(3202)과 MLO(3204) 사이의 성능 비교가 도시되어 있다. 이제 표 B를 참조하면, 대역외 파워를 사용하는 성능의 보다 상세한 비교가 도시되어 있다.

이제 도 33을 참조하면, 대역 에지 PSD를 사용하는 제곱근 레이즈드 코사인(3302)과 MLO(3304) 간의 성능 비교가 더 제공된다. 성능 비교에 대한 자세한 내용은 표 C에 제공된다.

이제 도 34 및 도 35를 참조하면, 송신 서브 시스템(도 34) 및 수신기 서브 시스템(도 35)이 보다 구체적으로 도시되어 있다. 송수신기는 상업적으로 판매되지 않는 제품으로 제공되는 기본 건물 블록을 사용하여 실현된다. 변조, 복조 및 특수 허미트 코릴레이션 및 디-코릴레이션은 FPGA 보드에서 구현된다. 수신기(3400)의 FPGA 보드(3402)는 주파수 에러를 추정하고 아날로그-디지털(ADC) 보드(3406)로부터 데이터를 판독하는데 사용되는 데이터 클록(및 데이터)을 복원한다. FGBA 보드(3400)는 또한 디지털 I 및 Q 채널을 세그먼트화한다.

송신기 측(3400)에서, FPGA 보드(3402)는 디지털-아날로그(DAC) 보드(3404)를 제어하여 직접 변환 쿼드 변조기(3406) 내에서의 후속 업 컨버전을 위한 아날로그 I 및 Q 기저 대역 채널을 생성하기 위해 필요한 제어 신호 뿐만 아니라 특수 허미트 코릴레이션된 QAM 신호를 실현한다. 직접 변환 쿼드 변조기(3406)는 오실레이터(3408)로부터 오실레이터 신호를 수신한다.

ADC(3506)는(3510)으로부터 오실레이터 신호를 수신하는 쿼드 복조기(3508)로부터 I 및 Q 신호를 수신한다.

통신이 짧은 거리에서 이루어지기 때문에 송신기의 전력 증폭기나 수신기의 LNA는 모두 사용되지 않는다. 2.4-2.5 GHz(ISM 대역)의 주파수 대역이 선택되지만, 임의의 관심 주파수 대역이 사용될 수 있다.

MIMO는 다이버시티를 이용하여 어느 정도의 스펙트럼 효율 증가를 달성한다. 안테나로부터의 각각의 신호는 독립적인 직교 채널로서 역할한다. QLO를 사용하면 스펙트럼 효율의 이득은 심볼 내에서 발생하며, 각 QLO 신호는 모든 순열에서 서로 직교하므로 독립적인 채널로 역할한다. 그러나, QLO는 프로토콜 스택(물리적 계층)의 하단에 구현되므로, 더 높은 수준의 프로토콜(즉, 전송)의 임의의 기술이 QLO와 함께 작동한다. 따라서 QLO와 함께 모든 기존 기술을 사용할 수 있다. 여기에는 페이딩 방지를 위한 레이크 수신기와 이퀄라이저, 시간 분산을 방지하기 위한 순환 프리픽스 삽입, 빔 성형을 사용하는 다른 모든 기술들, 및 스펙트럼 효율성을 더욱 높이기 위한 MIMO를 포함한다.

실제 무선 통신 시스템의 스펙트럼 효율을 고려할 때, 실질적으로 상이한 대역폭 정의(및 또한 실제 송신 신호의 엄격한 대역 제한 특성이 아닌) 때문에, 아래의 접근 방법이 더 적절할 수 있다.

이제 도 36을 참조하면, 등가 이산 시간 시스템을 고려하고, 그 시스템에 대한 섀넌 용량을 얻는다(Cd로 표시됨). 예컨대, AWGN의 기존 QAM 시스템과 같은 이산 시간 시스템과 관련하여, 시스템은 다음과 같다.

여기서, a는 채널 이득 및 진폭 스케일링을 나타내는 스칼라이고, x[n]은 단위 평균 에너지(스케일링은 a에 내포됨)를 갖는 입력 신호(QAM 심볼)이고, y[n]은 복조기(정합 필터) 출력 심볼이며, 인덱스 n은 이산 시간 인덱스이다.

대응 섀넌 용량은 다음과 같다.

여기서 σ2는 잡음 분산(복소 차원)이고, |a|2/σ2는 이산 시간 시스템의 SNR이다.

둘째, 채택된 대역폭 정의(예컨대, 대역외 파워 -40 dBc로 정의된 대역폭)에 따라 대역폭, W를 계산한다. 이산 시간(또는 C_d 비트를 전송하는 데 필요한 시간)의 샘플에 해당하는 심볼 지속 시간을 T라고 하면 스펙트럼 효율은 다음과 같이 구할 수 있다.

AWGN 채널의 이산 시간 시스템에서, 터보 또는 유사한 코드를 사용하면 섀넌 한계 C_d에 매우 근접한 성능을 제공할 것이다. 이산 시간 영역에서의 성능은 사용되는 펄스 모양에 관계없이 동일하다. 예를 들어, SRRC(제곱근 레이즈드 코사인) 펄스 또는 직사각형 펄스를 사용하면 동일한 C_d(또는 C_d/T)를 얻을 수 있다. 그러나, 연속 시간 실제 시스템을 고려할 때, SRRC와 직사각형 펄스의 대역폭은 상이할 것이다. 일반적인 실제 대역폭 정의의 경우 SRRC 펄스의 대역폭은 직사각형 펄스의 대역폭보다 작으므로 SRRC가 더 우수한 스펙트럼 효율을 제공한다. 즉, AWGN 채널의 이산 시간 시스템에서는 개선 할 여지가 거의 없다. 그러나, 연속적인 실제 시스템에서, 스펙트럼 효율성의 개선을 위한 상당한 여지가 있을 수 있다.

이제 도 37을 참조하면, MLO, 변형 MLO(MMLO) 및 제곱근 레이즈드 코사인(SRRC)의 PSD 플롯(BLANK)이 도시되어 있다. 도 37의 도면에서 MLO의 더 나은 위치 파악 특성을 보여준다. MLO의 장점은 대역폭이다. 도 37은 또한 인접 채널들에 대한 간섭들이 MLO에 대해 훨씬 더 작을 것임을 보여준다. 이는 여러 채널 및 시스템의 스펙트럼 자원을 관리, 할당 또는 패키징하는 데 추가적인 이점을 제공하며 전반적인 스펙트럼 효율을 더욱 향상시킨다. 대역폭이 -40dBc 대역외 파워로 정의된 경우 MLO 및 SRRC의 대역 내 PSD는 도 37에 도시되어 있다. 대역폭의 비율은 약 1.536이다. 따라서, 스펙트럼 효율의 개선을 위한 상당한 여지가 있다.

수정된 MLO 시스템은 각 블록이 N 개의 MLO 심볼을 포함하고 각 MLO 심볼이 L 개의 층을 갖는 블록 처리에 기반한다. MMLO는 도 39에 도시된 바와 같이 상이한 채널 SNR을 갖는 병렬(가상) 직교 채널로 변환 될 수 있다. 출력은 MMLO의 등가 이산 시간 병렬 직교 채널을 제공한다.

심볼 간 간섭으로 인한 MLO의 펄스 오버랩은 병렬 직교 채널 변환에 의해 해결되었음을 이해해야 한다. 일례로서, 블록 당 3 층 및 40 개의 심볼을 갖는 MMLO의 병렬 직교 가상 채널의 파워 이득이 도 40에 도시된다. 도 39는 3 개의 층 및 T_sim = 3을 갖는 MMLO의 평행 직교 채널의 채널 파워 이득을 도시한다. 물 충진 용액을 적용함으로써, 고정된 송신 파워에 대한 직교 채널을 통한 최적의 전력 분포가 얻어 질 수 있다. k 번째 직교 채널상의 송신 전력은 P_k로 표시된다. 그러면 MMLO의 이산 시간 용량은 다음과 같이 주어질 수 있다.

K는 MLO 층 수, 블록 당 MLO 심볼 수 및 MLO 심볼 지속 시간에 따라 달라짐을 이해해야 한다.

[-t1, t1], 및 심볼 지속 시간 T_mlo로 정의된 MLO 펄스 기간 동안, MMLO 블록 길이는 다음과 같다.

채택된 대역폭 정의(ACLR, OBP 또는 기타)에 기반한 MMLO 신호의 대역폭이 W_mmlo라고 가정하면, MMLO의 실제 스펙트럼 효율은 다음과 같이 주어진다.

도 41-42는 블록 당 N = 40 심볼, L = 3 층, T_mlo = 3, t₁ = 8을 갖는 MMLO와, 및 지속 시간 [-8T, 8T], T = 1, 및 5 dB의 SNR에서, 롤-오프 인자 β = 0.22를 갖는 SRRC의 스펙트럼 효율 비교를 도시한다. ACLR1(첫 번째 인접 채널 누설 전력 비율) 및 OBP(대역 외 전력)에 기반한 두 가지 대역폭 정의가 사용된다.

도 43-44는 L = 4 층을 갖는 MMLO의 스펙트럼 효율 비교를 보여준다. 특정 대역폭 정의에 대한 스펙트럼 효율과 MMLO의 이득을 다음 표에 표시된다.

이제 도 45 및 도 46를 참조하면, 저역 통과 등가 MMLO 송신기(도 45) 및 수신기(도 46)의 기본 블록도가 제공되어 있다. 저역 통과 등가 MMLO 송신기(4500)는 블록 기반 송신기 프로세싱(4504)에서 다수의 입력 신호(4502)를 수신한다. 송신기 프로세싱은 I & Q 출력을 생성하는 SH(L-1) 블록(4506)으로 신호를 출력한다. 그 다음, 이들 신호들은 모두 전송을 위해 결합 회로(4508)에서 함께 결합된다.

기저 대역 수신기(도 46)(4600) 내에서, 수신된 신호는 분리되어 일련의 정합 필터(4602)에 인가된다. 그 다음, 매치 필터의 출력은 다양한 출력 스트림을 생성하기 위해 블록 기반 수신기 처리 블록(4604)에 제공된다.

각 MLO 심볼이 L 개의 층으로부터 L 개의 심볼을 운반하는 N 개의 MLO 심볼 블록을 고려하자. 그러면, 블록에 NL 심볼이 존재한다. c(m, n) = n 번째 MLO 심볼에서 m 번째 MLO 계층에 의해 전송된 심볼로 정의하자. 모든 NL 개의 블록 심볼을 다음과 같이 열 벡터로 작성한다. c = [c(0,0), c(1,0), ..., c(L-1, 0), c(0,1), c(1,1), ..., c(L-1, 1), ..., c(L-1, N-1)]T. 그러면 길이 NL의 열 벡터 y에 의해 정의된 AWGN 채널에서 전송된 블록에 대한 수신기 매치 필터의 출력은 y = Hc + n 으로 나타낼 수 있고, 여기서 H는 등가 MLO 채널을 나타내는 NL×NL 행렬이고, n은 상관된 가우시안 잡음 벡터이다.

H에 SVD를 적용하면 H = U D VH가 되며, 여기서 D는 단일 값을 포함하는 대각 행렬이다. V를 사용하는 송신기 측 프로세싱 및 수신기 측 프로세싱(UH)은 NL개의 병렬 직교 채널을 갖는 등가 시스템을 제공한다(즉, y = H Vc + n 및 UH y = Dc + UH n). 이러한 병렬 채널 이득은 D의 대각선 요소에 의해 주어진다. 이러한 병렬 채널의 채널 SNR을 계산할 수 있다. 송신 및 수신 블록 기반 프로세싱에 의해, 병렬 직교 채널을 얻음으로써 ISI 문제가 해결된다는 것을 이해해야 한다.

이러한 병렬 채널의 채널 SNR은 동일하지 않기 때문에, 고정된 전체 송신 파워가 주어지면 각 채널의 송신 전력을 계산하기 위해 최적의 물 충전 솔루션을 적용할 수 있다. 이 전송 파워 및 대응 채널 SNR을 사용하여 이전 보고에서 제공된 것과 동일한 시스템의 용량을 계산할 수 있다.

페이딩, 다중 경로 및 다중 셀 간섭 문제

종래의 시스템에서 채널 페이딩을 중화 시키는데 사용되는 기술(예를 들어, 다이버시티 기술) 또한 MMLO에 적용될 수 있다. 천천히 변화하는 다중 경로 분산 채널의 경우, 채널 임펄스 응답이 피드백 될 수 있다면, 위에서 언급한 등가 시스템에 통합할 수 있으며 채널 유도 ISI와 의도적으로 도입된 MMLO ISI를 함께 처리할 수 있다. 고속 시변 채널 또는 채널 피드백이 불가능할 경우, 수신기에서 채널 등화가 수행되어야 한다. 블록 기반 주파수 도메인 등화가 적용될 수 있으며 오버 샘플링이 필요할 것이다.

MMLO와 기존 시스템에 대해 동일한 인접 채널 전력 누출을 고려하면, 인접 셀의 간섭 전력은 두 시스템에서 거의 동일하다. 간섭 제거 기술이 필요한 경우 MMLO를 위해 개발 될 수도 있다.

범위 및 시스템 설명

이 보고는 다양한 심볼 간 간섭 레벨을 갖는 부가 백색 가우시안 잡음 채널에서 MLO 신호의 심볼 오류 확률(또는 심볼 오류율) 성능을 나타낸다. 참고로 ISI가 없는 통상적인 QAM의 성능도 포함된다. 동일한 QAM 크기가 MLO 및 통상적인 QAM의 모든 층에 대해 고려된다.

MLO 신호는 물리학자의 특수 허미트 함수로부터 생성된다.

여기서, Hn(αt)는 n 차 허미트 다항식이다. 실험실 설정에 사용되는 함수는

에 대응하고, 일관성을 위해

이 이 보고서에서 사용된다는 것에 유의해야 한다.

위의 함수에서 n = 0 ~ 2, 0 ~ 3 또는 0 ~ 9에 해당하는 3, 4 또는 10 층을 갖는 MLO 신호가 사용되고 펄스 지속 시간(t의 범위)은 [-8, 8]이다.

완벽하게 동기화된 AWGN 채널이 고려된다.

수신기는 임의의 간섭 제거, 즉 정합 필터 출력에서의 QAM 슬라이싱없이 정합 필터 및 종래의 검출기로 구성된다.

여기서 T_p는 펄스 지속 시간(고려된 설정에서 16)이고, Tsym은 각 MLO 계층의 심볼 레이트의 역수이다. 고려된 사례는 다음 표에 나열된다.

변조에 사용되는 신호 유도

이를 위해, 양자 역학 형식에 가까운 복소수 형태로 신호 진폭 s(t)를 표현하는 것이 편리 할 것이다. 따라서 복소 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 s(t)와 σ(t)는 서로의 힐버트 변환이고, σ(t)가 s(t)의 쿼드러쳐 이므로, 유사한 스펙트럼 성분을 갖는다. 즉, 그들이 음파의 진폭이라면, 귀는 한 형태를 다른 형태와 구별할 수 없다.

푸리에 변환 쌍을 아래와 같이 정의한다.

또한, 모든 모멘트를 M0로 정규화한다.

그러면, 모멘트는 다음과 같다.

일반적으로, s(t)에 가깝게 맞추고 다항식의 계수를 데이터 표현으로 사용하기 위해 신호, s(t)를 차수 N의 다항식으로 나타내는 것을 고려할 수 있다. 이는 처음 N 개의 "모멘트" M_j가 데이터를 나타내도록 하는 방식으로 다항식을 지정하는 것과 동등하다. 즉, 다항식의 계수 대신에 모멘트를 사용할 수 있다. 또 다른 방법은 시간의 파워 대신, N 개의 직교 함수, φ_k(t)의 세트로 신호, s(t)를 확장하는 것이다. 여기서, 데이터를 직교 확장 계수로 간주할 수 있다. 이러한 직교 함수의 한 클래스는 사인 함수와 코사인 함수이다(푸리에 급수와 같음).

그러므로, 아래와 같은 모멘트를 갖는 직교 함수 ψ를 사용하여 위의 모멘트를 표현할 수 있다.

유사하게,

복소 신호를 사용하지 않는다면,

시간 도메인에서 주파수 도메인까지의 평균값을 나타내기 위해, 아래와 같이 대치한다.

이것은 고전적 모멘텀이 연산자가 되는 양자 역학에서의 다소 신비로운 규칙과 동일하다.

따라서 위의 대입을 사용하면, 아래식이 얻어진다.

그리고

이제. 유효 지속 기간 및 유효 대역폭을 아래와 같이 정의할 수 있다.

그러나, 우리는 다음을 알고 있다.

아래와 같이 대입하면 단순화할 수 있다.

또한, 우리는 다음을 알고 있다

그러므로,

이제,

대신에, 등식

을 강제하고 어떤 신호가 이 등식을 충족하는지 확인하는데 관심이 있다. 고정 대역폭 Δf가 주어지면, 가장 효율적인 전송은 시간-대역폭 프로덕트

를 최소화하는 것이다. 주어진 대역폭 Δf에 대하여, 최소 시간에서 송신을 최소화하는 신호는 가우시안 엔벨로프가 될 것이다. 그러나 유효 대역폭은 종종 주어지지 않지만, 전체 대역폭 f₂-f₁은 항상 주어진다. 이제, 최단 유효 시간에 이 채널을 통해 전송될 수 있는 신호 형상, 및 그 유효 기간은 무엇인가?

여기서, φ(f)는 범위 f₂-f₁ 범위 밖에서 0이다.

최소화를 수행하기 위해, 변량법(라그랑쥬의 승수 기법(Lagrange 's Multiplier technique))을 사용한다. 분모는 상수이므로, 아래와 같이 분자를 최소화 할 필요가 있다.

이것은 다음의 경우에만 가능하다.

이에 대한 해법은 아래의 형태이다.

이제, 파가 무한대에서 사라지지만 여전히 아래와 같은 최소 시간-대역폭 프로덕트를 충족시킬 것을 요구한다면,

그러면, 아래와 같은 고조파 발진기의 파동 방정식이 얻어진다.

다음 경우에만 무한대에서 사라진다.

여기서, H_n(τ)은 허미트 함수이고,

따라서, 허미트 함수 H_n(τ)는 1/2, 3/2, 5/2, ...의 정보 블록을 차지하며, 최소 정보 퀀텀은 1/2이다.

압착된 상태

여기서, 디랙 대수학의 양자 역학 접근법을 사용하여 가장 일반적인 형태의 완전한 아이겐 함수를 도출할 것이다. 먼저 다음 연산자를 정의한다.

이제, Δx와 Δp를 다음과 같이 정의 할 준비가 되었다.

이제, 매개 변수화를 다르게 하고 두 변수 λ와 μ 대신에 다음과 같은 하나의 변수 ξ만을 사용할 것이다.

이제, 압착된 경우의 아이겐 상태는 다음과 같다.

이제, 아래와 같은 압착된 연산자를 고려할 수 있다.

분포 P(n)에 대해, 아래 식을 가질 것이다.

따라서, 최종 결과는 다음과 같다.

자유 공간 통신

본 명세서에서 전술한 광학 각운동량 처리 및 다층 오버레이 변조 기술이 광학 네트워크 프레임워크 내에서 유용함을 보여줄 수 있는 추가 구성이 자유 공간 광학 통신과 함께 사용된다. 자유 공간 광학 시스템은 기존의 UHF RF 기반 시스템에 비해 시스템 간 격리도 개선, 수신기/송신기의 크기 및 비용, RF 라이센스 법의 부재, 및 한 시스템으로 공간, 조명 및 통신을 결합함으로써 다양한 이점을 제공한다. 이제 도 47을 참조하면, 자유 공간 통신 시스템의 동작 예가 도시되어 있다. 자유 공간 통신 시스템은 자유 공간 광학 수신기(4704)에 광 빔(4706)을 전송하는 자유 공간 광학 송신기(4702)를 이용한다. 광섬유 네트워크와 자유 공간 광 네트워크의 주요 차이점은 정보 빔이 광섬유 케이블이 아닌 빈 공간을 통해 전송된다는 것이다. 이것은 다수의 링크 어려움을 야기하는데, 이는 이하에서보다 충분히 논의 될 것이다. 자유 공간 광학은 보이지 않는 광선을 사용하여 송신기(4702)와 수신기(4704) 사이에서 최대 2.5Gbps의 데이터, 음성 및 비디오 통신을 전송 및 수신할 수 있는 광 대역폭 연결을 제공하는 시야(line of sight) 기술이다. 자유 공간 광학은 광섬유 케이블을 사용하지 않는 것을 제외하고는 광섬유와 동일한 개념을 사용한다. 자유 공간 광학 시스템은 광 스펙트럼의 하단부에 있는 적외선(IR) 스펙트럼 내의 광 빔(4706)을 제공한다. 구체적으로, 광 신호는 파장에 관하여 300GHz 내지 1 테라헤르츠의 범위 이내이다.

현재 존재하는 자유 공간 광학 시스템은 최대 2.5 킬로미터의 거리에서 초당 최대 10 기가비트의 데이터 속도를 제공할 수 있다. 우주 공간에서 자유 공간 광 통신의 통신 범위는 현재 수천 킬로미터 정도이지만 빔 확장기로 광학 망원경을 사용하여 수백만 킬로미터의 행성 간 거리를 연결하는 잠재력이 있다. NASA는 2013 년 1월에 모나리자의 이미지를 대략 240,000 마일 떨어진 달의 정찰 위성으로 전송하는 데 레이저를 사용했다. 대기의 간섭을 보상하기 위해 컴팩트 디스크 내에서 사용되는 것과 유사한 오류 수정 코드 알고리즘이 구현되었다.

광 통신을 위한 거리 기록은 우주 탐사선에 의한 레이저 광선의 탐지와 방출을 포함한다. 메신저(MESSENGER) 우주선에 탑재된 수성 레이저 고도계 장비에 의해 통신에 대한 양방향 거리 기록을 수립했다. 수성 탐사 임무를 위한 레이저 고도계로 설계된 이러한 적외선 다이오드 네오디뮴 레이저는 2005년 5월에 우주선이 지구 부근을 비행할 때 대략 15,000,000 마일(24,000,000 킬로미터) 거리에서 통신할 수 있었다. 이전 기록은 갈릴레오 프로브에 의한 지구로부터의 레이저 광의 단방향 탐지로 설정되었는데, 두 개의 지상 기반 레이저는 1992 년에 아웃 바운드 프로브에 의해 6,000,000 킬로미터에서 보였다. 연구자들은 실내 로컬 네트워크 통신을 위해 백색 LED 기반의 공간 조명 시스템을 사용했다.

이제 도 48을 참조하면, 본 개시물에 따른 궤도 각운동량 및 다중 레벨 오버레이 변조를 사용하는 자유 공간 광학 시스템의 블록도가 도시되어 있다. 본 개시는 OAM 및 MLO 변조를 사용하는 시스템에 대해 이루어지지만, 시스템은 이들 기술 중 하나만 구현할 수도 있고, 또는 이들 중 어느 것도 구현하지 않을 수도 있음을 이해할 것이다. OAM 트위스트 신호는 광섬유를 통해 전송되는 것과 더불어 자유 광학을 사용하여 전송될 수도 있다. 이 경우, 전송 신호는 FSO 송수신기(4804) 각각의 전송 회로(4802) 내에서 생성된다. 자유 공간 광학 기술은 FSO 기반 광 무선 유닛 간의 연결성을 기반으로 하며, 각각은 전이중 개방 쌍 및 양방향 폐쇄 쌍성 기능을 제공하는 송신기(4802)및 수신기(4806)가 있는 광 송수신기(4804)로 구성된다. 각각의 광 무선 송수신기 유닛(4804)은 대기를 통해 정보를 수신하는 다른 렌즈(4810)에 광을 전달하기 위한 렌즈 또는 망원경(4810)을 더한 광학 소스(4808)를 더 포함한다. 이 포인트에서, 수신 렌즈 또는 망원경(4810)은 광섬유(4812)를 통해 고감도 수신기(4806)에 연결된다. 송신 송수신기(4804a) 및 수신 송수신기(4804b)는 서로 시선을 가져야 한다. 나무, 건물, 동물 및 대기 조건 모두가 이러한 통신 매체에 필요한 시야를 방해할 수 있다. 시선이 매우 중요하기 때문에, 일부 시스템에서는 전반적인 신호 품질에 큰 영향을 미치지 않으면서도 상당한 시선 간섭을 견딜 수 있는 큰 시야를 포함하는 빔 발산 또는 확산된 빔 접근법을 사용한다. 이 시스템은 또한 송수신기가 흔들리는 고층 건물 또는 다른 구조물 상에 장착된 경우에도 수신 송수신기(3404b) 상에 긴밀하게 포커싱된 빔을 유지하는 자동 추적 메커니즘(4814)을 구비할 수 있다.

광원(4808)과 함께 사용되는 변조된 광원은 전형적으로 시스템의 모든 송신기 성능을 결정하는 전송된 광 신호를 제공하는 레이저 또는 발광 다이오드(LED)이다. 수신기(4806) 내의 검출기 감도 만이 전체 시스템 성능에서 똑같이 중요한 역할을 한다. 통신 목적으로, 초당 20 메가 비트에서 초당 2.5 기가비트까지 변조할 수 있는 레이저만이 현재의 시장 요구를 충족시킬 수 있다. 또한, 장치가 변조되는 방법과 변조된 전력이 얼마나 많이 생성되는지는 모두 장치 선택에 중요하다. 780-850 nm 및 1520-1600 nm 스펙트럼 대역의 레이저는 주파수 요구 사항을 충족한다.

상업적으로 이용 가능한 FSO 시스템은 1 또는 2 개의 시스템이 10,000 nm의 IR 파장에서 작동하도록 개발된 750 내지 1600 nm의 근 IR 파장 범위에서 작동한다. 대기를 통해 이동할 때 광 에너지의 물리적 특성과 전송 특성은 가시 광선 및 근적외선 파장 범위 전체에서 유사하지만, 특정 시스템을 위해 어떤 파장이 선택되는지에 영향을 미치는 여러 요소가 있다.

대기는 가시광선 및 근적외선 파장에서 매우 투명하다고 간주된다. 그러나, 특정 파장 또는 파장 대역은 심각한 흡수를 경험할 수 있다. 근적외선 파장에서, 흡수는 주로 맑은 날씨 조건 하에서도 대기의 고유한 부분인 물 입자(즉, 수분)에 반응하여 발생한다. 700 내지 10,000 nm 파장 범위 내에서 거의 투명(즉, 킬로미터 당 0.2 dB 미만의 감쇠를 가짐)한 몇몇 투과 창이 존재한다. 이러한 파장은 780-850 nm 및 1520-1600 nm의 창에서 작동하도록 설계된 대부분의 자유 공간 광학 시스템과 함께 특정 중심 파장 주위에 있다.

780-850 nm 범위의 파장은 자유 공간 광학 작동에 적합하며, 더 높은 레이저 원은 이 범위에서 작동할 수 있다. 780 nm에서 저렴한 CD 레이저가 사용될 수 있지만, 이 레이저의 평균 수명은 문제가 될 수 있다. 이 문제는 레이저를 최대 정격 출력 파워의 일부로 구동시킴으로써 수명을 크게 늘릴 수 있다. 약 850 ㎚에서, 광학 소스(4808)는 네트워크 전송 장비에서 용이하게 이용 가능하며 일반적으로 사용되는 저렴하고 고성능의 송신기 및 검출기 구성요소를 포함할 수 있다. 고도로 민감한 실리콘(SI) 애벌란시 포토다이오드(APD) 검출기 기술 및 진보된 수직 공동 방출 레이저가 광학 소스(4808) 내에서 이용될 수 있다.

VCSEL 기술은 780 ~ 850nm 범위에서 작동하는 데 사용될 수 있다. 이 기술의 가능한 단점은 나이트 비전 스코프를 이용하여 빔 탐지를 하는 것인데, 이 기술을 사용하여 감지된 광선을 복조하는 것은 여전히 불가능하다.

1520-1600nm 범위의 파장은 자유 공간 송신에 매우 적합하며, 고품질 송신기 및 검출기 구성요소는 광학 소스 블록(4808) 내에서 사용하는데 쉽게 이용 가능하다. 이 파장 범위 내에서 낮은 감쇠와 높은 구성요소 가용성의 조합은 파장 분할 다중화(WDM) 자유 공간 광학 시스템의 개발을 가능하게 만든다. 그러나, 구성요소들은 일반적으로 더 비싸고 탐지기는 일반적으로 덜 민감하며 850 nm 파장에서 작동하는 실리콘 애벌란시 포토다이오드 탐지기와 비교할 때 수신 표면적이 더 작다. 이러한 파장은 고출력(500 밀리 와트 이상) 및 높은 데이터 전송 속도(초당 2.5 기가바이트 이상)에 중요한 에르븀 첨가 광섬유 증폭기 기술과 호환된다. 동일한 안구 안전 등급을 위해 780-850 nm 파장에서 전송할 수 있는 것보다 1520-1600 nm 파장에서 50 내지 65 배 더 많은 전력이 전송될 수 있다. 이러한 파장의 단점은 나이트 비전 스코프로 빔을 탐지할 수 없다는 것을 포함한다. 나이트 비전 스코프는 정렬 회로(4814)를 통해 빔을 정렬하기 위해 사용될 수 있는 하나의 기술이다. 클래스 1 레이저는 인트라빔 뷰잉(intrabeam viewing)을 위한 광학기구의 사용을 포함하여 합리적으로 예측 가능한 동작 조건 하에서 안전하다. 클래스 1 시스템은 제한없이 임의의 위치에 설치될 수 있다.

다른 잠재적인 광원(4808)은 클래스 1M 레이저를 포함한다. 클래스 1M 레이저 시스템은 302.5 내지 4000 nm의 파장 범위에서 작동하며, 이는 합리적으로 예측 가능한 조건에서는 안전하지만, 사용자가 빔 경로의 일부 내에서 광학 기기를 사용하는 경우 위험할 수 있다. 따라서, Class 1M 시스템은 광학 보조 장치의 안전하지 않은 사용이 방지될 수 있는 위치에만 설치해야 한다. 광원(4808)에 사용될 수 있는 클래스 1 및 클래스 1M 레이저의 다양한 특성의 예가 아래의 표 G에 예시되어 있다.

10,000 nm 파장은 상용 자유 공간 광학 분야에 비교적 새 것이고 더 나은 안개 전송 능력으로 인해 개발되고 있다. 안개의 종류와 지속 시간에 크게 의존하기 때문에 현재 이러한 특성에 관한 상당한 논의가 있다. 보통의 통신 장비에는 사용되지 않기 때문에 10,000 nm 파장에서 사용할 수 있는 부품이 거의 없다. 또한, 10,000 nm의 에너지는 유리를 관통하지 못하므로 창 뒤 배치는 적합하지 않다.

이러한 파장 창에서, FSO 시스템은 다음과 같은 특성을 가져야 한다. 이 시스템은 장거리 FSO 시스템 전송에 중요한, 높은 파워 레벨에서 작동할 수 있어야 한다. 이 시스템은 고속 FSO 시스템에 중요한 고속 변조 기능을 제공할 수 있어야 한다. 이 시스템은 전체 시스템 설계 및 유지 관리에 중요한 작은 풋 프린트 및 낮은 전력 소비를 제공해야 한다. 이 시스템은 성능 저하없이 넓은 온도 범위에서 작동할 수 있어야 시스템이 실외 시스템에 유용할 수 있다. 또한 평균 고장 간격은 10 년을 초과해야 한다. 현존하는 FSO 시스템은 일반적으로 짧은 IR 파장 범위에서 작동하기 위해 VCSELS를 사용하고, 더 긴 IR 파장 범위에서 작동하기 위해 파브리-페롯(Fabry-Perot) 또는 분산 피드백 레이저를 사용한다. 다른 몇몇 종류의 레이저가 고성능 FSO 시스템에 적합하다.

궤도 각 운동량 처리 및 다층 오버레이 변조를 사용하는 자유 공간 광학 시스템은 여러 가지 이점을 제공할 것이다. 이 시스템은 매우 편리 할 것이다. 자유 공간 광학은 라스트 마일(last-mile) 연결 또는 두 건물 간의 연결에 대하여 무선 솔루션을 제공한다. 광섬유 케이블을 파거나 묻을 필요가 없다. 자유 공간 광학은 또한 RF 라이센스가 필요 없다. 이 시스템은 업그레이드가 가능하며, 그것의 개방형 인터페이스는 다양한 공급 업체의 장비를 지원한다. 이 시스템은 창 뒤에 설치할 수 있으므로 값 비싼 옥상을 설치할 필요가 없다. 또한 무선 주파수 간섭 또는 포화(saturation)에 영향을 받지 않는다. 이 시스템은 또한 매우 신속하다. 이 시스템은 초 당 2.5 기가비트의 데이터 처리량을 제공한다. 이는 두 위치 간에 파일을 전송할 수 있는 충분한 대역폭을 제공한다. 파일 크기가 커짐에 따라 자유 공간 광학은 이러한 파일을 효율적으로 전송하는 데 필요한 대역폭을 제공한다.

자유 공간 광학은 또한 안전한 무선 솔루션을 제공한다. 레이저 빔은 스펙트럼 분석기 또는 RF 미터로 감지할 수 없다. 광선이 보이지 않으므로 찾는 것이 어렵다. 데이터를 전송하고 수신하는 데 사용되는 레이저 빔은 매우 좁다. 이는 전송되는 데이터를 가로 채는 것이 거의 불가능함을 의미한다. 데이터를 가로채기 위해서는, 수신기와 송신기 사이의 시야 내에 있어야 한다. 이 경우, 수신 사이트에서 연결이 끊어졌음을 경보할 것이다. 따라서, 자유 공간 광학 시스템에 최소한의 보안 업그레이드만 필요할 것이다.

그러나, 자유 공간 광학 시스템에는 몇 가지 약점이 있다. 자유 공간 광학 시스템의 거리는 매우 제한되어 있다. 현재 운영 거리는 약 2km 이내이다. 이것은 뛰어난 처리량을 갖춘 강력한 시스템이지만, 거리의 한계는 대규모 구현에 큰 장애물이다. 또한 모든 시스템은 전송 중에 항상 시야를 유지해야 한다. 환경이나 동물과 같은 장애물이 전송을 방해할 수 있다. 자유 공간 광학 기술은 자유 공간 광학 시스템 성능 용량에 영향을 줄 수 있는 대기의 변화에 대처하도록 설계되어야 한다.

자유 공간 광학 시스템에 영향을 미칠 수 있는 것은 안개이다. 짙은 안개는 자유 공간 광학 시스템의 작동에 대한 주요 도전 과제이다. 비와 눈은 자유 공간 광학 기술에 거의 영향을 미치지 않지만 안개는 다르다. 안개는 직경이 수백 마이크로미터에 불과한 물방울로 이루어진 증기이지만, 흡수, 산란 및 반사의 조합을 통해 빛의 특성을 수정하거나 빛의 경로를 완전히 방해할 수 있다. 자유 공간 광 기반 무선 제품을 배포 할 때 안개에 대처하기 위한 주된 대답은 FSO 링크된 거리를 줄이고 네트워크 리던던시를 추가하는 네트워크 설계를 통한 것이다.

흡수는 다른 문제이다. 지구 대기에서 부유한 물 분자가 광자를 소화시킬 때 흡수가 발생한다. 이는 자유 공간 광학 빔의 출력 밀도(감쇠)를 감소시키고 시스템의 가용성에 직접적인 영향을 미친다. 흡수는 다른 파장보다 일부 파장에서 더 쉽게 발생한다. 그러나, 대기 조건을 기반으로 한 적절한 전력 사용과 공간 다이버시티(FSO 기반 장치 내의 다중 빔) 사용은 필요한 수준의 네트워크 가용성을 유지하는 데 도움이 된다.

태양 간섭도 문제이다. 자유 공간 광학 시스템은 더 큰 조리개 렌즈와 함께 고감도 수신기를 사용한다. 결과적으로, 자연 배경 광은 자유 공간 광학 신호 수신을 방해할 수 있다. 이것은 특히 강렬한 햇빛과 관련된 배경 방사선의 높은 수준의 경우에 그러하다. 경우에 따라, 태양이 수신기의 시야 내에 있을 때 직사광선이 몇 분 동안 링크 고장을 일으킬 수 있다. 그러나, 수신기가 태양 직사광선 조사 효과에 가장 민감한 시기는 쉽게 예측 될 수 있다. 장비의 직접 노출을 피할 수 없는 경우, 시야의 범위를 좁히거나 좁은 대역폭의 광 필터를 사용하면 시스템 성능을 향상시킬 수 있다. 유리 표면에서 반사되는 햇빛으로 인한 간섭도 가능하다.

산란 문제는 연결 가용성에도 영향을 줄 수 있다. 산란은 파장이 산란자와 충돌할 때 발생한다. 산란자의 물리적 크기가 산란의 유형을 결정한다. 산란자가 파장보다 작으면 이를 레일리 산란이라 한다. 산란자가 파장에 필적하는 크기인 경우, 이것은 미(Mie) 산란으로 알려져 있다. 산란이 파장보다 훨씬 클 때, 이는 비선택적 산란으로 알려져 있다. 산란 시, 흡수와 달리 에너지가 손실되지 않으며 장거리에서 빔 강도가 크게 감소할 수 있는 에너지의 방향성 재분배만 존재한다.

나는 새나 건설 크레인과 같은 물리적 장애물은 일시적으로 단일 빔 자유 공간 광학 시스템을 차단할 수 있지만, 이는 단지 짧은 인터럽션을 유발하는 경향이 있다. 장애물이 움직이면 전송은 자동으로 쉽게 재개된다. 광 무선 제품은 멀티 빔(공간 다이버시티)을 사용하여 다른 대기 조건뿐만 아니라 일시적 장애를 처리하여 가용성을 높인다.

건물의 움직임은 수신기와 송신기 정렬을 뒤엎을 수 있다. 자유 공간 광학 기반 광 무선 제품은 발산 광선을 사용하여 연결을 유지한다. 추적 메커니즘과 결합하면 다중 빔 FSO 기반 시스템이 훨씬 뛰어난 성능과 설치 단순성을 제공한다.

섬광(scintillation)은 지구에서 나오는 뜨거운 공기 또는 다른 공기 포켓 사이의 온도 변화를 만드는 난방 덕트와 같은 인공 장치로 인해 발생한다. 이는 신호 진폭의 변동을 야기할 수 있으며, 이로 인해 자유 공간 광학 기반 수신단에서 "이미지 댄싱"이 발생된다. 이 섬광 효과는 "굴절 난류"라 한다. 이것은 주로 광선에 두 가지 영향을 준다. 빔 방황은 빔보다 크지 않은 격렬한 소용돌이가 원인이다. 빔 확산은 대기를 통해 전파되는 광 빔의 확산이다.

이제 도 49a 내지 도 49d를 참조하면, 광 링크 내에서 더 높은 데이터 용량을 달성하기 위해, 다중 데이터 채널들의 다중화로부터 추가적인 자유도가 이용되어야 한다. 또한, 두 가지 서로 다른 직교 다중화 기술을 함께 사용하면 시스템 성능과 대역폭을 크게 향상시킬 수 있다.

이 가능성을 이용할 수 있는 하나의 멀티플렉싱 기술은 궤도 각 운동량(OBM)을 이용한 모드 분할 멀티플렉싱(MDM)이다. OAM 모드는 자유 공간 광학 시스템 또는 광섬유 시스템 내의 레이저 빔을 말하며, 파면에서 e^ilφ의 위상 항을 가지며, φ는 방위각이고 l은 OAM 값(토폴로지 전하)을 결정한다. 일반적으로 OAM 모드는 "도넛형" 링 형상의 강도 분포를 가지고 있다. 서로 다른 OAM 값을 지닌 다중 공간 배열 레이저 빔은 서로 직교하며 동일한 파장에서 여러 개의 독립적인 데이터 채널을 전송하는데 사용할 수 있다. 결과적으로 비트/S/Hz 측면에서 시스템 용량과 스펙트럼 효율이 크게 향상 될 수 있다. OAM을 사용하는 자유 공간 통신 링크는 100 Tbits/용량을 지원할 수 있다. 도 49a 내지 도 49b에 도시된 바와 같이 이를 구현하기 위한 다양한 기술들은 각각의 파장에서 다수의 상이한 OAM 값(4904)을 갖는 다중 빔(4902)의 조합을 포함한다. 따라서, 빔(4902)은 OAM 값, 즉, OAM1 및 OAM4를 포함한다. 빔(4906)은 OAM 값 2 및 OAM 값 5를 포함한다. 최종적으로, 빔(4908)은 OAM3 값 및 OAM6 값을 포함한다. 이제 도 49b를 참조하면, 양의 OAM 값(4912) 및 음의 OAM 값(4914)을 모두 갖는 제 1 OAM 값 그룹(4912)을 사용하는 단일 빔 파장(4910)이 도시되어 있다. 유사하게, OAM2 값은 동일한 파장(4910)에서 양의 값(4916) 및 음의 값(4918)을 가질 수 있다.

도 49c는 OAM 값의 편광 다중화를 갖는 파장(4920)의 사용을 도시한다. 파장(4920)은 다중화된 다수의 OAM 값(4922)을 가질 수 있다. OAM 값에 왼손 또는 오른손 분극을 적용하여 사용 가능한 채널의 수를 더 늘릴 수 있다. 마지막으로, 도 49d는 다수의 OAM 값을 갖는 파장에 대한 두 그룹의 동심 링(4960, 4962)을 도시한다.

파장 분할 다중화(WDM)는 광섬유 시스템 및 자유 공간 통신 시스템 모두에서 광통신 성능을 향상시키기 위해 널리 사용되어 왔다. OAM 모드 다중화 및 WDM은 시스템 용량의 극적인 증가를 달성하기 위해 결합 될 수 있도록 상호 직교한다. 이제 도 50를 참조하면, 각각의 WDM 채널(5002)이 다수의 직교 OAM 빔(5004)을 포함하는 시나리오가 도시되어 있다. 따라서, 궤도 각운동량과 파장 분할 다중화의 조합을 사용하여, 용량에 대한 통신 링크의 중요한 향상이 달성 될 수 있다.

현재의 광통신 아키텍처는 상당한 라우팅 문제를 안고 있다. 자유 공간 광학 시스템과 함께 사용하기 위한 라우팅 프로토콜은 자유 공간 광학 시스템 내에서의 광통신 요구 사항을 고려해야 한다. 따라서, 자유 공간 광학 네트워크는 센서가 클러스터 헤드를 통해 기지국으로 멀티 홉 경로를 통해 데이터를 라우팅하는 방향 지정된 계층적 랜덤 섹터 기하 그래프로 모델링되어야 한다. 이것은 지역 근린 발견 및 기지국 업 링크 및 다운 링크 발견 알고리즘을 위한 새로운 효율적인 라우팅 알고리즘이다. 라우팅 프로토콜은 현재 기술 및 아키텍처 내에서 사용되는 O(n) 명령과 비교하여 각 노드에서 Olog(n) 스토리지를 주문해야 한다.

현재 라우팅 프로토콜은 링크 상태, 거리 벡터, 경로 벡터 또는 소스 라우팅을 기반으로 하며 새로운 라우팅 기술과 크게 다르다. 첫째, 현재 기술은 링크 중 일부가 양방향이라고 가정한다. 이것은 모든 링크가 단방향인 자유 공간 광 네트워크에서는 사실이 아니다. 둘째, 많은 현재 프로토콜은 라우팅 프로토콜이 모든 노드 쌍 사이의 다중 홉 통신을 지원하도록 설계된 특별 네트워크 용으로 설계되었다. 센서 네트워크의 목표는 센서 판독 값을 기지국으로 라우팅하는 것이다. 따라서 주요 트래픽 패턴은 애드혹(Ad Hoc) 네트워크의 트래픽 패턴과 다르다. 센서 네트워크에서, 노드 대 기지국, 기지국 대 노드 및 로컬 이웃 통신이 주로 사용된다.

최근 연구에서는 단방향 링크의 영향을 고려하여 링크 및 무선 애드혹 네트워크의 5 퍼센트 내지 10 퍼센트가 다양한 요인으로 인해 단방향성임을 보고했다. DSDV 및 AODV와 같은 라우팅 프로토콜은 이러한 단방향 링크를 암시적으로 무시하므로 역방향 경로 기술을 사용하므로 이 시나리오에서는 적절하지 않다. DSR, ZRP 또는 ZRL과 같은 다른 프로토콜은 단방향 링크를 감지 한 다음 그러한 링크에 대해 양방향 추상화를 제공함으로써 단방향성을 수용하도록 설계되거나 수정된다. 이제 도 51을 참조하면, 단방향성을 다루기 위한 가장 단순하고 가장 효율적인 솔루션은 역방향 채널상의 양방향 링크를 사용하여 단방향 링크에 대해 양방향성이 에뮬레이트되어 터널을 확립하는 터널링이다. 또한 터널링은 단방향 링크에서 수신된 터널링된 패킷에 대한 링크 계층 확인을 누르는 것만으로 수신 확인 패킷과 루핑의 파열을 방지한다. 그러나 터널링은 단방향 링크가 거의 없는 대부분의 양방향 네트워크에서 잘 작동한다.

자유 공간 광 네트워크와 같은 단방향 링크만을 사용하는 네트워크 내에서, 51 및 52에 도시된 것과 같은 시스템이 더 적용 가능할 것이다. 단방향 네트워크 내의 노드는 정의된 단일 방향으로 노드(5100)로부터 송신하는 방향성 송신(5102)을 이용한다. 또한, 각 노드(5100)는 임의의 방향으로 노드에 오는 신호를 수신할 수 있는 무지향성 수신기(5104)를 포함한다. 또한, 전술한 바와 같이, 노드(5100)는 또한 0log(n) 저장 장치(5106)를 포함할 것이다. 따라서, 각 노드(5100)는 단방향 통신 링크만을 제공한다. 따라서, 도 52에 도시된 일련의 노드(5200)는 임의의 다른 노드(5200)와 단방향으로 통신할 수 있고, 상호 접속된 노드들의 시퀀스를 통해 하나의 데스크 위치로부터 다른 데스크 위치로 전달할 수 있다.

토폴로지 전하는 선형 또는 원형 편광을 위해 파장에 다중화 될 수 있다. 선형 편파의 경우, 수직 및 수평 편파상에서 토폴로지 전하는 다중화 될 것이다. 원형 편파의 경우 위상차 전하가 왼손 및 오른손 원형 편파에 다중화된다.

토폴로지 전하는 적절하게 변화하는 굴절률을 생성하여, 특정 토폴로지 전하를 가진 빔의 비틀림을 야기하는 SLM상의 전압을 조정함으로써 도 17e에 도시된 것과 같은 나선형 위상 판(SPP), 위상 마스크 홀로그램 또는 공간 왜곡 변조기(SLM: Spatial Light Modulator)를 사용하여 생성될 수 있다. 서로 다른 토폴로지 전하는 생성되어 함께 섞어서 별도의 전하로 분리될 수 있다.

스파이럴 위상 플레이트는 평면파(l = 0)를 특정 헬리시티(즉 l = +1)의 비틀린 파로 변환할 수 있으므로, QWP(Quarter Wave Plate)는 선형 편광(s = 0)을 원형 편광(즉, s = +1)으로 변환시킨다.

크로스 토크 및 다중 경로 간섭은 MIMO(Multiple-Input-Multiple-Output)를 사용하여 줄일 수 있다.

대부분의 채널 손상은 제어 또는 파일럿 채널을 사용하여 감지할 수 있으며 알고리즘 기술(폐 루프 제어 시스템)을 사용하여 수정할 수 있다.

실시간으로 자유 공간 광학 뿐만 아니라 RF에 토폴로지 전하의 다중화는 중복성과 더 나은 용량을 제공한다. 대기 방해 또는 섬광으로부터의 채널 손상이 정보 신호에 영향을 줄 때, 자유 공간 광학을 RF로 토글하고 실시간으로 되돌릴 수 있다. 이 접근법은 RF 신호뿐만 아니라 자유 공간 광학에서 여전히 비틀림 파를 사용한다. 대부분의 채널 손상은 제어 또는 파일럿 채널을 사용하여 감지할 수 있으며 알고리즘 기술(폐 루프 제어 시스템)을 사용하거나 RF와 자유 공간 광학을 전환하여 수정할 수 있다.

도 53에 도시된 또 다른 실시예에서, RF 신호 및 자유 공간 광학 모두는 듀얼 RF 및 자유 공간 광학기구(5302) 내에서 구현 될 수 있다. 이러한 듀얼 RF 및 자유 공간 광학기구(5302)는 다중 레벨 오버레이 변조로 궤도 각 운동량이 인가된 광파를 전송하는 자유 공간 광학 투영 부(5304) 및 RF 신호(5310)에 대한 궤도 각 운동량 및 다층 오버레이를 갖는 정보를 전송하는데 필요한 회로를 포함하는 RF 부(5306)를 포함한다. 듀얼 RF 및 자유 공간 광학기구(5302)는 동작 조건에 따라 자유 공간 광학 신호(5308)와 RF 신호(5310) 사이에서 실시간으로 다중화 될 수 있다. 일부 상황에서, 자유 공간 광학 신호(5308)는 데이터를 전송하는데 가장 적합할 것이다. 다른 상황에서, 자유 공간 광학 신호(5308)는 이용 가능하지 않고, RF 신호(5310)는 데이터를 송신하기에 가장 적절할 것이다. 듀얼 RF 및 자유 공간 광학기구(5302)는 이용 가능한 동작 조건들에 기초하여 이들 2 개의 신호들 사이에서 실시간으로 멀티플렉싱할 수 있다.

실시간으로 자유 공간 광학 뿐만 아니라 RF에 토폴로지 전하를 멀티플렉싱 하는 것은 리던던시 및 더 나은 용량을 제공한다. 대기 방해 또는 섬광으로부터의 채널 손상이 정보 신호에 영향을 줄 때, 자유 공간 광학을 RF로 토글하고 실시간으로 되돌릴 수 있다. 이 접근법은 RF 신호뿐만 아니라 자유 공간 광학에서 여전히 비틀림 파를 사용한다. 대부분의 채널 손상은 제어 또는 파일럿 채널을 사용하여 감지할 수 있으며 알고리즘 기술(폐 루프 제어 시스템)을 사용하거나 RF와 자유 공간 광학을 전환하여 수정할 수 있다.

이제 도 54을 참조하면, 창 또는 벽을 통한 신호의 송신을 위해 VCSEL을 사용하는 대신에, 혼 또는 원뿔형 안테나가 창 또는 벽을 통한 신호의 송신에 사용되는 대안의 실시예가 도시되어 있다. 혼 안테나를 통해 전송된 신호는 창/벽을 통한 신호의 전송으로 인한 손실을 극복하기 위해 전송을 위해 증폭된다. 이 장치는 구멍을 뚫지 않고 창이나 벽을 통해 광학 또는 RF 터널을 제공한다. 밀리미터파 전송 시스템(5402)은 창 또는 벽(5406) 외부에 위치한 외측부(5404) 및 벽 또는 창 내부에 위치한 내측부(5408)를 포함한다. 외측부(5404)는 신호를 외부 소스로 송신 및 수신하기 위한 안테나(5410)를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 안테나는 28 GHz 안테나를 포함한다. 그러나, 당업자는 다른 안테나 동작 대역폭이 이용될 수 있음을 알 것이다.

송신 및 수신된 신호는 28 GHz 서큘레이터(5412)에서 처리된다. 서큘레이터(5412)는 외측부(5404) 내의 3개의 포트 사이를 스위칭하기 위한 RF 스위치를 포함하고 양호한 절연을 갖는다. 서큘레이터(5412) 내에서 포트 2에서 입력된 신호는 포트 3에서 출력되고 포트 1에서 입력된 신호는 포트 2로 출력된다. 따라서, 안테나(5410)에 의해 수신된 신호는 서큘레이터(5412)의 포트 2에 제공되어 포트 3에 출력된다. 포트 3 신호는 전력증폭기(5414)의 입력에 제공된다. 마찬가지로, 전력 증폭기(5416)의 출력은 안테나(5410)에 의한 송신을 위해 서큘레이터(5412)의 포트 2에 송신 신호가 제공되도록 입력 포트(1)에 접속된다.

전력 증폭기(5412)는 창 또는 벽을 통한 송신을 위해 신호 세기를 증폭시킨다. 전력 증폭기(5414)로부터 출력된 신호는 혼 안테나(5418)에 제공된다. 혼 안테나(5418)는 창 또는 벽(5406)을 통해 전력 증폭기(5414)로부터 수신된 혼 안테나(5420)에 제공된 RF 신호로 전송한다. 혼 안테나는 24GHz에서부터 전자 대역까지의 넓은 주파수 대역에서 송수신할 수 있다. 이 범위 내에서 혼 안테나에 대한 특정 동작 대역이 이용된다. 이 대역에는 24 GHz 대역; 8GHz A1 대역; 28 GHz B1, A3 및 B2 대역; 31 GHz 대역 및 39 GHz 대역을 포함하지만, 이에 국한되지는 않는다. 혼 안테나는 또한 예를 들어 10dB 또는 20dB의 이득을 제공하기 위해 상이한 크기 일 수 있다.

수신된 신호는 복조를 위해 혼 안테나(5420)로부터 복조 회로(5422)로 출력된다. 복조기(5422)는 안테나(5420)로부터의 수신 신호를 수신하는 것 이외에, 위상 동기 루프/국부 발진기(5424)로부터 출력된 신호를 수신한다. 위상 동기 루프/국부 발진기(5424)는 클록 생성 회로(5426)에 응답하여 제어된다. 복조된 신호는 복조기(5422)로부터 아날로그-디지털 변환기(5428)로 제공되어 디지털 출력을 생성한다. 디지털 신호는 라우터(5432)를 통해 구조 내의 적절한 수신 측으로 라우팅된다.

전송될 신호는 라우터(5430)에서 건물 내부로부터 수신된다. 라우터(5430)는 디지털 신호를 아날로그 포맷으로 변환하는 디지털-아날로그 변환기(5432)에 디지털 신호를 제공한다. 아날로그 신호는 변조기(5434)에 의해 다음으로 변조된다. 변조기(5434)는 클록 생성 회로(5426)의 제어하에 위상 동기 루프/국부 발진기(5424)로부터의 입력에 응답하여 신호를 변조한다. 변조기(5434)로부터 변조된 신호는 혼 안테나(5436)를 사용하여 창/벽(5406)을 통해 전송된다. 혼 안테나(5436)에 의해 송신된 신호는 외부에 위치된 수신 혼 안테나(5438)에 의해 수신된다. 혼 안테나(5438)의 출력은 전력 증폭기(5416)의 입력에 제공되고, 전력 증폭기(5416)는 서큘레이터(5412)를 통과한 후에 안테나(5410)로부터의 송신을 위해 신호를 증폭한다. 상기 설명은 창/벽을 통한 전송을 위한 혼 안테나의 사용과 관련하여 이루어졌지만, 원뿔 안테나 또한 창 또는 벽을 통한 전송을 위해 사용될 수 있다.

이제 도 55을 참조하면, 송신 안테나(5410)와 내측부(5408) 내의 수신 회로 사이의 다운 링크 손실이 도시되어 있다. 신호는 -110 dBm에서 수신된다. 수신 안테나의 이득은 45dB이고 손실은 2dB이다. 따라서, 수신 안테나(5410)로부터 출력된 신호는 -67dBm의 세기를 갖는다. 서큘레이터(5412)는 2dB의 손실을 가지며, 서큘레이터(5412)로부터의 신호는 -69dBm의 강도를 갖는다. 전력증폭기(5414)는 27dB를 제공하여 창/벽을 가로 지르는 전송을 위해 신호를 -42dBm까지 부스트한다. 혼 안테나(5418)는 32dBm에서 신호를 전송하기 위해 10dBi의 이득을 제공한다. 창/벽은 대략 40dB의 손실을 제공한다. 수신 혼 안테나(5420)는 -72dBm에서 신호를 수신하고 -62dBm의 수신 신호를 내부 회로 구성요소에 출력하기 위해 10dBi의 이득을 제공한다.

이제 도 56을 참조하면, 전력 증폭기가 창/벽(5406) 외부에 위치 될 때 업 링크 신호 강도가 도시된다. 송신된 신호는 혼 안테나(5436)의 입력에 도달하기 전에 18 dBm의 강도를 갖는다. 안테나(5436)는 28 dBm에서 신호를 전송하기 위해 10 dBi의 이득을 제공한다. 창/벽(5406)은 신호 강도를 -12dB로 떨어뜨리는 대략 40dB의 전체 손실을 유발한다. 혼 안테나(5438)는 신호에 10dBi 이득을 제공하고 -2dBm에서 신호를 출력한다. 전력 증폭기(5416)는 24dBm의 신호를 서큘레이터(5412)의 포트 1 입력에 출력하기 위해 26dB의 이득을 제공한다. 전력 서큘레이터(5412)는 신호를 22dBm에서 안테나(5410)로 출력하기 위해 2dB의 추가 손실을 제공한다. 신호는 45dB의 이득 및 2dB의 손실을 갖는 안테나(5410)로부터 송신되어 65dBm의 송신된 신호 강도를 제공한다.

이제 도 57를 참조하면, 전력 증폭기(5702)가 건물의 내부에 위치 될 때 업 링크 신호 세기가 도시된다. 내부 전력 증폭기(5702)는 내부 단말기로부터 더 많은 전력이 전송될 필요가 있을 때 사용된다. 전력 증폭기(5702)에 입력되기 전에, 신호는 건물 내에서 18 dBm의 강도를 갖는다. 전력 증폭기(5702)는 혼 안테나(5436)의 입력에 44dBm에서 신호를 전송하기 위해 26dB 이득을 제공한다. 혼 안테나(5436)는 10dBi 이득을 제공하고 송신 RF 신호는 54dBm이다. 송신된 신호는 창/벽(5404)을 통해 대략 40dB 손실을 겪게 되고, 이는 창/벽(5404)의 외측부에서 14dBm으로 신호 강도를 떨어뜨린다. 수신 혼 안테나(5438)는 10dBi의 이득을 제공하여 서큘레이터(5412)의 포트 1에 제공되는 혼 안테나(5438)의 출력에서 신호 세기를 24dBm으로 증가시킨다. 서큘레이터(5412)는 2dB의 손실로 인해 신호 강도가 22dBm으로 떨어진다. 송신 안테나(5410)는 45dB의 추가 이득 및 2dB의 손실을 제공하여 65dBm의 송신된 출력 신호 강도를 제공한다.

이제 도 58을 참조하면, 전력 증폭기가 포함되지 않은 경우의 다운 링크에서의 이득 및 손실이 도시되어 있다. -103dBm 강도를 갖는 신호는 안테나(5410)에 의해 수신된다. 안테나(5410)는 45dB의 이득 및 2dB의 손실을 제공한다. 이는 서큘레이터(5412)의 포트 2에 입력되는 안테나(5410)의 출력에서 58 DBM 신호를 제공한다. 서큘레이터(5412)는 20 dBi의 이득을 제공하는 혼 안테나(5418)의 입력에 제공되는 포트 3으로부터 -62 dBm 신호를 제공하는 신호에 추가 2 dB 손실을 제공한다. 혼 안테나(5418)로부터 창/벽(5406)을 통해 -42dBm의 값을 갖는 신호가 송신된다. 창/벽(5406)은 수신된 혼 안테나(5420)에서 -82dBm 신호를 제공하는 송신 신호에 40dB 손실을 제공한다. 혼 안테나(5420)는 장치의 내측부(5408)의 나머지 회로에 -62dBm에서 출력되는 신호에 추가 20dBi 이득을 제공한다.

이제 도 59을 참조하면, 전력 증폭기가 제공되지 않을 때 업 링크의 다양한 지점에서의 신호 강도가 도시된다. 송신된 신호는 18dBm의 강도로 혼 안테나(5432)의 입력에 제공된다. 혼 안테나(5432)는 창/벽(5406)을 통해 38dBm의 신호를 출력하기 위해 20dBi의 이득을 제공한다. 창(5406)은 수신 혼 안테나(5438)가 -2dB에서 신호를 수신하도록 신호에 40dB 손실을 야기한다. 수신 혼 안테나(5438)는 20dBi의 이득으로 신호를 18dBm까지 증폭시킨다. 18dBm 신호는 서큘레이터(5412)의 포트 1에 입력된다. 서큘레이터(5412)는 58dBm에서 포트 2를 통해 출력되는 신호에 2dB 손실을 유발한다. 송신 안테나는 45dB의 이득과 2dB의 손실을 가져 안테나에서 전송된 신호를 59dBm으로 만든다.

창/벽 및 다양한 시스템 구성요소에 대한 상술한 dB 손실은 모두 대략적인 값이다. 다른 dB 손실 값 및 이득을 포함하는 시스템이 또한 본 명세서에 기술된 실시예와 관련하여 사용될 수 있다. 특정 벽 또는 창 및 관련 시스템 구성요소와 관련될 dB 손실을 판정하는 방식은 당업자에게 알려져 있을 것이다. dB값이 결정될 수 있는 방식의 일례는 각각 참조로서 본 명세서에 통합된 "실내 침투를 위한 밀리미터파의 재생성, 재전송(REGENERATION, RETRANSMISSION OF MILLIMETER WAVES FOR INDOOR PENETRATION)"란 제목의 2016년 8월 1일에 출원된 미국 가출원 번호 62/369,393 및 "혼 안테나를 이용한 건물 침투를 위한 밀리미터파의 재생성, 재전송(REGENERATION, RETRANSMISSION OF MILLIMETER WAVES FOR BUILDING PENETRATION USING HORN ANTENNAS)"란 제목의 2016년 11월 22일에 출원된 미국 가출원 번호 62/425,432에 기재되어 있다.

(혼 안테나)

이제 도 60을 참조하면, 혼 안테나가 창 또는 벽을 통한 신호의 전송을 위해 사용되는 또 다른 대안적인 실시예가 도시되어 있다. 전술한 바와 같이, 밀리미터파 전송 시스템(5402)은 창 또는 벽(5406)의 외부에 위치한 외측부(5404) 및 벽 또는 창 내부에 위치한 내측부(5408)를 포함한다. 외측부(5404)는 신호를 외부 소스에 송신 및 수신하기 위한 안테나(5410)를 포함한다.

송신 및 수신된 신호는 28 GHz 서큘레이터(5412)에서 처리된다. 포트 3 신호는 전력 증폭기(5414)의 입력에 제공된다. 마찬가지로, 전력 증폭기(5416)의 출력은 안테나(5410)에 의한 송신을 위해 서큘레이터(5412)의 포트 2에 송신 신호가 제공되도록 입력 포트(1)에 접속된다. 전력 증폭기(5414)로부터 출력된 신호는 28 GHz 혼 안테나(5418)에 제공된다. 혼 안테나(5418)는 전력 증폭기(5414)로부터 창 또는 벽(5406)을 통해 수신 혼 안테나(5420)에 제공된 RF 신호로 전송된다. 수신 신호는 혼 안테나(5420)로부터 복조를 위해 변조기 회로(5422)로 출력된다. 복조기(5422)는 안테나(5420)로부터의 수신 신호를 수신하는 것 이외에, 위상 동기 루프/국부 발진기(5424)로부터 출력된 신호를 수신한다. 위상 동기 루프/국부 발진기(5424)는 클록 생성 회로(5426)에 응답하여 제어된다. 복조된 신호는 복조기(5422)로부터 아날로그-디지털 변환기(5428)로 제공된다. 디지털 신호는 라우터(5432)를 통해 적절한 수신 측으로 라우팅된다.

전송될 신호는 라우터(5430)에서 건물 내부로부터 수신된다. 일 실시예에서, 이는 Wi-Fi 라우터를 포함할 것이다. 라우터(5430)는 디지털 신호를 디지털 아날로그 변환기(5432)에 제공하여 신호를 아날로그 형식으로 변환한다. 아날로그 신호는 변조기(5434)에 의해 변조된다. 변조기(5434)는 클록 생성 회로(5426)의 제어하에 위상 동기 루프/국부 발진기(5424)로부터의 입력에 응답하여 신호를 변조한다. 변조기(5434)로부터 변조된 신호는 혼 안테나(5436)를 통해 창/벽(5406)을 통해 출력된다. 이 신호는 혼 안테나(5436)에 의해 송신되거나 외부에 위치된 수신 혼 안테나(5438)에 의해 수신된다. 혼 안테나(5438)의 출력은 서큘레이터(5412)를 통과한 후에 안테나(5410)로부터의 송신을 위해 신호를 증폭하는 입력 전력 증폭기(5416)에 제공된다.

혼 안테나(5418, 5420, 5436 및 5438)는 20dB까지의 높은 이득을 가질 수 있다. 이 안테나의 안테나 패턴에는 사이드 로브(side lobes)와 프론트 로브(front lobe)가 있다. 앞쪽 돌출부는 수신 안테나쪽으로 투사된다. 주변 환경을 혼 안테나(5418, 5420, 5436 및 5438)의 사이드 로브로부터의 방사로부터 차폐하기 위해, 차폐부(6002)가 혼 안테나 위에 추가되어 장치 부근의 환경에 대한 적절한 보호를 제공할 수 있다. 차폐 부(6002)는 주위 환경으로부터의 신호를 차단하는 흡수체로서 작용하며, 차폐 엔클로저(6002) 내에 포함된 국부적인 영역에 혼 안테나의 방출을 포함시키고 흡수하는 데 필요한 임의의 재료를 포함할 수 있다.

(패치 안테나)

이제 도 61을 참조하면, 창 또는 벽(6104)을 통한 신호의 전송을 위해 패치 안테나(6102)를 사용하는 대안의 실시예가 도시되어 있다. 패치 안테나(6102)를 통해 전송된 신호는 창 또는 벽(6104)을 통해 신호를 전송하기 위해 전술한 방식 중 하나로 처리된다. 패치 안테나(6102)는 지향성 무선파 빔을 생성하여 저-방사율 유리 또는 벽을 통해 터널링한다. 이 장치는 임의의 구멍을 드릴로 뚫거나 또는 일부 유형의 신호 투과성 포털의 생성을 요구하지 않고 창 또는 벽(6104)을 통해 광 또는 RF 터널을 제공한다. 밀리미터파 전송 시스템(6100)은 창 또는 벽(6104)의 외부에 위치한 외부 부분(6106) 및 창 또는 벽(6104)의 내부에 위치한 내부 부분(6108)을 포함한다. 외부 부분(6106)은 기지국과 같은 외부 소스로 신호를 송수신하기 위한 안테나(6110)를 포함한다. 기지국과 안테나 사이의 링크 버짓이 충족되어야 한다. 바람직한 실시예에서, 안테나는 28Hz 안테나를 포함한다. 그러나, 24 GHz, 39 GHz, 60 GHz 및 기타 대역폭과 같은 다른 안테나 동작 대역폭이 이용될 수 있다는 것이 당업자에 의해 이해될 것이다.

안테나(6110)에서 수신된 송수신 신호는 내부(6108)로부터 제공되어 송수신기 처리 회로(6112)에 의해 처리된다. 송수신기 처리 회로(6112)는 수신된 신호를 안테나(6110)에 배치하거나 또는 전술한 건물의 내부(6108)로부터 수신된 신호를 배치하여 창 또는 벽(6104)을 통한 그들의 전송을 가능하게 하거나 또는 안테나(6110)를 통한 외부 전송을 위해 창 또는 벽(6104)을 통과할 수 있는 포맷으로부터 변환하기 위해 전술한 임의의 회로를 포함할 수 있다. 송수신기 처리 회로(6112)는 유리 및 벽을 관통할 수 있고 또한 안테나 어레이를 사용하여 증폭될 수 있는 더 낮은 주파수의 EM 파로 주파수를 다운 컨버팅할 수 있다. 송수신기 처리 회로(6112) 내의 컴포넌트들은 RF 서큘레이터, 전력 증폭기, 업 다운 컨버터, RF 전송 회로, 광 전송 회로 등과 같은 것들을 포함할 수 있지만, 이에 제한되지는 않는다.

송수신기 처리 회로(6112)는 신호를 창 또는 벽(6104)을 통한 전송을 위한 포맷으로 배치한다. 라인(6114) 상으로 송수신기 처리 회로(6112)로부터 출력된 신호는 패치 안테나(6102a)로 제공된다. 패치 안테나(6102a)는 송수신기 처리 회로(6112)로부터 제공된 RF 또는 광 신호를 창 또는 벽(6104)을 통해 수신 패치 안테나(6102b)로 전송한다. 패치 안테나(6102)는 24 GHz에서 e-대역까지의 넓은 주파수 대역을 통해 송수신할 수 있다. 이 범위 내에서, 패치 안테나(6102)에 대한 특정 동작 대역이 이용된다. 이들 대역은 24 GHz 대역; 28GHz A1 대역; 28GHz B-1, A3 및 B2 대역; 31GHz 대역; 39GHz 대역; 및 60GHz 대역을 포함하지만, 이에 제한되지는 않는다. 패치 안테나(6102)는 그로부터 다양한 레벨의 이득을 제공하기 위해 다양한 구성일 수 있다. 일 실시예에서, 안테나는 18dB의 이득을 제공하도록 구성될 수 있다.

수신된 신호는 복조 및 추가 처리를 위해 라인(6116) 상으로 패치 안테나(6102b)로부터 송수신기 처리 회로(6118)로 출력된다. 송수신기 처리 회로(6118)는 내부 송수신기 회로와 관련하여 앞서 설명된 다양한 구성 중 임의의 것을 포함할 수 있다. 복조되고 처리된 신호는 송수신기 처리 회로(6118)로부터 Wi-Fi 라우터(6120)로 제공되어 구조물 내의 수신 장치로 전송된다.

외부 수신기로 전송될 신호는 Wi-Fi 라우터(6120)에서 건물 내부로부터 수신된다. Wi-Fi 라우터(6120)는 Wi-Fi 데이터 신호를 앞서 논의된 바와 같이 벽 또는 창(6104)을 통해 전송될 RF 포맷으로 변환하는 송수신기 처리 회로(6118)에 신호들을 제공한다. RF 신호는 라인(6120)상으로 송수신기 처리 회로로부터 패치 안테나(6102c)로 출력된다. 패치 안테나(6102c)로부터의 변조된 신호는 창/벽(6104)을 통해 전송된다. 패치 안테나(6102c)에 의해 전송된 신호는 건물의 외부에 위치한 수신 패치 안테나(6102d)에 의해 수신된다. 패치 안테나(6102d)의 출력은 라인(6124) 상으로 송수신기 처리 회로(6112)로 제공된다. 신호는 안테나(6110)로부터의 신호의 전송을 가능하게 하는데 필요한 포맷으로 변환된다. 이 포맷은 24 GHz, 28 GHz, 39 GHz, 60 GHz; 현재의 셀룰러 LTE 주파수들; 3.5GHz CBRS; 5GHz; 24, 28, 39, 60, 70, 80GHz mm-대역 또는 창문이나 벽을 통해 전송될 때 신호 손실 문제를 겪는 임의의 다른 주파수 대역을 포함할 수 있다.

이제 도 62를 참조하면, 패치 안테나 어레이(6202)의 예시가 제공된다. 패치 안테나 어레이(6202)는 제 1 층(6202) 및 제 1 층(6202) 위에 위치한 제 2 층(6204)을 포함한다. 제 1 층(6202)은 창 또는 벽(6104)에 직접 연결된다. 각 층(6202/6204)은 다수의 패치 안테나(6206)를 포함한다. 제 1 및 제 2 층(6202/6204) 각각은 창 또는 벽(6104)을 가로 질러 신호를 전송한다. 패치 안테나 어레이(6202)는 24 GHz, 28 GHz, 39 GHz, 60 GHz 등과 같은 모든 밀리미터파 대역에서 전송할 수 있다. 복수의 패치 안테나(6206)는 트래픽 페이로드(traffic payload)를 운반하기 위한 지향성 빔을 생성하기 위해 직사각형, 원형 또는 타원형 구성으로 구성될 수 있다.

이제 도 63을 참조하면, 도 62의 패치 안테나 어레이(6202)의 패치 안테나(6206) 중 하나가 도시되어 있다. 패치 안테나(6206)는 1.23 mm의 제 1 에지(6302)를 따라 전체 폭을 가지며, 제 2 에지(6304)에서 길이는 1.56 mm이다. 패치 안테나(6206)는 전송 라인(6308)이 패치 안테나(6206)에 연결되는 슬롯(6306)을 형성한다. 슬롯(6306)은 제 1 에지(6310)를 따라 .36mm의 길이 및 전송 라인(6308)의 각 측면(6312)에서 0.1mm의 폭을 갖는다. 패치 안테나(6206)는 FR408로 만들어진 기판(6314) 상에 생성된다. 패치 안테나(6206)는 3.75의 비유전율, 0.018의 손실 탄젠트 및 0.127mm의 두께를 갖는다.

이제 도 64를 참조하면, 고주파 구조물 시뮬레이터(HFSS: high-frequency structure simulator)를 사용하는 도 63의 안테나에 대한 송신 빔 시뮬레이션이 도시되어 있다. 단일 패치 안테나는 도 64에 도시된 바와 같이 3.8dB의 피크 이득 및 80°의 3dB 빔 폭을 갖는 전송 빔(6402)을 생성한다. 패치 안테나의 설계 및 시뮬레이션은 제조 준비를 위해 마이크로 스트립 피드 구조의 'ANSYS HFSS'를 사용하여 수행된다. 사이드 로브 방사선은 흡수 물질에 의해 흡수될 수 있고 메인 로브는 수신 유닛을 향한다.

도 62에 도시된 바와 같이 패치 안테나 어레이를 사용함으로써, 도 65에 일반적으로 도시된 바와 같이 고 지향성 고 이득 빔이 생성될 수 있다. 패치 안테나 어레이(6504) 내의 복수의 패치 안테나(6502)는 각각 개별 빔(6506)을 전송할 수 있다. 개별 빔들(6506) 각각은 관련된 방향성 및 이득을 갖는다. 패치 안테나 어레이(6504)의 출력은 개별적인 패치 안테나 빔(6506) 각각을 결합하여 조합된 어레이 전송 빔(6508)을 생성할 것이다. 결합된 송신 빔(6508)은 개별 패치 안테나(6502)에 의해 생성된 개별 빔(6506) 각각보다 더 우수한 지향성 및 더 큰 이득을 가질 것이다. 따라서, 패치 안테나 어레이(6504)를 사용하여 전송 빔을 생성함으로써, 창 또는 벽을 통해 수신기로 통과하고 관련 신호 손실을 극복하기에 충분한 이득 및 방향성을 갖는 빔(6508)이 가능할 것이다.

이제 도 66을 참조하면, 60GHz 대역 애플리케이션을 위한 마이크로스트립 안테나 어레이를 이용하는 마이크로스트립 패치 안테나 어레이(6602)의 다른 실시예가 도시되어 있다. 마이크로스트립 패치 안테나 어레이(6602)는 도체-백킹된 동일 평면 도파관(CB-CPW) 루프 피드(6605)를 사용하는 2×8 마이크로 스트립 패치 안테나 어레이(6604)를 포함한다. 패치 안테나 어레이(6604)는 상부 기판 층(6604) 및 하부 기판 층(6606)으로 구성된다. 도체 백킹된 동일 평면 도파관(6605)은 유전 상수 3.9, 손실 탄젠트 0.0002 및 두께 0.525 mm를 갖는 석영으로 제조된 32mm×28mm 평면을 포함하는 하부 기판 층(6606) 상에 위치된다. 평면(6606)은 CPW-피드 루프를 형성하는 평면(6606) 상에 형성된 2×8 패치 안테나 어레이의 패치 안테나(6612)에 입력을 제공하는 전송 라인에 연결하는 입력(6610)을 형성한다. 상부 기판 층(6604)은 대략 0.254 mm의 두께, 3.00의 유전 상수 및 0.001의 손실 탄젠트를 갖는 'Rogers RO3003' 기판 상에 복수의 패치 안테나(6614)를 형성한다. 이 유형의 안테나는 61GHz에서 18dB의 보드 측 이득을 제공하며, 약 57GHz 내지 64GHz의 대역폭을 갖는다.

이제 보다 구체적으로 도 67을 참조하면, 패치 안테나 엘리먼트(6700)가 도시되어 있다. 이들 패치 안테나 엘리먼트(6700) 중 대부분은 전술한 바와 같이 다층 패치 안테나 어레이 상에 위치된다. 안테나 엘리먼트(6700)는 길이(L) 및 폭(W)을 갖는 패치(6702)를 포함한다. 패치(6702)는 공급 네트워크와 연결되고 높이(h)를 갖는 기판(6706) 상에 놓이는 입력 전송 라인(6704)으로부터 공급된다. 마이크로 스트립 패치 안테나는 패치(6702)의 제 1 에지를 따라 제 1 방사 슬롯(6710) 및 패치(6702)의 제 2 에지를 따라 제 2 방사 슬롯(6710)을 포함한다. 각 슬롯의 개구에서의 전기장은 도 68에 도시된 바와 같이 X 및 Y 성분으로 분해될 수 있다. Y 성분은 위상이 맞지 않으며 반 파장 전송 라인(6704)으로 인해 상쇄된다. 방사 필드는 폭(W)(6802) 및 높이(h)(6804)를 갖는 도 68에 도시된 바와 같이 안테나를 개구(6800)로서 처리함으로써 결정될 수 있다.

전송 라인 모델은 다음과 같은 방식으로 더 분석 될 수 있다. Gr은 슬롯 컨덕턴스이고 Br은 슬롯 서셉턴스이다. 이들은 아래의 식에 따라 결정될 수 있다.

패치 안테나(6700)의 입력 어드미턴스는 다음과 같이 근사할 수 있다.

여기서, Δl은 마이크로스트립의 말단부 효과이다.

직사각형 패치 안테나(6700)는 입력 어드미턴스의 허수부가 0이 될 때 공진 할 것이다.

말단부 효과는 아래 식에 따라 계산될 수 있다.

패치 안테나(6700)의 공진 주파수는 아래 식에 의해 정해진다.

일반적으로 조리개의 폭(W)은 아래 식에 의해 정해진다.

창문이나 벽을 통한 신호 전송을 위해 방향성이 높고 이득이 높은 빔을 생성하기 위해 패치 안테나를 사용하는 것 뿐만 아니라, 패치 안테나는 창 또는 벽을 통해 패치 안테나 사이의 통신 링크상의 대역폭을 증가시키기 위해 이를 통해 전송되는 신호에 대한 궤도 각 운동량(OAM)의 적용을 이용할 수 있다. 이것은 도 69로 시작하는 아래의 설명에서 더 자세히 설명된다.

도 69-76은 그 전체가 본 명세서에 참조로서 통합된 "궤도 각운동량을 이용한 변조 및 다중 접근 기술(MODULATION AND MULTIPLE ACCESS TECHNIQUE USING ORBITIAL ANGULAR MOMENTUM)"란 제목의 2017년 1월 4일에 출원된 미국 특허 출원 번호 15/398,5611 서술된 랑게르-가우시안(Laguerre-Gaussian)(LG), 허미트-가우시안(Hermite-Gaussian)(HG), 인스-가우시안(Ince-Gaussian)(IG) 또는 궤도 각운동량(OAM) 신호와 같은 신호들을 송신하기 위해 사용될 수 있는 다층 패치 안테나 어레이(6902)를 도시한다. 다층 패치 안테나 어레이(6902)는 제 1 정렬된 빔을 전송하기 위한 제 1 안테나 층(6904), 제 2 정렬된 빔을 전송하기 위한 제 2 안테나 층(6906) 및 제 3 정렬된 빔을 전송하기 위한 제 3 층(6908)을 포함한다. 각각의 층들(6904, 6906 및 6908)은 동일한 중심에 적층된다. 본 실시예는 단지 3 개의 층을 포함하는 다층 패치 안테나 어레이(6902)와 관련하여 예시되어 있지만, 더 많거나 더 적은 층이 본 명세서에 설명된 것과 유사한 방식으로 구현될 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 각 층(6904, 6906 및 6908)의 표면에는 패치 안테나(6910)가 배치된다. 각각의 패치 안테나는 상기 층들에 의해 가려지지 않도록 배치된다. 층(6904, 6906 및 6908)은 각각의 층(6904, 6906 및 6908) 사이에 간격을 제공하는 층 분리 부재(6912)에 의해 서로 분리된다. 패치 안테나의 층의 구성은 허미트-가우시안, 랑게르-가우시안 또는 인스-가우시안 빔을 생성하기 위해 직사각형, 원형 또는 타원형 구성일 수 있다.

다층 패치 안테나 어레이(6902) 내에 사용되는 패치 안테나(6910)는 애리조나 챈들러의 이솔라 글로벌(Isola Global)에 의해 제조되고 약 3.75의 비유전율을 갖는 FR408(flame retardant 408) 라미네이트로 제조된다. 이 안테나의 전체 높이는 125 μm이다. 안테나의 금속은 대략 12 μm의 두께를 갖는 구리이다. 이 패치 안테나는 동작 주파수 73GHz 및 자유 공간 파장 4.1mm를 갖도록 설계되었다. 안테나의 입력 50 옴 라인의 크기는 280μm이고 100 옴 라인의 입력 크기는 66μm이다.

각각의 패치 안테나(6910)는 동일한 층에서 다른 패치 안테나(6910) 각각의 위상과 다른 소정의 위상에서 신호를 전송하도록 구성된다. 따라서, 도 71에 더 도시된 바와 같이, 층(6904) 상에 4개의 패치 안테나 엘리먼트(6910)가 포함된다. 각각의 안테나 엘리먼트(7504)는 도 71에 도시된 바와 같이 그것과 관련된 별도의 위상을 갖는다. 이들 위상은 π/2, 2(π/2), 3(π/2) 및 4(π/2)를 포함한다. 이와 유사하게, 도 72에 도시된 바와 같이, 층(6906)은 표시된 바와 같이, 위상 π/2, 2(π/2), 3(π/2), 4(π/2), 5(π/2), 6(π/2), 7(π/2) 및 8(π/2)를 포함하는 8 개의 상이한 패치 안테나 소자(6910)를 포함한다. 마지막으로, 도 69를 다시 참조하면, 층(6908) 상에 12 개의 패치 안테나 엘리먼트(6910)가 포함된다. 이들 패치 안테나 엘리먼트(6910) 각각은 도 69에 도시된 방식으로 위상이 할당된다. 이 위상은 π/2, 2(π/2), 3(π/2), 4(π/2), 5(π/2), 6(π/2), 7(π/2), 8(π/2), 9(π/2), 10(π/2), 11(π/2) 및 12(π/2)을 포함한다.

각각의 안테나 층(6904, 6906 및 6908)은 동축 엔드-런치 커넥터(6916)에 연결되어 다층 패치 안테나 어레이(6902)의 각 층에 급전한다. 각각의 커넥터(6916)는 도 70에 도시된 것과 유사한 방식으로 별개의 정렬된 안테나 빔의 전송을 허용하는 별개의 신호를 수신하도록 연결된다. 방출된 빔은 다층 패치 안테나 어레이(6902)에 의해 함께 다중화된다. 각각의 파면이 독립적인 고유 채널로서 작용할 때 용량을 증가시키기 위해 공간적으로 다층 패치 안테나 어레이(6902)의 각각의 층으로부터 전송된 직교 파면이 제공된다. 신호는 단일 주파수로 멀티플렉싱되고 멀티플렉싱된 신호 간의 간섭이나 누화없이 전파된다. 도 70에 대한 예는 OAM 1, OAM 2 및 OAM 3 순서 레벨에서 OAM 빔의 전송을 도시한다.

다른 유형의 허미트 가우시안 및 랑게르 가우시안 빔이 도시된 다층 패치 안테나 어레이(6902)를 사용하여 전송될 수도 있음을 이해해야 한다. 허미트-가우시안 다항식과 랑게르 가우시안 다항식은 양자 고조파 발진기의 아이겐 상태인 고전적인 직교 다항식 시퀀스의 예이다. 그러나, 다른 신호, 예를 들어 직교 다항식 또는 자코비 다항식, 게겐바우어 다항식, 레전드 다항식 및 체비쇼프 다항식과 같은 함수가 사용될 수도 있음을 이해해야 한다. 르장드르(Legendre) 함수, 베셀(Bessel) 함수, 구상 함수 및 인스-가우시안 함수가 사용될 수도 있다. Q-함수는 직교 함수의 기초로 사용할 수 있는 또 다른 클래스의 함수이다.

각각의 층(6904, 6906, 6908)에 예시된 급전 네트워크(6918)는 각각의 패치 안테나 요소(6910)의 위상을 확정하기 위해 상이한 길이의 지연 라인을 사용한다. 도 69-72에 도시된 바와 같이 위상을 구성함으로써, 상이한 차수의 OAM 빔이 생성되고 함께 다중화된다.

이제 도 73을 참조하면, 송신을 위해 다중화된 빔을 생성하기 위한 송신기(7302)가 도시되어 있다. 전술한 바와 같이, 다층 패치 안테나 어레이(6902)는 다층 패치 안테나 어레이(6902)의 각 층(6904, 6906, 6908)과 관련된 커넥터(6916)를 포함한다. 이들 커넥터(6916) 각각은 신호 생성 회로(7304)와 연결된다. 신호 생성 회로(7304)는 일 실시예에서 60GHz 캐리어 신호를 생성하기 위한 60GHz 국부 발진기(7306)를 포함한다. 신호 생성 회로(7304)는 70/80 GHz와 같은 다른 주파수와도 동작할 수 있다. 60 GHz 신호는 국부 발진기(7306)로부터 60 GHz 신호를 3 개의 개별 전송 신호로 분리하는 전력 분배기 회로(7308)로 출력된다. 이들 분리된 전송 신호 각각은 계층 입력 커넥터(6916) 중 하나에 각각 연결된 IQ 믹서(7310)에 제공된다. IQ 믹서 회로(7310)는 노이즈 요소를 생성된 전송 신호에 삽입하기 위해 관련된 부가 가우스 노이즈 회로(7312)에 연결된다. AWG 회로(7312)는 또한 전송 신호에 삽입하기 위한 'SuperQAM' 신호를 생성할 수 있다. IQ 믹서(7310)는 그 전체가 본 명세서에 참조로서 통합된 "다층 오버레이 변조를 이용한 궤도 각운동량을 이용한 통신 시스템 및 방법(SYSTEM AND METHOD FOR COMMUNICATION USING ORBITAL ANGULAR MOMENTUM WITH MULTIPLE LAYER OVERLAY MODULATION)"이란 제목의 2014년 7월 3일에 출원된 미국 특허 출원 번호 제14/323,082호(2016년 5월 3일에 등록된 미국 특허 번호 제9,331,875호)에 서술된 것과 같은 방식으로 HG, LG, IG, OAM 신호를 생성한다.

송신기(7302)의 용법이 도 73에 도시되어 있다. 고속 터널링을 위해 특정 주파수에서 도 74와 같이 멀티플렉싱된 빔(허미트 가우시안, 랑게르 가우시안, 인스 가우시안 등)이 생성될 수 있다. 이 유형의 모드 분할 멀티플렉싱(MDM)은 하나의 주파수와 여러 LG, HG 또는 IG 빔으로 더 높은 처리량을 달성한다. 도시된 바와 같이, 다층 패치 안테나 어레이(6902)는 송신을 위해 다중화된 빔(7402)을 생성할 것이다. 본 예에서, 미국 특허 출원 번호 제14/323,082호에 개시된 것과 유사한 방식으로 다양한 차수 OAM 신호에 대해 트위스트를 갖는 다중 OAM 빔이 도시되어 있다. 연관된 수신기 검출기는 별도의 OAM 처리된 신호와 연관된 각각의 링으로 도시된 바와 같이 다양한 OAM 링(7404)을 검출할 것이다.

자유 공간(진공)에서 신호가 전송될 때, 신호는 평면파로 전송된다. 이들은 이하에 설명되는 바와 같이 표현될 수 있다. 자유 공간은 비전도성 매체(σ = 0)를 포함하므로 J = σE = 0이다.

실험 결과로부터, 암페어의 법칙과 페러데이의 법칙은 다음과 같이 표현된다.

z 방향으로 전파되고 따라서 E 및 H가 xy 평면에 있는 경우.

일반성을 잃지 않으면서 E는 x-방향으로 배향될 수 있고 H는 y-방향으로 배향될 수 있으며, 따라서 z-방향으로 전파를 제공할 수 있다. 암페어의 맥스웰 방정식에서 아래의 식이 제공된.

다음으로, 벡터파 방정식은 다음과 같이 표현될 수 있다.

따라서 일반적으로:

그러므로:

자유공간에서

이제:

이므로, 근축 가정

하면,

원통형 좌표로 다음과 같이 나타낼 수 있다.

이것은 아래와 같은 원통형 좌표에서의 근축 파 방정식을 제공한다.

그러면:

일반적으로 Eo는 xy 평면에서 회전할 수 있으며 파는 여전히 z 방향으로 전파된다.

q ~ 광축 부근 위상 정면의 곡률.

여기서, q₂는 출력 평면이고 q₁은 입력 평면이다.

여기서,

은 z 축과 교차하는 파면의 곡률이다.

따라서, 완전한 평면파 R = ∞의 경우, 식은 아래와 같이 된다.

여기서, W₀는 빔 허리부이다.

레이 길이는 아래와 같다.

여기서, n은 굴절률이다.

복수 위상 편이는 다음과 같이 표현된다.

P(z)의 실수부는 가우스 빔과 이상적인 평면파 사이의 위상 편이차를 나타낸다. 따라서, 기본 모드는 아래와 같이 제공된다.

여기서,

더 높은 차수의 모드는 다른 해들을 제공할 수도 있다. 직사각형 방정식의 해는 아래와 같다.

직사각형 좌표에서 다음과 같이 결정될 수 있다.

방정식의 원통형 좌표 해는 다음과 같다.

원통형 좌표에서 다음과 같이 결정될 수 있다.

식

은 또한

로 표현될 수도 있다.

가장 낮은 모드가 가장 중요한 모드이며 실제로 이 가로 모드는 직사각형 및 원통형 좌표 모두에서 동일하다.

그러면

이제 도 75를 참조하면, 도 73의 송신기(7302)를 사용하여 생성된 다중화된 신호로부터 수신된 신호를 역다중화하기 위한 수신기(7502)가 도시되어 있다. 수신기(7502)는 전술한 바와 같은 다층 패치 안테나 어레이(7502)를 포함한다. 다층 패치 안테나 어레이(7502)는 수신된 다중화된 신호(7504)를 수신하고 안테나 어레이(7502)의 각 층(7504, 7506, 7508)은 특정 층의 각 커넥터 출력(7516)으로부터 수신된 다중화된 신호의 특정 순서를 추출할 것이다. 각각의 커넥터(7516)로부터의 신호는 발진기(7508)로부터의 60GHz 국부 발진기 신호를 사용하여 미국 특허 출원 번호 제14/323,082호와 관련하여 논의한 것과 유사한 방식으로 수신된 신호를 역다중화하는 믹서 회로(7506)에 인가된다. 역다중화된 신호는, 예를 들어, 실시간 오실로스코프(7510) 또는 다른 신호 판독 장치에 의해 판독될 수 있다. 따라서, 3 개의 전송된 신호 각각은 송신기(602)로부터 수신된 각각의 정렬된 OAM 신호로 전송된 수신기(7502)에서 디코딩된다. 다른 실시예에서, SPP(spiral phase plate)를 사용하는 역다중화 접근법이 OAM 채널을 검출하기 위해 적용될 수도 있다.

송신기(7302) 또는 수신기(7502)에 의해 전송된 신호는 다양한 문제에서 두 위치 사이의 정보 전송에 사용될 수 있다. 여기에는 통신 또는 데이터 네트워크 내에서 프론트 홀 통신 및 백 홀 통신 모두에 사용하는 것이 포함된다.

다층 패치 안테나 어레이(7402)는 미국 특허 출원 번호 제14/323,082호 또는 랑게르 가우시안 빔과 관련하여 논의된 프로세싱을 이용하여 허미트 가우시안 빔을 전송할 수 있다. 랑게르 가우시안 빔을 전송할 때 정보는 여러 가지 방식으로 전송될 수 있다. 나선형 위상 판 및 빔 스플리터 접근법이 사용될 수 있고, 이중 OAM 모드 안테나 접근법이 사용될 수 있고, 또는 본 명세서에 설명된 패치 안테나가 이용될 수도 있다. 이러한 구현은 프론트 홀 및 백 홀 애플리케이션 모두에 유리할 것이다.

차수 l 및 진폭 alOAM의 여러 OAM 모드를 전송하기 위해서는, 안테나 요소는 아래의 식에 따라 입력 신호에 의해 공급되어야 한다.

다층 패치 안테나 어레이(7502)의 요소의 수는 샘플링으로 인해 가능한 OAM 모드의 수를 제한한다는 점에 유의해야 한다. 앨리어싱으로 인해, N/2 보다 큰 차수 모드는 실제로 음의 차수 모드이다.

단일 모드 링크 버짓

점근 공식(Asymptotic Formulation)

목표는 원거리에서, 즉, D → +(∞)일 때, 링크 버짓의 점근 공식을 결정하는 것이다. 우리는 l 링크 버짓 -l의 각 값에 대한 리딩 항을 찾고자 한다. 링크 버짓은 점근적으로 아래와 같이 주어진다.

프라운호프 거리

로부터, 링크 버짓은 점근적으로 1/D^2|l|+2에서의 감쇠와 일치하는, 디케이드(decade)당 기울기 -20(|l|+1)dB의 직선으로 나타나는 경향이 있다.

(이득 및 자유 공간 손실이 있는 점근적 표현)

이득 및 자유 공간 손실은 아래 식에 의해 결정될 수 있다.

|l|이 고정 값인 경우, 각각의 등가 이득은 R^2|l|이고, 따라서 링크 예산은 R^4|l| 배 만큼 향상된다. 반대로, R이 고정 값인 경우, |l|이 증가하면, 점근적으로 D의 효과가 Rt 및 Rr의 것보다 크기 때문에 링크 버짓은 감소한다.

이제 도 76을 참조하면, 2.42GHz 및 단 하나의 선형 편파(polarization)를 위해 설계된 단일 직사각형 패치 안테나의 3-D 모델이 도시되어 있다. 이 안테나의 방사 패턴은 도 77에 나와 있다.

도 78a는 더 높은 격자 로브로 인한 OAM 모드 차수 l = 0에 대한 원형 어레이의 방사 패턴을 도시한다. 도 78b, 78c 및 78d는 어레이 축 부근에서 l = 0(도 78b), l = 1(도 78c) 및 l = 2(도 78d)에서의 OAM 모드 차수에 대한 방사 패턴을 도시한다.

점근적 OAM 경로 손실은 다음과 같다.

e-대역 주파수, 1000m의 거리 및 적절한 패치 안테나 소자 이득을 가정할 때, 송신기 및 수신기 어레이 링의 직경, 안테나 수 등을 포함한 다른 파라미터가 계산될 수 있다.

패치 안테나(7510)의 제조는 도 79에 일반적으로 도시된 설계 및 레이아웃 프로세스, 도 80에 일반적으로 도시된 안테나의 제조를 위한 클린 룸 및 리소그래피 프로세스 및 도 81에 도시된 최종 테스트 프로세스를 통해 수행된다. 이제 도 79를 참조하면, 설계 및 레이아웃 프로세스가 보다 구체적으로 설명된다. 초기에, 패치 안테나는 마이크로 스트립 피드 구조를 갖는 ANSYS HFSS를 사용하여 단계(7902)에서 설계되고 시뮬레이션된다. ANSYS HFSS는 고주파 구조 시뮬레이터로 구성된다. 장치 내의 소프트웨어는 3D 전파 전자기장을 자극한다. ANSYS HFSS는 단계(7904)에서 HFSS 시뮬레이션으로부터 GDSII 파일(통합 회로 포토 마스크 플로팅을 제어하는 데 사용되는 그래픽 데이터베이스 시스템 파일)을 생성하고 GDSII 파일을 AWR(Applied Wave Research Corporation) 마이크로웨이브 오피스(MWO) 레이아웃으로 익스포팅한다. 접지 신호 접지 프로브 급전으로 안테나를 측정하기 위해, 애질런트 모멘텀(Agilent Momentum)을 사용하여 제작했던 마이크로스트립 전이 설계에 대한 이전에 설계된 도체 지원 공평면 도파관이 단계(7906)에서 GDSII 애질런트 모멘텀 파일로서 AWR MWO 레이아웃으로 임포팅된다. 이들 두 디자인은 단계(7908)에서 함께 모아져 제조 공정에 사용되는 등방성 습식 에칭을 설명하기 위해 12㎛의 중량 및 에칭 보상이 측면 치수에 추가된다. 레이아웃에 대한 최종 GDSII 파일은 단계(7910)에서 익스포팅되고, 단계(1912)에서 클린 룸에 제공된다.

이제 도 80을 참조하면, FR408 라미네이트 상에 구리 층을 패터닝하기 위한 클린 룸 프로세스가 도시되어 있다. 초기에, 양면 Cu FR408 라미네이트는 단계(8002)에서 가위를 사용하여 적절한 크기(전형적으로 1.5"x1.5")로 절단된다. FR408 라미네이트는 단계(8004)에서 라미네이트를 아세톤, 이소프로판올(IPA) 및 질소(N2)로 헹구어 세정하고 용매 후드에서 또는 적절한 척과 함께 CPK 솔벤트 스피너의 프로그램 2를 사용하여 건조된다. 단계(8006)에서 라미네이트를 핫 플레이트(예를 들어, 콜 파머 디지털 핫 플레이트)에서 130 ℃에서 2분 동안 탈수 베이킹한다. 다음으로, 단계(8008)에서, 일드 엔지니어링 YES-310 진공 후드 오븐을 이용하여 레인 방법으로 헥사 메틸디실리안(HMDS)이 라미네이트 상에 증착된다. 라미네이트 샘플을 레지스트 접착력을 향상시키기 위해 HMDS 오븐에 20 분 동안 둔다. 다음으로, 단계(8010)에서, 적절한 척으로 CPK 솔벤트 스피너의 프로그램 2를 사용하여 마스크를 세정한다. 단계(8012)에서만 프로그램 0 DIW를 사용하는 자동화된 마스크 세정제(울트라테크 마스크 크리너(Ultratech Mask Cleaner))를 사용하여 마스크를 추가로 세정한다.

리소그래피 공정은 단계(8014-8034)에서 수행된다. 먼저, 쉬플리(Shipley) S1813 포토 레지스트는 단계(8014)에서 라미네이트의 후면에 방사되어, 예를 들어, 블로워 사이언스 씨 스핀 코터 시스템(Brewer Science Cee Spin Coater System)을 사용하여 지면 층을 보호한다. 일 실시예에서, 스핀 코터 시스템은 60초 동안 3000rpm/s로 3000 rpm으로 작동할 것이다. 샘플을 핫 플레이트에서 115 ℃에서 90 초 동안 단계(8016)에서 소프트 베이킹하고, 단계(8018)에서 핫 플레이트에서 60 초 동안 130 ℃에서 하드 베이킹한다. 단계(8022)에서 S1813 레지스트가 상부 패턴 구리 층 상에 회전된다. 일 실시예에서, 이것은 3000 rpm에서 3000 rpm/s로 60 초 동안 수행된다. 단계(8022)에서 핫 플레이트상에서 115 ℃에서 90 초 동안 샘플을 소프트 베이크한다. 단계(8024)에서 칼 수스(Karl Suss) MA6 BA6 접촉 정렬기/프린터를 사용하여 110 mJ/cm2로 샘플의 상단을 노출시킨다. 다음으로, 회로는 비이커에서 60 초 동안 마이크로포짓(Microposit) MF-319로 단계(8026)에서 성장(develop)된다. 베이스 후드에서 샘플을 탈 이온수(DIW) 및 N2로 헹군다. 테크틱스 시리즈(Techniques Series) 85 RIE를 사용하여 과잉의 포토 레지스트를 제거하기 위해 단계(8032)에서 반응성 이온 에칭 프로세스가 수행된다. 이는 15 초 동안 50W의 180mTorr에서만 02을 적용하여 달성된다. 단계(8034)에서 샘플을 핫 플레이트상에서 130 ℃에서 60 초 동안 하드 베이킹한다. 리소그래피는 단계(8036)에서 라이카 Inm 광학 현미경하에 검사되어 리소그래피가 정확하고 간극이 정의되고 과도하게 전개되지 않았는지 확인한다.

단계(8038-8046)에서 12 μm 구리 층이 에칭된다. 구리는 Cu 에천트에서 샘플을 교반함으로써 단계(8038)에서 1 분 간격으로 에칭된다. 문의 단계(8040)는 Cu 에칭 프로세스가 완료되었는지를 판정하고, 그렇지 않으면, 샘플을 단계(8042)에서 90° 회전시키고 단계(8038)에서 Cu 에천트 내에서 샘플을 교반하기 위해 복귀한다. 문의 단계(8040)가 Cu 에칭 프로세스가 완료되었다고 판정하면, 제어는 단계(8044)로 진행하여 샘플이 DIW 및 N2로 세정되고 베이스 후드 내에서 건조된다. 문의 단계(8046)에서 현미경을 사용하여 샘플을 검사하여 Cu가 완전히 제거되었는지 판정한다. 그렇지 않다면, 제어는 Cu 에천트 내에서 추가 교반을 위해 단계(8038)로 되돌아 간다. 모든 Cu가 제거되면, 제어는 포토레지스트 프로세스의 스트립핑으로 넘어 간다.

포토 레지스트의 스트립핑은 먼저 샘플을 아세톤, IPA, DIW 및 N2로 헹구고 용매 후드 내에서 건조하거나 CPK 솔벤트 스피너의 프로그램 2를 적절한 척으로 사용하여 발생한다. 단계(8050)에서 샘플을 핫 플레이트상에서 130 ℃에서 5 분 동안 탈수 베이킹한다. 에칭된 라미네이트 샘플은 단계(8052)에서 현미경으로 검사되어 샘플 내의 영역의 과도한 에칭없이 갭이 에칭되는지 확인한다.

생성된 패치 안테나는 안테나의 동작을 확인하기 위해 도 81에 도시된 바와 같이 테스트될 수 있다. 초기에, 단계(8102)에서, G-S-G 피드가 단락되지 않도록 안테나에 대해 DC 테스트가 수행된다. 단계(8104)에서 RF 테스트를 수행하여 캐스케이드(Cascade) M150 프로브 스테이션에서 애질런트 VNA를 사용하여 주파수 대역에서 S11-리턴 손실을 측정한다. 이어서, 안테나의 방사 패턴은 단계(8106)에서 NSI 구형 근접장 스캐너를 사용하여 적절한 주파수에서 측정될 수 있다.

추가 구성에서, 패치 안테나는 혼 안테나와 함께 사용되어 창 또는 벽을 통해 발생하는 40dB 손실을 극복할 수 있다. 전술한 실시예는 또한 FCC 및 OSHA 요건을 충족시키도록 구성될 것이다. 여기에 서술된 기술들 이외에, 다른 근거리 기술들이 창 또는 벽을 통해 정보를 전송하기 위해 사용될 수 있다.

(송수신기 칩셋)

이제 도 82a를 참조하면, 창/벽(8202)을 관통하지 않을 주파수에서 기지국(8204)으로부터 신호를 수신할 주파수를 전송하는 RF 송수신기 칩셋을 사용하여 중대한 신호 손실없이 창 또는 벽(8202)을 통해 RF 신호를 전송하는 실시예가 도시되어 있다. 기지국(8204)은 무선 신호(8206)를 건물 전송 침투 시스템(8230)으로 전송한다. 건물 전송 침투 시스템(8230)은 기지국(8204)으로부터 신호(8206)를 수신하기 위한 전송 칩셋을 구현하는 제 1 송수신기(8232)를 포함한다. 제 1 송수신기(8232)는 구조물로 전송되는 신호에 대한 양방향 전송 링크(3236) 및 구조물의 외부로 기지국(8204)으로 전송되는 신호에 대한 전송 링크(8238)를 통해 전송 칩셋을 구현하는 제 2 송수신기(8212)와 연결된다.

구조물의 내부에 위치한 제 2 송수신기(8234)는 전송 라인(8222) 및 수신 라인(8224)을 통해 Wi-Fi 라우터(8220)와 통신한다. Wi-Fi 라우터(8220)는 구조물 내에 위치한 무선 장치와 통신한다. 전송 라인(8222 및 8224)은 라인(8214 및 8216)이 제 2 송수신기(8234) 사이의 양방향 통신을 허용하는 것과 유사한 방식으로 Wi-Fi 라우터(8220)와 제 2 송수신기(8218) 사이의 양방향 통신을 허용한다. 제 1 송수신기(8232) 및 제 2 송수신기(8234)에서 구현되는 칩셋은 제한하는 것은 아니지만 기지국으로부터의 3.5GHz, 24GHz, 28GHz, 39GHz, 60GHz, 71GHz 및 81GHz를 포함하는 임의의 개수의 주파수를 수신하여, 건물 내부로 그리고 건물 외부로부터 창/벽(8202)을 관통할 포맷으로 변환할 수 있다. 신호는 2G, 3G, 4G-LTE, 5G, 5G NR(New Radio) 및 WiGi를 포함하지만 이에 제한되지 않는 임의의 프로토콜을 사용할 수 있다.

이제 도 82b를 참조하면, 창 또는 벽(8202)을 통해 60GHz 또는 다른 대역폭 무선 신호를 전송하기 위한 시스템(8200)에 대한 도 82a의 시스템의 보다 특정한 실시예가 도시되어 있다. 이 실시예에서, 페라소 칩셋은 시스템(8200) 내에서의 전송을 가능하게 하기 위해 사용된다. 기지국(8204)은 60GHz 무선 신호(8206)를 밀리미터파 시스템(8208)으로 전송한다. 밀리미터파 시스템(8208)은 기지국(8204)으로부터 60GHz 신호(8206)를 수신하기 위한 페라소 칩셋을 구현하는 제 1 60GHz 송수신기(8210)를 포함한다. 제 1 페라소 송수신기(8210)는 구조물로 전송되는 신호를 위한 전송 연결부(8214) 및 구조물 외부로 기지국(8204)으로 전송되는 신호를 위한 전송선(8216)을 통해 페라소 칩셋을 구현하는 제 2 60GHz 송수신기(8212)와 연결된다.

제 2 페라소 송수신기(8212)는 창 또는 벽(8202)의 외부에 위치하고, 창 또는 벽(8202)의 내부에 페라소 칩셋을 구현하는 제 3 60GHz 송수신기(8218)로 무선 신호를 전송한다. 구조물의 내부에 위치한 제 3 페라소 송수신기(8218)는 전송 라인(8222) 및 수신 라인(8224)을 통해 Wi-Fi 라우터(8220)와 통신한다. Wi-Fi 라우터(8220)는 구조물 내에 위치한 무선 장치와 통신한다. 전송 라인(8222 및 8224)은 라인(8214 및 8216)이 제 2 페라소 송수신기(8212)와 제 1 페라소 송수신기(8210) 사이의 양방향 통신을 허용하는 것과 유사한 방식으로 Wi-Fi 라우터(8220)와 제 3 페라소 송수신기(8218) 사이의 양방향 통신을 허용한다. TDD의 경우 일반적으로 TX에 3 개의 타임 슬롯이 할당되고 RX에 1 개의 타임 슬롯이 할당되므로 슬롯이 시간에 따라 분리되므로 충돌하지 않는다. 따라서, 양방향 통신의 경우 동일한 주파수에서 간섭 측면에서 문제가 없다. 동일한 주파수와 시간이 사용되는 상황에서 TX가 +1 헬리시티(helicity)로 수행되고 RX가 -1 헬리시티로 수행되는 경우 OAM 트위스트 빔을 사용한 전이중 격리가 사용될 수 있다.

이제 도 83을 참조하면, 추가 페라소 칩셋 구현이 도시되어 있다. 도 83은 기지국(8302)이 60GHz 무선 통신 링크를 통해 페라소 칩셋을 구현하는 60GHz 송수신기(8304)와 통신하고, 신호는 페라소 송수신기(8304) 사이에서 페라소 칩셋을 구현하는 제 2 60GHz 송수신기(8230)로 양방향으로 전송되는 중계기 구성을 도시한다. 제 2 페라소 송수신기(2908)는 일반적으로 8314로 표시된 거리에 걸쳐 페라소 칩셋을 구현하는 제 3 60GHz 송수신기(8312)를 갖는 무선 60GHz 통신 링크(8310)를 갖는다. 페라소 송수신기(8304) 및 페라소 송수신기(8308)로 이루어진 중계기(8316)는 기지국(8302)으로부터의 신호가 페라소 송수신기(3812)까지 더 긴 거리 상으로 부스팅 및 전송되는 것을 가능하게 한다. 페라소 송수신기(8312)는 통신 라인(8222, 8324)을 통해 라우터(8318)와 양방향으로 통신한다. 상술한 바와 같은 중계기 구성은 기지국(8306)으로부터 전송된 60GHz 신호의 전송 범위를 확장하는데 사용될 수 있다.

도 84a는 전술한 바와 같이 전송에 사용될 수 있는 페라소 송수신기(8460)의 최상위 블록도를 도시한다. 한 쌍의 안테나(8462)는 60GHz 신호를 송신(8460B) 및 수신(8462A)하기 위해 사용된다. 전술한 실시예들 중 하나에 따른 수신된 신호는 안테나(8462A)로부터 복조기(8464)로 전달되며, 안테나(8462A)로부터 수신된 신호는 위상 동기 루프/로컬 발진기 블록(8466)으로부터 제공된 신호에 응답하여 복조된다. 복조된 신호는 아날로그-디지털 변환기(8468)로 전달되어 아날로그 신호가 복조된 신호 및 클록 생성기(8470)에 의해 제공된 클록 신호에 응답하여 디지털 포맷으로 변환된다. 디지털 신호는 출력(8472)에서 제공된다.

전송될 신호는 디지털 형식으로 입력(8474)에 제공되고 클록 생성기(8470)로부터의 클록 신호에 응답하여 디지털-아날로그 변환기(8476)에서 디지털에서 아날로그 형식으로 변환된다. 아날로그 신호는 위상 동기 루프/로컬 발진기 블록(8466)으로부터의 아날로그 신호 및 제어 신호에 응답하여 변조기(8478) 내에서 변조된다. 변조된 신호는 페라소 송수신기(8460)로부터 상술한 구성 중 하나에서 안테나(8462B)로부터 전송된다. 페라소 칩셋은 본 명세서에 참고로 포함된 2015 년 12 월 18 일자 페라소 W110 와이기그(WiGig) 칩셋 제품 개요에 보다 구체적으로 기술되어 있다.

이제 도 84b를 참조하면, 페라소 칩셋의 보다 상세한 애플리케이션 다이어그램이 도시되어 있다. 60 GHz 대역의 페라소 칩셋이 설명되었지만, 당업자는 칩셋이 중계기가 신호 전송 능력의 확장을 가능하게 하는 임의의 주파수를 이용할 수 있음을 알 것이다. 예로는 밀리미터 대역, 28GHz 대역, 39GHz 대역, 2.5GHz 대역, CBRS 대역(3.5GHz) 및 Wi-Fi 대역(5GHz)이 포함 되나 이에 제한되지 않는다. 페라소 칩셋은 와이기그 응용 프로그램과 함께 사용되는 W110 칩셋으로 구성된다. 페라소 칩셋은 PRS1125 집적 회로(8402) 및 PRS4001 집적 회로(8404)를 사용하여 IEEE 802.11ad 기능을 구현한다. 페라소 칩셋은 완벽한 초고속 USB 3.0 내지 와이기그 솔루션을 구현한다. PRS4001 저전력 와이기그 기저 대역 집적 회로(8402)는 디지털-아날로그 변환기(8408), 아날로그-디지털 변환기(8410) 및 위상 고정 루프(8412)를 포함하는 아날로그 프론트 엔드(8406)를 통합한다. PRS 4001 회로(8402)는 기저 대역 물리 계층(8414), Mac 계층(8416) 및 2 개의 RISC CPU 코어를 더 포함한다. PRS4001 회로(8402)는 IEEE 802.11ad와 호환된다. USB 2.0 및 3.0 인터페이스(8424)는 USB 통신을 가능하게 한다. PRS4001 회로(8402)는 모든 페라소 60GHz 무선 장치와의 완벽한 연결을 지원한다.

PRS1125 집적 회로(8404)는 60GHz 단일 종단 수신기 및 송신 인터페이스를 제공하는 단일 칩 직접 변환 RF 송수신기이다. PRS1125 회로(8404)는 최대 14dBm의 전송 출력 전력, -21dB보다 우수한 전송 EVM(16-QAM), 5dB 미만의 수신기 잡음 및 70dB 이상의 수신기 변환 이득을 제공한다. 통합된 단일 종단 60GHz 안테나 인터페이스는 전송 데이터 경로(8418) 및 수신 데이터 경로(8420)를 포함한다. 위상 고정 루프(8422)는 통합 컨트롤러를 사용하여 IEEE 802.11ad의 모든 채널에 튜닝된다. 페라소 칩셋은 무선 스토리지, 무선 디스플레이 및 멀티 기가 바이트 모바일 무선 애플리케이션을 제공한다. 안테나(8426)는 전체 60GHz 대역에서 8.5dBi 이득을 갖는 NA 등급 패치 안테나를 포함한다.

페라소 칩셋 송수신기 사이의 통신은 그들 사이의 처리량을 제어하기 위해 많은 방식으로 수행 될 수 있다. 도 85에 도시된 바와 같이, 제 1 페라소 송수신기(8502)와 제 2 페라소 송수신기(8504) 사이의 통신은 단일 통신 채널(8506)을 통해 직렬로 수행될 수 있다. 이 경우, 데이터는 단일 통신 채널(8506)을 통해 순차적으로 한 항목씩 순차적으로 전송된다. 도 86은 병렬 전송 구성을 보여준다. 이 구성에서, 송수신기(8502)와 송수신기(8504) 사이의 전송은 병렬로 동작하는 다수의 채널(8608)을 통해 발생한다. 이 구성에서, 데이터 처리량을 증가시키기 위해, 상이한 데이터 스트림이 병렬 통신 채널(8508)을 통해 동시에 전송될 수 있다. 병렬 구성에서, 데이터 스트림은 2 개의 다수의 서브 스트림으로 청원되어 별도의 병렬 채널(8508)을 통해 전송된다. 그 결과는 수신기(8504)에서 함께 결합될 수 있다.

도 87은 창 또는 벽(8006)의 외부 측면에 위치한 페라소 송수신기(8702)의 기능 블록도를 도시한다. 페라소 송수신기(8702)가 창 또는 벽(8704)의 외부에 위치되기 때문에, 페라소 송수신기(8702)에 전력을 제공하기 위한 어떤 방식이 필요하다. 벽(8704)의 외부 측에 위치한 전력 유닛(8706)은 여러 방식으로 페라소 송수신기(8702)에 전력을 공급할 수 있다. 일 구현에서, 전력 유닛은 전력을 생성하기 위한 태양 전지 및 태양 발생 회로를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 외부 벽 또는 창에 위치한 페라소 송신기에 대한 최대 전력 소비는 15W이다. 송수신기가 14 dBm 또는 대략 25 mW의 전송 전력을 제공하기 위해, 15 W의 소비 전력이 생성된다. 하루 중 20시간 동안 15W의 소비 전력이 필요한 경우, 매일 송수신기를 지원하기 위해 약 300Whr의 에너지가 필요하다. 24 시간 동안 작동하는 1.25의 효율을 갖는 동력 장치는 대략 375Whr의 에너지를 제공할 수 있다. 375Whr는 100W의 송수신기에 필요한 태양열 용량을 제공하기 위해 3.5(겨울에는 대략적인 태양 시간 수)로 나누어진다.

외부 페라소 송신기에 전원을 공급하는 다른 방법이 도 88에 설명되어 있다. 내부에 위치한 레이저(8022)는 레이저 빔(88042) 내의 에너지를 외부 페라소 송신기 상에 위치한 포토 다이오드(8806)로 전송하는데 사용된다. 벽이 빔을 차단하기 때문에 레이저 빔(8804)은 창을 통해 투과 될 것이다. 전송된 레이저 빔에 필요한 전력은 다음과 같이 정의된다.

광학부재의 효율, Eff_Optics은 투과되는 유리의 유형에 따라 다르다. 창유리는 상업적 또는 가정용 일 수 있다. 클리마가드(ClimaGuard) 70/36과 같은 가정용 창문 유리의 경우, 445 nm의 투과 파장에서 광학 효율은 0.68이다. 선가드(SunGuard) SN 68과 같은 상업용 창문 유리의 경우 광학 효율은 445 nm의 투과 파장에서 0.64이다.

실리콘 포토 다이오드의 효율, Eff_PVCell은 다음과 같이 정의된다.

따라서, 450nm에서 전송해야 하는 광학 출력은 다음과 같은 방식으로 광학 및 광 다이오드 효율을 사용하여 결정할 수 있다.

따라서 450nm, 4.5W 청색 다이오드로 34W의 전력을 공급하는데 필요한 레이저 다이오드의 수는 45W/4.5W 또는 약 8 개의 다이오드이다.

(VCSEL 정렬 및 전력)

이제 도 89를 참조하면, VCSEL(8902)가 도시되어 있다. 하나의 VCSEL은 창의 외부에 위치하고 제 2 VCSEL은 창의 내부에 위치하기 때문에, 하나의 VCSEL에서 다른 VCSEL로 제공되는 광 전송 링크를 정렬하는 방식이 있어야 한다. 이러한 정렬이 달성 될 수 있는 한가지 방식은 VCSEL(8902)상의 다수의 위치에 위치된 정렬 홀(8904)을 갖는 것이다. 도 89에 도시된 실시예에서, 정렬 홀(8904)은 VCSEL(8902)의 각 코너에 위치된다. 이러한 정렬 홀(8904)은 제 1 VCSEL(8902a)을 제 2 VCSEL(8902b)과 정렬시키기 위해 도 90에 도시된 방식으로 사용된다. 따라서, VCSEL(8902a) 및 VCSEL(8902b)의 각각의 코너에 위치된 각각의 정렬 홀(8904)를 시각적으로 정렬함으로써, VCSEL 내의 광 전송 회로는 창(9002)를 통해 정렬될 수 있다.

외부 전원 입력을 사용하는 대신, 창에 위치한 VCSEL(8902)는 도 91과 같이 다른 방법으로 전원을 공급할 수 있고, 도 91은 창 또는 벽(9002)의 내부에 있는 VCSEL(9102) 및 창 또는 벽의 외부에 위치한 VCSEL(9106)을 도시한다. 전원(9108)은 일부 유형의 입력 연결을 통해 내부 VCSEL(9102)에 직접 제공된다. 내부 VCSEL(9102) 내의 전력 결합 장치(9110)는 외부 VCSEL(9106) 내의 유사한 전력 결합 장치(9112)와 결합된다. VCSEL(9102 및 9106)이 투명한 창에 위치하는 경우, 포토 인덕터 또는 다른 유형의 광 전력 커플러가 전력 결합 장치(9110 및 9112)에 이용될 수 있다. VCSEL(9102 및 9106)이 불투명 한 벽의 반대쪽에 위치하거나, 코일 및 닥터와 같은 광학 신호 유도 결합 장치가 전력 결합 장치(9110, 9112)에 사용될 수 있다. 이러한 방식으로, 전력 결합 장치(9110)는 외부 VCSEL(9106)에 전력을 공급하기 위해 전력 결합 장치(9112)에 전력을 제공한다.

(시스템 전력)

이제 도 92를 참조하면, 시스템의 외부에 위치된 외부 시스템 구성요소(9202) 및 내부(5608) 내에 위치된 내부 시스템 구성요소(9204)에 전력이 제공될 수 있는 방식이 도시되어 있다. 내부 시스템 구성요소(9204)는 송신을 위한 신호를 생성하고 수신된 신호를 판정하기 위해 전술한 안테나, 변조기, 복조기 및 다른 구성요소를 포함한다. 외부 시스템 구성요소(9202)는 상술한 서큘레이터, 전력 증폭기 및 혼 안테나로 구성된다. 내부 시스템 구성요소(9204)는 건물 내에 위치한 전력 시스템에 플러그인 될 수 있는 내부 전력 시스템(9206)에 연결된다. 내부 시스템 구성요소(9204) 및 외부 시스템 구성요소(9202)는 창/벽(9002)에 의해 분리되기 때문에, 외부 시스템 구성요소에 전력을 전송 또는 제공하기 위한 어떤 방식이 있어야 한다. 그렇게 하는 한 가지 방법은 외부 시스템 구성요소(9202)가 연결되는 건물의 외부에 위치된 다수의 태양전지 판(9210)에 의해 전력을 공급받는 전력 시스템(9208)의 사용을 포함한다.

전력 시스템(9208)으로부터 외부 시스템 구성요소(9202)로 요구되는 전력은 대략 .76W이다. 이 .76W 전력을 제공하는 한 가지 방법은 태양전지 판(9210)을 사용하는 것이다. 태양전지 판(9210)에 .76W 또는 1W를 제공하는 태양전지 판이 사용될 수 있다. .76W 전원 공급 시스템과 관련하여 24 시간 동안 0.76W는 18.24W hours의 전력을 필요로 할 것이다. 18.24WW hours가 1.25 %의 효율로 제공되는 경우, 22.8W hours가 필요하다. 22.8W hours의 효율을 3.5시간(겨울의 일광 시간 #수)으로 나누면, 총 6.52W의 결과가 제공된다. 1W 시스템의 경우에도 마찬가지로, 하루동안 1W가 제공되려면, 24W hours가 필요하다. 1.25 % 효율에서 24W hours는 30W hours를 필요로 한다. 30시간을 겨울에 활용 가능한 일광 시간 3.5시간으로 나누면, 8.57W hours가된다. 전력 공급에 사용되는 태양전지 판(9210)은 스마트 폰 및 태블릿을 충전하는데 사용되는 태양전지 판과 유사할 수 있다. 이러한 유형의 패널에는 .76W 및 1W 에너지 수준 요구 사항을 충족하는 7W 충전 패널과 9W 충전 패널이 모두 포함된다.

고효율 태양 광 충전 패널을 갖는 7W 휴대용 태양열 충전기는 일반적으로 0.8 파운드의 무게를 갖는다. 이 장치의 일반 크기는 12.8×7.5×1.4 인치(32.5×19×3.5 cm)이다. 다른 7W 비정질 태양 광 배터리 충전기 패널의 크기는 15.8×12.5×0.8 인치(40×31.75×2cm)이고, 무게는 3 파운드이다. 단결정 전지가 있는 대체 9W 충전 패널의 크기는 8.7×10×0.2 인치(22×25.5×0.5cm)이며 유연한 태양 전지 패널의 크기는 12×40 인치(30.5×100cm)이다. 다른 9W 고효율 태양전지 판의 크기는 8.8×12.2×0.2 인치(22.35×31×0.5cm)이다.

이제 도 93을 참조하면, 태양전지 판을 이용하는 대신에, 외부 시스템 구성요소(9202)는 태양열 구동 시스템을 이용하는 것이 아니라 외부 시스템 구성요소에 전력을 공급하기 위해 전송된 레이저 전력을 이용할 수 있다. 내부 시스템 구성요소(9204)는 창 또는 벽(9304)의 내부에 모든 구성요소에 전력을 제공하는 전력 시스템(9302)을 갖는다. 전력 시스템(9302)은 예를 들어 건물 내에 위치한 전원 콘센트에 대한 내부 전원 연결부(9306)를 갖는다. 전력 시스템(9302)은 공지된 방식으로 내부 시스템 구성요소(9204)에 시스템 전력을 제공한다. 또한, 전력 시스템(9302)은 레이저 송신기(9308)에 전력을 제공한다. 레이저 송신기는 일 실시예에서 레이저 다이오드를 포함할 수 있다. 레이저 송신기(9308)는 창(9304)을 통해 창(9304)의 외부에 위치한 광발전(photovoltaic) 수신기(PV 수신기)(9312)로 전송되는 레이저 빔(9910)을 생성한다. 레이저 송신기(9308)는 PV 수신기(9312)로 전송될 빔 크기를 형성하기 위한 한 세트의 광학부재들을 포함한다. 생성된 레이저 출력은 다음 식에 따라 정의될 수 있다.

445nm에서 에너지를 감지하기 위해 PV 수신기에 필요한 광 파워는 다음과 같은 방식으로 정의될 수 있다.

이것은 수신기 레이저의 파장이다.

(하마마쓰 Si-포토다이오드)

따라서, 445nm에서 전력을 공급하기 위해서는 2W 레이저 다이오드가 필요하다. PV 수신기(9312)는 수신된 레이저 광 에너지를 다시 전기로 변환한다. 수신된 레이저 빔(9310)에 응답하여 PV 수신기(9312)에 의해 생성된 전력은 전력 시스템(9314)에 제공된다. 전력 시스템(9314)은 외부 시스템 구성요소(9202)에 전력을 공급하여 그들의 동작을 가능하게 한다.

이제 도 94를 참조하면, 태양전지 판 또는 레이저 소스를 이용하는 것이 아니라 유도 결합을 사용하여 내부 전원으로부터 외부 부품에 전력을 공급하는 다른 방식이 도시되어 있는데, 외부 시스템 구성요소들(9202)은 외부 시스템 구성요소들에 전력을 공급하기 위해 창/벽(9404)을 통해 내부 전원에 자기 유도 또는 자기 공진 결합에 의해 제공되는 전력을 이용할 수 있다. 내부 시스템 구성요소(9204)는 창 또는 벽(9404)의 내부 부분상의 모든 구성요소에 전력을 제공하는 전원 시스템(9402)을 갖는다. 전력 시스템(9402)은, 예를 들어, 건물 내에 위치한 전원 콘센트에 대한 내부 전원 연결부(9406)를 갖는다. 전력 시스템(9402)은 공지된 방식으로 내부 시스템 구성요소(9204)에 시스템 전력을 제공한다. 또한, 전력 시스템(9402)은 유도 코일 또는 자기 공진기(9408)에 전력을 제공한다. 유도 코일 또는 자기 공진기(9408)는 창/벽(9404) 외부에 위치한 제 2 유도 코일 또는 자기 공진기(9412)와의 자기 연결을 가능하게 한다. 유도 코일 또는 자기 공진기(9408 및 9412)는 내부 전력 시스템(9402)으로부터 외부 전력 시스템(9414)으로의 전력의 유도 또는 공진 결합을 가능하게 한다. 수신된 전자기 에너지(9410)에 응답하여 유도 코일 또는 자기 공진기(9412)에서 수신된 전력이 전력 시스템(9414)에 제공된다. 전력 시스템(9414)은 외부 시스템 구성요소(9202)에 전력을 제공하여 그들의 동작이 창/벽(9404)을 통해 신호를 전송하도록 한다.

또한, 도 92, 93 및 94에 도시된 능동적으로 전력을 공급받는 장치 외에도, 외부 부품들에 전력을 공급하지 않지만 건물 내의 내부 부품들로부터 더 짧은 거리 또는 더 높은 전력을 제공하는 수동 전력 장치가 사용될 수 있다.

유도 코일(9408/9412)은 내부 회로와 외부 회로 사이의 전력의 유도 결합을 제공하는 반면, 자기 공진기(9408/9412)는 자기 공진 결합을 사용하여 회로 사이의 전력을 전달한다. 유도 코일과 관련하여, 코일들 사이의 결합 계수는 다음 방식으로 계산될 수 있다. 이제 도 95를 참조하면, 각각 a(9504) 및 b(9506)의 반경을 갖는 거리 d(9502)만큼 떨어진 2개의 원형 루프 사이의 상호 인덕턴스는 아래와 같은 노이만(Neumann)의 식을 사용하여 계산될 수 있다

여기서 ds와 ds'는 원형 필라멘트의 증분 섹션이고, r은 두 섹션 사이의 거리이며, 다음과 같이 정의된다.

노이만의 식에 상기 내용을 치환하면, 아래와 같이 된다.

위의 식의 적분은 타원형 적분을 사용하여 다시 작성될 수 있고, 다음과 같이 산출된다

여기서 K(m)과 E(m)은 각각 첫 번째와 두 번째 종류의 타원형 적분이며, m은 다음과 같이 정의된다.

0과 1 사이의 값을 가정한다.

첫 번째와 두 번째 종류의 타원형 적분의 해는 다음 식을 사용하여 근사할 수 있다.

낮은 m 값의 경우, 파워 시리즈의 표현은 합리적인 정확도를 나타낸다. 그러나, m이 증가함에 따라 두 타원형 모두 이 수치적 적분 값을 벗어난다. 첫 번째 종류의 입술부터 안쪽까지의 목표를 위해, 통일성에 접근 할 때와 같이, 숫자 적분에 의해 계산된 해보다 점진적으로 무한대인 경향이 있다.

K(m) 및 E(m)의 식을 M(m)에 대한 식으로 대입하면, 다음과 같다

다음으로, m에 대한 식을 위의 식에 대입하면, 아래와 같이 두 개의 원형 동축 루프 사이의 거리의 함수인 상호 인덕턴스에 대한 식이 된다.

n1,2 턴을 갖는 2개의 코일에 대해, 식은 아래와 같이 조정될 수 있다.

이것은 거리 d, 코일을 둘러싼 재료의 투자율 μ 및 2 개의 코일의 내부 반경의 함수로서 n1,2를 갖는 2 개의 코일의 상호 인덕턴스를 나타낸다.

성능 지수(Figure-of-Merit)(U)는 인덕터의 루프에 의해 저장된 에너지와 주어진 사이클에서 소비되는 전력 사이의 비율을 설명하는 Q 팩터와 관련하여 설명 될 수 있다. 성능 지수는 아래의 식에 따라 와이어 반경 Ra, 루프 반경 a, 자유 공간의 투자율 μ₀₍루프의 코어가 공기이므로), 코어 재료의 전도성 및 1 차와 2 차 사이의 거리와 같은 다른 코일 매개 변수에 따라 달라진다

일 실시예에서, 전송 코일은 6.25cm의 루프 반경, 10.25x10-3의 와이어 반경, 4 개의 코일 턴, 46mm의 1 차 및 2 차 루프 사이의 거리 및 6.78MHz의 작동 주파수의 특성을 가질 것이다.

이제 도 96을 참조하면, 다양한 코일 반경, 코일 내의 다양한 턴 수 및 상이한 코일 높이에 걸친 코일의 효율에 관한 정보를 제공하는 표가 도시되어 있다.

이제 도 97 및 98을 참조하면, 코일(9702)이 서로 유도적으로 결합되고 공진기 회로(9802)가 서로 유도적으로 공진하는 방식이 도시되어 있다. 도 97은 입력 전압(9706)에 응답하여 발진기(9704)로부터 L1 코일(9702)로 교류가 어떻게 제공되는지를 도시한다. L1 코일(9702) 내의 교류 전류는 교번 자기장(9708)을 생성하고, 이는 이어서 2 차 코일(L2)의 교류 전류를 유도한다. 이것은 부하(9712)에 제공되는 정류기(9710)에 전류가 제공되게 한다. 1 차 코일(9702)에 의해 생성된 자기장은 거의 모든 방향으로 동일하게 방사된다. 자기장에 의해 생성된 플럭스는 역 제곱 법칙에 따라 거리에 따라 빠르게 떨어진다. 따라서, 2 차 코일(L2)(9702)은 최대 자속을 차단하기 위해 1 차 코일(L1)(9702)에 가능한 한 가깝게 배치되어야 한다.

이제 도 98을 참조하면, 코일들을 밀접하게 결합시켜야 한다는 요구로 인해 유도성 무선 충전의 주요 단점을 극복하기 위해, 코일들 사이에 정밀한 정렬 및 근접성을 요구하는 자기 공진 무선 충전이 이용될 수 있다. 자기 공진은 상이한 크기의 코일을 사용하여 건물 내부에서 건물 외부로 임의의 활성 구성요소를 충전하기 위해 사용될 수 있다. 자기 공진 전력 전송의 기본 개념은 메인 코일에서 에너지를 전방향으로 확산시키는 대신 창 또는 벽을 가로 질러 지정된 방식으로 한 코일에서 다른 코일로 에너지를 터널링하는 것이다. 자기 공진 무선 충전 회로는 전압(VS)를 발진기(9806)에 인가하는 입력부(9804)에 걸친 입력 전압(VS)를 수신한다. 발진기(9806)의 출력은 구동 코일(9808)을 통과한다. 구동 코일(9808)은 1 차 공진기 회로(9802)에서 코일(9810)을 가로 질러 연결된 커패시터(9812)를 갖는 코일(9810)을 포함하는 전류를 생성한다. 공진기 회로(9802a)는 공진기 회로(9802b)와 결합되어 자기 공진 무선 충전을 제공한다. 공진기 회로(9802b)는 코일을 가로 질러 연결된 커패시터(9816)를 갖는 코일(9814)을 포함한다. 공진기 회로(9802b)는 정류기(9820)에 연결된 구동 코일(9818)과 결합되며, 이는 부하(9822)를 구동하기 위해 사용된다. 자기 공진기 전력 전송의 기본 개념은 공진기 회로(9802a)로부터의 에너지가 1 차 코일(9802a)로부터 전 방향성으로 확산되는 대신 공진기 회로(9802b)로 터널링된다는 것이다.

전술한 밀리미터파 전송 시스템을 사용하여 창 또는 벽을 통해 건물 내부에서 건물 외부로 무선 전력 전송을 제공하기 위해 유도 결합 및 자기 공진 결합을 사용하기 위해서는, 유도 결합 또는 자기 공진 결합의 사용 여부에 따라 다른 설계 고려 사항이 다루어져야 한다. 유도 결합을 사용하여 무선 전력 전송을 제공하기 위해서는, 송신 전력 유닛과 수신 전력 유닛 사이의 거리가 매우 작아야 하는 높은 자기 결합이 필요하다. 유도 결합 무선 전력 전송에 사용 가능한 표준에는 Qi 및 PMA가 포함된다. 5W에서 15W 사이의 표준을 사용하면 5-10mm의 작은 거리에서 전송될 수 있다.

HR-WPA(High Resonant Wireless Power Transfer)라고도 하는 자기 공진 결합을 사용하는 무선 전력 전송은 전력 전달을 위해 느슨하게 결합된 자기 공진을 사용한다. 고-품질 계수 자기 공진기는 더 낮은 결합 속도로 효율적인 에너지 전송을 가능하게 하여 더 많은 위치 자유도를 제공하면서 송수신 전원 장치 사이의 더 먼 거리에 걸쳐 전력을 전달할 수 있다. 기존 표준은 리젠스(Rezence)(와이트리시티(WiTricity)) 및 와이파워(WiPower)(퀄컴(Qualcom))을 포함한다.

이제 도 99를 참조하면, 본 발명의 밀리미터파 시스템에 전력을 공급하기 위해 사용될 수 있는 자기 공진 무선 전력 전송 시스템의 기능 블록도가 도시되어 있다. AC 전압 신호는 AC 입력(9902)에 제공된다. 교류 전압 신호는 교류 신호를 직류 신호로 변환하는 AC/DC 변환기(9904)에 인가된다. AC-DC 변환기(9904)로부터의 직류 신호는 DC/RF 증폭기(9906)에 인가된다. DC/RF 증폭기(9906)는 DC 전압을 소스 공진기를 구동하는데 사용되는 RF 전압 파형으로 변환하는 고효율 스위칭 증폭기이다. DC/RF 증폭기(9906)로부터의 RF 전압 파형은 임피던스 매칭 네트워크(9908)를 추가하기 위해 적용된다. 임피던스 매칭 네트워크(9908)는 임피던스 매칭을 제공하고 시스템 효율을 향상 시킨다. 임피던스 매칭 네트워크(9908)로부터의 신호는 신호를 수신기 측 장치 공진기(9912)에 링크하는 송신 측 소스 공진기(9910)에 제공된다. 소스 공진기(9910) 및 장치 공진기(9912)는 창 또는 벽의 반대측에 위치한 전송 측과 수신기 측 사이의 낮은 결합 속도(더 큰 거리 및/또는 위치 자유도)에서 효율적인 에너지 전달을 가능하게 하는 고품질 팩터 공진기이다. 이 에너지 결합을 고 공진 무선 전력 전송(HR-WPT)이라 한다. 장치 공진기(9912)로 전달된 전력은 제 2 임피던스 매칭 네트워크(9914) 및 RF/DC 정류기(9916)로 간다. 정류기(9916)는 DC 전압을 요구하는 부하(9918)에 사용되며 수신된 AC 전력을 DC 신호로 다시 변환한다.

소스 공진기(9910) 및 장치 공진기(9912)는 2 개의 기본 파라미터, 즉 공진 주파수(ω0) 및 고유 손실률(Γ)에 의해 기술될 수 있는 특성을 갖는다. 이 두 파라미터의 비율은 공진기의 품질 계수(Q), (Q = ω0/2Γ) 공진기가 에너지를 얼마나 잘 저장하는지에 대한 척도를 정의한다. 공진기 에너지는 인덕터(자기장에 저장된 에너지)와 커패시터(전기장에 저장된 에너지) 사이의 공진 주파수에서 진동하고 저항에서 소산된다. 공진기의 공진 주파수와 품질 계수는 다음과 같이 정의된다.

Q에 대한 식은 회로의 손실을 줄이는 것, 즉, R을 줄이는 것이 시스템의 품질 계수를 증가시킨다는 것을 보여준다. Q 전자기 공진기는 일반적으로 흡수율이 낮은 도체 및 부품으로 만들어지며 결과적으로 공진 주파수 폭이 상대적으로 좁다.

소스 공진기(9910)를 장치 공진기(9912)에 근접하여 위치시킴으로써, 공진기들이 에너지를 교환할 수 있게 하는 디바이스들 간의 결합이 달성될 수 있다. 결합 공진기의 개략도는 일반적으로 도 100에 도시되어 있다. 소스 전압은 등가의 발전기 저항(Rg)(10004)를 갖는 주파수(ω)에서 진폭(Vg)을 갖는 정현파 전압 소스(10002)이다. 소스 및 장치 공진기 코일은

인 상호 인덕턴스(M)를 통해 결합되는 인덕터(LS)(10006) 및(LD)(10008)로 표현된다. 각 코일은 공진기(CS(10010) 및 CD(10012))를 형성하기 위한 커패시터를 갖는다. 저항(RS(10014) 및 RD(10016))은 코일(10006, 10008) 및 각각의 공진기의 공진 커패시터(10010 및 10012)의 옴 및 방사 손실을 포함하는 기생 저항이다. 부하는 RL(10018)로 표시된다.

도 100의 회로의 분석은 소스 및 장치 모두에서 아래의 식에 따라 ω에서 공진하는, 소스로부터 이용 가능한 최대 전력으로 나눈, 부하 저항(10018)으로 전달되는 전력을 제공한다.

여기서 U는 시스템에 대한 성능 지수이다.

발생기 저항(10014, 10016) 및 부하 저항(10018)은 다음 식에 따라 최상의 시스템 성능(임피던스 매칭 네트워크에 의해 수행됨)을 제공하도록 선택된다.

위에서 정의된 전력 전송의 효율은 다음 식에 따라 극대화된다.

무선 전력 전송 시스템의 최상의 효율은 시스템 성능 지수에 의존하는데, 성능 지수는 공진기간의 자기 결합 계수(k)와 무부하시 공진기 품질 계수(QS 및 QD)의 항으로 쓰여질 수 있다.

자기 결합 계수(k)는 공진기의 상대 크기, 공진기간 거리 및 공진기의 상대 방향의 함수이다. 위 식은 고-품질 팩터 공진기를 사용하면 낮은 결합 속도에서도 효율적인 작동이 가능하다는 것을 보여준다. 이것은 소스 공진기와 장치 공진기 사이의 정확한 위치 결정을 필요로 하지 않으며, 코일 사이의 거리가 더 넓고, 더 많은 위치 자유도와 움직임 자유도를 제공한다. 정확한 위치 결정이 필요하지 않기 때문에 소비자가 창 또는 벽의 내부 및 외부에 있는 내부 및 외부 송수신기를 설치하는 것이 가능하다.

성능 지수(U)는 와이어 반경(Ra), 루프 반경(a), 자유 공간의 투자율 μo, 1 차 및 2 차 루프 사이의 거리(d) 및 코어 물질의 전도성과 같은 다른 코일 파라미터에 의존한다. 성능지수(U)는 루프에 의해 저장된 에너지와 주어진 사이클에서 소비되는 전력 사이의 비율을 설명하는 Q 팩터로 표현 될 수 있다.

여기서, σ는 재료의 커미티(committee)의 종류를 나타내고, c는 빛의 속도이다.

이제 도 101을 참조하면, 도 99의 DC/RF 증폭기(9906)와 같은 50Hz 그리드 AC를 kHz로 변환하기 위한 발전기의 회로도가 제공된다. 이것은 전력 그리드 AC를 에너지 전송 시스템의 동작 주파수로 변환하기 위해 정류 및 스위칭 네트워크를 이용하는 무선 에너지 전송 시스템의 잠재적 전원을 도시한다. 도 101은 4 개의 다이오드(10104)를 포함하는 정류기(10102) 및 4 개의 전력 MOSFET 트랜지스터(10108)를 포함하는 스위칭 네트워크(10104)를 포함하는 전원의 간단한 예를 도시한다. 커패시터(10110)는 정류기(10102)와 스위칭 네트워크(10106) 사이에 연결된다. 전원의 저항은 250m 내지 400m의 범위에 있다. 전원에 대한 입력은 단자(10112)를 가로 질러 정류기(10102)를 가로 질러 제공된다. 스위칭 네트워크(10106)로부터의 출력(v1)(10114)은 대략 제곱 전압이다. 정규화된 정사각형 신호, f(t)의 푸리에 성분은 다음과 같다.

이제 도 102를 참조하면, 공진기(10202 및 10204) 사이의 손실을 극복하기 위해 임피던스 매칭이 이용될 수 있는 방식이 도시되어 있다. 공진기(10202 및 10204)의 개략적인 표현은 창(10206)를 통한 전송을 위해 전술한 방식으로 제공된다. 2 개의 저항(Rthin)(10208)이 인덕터(LS 및 LD)에 각각 삽입되어 'Low-e' 클래스의 얇은 은 층으로 인한 와전류 손실을 모방하고 모델링한다. 전술한 임피던스 매칭 네트워크, 코일 및 저항기를 이용한 저항 및/또는 매칭 제어를 통한 적절한 임피던스 매칭으로, 코일의 턴, 코일의 면적, 코일의 투과성(재료 유형) 및 공진 주파수의 주파수를 수정함으로써 손실을 극복할 수 있다.

도 103 및 104는 페라소 칩셋 및 내부 전송 회로로부터 외부 전송 회로로 전력을 전송하기 위한 유도 또는 공진 결합을 사용하는 외부 전송 회로(10302) 및 내부 전송 회로(10304)의 사시도 및 측면도를 도시한다. 외부 전송 회로(10302)는 기지국 또는 다른 외부 전송 소스로부터 밀리미터파 전송을 수신하는 안테나(10306)로 구성된다. 대안의 실시예에서, 안테나(10306)는 또한 다른 페라소 송수신기로부터의 전송의 직접 수신을 가능하게 하는 페라소 송수신기를 포함할 수 있다. 페라소 송수신기(10308)는 외부 전송 회로(10302)를 내부 전송 회로(10304)로부터 분리하는 창 또는 벽을 통해 신호를 전송하기 위해 사용된다. 코일(10310)은 전술한 방식으로 건물 내부로부터 유도 전력 전송 또는 자기 공진 전력 전송을 위해 사용된다. 안테나(10306), 페라소 송수신기(10308) 및 코일(10310)의 전자 부품들을 상호 연결하기 위해 회로 보드(10312)가 사용된다.

내부 전송 회로(10304)는 외부 전송 회로(10302) 내의 페라소 송수신기(10308)와 신호를 송수신하기 위한 페라소 송수신기(10312)를 포함한다. 내부 코일(10314)은 외부 전송 회로(10302)와 유도 또는 자기 공진 전력 결합을 가능하게 한다. 또한, 회로 보드(10316)는 페라소 송수신기(10312), 코일(10314) 및 임의의 다른 내부 전자 회로 사이의 상호 연결을 가능하게 한다.

신호 또는 전력이 전송되기 위해 통과해야 하는 창유리와 관련하여, 비유전율, 전력 전송율, 위상 및 반사율은 다음과 같은 드루드(Drude) 모델에 따라 계산될 수 있다.

ω_p: 벌크 플라즈마 주파수

γ: 대역내 댐핑 기간

은의 경우: ω_p=9.6ev, γ=0.0228ev

k ∝ 흡수로 인한 손실량

흡수된 전력:

위상:

ε_r, n, k, 흡수 전력 및 흡수 손실의 값들은 도 105에 예시되어 있다.

하나의 층에 대한 반사 손실은

로 정의될 수 있고, 두 층에 대한 반사 손실은

로 정의될 수 있다. 흡수 손실은

로 정의된다. 이들의 값은 도 106 및 107에 더 구체적으로 예시되어 있다. 이 값들은 반사율(R)을 기초로 하여 아래와 같이 결정될 수 있다.

그리고, 흡수 계수는 아래와 같다.

(가정용 IP 네트워크 시스템을 사용한 애플리케이션)

현재 광대역 시스템은 광섬유 연결이 있는 유선 광대역을 사용하여 네트워크 공급자에서 소비자에게 정보를 전송한다. 예를 들어, 'AT&T U-verse'는 노드까지 광섬유를 갖고 구내까지는 구리를 갖거나, 또는 경우에 따라 구내까지 모든 경로에 광섬유를 제공하기도 한다. 구내 시스템까지의 광섬유는 비싸고 배치하는 데 많은 시간이 필요하다. 다른 해법으로는 다이렉티브이(DirecTV), 프론티어(Frontier)로부터의 DLS 모뎀 및 차터(Charter) 또는 컴캐스트(Comcast)의 케이블 박스가 있다. 다른 해법은 광대역의 무선 전달을 구현하는 것이다. 그러나, 무선 고주파 RF 파를 사용하여 광대역을 제공할 때는 집 및 건물의 창 유리 및 벽을 관통할 수 없는 신호와 관련하여 문제가 발생한다.

브로드 캐스트 RF 비디오 기술을 사용하는 전통적인 케이블 TV 또는 위성 네트워크에서는 모든 컨텐츠가 각 고객에게 지속적으로 다운 스트림으로 흐르고, 고객은 셋톱 박스에서 컨텐츠를 스위칭한다. 고객은 가정/기업으로 흐르는 파이프를 통해 제공되는, 케이블/위성 제공 업체가 제공하는 많은 선택사항 중에서, 선택할 수 있다. 브로드캐스트 네트워크는 공급자에서 소비자로 데이터를 전송하는 한 가지 방법일 뿐이다. 지금까지는, 허브에서 신호를 수신하기 위해 지붕에 안테나를 배치한 다음 다른 층을 뚫고 신호가 건물에 침투할 수 있도록 접근하였다. 건물 지붕에서 건물 내 개별 유닛으로의 이러한 접근 방식은 운영자에게 매우 많은 비용과 시간을 들게 한다. 다른 접근 방식은 허브에서 개별 장치로 빔을 보내는 것이지만, 이는 신호가 건물의 창이나 벽에 닿게할 수 있다. 무선 빔이 건물에 침투하려고 할 때 벽이나 창에 의해 손실이 발생한다. 이러한 손실은 밀리미터파 무선 신호에 대해 막대하므로 상술한 기술을 이용하여 광대역 전송을 제공하는 방법이 매우 유리할 것이다.

무선 광대역 전송과 관련하여 상기 언급된 문제를 극복하기 위한 한 가지 방식이 도 108에 도시되어 있다. 기존의 가정용 IP 네트워크 시스템(10802)을 밀리미터파 전송 시스템(10804)과 결합함으로써 개선된 결합형 가정용 IP 네트워크 시스템(10806)이 제공될 수 있다. 밀리미터파 전송 시스템(10804)은 더 높은 비트 레이트, 보다 정확한 빔 성형 및 스티어링, 및 더 작은 풋 프린트 구성요소의 이점을 갖는다. 가정용 IP 네트워크 시스템(10802)은 인터넷, TV 및 VoIP 전화 서비스로 구성된 조합 서비스를 포함한다. 이러한 서비스는 번들로 또는 별도로 주문할 수 있으며 모든 서비스 조합을 사용할 수 있는 것은 아니다. TV 서비스는 TV 서비스를 제공하는 데 사용되는 IPTV(인터넷 프로토콜 텔레비전)를 기반으로 한다. 네트워크 시스템(10802)은 또한 인터넷 기술을 사용하여 TV, 컴퓨터, 집 전화 및 무선 장치가 함께 작동하도록 IP 기술(인터넷 프로토콜 기술)을 이용한다. 이것은 많은 유용한 기능을 제공하고 서비스 제공 방식으로 장치를 더 잘 제어한다. IP 기술의 사용은 또한 서비스가 소비자의 정확한 요구에 맞게 조정될 수 있도록 보다 개인화를 제공한다. 이러한 서비스 유형의 예로는 'AT&T U-verse', 다이렉티브이(DirecTV), 프론티어(Frontier)의 DSL 모뎀, 차터(Charter) 또는 콤캐스트(Comcast) 케이블 박스가 있다. 가정용 IP 네트워크 시스템(10802) 및 비디오 백본은 고품질 비디오, 고급 기능 및 기타 응용 프로그램을 제공한다. 가정용 IP 네트워크 시스템(10802)은 광섬유를 구내로 또는 광섬유를 노드 기술로 통해 고객의 가정에 제공되는 양방향 IP 네트워크이다.

밀리미터파 시스템(10804)은 상술한 바와 같이 창 또는 벽을 통한 신호의 전송을 가능하게 한다. 밀리미터파 시스템(10804)을 가정용 IP 네트워크 시스템(10802)과 결합함으로써, 무선 광대역 전송은 네트워크 제공자로부터 건물 내부에 위치한 사용자 장치로 시스템 성능을 저하시키는 창 또는 벽을 통한 신호의 전송에 의해 발생하는 손실없이 제공될 수 있다. 결합형 가정용 IP 시스템(10806) 내에서, 콘텐츠는 네트워크에 유지되며 요청시에만 고객에게 제공될 것이다. 결합형 가정용 IP 시스템(10806) 내에서, IP 네트워크는 양방향이다. 전환식 비디오 전송은 가정/기업으로의 "파이프"의 크기에 의해 제한되지 않는다. 이러한 네트워크를 통해 더 많은 컨텐츠와 기능을 제공할 수 있다. 이 네트워크는 다양한 시청자에게 관심있는 틈새 프로그래밍 및 HD(고화질) 프로그래밍을 포함하여 고객에게 더 많은 선택권을 제공할 수 있는 잠재력을 만들어낸다.

"전통적인" 케이블 또는 위성 TV와 비교하여, IPTV를 제공하는 결합형 시스템(10806)은 네트워크 내에서 더 많은 유연성과 창의성을 가능하게 하는 다른 개선된 구성이다. IPTV를 사용하는 결합형 시스템(10806)은 기존의 단방향 케이블 또는 위성 방송 네트워크에 비해 양방향 상호 작용을 가능하게 한다. 양방향 가정용 IP 네트워크를 통해 시청자는 시청 경험을 상호 작용하고 개인화하며 제어할 수 있는 더 많은 옵션을 가질 수 있다. IP 기술은 또한 홈 네트워크 내에서 더 많은 유연성을 제공한다. 결합 시스템 가정용 IP 네트워크를 사용하면, 가정이나 기업의 모든 시스템 수신기가 동일한 고속 네트워크에 연결된다. 이를 통해 게임 콘솔, 랩톱 및 기타 장치를 구내 가정용 IP 네트워크에 연결할 수 있다.

결합형 시스템(10806)에서 IPTV를 보는 것은 공중 인터넷을 통한 비디오 스트리밍과 다르다. IPTV를 사용하면 네트워크 공급자가 가정용 IP 네트워크를 통해 프로그램을 실행하여 네트워크 공급자가 비디오 품질과 서비스의 안정성을 제어할 수 있다. 최고 품질의 인터넷 비디오는 낮은 대역폭, 트래픽이 많거나 연결 품질이 좋지 않음으로 인해 지연될 수 있다. IPTV를 통해 TV가 다른 서비스와 통신할 수 있으므로 통합된 고속 인터넷 기반 컨텐츠 및 기능이 TV 화면에 나타날 수 있다. 예를 들어, 공개 또는 개인 클라우드에 업로드된 온라인 사진을 TV에서 직접 볼 수 있다.

이제 도 109를 참조하면, 도 108의 가정용 IP 결합형 시스템(10806)의 기능 블록도가 보다 구체적으로 도시되어 있다. 네트워크 컨텐츠(10902)는 서비스 제공자로부터 밀리미터파 전송 시스템(10904)으로 제공된다. 네트워크 컨텐츠(10902)는 비디오, 오디오, 인터넷 웹 페이지 또는 임의의 다른 네트워크 기반 자료를 포함할 수 있다. 밀리미터파 시스템(10904)은 건물의 외부로부터 건물의 내부로 그리고 건물의 내부에서 건물의 외부로의 신호의 전송과 관련하여 위에서 설명된 시스템에 따라 다수의 파장에서 동작할 수 있다. 밀리미터파 시스템(10904)은 전술한 건물의 내부와 외부 사이에서 양방향으로 전송하기 위한 모든 다양한 시스템을 포함할 것이다. 밀리미터파 시스템(10904)은 광대역 데이터를 건물 내부에 위치한 가정용 IP 시스템(10906)으로 전송한다. 밀리미터파 시스템(10904)은 유리 또는 벽의 양측에 있을 수 있고, 이는 광 또는 RF를 통해 무선 파를 터널링하는 것을 가능하게 한다. 밀리미터파 시스템(10904)은 창 유닛에서의 전자 통합을 통해 가정용 게이트웨이(10906)에 직접 연결된다. 대안의 실시예에서, 밀리미터파 시스템(10904)은 빔 형성을 갖는 허가된 대역 또는 비허가된 와이파이상에서 가정용 게이트웨이(10906)에 무선으로 연결된다. 가정용 IP 시스템(1106)은 유선 연결(10910) 및 무선 연결(10912)을 통해 건물의 내부에 위치한 다수의 홈 디바이스(10908)에 광대역 컨텐츠를 제공한다.

도 110은 가정용 IP 네트워크 시스템(11002)의 기능 블록도를 도시한다. 외부 전송 유닛으로부터 구조물의 내부로 밀리미터파의 전송을 가능하게 하는 밀리미터파 전송 시스템으로부터의 입력(11004)은 가정용 IP 네트워크 게이트웨이(11006)에 광대역 신호를 제공한다. 가정용 IP 네트워크 게이트웨이(11006)는 입력(11004)으로부터 오는 신호가 라우팅될 필요가 있는 곳을 결정하고, 복수의 가능한 출력 중 하나의 출력을 광대역 정보를 요청하는 장치와 관련된 적절한 목적지 IP 주소로 제공한다. 출력 라인은 동축 케이블(11008), 이더넷 케이블(11010) 또는 기존 전화선(11012)을 포함할 수 있다. 동축 케이블(11008)은 셋톱 박스(11014)에 입력을 제공할 수 있고, 그 다음, 예를 들어, HDMI 연결(11018)을 통해 거실 TV(11016)에 출력을 제공할 수 있다. 제 1 이더넷 연결(11010)은 셋톱 박스/DVR(11020)에 연결될 수 있다. 추가의 이더넷 연결(11022)은 제 2 텔레비전(11024)에 데이터를 제공한다. 이더넷 연결들(11010)은 또한 PC(11026) 또는 네트워크 드라이브(11028)에 데이터를 제공할 수 있다. 기존 전화선 연결(11012)은 전화 연결을 위해 전화 콘센트(11030)에 제공될 것이다. 마지막으로, Wi-Fi 안테나(11032)는 가정용 IP 네트워크 게이트웨이(11006)가 구조물 내에 Wi-Fi 네트워크 연결을 제공하는 능력을 제공한다. Wi-Fi 네트워크 연결은 PC(11034), 랩탑(11036), 아이패드(11038) 또는 아이폰(11040)과 같은 장치가 가정용 IP 네트워크 게이트웨이(11006)에 무선으로 연결하여 광대역 데이터를 수신할 수 있게 한다.

도 111은 밀리미터파 시스템이 가정용 IP 네트워크 시스템으로 정보를 전송하기 위해 이용될 수 있는 방식을 도시한다. 구조물의 외부에 위치한 액세스 유닛(11102)은 광대역 IP를 가정용 IP 네트워크 시스템과 관련된 하나 이상의 구조물 내에 위치한 CPE(고객 구내 장비) 유닛(11104)으로 무선으로 전송한다. 액세스 유닛(11102)은 무선 전송 또는 유선 연결을 통해 CPE 유닛(11104)으로 전송하기 위한 광대역 데이터를 수신할 수 있다. 액세스 유닛(11102)과 CPE 유닛(11104) 사이에 제공된 무선 액세스는 밀리미터 대역 24 GHz, 28 GHz, 39 GHz, 60 GHz 및 2.5 GHz, CBRS 대역 3.5GHz, Wi-Fi 대역 2.4 및 5GHz을 포함하는 임의의 다수의 주파수 대역에서 제공될 수 있으나, 이에 제한되는 것은 아니다. 이러한 신호는 벽 또는 창을 통해 신호를 전송하기 위한 전술한 전송 기술 중 임의의 것을 사용하여 구조물 외부에서 구조물 내부로 전송된다. 구조물 내에서 CPE 유닛(11104)은 사물인터넷(IOT) 장치(11106), PC(11108), IP TV(11110), 폐쇄 회로 텔레비전(11112), IP 전화(11114) 및 Wi-Fi 익스텐더(11116)로 신호를 전송하기 위해 구내 내의 Wi-Fi 또는 다른 비허가 대역을 사용한다. 이들은 IP 기반 장치의 일부 예일 뿐이며 CPE(11104)와의 통신을 위해 구조 내에서 임의의 유형의 Wi-Fi 연결 가능 장치가 이용될 수 있다. 광대역 데이터가 구조물의 외부로부터 구조물의 내부로 전송될 수 있는 방식은 상술한 밀리미터파 전송 시스템을 다양한 방식으로 이용하여 구성 될 수 있다.

도 112는 액세스 유닛(11102)이 광대역 데이터를 창 또는 벽(11204)의 외부 측에 위치한 밀리미터파 시스템 송수신기(11202)로 무선으로 전송하는 제 1 실시예를 도시한다. 이 시스템은 건물 외부에 중계기(송수신기(11202))와 건물 내부에 송수신기(11206)와 함께 소비자 설치된다. 이 구성은 유리 또는 벽의 양쪽에 밀리미터파 송신기를 사용하여 광학 신호 또는 RF 신호를 사용하여 전파를 터널링할 수 있다. 광대역 신호는 가정용 IP 네트워크(11208)에 대한 액세스를 제공하기 위해 일체형 창 유닛에서 전자 통합을 통해 CPE 장치(11104)에 직접 연결된다. 밀리미터파 송수신기(11202) 로의 무선 전송은, 제한하는 것은 아니지만, 24GHz, 28GHz, 39GHz, 60GHz 및 2.5GHz와 같은 밀리미터파 대역; 3.5GHz와 같은 CBRS 대역; 및 2.4 및 5 GHz와 같은 Wi-Fi 대역을 포함하는 임의의 주파수 대역 내에 있을 수 있다. 밀리미터파 송수신기(11202)는 창 또는 벽(11204)을 통해 구조물의 내부에 위치한 제 2 밀리미터파 송수신기(11206)로 신호를 전송한다. 밀리미터파 송수신기(11202 및 11206)의 구성은 창 또는 벽(11204)을 통해 신호를 전송하기 위한 시스템과 관련하여 본 명세서에서 논의된 것들 중 임의의 것일 수 있다. 내부 밀리미터파 송수신기(11206)는 수신된 데이터를 가정용 네트워크 IP(11208)와 관련된 고객 구내 장비(11104)로 출력하거나 이로부터 데이터를 수신한다. 밀리미터파 송수신기(11206) 및 CPE(11104)는 구조물의 외부에 위치한 밀리미터파 송수신기(11202)로부터 신호를 수신하고 데이터를 가정용 IP 네트워크(11208) 및 관련 장치에 제공하기 위해 동일한 박스 또는 장치 내에 통합된 장비를 포함할 수 있다.

도 113은 도 112와 관련하여 앞서 설명한 바와 같이 액세스 유닛(11102)이 광대역 데이터 신호를 외부 밀리미터파 송수신기(11202)로 무선으로 전송하는 대안의 실시예를 도시한다. 이 실시예에서, 밀리미터파 송수신기는 광 신호 또는 RF 신호를 사용하여 전파를 터널링 할 수 있게 하는 창 또는 벽(11204)의 측면에 제공된다. 그 다음, 창 또는 벽(11204)을 통해 전송된 신호는 비허가 대역 또는 비허가 Wi-Fi를 사용하여 빔 성형을 사용하여 CPE(11104)에 무선으로 연결된다. 외부 밀리미터파 송수신기(11202)는 본 명세서에 기술된 바와 같이 창 또는 벽(11204)을 통해 내부 밀리미터파 송수신기(11206)로 데이터를 전송한다. 내부 밀리미터파 송수신기(11206)는 빔 성형 허가 또는 Wi-Fi를 사용하여 수신된 신호를 통합 된 밀리미터파 송수신기(12002) 및 CPE(11104)로 전송하는 빔 성형 장치 또는 Wi-Fi 라우터를 포함한다. CPE(11104)는 데이터를 가정용 IP 네트워크(11208) 및 관련 장치로 전송한다.

이제 도 114를 참조하면, 광대역 IP 신호를 가정용 IP 네트워크(11208)로 전송하기 위한 시스템의 다른 실시예가 도시되어 있는데, 여기서 액세스 유닛(11102)은 신호를 건물 또는 구조물의 창(11404)의 외부 측에 위치한 밀리미터파 송수신기(11402)로 무선으로 전송한다. 밀리미터파 송수신기(11402)는 창 유리의 외부에 위치하고 고출력 위상 어레이 및 빔 성형 회로(11403)를 사용하여 허가 대역 또는 비허가 Wi-Fi를 이용하여 무선 주파수의 터널링이 창(11404)로부터 떨어진 거리에 위치한 CPE(11408)에 무선으로 연결될 수 있게 한다. 밀리미터파 송수신기(11402)는 창(11404)을 통해 무선으로 신호를 구조물의 내부에 위치하지만 창(11404)의 반대편에 직접적이지 않은 위치에 놓인 밀리미터파 송수신기(11406)로 전송하기 위한 빔 성형 또는 Wi-Fi 라우터 기능을 제공하는 고전력 위상 어레이(11403)를 포함한다. 밀리미터파 송수신기(11406)는 광대역 데이터를 가정용 IP 네트워크(11208) 및 관련 장치로 전송하는 CPE(11408)와 통합되어 있다.

설명된 시스템은 건물 외부로부터 건물 내의 장치로 신호가 전송될 수 있게 하는 광학 또는 RF 터널을 제공한다. 광대역 액세스가 건물(가정용 또는 상업용)에 전달되면, 다른 비허가 대역이 건물 내에서 사용될 수 있다. 광학 또는 RF 터널은 건물 내에 있는 사물 인터넷 장치의 신호가 내부에서 외부로 이동할 수 있도록 하는데 사용될 수도 있다. 여기에 서술된 기술들 이외에, 다른 근거리 기술들이 창 또는 벽을 통해 정보를 전송하기 위해 사용될 수 있다.

(광 네트워크를 이용한 밀리미터파)

기가 바이트 속도의 차세대 광대역 액세스에서 직면한 문제 중 하나는 가정이나 기업에 광섬유를 설치할 필요가 있다는 것이다. 고정 밀리미터파 5G 무선 액세스 기술을 사용하면 수동 광 네트워크(PON) 엔드 포인트 인 기존의 광 네트워크 유닛(ONU)을 자체 설치된 고정 무선 액세스 포인트의 집합에 사용할 수 있다. 도 115는 GPON/NG PON2/vOLTHA와 같은 광학 데이터 전송 시스템(11504)과 밀리미터파 시스템(11502)의 조합을 도시한다. 이 결합된 시스템은 이하에 더 상세히 설명될 바와 같이 OLT에서 밀리미터파 RU 로의 대역폭 할당의 제어를 가능하게 한다. 이들 광 데이터 전송 시스템(11504) 각각은 중앙 네트워크 위치로부터 밀리미터파 시스템(11502)으로 데이터를 전송하는 방식을 제공하며, 이는 최종 드롭(마지막 100m)을 통해 RF 포맷으로 데이터를 가정이나 기업과 같은 사용자 구내로 전송할 수 있게 한다. 밀리미터파 시스템(11502)은 밀리미터파 빔 성형 및 빔 스티어링 기술을 사용하여 동적으로 변화하는 네트워크 조건에 응답하여 가정용 애플리케이션에 대한 서비스 품질을 보장할 수 있다. 밀리미터파 시스템(11502)은 가정 또는 기업 내에 위치한 사용자에게 서비스를 제공하기 위해 가정용 게이트웨이(11506)(예컨대, 전술한 IP 네트워크 게이트웨이)에 연결을 제공한다. 밀리미터파 시스템(11502)은 기가비트 이더넷을 제공하기 위해 5G 밀리미터파가 사용될 수 있는 기업 및 가정용 건물의 수를 크게 증가시킨다. 따라서, 밀리미터파 시스템(11502)은 가정용 게이트웨이(11506)로 전송되는 구조에서 밀리미터파 시스템으로의 무선 최종 드롭 액세스를 위해 TDMA 및 SDN 제어식 빔 스티어링을 사용한다.

가정용 게이트웨이(11506)는 네트워크 조건에 기초하여 밀리미터파 시스템(11502)과 광학 데이터 전송 시스템(11504) 사이에서 데이터 흐름 동작을 동적으로 트리거하거나 조정하는 능력을 갖지 않기 때문에, 이하에서 설명되는 바와 같은 하이브리드 ONU 및 밀리미터파 리모트 유닛은 동적 네트워크 슬라이싱 메커니즘 및 최적화된 OLT-ONU 시그널링 프레임워크에 대한 고품질 경험을 달성하기 위해 혁신적인 SDN 가능 빔 스티어링 메커니즘을 구현할 수 있다. 따라서, 도 116에 보다 구체적으로 도시된 바와 같이, GPON/NG PON2/vOLTHA 네트워크(11504) 내의 광 네트워크 데이터 흐름(11602) 및 RF 네트워크(11502)의 데이터 흐름(11604)은 제어 시스템(11606)에 의해 밸런싱되어, RF 네트워크(11502)는 필요한 광 네트워크 데이터 흐름(11602)을 지원하기에 충분한 자원을 제공하고 광 네트워크(11504)는 RF 네트워크 데이터 흐름(11604)을 지원하기에 충분한 자원을 제공할 수 있다. 이러한 구성은 광 네트워크(11504) 및 RF 네트워크(11502) 내에 네트워크 장치를 구성하는 것을 포함한다. 따라서, 광 네트워크(11504) 및 RF 네트워크(11502)는 네트워크에 의해 전송되는 부하의 밸런싱을 가능하게 하기 위해 중앙 제어기에 의해 원격으로 재구성될 수 있는 컴포넌트로 구성된다. 네트워크 중 어느 하나에 충분한 자원이 존재하지 않으면, 네트워크 구성(11608)은 광 네트워크(11504)와 RF 네트워크(11502) 사이의 네트워크 데이터 흐름이 균형을 이루어 두 네트워크 사이의 인터페이스에서 병목 현상을 방지하도록 변경될 수 있다. 이러한 네트워크 재구성은 본 명세서에 참고로 포함된 2017년 7월 31일에 출원된 미국 특허 출원 "초광대역 가상화된 통신 및 인터넷(ULTRA-BROADBAND VIRTUALIZED TELECOM AND INTERNET)(제 15-664,764 호)에 서술된 네트워크 구성 제어 기술을 이용할 수 있다.

광학 데이터 전송 시스템(11504)(도 15)은 GPON, NG PON2, vOLTHA 또는 유사한 유형의 시스템을 포함한다. 이제 도 117을 참조하면, 기가바이트 수동 광 네트워크(GPON: gigabyte passive optical network)에 사용되는 두 가지 주요 능동형 전송 장비, OLT(광 라인 터미널(11702)) 및 ONU(광 네트워크 유닛(11704) 또는 ONT(광 네트워크 터미널(11706)이 존재한다. 광 라인 터미널(11702)은 중앙 사무실(11708)에 있으며, 광 분배 네트워크를 통해 양방향으로 가는 정보를 제어한다. OLT(11702)는 CSM(컨트롤 및 스위치 모듈), ELM(EPON 링크 모듈, PON 카드) 및 이중화 보호 기능을 포함한다. 광 네트워크 유닛(11704)은 광섬유(11710)를 통해 전송된 광 신호를 OLT(11702)로부터 고객 구내(11712)에서 개별 가입자에게 전송되는 전기 신호로 변환한다. ONU(11704)는 가입자로부터 오는 데이터를 OLT(11702)로 전송할 수도 있다. 광 네트워크 터미널(11706)은 본질적으로 ONU(11704)와 동일하다. ONT(11706)는 ITU-T(ITU Telecommunication Standardization Sector) 용어이며 ONU(11704)는 IEEE 용어이다. 둘 모두 GPON 시스템에서 사용자측 장비를 의미한다. GPON은 고 대역폭, 트리플 플레이 서비스 및 최대 20km의 거리를 지원한다.

비즈니스 구성(11714)에 대한 광섬유 내에서, OLT(11702)는 광섬유(11710)를 통해 ONU(11704)에 연결된다. ONU(11704)는 구리선(11718)을 통해 PON 종단점(11716)과 연결된다. 캐비닛 구성(11720)에 대한 광섬유 내에서, OLT(11702)는 광섬유(11710)를 통해 ONU(11704)에 연결된다. ONU(11704)는 구리선(11718)을 통해 PON 종단점(11716)과 연결된다. 마지막으로, 광섬유 내에서 홈 연결(11722)로, OLT(11702)는 광섬유(11710)를 통해 ONT(11706)와 연결된다.

이제 도 118을 참조하면, OLT(11702)로부터의 단일 광섬유(11710)가 수동 광 스플리터(11802)에 연결된다. 스플리터(11802)는 전력을 사용자(11806)에 대한 별도의 경로(11804)로 분할한다. 임의의 위치에 2 내지 128개의 사용자 경로(11804)가 있을 수 있다. GPON는 2가지 멀티플렉싱 메커니즘을 가진다. 다운 스트림 방향(OLT에서 사용자로)에서는 데이터 패킷이 암호화되어 사용자에게 브로드캐스트된다. 업스트림 방향(사용자에서 OLT로)에서 데이터 패킷은 TDMA를 사용하여 전송된다.

ONU-ID는 OLO(11702)가 ONU 활성화 중에 PLOAM 메시지를 통해 ONU(11704)에 할당하는 8 비트 식별자이다. ONU-ID는 PON에서 고유하며 OLT(11702)에 의해 ONU(11704)의 전원이 꺼지거나 비활성화 될 때까지 유지된다. OLT(11702)는 또한 ONU(11704)에 12 비트 할당 식별자(ALLOC_ID)를 할당하여 해당 ONU 내에서 업스트림 대역폭의 수신자인 트래픽 베어링 엔티티를 식별한다.

전송 컨테이너(T-CONT)는 ONU(11704)에 대한 업스트림 대역폭 할당을 위한 단일 엔티티로 나타나는 논리적 연결 그룹이다. 지정된 ONU(11704)에 대해 지원되는 T-CONT 수는 고정되어 있다. ONU(11704)는 ONU 활성화 중에 지원되는 모든 T-CONT 인스턴스를 자율적으로 생성하며 OLT(11702)는 지정된 ONU가 지원하는 T-CONT 인스턴스 수를 감지한다. T-CONT에는 5 가지 유형이 있다. 유형 1은 고정 대역폭이며 지연 및 우선 순위에 민감한 서비스에 사용된다. 유형 2 및 3은 보장 된 대역폭 유형이며 주로 비디오 서비스 및 우선 순위가 높은 데이터 서비스에 사용된다. 유형 4는 최선형이며 주로 인터넷 및 낮은 우선 순위와 같은 데이터 서비스에 사용된다. 유형 5는 모든 대역폭 유형을 포함하는 혼합 유형이다.

ONU(11704)는 OLT(11702)로부터 다양한 거리에 위치할 수 있으며, 이는 각 ONU의 전송 지연이 고유하다는 것을 의미한다. 범위 설정(ranging)은 OLT(11702)에 의해 수행되어 지연을 측정하고 각 ONU(11704)에 레지스터를 설정하여 지연을 동일화한다. OLT(11702)는 각각의 ONU(11704)에 승인을 전송하여 전송을 위한 정해진 시간 간격을 설정한다. 그랜트 맵(grant map)은 몇 밀리 초마다 동적으로 재 계산되며, 그러한 요구를 위해 모든 ONU에 대역폭을 할당하는 데 사용된다.

동적 대역폭 할당(DBA)을 사용하면 현재 트래픽 요구 사항에 따라 사용자의 대역폭 할당을 빠르게 채택할 수 있다. GPON은 ONU(11704)에 의한 업스트림 액세스를 관리하기 위해 TDMA를 사용하며 TDMA는 업스트림 전송을 위해 각 ONU에 공유되지 않은 타임 슬롯을 제공한다. DBA를 사용하면 업스트림 트래픽 로드의 분포에 따라 업스트림 타임 슬롯이 줄어들고 커질 수 있다. OLT(11702)에서 DBA를 지원하지 않으면, 업스트림 대역폭이 T-CONT에 정적으로 할당되며 공유할 수 없으며 관리 시스템을 통해서만 변경할 수 있다.

상태보고 DBA(SR-DBA)와 비상태보고 DBA(NSR-DBA)의 두 가지 형태의 DBA가 있다. SR-DBA에서 OLT(11702)는 T-CONT 버퍼 상태를 요청하고 ONU(11704)는 각 T-CONT에 대한 별도의 보고로 응답한다. OLT(11702)는 보고를 수신한 후 대역폭 할당을 다시 계산하고 새 맵을 ONU(11704)로 보낸다. ONU(11704)는 지정된 시간 슬롯으로 데이터를 보낸다. ONU(11704)는 ONU에 전송할 정보가 없음을 알리기 위해 유휴 셀 업스트림을 OLT(11702)로 보낸다. 그 다음 OLT(11702)는 다른 T-CONT에 허가를 할당할 수 있다.

NSR-DBA에서, OLT(11702)는 각 ONU(11704)에 소량의 추가 대역폭을 지속적으로 할당한다. OLT(11702)는 ONU(11704)가 유휴 프레임을 전송하지 않는 것을 관찰하면 해당 ONU에 대한 대역폭 할당을 증가시킨다. ONU(11704)가 유휴 프레임을 전송하는 경우, OLT는 그에 따라 할당을 줄인다. NSR-DBA는 ONU(11704)가 DBA를 알 필요가 없다는 장점이 있지만, OLT(11702)가 여러 ONU(11704)에 대역폭을 가장 효율적인 방식으로 할당하는 방법을 알 수 없다는 단점이 있다.

이제 도 119를 참조하면, 업스트림 GTS 프레임(11902) 및 다운 스트림 GTS 프레임(11904)이 도시되어 있다. 도 120은 다운 스트림 GTC 프레임(11904)의 보다 상세한 도면을 도시한다. 다운 스트림 GTC 프레임(11904)은 125us의 지속 기간(11906)을 가지고 38880 바이트 길이이며, 이는 다운 스트림 데이터 레이트 2.48832 Gbps에 해당한다. OLT(11702)는 PCBd(GTC 헤더)(11908)을 모든 ONU(11704)에 브로드 캐스트하고 ONU는 관련 정보에 따라 작동한다. PCBd는 ONU(11704)에 대한 프레임의 시작을 나타내는 'Psync' 필드(12002)를 포함한다. 'Ident' 필드(12004)는 8-KHz 수퍼 프레임 카운터 필드를 포함한다. 'PLOAMd' 필드(12006)는 OAM 관련 알람 또는 임계 값 교차 경고와 같은 기능을 처리한다. 'BIP' 필드(12008)는 비트 오류율을 추정하는 데 사용되는 비트 인터리브 패리티이다. 다운 스트림 페이로드 길이 표시기(Plend)(12010)는 업스트림 대역폭(US BW) 맵의 길이를 제공한다. 업스트림 대역폭(US BW) 맵 필드(12012)의 각 엔트리는 특정 T-CONT에 대한 단일 대역폭 할당을 나타낸다.

할당 ID 필드(12014)는 대역폭 할당의 수신자를 표시하고 가장 낮은 254 할당 ID 값을 사용하여 ONU(11704)를 직접 처리한다. 'Flag' 필드(12016)는 지정된 ONU(11704)에 대한 물리 계층 오버 헤드 블록의 업스트림 전송을 허용한다. 'Slot Start' 필드(12018) 및 'Slot Stop' 필드(12020)는 업스트림 전송 창의 시작 및 종료를 나타낸다. CRC 필드(125022)는 대역폭 할당 필드에 대한 에러 검출 및 정정을 제공한다.

GTC 페이로드 필드(12024)는 일련의 GEM(GPON Encapsulation Method) 프레임(12026)을 포함한다. 다운 스트림 GEM 프레임 스트림은 ONU(11704)에서 필터링된다. 각각의 ONU(11704)는 어느 포트 ID가 속하는지 인식하도록 구성되고, 포트 ID는 GEM 프레임(12026)을 고유하게 식별한다.

이제, 다시 도 119를 참조한다. 업스트림 GTS 프레임 기간(11914)은 125us이고 19440 바이트 길이이며, 이는 1.24416Gbps의 업스트림 데이터 속도를 제공한다. 각각의 프레임(11910)은 ONU(11704)로부터의 다수의 ONU 전송 버스트(11912)를 포함하고 각각의 버스트는 물리 계층 오버 헤드(PLOu) 섹션(11914) 및 하나 이상의 대역폭 할당 인터벌(11916)을 포함한다. BW 맵은 프레임 내의 버스트의 배열 및 각 버스트 내의 할당 인터벌을 지시한다.

이제 도 121을 참조하면, 업스트림 GTS 프레임(11910)이 더 구체적으로 도시되어 있다. 'PLOu' 버스트(12102)는 적절한 물리 계층 동작을 보장하는 프리앰블을 포함한다. 'PLOu' 필드(12102)는 또한 그 ONU(11704)의 고유한 ONU-ID를 나타내는 ONU-ID 필드(12104)를 포함한다. 업스트림 물리 계층 OAM(PLOAMu) 필드(12106)는 범위, ONT(11706)의 활성화 및 경보 통지와 같은 관리 기능을 담당한다. 업스트림 전력 레벨링 시퀀스(PLSu) 필드(12108)는 OLT(11702)에 의해 보여지는 ONU(11704)에서의 레이저 전력 레벨에 대한 정보를 포함한다.

GEM 프레임(12026)은 GTC 프레임 페이로드 섹션(12112)을 이용하여 OLT(11702)로부터 ONU(11704)로 전송된다. OLT(11702)는 그 다운 스트림 요구를 충족시키기 위해 모든 다운 스트림 프레임까지 할당할 수 있다. ONU는 Port-ID를 기반으로 들어오는 프레임을 필터링한다. 구성된 GEM 할당 시간을 사용하여 프레임이 ONU(11704)에서 OLT(11702)로 전송된다. ONU(11704)는 OLT(11702)에 의해 시간이 할당 될 때 프레임을 버퍼링하여 버스트로 보낸다. OLT(11702)는 ONU(11704)로부터 수신된 프레임을 다중화한다.

광 데이터 전송 시스템(11504)(도 115)에 사용될 수 있는 다른 시스템은 NG-PON2(Next-Generation Passive Optical Network) 시스템이다. NG-PON2는 최대 80Gbps까지 확장 할 수 있는 40Gbps 가능 다중 파장 PON 시스템이다. NG-PON2 시스템에는 기본 속도 10/2.5Gbps 또는 선택적으로 10/10Gbps 및 2.5/2.5Gbps의 세 가지 유형의 채널 속도가 있다.

NG-PON2의 주요 목표 요건은 OLT(Optical Line Terminal) PON 포트 당 총 용량 증가, 다운 스트림 1Gbps 및 업스트림 0.5-1Gbps에서 모든 ONU(Optical Network Unit)의 지속 가능한 대역폭, 포트 당 64 개 이상의 ONU 지원, 레거시 PON 인프라와의 호환성, 40km의 차동 거리와 원활한 이동, 동일한 광 분배 네트워크(ODN)에서 여러 응용 프로그램 지원, 내장된 테스트 및 진단 기능 및 PON 복원력이다.

FTTB, 엔터프라이즈, 모바일 백홀, 프론트홀 및 클라우드-RAN을 포함하여 차세대 PON에 대한 수요를 주도하는 많은 애플리케이션이 있다. 콘텐츠는 현재 높은 액세스 비트 전송률 요구사항의 주요 동인이다. 콘텐츠 서비스 제공업자는 미래의 액세스 네트워크를 준비해야 하며, 미래의 액세스 네트워크는 진정한 멀티 서비스 솔루션이라고 결론 내릴 수 있다.

현재, 소프트웨어 패키지 및 개인 데이터는 데이터 센터에서 다운로드 및 저장된다. 이를 위해서는 대칭성 및 낮은 지연 시간 뿐만 아니라 매우 높은 업로드 및 다운로드 속도가 필요하다. 이는 NG-PON2로부터 얻은 "클라우드 기회"도 새로운 네트워크로 진화하는 매우 중요한 이유가 됨을 의미한다.

NG-PON2는 레거시 손실 예산 클래스와 호환된다. NG-PON2는 최소 14dB의 광 경로 손실이 필요하며 40km의 차동 도달 거리를 허용한다. Tx/Rx 파장 채널 튜닝 시간의 NG-PON2에 의해 정의 된 3 가지 클래스가 있다. 클래스 1 구성요소는 스위치 온 레이저 어레이를 포함할 수 있고, 클래스 2 구성요소는 전자적으로 조정된 레이저(DBR)를 기반으로 할 수 있으며, 클래스 3 구성요소는 열적으로 조정된 DFB 일 수 있다.

NG-PON2 전송 수렴 층은 여러 파장, TWDM 및 지점 간 채널과 같이 프로토콜에서 지원하는 새로운 기능을 제공한다. 통신은 단일 채널로 시작하여 나중에 더 많은 채널 및 분산 OLT 채널 터미네이션(CT)을 추가하여, 단일 광섬유를 유도한다. 새로운 프로토콜 기능은 다중 파장을 허용하므로, 프로토콜은 튜닝, 시스템 및 파장 채널을 식별하는 새로운 아이덴티티, PtP, WDM 및 TWDM 활성화를 위한 새로운 관리 프로토콜, 잘못된 파장 채널로 전송해서는 안되는 보정되지 않은 레이저로 ONU 처리, 분산 OLT 채널 종료를 통한 일부 절차에 대한 채널 간 메시징, 탐지 및 완화할 수 있는 새로운 불량(rogue) 시나리오를 지원한다.

NG-PON2는 채널 간 종료 프로토콜을 가진다. OLT CT(채널 종료)는 분산되어 있어, 일부 절차는 OLT CT 조용한 창 동기화, ONU 튜닝, ONU 활성화, 고립된 ONU 파킹, 잘못된 ODN에 연결된 ONU, OLT CT 간의 ONU의 안내된 핸드-오프, 및 불량 ONU 격리와 같은 OLT CT 간에 메시지 전달을 필요로 한다.

NG-PON2는 또한 ONU 송신기가 잘못된 업스트림 채널로 홉핑하거나, ONU 송신기가 잘못된 업스트림 파장에서 전송을 시작하거나, OLT CT가 잘못된 다운 스트림 파장 채널에서 전송하는 경우, 및 공존하는 장치로부터 간섭 시와 같은 ONU의 다양한 보호 시나리오 및 불량 동작을 다룬다.

현재 NG-PON2 OLT 광학부재들은 XFP 폼 팩터에 통합된 BOSA(Bidirectional Optical Subassemblies)를 기반으로 한다. 이 광학부재들은 TWDM PON, 10Gbps 다운 스트림, 2.5Gbps 또는 10Gbps 업스트림에 적합하다. XFP는 유형 A N1 클래스 NG-PON2 광학 요구사항에 도달하기 위해 전기-흡수 통합 레이저 다이오드와 반도체 광 증폭기(SOA)를 통합한다. 수신기 구성요소인 고감도 버스트 모드 애벌랜치 포토 다이오드(APD), 프리 앰프 및 리미팅 앰프는 10Gbps에서 -28.5dBm 및 2.5Gbps에서 -32dBm에 해당하는 민감도를 갖는 단일 모드 광섬유-스텁(stub)에 통합된 패키지에 장착된다.

NG-PON2 ONU 광학부재는 BOSA(Bi-directional Optical Sub Assembly)를 기반으로 한다. BOSA는 10Gbps 또는 2.5Gbps의 버스트 모드 조정 가능 분산 피드백 레이저(DFB)를 4 개의 업스트림 채널을 수행할 수 있는 + 4 ~ 9dBm의 N1 유형 A 링크에 높은 광 출력을 방출한다. 수신기 측에서, 고감도 4 채널 튜너블 APD, 프리 앰프 및 리미팅 앰프는 10Gbps에서 -28dBm의 감도로 작동 할 수 있다.

광 데이터 전송 시스템(11504)(도 115)에 사용될 수 있는 다른 구현은 전술한 시스템 중 하나 내에서 사용될 수 있는 가상 광 라인 종료 하드웨어 추상화(vOLTHA)이다. 도 122에 표시된 것처럼 vOLTHA는 레거시 및 차세대 네트워크 장비 상의 추상화 계층이다. 이것은 최초로 PON(G-PON, E-PON, XGS-PON)를 위한 것이고 궁극적으로 지.패스트 NG-PON2 DOCSIS 및 이더넷을 위한 것이다. vOLTHA는 액세스 네트워크가 추상 프로그램 가능 스위치 역할을 하며 레거시 및 가상화된 장치와 작동한다. vOLTHA는 장치 또는 범용 서버에서 실행될 수 있다.

각각의 액세스 기술은 그들 자신의 프로토콜 및 개념을 가져오고, 이는 레거시 액세스 장치의 제어 및 관리가 문제가 될 수 있음을 의미한다. vOLTHA는 액세스 기술의 차이를 액세스 지역에 한정하고 이를 OSS 스택의 상위 계층에서 숨긴다. 이제 도 123을 참조하면, OLT(12302) 및 ONU(12304) 링크를 갖는 vOLTHA의 구현이 도시되어 있다. OLT(12302)는 스플리터(12305)를 통해 다수의 ONU(12304)와 통신한다. vOLTHA 컨테이너는 gRPC를 통해 통신한다. 기본 컨테이너는 카프카(Kafka)에 이벤트를 게시하고 서비스 검색을 위해 콘술(Consul)에 데이터를 유지한다. 사우쓰바운드(Southbound) OLT 어댑터(12306) 및 ONU 어댑터(12308)도 자체 컨테이너가 될 것이다. OLT 어댑터(12306) 및 ONU 어댑터(12308)은 vOLTHA 코어(12310)를 통해 OLT-ONU 상호 운용성을 가능하게 한다. ONU 어댑터(12308)는 OLT 어댑터(12306)를 통해 OMCI(ONT 관리 제어 인터페이스)를 OLT(12302)로 전송한다.

vOLTHA를 사용하여 웨이브 애질리티(Wave Agility)를 위한 하드웨어 추상화 계층을 생성하면 밀리미터파 고정 무선 액세스(동적 QoS-응용 및 네트워크 슬라이싱 지원을 통한 기가비트 액세스)를 통해 가정용 네트워크 IP 게이트웨이에 통합할 수 있다. 기가비트 속도로 차세대 광대역 액세스에서 직면한 문제 중 하나는 가정이나 기업에 광섬유를 설치할 필요성이다. 도 124를 참조하면, 고정 밀리미터파 5G 무선 액세스 기술로 ONU(12402)(PON 엔드 포인트)를 사용하여 자체 설치된 고정 무선 액세스 포인트를 통합할 수 있다.

거의 모든 최근의 FTTH(Fiber to the home) 배치, 뿐만 아니라 현재 계획 중인 것은 수동 광 네트워킹을 사용한다. 수동 광 네트워크(PON)(12412)의 개념은 다수의 고객(일반적으로 32-128명)이 단일 광섬유 쌍을 공유할 수 있도록 하는 수동 광섬유 스플리터의 사용과 관련된다. GPON은 또한 여러 대형 통신회사의 시험 및 초기 배치를 보았지만, GEM 프레임에서 캡슐화를 통해 이더넷을 전송하는 기초로서 주로 사용된다(GPON 캡슐화 방법)(12026)(도 120). GPON은 매우 엄격한 타이밍 요구 사항으로 설계되었다. 따라서, EPON과 GPON은 모두 비공식적으로 "타임 쉐어링"이라고도 하는 TDMA(Time Division Multiple Access)를 사용한다. 시간은 고정 또는 가변 길이 또는 하나 이상의 데이터 프레임(일반적으로 약 100-1000msec)을 포함할 수 있을 정도로 긴 슬롯으로 나누어진다. 주어진 슬롯 동안, 하나의 ONU(12402)만 전송이 허용되며, 다른 모든 것은 그들의 레이저를 꺼야 한다. OLT(12410)는 전송 스케줄을 결정하고 이를 ONU(12402)(이것은 OLT에 의한 배치 폴링의 형태로 간주됨)로 전송하는 역할을 하며, ONU는 정확한 시간에 전송하기 위해 OLT와 동기화된 정확한 클록을 유지해야 한다.

각 ONU(12402)에 할당된 타임 슬롯의 수는 고정일 필요는 없다. EPON과 GPON은 모두 OLT(12410)이 수요와 네트워크 사업자의 정책에 따라 ONU에 대역폭을 동적으로 할당할 수 있는 유연한 메커니즘을 제공한다. 이러한 메커니즘은 특히 매우 간단한 요청 기반 프로토콜이 흥미로운 동적 대역폭 할당 알고리즘에 대한 범위를 벗어나는 EPON의 경우에 사용되는 알고리즘에 대해서는 비특이적이다. PON 기술을 사용하여 밀리미터파 기술로 대역폭 할당을 확장하는 것이 바람직하고, 채널은 모든 ONU(12402)로 브로드 캐스트되며, 각 프레임에는 대상 ONU의 주소가 레이블로 지정된다. ONU(12402)는 홈 게이트웨이(12406)을 통해 최종 사용자의 LAN으로 프레임을 전달하고 다른 모든 ONU는 프레임을 버린다. 이것은 OLT(12410)가 자신의 전송 스케줄을 결정하고 각 시간 슬롯이 프레임의 지속 시간을 지속시키는 TDMA의 형태이다.

밀리미터파 시스템(12004)은 또한 동적으로 변화하는 네트워크 조건에서 홈 게이트웨이(12406)를 통해 액세스되는 홈 애플리케이션에 대한 QoS를 보장하기 위해 밀리미터파 빔 형성 및 빔 스티어링 기술을 이용할 수 있다. 주어진 현재의 가정용 게이트웨이(RGW) 장치(12406)들이 네트워크 조건들에 기초하여 서비스 흐름 동작들을 직접적으로 그리고 동적으로 트리거하거나 조정할 수 있는 능력을 갖지 않더라도, 하이브리드 ONU(12404) 및 밀리미터파 리모트 유닛(RU: Remote Unit)(12408)은 혁신적인 SDN 지원 빔 스티어링 메커니즘으로 설계되어 동적 네트워크 슬라이싱 메커니즘 및 최적화된 OLT-ONU(gPON) 신호 프레임워크를 통해 고품질 사용자 경험을 달성할 수 있다. 밀리미터파 시스템(12404)에 의해 구현된 밀리미터파 주파수는 대략 24, 28, 39 및 60GHz의 대역으로 정의된다. 그러나, 이러한 접근 방식은 3.5GHz CBRS에도 적용할 수 있다. 밀리미터파 시스템(12404)은 자체 설치된 밀리미터파 홈 모뎀을 향한 SDN의 제어하에 빔 스티어링을 갖는 무선 광대역 서비스로서 사용하기 위한 많은 잠재력을 제공한다. 전술한 바와 같이, SDN 빔 스티어링 메커니즘 및 동적 네트워크 슬라이싱 메커니즘은 본 명세서에 참고로 포함 된 미국 특허 출원번호 제15/664,764호에 서술된 기술을 사용할 수 있다.

vOLTHA 시나리오에서, 홈 게이트웨이(12406)는 무선 액세스 포인트가 밀리미터파 RU(12408)를 통해 ONU(12402)에 직접 연결된 마지막 드롭(수백 미터)에서 밀리미터파 시스템(12404) 내의 밀리미터파 기술을 통해 ONU(12402)에 연결될 수 있다. 밀리미터파 시스템(12404)를 통한 하이브리드 가상 OLT(vOLTHA)(12410) 및 밀리미터파 고정 광대역 무선 기술은 가정과 기업에 자체 설치 액세스 기회를 제공할 수 있다. 또한, gPON을 기반으로 하는 vOLTHA의 동기 특성은 홈 네트워크에서 슬라이싱 제어를 지원하는 다중 밀리미터파 모뎀(12408) 사이에서 ONU 트래픽의 매핑/분배를 위해 빔 스티어링 제어 기술로 자체적으로 확장될 수 있다. 이 시나리오에서 단일 PON(12412)는 이더넷 스위치에서 하이브리드 ONU(12402) + 밀리미터파 무선 장치(12408) 당 하나씩 지점간 링크 모음으로 간주된다. PON(12412)는 일반적으로 각 OLT(12410)에 최대 128 개의 ONU(12402)를 연결하고 하이브리드 ONU-RU는 빔 스티어링 제어 계획을 사용하여 여러 밀리미터파 모뎀에 연결한다. 밀리미터파 모뎀(12408)은 자가 설치되며 가정/아파트에 대한 광섬유 연결의 필요성을 줄일 뿐만 아니라 이더넷 계층의 ONU + RU에서 추가 통계적 이득 및 집계점을 제공하여, 이 PON(12412)을 제공받는 고객은 단일 대형 이더넷 상에 있게 될 것이다. 또한 지연과 비용이 중요한 요소가 아닌 경우, ONU + RU는 통합되어 있으며 로드 밸런싱 및 슬라이싱 기능이 있는 IP 라우터로 취급될 수 있으며 통계적 이득과 집계점을 제공한다.

따라서, 운영자의 관점에서 볼 때, 모든 본사의 PON(12412)를 브릿징하고 이더넷 계층에서 ONU + RU(12402/12408)을 제공함으로써, 이러한 PON(12412)에 의해 서비스를 제공받는 고객은 단일 대형 이더넷 상에 있게 될 것이다. 또한, 지연과 비용이 중요한 요소가 아닌 경우, 로드 밸런싱 및 추가 슬라이싱 기능이 있는 IP 라우터로서 ONU + RU(12402/12408)을 위협할 수 있다. 이 시스템은 또한 외부에서 내부로 높은 60GHz 대역 채널에서 그리고 내부에서 외부로 낮은 60GHz 대역 채널에서 전송이 수행되는 곳에서 설계될 수 있다.

vOLTHA의 현재 ONU(12402)는 밀리미터파 RU(12408)로 보완되어 각 가정에 설치된 모뎀을 통해 빔 스티어링 기능을 수행한다. 실제 시나리오에서, 도시의 실외 환경에서 각 ONU(12402)와 함께 배치된 소형 셀은 정기적으로 나무와 지나가는 물체의 영향을 받는다. 밀리미터파 빔 성형 시스템에서, 바람에 의한 움직임, 나무에 의한 막힘과 같은 환경 문제는 각 파장이 매우 좁은 빔 패턴을 사용하는 SDN의 제어하에 빔 스티어링 기술에 의해 해결될 수 있다. 램프 포스트 배치 시나리오의 실제적인 장애는 빔 성형 시스템 및 시스템 설계에 통합되어야 한다.

거의 모든 최신 PON(12412)는 EPON에서 기본 프로토콜로 사용되거나 GPON에서 GEM으로 캡슐화되어 있고 간단한 이더넷 PON 배포의 물리적 및 논리적 토폴로지가 다음과 같이 일정 수준에서 이더넷에서 실행된다. 이더넷은 현재 데이터 링크 계층의 기초로 사용되며 인터넷 프로토콜(IP)은 유비쿼터스 네트워크 계층 프로토콜로 사용된다. 일부 네트워크는 여전히 각 방향으로 전송하기 위해 별도의 광섬유를 사용한다(양방향 사용의 경우 1310nm 및 1490nm). 이더넷 PHY는 MAC(Medium Access Control) 계층에 직렬화된 비트 스트림 기능(전용)을 제공한다. MAC은 비트 스트림을 프레임으로 나누는 역할을 한다. 프레임은 소스 및 대상 MAC 주소가 포함된 헤더로 라벨링된다. 이를 통해, 단일 링크에서 복수의 호스트의 프레임을 통계적으로 다중화할 수 있다.

도 125는 ONU(12402)와 복수의 홈 게이트웨이(12406) 사이의 인터페이스를 도시한다. 단일 광섬유 쌍(12502)은 데이터를 ONU(12402)로 제공하고, 그로부터 제공받는다. ONU(12402)는 밀리미터파 리모트 유닛(12408)과 인터페이스하며, 가정 또는 기업과 관련된 하나 이상의 밀리미터파 무선 유닛(12408B)을 향할 수 있는 RF 빔(12504)을 생성하는 능력을 갖는다. 밀리미터파 리모트 유닛(12408A 및 12408B) 사이의 인터페이스는 본 명세서에 설명된 하나 이상의 건물 침투 기술을 포함할 수 있다. 밀리미터파 무선 유닛(12408)은 ONU(12402)와 홈 게이트웨이(12406) 사이에서 양방향 데이터 전송 제어를 가능하게 하는 빔 스티어링 기술 및 슬라이스 제어 기술을 제공한다. 홈 게이트웨이(12406)와의 홈 또는 비즈니스 인터페이스와 관련된 밀리미터파 리모트 유닛(12408B)은 관련된 홈 또는 비즈니스 구조에 광대역 데이터 연결을 제공한다.

이제 도 126 및 127을 참조하면, OLT(12410)와 구조물 내에 위치한 장치 간의 광대역 데이터 통신을 위한 보다 구체적으로 예시된 실시예가 있다. 도 126과 관련하여, OLT(12410)는 VBBU(Virtual Base Band Unit)의 일부일 수 있는 중앙 사무실/MEC(12602)에 위치된다. OLT(12410)은 광섬유(12604)를 통한 ONU(12402)로의 전송을 예약한다. OLT(12410)은 광섬유 쌍(12604)를 통해 다수의 ONU(12402)에 연결된다. ONU(12402)는 OLT(12410)와의 동기화를 위해 정확한 클록(clock)을 유지한다. 리모트 유닛(12408)이 ONU(12402)에 연결된다. 리모트 유닛(12408)은 전술한 밀리미터파 시스템(12404)의 일부이다. 결합된 ONU/RV는 로드-밸런싱 및 슬라이싱을 제공하고 신호 전송을 위한 통계적 이득을 제공하는 IP 라우터로 취급되며 수신된 데이터의 집계점으로서 역할한다. 결합된 ONV/RV는 또한 구조물과 관련된 원격 장치와의 무선 통신을 제공한다. 리모트 유닛(12408)은 구조물 근처에 위치한 전등 기둥 또는 타워에 위치하고 가정 또는 사업체에 광섬유, DSL 및 케이블을 대체하는 무선 최종 드롭 연결을 제공한다.

리모트 유닛(12408)은 제어된 빔 성형 및 슬라이스 제어 기술을 이용하여 구조물의 외부에 위치한 외부 밀리미터파 송수신기(12608)로 전송되는 무선 빔(12606)을 생성한다. 외부 밀리미터파 송수신기(12608)는 외부 허브로부터 수신된 신호를 반복하고 신호가 유리 또는 건물을 통과하도록 한다. 외부 밀리미터파 송수신기(12608)는 벽 또는 창을 통해 전송하기 위한 전술한 기술 중 하나를 사용하여 창 또는 벽(12610) 및 내부 밀리미터파 송수신기(12612)를 통해 광대역 데이터 신호를 전송한다. 내부 밀리미터파 송수신기(12612)는 또한 구조물 내에 무선 빔들(12614)을 가정용 게이트웨이(12616)로 전송하기 위해 여기에 설명된 바와 같은 빔 형성 및 슬라이싱 기술들을 이용한다. 가정용 게이트웨이(12616)는 내부 밀리미터파 송수신기(12612)로부터 수신된 광대역 데이터와 유선 또는 무선 연결을 통해 가정용 게이트웨이(12616)와 통신하는 구조물 내에 위치된 장치들 사이의 상호 연결을 제공하는 자가 설치된 홈 모뎀을 포함한다. OLT(12410), ONU(12402), RU(12408), 밀리미터파 송수신기(12608/12612) 및 가정용 게이트웨이(12616)는 모두 SDN이 구성요소의 전체 종단 간 구성을 제어하여 마지막 드롭 연결에 액세스하는 것을 가능하게 하는 앞서 설명한 vOLTHA로부터의 하드웨어 추상화 계층을 포함한다.

도 127은 OLT(12410)와 내부 밀리미터파 송수신기(12612) 사이의 광대역 데이터 전송을 위해 도 126과 관련하여 설명된 동일한 구조를 도시한다. 이 시스템이 여전히 수행할 수 있는, 가정용 게이트웨이(12616)에 대한 연결을 보여주기 보다는, 한 쌍의 가상 현실(VR) 고글(12702)에 대한 60GHz 무선 연결이 도시되어 있다. 이하에서 보다 상세히 설명될 60GHz 송수신기 동글(12704)은 내부 밀리미터파 송수신기(12612)의 USB 포트에 삽입된다. 이는 내부 밀리미터파 송수신기(12612)가 60GHz 송수신기 동글(12704)을 통해 구조의 내부에 위치한 VR 고글(12702)과 양방향으로 통신하는 능력을 제공한다. VR 고글(12702)은 로컬 컴퓨터 없이도 임의의 내부 컴퓨터 또는 중앙 사무실과 무선으로 사용될 수 있다. 도 127은 VR 고글(12702)에 대한 60GHz 무선 링크를 도시하지만, 다른 유형의 장치는 또한 광대역 데이터 전송을 가능하게 하기 위해 60GHz 송수신기 동글(12704)에 무선으로 연결될 수 있다. 도 127은 VR 고글(12702)에 대한 60GHz 무선 링크를 도시하지만, 다른 유형의 장치는 또한 광대역 데이터 전송을 가능하게 하기 위해 60GHz 송수신기 동글(12704)에 무선으로 연결될 수 있다. 상술한 바와 같이 SDN 슬라이싱을 이용한 광 데이터 전송 부와 RF 데이터 전송 부 간의 데이터 전송 제어는 도 126 및 127의 각 실시예에 적용 가능하다. OLT(12410), ONU(12402), RU(12408), 밀리미터파 송수신기(12608/12612) 및 VR 고글(12702)은 모두 SDN이 구성요소의 전체 종단 간 구성을 제어하여 마지막 드롭 연결에 액세스할 수 있게 하는, 앞에서 설명한 것과 같은 vOLTHA의 하드웨어 추상화 계층을 포함한다.

이제 도 128을 참조하면, 60GHz 송수신기 동글(12704)의 기능 블록도가 도시되어 있다. 60 GHz 송수신기 동글(12704)은 예를 들어 도 84b와 관련하여 앞서 설명한 페라소 송수신기를 사용하여 60 GHz 칩셋을 구현한다. 이 칩셋은 와이기그 장치에 저비용, 저전력, 고성능 슈퍼스피드(SuperSpeed) USB 3.0을 구현한다. 이 칩셋은 USB 2.0 및 3.0 장치/호스트 시스템 인터페이스(12802)를 포함한다. 인터페이스(12802)는 10m에서 최대 2.0Gbps 및 20m에서 1Gbps의 링크 속도를 지원하며 제어 인터페이스(12804)를 통해 주변 장치의 다중 기가비트 와이기그 USB 어댑터 또는 60GHz 무선 연결로 칩셋을 구성할 수 있다.

60GHz 송수신기 동글(12704)은 2 개의 프로세서(12806)를 통합하여 801.11ad MAC 기능을 지원하는 최고의 유연성을 제공한다. CPU 코드 부팅 로딩은 USB 인터페이스(12802) 또는 외부 직렬 플래시(12808)에서 지원된다. MAC은 호스트 인터페이스로 패킷을 수신/송신 할뿐만 아니라 PHY와의 데이터 전송을 버퍼링하기에 충분한 내부 메모리(12810)를 포함한다. 추가 RAM은 필요하지 않다.

물리 계층은 모든 제어 및 단일 반송파 π/2 □ BPSK, π/2 □ QPSK 및 16 □ QAM 와이기그 코딩 체계를 최대 처리량까지 최대 4.62Gbps까지 변조/복조 할 수 있다. LDPC(저밀도 패리티 검사) 순방향 오류 수정은 신뢰할 수 없거나 잡음이 많은 통신 채널의 성능을 최대화한다. GPIO, UART, SPI, TWI, PWM 및 JTAG로 구성된 고도로 구성가능한 프로그래밍 가능 IO 서브시스템이 베이스 밴드에 포함된다. 펌웨어는 로깅 및 광범위한 통계 및 이벤트 카운터와 같은 여러 계층의 디버그 기능을 통합한다.

60GHz 송수신기 동글(12704)은 모바일 멀티 기가 바이트 무선 연결, 고품질, 저 지연 무선 UHD 4k 디스플레이, 무선 도킹 스테이션, I/oh 및 모바일 "동기화 및 이동", 소형 셀 백홀 및 Wi-Fi 인프라 및 기타 멀티 기가 바이트 링크를 포함하는 많은 다양한 애플리케이션을 위해 사용될 수 있다. 이 시스템은 모든 중심 주파수(3.5, 24, 28, 39, 60 GHz)에서 외부에서 내부로 그리고 더 낮은 대역 채널에서 내부로 외부로 더 높은 대역 채널에서 전송되도록 구축될 수 있다.

도 129에 도시된 바와 같이, 모든 이더넷 인터페이스에는 제조시 고유한 6 바이트 MAC 주소(12902)가 할당되어 로컬로 관리되는 주소를 나타낸다. 이 MAC 주소(12902)는 IEEE 학회에 의해 할당된 OUI(Organizationally Unique Identifier)를 사용하여 장치의 제조사를 식별하는 3 바이트(12904)를 포함하고 나머지는 제조자에 의해 할당된다. 일부 로컬 체계에 따라 제조업체에서 할당 한 MAC 주소를 무시할 수도 있다. 첫 번째 바이트의 1 비트(12906)는 그러한 로컬로 관리되는 주소를 나타내는 플래그로서 역할한다. 이 비트(12906)은 모든 제조업체 할당 주소에서 0으로 설정된다. 이를 통해 ONU(12410)을 밀리미터파 무선 빔에 매핑하고 고정 무선 및 OLT/ONU 할당 슬롯 사이의 글루 로직을 재생하는 테이블을 유지할 수 있다.

이제 도 130을 참조하면, 광 네트워크(OLT, ONV 또는 ONT 일 수 있음) 내의 스위치(13002)는 다수의 포인트-투-포인트 또는 공유-중간 이더넷 세그먼트(13006)를 함께 브리지하기 위해 MAC 어드레스를 사용한다. 프레임이 스위치(13002)를 통과하면 스위치는 발신자의 위치를 알게 된다. 프레임의 소스 주소는 프레임이 도착한 인터페이스와 함께 스위치 메모리의 전달 데이터베이스(13004)에 저장된다. 이것은 후속 프레임을 지시하는데 사용된다. 스위치(13002)는 데이터베이스(13004)에서 프레임의 목적지 주소를 찾아 프레임이 전달 될 인터페이스를 결정한다. 스위치(13002)가 어드레스의 위치에 대한 기록을 가지고 있지 않으면, 프레임은 모든 인터페이스에 플러딩될 수 있다. 이것은 링크 용량을 매우 낭비하며, 의도는 이를 방지하는 것이다.

MAC 주소는 다른 플래그 비트(13008)를 사용하여 여러 호스트 그룹을 나타낼 수도 있다. 현재 이더넷은 기본적으로 모든 그룹 주소에 브로드 캐스트를 사용하는 멀티 캐스트 라우팅을 기본적으로 제공하지 않지만, 일부 스위치(13002)는 IGMP(Internet Group Management Protocol) 스누핑이라는 기술을 사용하여 IP 멀티 캐스트에 연결하고 이더넷 멀티 캐스트 그룹을 유추 할 수 있다.

요약하면, 목표는 슬라이싱 기능이 있는 5G 고정 무선 밀리미터파 및 5G 코어를 사용하고 vOLTHA를 통해 전송하며 자체 설치 모뎀으로 가정에 Gig 전력 파이버 서비스(예컨대, 1Gbps)와 유사한 속도를 제공하는 것이다. 이는 일 예에서 밀리미터파 시스템(12404)을 사용하여 PON(12412)과 관련된 광 네트워크와 RF 네트워크 사이에서 데이터 흐름의 밸런싱을 가능하게 한다. 가정 거리 기둥에는 ONU(12402)와 밀리미터파 리모트 유닛(12408)이 장착되어 있다고 가정한다.

본 개시의 이점을 갖는 당업자는 건물 침투를 위한 밀리미터파의 재생 및 재전송이 신호가 효과적으로 침투하지 않는 건물 내부에 밀리미터파 신호를 제공하는 방식을 제공한다는 것을 이해할 것이다. 본 명세서의 도면 및 상세한 설명은 제한적인 것이 아니라 예시적인 것으로 간주되어야 하며 개시된 특정 형태 및 예에 제한되는 것으로 의도되지 않음을 이해해야 한다. 반대로, 하기 청구 범위에 의해 정의된 바와 같이, 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서, 당업자에게 명백한 임의의 추가의 수정, 변경, 재 배열, 대체, 대안, 설계 선택 및 실시 양태가 포함된다. 따라서, 다음의 청구 범위는 이러한 모든 추가 수정, 변경, 재 배열, 대체, 대안, 설계 선택 및 실시예를 포함하는 것으로 해석되도록 의도된다.

Claims (30)

1. 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템으로서,
   건물 외부에 위치하며, 건물 내부로의 침투 시 손실을 겪는 제 1 주파수의 신호를 수신하고, 상기 제 1 주파수의 수신된 신호를 무선 통신 링크를 통해 건물 내부로 침투시킴으로써 야기되는 손실을 극복하는 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 회로로서, 상기 제 1 회로는:
   건물 내부로의 침투 시 발생하는 손실에 대응하는 상기 제 1 포맷의 RF 전송을 위한 제 1 전송 칩셋을 구현하며, 상기 제 1 주파수의 신호를 수신하고 상기 제 1 주파수의 수신된 신호를 건물 내부로 침투시킴으로써 야기되는 손실을 극복하는 상기 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 송수신기를 더 포함하는 것인 상기 제 1 회로; 및
   건물 내부에 위치하고, 상기 제 1 회로와 통신적으로 링크되어 있으며, 상기 제 1 포맷의 변환된 수신 신호를 수신 및 송신하는 제 2 회로로서, 상기 제 2 회로는:
   상기 제 1 전송 칩셋을 구현하며, 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 건물 외부에 있는 상기 제 1 송수신기로부터 수신하고 상기 제 1 송수신기로 송신하는 제 2 송수신기를 더 포함하는 것인 상기 제 2 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 포맷의 변환된 신호와 Wi-Fi 버전의 신호 간의 변환을 위해 그리고 건물 내부에서 상기 Wi-Fi 버전의 신호를 송신 및 수신하기 위해 상기 제 2 송수신기에 연결된 Wi-Fi 라우터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
3. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 주파수는 3.5 GHz, 24 GHz, 28 GHz, 39 GHz, 60 GHz, 71 GHz, 및 81 GHz로 이루어진 그룹에서 선택되는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
4. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 주파수의 수신된 신호는 제 1 프로토콜을 이용하여 송신되는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
5. 제 4 항에 있어서, 상기 제 1 프로토콜은 2G, 3G, 4G-LTE, 5G, 5G NR(New Radio) 및 WiGi로 이루어진 그룹에서 선택되는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
6. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 송수신기는 상기 제 1 전송 칩셋을 구현하며, 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 상기 제 1 송수신기로 송신하고 상기 제 1 송수신기로부터 수신하고, 그리고 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 건물 내부의 상기 제 2 송수신기로 송신하고 상기 제 2 송수신기로부터 수신하는 제 3 송수신기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
7. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 전송 칩셋은 페라소 칩셋을 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
8. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 연결된 적어도 하나의 태양전지 판을 더 포함하고, 상기 적어도 하나의 태양전지 판은 상기 제 1 회로를 작동시키기 위한 전력을 제공하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
9. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 전력을 제공하는 레이저 전력 시스템을 더 포함하고, 상기 레이저 전력 시스템은:
   건물 내부에서 건물 외부로의 광 에너지 전달을 위한 빔을 생성하는 레이저; 및
   레이저 빔으로부터 광 에너지를 받고 상기 제 1 회로에 전력을 공급하기 위한 전기 에너지를 발생시키기 위한 광발전(photovoltaic) 수신기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
10. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 전력을 제공하기 위한 유도 결합 시스템을 더 포함하고, 상기 유도 결합 시스템은:
    건물 내부에 위치하고, 건물 내부에 위치하는 전력 시스템에 연결된 제 1 유도 코일; 및
    건물 외부에 위치하고, 상기 제 1 유도 코일과 유도 결합되는 제 2 유도 코일을 더 포함하고, 상기 제 2 유도 코일은 상기 제 1 회로에 전기 에너지를 제공하도록 연결된 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
11. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 전력을 제공하기 위한 자기 공진 결합 시스템을 더 포함하고, 상기 자기 공진 결합 시스템은:
    건물 내부에 위치하고, 건물 내부에 위치하는 전력 시스템에 연결된 제 1 자기 공진 코일; 및
    건물 외부에 위치하고, 상기 제 1 자기 공진 코일과 자기 공진 결합되는 제 2 자기 공진 코일을 더 포함하고, 제2 자기 공진 코일은 상기 제 1 회로에 전기 에너지를 제공하도록 연결된 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
12. 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템으로서,
    건물 외부에 위치하고, 건물 내부로의 침투 시 손실을 겪는 밀리미터파 신호를 수신하고, 그리고 수신된 밀리미터파 신호를 무선 통신 링크 상으로 건물 내부로 침투시킴으로써 야기되는 손실을 극복하는 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 회로로서, 상기 제 1 회로는:
    건물 내부로의 침투 시 발생하는 손실에 대응하는 상기 제 1 포맷의 RF 전송을 위한 페라소 칩셋을 구현하고, 밀리미터파 신호를 수신하고, 수신된 밀리미터파 신호를 건물 내부로 침투시킴으로써 야기되는 손실을 극복하는 상기 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 송수신기를 더 포함하는 것인 상기 제 1 회로; 및
    건물 내부에 위치하고, 상기 제 1 회로에 통신적으로 링크되어 있으며, 상기 제1 포맷의 변환된 밀리미터파 신호를 상기 제 1 송수신기로부터 수신하고 상기 제 1 송수신기로 송신하고, 그리고 변환된 밀리미터파 신호를 건물 내의 무선 장치로의 전송을 위한 제 2 포맷으로 변환하는 제 2 회로로서, 상기 제 2 회로는:
    상기 페라소 칩셋을 구현하고, 상기 제 1 포맷의 변환된 밀리미터파 신호를 건물 외부의 상기 제 1 송수신기로 송신하고 상기 제 1 송수신기로부터 수신하는 제 2 송수신기를 포함하는 것인 상기 제 2 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
13. 제 12 항에 있어서, 제 1 주파수 대역의 변환된 신호와 Wi-Fi 버전의 신호 간의 변환을 위해 그리고 건물 내부에서 상기 Wi-Fi 버전의 신호를 송신 및 수신하기 위해 제 3 송수신기에 연결된 Wi-Fi 라우터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
14. 제 12 항에 있어서, 제 1 주파수의 수신된 신호는 제 1 프로토콜을 이용하여 송신되는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
15. 제 14 항에 있어서, 상기 제 1 프로토콜은 2G, 3G, 4G-LTE, 5G, 5G NR(New Radio) 및 WiGi로 이루어진 그룹으로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
16. 제 12 항에 있어서, 상기 제 1 송수신기는 제 1 전송 칩셋을 구현하고, 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 상기 제 1 송수신기로 송신하고 상기 제 1 송수신기로부터 수신하고, 그리고 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 건물 내부로 송신하고 건물 내부로부터 수신하는 제 3 송수신기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
17. 제 12 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 연결된 적어도 하나의 태양전지 판을 더 포함하고, 상기 적어도 하나의 태양전지 판은 상기 제 1 회로를 작동시키기 위한 전력을 제공하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
18. 제 12 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 전력을 제공하기 위한 레이저 전력 시스템을 더 포함하고, 상기 레이저 전력 시스템은:
    건물 내부로부터 건물 외부로의 광 에너지 전송을 위한 빔을 생성하는 레이저; 및
    레이저 빔으로부터 광 에너지를 받고 상기 제 1 회로에 전력을 공급하기 위한 전기 에너지를 발생시키는 광발전 수신기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
19. 제 12 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 전력을 제공하기 위한 유도 결합 시스템을 더 포함하고, 상기 유도 결합 시스템은:
    건물 내부에 위치하고, 건물 내부에 위치하는 전력 시스템에 연결된 제 1 유도 코일; 및
    건물 외부에 위치하고, 상기 제 1 유도 코일과 유도 결합된 제 2 유도 코일을 더 포함하고, 상기 제 2 유도 코일은 상기 제 1 회로에 전기 에너지를 제공하도록 연결된 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
20. 제 12 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 전력을 제공하기 위한 자기 공진 결합 시스템을 더 포함하고, 상기 자기 공진 결합 시스템은:
    건물 내부에 위치하고, 건물 내부에 위치하는 전력 시스템에 연결된 제 1 자기 공진 코일; 및
    건물 외부에 위치하고, 상기 제 1 자기 공진 코일과 자기 공진 결합된 제 2 자기 공진 코일을 더 포함하고, 상기 제2 자기 공진 코일은 상기 제 1 회로에 전기 에너지를 제공하도록 연결된 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
21. 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템으로서,
    건물 외부에 위치하고, 건물 내부로의 침투 시 손실을 겪는 밀리미터파 신호를 수신하고 수신된 밀리미터파 신호를 무선 통신 링크 상으로 건물 내부로 침투시킴으로써 야기되는 손실을 극복하는 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 회로로서, 상기 제 1 회로는:
    건물 내부로의 침투 시 발생하는 손실에 대응하는 상기 제 1 포맷의 RF 전송을 위한 페라소 칩셋을 구현하며, 밀리미터파 신호를 수신하고 그리고 수신된 밀리미터파 신호를 건물 내부로 침투시킴으로서 야기되는 손실을 극복하는 상기 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 송수신기; 및
    상기 제 1 전송 칩셋을 구현하며, 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 상기 제 1 송수신기로 송신하고 상기 제 1 송수신기로부터 수신하고, 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 건물 내부로 송신하고 건물 내부로부터 수신하는 제 2 송수신기;
    를 포함하는 것인 상기 제 1 회로; 및
    건물 내부에 위치하고, 상기 제 1 회로와 통신적으로 링크되어 있으며, 상기 제 1 포맷의 변환된 밀리미터파 신호를 수신하고, 변환된 밀리미터파 신호를 건물 내의 무선 장치로의 전송을 위한 WiFi 포맷으로 변환하는 제 2 회로로서, 상기 제 2 회로는:
    상기 페라소 칩셋을 구현하며, 상기 제 1 포맷의 변환된 밀리미터파 신호를 건물 외부의 상기 제 2 송수신기로부터 수신하고 상기 제 2 송수신기로 송신하는 제 3 송수신기; 및
    상기 제 3 송수신기로부터 수신되고 상기 제 3 송수신기로 송신되는 상기 제 1 포맷의 변환된 밀리미터파 신호와 건물 내부의 무선 장치에 의해 수신되기 위한 상기 WiFi 포맷 간의 변환을 위해, 그리고 건물 내부에서 상기 Wi-Fi 포맷의 신호를 송신 및 수신하기 위해 상기 제 3 송수신기에 연결된 Wi-Fi 라우터;
    를 포함하는 것인 상기 제 2 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
22. 제 21 항에 있어서, 제 1 주파수의 수신된 신호는 제 1 프로토콜을 이용하여 송신되는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
23. 제 22 항에 있어서, 상기 제 1 프로토콜은 2G, 3G, 4G-LTE, 5G, 5G NR(New Radio) 및 WiGi로 이루어진 그룹에서 선택되는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
24. 제 21 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 연결된 적어도 하나의 태양전지 판을 더 포함하고, 상기 적어도 하나의 태양전지 판은 상기 제 1 회로를 작동시키기 위한 전력을 제공하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
25. 제 21 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 전력을 제공하는 레이저 전력 시스템을 더 포함하고, 상기 레이저 전력 시스템은:
    건물 내부에서 건물 외부로의 광 에너지 전달을 위한 빔을 생성하는 레이저; 및
    레이저 빔으로부터 광 에너지를 받고 상기 제 1 회로에 전력을 공급하기 위해 전기 에너지를 발생시키는 광발전 수신기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
26. 제 21 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 전력을 제공하기 위한 유도 결합 시스템을 더 포함하고, 상기 유도 결합 시스템은:
    건물 내부에 위치하고, 건물 내부에 위치하는 전력 시스템에 연결된 제 1 유도 코일; 및
    건물 외부에 위치하고, 상기 제 1 유도 코일과 유도 결합된 제 2 유도 코일을 더 포함하고, 상기 제 2 유도 코일은 상기 제 1 회로에 전기 에너지를 제공하도록 연결된 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
27. 제 21 항에 있어서, 상기 제 1 회로에 전력을 제공하기 위한 자기 공진 결합 시스템을 더 포함하고, 상기 자기 공진 결합 시스템은:
    건물 내부에 위치하고, 건물 내부에 위치하는 전력 시스템에 연결된 제 1 자기 공진 코일; 및
    건물 외부에 위치하고, 상기 제 1 자기 공진 코일과 자기 공진 결합된 제 2 자기 공진 코일을 더 포함하고, 제2 자기 공진 코일은 상기 제 1 회로에 전기 에너지를 제공하도록 연결된 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
28. 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템으로서,
    건물 외부에 위치하고, 건물 내부로의 침투 시 발생하는 손실을 대응하는 제 1 포맷의 RF 전송을 위한 제 1 전송 칩셋을 구현하며, 건물 내부로의 침투 시 손실을 겪는 제 1 주파수의 신호를 수신하고 상기 제 1 주파수의 수신된 신호를 무선 통신 링크 상으로 건물 내부로 침투시킴으로써 야기되는 손실을 극복하는 제 1 포맷으로 변환하는 제 1 송수신기;
    건물 외부에 위치하고, 상기 제 1 전송 칩셋을 구현하며, 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 상기 제 1 송수신기로 송신하고 상기 제 1 송수신기로부터 수신하고, 그리고 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 건물 내부로 송신하고 건물 내부로부터 수신하는 제 2 송수신기;
    건물 내부에 위치하고, 상기 제 1 전송 칩셋을 구현하며, 상기 제 1 포맷의 변환된 신호를 건물 외부의 상기 제 2 송수신기로부터 수신하고 상기 제 2 송수신기로 송신하는 제 3 송수신기; 및
    상기 제 1 포맷의 변환된 신호와 Wi-Fi 버전의 신호 간의 변환을 위해 그리고 건물 내부에서 상기 Wi-Fi 버전의 신호를 송신 및 전송하기 위해 상기 제 3 송수신기에 연결된 Wi-Fi 라우터를 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
29. 제 28 항에 있어서, 상기 제 1 전송 칩셋은 페라소 칩셋을 포함하는 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.
30. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 주파수는 3.5 GHz, 24 GHz, 28 GHz, 39 GHz, 60 GHz, 71 GHz, 및 81 GHz으로 이루어진 그룹으로부터 선택된 것을 특징으로 하는 건물 내부로의 신호 침투를 가능하게 하는 시스템.

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