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KR20180137994A - 전력 변환 장치 및 그 제어 방법 - Google Patents

전력 변환 장치 및 그 제어 방법 Download PDF

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KR20180137994A
KR20180137994A KR1020170078007A KR20170078007A KR20180137994A KR 20180137994 A KR20180137994 A KR 20180137994A KR 1020170078007 A KR1020170078007 A KR 1020170078007A KR 20170078007 A KR20170078007 A KR 20170078007A KR 20180137994 A KR20180137994 A KR 20180137994A
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KR
South Korea
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speed
inverter
current
motor
switching
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Application number
KR1020170078007A
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English (en)
Inventor
선호동
Original Assignee
엘지전자 주식회사
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Publication date
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Abstract

본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, 인버터를 포함하는 전력 변환 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다. 이러한 본 발명은 입력 교류 전압을 정류하는 정류부; 다수의 스위칭 소자를 포함하여 상기 정류부로부터 출력되는 직류 전압을 모터를 구동하기 위한 교류 전압으로 변환하는 인버터; 상기 정류부와 인버터 사이에 위치하는 DC-링크 캐패시터; 상기 인버터와 모터 사이에 흐르는 출력전류를 검출하는 전류 감지부; 및 상기 인버터를 제어하는 인버터 제어부를 포함하고, 상기 인버터 제어부는, 상기 모터의 회전 속도가 제1속도 이하일 때 상기 다수의 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 정속 주파수 이하로 가변하는 주파수 가변부; 목표 속도 및 전류 감지부를 통하여 감지된 상기 모터의 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 속도 제어부; 상기 목표 전류에 기초하여 목표 전압을 생성하는 전류 제어부; 및 상기 생성된 목표 전압 및 상기 전류 감지부에서 감지된 상기 모터의 위치에 기초하여 구동 신호를 생성하는 구동신호 생성부를 포함하여 구성될 수 있다.

Description

전력 변환 장치 및 그 제어 방법 {Power transforming apparatus and air conditioner including the same}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, 인버터를 포함하는 전력 변환 장치 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 공기 조화기의 압축기는 모터를 구동원으로 이용하고 있다. 이러한 모터에는 전력 변환 장치로부터 교류 전력이 공급된다.
이와 같은 전력 변환 장치는 주로, 정류부, 역률 제어부 및 인버터를 포함하는 것으로 일반적으로 알려져 있다.
우선, 상용 전원으로부터 출력되는 교류의 상용 전압은, 정류부에 의하여 정류된다. 이러한 정류부에서 정류된 전압은 인버터에 공급된다. 이때, 인버터에서는 정류부에서 출력된 전압을 이용하여 모터를 구동하기 위한 교류 전력을 생성한다.
인버터는 다수의 스위칭 소자를 포함하여, 이러한 스위칭 소자를 구동하여 교류 전력을 생성한다.
이때, 스위칭 소자를 구동하는 스위칭 주파수가 낮으면 일정 시간 동안 스위칭 횟수의 감소로 손실과 발열 측면에는 좋아지지만, 스위칭 주기에 의한 전류 리플(Ripple) 증가로 인해 도통 손실 증가, 분해능 감소, 고조파를 증가시키는 문제가 있다.
이런 문제들은 모터가 고속으로 운전할수록 현상이 두드러진다.
따라서, 이러한 문제를 해결하기 위한 방안이 요구된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 모터 속도에 따라 인버터 구동 시 스위칭 소자의 주파수를 가변하여 스위칭 손실을 보상함으로써 전력 변환 효율을 향상시킬 수 있는 전력 변환 장치 및 그 제어 방법을 제공하고자 한다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 제1관점으로서, 본 발명은, 입력 교류 전압을 정류하는 정류부; 다수의 스위칭 소자를 포함하여 상기 정류부로부터 출력되는 직류 전압을 모터를 구동하기 위한 교류 전압으로 변환하는 인버터; 상기 정류부와 인버터 사이에 위치하는 DC-링크 캐패시터; 상기 인버터와 모터 사이에 흐르는 출력전류를 검출하는 전류 감지부; 및 상기 인버터를 제어하는 인버터 제어부를 포함하고, 상기 인버터 제어부는, 상기 모터의 회전 속도가 제1속도 이하일 때 상기 다수의 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 정속 주파수 이하로 가변하는 주파수 가변부; 목표 속도 및 전류 감지부를 통하여 감지된 상기 모터의 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 속도 제어부; 상기 목표 전류에 기초하여 목표 전압을 생성하는 전류 제어부; 및 상기 생성된 목표 전압 및 상기 전류 감지부에서 감지된 상기 모터의 위치에 기초하여 구동 신호를 생성하는 구동신호 생성부를 포함하여 구성될 수 있다.
여기서, 상기 주파수 가변부의 스위칭 주파수 가변 범위는 3 내지 5 kHz일 수 있다.
여기서, 상기 주파수 가변부는, 상기 스위칭 주파수를 계단형으로 가변할 수 있다.
이때, 상기 계단형 가변의 간격은 일정할 수 있다.
여기서, 상기 제1속도는, 상기 인버터의 효율이 최대값인 때의 모터의 속도일 수 있다.
이때, 상기 인버터의 효율은 스위칭 손실 및 도통 손실을 포함하여 계산된 값일 수 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 제2관점으로서, 본 발명은, 다수의 스위칭 소자를 포함하는 인버터를 가지는 전력 변환 장치를 제어하는 방법에 있어서, 상기 모터의 회전 속도가 제1속도 이하일 때 상기 다수의 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 정속 주파수 이하로 가변하는 단계; 목표 속도 및 전류 감지부를 통하여 감지된 상기 모터의 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 단계; 상기 목표 전류에 기초하여 목표 전압을 생성하는 단계; 및 상기 생성된 목표 전압 및 상기 감지된 상기 모터의 위치에 기초하여 구동 신호를 생성하는 단계를 포함하여 구성될 수 있다.
여기서, 상기 주파수 가변부의 스위칭 주파수 가변 범위는 3 내지 5 kHz 일 수 있다.
여기서, 상기 스위칭 주파수를 가변하는 단계는, 상기 스위칭 주파수를 계단형으로 가변할 수 있다.
여기서, 상기 제1속도는, 상기 인버터의 효율이 최대값인 때의 모터의 속도일 수 있다.
본 발명은 다음과 같은 효과가 있는 것이다.
먼저, 인버터 및 이를 포함하는 전력 변환 장치를 속도(부하) 별로 스위칭 주파수를 다르게 제어함으로써 저/중부하 효율 향상될 수 있으며, 전체 주파수 영역 제어 신뢰성 확보가 가능하다.
저속/저부하에서는 도통 손실보다 스위칭 손실의 비중이 크기 때문에 저속에서 스위칭 주파수를 낮춘다면 드라이브 손실을 저감시켜 효율을 개선할 수 있다.
또한, 저속에서는 인버터 전류의 주기가 상대적으로 길어 스위칭 주파수를 낮추더라도 충분한 분해능 확보가 가능하다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 회로도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 인버터 제어부의 세부를 나타내는 블럭도이다.
도 4는 전력 변환 장치에서 모터 속도에 대한 소비전력의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 5는 전력 변환 장치에서 모터 속도에 대한 구동 손실을 나타내는 그래프이다.
도 6은 스위칭 소자의 스위칭 손실을 개략적으로 나타내는 그래프이다.
도 7은 스위칭 소자의 도통 손실을 나타내는 그래프이다.
도 8은 전력 변환 장치의 모터 속도별 효율을 나타내는 그래프이다.
도 9는 종래의 스위칭 소자를 구동하는 스위칭 주파수를 모터 속도에 대하여 나타낸 그래프이다.
도 10은 본 발명의 실시예에 의한 스위칭 소자를 구동하는 스위칭 주파수를 모터 속도에 대하여 나타낸 그래프이다.
도 11은 본 발명에 의한 스위칭 주파수 가변 제어에 의한 스위칭 손실을 나타내는 그래프이다.
도 12는 본 발명에 의한 스위칭 주파수 가변 제어에 의한 효율을 나타내는 그래프이다.
이하, 첨부된 도면을 참고하여 본 발명에 의한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명이 여러 가지 수정 및 변형을 허용하면서도, 그 특정 실시예들이 도면들로 예시되어 나타내어지며, 이하에서 상세히 설명될 것이다. 그러나 본 발명을 개시된 특별한 형태로 한정하려는 의도는 아니며, 오히려 본 발명은 청구항들에 의해 정의된 본 발명의 사상과 합치되는 모든 수정, 균등 및 대용을 포함한다.
층, 영역 또는 기판과 같은 요소가 다른 구성요소 "상(on)"에 존재하는 것으로 언급될 때, 이것은 직접적으로 다른 요소 상에 존재하거나 또는 그 사이에 중간 요소가 존재할 수도 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
비록 제1, 제2 등의 용어가 여러 가지 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들을 설명하기 위해 사용될 수 있지만, 이러한 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들은 이러한 용어에 의해 한정되어서는 안 된다는 것을 이해할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이고, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 회로도이다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 전력 변환 장치(100)는 교류 전원(10)을 정류하는 정류부(110), 정류부(110)에서 정류된 DC 전압을 승/강압하거나 역률을 제어하는 컨버터(120), 컨버터(120)를 제어하는 컨버터 제어부(130), 삼상 교류 전류를 출력하는 인버터(140), 인버터(140)를 제어하는 인버터 제어부(150)와, 그리고 컨버터(120)와 인버터(140) 사이의 DC-링크(DC-link) 캐패시터(C)를 포함할 수 있다.
이러한 인버터(140)는 삼상 교류 전류를 출력하며, 이러한 출력 전류는 모터(200)에 공급된다. 여기서, 모터(200)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터일 수 있다. 이하, 모터(200)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터이고, 전력 변환 장치(100)는 이러한 압축기 모터를 구동하는 모터 구동장치인 것을 예로 설명한다.
그러나 모터(200)는 압축기 모터에 제한되지 않으며, 주파수 가변된 교류 전압을 이용하는 다양한 응용제품, 예를 들어, 냉장고, 세탁기, 전동차, 자동차, 청소기 등의 교류 모터에 이용될 수 있다.
한편, 모터 구동장치(100)는, DC단 전압 검출부(B), 입력 전압 검출부(A), 입력 전류 검출부(D), 출력 전류 검출부(E)를 더 포함할 수 있다.
모터 구동장치(100)는, 계통으로부터의 교류 전원을 공급받아, 전력 변환하여, 모터(200)에 변환된 전력을 공급한다.
컨버터(120)는, 입력 교류 전원(10)을 직류 전원으로 변환한다. 이러한 컨버터(120)는 역률 제어부(PFC(power factor control)부)로 작동하는 직류-직류(DC-DC) 컨버터를 이용할 수 있다. 또한, 이러한 직류-직류(DC-DC) 컨버터는 승압 컨버터(boost converter)를 이용할 수 있다. 경우에 따라, 컨버터(120)는 정류부(110)를 포함하는 개념일 수 있다. 이하, 컨버터(120)는 승압 컨버터를 이용하는 예를 들어 설명한다.
정류부(110)는, 교류 전원(10)을 입력받아 정류하고, 이와 같이 정류된 전력을 컨버터(120) 측으로 출력한다. 이를 위해, 정류부(110)는 브리지 다이오드를 이용한 전파 정류 회로를 이용할 수 있다.
이와 같이, 컨버터(120)는 정류부(110)에서 정류된 전압 신호를 승압 및 평활하는 과정에서 역률 개선 동작을 행할 수 있다.
이러한 컨버터(120)는, 정류부(110)에 연결되는 인덕터(L1), 이 인덕터(L1)에 연결되는 스위칭 소자(Q1), 및 스위칭 소자(Q1)와 DC-링크 캐패시터(C) 사이에 연결되는 다이오드(D1)를 포함할 수 있다.
승압 컨버터(120)는 입력전압보다 높은 출력전압을 얻을 수 있는 컨버터로서, 스위칭 소자(Q1)가 도통되면 다이오드(D1)가 차단되면서 인덕터(L1)에 에너지가 저장되며, DC-링크 캐패시터(C)에 저장되어 있던 전하가 방전하면서 출력단에 출력전압을 발생시킨다.
또한, 스위칭 소자(Q1)가 차단되면 스위칭 소자(Q1) 도통 시 인덕터(L1)에 저장되어 있던 에너지가 더해져서 출력단으로 전달된다.
여기서, 스위칭 소자(Q1)는 별도의 PWM(pulse width modulation) 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다. 즉, 컨버터 제어부(130)에서 전달되는 PWM 신호가 스위칭 소자(Q1)의 게이트(gate; 또는 베이스) 단에 연결되어, 이 PWM 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다.
컨버터 제어부(130)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단에 PWM 신호를 전달하는 게이트 구동부(gate driver)와, 이러한 게이트 구동부에 구동 신호를 전달하는 제어부를 포함한 구성일 수 있다.
이러한 스위칭 소자(Q1)는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.
IGBT는 전력 MOSFET(metal oxide semi-conductor field effect transistor)과 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor)의 구조를 가지는 스위칭(switching) 소자로서, 구동전력이 작고, 고속 스위칭, 고내압화, 고전류 밀도화가 가능한 소자이다.
이와 같이, 컨버터 제어부(130)는 컨버터(120) 내의 스위칭 소자(Q1)의 턴 온 타이밍을 제어할 수 있다. 이에 따라, 스위칭 소자(Q1)의 턴 온 타이밍을 위한 컨버터 제어 신호(Sc)를 출력할 수 있다.
이를 위해, 컨버터 제어부(130)는 입력 전압 검출부(A)와 입력 전류 검출부(D)로부터 각각, 입력 전압(Vs)과, 입력 전류(Is)를 수신할 수 있다.
경우에 따라, 이러한 컨버터(120) 및 컨버터 제어부(130)는 생략될 수 있다. 즉, 정류부(110)를 거친 출력 전압이 컨버터(120)를 거치지 않고 DC-링크 캐패시터(C)에 충전되거나 인버터(140)를 구동할 수 있다.
입력 전압 검출부(A)는 입력 교류 전원(10)으로부터의 입력 전압(Vs)을 검출할 수 있다. 예를 들어, 정류부(110) 전단에 위치할 수 있다.
입력 전압 검출부(A)는 전압 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Vs)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어 신호(Sc)의 생성을 위해, 컨버터 제어부(130)에 인가될 수 있다.
다음, 입력 전류 검출부(D)는 입력 교류 전원(10)으로부터의 입력 전류(Is)를 검출할 수 있다. 구체적으로, 정류부(110) 전단에 위치할 수 있다.
입력 전류 검출부(D)는 전류 검출을 위해, 전류센서, CT(current transformer), 션트 저항 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Is)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어 신호(Sc)의 생성을 위해 컨버터 제어부(130)에 인가될 수 있다.
DC 전압 검출부(B)는 DC-링크 캐패시터(C)의 맥동하는 전압(Vdc)을 검출한다. 이러한 전원 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등이 사용될 수 있다. 검출된 DC-링크 캐패시터(C)의 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(150)에 인가될 수 있으며, DC-링크 캐패시터(C)의 직류 전압(Vdc)에 기초하여 인버터 제어신호(Si)가 생성될 수 있다.
한편, 도면과 달리, 검출되는 DC 전압은, 컨버터 제어부(130)에 인가되어, 컨버터 제어신호(Sc)의 생성에 사용될 수도 있다.
인버터(140)는, 복수 개의 인버터 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Qa', Qb', Qc')를 구비하고, 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원으로 변환하여, 삼상 모터(200)에 출력할 수 있다.
구체적으로, 인버터(140)는 각각 서로 직렬 연결되는 상측 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc) 및 하측 스위칭 소자(Qa', Qb', Qc')가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하측 스위칭 소자가 서로 병렬로 연결될 수 있다.
컨버터(120)와 마찬가지로, 인버터(140)의 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Qa', Qb', Qc')는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.
인버터 제어부(150)는, 인버터(140)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 제어신호(Si)를 인버터(140)에 출력할 수 있다. 인버터 제어신호(Si)는 펄스폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 모터(200)에 흐르는 출력 전류(io) 및 DC-링크 캐패시터(C) 양단인 DC-링크 전압(Vdc)에 기초하여 생성되어 출력될 수 있다. 이때의 출력 전류(io)는, 출력전류 검출부(E)로부터 검출될 수 있으며, DC-링크 전압(Vdc)은 DC-링크 전압 검출부(B)로부터 검출될 수 있다.
인버터 제어부(150)는 인버터(140)에 포함되는 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Qa', Qb', Qc')의 게이트 단에 PWM 신호를 전달하는 게이트 구동부(gate driver)와, 이러한 게이트 구동부에 구동 신호를 전달하는 제어부를 포함한 구성일 수 있다.
출력전류 검출부(E)는, 인버터(140)와 모터(200) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출할 수 있다. 즉, 모터(200)에 흐르는 전류를 검출한다. 출력전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia, ib, ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
출력전류 검출부(E)는 인버터(140)와 모터(200) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current transformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 인버터 제어부의 세부를 나타내는 블럭도이다.
도 3을 참조하면, 위에서 설명한 인버터 제어부(150)의 세부 구성이 도시되어 있고, 여기에 인버터(140), 컨버터(120) 및 모터(200)가 함께 표현되어 있다.
이러한 인버터 제어부(150)는 비례 적분 제어(Proportional Integral Control) 방식의 모터 제어 방법을 주로 이용할 수 있다.
즉, 이러한 비례 적분 제어 방식의 인버터 제어부(150)는, 주파수 가변부(151), 속도 제어부(152), 전류 제어부(154), 구동신호(PWM) 생성부(155), 전류 감지부(156) 및 위치 추정부(157)를 포함할 수 있다.
여기서, 전류 감지부(156)는 위에서 설명한 상전류 검출부(E)와 동일할 수 있다.
모터(200)의 속도 및 위치는 전류 감지부(156)를 통하여 센서리스 방식으로 구현될 수 있다. 즉, 전류 감지부(156)를 통해 감지된 전류를 이용하여 위치 추정부(157)에서는 모터의 회전자 위치(θM)를 추정할 수 있고, 이를 이용하여 모터(200)의 속도 및 위치가 검출될 수 있다. 이러한 위치 추정부(157)에서 추정된 모터의 회전자 위치(θM)는 저역 통과 필터(158)를 통하여 피드백될 수 있다.
즉, 센서를 포함하지 않는 센서리스 방식으로 모터(200)의 속도 및 위치를 감지하는 경우에는, 상전류 검출부(E)를 이용하여 감지된 전류를 이용하여 속도 및 위치를 추정할 수 있다.
속도 제어부(152)는 목표 속도(속도 지령치: Wr *) 및 전류 감지부(156)를 통하여 감지된 모터(200)의 속도(WM)에 기초하여 목표 전류를 생성할 수 있다. 전류 감지부(156)에서 감지된 전류는 전류 제어부(154)로 피드백될 수 있다.
속도 제어부(152)와 전류 제어부(154) 사이에는 토크 제어부(153)가 구비되어, 전류 지령치(I*)를 d축 전류 지령치(Id *)와 q축 전류 지령치(Iq *)로 분리할 수 있다.
또한, 전류 제어부(154)는 이러한 속도 제어부(152)에서 출력되는 목표 전류(I*: 전류 지령치)에 기초하여 목표 전압(Vdq *: 전압 지령치)을 생성할 수 있다.
구동신호 생성부(155)에서는 전류 제어부(154)에서 생성된 목표 전압(Vdq *) 및 전류 감지부(156)에서 감지된 모터(200)의 위치에 기초하여 구동 신호(PWM 신호)를 생성할 수 있다.
이러한 구동 신호(PWM 신호)에 의하여 인버터(140)에서는 구동 전압이 생성되고, 이러한 구동 전압에 의하여 모터(200)가 구동될 수 있다.
이때, 속도 제어부(152)의 전단에는 주파수 가변부(151)가 위치하여, 인버터의 속도별 효율에 따라 스위칭 주파수를 가변할 수 있다.
주파수 가변부(151)는 모터(200)의 회전 속도가 제1속도 이하일 때 다수의 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Qa', Qb', Qc')의 스위칭 주파수를 정속 주파수 이하로 가변할 수 있다.
이하, 주파수 가변부(151)를 통한 스위칭 소자의 스위칭 주파수의 가변에 대하여 자세히 설명한다.
도 4는 전력 변환 장치에서 모터 속도에 대한 소비전력의 관계를 나타내는 그래프이다.
도시하는 바와 같이, 소비전력은 모터 속도에 대하여 선형적으로 증가한다.
도 5는 전력 변환 장치에서 모터 속도에 대한 구동 손실을 나타내는 그래프이다.
도 5를 참조하면, 스위칭 소자의 스위칭 손실은 모터의 속도와 함께 일정하게 증가하는 것을 알 수 있다. 그러나, 도통 손실은 속도가 증가함에 따라 전류의 제곱에 비례하여 증가한다.
따라서 일정 속도(부하) 이상일 경우에는 도통 손실이 스위칭 소자의 스위칭 손실보다 크게 증가하여, 높은 모터 속도에서는 스위칭 손실이 전체 구동 손실에서 차지하는 비중이 미미해진다.
도 6은 스위칭 소자의 스위칭 손실을 개략적으로 나타내는 그래프이다. 도 6을 참조하면, 스위칭 소자를 통하여 전류가 흐르게 되는 경우, 전압은 감소한다.
그러나, 전압이 0이 되기 이전에 전류를 상승하기 시작하며, 이에 따라 스위칭 손실이 발생한다.
도 7은 스위칭 소자의 도통 손실을 나타내는 그래프이다. 도통 손실은 전류와 저항에 따른 전력과 관계가 깊다. 즉, 전류가 일정하게 되면 도통 손실도 일정하다.
도 8은 전력 변환 장치의 모터 속도별 효율을 나타내는 그래프이다.
도 8을 참조하면, 모터 속도별 효율을 모터 속도가 낮을 경우(저부하)에 상대적으로 매우 낮으며, 모터 속도가 높아짐에 따라 증가하여 일정 속도 이후에는 다시 낮아지는 것을 알 수 있다.
따라서, 본 발명에서는 이러한 현상을 고려하여 스위칭 속도를 가변하여 전력 변환 장치를 제어하는 방법을 제안한다.
도 9는 종래의 스위칭 소자를 구동하는 스위칭 주파수를 모터 속도에 대하여 나타낸 그래프이다.
보통의 전력 변환 장치를 구동하는 방법에서는 모터 속도에 관계없이 일정한 스위칭 주파수로 스위칭 소자를 구동한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 의한 스위칭 소자를 구동하는 스위칭 주파수를 모터 속도에 대하여 나타낸 그래프이다.
도시하는 바와 같이, 본 발명에서는 모터 속도에 따라 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 가변한다.
구체적으로, 스위칭 주파수의 가변 범위는 모터의 속도에 따라 3 kHz 내지 5 kHz의 범위일 수 있다. 즉, 최소 운전 주파수는 3 kHz이고 최대 운전 주파수는 5 kHz일 수 있다.
이와 같이, 최소/최대 운전 주파수 범위에서, 계단식으로 스위칭 주파수를 높일 수 있다.
이때, 계단형 스위칭 주파수의 가변의 간격은 일정할 수 있다. 예를 들어, 도 10에서 도시하는 바와 같이, 최소/최대 운전 주파수 범위를 6등분 하여 스위칭 주파수를 가변하여 조절할 수 있다.
그 근거는, 스위칭 주파수를 3 kHz 이하로 더 낮게 운전하게 되면 소음이 커져서 더 낮추는 것은 한계가 있기 때문이고, 스위칭 주파수를 5 kHz 이상 높이는 것은 효율/소음/분해능 관점에서 봤을 때 의미가 없을 뿐 아니라 제어부(150)를 구현하는 마이컴과 같은 반도체 소자의 성능의 한계가 있기 때문이다.
또한, 스위칭 주파수를 선형화가 아닌 계단식으로 가변하는 이유는 아래와 같다.
일반적으로 인버터를 제어할 때, 제어는 스위칭 시간 기준으로 이루어진다. 예를 들어 200 ㎲ 주기로 스위칭 소자의 스위칭이 이루어진다면 제어의 기준은 200 ㎲ 배수를 기준으로 이루어질 수 있다.
이때, 제어 주기(시간)가 제어 변수로 사용되는데, 제어 변수가 선형화될 경우에는 제어 주기가 수시로 변하게 되고, 이로 인해 제어 효율에 악영향을 줄 수 있다.
또한, 스위칭 주기를 관리하는 마이컴(제어부) 레지스터를 수시로 변경하여야 하고, 이 또한 제어 관점에서 신뢰성에 영향을 줄 수 있습니다.
이러한 이유로, 위에서 설명한 바와 같이, 계단식으로 스위칭 주파수를 가변하는 것이 스위칭 주파수 변경을 최소화함으로써 제어 신뢰성을 높일 수 있다.
도 11은 종래의 방식과 본 발명에 의한 스위칭 주파수 가변 제어에 의한 스위칭 손실을 나타내는 그래프이다. 또한, 도 12는 종래의 방식과 본 발명에 의한 스위칭 주파수 가변 제어에 의한 효율을 나타내는 그래프이다.
도 11 및 도 12를 참조하면, 일정 속도 이하에서 본 발명의 스위칭 손실은 종래의 경우보다 감소하고, 또한, 일정 속도 이하에서 효율이 증가하는 것을 알 수 있다.
이와 같이, 스위칭 주파수의 가변 범위는 일정 속도 이하가 될 수 있다. 보다 구체적으로, 이러한 속도는 인버터의 효율이 최대값인 때의 모터 속도일 수 있다.
즉, 스위칭 주파수를 가변하지 않는 경우에 인버터 효율이 감소하는 구간에서 스위칭 주파수를 가변할 수 있다. 이에 따라, 효율이 감소하는 구간 및/또는 스위칭 손실이 증가하는 구간에서 스위칭 주파수를 가변할 수 있다.
따라서, 스위칭 주파수를 가변하는 모터의 속도는 스위칭 손실 및 도통 손실을 포함하여 계산된 인버터 효율의 값이 최대인 지점 수 있다. 예를 들어, 도 8에서 효율이 최대인 지점의 속도 및 이보다 낮은 속도에서 스위칭 주파수가 가변 제어될 수 있다.
즉, 인버터 효율이 최대가 되는 지점 이하의 속도에서 스위칭 주파수의 가변이 이루어질 수 있다.
한편, 스위칭 주파수가 낮을 때의 장단점을 고려하면 다음과 같다.
먼저, 장점은, 스위칭 손실 저감을 들 수 있다. 이는 스위칭 횟수 감소로 인해 스위칭 손실이 저감될 수 있기 때문이다.
또한, 스위치 발열이 감소할 수 있다. 즉, 스위칭 횟수 감소로 인해 스위치 발열이 감소할 수 있다.
그러나, 다음과 같은 단점을 가질 수 있다.
먼저, 도통 손실 증가할 수 있다. 동손은 I2R로서 동일 전류 실효치 조건에서 전류 최대치가 클수록 손실이 크다.
또한, 스위칭 주파수를 감소하였을 경우 전류 리플이 커져 도통 손실이 증가할 수 있다.
한편, 분해능 저하가 발생할 수 있다. 즉, 스위칭 주파수가 낮을수록 모터 전류 한 주기 동안 조절 가능한 횟수가 감소할 수 있다.
마지막으로, 고조파가 증가할 수 있다. 이는 전류 리플(Ripple) 증가로 인한 것이다.
이와 같이, 스위칭 주파수가 낮으면 일정 시간 동안 스위칭 횟수의 감소로 손실과 발열 측면에는 좋아지지만, 스위칭 주기에 의한 전류 리플(Ripple) 증가로 인해 도통 손실 증가, 분해능 감소, 고조파를 증가시키는 문제가 있다. 이런 문제들은 모터가 고속으로 운전할수록 현상이 두드러진다.
이런 문제를 최소화하고 스위칭 주파수를 낮춤으로써 생기는 이점을 극대화하기 위해서는 모터 속도 또는 부하에 따라 스위칭 주기를 가변시켜 줄 필요가 있다. 즉, 스위칭 주파수를 효율이 크게 감소하는 저속 구동 부분에서만 낮추어주는 것이다.
이와 같이, 저속/저부하에서는 스위칭 주파수를 낮추고, 고속/고부하에서는 스위칭 주파수를 높임으로써 상기의 장점을 살리면서 단점을 최소화시킬 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 인버터 및 이를 포함하는 전력 변환 장치를 속도(부하) 별로 스위칭 주파수를 다르게 제어함으로써 저/중부하 효율 향상될 수 있으며, 전체 주파수 영역 제어 신뢰성 확보가 가능하다.
저속/저부하에서는 도통 손실보다 스위칭 손실의 비중이 크기 때문에 저속에서 스위칭 주파수를 낮춘다면 드라이브 손실을 저감시켜 효율을 개선할 수 있다.
또한, 저속에서는 인버터 전류의 주기가 상대적으로 길어 스위칭 주파수를 낮추더라도 충분한 분해능 확보가 가능하다.
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시 예들은 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것에 지나지 않으며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.
100: 전력 변환 장치 110: 정류부
120: 컨버터 130: 컨버터 제어부
140: 인버터 150: 인버터 제어부
151: 주파수 가변부 152: 속도 제어부
153: 토크 제어부 154: 전류 제어부
155: 구동신호 생성부 156: 전류 감지부
157: 위치 추정부 200: 모터

Claims (10)

  1. 입력 교류 전압을 정류하는 정류부;
    다수의 스위칭 소자를 포함하여 상기 정류부로부터 출력되는 직류 전압을 모터를 구동하기 위한 교류 전압으로 변환하는 인버터;
    상기 정류부와 인버터 사이에 위치하는 DC-링크 캐패시터;
    상기 인버터와 모터 사이에 흐르는 출력전류를 검출하는 전류 감지부; 및
    상기 인버터를 제어하는 인버터 제어부를 포함하고,
    상기 인버터 제어부는,
    상기 모터의 회전 속도가 제1속도 이하일 때 상기 다수의 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 정속 주파수 이하로 가변하는 주파수 가변부;
    목표 속도 및 전류 감지부를 통하여 감지된 상기 모터의 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 속도 제어부;
    상기 목표 전류에 기초하여 목표 전압을 생성하는 전류 제어부; 및
    상기 생성된 목표 전압 및 상기 전류 감지부에서 감지된 상기 모터의 위치에 기초하여 구동 신호를 생성하는 구동신호 생성부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 주파수 가변부의 스위칭 주파수 가변 범위는 3 내지 5 kHz 인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 주파수 가변부는, 상기 스위칭 주파수를 계단형으로 가변하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 계단형 가변의 간격은 일정한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제1속도는, 상기 인버터의 효율이 최대값인 때의 모터의 속도인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 인버터의 효율은 스위칭 손실 및 도통 손실을 포함하여 계산된 값인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 다수의 스위칭 소자를 포함하는 인버터를 가지는 전력 변환 장치를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 모터의 회전 속도가 제1속도 이하일 때 상기 다수의 스위칭 소자의 스위칭 주파수를 정속 주파수 이하로 가변하는 단계;
    목표 속도 및 전류 감지부를 통하여 감지된 상기 모터의 속도에 기초하여 목표 전류를 생성하는 단계;
    상기 목표 전류에 기초하여 목표 전압을 생성하는 단계; 및
    상기 생성된 목표 전압 및 상기 감지된 상기 모터의 위치에 기초하여 구동 신호를 생성하는 단계를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 주파수 가변부의 스위칭 주파수 가변 범위는 3 내지 5 kHz 인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
  9. 제7항에 있어서, 상기 스위칭 주파수를 가변하는 단계는, 상기 스위칭 주파수를 계단형으로 가변하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
  10. 제7항에 있어서, 상기 제1속도는, 상기 인버터의 효율이 최대값인 때의 모터의 속도인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치의 제어 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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