KR20180108718A - 측정 변수를 측정하기 위한 디바이스 - Google Patents

Abstract

본 발명은 측정 변수를 측정하기 위한 장치에 관련되며, 이 디바이스는 병렬 공진 회로 (P; LP, CP) 에 직접 접속되고 여기 주파수에서 발진하도록 이 회로를 여기하도록 구성되는 전자 제어 유닛 (MK) 를 포함한다. 적어도 하나의 측정 인덕터 (LS1, LS2, LS3) 는 측정 변수를 감지하도록 설계되고 병렬 공진 회로 (P) 의 인덕터 (LP) 에 커플링된다. 전자 제어 유닛 (MK) 은 신호를 수신하기 위해 적어도 하나의 측정 인덕터 (LS1, LS2, LS3) 에 직접 접속되는, 신호 입력부 (P4, P5, P6), 및 패시브 컴포넌트들을 기준 지점 (VRP) 에서만 왜곡 신호를 전달하도록 구성되는 출력부 (P3, D) 를 갖는 왜곡 신호 생성기를 갖는다. 전자 제어 유닛 (MK) 은 인터벌들에서 적어도 하나의 측정 인덕터 (LS1, LS2, LS3) 의 신호로부터 개개의 수의 측정 값들을 수신하고, 각각의 인터벌의 측정 값들의 주파수를 분석하며, 그리고 분석 주파수에서 측정 변수를 표시하는 적어도 하나의 신호 특징 값을 결정하도록 구성된다. 왜곡 신호는 정확도를 증가시키기 위해 사용된다.

Description

측정 변수를 측정하기 위한 디바이스

본 발명은 측정 변수를 측정하기 위한 장치에 관한 것이다. 예시로서, 이것은 또한 센서로서 지칭될 수 있는 장치일 수도 있다. 예시로서, 이러한 장치는 예를 들어, 자동차에서 페달의 위치를 확립하기 위해, 거리의 형태로 측정 변수를 픽업하도록 설계될 수도 있다.

알려진 장치들은 여러 가지 단점들을 갖는다. 예시로서, 다중 입력들로의 스케일링은 대부분이 높은 레벨의 경비로만 가능하다. 또한, 측정 변수의 캡처 정확도는 종종 사용되는 마이크로제어기에서의 아날로그-디지털 컨버터 (analog-to-digital converter) 의 가용 비트 폭에 의해 제한된다. 예를 들어, 고속 오버레이 신호의 적용이 아날로그-디지털 컨버터의 실제 비트 폭보다 더 정확한 측정을 허용하는 알려진 디더링 (dithering) 이 이러한 경우에 해결책을 제공할 수 있지만, 이것은 알려진 실시형태들의 경우 높은 레벨의 부가 회로 복잡성과 연관된다.

요구된 개개의 부가 경비는 기술적 관점에서 근본적으로 실현 가능하지만, 여기에 기재된 장치들은 제조 비용이 중요한 부분을 차지하는 양산 제품들이다.

따라서, 발명의 목적은 예를 들어 보다 저렴하게 제조가능한 방식으로 대안으로 구현되는 측정 변수를 측정하기 위한 장치를 제공하는 것이다.

이는 청구항 1 에서 청구된 바와 같은 장치에 의한 발명에 따라 달성된다. 예를 들어, 이로운 구성들이 종속 청구항들로부터 취해질 수 있다. 청구항들의 내용은 명시적인 참조로 설명의 내용에 통합된다.

발명은 측정 변수를 측정하기 위한 장치에 관한 것이다. 장치는 제 1 인덕턴스를 갖는다. 더욱이, 장치는 측정 변수를 감지하도록 셋업되고 제 1 인덕턴스에 커플링되는 적어도 하나의 측정 인덕턴스를 갖는다. 이것은 하나의 측정 인덕턴스 또는 복수의 측정 인덕턴스, 예를 들어 2, 3, 4 또는 그 이상의 측정 인덕턴스일 수도 있다.

예시로서, 측정 변수는 예를 들어 자동차에서의 페달 또는 서스펜션의 컴포넌트와 같은 기술적 엘리먼트에 의해 커버되는 거리 또는 이러한 엘리먼트에 의해 채택되는 위치일 수도 있다.

또한, 장치는 제 1 인덕턴스와 상호접속되어 병렬 공진 회로를 형성하는 커패시턴스를 갖는다. 또한, 장치는 전자 제어 유닛을 갖는다. 전자 제어 유닛은 병렬 공진 회로에 직접 접속되고 전자 제어 유닛의 클록으로부터 도출되는 여기 주파수에서 발진으로 병렬 공진 회로를 여기하도록 구성된다.

예시로서, 전자 제어 유닛은 마이크로제어기, 마이크로프로세서, 주문형 집적 회로 (ASIC), 필드 프로그램가능 게이트 어레이 (FPGA) 또는 다른 프로그램가능 또는 하드와이어링된 컴포넌트일 수도 있다.

예시로서, 병렬 공진 회로에 대한 직접 접속은 배선들 또는 다른 전기 전도성 접속들의 사용을 위해 배타적으로 구현될 수도 있지만, 예를 들어 저항기들과 같은 컴포넌트들을 또한 포함할 수 있다. 여기 주파수에서의 여기는 병렬 공진 회로 발진을 설정한다. 예시로서, 전자 제어 유닛의 클록은 내부 발진기, 외부 발진기, 내부 또는 외부 클록 소스로부터 또는 다른 소스로부터 발생할 수 있다. 최종적으로, 전자 제어 유닛의 클록으로부터 도출된 여기 주파수에서의 여기는 통상적으로 여기 주파수가 전자 제어 유닛에 의해 규정되는 것을 의미한다.

전자 제어 유닛은 신호를 픽업하기 위해 적어도 하나의 측정 인덕턴스에 직접 접속된 적어도 하나의 신호 입력부를 갖는 아날로그-디지털 컨버터를 갖는다. 이것은 측정 인덕턴스로부터의 전압 값의 픽업을 허용한다. 전압 값은 통상적으로 신호이다. 예시로서, 전자 제어 유닛은 또한 개개의 신호 입력부를 갖는 다수의 아날로그-디지털 컨버터들을 가질 수도 있으며, 각각의 신호 입력부는 다수의 측정 인덕턴스들이 존재할 때 개개의 측정 인덕턴스에 접속될 수 있다는 것을 이해해야한다. 하지만, 유사하게, 예시로서 하나의 아날로그-디지털 컨버터가 멀티플렉서를 통해 다수의 측정 인덕턴스들과 상호접속되는 것이 또한 가능하다.

전자 제어 유닛은 왜곡 신호 출력부를 갖는 왜곡 신호 생성기를 가지며, 왜곡 신호 생성기는 왜곡 신호 기준 지점에서 왜곡 신호를 전달하도록 설계된다. 이 왜곡 신호는 전적으로 그 비트 폭에 기초하여 도출된 가능한 분해능을 넘어 아날로그-디지털 컨버터의 분해능을 개량하기 위해 디더링의 사용을 허용한다. 이 경우, 왜곡 신호 기준 지점은 전자 제어 유닛의 핀 또는 출력부에 직접 있을 수도 있지만, 예시로서 후술될 바와 같이, 전자 제어 유닛의 외부 회로에 또한 있을 수도 있다.

왜곡 신호 출력부는 패시브 컴포넌트들에 의해서 배타적으로 아날로그-디지털 컨버터에 커플링된다. 본 출원의 발명자는 왜곡 신호 출력부를 아날로그-디지털 컨버터에 커플링하는 것이 반드시, 예를 들어 연산 증폭기와 같은 액티브 컴포넌트들을 필요로 하지 않는다는 것을 인식하였다. 오히려, 여기에 기재된 바와 같이, 왜곡 신호 출력부를 패시브 컴포넌트들에 의해 배타적으로 아날로그-디지털 컨버터에 커플링하는 것, 즉 왜곡 신호를 측정될 신호와 오버레이하는 것이, 완전히 가능하여, 액티브 컴포넌트들의 사용과 비교하여 상당한 비용 절감을 야기한다.

전자 제어 유닛은 인터벌들에서 신호를 측정하도록 구성되며, 다수의 측정된 값들은 각각의 인터벌 내에서 픽업된다. 또한, 전자 제어 유닛은 개개의 인터벌의 측정된 값의 주파수 분석을 수행하고, 평가 주파수에서 신호의, 측정 변수를 표시하는, 적어도 하나의 특징 값을 결정하도록 구성된다.

기재된 주파수 분석은 측정 변수를 표시하는 특징 값이 특히 유리한 방식으로 획득되도록 허용하며, 허용은 또한 특히 사용된 주파수들에 대한 특별한 상황들에 대해서도 이루어질 수 있다. 이것은 이후 더 상세하게 논의될 것이다.

본 발명에 따른 장치는 측정 변수를 특히 효율적이고 저렴한 방법으로 측정하는데 사용될 수 있다. 이러한 맥락에서, 거의 임의적인 스케일링이 사용된 측정 인덕턴스들의 수에 대해 실시되는 것 그리고 아날로그-디지털 컨버터의 비트 폭으로부터 추측되는 분해능보다 현저히 우수한 분해능이 달성되는 것의 양자 모두가 가능하다. 이 모든 것이 최소 경비 및 최소 비용으로 가능하다.

측정된 값들은 개개의 시간 차이들에 의해 이격되는 것이 바람직하며, 이들은 신호의 언더샘플링과 일치한다. 이러한 언더샘플링은 달리 가능한 최대 주파수보다 현저히 높은 주파수를 측정하기 위해 유리하게 사용될 수 있다. 이러한 종류의 높은 주파수는, 변압기 원리에 따른 AC 전압의 송신이 유도된 전압을 초래하고 이로써 측정의 정확도가 모두 더 크고 더 높은 주파수가 되기 때문에, 여기에 기재되는 측정 인덕턴스들을 사용한 측정의 상황에서 특히 이익일 수도 있다.

일 실시형태에 따라, 평가 주파수는 여기 주파수이다. 이는 특히 간단한 실시형태와 일치한다.

일 실시형태에 따라, 평가 주파수는 여기 주파수의 에일리어스이다. 이는 특히 에일리어싱의 효과를 고려한다. 특히 이의 결과로서, 여기 주파수는 언더샘플링을 고려하지 않으면서 기재된 상황으로 달리 측정할 수 있게 되는 주파수보다 훨씬 더 높을 수도 있다.

그렇지 않으면 대부분 혼란을 야기하는 에일리어싱의 생산적인 사용은, 바람직하게는 다음과 같이 발생한다: 아날로그-디지털 컨버터의 입력에서, 아날로그-디지털 컨버터 상에서 샘플링 레이트에 의해 언더샘플링을 겪는 여기 주파수에서 신호가 있다. 추가 신호 프로세싱 단계들 없이, 아날로그-디지털 컨버터의 출력은 여기 주파수가 아날로그-디지털 컨버터의 샘플링 레이트의 나이퀴스트 (Nyquist) 주파수 아래의 값으로 변환되는 신호 스펙트럼을 생성한다. 이 값은 아날로그-디지털 컨버터의 출력 신호의 스펙트럼 평가에 의해 측정된 평가 주파수와 일치하는 것이 바람직하다.

바람직하게, 개개의 측정 인터벌은 신호의 정수 (integer number) 의 주기들을 포함한다. 이는 특히 유익한 주파수 분석을 허용한다.

바람직하게, 개개의 측정 인터벌은 왜곡 신호의 정수의 절반 사이클들을 갖는다. 특히, 1 또는 2 의 절반 사이클들을 갖는다. 이는 특히 결정론적 왜곡 신호가 사용될 때, 왜곡 신호에 의한 측정 결과의 변형 (corruption) 이 발생하지 않는 것을 보장한다.

바람직하게, 왜곡 신호 출력부는 액티브 컴포넌트들 없이, 특히 연산 증폭기들 없이, 아날로그-디지털 컨버터에 커플링된다. 이러한 용어구성 (wording) 은 왜곡 신호 출력부가 패시브 컴포넌트들을 배타적으로 사용하여 아날로그-디지털 컨버터에 커플링되는 용어구성에 대한 대안으로 사용될 수 있다. 따라서, 이러한 용어구성들은 또한 상호 교환될 수 있다.

측정 인덕턴스들은 바람직하게 전자 제어 유닛의 개개의 신호 입력부에 접속된 개개의 제 1 극을 갖는다. 추가적인 선호로서, 이들은 공통 전위 지점에 접속된 개개의 제 2 극을 갖는다. 이것은 측정 인덕턴스가 공통 조정가능한 전위로 공급되도록 한다.

전자 제어 유닛의 공급 전압의 적어도 대략 절반 아니면 정확히 절반이 전위 지점에 존재할 수도 있다. 이 경우 디스패리티 (disparity) 들이 이상적으로 양방향으로 측정될 수 있기 때문에 이로울 수 있음이 밝혀졌다.

바람직하게, 전위 지점은 왜곡 신호 기준 지점이다. 이것은 왜곡 신호가 전위 지점에서, 원하는 적어도 대략 조정가능한 전위 상에 오버레이되는 것을 의미할 수 있다. 전위 지점은 이 경우 특히 측정 변수에 기초하여 측정 인덕턴스들의 추가 신호 변조를 위한 출력 지점일 수도 있다. 이러한 출력 지점으로서, 왜곡 신호 기준 지점으로서의 전위 지점은 그 상에 오버레이된 왜곡 신호를 가지며, 따라서 상기 왜곡 신호는 이미 측정 변수에 의해 변경될 신호에 포함된다.

왜곡 신호 출력부 및 전위 지점은 특히 그들 사이에 접속된 저항기를 가질 수도 있으며, 전위 지점은 평활 커패시터를 통해 공급 전압 또는 기준 접지 전위에 접속된다. 결과로서, 왜곡 신호 출력부는 전위 지점에서 전위를 설정하는데 사용될 수 있다. 특히, 이것은 펄스 폭 변조에 의해 실시될 수 있다.

따라서, 특히 규정가능한 듀티 비를 가질 수도 있는 펄스 신호가 바람직하게는 왜곡 신호 출력부에 존재할 수도 있다.

특징 값은 특히 진폭, 위상, 실수부 및/또는 허수부일 수도 있다. 이들 값들 중 하나, 이들 값들 중 2 개, 이들 값들 중 3 개 또는 모든 값들의 임의의 원하는 조합이 사용될 수 있다. 따라서, 특징 값은 또한 다수의 컴포넌트들을 가질 수 있으며, 예를 들어 컴포넌트들로서 진폭 및 위상을 가질 수 있거나 컴포넌트들로서 실수부 및 허수부를 가질 수 있다. 예시로서, 또한 진폭, 위상, 실수부 및 허수부 및 상기 언급된 값들의 임의의 다른 서브그룹을 가질 수 있고 또한 추가 값들을 가질 수 있다. 본질적으로, 가능하게는 또한 다차원 또는 다중 컴포넌트 변수와 같은 특징 값의 구성은 개개의 어플리케이션에 의존할 것이다.

본 발명을 위한 다수의 일반적인 실시형태들이 하기에 제공되며, 하기에 설명되는 모든 실시형태들, 피처들 및 변형들은 이 출원에서 요구되는 바에 따라 달리 설명된 실시형태들, 피처들 또는 변형들과 결합될 수 있음이 언급되어야 한다.

마이크로제어기들은 예를 들어, 필터링이나 외란 변수 (disturbance variable) 제거와 같은 신호 프로세싱의 센서 기능들은 소프트웨어에서 디지털로 유연하게 그리고 저렴하게 표현될 수 있기 때문에 많은 센서 시스템들의 필수적인 부분이다. 측정 변수의 물리적 파라미터 종속성을 보여주는 실제 센서 시스템은 사실상 항상 아날로그로서 해석될 수 있기 때문에, 아날로그-디지털 컨버터 (ADC) 는 센서 시스템에서 핵심적인 의미를 갖는다. 대부분의 마이크로제어기들은 집적 회로에서 필요한 컴포넌트들의 공동 실현은 시스템 비용을 감소시키는 것을 돕기 때문에 통합된 아날로그-디지털 컨버터를 포함한다.

마이크로제어기들에 통합된 아날로그-디지털 컨버터들은 대부분 8 내지 12 비트의 비트 폭 또는 워드 길이를 갖는다. 시장에서 가장 널리 보급된 것이 10 비트를 갖는 시스템들이다. 반면에 독립형 아날로그-디지털 컨버터의 경우 12 내지 16 비트의 워드 길이가 널리 보급되어 있다. 그 차이점은 마이크로제어기와 함께 고품질의 아날로그 전자 컴포넌트들이 집적 회로 (IC) 상에 저렴하게 집적하는데 어려움이 있기 때문이다. 이는 유효 분해능 (ENOB) 을 제한하며, 제조자들은 워드 길이를 더 높게, 그러나 유효 분해능보다는 분명히 높지 않게 설정하려고 한다.

10 비트의 유효 분해능 또는 워드 길이는 많은 어플리케이션들에 적합하지 않다. 대조적으로, 최신 마이크로제어기에서의 아날로그-디지털 컨버터는 종종 최대 샘플링 레이트가 100kHz 내지 200kHz 인 한편, 자동차 분야의 센서들에서 측정 변수들의 대역폭은 대부분 1kHz 미만이다. 따라서, 측정 변수의 명확한 오버샘플링이 가능하다. 따라서, 낮은 분해능의 많은 값들로부터 높은 분해능으로 적은 값들을 생성하는 것을 고려할 수 있다. 이와 관련하여 알려진 하나의 방법이 "디더링" 으로 알려진 것이다. 이것은 입력 신호에 부가되는 몇몇 LSB (least significant bits; 최하위 비트) 의 크기 순서에서 낮은 RMS 값을 갖는 잡음을 수반한다. 그 결과, 일정한 입력 신호에 대해 아날로그-디지털 컨버터에 의해 상정된 출력 값은 랜덤이 된다. 이것은 입력 신호에 대응하고 잡음의 순시 값을 갖는 값 주위에서 발진한다. 잡음이 평균값 0 을 가지면, 아날로그-디지털 컨버터로부터의 많은 출력 값들의 평균값은 일정한 입력 신호의 특정 출력 값과 일치하지만 평균값은 더 높은 분해능을 갖는다. 그 이유는 평균화 동안 LSB 보다 낮은 중요도를 갖는 장소들 (자릿수들) 이 생성되기 때문이다. 이러한 방법은 "랜덤 디더링 (random dithering)" 으로 칭한다.

"랜덤 디더링"은 언급된 목적 달성하지만, 예시로서 아날로그-디지털 컨버터로부터의 50 개의 출력 값들의 작은 수만이 결합될 때 유효 분해능에서의 이득은 마찬가지로 단지 작은데, 이는 잡음이 그러한 작은 수의 값들로 적절한 확률적 균일성을 가질 수 없기 때문이다. 이것은 특히 예시로서, 잡음에 대한 50 개의 연속적인 값들의 각각의 그룹의 평균값이 0 과 상당히 상이함을 의미할 수 있다. 따라서, 실제 잡음, 즉 실제로 랜덤 프로세스의 값들 대신, 의사 잡음 (pseudo-noise) 이 빈번하게 사용될 수 있지만, 즉 각각의 그룹에 대해 원하는 확률적 특성들, 특히 0 의 평균값이 제공되도록 실제로 형상화된 의사 랜덤 시리즈의 값들이 사용될 수 있다. 인용된 맥락에서의 성능은 이러한 이유로 "랜덤 디더링" 의 경우에서보다 아날로그-디지털 컨버터로부터의 일정한, 작은 수의 출력 값들로 명백하게 더 높다. 이러한 알려진 방법은 "결정론적 디더링 (deterministic dithering)" 으로 칭한다.

"결정론적 디더링"의 동작 방식은 부가된 디더 신호 또는 왜곡 신호가 잡음처럼 보일 필요가 없다. "랜덤 디더링"에서 "결정적 디더링" 으로의 단계가 완료될 때, 예를 들어 삼각 파형 또는 톱니 신호와 같은 단순 정의된 신호조차도 요건들을 충족하는 것이 주목할 만하다. 이 경우, 0 과 동일한 평균값의 주요 조건을 만족하기 위해, 값을 생성하기 위해 평균화되는 샘플들이 디더 신호 또는 왜곡 신호의 정수의 주기를 포함하는 주기만이 중요하다. 평균값이 일정하고 알려져 있으면 통상적으로는 실제로 더 충분한데, 이는 이러한 값이 계산에 의해 디지털 엔드에서 다시 제거될 수 있기 때문이다.

목적을 달성하는 것은 종래 기술에 따라 다음의 컴포넌트들을 필요로 한다:

1. 왜곡 신호를 위한 생성기,

2. 가산기,

3. 아날로그-디지털 컨버터 (ADC),

4. 마이크로제어기 (평균값을 형성).

또한, 왜곡 신호의 정수의 주기의 조건을 만족시키기 위해서, 생성기 및 아날로그-디지털 컨버터의 동기기 발생하도록 의도된다.

이미 언급된 바와 같이, 아날로그-디지털 컨버터들 및 마이크로제어기들은 통상적으로 통합되기 때문에, 종래 기술에 기초한 솔루션은 마이크로제어기로 구성되고 또한 외부 컴포넌트들로서 가산기 및 생성기로 구성된다.

특히, 종래 기술에 기초한 솔루션은 다중 채널 측정 시스템의 경우에 대해 채널마다 하나의 가산기를 가질 수 있다. 따라서, 회로 복잡도는 채널들의 수에 따라 분명하게 증가하며, 이는 측정 특성들 면에서 이목을 끄는 다중 채널 시스템이 비용을 통해 이러한 이목을 끄는 것들 중 적어도 일부를 다시 상실하는 것을 의미한다.

본 출원의 발명자가 인식한 바와 같이, 가산기의 기능은 마이크로제어기에 대한 패시브 외부 회로로만 달성될 수 있다. 하지만, 특히 아날로그-디지털 컨버터의 차동 입력이 존재하지 않거나 또는 아날로그-디지털 컨버터의 기준 입력이 사용될 수 없는 빈번한 경우에, 채널 당 하나의 패시브 가산 회로가 이 경우 구축될 것이다. 결과적으로, 더 많은 수의 채널들이 주어진 전체 회로는 종래 기술 (합산 증폭기) 과 비교하여 여전히 상대적으로 저렴하지만, 회로는 특히 컴포넌트 피팅 및 점유된 회로 보드 면적으로 인해 총 비용이 여전히 더 나은 최적화가 유용하게 보이도록 하는 디바이스들의 다중성으로 여전히 구성된다.

또한, 특히 측정될 신호 및 왜곡 신호의 주파수 대역들이 더 이상 분리되지 않는 것에 의해, 범용 유용성을 달성하는 것이 유용한 것으로 나타난다.

종래 기술에 기초한 디더링의 사용은 측정될 신호가 평균값이 형성되는 각각의 시간 인터벌에서 무시할 정도로만 변화할 수 있다는 제한을 갖는다. 하지만, 디더링, 특히 "결정론적 디더링" 의 포지티브 특성들을 마이크로제어기에 대해 명확하게 감소된 외부 회로로 달성함으로써 비용을 절감하는 것이 바람직할 것이며, 기재된 제한들은 무시될 것이다.

우선, 가산기가 대체되는 것이 제안된다.

가산기 없이 왜곡 신호를 입력 신호에 가산할 직접적인 가능성은 없다. 하지만, 아날로그-디지털 컨버터가 차동 입력을 갖고 입력 신호가 접지를 기준으로 한 경우, 입력 신호가 포지티브 입력에 인가되고 왜곡 신호가 네거티브 입력에 인가되는 것에 의해 감산이 발생할 수 있으며, 그 역 또한 마찬가지이다. 감산은 왜곡 신호의 산술 부호가 자유롭게 선정될 수 있기 때문에 이 경우 가산과 같다. 가산 문제에 대한이 이러한 간단한 부분적 솔루션 (A1) 은 실현하기에 저렴하다. 하지만, 통합된 아날로그-디지털 컨버터가 이미 접지-기준 입력을 갖는 경우, 즉 네거티브 입력이 내부적으로 접지 전위에 영구적으로 접속된 경우 특히 문제가 된다.

대조적으로, 거의 모든 아날로그-디지털 컨버터는 아날로그-디지털 컨버터에 의한 변환을 위한 기준 변수로 작용하는 DC 전압이 접속될 수 있는 기준 입력을 갖는다. 이 입력은 통합된 아날로그-디지털 컨버터의 기본 작동을 위해 반드시 외측으로 라우팅되어야 하는 것은 아니며; 전력 공급부로부터 기준 입력으로의 내부 접속이 이 경우 통상적으로 충분할 것이다. 사실상, 제조자가 공급 전압이 거기에 인가되어야 하는 것을 표시하는 경우에도, 기준 입력은 많은 경우들에서 외측으로부터 액세스가능하다. 그 이유는 접속들의 격리는 시스템의 EMC 거동이 개선되도록 한다는 것이다. 따라서, 정규 기준 DC 전압 및 왜곡 신호 (부분적 솔루션 (A2)) 의 총합인 전압을 인가하는 가능성이 있다. 이 솔루션은 아날로그-디지털 컨버터 또는 마이크로제어기의 원하는 특성에 대해 거의 보편적으로 사용할 수 있지만, 프로세싱된 신호들에 대해서는 거의 사용할 수 없는데, 이는 수학적인 관점에서, 입력 신호는 정수로 반올림될 때, 출력 값을 나타내는 수를 획득하기 위해 아날로그-디지털 컨버터에서 기준 전압에 의해 제산된다. 왜곡 신호가 이제 기준 입력에 접속되면, 이는 더 이상 알려진 동작 "디더링", 즉 입력 신호로의 보조 변수의 가산이 아니다. 대신, 보조 변수의 제 3 변수 (기준 전압) 로의 가산 및 이 총합에 의한 입력 신호의 제산은 다소 상이한 기술적 특성들을 갖는 신규 동작이다.

왜곡 신호는 바람직하게는 종래의 디더링과 동일한 규준에 따라 선정될 수 있다: 아날로그-디지털 컨버터의 출력은 LSB들을 거의 커버하지 않도록, 즉 DC 전압이 입력 신호로서 사용될 때, 거의 인접 값들 사이에서 변동하지 않도록 가정된다. 입력 신호에 비례하는 왜곡 신호의 크기는 일반적으로 유효한 스테이트먼트를 만드는데 사용될 수 없는데, 이는 아날로그-디지털 컨버터들은 입력 전압 범위와 비교하여 기준 신호들의 완전히 상이한 크기들을 갖기 때문이다.

종래의 디더링과 신규 동작 사이의 차이는 특히 제산이 아날로그로그-디지털 컨버터의 전체 입력 전압 범위에 걸쳐 양호한 결과들을 전달하지 않는다는 것이다. 통상적인 어플리케이션의 경우, 아날로그-디지털 컨버터의 입력 전압 범위를 소모하는 큰 입력 신호들로 종래의 디더링의 특성들이 대략적으로 달성되는 한편, 그 이익은 최종적으로 해로운 효과가 0 에 가까운 신호로 발생할 때까지 작은 입력 신호에 따라 훨신 더 작아지게 된다. 그 원인은 왜곡 신호가 그 후 입력 신호와 비교하여 커지게 되는 것이다. 따라서, 신규 동작은 작은 진폭을 갖는 신호가 발생하지 않는 시스템들에 특히 적합하다. 이것은 예를 들어, 자기 동작 원리에 따라 작동하는 거리 또는 각도에 대한 센서들의 경우와 같은, 센서 정보를 송신하기 위해 중간 변수를 사용하는 많은 센서 시스템을 갖는 경우이다. 이들 센서들의 대부분에서, 측정 변수는 자기장을 변조하며, 자기장의 매우 작은 진폭은 어쨌든 신호 대 잡음비로 인해 바람직하지 못하고, 그래서 열악하다. 전반적으로, 신규 동작은 많은 경우들에서 종래의 디더링의 결과들을 완전히 달성하지 못한다. 하지만 처음에 설명한 주파수 및 대역폭 환경의 통상적인 다음의 비교로부터 그 이익이 획득될 수 있다. 따라서, 통상적인 센서 시스템에는 3 가지 설계 대안들이 있다:

1. 디더링 없음, 10 비트 분해능, 기본 비용

2. 종래의 디더링, 14 비트 분해능, 명확히 증가된 비용

3. 부분적 솔루션 (A2), 13 비트 분해능을 기초로 한 디더링, 최소 비용 증가.

비교는 예를 들어, 13 비트로의 개선이 충분한 모든 시스템은 가산기 (즉, 통상적으로 연산 증폭기 IC) 를 생략하는 것으로부터 이익일 수 있다는 것을 명백하게 한다.

가산기 없이 디더링을 수행하는 또 다른 방식은 아날로그-디지털 컨버터 상에서 왜곡 신호 및 입력 신호의 상이한 유형의 커플링을 제공하는 것이다 (부분적 솔루션 A3). 이 솔루션은 마찬가지로 구현하기에 매우 저렴하고 입력 진폭의 전체 범위에 대해 이용가능한 이점을 갖지만, 주파수는 구체적으로 살펴볼 필요가 있다.

상이한 타입의 커플링은 특히 DC 전압 커플링 (도전성 커플링, 즉 커플링된 노드들 사이의 저항기들만을 칭함) 및 AC 전압 커플링 (즉, 커플링된 노드들 사이의 커패시턴스, 일반적으로 또한 인덕턴스들이고, 커패시턴스가 통상적으로 바람직함)이다. 전자 회로의 노드, 이 경우 아날로그-디지털 컨버터의 입력은 하나의 소스에 커플링하는 DC 전압 및 다른 소스에 커플링하는 AC 전압을 가질 수 있다. 그러면 소스는 아날로그-디지털 컨버터의 입력 전압에 주된 기여를 하는 주파수 대역에 있어서 상이하다. 이들 2 개의 소스들의 주파수 대역들은 원하는 효과가 발생하기 위해 서로 충분히 분리되어야 한다. 왜곡 신호가 통상적으로 AC 전압이라는 점을 고려하면, 예를 들어 다음의 옵션들이 있다:

1. 측정 변수는 주파수 0 까지의 컴포넌트들을 포함한다. 그 후 DC 전압 커플링이 이에 대해 유리하게 사용된다. 더 높은 주파수 왜곡 신호는 AC 전압 커플링, 특히 용량성 커플링에 의해 유리하게 가산된다.

2. 측정 변수는 0 과 명확히 상이한 더 낮은 주파수 제한을 갖는다. 이것은 특히 변조 방법이 사용되는 시스템에서 발생한다. 고주파 측정 변수는 AC 전압 커플링, 특히 용량성 커플링에 의해 커플링될 수 있다. 저주파 왜곡 신호는 DC 전압 커플링에 의해 가산될수 있다. 이 경우, 디지털 신호 프로세싱은 바람직하게는 단순 평균화가 아니며, 오히려 바람직하게 AC 전압 신호의 복조가 입력에서 발생할 것이다. 이를 위해 다양한 알고리즘이 사용될 수 있다.

추가 옵션은 왜곡 신호의 전압과 아날로그-디지털 컨버터의 단일 입력에서 직렬 접속에 의해 측정될 신호 소스의 전압을 가산하는 것이다. 이와 관련하여, 바람직하게는 소스들 중 적어도 하나가 접지를 기준으로 하지 않는 특성을 갖는다. 신호 소스의 경우에 대하여, 이것은 특히 나머지 회로에 대해 제로 전위에서 접속들을 갖는 전압 소스인 센서들로 가능하며, 즉 접속들은 이 회로에 관하여 규정된 전위를 갖지 않는다. 따라서, 이러한 신호 소스들은 왜곡 신호의 접지 기준 소스와 직렬로 접속될 수 있다.

이것은 특히 변압기 원리에 기초하여 작동하는 유도성 센서들에 관련되며, 즉, 여기에서는 자기장을 생성하기 위해 전류가 공급되는 하나 이상의 인덕턴스 (프라이머리 인덕턴스) 가 제공되고, 측정 변수에 의존하고 자기장에 영향을 미치는 유도 전압이 측정되는 (예를 들어, 측정 인덕턴스로 지칭됨) 하나 이상의 다른 자기적으로 커플링된 인덕턴스들 (세컨더리 인덕턴스들) 이 제공된다.

특별한 이점은 다수의 세컨더리 인덕턴스 또는 다수의 측정 인덕턴스들이 각각 극에 의해 서로 접속되는 경우 이들을 갖는 설계이며, 유도된 전압의 측정이 임의의 방식에 제한되지 않는다. 그 후 모든 인덕턴스를 접속하는 극이 왜곡 신호의 단일 전압 소스를 접속하는데 사용되도록 하는 것이 가능한 한편, 각각의 세컨더리 인덕턴스 또는 측정 인덕턴스의 다른 극은 개개의 유도된 전압을 측정하는데 이용가능하다. 이 극은 예를 들어, 앞서 이미 언급된 전위 지점 및/또는 왜곡 신호 기준 지점일 수도 있다.

부가적으로, 통합된 생성기가 제공될 수도 있다.

거의 모든 마이크로제어기는 디지털 출력과 상호작용할 수 있는 하나 이상의 타이머 또는 카운터를 갖는다. 상호작용의 가능한 유형은 세부 사항에서 상이하다. 매우 빈번하게 발견될 수 있는 통상적인 기능은 카운터가 오버플로우할 때마다 디지털 출력에 접속된 플립-플롭이 그 상태를 변경한다는 것이다. 카운터는 후속하여 시작 값으로 재로딩되고 프로세스가 다시 시작한다. 궁극적으로, 이 배열은 프로그램가능한 주파수에서 구형파 전압을 생성하는데 사용될 수 있다. 달성가능한 주파수는 예를 들어 < 1 Hz 에서 > 1 MHz 까지의 범위이다. 카운터가 마이크로제어기의 클록 발진기의 클록에 의해 제어되기 때문에 구형파 전압은 동일하게 적용하는 ADC 에 쉽게 동기화될 수 있다. 따라서, 마이크로제어기의 수단을 사용하여 동기화의 조건이 쉽게 만족될 수 있다. 하지만, 구형파 전압은 왜곡 신호로서 종종 최적이 아닌데, 이는 디더링의 효과가 물론, 아날로그-디지털 컨버터의 출력 값들의 평균화 동안, 출력 값들의 변경된 분포가 입력 신호에서 단지 작은 변화에 대해서만 생성되도록 많은 상이한 값들을 가정하여 왜곡 신호에 명확히 기초하기 때문이다. 구형파 전압은 단지 2 개의 값들을 가지며 통상적으로 이를 달성할 수 없다. 또한, 구형파 전압의 진폭은 종종 너무 높은데, 이는 디지털 출력이 원칙적으로 포지티브 및 네거티브 공급 전압에 가까운 안정된 값을 갖기 때문이다.

따라서, 구형파 전압은 바람직하게는 각각의 주기 내에서 동기를 유지하면서 많은 상이한 값들 (중간 값들) 이 상정되도록 재형상화되고 감쇠된다. 이와 관련하여, 예를 들어 필터 또는 적분기 및/또는 분압기 또는 직렬 저항기가 사용될 수 있다. 이 경우에는 액티브 필터가 고려되지 않는데, 이는 이것이 비용을 증가시킬 수 있기 때문이다. 대신, 바람직하게는 패시브 RC 네트워크만이 진폭 및 가능하게는 평균값을 필터링하고 적응시키는데 사용된다. 액티브 필터들을 생략하는 것은 처음에 단점으로서 작용하는데, 이는 정확한 삼각 파형 또는 톱니 신호들이 이러한 방식으로 생성될 수 없기 때문이다. 하지만, 왜곡 신호의 곡선 형상과 디더링의 유효성 사이의 관계의 조사는 전압 값들의 균일한 분포가 요구되지 않음을 나타내었다. 따라서, 디더링은 또한 구형파 신호가 필터로 적용되는 RC 엘리먼트의 출력에서 나타나는 e-함수의 섹션들의 주기적인 시퀀스로도 발생할 수 있다.

유리한 설계를 위해, 출력 전압은 연속적인 샘플링 시간에서 충분히 상이한 것을 보장하는 것이 주의되어야 한다. 충분히는 측정 인터벌에서 아날로그-디지털 컨버터의 다수의 인접 출력 값들을 커버하기 위한 규준의 특별한 만족을 의미하는 것으로 간주된다. 각각의 시간 인터벌은 이러한 출력 값들의 분포를 생성하는데 관련되어야 하며, 그렇지 않으면 이 인터벌에서 디더링이 효과적으로 발생하지 않는다. 그 경우, 관련 시스템은 여전히 유효한 값들을 측정하지만, 분해능은 나타낸 가능성들 아래로 유지될 것이다.

문제에 대한 솔루션의 임의의 구현은 생성기 네트워크와 부분적 솔루션들 (A1, A2 또는 A3) 중 하나 또는 방금 설명한 솔루션으로 구성되는 것이 바람직하다. 다수의 측정 채널을 갖는 센서 시스템은 또한 다수의 그러한 배열들을 포함할 수 있으며, 각각의 측정 채널은 독립형 회로를 가질 수 있거나 상이한 측정 채널을 갖는 개별 부분들을 공동으로 사용할 수 있다. 이 경우, 필요한 접속들을 형성하고 끊는 스위치들이 제공되는 것이 바람직하다. 통상적인 예는, 따라서 다수의 채널들에 이용가능한, ADC 의 입력에서의 멀티플렉서의 사용이다.

또한, AC 전압 신호들의 신호 프로세싱 및 핸들링이 제공될 수도 있다.

종래 기술에 기초한 디더링을 고려할 때, 이것은 종종 은연중 측정될 신호가 측정 인터벌 내에서 일정하다는 것을 전제로 한다. 측정 인터벌은 높은 분해능 결과를 생성하기 위해 결합되는 개별 측정들이 유래하는 시간이다. 일정한 신호는 측정 인터벌에서 평균이 사용되는 것에 의해 은연중 상정되는데, 이는 평균화가 신호 변경의 경우에도 그 결과의 분해능에서의 증가를 초래하더라도, 신호에 대해 결과의 변형을 초래하기 때문이다. 그 이유는 로우 패스 필터로서의 평균화의 작용, 즉 신호에서의 고주파 컴포넌트들이 제거된다는 것이다.

예를 들어, 종종 유도성 센서들에 의한 경우에서와 같이, 측정될 신호가 매우 신속하게 변경되면, 마이크로제어기에서의 ADC들은 종래 기술에 기초하여 디더링을 수행하는데 여전히 겨우 사용될 수 있는데, 이는 신호에서의 변화가 높고, 가장 높은 샘플링 속도에서 2 개의 연속 샘플들 사이의 시간 인터벌에서는 결코 무시할 수 없기 때문이다. 예를 들어, 최대 샘플링 레이트가 200 kHz 이면, 50·1/200 kHz = 250 ㎲ 내에서의 신호의 변화는 예를 들어, 50 개의 샘플들을 포함하는 측정 인터벌 동안 무시될 수 있어야 한다. 이제 신호 주기의 1/20 이 '무시할 수 있는' 것으로 설정되면, 다음이 특정된 조건들: 1/250 ㎲·1/20 = 200 Hz 하에서 디더링이 발생할 수 있는 최대 주파수에 대해 획득된다. 신호 주기의 1/20 의 규정은 임의로 낮게 나타날 수도 있지만, 예를 들어 사인 (sine) 과 같은 신호는 신호 주기의 딱 절반에서 진폭의 2 배 보다 크지 않게 변화한다. 이 시간의 10 분의 1 에서, 이것은 진폭의 평균 20 % 이며, 제로 크로싱에서 분명히 더 크다. 이러한 값들을 무시할 수 있다고 고려하면, 일부 어플리케이션들에 대해 이미 문제가 될 수도 있다. 따라서 알려진 형태의 디더링은 간단한 마이크로제어기들로 신호 프로세싱을 위해 낮은 신호 주파수로 제한된다.

반대로, 유도성 센서들은 유도 전압이 주파수에 비례하기 때문에 더 높은 동작 주파수에서 특히 분명히 효과적이다.

U = dΦ/dt, Φ(t) = Φ0 sin(ωt) ⇒ U = Φ0 ω sin(ωt)

진폭 Φ0 을 갖는 주어진 사인곡선 자기 교류 플럭스에 대해, 측정될 유도 전압 진폭은 각 주파수 ω 에 비례한다. 저렴하고 작은 인덕턴스, 특히 평면형, 즉 인쇄 회로 기판 통합된, 인덕턴스들을 사용하여 유도성 센서를 설계하는 것이 목표이면, 500 kHz 이상의 동작 주파수가 바람직한데, 이는 단지 비용, 치수, 및 달성된 신호 진폭의 매력적인 조합이기 때문이다. 따라서, 종래 기술에 기초한 디더링에 액세스가능한 주파수 대역과 유도성 센서에 대한 타겟 주파수 대역 사이에는 10 의 3 승보다 큰 요닝 (yawning) 갭이 있다. 이러한 갭은 계산에 수반된 모든 파라미터들을 다소 더 유리한 값들로 트리밍하는 것에 의해 결코 폐쇄될 수 없다.

문제는 해결될 수 있고 디더링을 갖는 유도성 센서는 종래 기술에 기초하여 사용된 평균화 없이 디더링이 구현되는 것에 의해 간단한 마이크로제어기로부터 구축될 수 있다. 다른 방식으로 표현하면, 평균화 없이 디더링과 동일한 작용을 허용하는 동작에 의해 구현된다. 이와 관련하여, 예를 들어 다음의 단계들이 수행된다.

선정된 동작 주파수가 너무 높아서 최대 가능한 샘플링 레이트에서도 ADC 의 나이퀴스트 주파수가 그 아래이면, 언더샘플링이 특히 사용된다. 이 경우, 자극의 신호는 ADC 의 출력에서 개개의 나이퀴스트 주파수 아래의 주파수에서 에일리어싱의 결과로서 나타나며; 이 경우, 에일리어싱은 간섭 또는 배제 규준이 아니라, 오히려 바람직하다. 다음에서 측정된 주파수 또는 측정된 신호가 이제 논의된다. 이것은 언더샘플링이 필요하지 않았던 경우 이 주파수에서의 동작 주파수 또는 신호, 또는 언더샘플링이 사용되었던 경우 이 주파수에서의 신호 또는 에일리어싱에 의해 생성된 주파수를 의미한다.

원하는 결과를 획득하기 위해, 측정 인터벌에서 측정된 샘플들의 스펙트럼 평가가 평균화 대신 일어난다. 이와 관련하여, 측정된 신호의 정수의 주기가 측정 인터벌 내에 존재하는 것이 특히 유리하다. 측정 인터벌에서의 샘플들의 수, 샘플링 레이트 및 동작 주파수는 이러한 조건이 만족되도록 선정되어야 한다. 이것에 의해 달성되는 효과는 연속 측정이 각각의 측정 인터벌에서 측정된 신호의 위상 각도가 동일하고 측정 인터벌 내에서 시작과 종료 사이에 갑작스런 위상 변화가 없는 것을 야기한다.

스펙트럼 평가는 바람직하게는 DFT (이산 푸리에 변환) 또는 주파수의 이산 값들에 대한 측정된 신호의 진폭을 나타내는 스펙트럼을 생성하는데 사용될 수 있는 비슷한 동작에 의해 실시된다. 이 진폭은 이 경우 실수 또는 복소수 값으로 계산될 수 있다. 복소수 값은 실수 및 허수부 또는 절대 값 및 위상으로 나타낼 수 있다. 이러한 동작을 구현하기 위해, 예를 들어 FFT ( "고속 푸리에 변환") 또는 Goertzel 필터가 이용가능하며, 이는 완전한 스펙트럼을 결정하는 것이 아니라, 오히려 하나의 주파수에 대한 진폭만을 결정한다.

스펙트럼 평가에 의해 동작 주파수에서의 진폭을 결정하기 위해서, 이러한 진폭이 측정 인터벌 내에서만 무시할 수 있을 정도로 변화한다면 충분하다. 하지만, 측정 변수에 의해 결정된 진폭의 변화는 어플리케이션에 의존하고 동작 주파수에서 신호의 순시 값에서의 변화보다 훨씬 더 느리게 발생한다. 2 개의 변화의 레이트는 스펙트럼 평가에 의해 디커플링되므로, 동작 주파수는 측정 인터벌의 선정에 대해 추가 제한은 없으며, 그 역 또한 마찬가지이다. 동작 주파수와 측정 인터벌 사이의 관계와 관련하여 위에서 이루어진 모든 언급들은 이제 측정 변수의 최고 주파수에만 적용된다.

동작 주파수에서 자기장에 영향을 미치는 측정 변수의 값은 최종적으로 바람직하게는 측정된 주파수에서의 진폭으로부터 계산된다. 가장 단순한 경우, 이 2 개는 비례한다. 하지만, 이들은 또한 임의의 단조로운 수학적 함수에 의해 링크될 수도 있다. 다중 채널들, 즉 도 2 에서와 같은 센서의 다수의 세컨더리 인덕턴스들이 있을 때, 함수는 존재하는 채널과 동일한 수의 변수를 갖는다. 다중 채널들은 특히 차동 또는 비례 측정에 유리하게 사용될 수 있다.

디더링 그 자체는 특히 바람직하게 도 2 에 도시된 바와 같이, 동작 주파수에서 신호에 부가되는, 다른 방법들의 경우에서와 같이 또한, 왜곡 신호에 의해 바람직하게 실시된다.

여기서, 포트 핀 (P3) 은 구형파 전압을 인가하기 위해 사용되며, 이는 R1 과 C1 에 의해 형성되어 세컨더리 인덕턴스 (LS1 내지 LS3) 의 공통 노드에서 유효하게 되는 매우 더 작은 진폭의 대략적인 삼각 파형 전압을 생성한다. 따라서, 연관된 시정수 RC 는 P3 에서의 전압의 주기와 비교하여 높게 선정되어야 한다. 이 주기는 측정 인터벌에서 가능한 많은 왜곡 신호의 상이한 값들이 발생하도록 즉, 왜곡 신호가 측정 인터벌에서 그 자체로 거의 또는 전혀 반복하지 않도록 매우 높게 선정되어야 한다. 신호가 주기적이라고 가정되기 때문에, 이것은 바람직하게는 1 또는 2 인 측정 인터벌에서 P3 에서의 전압의 정수의 절반 사이클에 의해 유리하게 달성될 수 있다. 하지만, 센서의 전체 동작 사이클이 반드시 측정 인터벌만큼 소요되는 것은 아니기 때문에 이것은 반드시 긴요한 것은 아니다. 따라서, 측정 인터벌은 또한 예를 들어, P3 에서 절반 사이클의 일부만을 포함할 수 있다. 모든 경우에서, 세컨더리 인덕턴스 (LS1 내지 LS3) 의 공통 노드에 AC 전압을 공급하는 목적은 각각의 측정 인터벌에서 상이한 샘플들이 이러한 AC 전압의 상이한 값들을 결정론적 방식으로 경험하는 것이고, 그 결과 전압이 각각의 경우 LSB 의 분수만큼 시프트된다. 이것은 디더링의 효과를 달성한다.

DFT 는 스펙트럼에서 임의의 지점의 결과가 동일한 방식으로 입력 시퀀스에서의 모든 지점들에 종속되는 변환인 것이 언급되어야 한다. 따라서, 진폭이 입력 시퀀스의 인터벌 동안 변화하는 경우 스펙트럼 지점들의 평균화의 일 유형이 발생한다. 이러한 의미에서, 여기서 제시된 솔루션은 평균화 없이 실시되는 것이 아니라, 오히려 산술적 평균의 단순한 형성이 다른 종류의 평균화에 의해 대체되었다.

본 출원의 발명자는 특히 고 주파수 AC 전압에 대한 디더링 및 연관된 신호 프로세싱과 함께 유도성 센서들의 사용이 높은 기술적 및 상업적 중요성을 갖는다는 것을 인식했음이 지적되어야 한다. 예시적인 어플리케이션들은 특히 자동차에서의 거리 또는 위치 또는 각도의 측정이다. 일 예는 승용차의 메인 브레이크 실린더에서의 압력 피스톤의 위치의 측정이다.

추가의 가능한 피처들이 하기의 구조화된 방식으로 설명되며, 이들 피처들은 서로 그리고 임의적으로 본 명세서에 기재된 다른 피처들과 결합될 수 있다.

아날로그-디지털 컨버터는 특히 마이크로제어기의 부분으로서 설계될 수도 있다. 마찬가지로, 왜곡 신호 생성기는 마이크로제어기의 부분일 수도 있다. 이는 특히 콤팩트하고 유리한 실시형태를 허용한다.

예시로써, 왜곡 신호 생성기는 왜곡 신호 출력부를 형성하는 마이크로제어기의 디지털 출력에 의해 구현될 수도 있다.

아날로그-디지털 컨버터는 차동 입력을 가질 수 있으며, 왜곡 신호 출력부는 차동 입력의 포트에 커플링된다.

왜곡 신호 출력부 및 기준 전위, 바람직하게 접지는 이들 사이에 접속된 분압기를 가질 수도 있고, 차동 입력의 포트는 분압기의 출력에 접속된다.

차동 입력의 포트 및 기준 전위는 이들 사이에 접속된, 바람직하게는 분압기의 적어도 하나의 저항기에 걸쳐 있는 커패시터를 가질 수도 있다.

아날로그-디지털 컨버터는 신호 입력부에 부가하여 기준 입력을 가질 수도 있으며, 왜곡 신호 출력부는 기준 입력에 커플링된다.

왜곡 신호 출력부 및 기준 전위, 바람직하게는 포지티브 전위는 그들 사이에 접속된 분압기를 가질 수도 있으며, 기준 입력은 분압기의 출력에 접속된다.

기준 입력 및 기준 전위는 이들 사이에 접속된, 바람직하게는 분압기의 적어도 하나의 저항기에 걸쳐 있는 커패시터를 가질 수도 있다.

왜곡 신호 출력부 및 신호를 전달하는 신호 포트는 신호 입력부에 커플링될 수도 있다.

왜곡 신호 출력부는 신호 입력부에 대한 DC 전압 커플링, 바람직하게는 전도성 커플링을 가질 수도 있고, 신호 포트는 신호 입력부에 대한 AC 전압 커플링, 바람직하게는 용량성 커플링을 가질 수도 있다.

왜곡 신호 출력부 및 기준 전위, 바람직하게 접지는, 그들 사이에 접속된 분압기를 가질 수도 있으며, 신호 입력부는 분압기의 출력에 접속된다.

왜곡 신호 출력부와 분압기의 출력 사이에 접속되는 분압기의 저항기가 분압기의 출력과 기준 전위 사이에 접속되는 저항기보다 클 수도 있다.

마이크로제어기는 특히 전자 제어 유닛일 수도 있다.

병렬 공진 회로는 전자 제어 유닛의 제 1 포트 핀 및 제 2 포트 핀에 접속될 수도 있고, 제 2 포트 핀에는 제 1 포트 핀에 대해 반전되는 클록이 공급된다.

병렬 공진 회로는 동시에 제 1 포트 핀에 접속되는 다수의 추가 제 1 포트 핀들에 제 1 포트 핀과 병렬로 접속될 수도 있다. 병렬 공진 회로는 또한, 동시에 제 2 포트 핀에 접속되는 다수의 추가 제 2 포트 핀들에 제 2 포트 핀과 병렬로 접속될 수도 있다.

병렬 공진 회로가 접속되는 포트 핀들은 유리하게는 푸시-풀 출력 스테이지 또는 3-상태 출력 스테이지를 가질 수도 있다.

여기 주파수는 병렬 공진 회로의 공진 주파수와 바람직하게는 25 % 이하, 특히 바람직하게는 20 % 이하, 보다 바람직하게는 15 % 이하, 더욱 바람직하게는 10 % 이하 만큼 상이하다.

측정 인덕턴스는 전자 제어 유닛의 포트 핀에 접속된 제 1 극 및 전자 제어 유닛의 적어도 공급 전압의 대략 절반에 대응하는 전위에 접속된 제 2 극을 가질 수 있다.

전자 제어 유닛의 공급 전압의 적어도 대략 절반에 대응하는 전위는 특히 분압기에 의해 생성될 수 있다.

전자 제어 유닛의 공급 전압의 적어도 대략 절반에 대응하는 전위는 평활 커패시터에 의해 생성될 수 있으며, 평활 커패시터는 기준 접지 전위에 또는 공급 전압에 접속된 제 1 극을 가지며, 평활 커패시터의 제 2 극은 저항기를 통해 전자 제어 유닛의 포트 핀에 접속되며, 이 포트 핀은 펄스 신호, 특히 규정가능한 듀티 비를 갖는 신호가 그것에 인가된다.

전자 제어 유닛은 바람직하게는 우선, 스위치 온일 때, 공급 전압의 적어도 대략 절반으로 평활 커패시터를 충전하도록 구성될 수도 있는 한편, 병렬 공진 회로가 접속된 포트 핀들은 동일한 로직 레벨을 가져서, 병렬 공진 회로의 여기가 그 후에만 시작한다.

측정 인덕턴스에 의해 생성된 신호는 특히 전자 제어 유닛의 아날로그-디지털 컨버터를 사용하여 캡처될 수 있고, 상기 신호의 특징 값들, 특히 진폭, 위상, 실수부 및/또는 허수부의 에일리어싱, 특히 바람직하게는 여기 주파수 또는 여기 주파수의 에일리어스를 고려하여 결정될 수 있다.

평가 주파수에서의 주파수 컴포넌트는 전자 제어 유닛에서 캡처된 신호로부터 확인될 수 있으며, 평가 주파수는 특히 여기 주파수 또는 여기 주파수의 에일리어스이다.

측정 인덕턴스는 전도성으로 또는 자기적으로 제 1 인덕턴스에 커플링될 수도 있다.

병렬 공진 회로는 바람직하게 Vt * Vt / V0 의 값을 최대화함으로써 획득된 최대 Q 팩터를 가지며, 여기서 Vt 는 병렬 공진 회로의 공진 주파수에서의 그 개개의 값들로부터 제 1 인덕턴스 및 커패시턴스의 최대 디스패리티에 대한 코일 전류와 공급 라인 전류의 비를 나타내고, V0 는 병렬 공진 회로의 공진 주파수에서의 제 1 인덕턴스 및 커패시턴스의 개개의 값들에 대한 코일 전류와 공급 라인 전류의 비를 나타낸다.

측정 변수는 바람직하게 측정 인덕턴스에서의 자기 코어의 위치를 변경함으로써, 측정 인덕턴스와 제 1 인덕턴스 사이의 거리를 변경함으로써, 및/또는 측정 인덕턴스 및 제 1 인덕턴스에 인접한 자기 및 전도성, 비자기 및 전도성 또는 자기 및 비전도성 엘리먼트의 위치를 변경함으로써 감지될 수 있다.

장치는 1, 2, 3 또는 3 이상의 측정 인덕턴스를 가질 수 있다.

자기 및 전도성 엘리먼트는 예를 들어 강철로 제조될 수도 있다. 비자 기 및 전도성 엘리먼트는 예를 들어 알루미늄으로 제조될 수도 있다. 자기 및 비전도성 엘리먼트는 예를 들어 페라이트로 제조될 수도 있다.

전자 제어 유닛은 주문형 집적 회로, ASIC 및/또는 주문형 표준 제품 (application-specific standard product), ASSP 로 설계될 수도 있다.

전자 제어 유닛은 예를 들어, 여기 주파수를 생성하기 위해 직접 디지털 합성 (DDS) 모듈을 가질 수 있다.

전자 제어 유닛은 병렬 공진 회로의 공진 주파수를 확인하고, 여기 주파수가 공진 주파수와 동일하거나 공진 주파수에 인접하도록 설정하기 위해, 여기 주파수를 변경하도록 구성될 수도 있다.

전자 제어 유닛은 최대 레벨의 초과가 포트 핀 상에서 발생했거나 포트 핀 상에서 임박했을 때를 식별하고, 이에 대해 여기 주파수를 변화시키는 것에 의해, 특히 병렬 공진 회로의 공진 주파수로부터 그것을 더욱 멀리 이격시키는 것에 응답하도록 구성될 수도 있다.

전자 제어 유닛은 간섭 제거를 수행하도록 구성될 수도 있으며, 여기에서 여기 주파수는 측정 인터벌 내에서 연속적으로 달라지고, 및/또는 여기 주파수가 측정 인터벌 내에서 달라지며, 여기 주파수에 기초하여 신호 대 잡음 비가 확인되고, 여기 주파수는 후속하여 최대 신호 대 잡음 비를 갖는 값으로 설정된다.

전자 제어 유닛은 측정 인덕턴스를 신호 모듈에 접속하기 위해 포트 핀에 접속된 적어도 하나의 아날로그 승산기를 가질 수 있으며, 신호 모듈은 여기 주파수로부터 정의된, 특히 짧은 거리에서 주파수의 발진 신호를 전달하고, 신호 모듈은 바람직하게는 직접 디지털 합성 (DDS) 모듈로서 설계되며, 그리고 아날로그 승산기로부터의 출력 신호, 특히 차이 신호는 측정 변수를 확인하기 위해 전자 제어 유닛에서 계속 사용된다.

기재된 가능한 실시형태들, 피처들 및 변형들은 다른 실시형태들 및 변형들 그리고 또한 본 명세서에 기재된 예시적인 실시형태들과 임의의 방식으로 결합될 수 있지만, 이들은 또한 발명에 필수적인 별도의 엘리먼트들, 아니면 발명에 필수적인 별도의 엘리먼트들 또는 임의의 조합의 발명에 필수적인 엘리먼트들일 수도 있다.

추가 피처들 및 이점들은 첨부된 도면을 참조하여 하기에 기재된 예시적인 실시형태들로부터 당업자에 의해 수집될 것이다:
도 1 은 외부 회로를 갖는 마이크로제어기를 나타내고,
도 2 는 측정 변수를 측정하기 위한 장치를 나타내며, 그리고
도 3 은 시간의 함수로서 신호 프로파일을 나타낸다.

도 1 은 외부 회로를 갖는 마이크로제어기 (MK) 를 나타낸다. 마이크로제어기 (MK) 는 정의된 전압 (VR) 에 있는, 기준 입력 (Ref) 을 갖는다. 마이크로제어기 (MK) 는 왜곡 신호를 출력하도록 설계된 왜곡 신호 출력부 (D) 를 갖는다. 왜곡 신호 출력부 (D) 는 서로 직렬로 접속되고 왜곡 신호 출력부 (D) 반대편의 접지에 접속된 제 1 저항기 (R1) 및 제 2 저항기 (R2) 로 형성된 분압기에 접속된다.

또한, 마이크로제어기 (MK) 는 신호 입력부 (ADC+) 를 갖는 아날로그-디지털 컨버터를 갖는다. 아날로그-디지털 컨버터는 마이크로제어기 (MK) 에 통합되고, 신호 입력부 (ADC+) 에 부가하여, 또한 네거티브 입력 (ADC-) 을 더 가지며, 이는 이 경우 외측으로부터 액세스가능하지 않지만, 마이크로제어기 내부의 접지에 접속된다. 통상적으로 기준 입력 (Ref.) 에 접속된 DC 전압 소스에 의해 전달되는 기준 입력 (Ref.) 에 존재하는 전압은 아날로그-디지털 컨버터의 기준 전압이다.

도 1 에 나타낸 외부 회로는 신호 전압 (VS) 을 측정하도록 설계된다. 후자는 본 경우에서 AC 전압으로서 도시되지만, 근본적으로 센서 또는 측정되거나 모니터링될 다른 유닛의 출력 전압일 수도 있다.

신호 전압 (VS) 은 커패시터 (C1) 를 통해 아날로그-디지털 컨버터의 포지티브 신호 입력부 (ADC+) 에 용량성으로 커플링된다. 따라서, VS 의 AC 전압 컴포넌트만이 아날로그-디지털 컨버터에서 작용할 수 있고, 또한 이 컴포넌트만이 측정될 수 있다. 신호 입력부 (ADC+) 는 추가로 앞서 이미 설명된 분압기의 제 1 저항기 (R1) 와 제 2 저항기 (R2) 사이의 지점에 직접적으로, 즉 전도성으로 접속되고, 제 3 저항기를 통해 공급 전압 (VDD) 에 또한 접속된다. 3 개의 저항기들 (R1, R2, R3) 의 네트워크는 포지티브 신호 입력부 (ADC+) 에서 DC 전압 전위를 결정한다. 왜곡 신호 출력부 (D) 는 통상적으로 이 전위에 영향을 미치는 구형파 신호를 전달한다. 2 개의 신호들의 주파수 대역은 최적의 결과들에 대해 분리되어야 한다. 제 1 저항기 (R1) 는 보통 제 2 저항기 (R2) 및 제 3 저항기 (R3) 보다 매우 더 크게 선정되는데, 이는 왜곡 신호 출력부 (D) 에서의 전압이 포지티브 신호 입력부 (ADC+) 의 DC 전압 전위를 단지 수 밀리볼트만큼만 시프트하기 때문이며, 반면 제 2 저항기 (R2) 및 제 3 저항기 (R3) 는 전체 공급 범위에서 전위를 조정한다.

근본적으로, 도 1 에 나타낸 회로는 왜곡 신호 출력부 (D) 에 의해 제공된 왜곡 신호와 오버레이될 때 신호 전압 (VS) 의 측정을 허용한다. 왜곡 신호의 생성과 오버레이된 신호의 디지털화는 마이크로제어기 (MK) 에서 발생한다. 2 개의 신호, 즉 측정될 왜곡 신호 및 신호 전압은 액티브 컴포넌트들 없이, 즉 특히 연산 증폭기 없이 그리고 액티브 가산 회로들 없이 신호 입력부 (ADC+) 에 커플링되며, 본 경우에서는 전도성 커플링 및 용량성 커플링이 사용된다.

도 2 는 유도성 시스템이 변압기에 의해 구현되는 예시적인 실시형태를 나타낸다. 이 경우, 6 개의 포트 핀 (P1, P2, P3, P4, P5, P6) 의 수를 갖는 마이크로제어기가 (MK) 가 마찬가지로 제공된다.

제 1 및 제 2 포트 핀 (P1, P2) 은 제 1 인덕턴스 (LP) 및 커패시턴스 (CP)를 갖는 병렬 공진 회로 (P) 를 갖는다. 2 개의 제 1 및 제 2 포트 핀 (P1, P2)을 마이크로제어기 (MK) 의 클록으로부터 도출된 여기 주파수에 적절하게 접속하면, 병렬 공진 회로 (P) 가 발진으로 여기되도록 할 수 있다.

마이크로제어기 (MK) 의 제 3 포트 핀 (P3) 은 왜곡 신호 출력부 (D) 로서 작용한다. 제 3 포트 핀 (P3) 에는 그 반대편 극에 왜곡 신호 기준 지점 (VRP) 을 형성하는 저항기 (R1) 가 접속된다. 왜곡 신호 기준 지점 (VRP) 은 또한 평활 커패시터 (C1) 를 통해 접지에 접속된다. 펄스 신호를 왜곡 신호 출력부 (D) 에 인가하면, 왜곡 신호 기준 지점 (VRP) 의 평균 전압이 매우 정확하게 설정되도록 할 수 있다. 특히, 상기 평균 전압은 마이크로제어기 (MK) 의 공급 전압의 대략 절반으로 설정될 수 있고, 상기 절반 공급 전압의 AC 전압 컴포넌트는 왜곡 신호가 될 수 있다. 왜곡 신호는, 예를 들어 톱니 신호 또는 삼각 파형 신호일 수도 있다.

왜곡 신호 기준 지점 (VRP) 은 제 1 측정 인덕턴스 (LS1), 제 2 측정 인덕턴스 (LS2) 및 제 3 측정 인덕턴스 (LS3) 를 갖는다. 이들은 제 4 포트 핀 (P4), 제 5 포트 핀 (P5) 및 제 6 포트 핀 (P6) 에 접속된 개개의 반대편 극들을 갖는다. 따라서 이들은 신호 입력부들로서 작용한다.

한편으로 제 1 인덕턴스 (LP) 및 다른 한편으로 3 개의 측정 인덕턴스 (LS1, LS2, LS3) 는 그들 사이에 자기 결합을 가지며, 이는 도시되지 않은 엘리먼트에 의해 영향을 받을 수 있다. 이 엘리먼트는 측정될 변수에 의존한다. 예시로서, 브레이크 실린더에서의 피스톤의 위치가 모니터링될 수 있으며, 제 1 인덕턴스 (LP) 와 3 개의 측정 인덕턴스 (LS1, LS2, LS3) 사이의 자기 커플링은 이 위치에 의존한다. 따라서, 브레이크 실린더의 피스톤 위치는 근본적으로 3 개의 측정 인덕턴스 (LS1, LS2, LS3) 를 모니터링하는 것에 의해 측정될 수 있다.

나타낸 장치는 앞서 상세하게 기재된 바와 같이, 에일리어싱을 사용한 측정의 성능을 허용한다. 이 시점에서는 반복이 생략된다.

각각의 측정 인덕턴스 (LS1, LS2, LS3) 의 개개의 포트 핀 (P4, P5, P6) 으로의 접속 대신, 측정 인덕턴스가 직렬로 접속되고 측정 인덕턴스들 사이의 접속 지점들에서 개개의 전압 태핑이 발생하는 것이 또한 가능하다. 이것은 측정 인덕턴스들에 걸쳐 개개의 전압 강하가 차이 형성에 의해 계산되도록 할 수 있다.

도 3 은 시간의 함수로서 3 개의 신호 프로파일을 나타낸다. 이 경우 시간은 0 부터 1 까지 임의의 단위로 도시된다. 진폭은 또한 0 부터 1 까지 임의 단위로 도시된다. 시간은 수평 축 상에 도시되고 t 로 표시된다. 진폭은 수직 축 상에 도시되고 A 로 표시된다.

도 3 은 우선 왜곡 신호 출력부 (D 또는 P3) 에 존재하는 구형파 전압인 전압 신호 (U_P3) 를 나타낸다. 또한, 왜곡 신호 기준 지점 (VRP) 또는 추가 커패시터 (C1) 에 존재하는 신호 (U_C1) 가 나타나 있다. 이것은 도 3 으로부터 수집될 수 있는 바와 같이, 평균값을 중심으로 앞뒤로 발진하는 삼각 파형 신호이다. 따라서, 이것은 왜곡 신호와 오버레이된 마이크로제어기 (MK) 의 공급 전압의 절반과 적어도 대략 또는 심지어 완전히 일치하는 일정한 신호이다.

또한, 제 4 포트 핀 (P4) 에 존재하는 신호가 예시로서 도시된다. 이 신호는 U_P4 로 표시된다. 이것은 사인 곡선이며 다른 2 개의 신호보다 훨씬 빠르다는 것을 알 수 있다. 이 신호는 측정 변수를 결정하는데 사용될 수 있다. 나타낸 바와 같이, 측정 변수에 의해 결정된 신호는 왜곡 신호와 오버레이된다.

출원의 부분인 청구항들은 추가적인 보호의 달성의 어떠한 생략을 나타내지 않는다.

피처 또는 피처들의 그룹이 절대적으로 필요하지 않은 것이 진행 과정에서 드러나면, 출원인은 이제 더 이상 피처 또는 피처들의 그룹을 갖지 않는 적어도 하나의 독립 청구항에 대한 용어구성을 원한다. 이것은 예시로서, 출원일에 존재하는 청구항의 하위조합일 수도 있고, 또는 추가 피처들에 의해 제한되는 출원일에 존재하는 청구항의 하위조합일 수도 있다. 재용어구성을 필요로 하는 이러한 종류의 피처들의 청구항들 또는 조합들은 또한 이 출원의 개시물에 의해 커버됨을 이해할 수 있다.

추가로, 다양한 실시형태들 또는 예시적인 실시형태들에 기재되고 및/또는 도면들에 나타낸 발명의 구성들, 피처들, 및 변형들은 임의의 방식으로 서로 조합될 수 있음이 지적되어야 한다. 단일 또는 다수의 피처들은 서로 임의의 방식으로 상호교환될 수 있다. 이로부터 발생하는 피처들은 조합은 또한 이 출원의 개시물에 의해 커버됨을 이해할 수 있다.

종속 청구항들에서의 역 참조 (back-reference) 는 역 참조된 하위 청구항들의 피처들에 대해 독립적인 실질적 보호의 달성의 생략으로 이해되도록 의도되지 않는다. 이 피처들은 또한 임의의 방식으로 다른 피처들과 결합될 수 있다.

상세한 설명에서만 개시되는 피처들 또는 다른 피처들과 함께 청구항에서만 또는 상세한 설명에서 개시되는 피처들은 근본적으로 발명에 필수적인 독립적인 중요성을 가질 수도 있다. 따라서, 이들은 또한 종래 기술과 구별하기 위해 청구항들에 개별적으로 포함될 수 있다.

Claims (13)

1. 측정 변수를 측정하기 위한 장치로서,
   - 제 1 인덕턴스 (LP),
   - 상기 측정 변수를 감지하도록 설계되고 상기 제 1 인덕턴스 (LP) 에 커플링된 적어도 하나의 측정 인덕턴스 (LS1, LS2, LS3),
   - 병렬 공진 회로 (P) 를 형성하도록 상기 제 1 인덕턴스 (LP) 와 상호접속되는 커패시턴스 (CP), 및
   - 전자 제어 유닛 (MK) 을 가지며,
   - 상기 전자 제어 유닛 (MK) 은 상기 병렬 공진 회로 (P) 에 직접 접속되고, 상기 전자 제어 유닛 (MK) 의 클록으로부터 도출된 여기 주파수에서의 발진으로 상기 병렬 공진 회로 (P) 를 여기하도록 구성되고,
   - 상기 전자 제어 유닛 (MK) 은 신호를 픽업하기 위해 상기 적어도 하나의 측정 인덕턴스 (LS1, LS2, LS3) 에 직접 접속된 신호 입력부 (P4, P5, P6) 를 갖는 적어도 하나의 아날로그-디지털 컨버터를 갖고,
   - 상기 전자 제어 유닛 (MK) 은 왜곡 신호 출력부 (P3, D) 를 갖는 왜곡 신호 생성기를 갖고, 상기 왜곡 신호 생성기는 왜곡 신호 기준 지점 (VRP) 에서 왜곡 신호를 전달하도록 설계되고,
   - 상기 왜곡 신호 출력부 (D) 는 패시브 컴포넌트들에 의해 배타적으로 상기 아날로그-디지털 컨버터에 커플링되고,
   - 상기 전자 제어 유닛 (MK) 은 인터벌들에서 상기 신호를 측정하도록 구성되고, 다수의 측정된 값들은 각각의 인터벌 내에서 픽업되며, 그리고
   - 상기 전자 제어 유닛 (MK) 은 개개의 인터벌의 측정된 값들의 주파수 분석을 수행하고 평가 주파수에서 상기 신호의, 상기 측정 변수를 표시하는 적어도 하나의 특징 값을 결정하도록 구성되는, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
2. 제 1 항에 있어서,
   - 상기 측정된 값들은 개개의 시간 차이들만큼 이격되고, 이들은 상기 신호의 언더샘플링과 일치하는, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   - 상기 평가 주파수는 여기 주파수인, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
   - 상기 평가 주파수는, 특히 에일리어싱 (aliasing) 을 고려한, 여기 주파수의 에일리어스 (alias) 인, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
   - 개개의 측정 인터벌은 상기 신호의 정수의 주기들을 포함하는, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
   - 개개의 측정 인터벌은 상기 왜곡 신호의 정수의 절반 사이클, 바람직하게는 1 또는 2 의 절반 사이클을 갖는, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
   - 상기 왜곡 신호 출력부 (D) 는 액티브 컴포넌트들 없이, 특히 연산 증폭기들 없이 상기 아날로그-디지털 컨버터에 커플링되는, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
   - 상기 측정 인덕턴스들 (LS1, LS2, LS3) 은 상기 전자 제어 유닛 (MK) 의 개개의 신호 입력부 (P4, P5, P6) 에 접속된 개개의 제 1 극을 갖고, 공통 전위 지점에 접속된 개개의 제 2 극을 갖는, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
9. 제 8 항에 있어서,
   - 상기 전자 제어 유닛 (MK) 의 공급 전압의 적어도 대략 절반이 상기 전위 지점에 존재하는, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
10. 제 8 항 또는 제 9 항에 있어서,
    - 상기 전위 지점은 상기 왜곡 신호 기준 지점 (VRP) 인, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
11. 제 8 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 상기 왜곡 신호 출력부 (P3, D) 와 상기 전위 지점 사이에 저항기 (R1) 가 접속되고, 그리고
    - 상기 전위 지점은 평활 커패시터 (C1) 를 통해 공급 전압에 또는 기준 접지 전위에 접속되는, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
12. 제 8 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 특히 규정가능한 듀티 비를 갖는 펄스 신호가 상기 왜곡 신호 출력부 (P3, D) 에 존재하는, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.
13. 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 상기 특징 값은 진폭, 위상, 실수부 및/또는 허수부인, 측정 변수를 측정하기 위한 장치.

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