KR20160062731A

KR20160062731A - 분산 어레이 매시브 mimo 시스템의 신호 송수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20160062731A
Application number: KR1020150165736A
Authority: KR
Inventors: 김성락
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2014-11-25
Filing date: 2015-11-25
Publication date: 2016-06-02
Anticipated expiration: 2035-11-25
Also published as: US20160191124A1; US9608701B2; KR102430022B1

Abstract

단말에로부터 기지국과 연결된 복수의 어레이로 향하는 상향링크의 공간 공분산 매트릭스를 바탕으로, 상기 복수의 어레이 중 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계, 그리고 선택된 적어도 하나의 어레이를 통해 상기 단말로 전송할 송신 빔을 형성하는 단계를 통해 신호를 송신하는 방법 및 장치가 제공된다.

Description

분산 어레이 매시브 MIMO 시스템의 신호 송수신 방법 및 장치{Method and apparatus for transmitting/receiving signal in distributed-array massive mimo system}

본 기재는 분산 어레이를 이용한 MIMO 시스템의 신호 송수신 방법 및 장치에 관한 것이다.

새로운 고품질 멀티미디어 서비스의 출현으로 인해, 무선 트래픽은 매년 폭발적으로 급증하고 있다. 매년 2배씩 증가하고 있으며, 2020년에는 2010년 무선 트래픽에 비해 약 1000배 증가할 것으로 전망된다. 이러한 무선 트래픽 증가에 효율적으로 대처하기 위해서 새로운 세대(5G) 이동통신 시스템에 관한 연구가 전세계적으로 진행 중이다.

급증하는 무선 트래픽을 감당하기 위한 방법 중 한 가지로, 넓은 주파수 대역을 활용하는 방법이 있다. 스위트 존(sweet zone)으로 불리는 셀룰러(cellular) 대역은 이미 포화 상태이므로, 넓은 주파수 대역을 확보하기 위해서 보다 높은 주파수 대역이 사용될 필요가 있다. 예를 들어, 밀리미터 웨이브(mmWave) 대역이 이동통신 네트워크에 사용될 수 있다. 신호의 주파수가 높을수록 스캐터링(scattering) 성분이 작고 가시선(line of sight, LoS) 성분이 상대적으로 크며, 건물 등 장애물에 의한 투과 손실(penetration loss)이 매우 심하다. 따라서, 밀리미터 웨이브 대역을 비롯한 고주파수 대역에서는, LoS가 좋은 채널이 확보되지 않으면 커버리지 홀(coverage hole)이 발생하고, 서비스가 정상적으로 제공되기 어렵다. 특히 도심 환경에서는 이동통신 서비스가 고주파수 대역을 통해 정상적으로 제공되기 어렵다. 도심 환경에서의 고주파수 대역 사용을 위해, 가능한 많은 LoS 또는 LoS-dominant 채널을 확보함으로써, 다이버시티 이득(diversity gain)을 증대시킬 수 있어야 한다.

한 실시예는, 분산 어레이를 이용하여 신호를 송신하는 장치를 제공한다.

다른 실시예는, 분산 어레이를 이용하여 신호를 송신하는 방법을 제공한다.

다른 실시예는, 분산 어레이를 이용하여 신호를 수신하는 장치를 제공한다.

한 실시예에 따르면, 적어도 하나의 프로세서, 메모리, 그리고 무선 통신부를 포함하고, 적어도 하나의 프로세서는 메모리에 저장된 적어도 하나의 프로그램을 실행하여, 하향링크에 대해 가역성이 보장되는, 단말로부터 신호 송신 장치와 연결된 복수의 어레이로 향하는 상향링크의 공간 공분산 매트릭스를 바탕으로, 복수의 어레이 중 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계, 그리고 선택된 적어도 하나의 어레이를 통해 단말로 전송될 송신 빔을 형성하는 단계를 수행하고, 복수의 어레이는 적어도 하나의 기지국 안테나를 각각 포함하는, 신호 송신 장치가 제공된다.

상기 신호 송신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 선택하는 단계를 수행할 때, 단말로 전송할 파일럿 신호를 바탕으로 공간 공분산 매트릭스를 추정하는 단계, 추정된 공간 공분산 매트릭스를 바탕으로, 적어도 하나의 어레이를 선택하기 위한 선택 인덱스를 결정하는 단계, 그리고 선택 인덱스를 바탕으로 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계를 수행할 수 있다.

상기 신호 송신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 선택 인덱스를 결정하는 단계를 수행할 때, 공간 공분산 매트릭스에 대해 고유-분해를 수행하는 단계, 그리고 고유-분해의 결과와, 복수의 어레이로부터 단말로 향하는 하향링크의 채널의 품질 임계값을 비교하여 선택 인덱스를 결정하는 단계를 수행할 수 있다.

상기 신호 송신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 송신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때, 블라인드 빔형성 방법을 바탕으로 송신 빔을 형성할 수 있다.

상기 신호 송신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 BBF 방법을 바탕으로 송신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때, 공간 공분산 매트릭스에 대해 고유-분해를 수행하는 단계, 고유-분해의 결과를 바탕으로 가중치 벡터를 계산하는 단계, 그리고 가중치 벡터를 이용하여 BBF 방법을 바탕으로 송신 빔을 형성하는 단계를 수행할 수 있다.

상기 신호 송신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 가중치 벡터를 계산하는 단계를 수행할 때, 고유 분해의 결과인, 공간 공분산 매트릭스의 최대 고유벡터 및 최대 고유값을 바탕으로 가중치 벡터를 계산하는 단계를 수행할 수 있다.

상기 신호 송신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 가중치 벡터를 이용하여 BBF 방법을 바탕으로 송신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때, 다른 단말에 대한 간섭량 및 송신전력 계수를 고려하여 송신 빔을 형성하는 단계를 수행할 수 있다.

상기 신호 송신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 메모리에 저장된 적어도 하나의 프로그램을 실행하여, 송신 빔을 RF 아날로그 신호로 변환하는 단계, 그리고 링크를 통해 RF 아날로그 신호를 선택된 적어도 하나의 어레이로 전달하는 단계를 더 수행할 수 있다.

다른 실시예에 따르면, 하향링크에 대해 가역성이 보장되는, 단말로부터 신호 송신 장치와 연결된 복수의 어레이로 향하는 상향링크의 공간 공분산 매트릭스를 바탕으로, 복수의 어레이 중 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계, 그리고 선택된 적어도 하나의 어레이를 통해 단말로 전송할 송신 빔을 형성하는 단계를 포함하고, 복수의 어레이는 적어도 하나의 기지국 안테나를 각각 포함하는, 신호 송신 방법이 제공된다.

상기 신호 송신 방법에서, 선택하는 단계는, 단말로 전송할 파일럿 신호를 바탕으로 공간 공분산 매트릭스를 추정하는 단계, 추정된 공간 공분산 매트릭스를 바탕으로, 적어도 하나의 어레이를 선택하기 위한 선택 인덱스를 결정하는 단계, 그리고 선택 인덱스를 바탕으로 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 신호 송신 방법에서, 선택 인덱스를 결정하는 단계는, 공간 공분산 매트릭스에 대해 고유-분해를 수행하는 단계, 그리고 고유-분해의 결과와, 복수의 어레이로부터 단말로 향하는 하향링크의 채널의 품질 임계값을 비교하여 선택 인덱스를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 신호 송신 방법에서, 송신 빔을 형성하는 단계는, 블라인드 빔형성 방법을 바탕으로 송신 빔을 형성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 신호 송신 방법에서, BBF 방법을 바탕으로 송신 빔을 형성하는 단계는, 공간 공분산 매트릭스에 대해 고유-분해를 수행하는 단계, 고유-분해의 결과를 바탕으로 가중치 벡터를 계산하는 단계, 그리고 가중치 벡터를 이용하여 BBF 방법을 바탕으로 송신 빔을 형성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 신호 송신 방법에서, 가중치 벡터를 계산하는 단계는, 고유 분해의 결과인, 공간 공분산 매트릭스의 최대 고유벡터 및 최대 고유값을 바탕으로 가중치 벡터를 계산하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 신호 송신 방법에서, 가중치 벡터를 이용하여 BBF 방법을 바탕으로 송신 빔을 형성하는 단계는, 다른 단말에 대한 간섭량 및 송신전력 계수를 고려하여 송신 빔을 형성하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 신호 송신 방법은, 송신 빔을 RF 아날로그 신호로 변환하는 단계, 그리고 링크를 통해 RF 아날로그 신호를 선택된 적어도 하나의 어레이로 전달하는 단계를 더 포함할 수 있다.

다른 실시예에 따르면, 적어도 하나의 프로세서, 메모리, 그리고 무선 통신부를 포함하고, 적어도 하나의 프로세서는 메모리에 저장된 적어도 하나의 프로그램을 실행하여, 단말에서 신호 수신 장치와 연결된 복수의 어레이로 향하는 상향링크의 채널에 대해 추정된 채널 벡터를 바탕으로, 복수의 어레이 중 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계, 그리고 선택된 적어도 하나의 어레이를 통해 단말로부터 수신된 데이터 신호를 바탕으로 수신 빔을 형성하는 단계를 수행하며, 복수의 어레이는 적어도 하나의 기지국 안테나를 포함하는, 신호 수신 장치가 제공된다.

상기 신호 수신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 선택하는 단계를 수행할 때, 추정된 채널 벡터 및 상향링크의 채널의 품질 임계값을 비교하여 선택 인덱스를 결정하는 단계, 그리고 선택 인덱스를 바탕으로 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계를 수행할 수 있다.

상기 신호 수신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 수신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때, 최대비결합 방법을 바탕으로 수신 빔을 형성할 수 있다.

상기 신호 수신 장치에서, 적어도 하나의 프로세서는 MRC 방법을 바탕으로 수신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때, 빔형성 가중치 벡터 및 수신전력 계수를 이용하여 MRC 방법을 바탕으로 수신 빔을 형성할 수 있다.

FDD 시스템에서 커버리지 홀 또는 음영 지역 없이 저비용으로 고품질 고속 이동 통신 서비스가 제공될 수 있다.

도 1은 분산 안테나 시스템을 나타낸 개념도이다.
도 2는 RRH가 포함된 네트워크를 나타낸 개념도이다.
도 3은 한 실시예에 따른 분산 어레이 매시브 MIMO 시스템을 나타낸 개념도이다.
도 4는 한 실시예에 따른 DAMMS의 기지국 및 단말을 나타낸 개념도이다.
도 5는 한 실시예에 따른 DAMMS의 송신 단말을 나타낸 개략도이다.
도 6은 한 실시예에 따른 단말 송신 신호의 프레임 포맷을 나타낸 도면이다.
도 7은 한 실시예에 따른 DAMMS의 기지국의 수신 빔형성부를 나타낸다.
도 8은 한 실시예에 따른 기지국 처리 장치의 신호 수신 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 9는 한 실시예에 따른 기지국의 송신 신호 조합부를 나타낸 개략도이다.
도 10은 한 실시예에 따른 기지국 송신 신호의 프레임 포맷을 나타낸 도면이다.
도 11은 한 실시예에 따른 기지국의 송신 빔형성부를 나타낸 개념도이다.
도 12는 한 실시예에 따른 기지국 처리 장치의 신호 송신 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 13은 한 실시예에 따른 기지국의 선택적 BBF 빔형성부를 나타낸 도면이다.
도 14는 한 실시예에 따른 DAMMS의 수신 단말을 나타낸 블록도이다.
도 15는 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템을 나타낸 블록도이다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 기재의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 기재는 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 기재를 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 단말(terminal)은, 이동국(mobile station, MS), 이동 단말(mobile terminal, MT), 진보된 이동국(advanced mobile station, AMS), 고신뢰성 이동국(high reliability mobile station, HR-MS), 가입자국(subscriber station, SS), 휴대 가입자국(portable subscriber station, PSS), 접근 단말(access terminal, AT), 사용자 장비(user equipment, UE), 기계형 통신 장비(machine type communication device, MTC device) 등을 지칭할 수도 있고, MT, MS, AMS, HR-MS, SS, PSS, AT, UE 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.

또한, 기지국(base station, BS)은 진보된 기지국(advanced base station, ABS), 고신뢰성 기지국(high reliability base station, HR-BS), 노드B(node B), 고도화 노드B(evolved node B, eNodeB), 접근점(access point, AP), 무선 접근국(radio access station, RAS), 송수신 기지국(base transceiver station, BTS), MMR(mobile multihop relay)-BS, 기지국 역할을 수행하는 중계기(relay station, RS), 기지국 역할을 수행하는 중계 노드(relay node, RN), 기지국 역할을 수행하는 진보된 중계기(advanced relay station, ARS), 기지국 역할을 수행하는 고신뢰성 중계기(high reliability relay station, HR-RS), 소형 기지국[펨토 기지국(femoto BS), 홈 노드B(home node B, HNB), 홈 eNodeB(HeNB), 피코 기지국(pico BS), 매크로 기지국(macro BS), 마이크로 기지국(micro BS) 등] 등을 지칭할 수도 있고, ABS, 노드B, eNodeB, AP, RAS, BTS, MMR-BS, RS, RN, ARS, HR-RS, 소형 기지국 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.

도 1은 분산 안테나 시스템을 나타낸 개념도이다.

도 1을 참조하면, 기지국(10)에 연결된 안테나가 지리적으로 여러 지점에 분산 배치되어 있는 분산 안테나 시스템(distributed antenna system, DAS)이 도시되어 있다. 분산 안테나 시스템에서, 각 단말(30)은 근처에 위치한 안테나를 통해 기지국(10)과 통신할 수 있다. 즉, 안테나(20)와 단말(30) 사이의 무선 구간 거리가 줄어들게 되므로, 전송 효율이 증대될 수 있다. 또한 단말(30)은 여러 방향에 위치한 안테나와도 통신이 가능하므로, 한 안테나(20)에 대한 경로가 단절되더라도 다른 안테나를 통해 통신을 지속할 수 있고, 이 경우 음영 지역 또는 커버리지 홀 등이 효과적으로 줄어들 수 있다. DAS에서는 각 안테나(20)와 기지국(10)은 유선 링크를 통해연결될 수 있다. 기지국(10)에 연결된 안테나(20)의 개수가 증가할수록 DAS 구축에 많은 비용이 요구되므로, 통상 DAS는 한정된 지역에서 사용되며, 넓은 지역에 DAS를 구축하는 것이 어렵다.

또한, 급증하는 무선 트래픽을 감당하기 위한 다른 방법으로 소형셀 기술이 연구되고 있다. 소형셀은 단위 면적 당 기지국 개수를 증가시킴으로써, 전체 시스템 용량을 기지국 수에 따라 선형적으로 증가시킬 수 있는 기술이다. 소형셀의 경우, 줄어든 셀 반경으로 인해 핸드오버 빈도가 증가하게 되고, 단말의 이동성 관리(mobility management)가 복잡해지며, 셀간 간섭도 증가할 수 있다. 또한, 기지국(10)의 개수가 증가함에 따라 설치 및 유지 비용도 증가할 수 있다.

한편, 소형셀의 장점을 구현하고 비용을 줄이기 위하여 원격 무선 헤드(remote radio head, RRH) 기술이 연구되고 있다.

도 2는 RRH가 포함된 네트워크를 나타낸 개념도이다.

RRH(11 내지 13)가 포함된 네트워크에서, 코어 네트워크(40)와 연결된 기지국(10)은 복수의 RRH(11 내지 13)와 광링크를 통해 연결을 유지하고 있다. 이때 대부분의 디지털 유닛(digital unit, DU)은 기지국(10)에 배치되고, 안테나(20)가 설치되는 서비스 지역에는 아날로그 유닛(analog unit, AU) 및 일부 디지털 유닛만 RRH(11 내지 13)로서 배치되어, 비용이 절감될 수 있다. 디지털 유닛과 아날로그 유닛의 사이는 디지털 광케이블로 연결될 수 있다. 하지만, RRH도 소형셀 구조를 가지므로, 핸드오버 빈도가 증가하고, 단말의 이동성 관리가 어렵다.

높은 주파수 대역을 사용하면 스펙트럼을 용이하게 증대(spectrum expansion)시킬 수 있다. 프리스 방정식(Friis equation)에 의해 수신 전력은 주파수의 제곱에 반비례하므로(P∝1/f²), 높은 주파수에서 동일한 수신 전력이 유지되기 위해서 빔형성 기술이 이용될 필요가 있다. 예를 들어, 3GHz 대역, 4×4 2차원 어레이 안테나와 동일한 성능을 유지하기 위해, 30GHz대역에서는 40×40 2차원 어레이가 요구된다. 이 경우 어레이 당 안테나의 개수는 100배로 증가하지만, 실제로 어레이가 차지하는 면적인 안테나 실효 면적(antenna aperture area)은 동일하므로, 수신 전력도 동일하다.

매시브 MIMO(massive Multi-Input Multi-output)는 안테나의 개수가 무수히 많은 경우의 빔형성 기술이다. 밀리미터 웨이브 대역을 비롯한 고주파수 대역에서 통신 품질을 유지하기 위하여 많은 안테나가 요구되고 있으므로, 기지국의 구조는 자연스럽게 매시브 MIMO 시스템으로 수렴될 수 있다.

안테나의 개수가 무수하게 많은 매시브 MIMO 시스템은 아래와 같은 장점이 있다.

- 어레이 이득이 기지국 안테나의 개수에 비례하므로, 무한대가 될 수 있다.

- 사용자 간 간섭이 완전히 제거될 수 있다.

- 모든 단말이 상호 간섭 없이 분리되어 통신을 수행할 수 있으므로, 공간 멀티플렉싱 이득(spatial multiplexing gain)이 무한대가 된다.

- 단말에는 간단한 SISO(Single-Input Single Output) 수신기가 요구되므로, 저전력 단말이 구현될 수 있다.

매시브 MIMO 시스템에서 기지국은 송신 빔형성을 수행하여, 각 단말을 향하여 송신 신호를 전송한다. 시간 분할 이중화(time division duplex, TDD) 시스템에서는 채널 가역성(channel reciprocity)이 보장되므로, 상향 링크를 이용하여 하향링크의 순시 채널(instantaneous channel)을 알 수 있다. 하지만, 주파수 분할 이중화(frequency division duplex, FDD) 시스템에서는 상하향 링크에서 각각 다른 주파수 대역이 사용되므로, 두 링크의 순시 채널이 다르다. 즉, FDD 시스템에서는 TDD 시스템에서와 달리 채널 가역성이 보장될 수 없다. FDD 시스템에서는 하향링크 순시 채널에 관한 정보를 확보하기 위해, 단말이 채널 정보를 기지국에 피드백 하는 방법이 사용된다. 이때 채널 정보의 피드백을 위해 시간 지연이 발생하므로, 고속 이동 통신 서비스가 제공되기 어렵다. 따라서, FDD 시스템에서 고속 이동 통신을 위해 단말의 피드백 없이 송신 빔형성을 수행할 수 있어야 한다.

도 3은 한 실시예에 따른 분산 어레이 매시브 MIMO 시스템을 나타낸 개념도이다.

도 3을 참조하면, 분산 어레이 매시브 MIMO 시스템(distributed-array massive MIMO system, DAMMS)에서 분산된 복수 개의 어레이(201 내지 224)는 하나의 기지국 처리 장치(Base Station processor, BS processor)(100)에 연결되어 있다. 복수 개의 분산 어레이(201 내지 224) 중 제1 어레이(201) 내지 제20 어레이(220)는 실외에 배치되어 있고, 제21 어레이(221) 내지 제24 어레이(224)는 실내에 배치되어 있다. 복수 개의 어레이(201 내지 224)는 적어도 하나의 기지국 안테나를 각각 포함한다.

한 실시예에 따른 DAMMS는, 단말(301 내지 305)과 어레이 사이의 근접성을 보장할 수 있으므로, 스펙트럼 효율(spectrum efficiency)이 높아질 수 있다. 도 3을 참조하면, 제1 단말(301)은, 제1 어레이(201), 제5 어레이(205), 제9 어레이(209), 제15 어레이(215), 제18 어레이(218) 및 제19 어레이(219)와 LoS 채널을 통해 통신을 수행하고, 나머지 어레이와 비LoS(Non-LoS) 채널을 통해 통신을 수행할 수 있다.

도 3에서 제19 어레이(219)의 위치에 모든 안테나가 집중되어 있는 중앙집중식(centralized) 매시브 MIMO 시스템이 가정될 수 있다. DAMMS에서 제1 단말(301)은, 제19 어레이(219)보다 거리가 가까운 제1 어레이(201) 및 제15 어레이(215) 등을 통해 통신할 수 있기 때문에, 중앙집중식 매시브 MIMO에 비해 상대적으로 높은 스펙트럼 효율을 확보할 수 있다. 또한, DAMMS는 중앙집중식 매시브 MIMO에 비해 다이버시티 이득도 높일 수 있다. 제2 단말(302)은 제19 어레이(219)와 가장 근접한 위치에 있지만, 제2 단말(302)과 제19 어레이(219) 사이에 위치한 장애물로 인해 LoS 채널이 가려진다. 이러한 경우, 기지국이 중앙집중식 매시브 MIMO 구조를 갖고 제19 어레이(219)만 존재한다면, 통신 품질이 급격히 저하될 수 있다. 하지만, DAMMS에서 제2 단말(302)은 제19 어레이(219) 이외에 근접한 다른 어레이(제1 어레이, 제5 어레이, 제8 어레이, 제9 어레이, 제10 어레이, 제15 어레이 등)를 통해 LoS 채널을 확보할 수 있다. 또한 DAMMS는 LoS에 민감한 밀리미터 웨이브 환경에서도 충분한 다이버시티 이득을 얻을 수 있으므로, 통신 품질의 급격한 저하 없이 서비스를 제공할 수 있다.

도 3에서, 제1 단말(301) 및 제2 단말(302)은 각각 서로 다른 안테나 어레이 집합을 통해 기지국과 통신할 수 있다. 한 실시예에서 하나의 단말과 통신하는 어레이의 집합이 가상 셀(virtual cell)로 정의되는 경우, DAMMS는 단말 중심 가상 셀(UE-centric virtual cell)을 형성할 수 있다.

도 3을 참조하면, 제3 단말(303) 및 제4 단말(304)은 실내에 위치하고, 칸막이로 분리된 두 개의 방에 각각 위치한다. 통상, 칸막이의 투과 손실이 건물 외벽의 투과 손실보다 낮으므로, 칸막이를 통해서 상당량의 전파가 투과될 수 있다고 가정된다. 따라서, 제3 단말(303)은 제21 어레이(221) 및 제22 어레이(222)와 LoS 경로를 통해 통신할 수 있고, 더불어 제23 어레이(223) 및 제24 어레이(224)와도 칸막이를 투과한 NLoS 경로를 통해 통신할 수 있다. 즉, DAMMS에서 기지국은 실외뿐만 아니라 실내에 위치하는 단말과 통신할 수 있으므로, 높은 주파수 대역을 사용할 때 발생할 수 있는 실외 및 실내의 커버리지 홀을 효과적으로 줄일 수 있다.

한편, DAS는 기지국과 각 안테나 간 유선 링크를 요구하므로, 안테나의 개수가 증가함에 따라 비용이 선형적으로 증가함에 반해, DAMMS의 유선 링크는 안테나의 개수 보다 적은 어레이의 개수에 따라 결정될 수 있으므로, 유선 링크의 설치 및 유지 비용이 절감될 수 있다.

도 4는 한 실시예에 따른 DAMMS의 기지국 및 단말을 나타낸 개념도이다.

도 4를 참조하면, FDD를 위한 DAMMS의 기지국은, 기지국 처리 장치(100), A개의 분산 어레이(200) 및 기지국 처리 장치(100)와 분산 어레이(200)을 연결하는 링크(250)를 포함하고, 분산 어레이(200)에 포함된 기지국 안테나의 총 개수는 M이다. 기지국에서 동시에 서비스를 제공할 수 있는 단말의 최대 개수는 K이고, 현재 서비스를 제공 받는 단말의 개수는 K_S이다(K_S≤K).

한 실시예에 따른 기지국 처리 장치(100)는, A/D 변환부(110), 신호 분리부(120), 채널 추정부(channel estimator)(130), 그리고 수신 빔형성부(reception beamformer) (140)를 포함하고, 송신 신호 조합부(150), 송신 빔형성부(transmission beamformer)(160), D/A 변환부(170) 및 RF 체인(180)을 포함한다. 기지국 처리 장치(100)에 포함된 각 구성요소의 기능은 아래에서 상세히 설명한다.

도 5는 한 실시예에 따른 DAMMS의 송신 단말을 나타낸 개략도이고, 도 6은 한 실시예에 따른 단말 송신 신호의 프레임 포맷을 나타낸 도면이다.

한 실시예에서, 송신 단말은 상향링크를 통해 기지국으로 단말 송신 신호를 전송한다. 도 5를 참조하면, 단말 k의 단말 송신 신호(x_U,k)는 데이터 신호(d_U,k) 및 파일럿 신호(p_U,k)를 포함한다.

도 6을 참조하면, 단말 송신 신호의 프레임의 길이는 심볼 L_F개이고, L_U개의 파일럿 심볼 및 L_F-L_U개의 데이터 심볼을 포함한다. 즉, 상향링크 파일럿 신호의 시퀀스는 L_U개의 심볼로 구성될 수 있다. 이때, 하나의 셀에는 최대 L_U개의 서로 직교하는(orthogonal) 파일럿 신호가 존재할 수 있다. 따라서, 하나의 기지국이 동시에 서비스를 제공할 수 있는 단말의 개수는 L_U개이다. 이때, k번째 상향링크 파일럿 신호의 시퀀스는 아래 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.

수학식 1에서 k는 파일럿 신호의 식별자(identification, ID)가 될 수 있다. 서로 다른 파일럿 신호의 시퀀스는 직교하므로, 아래 수학식 2와 같은 관계가 성립할 수 있다.

한편, 심볼 구간 n에서 K개의 단말을 통해 전송되는 단말 송신 신호의 송신 신호 벡터는 아래 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.

그리고, 데이터 신호가 전송되는 데이터 전송 구간의 심볼 n에서의 데이터 신호 벡터는 아래 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.

수학식 4에서 d_U,k는 단말 k의 송신 데이터 신호이다. K개의 단말은 동일한 무선 자원을 이용하여 파일럿 신호 및 데이터 신호를 하나의 M개의 기지국 안테나로 전송할 수 있다. 이때, M개의 기지국 안테나는 A개의 어레이(200)에 포함되며, A개의 어레이(200) 중 a번째 어레이에 포함된 기지국 안테나의 개수는 M_a이다. 즉, 각 어레이(200)에 포함된 기지국 안테나의 개수는 서로 다를 수 있다. 따라서, 기지국 안테나의 총 개수 M은 아래 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.

한편, K개의 단말과 M개의 기지국 안테나 사이의 M×K 상향링크 무선채널은 아래 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.

수학식 6에서, g _a,k는 어레이 a와 단말 k 사이의 상향 링크 채널이다. 그리고 하나의 단말에 대한 무선채널 매트릭스 G는 아래 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.

수학식 7에서, g _k는 단말 k와 기지국 안테나 사이의 M×1 채널이며, 아래 수학식 8과 같이 표현될 수 있다.

도 4를 참조하면, 한 실시예에 따른 어레이(200)는 K개의 단말로부터 수신된 신호의 합으로 표현될 수 있는 수신 신호(아날로그)

를 출력할 수 있다. 이때

의 바(bar)는 신호가 아날로그임을 표시한다. 어레이(200)에서 출력되는 전체 상향링크 신호는 아래 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.

이후 어레이(200)에서 수신된 상향링크 신호는, 링크(250)를 통해 A/D 변환부(110)로 전달된다. 이때, 링크(250)가 RoF(radio over fiber) 등의 유선 링크 기술로 구현되는 경우, 링크(250)는 어레이(200)로부터 입력된 RF 아날로그 신호를 광신호로 변환하여 무선 주파수(radio frequency) 광케이블을 통해 전송하고, 전송된 광신호를 RF 아날로그 신호로 변환하여 RF 체인(180)으로 전달할 수 있다. 즉, 한 실시예에 따른 링크(250)는 어레이(200)로부터 전달된 RF 아날로그 신호를 기지국 처리 장치(100)로 전달할 수 있다. 따라서 어레이(200)는 수신된 RF 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 구성을 포함하지 않는다. 다른 실시예에서 링크(250)는 무선 링크 기술로 구현될 수 있다.

이후, RF 체인(180)은 링크(250)로부터 전달된 RF 아날로그 신호를 기저대역 아날로그 신호로 변환하고, 변환된 기저대역 아날로그 신호를 A/D 변환부(110)로 전달한다.

이후, A/D 변환부(110)는, 입력된 기저대역 아날로그 신호

를 디지털 신호

로 변환한다. 이때 A/D 변환부(110)에서 출력된 디지털 신호

는 아래 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.

수학식 10에서, r _a 는 어레이 a로 수신된 디지털 신호를 말한다. 디지털 신호 r은 파일럿 신호 및 데이터 신호를 포함하고, 두 신호는 각각 독립된 전송 공간에 위치할 수 있다. 이후 신호 분리부(120)는 디지털 신호 r로부터 파일럿 신호 매트릭스 p 및 데이터 신호 벡터 m을 분리할 수 있다. 파일럿 신호 매트릭스(M×K 매트릭스)는 아래 수학식 11같이 표현될 수 있다.

수학식 11에서, p _a,k-는 어레이 a를 통하여 수신된 단말 k의 M_a×1 파일럿 신호 벡터이다. 그리고, 파일럿 신호 매트릭스는 아래 수학식 12와 같이 표현될 수 있다.

수학식 12에서,p _k는 단말 k와 기지국 안테나 사이의 M×1 파일럿 신호 벡터이다. 그리고, 단말 k와 기지국 안테나 사이의 파일럿 신호 벡터는 아래 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.

이후, 채널 추정부(130)는 입력된 파일럿 신호 매트릭스 P를 이용하여 M×K 무선채널 G을 추정하여, 추정된 추정 채널 매트릭스

를 생성한다.

그리고, 파일럿 심볼 구간에서 어레이 a를 통하여 수신된 단말 k의 파일럿 신호는 아래 수학식 14와 같이 표현될 수 있다.

수학식 14에서, n _a,k(n)는 단말 k와 어레이 a사이의 M_a×1 잡음 행렬을 나타낸다. 그리고, 프레임 f(n=fL_F+L_U)에서 채널 추정은 아래 수학식 15와 같이 수행될 수 있다.

이후, 수신 빔형성부(140)는 데이터 수신신호 m 및 추정된 추정 채널 매트릭스

를 바탕으로 각 단말로부터 수신된 데이터 신호를 복원한다.

도 7은 한 실시예에 따른 기지국 처리 장치의 수신 빔형성부를 나타내고, 도 8은 한 실시예에 따른 기지국 처리 장치의 신호 수신 방법을 나타낸다.

도 7 및 도 8을 참조하면, 한 실시예에 따른 기지국 처리 장치(100)의 수신 빔형성부(140)는, 각 단말 별로 독립적으로 수신 빔형성을 수행한다. 수신 빔형성부(140)는, 어레이 선택부(141), 수신전력 조절부(142) 및 선택적 빔형성부(143)를 포함한다.

먼저, 어레이 선택부(141)는 추정된 채널 벡터

을 바탕으로, 기지국 처리 장치(100)에 연결된 복수의 어레이(200) 중 적어도 하나의 어레이를 선택한다(S801). 어레이 a와 단말 k사이의 상향링크 어레이에 대한 선택 인덱스는 아래 수학식 16과 같이 표현될 수 있다.

수학식 16에서, T_U는 상향채널의 품질 임계값을 나타낸다. 즉, 단말 k의 하나의 어레이에 대한 선택 인덱스는 어레이 a와 단말 k 사이의 상향링크 채널의 품질 임계값과 추정된 채널 벡터의 크기 비교를 바탕으로 결정될 수 있다. 그리고, 단말 k의 상향링크 어레이에 대한 선택 인덱스 벡터는 아래 수학식 17과 같이 표현될 수 있다.

한편, 수신 빔형성 알고리즘으로서, 최대비결합(maximal ratio combining, MRC), 최소평균제곱오차(minimum mean squared error, MMSE), 제로 포싱(zero forcing, ZF) 등이 있다. MMSE 및 ZF에는 매트릭스의 역변환(matrix inversion)이 요구되므로 안테나 수(M)가 증가하면 복잡도도 지수적으로 증가할 수 있다. 순시(instantaneous) 신호대잡음비(signal to noise ratio, SNR)를 극대화 시키는 최적 빔형성(optimal beamforming) 방법에 해당하는 MRC는 매트릭스의 역변환을 요구하지 않으며, 복잡도가 상대적으로 낮다. 본 기재에서는 수신 빔형성 기술로서 MRC 방법을 이용하여 수신 빔을 형성한다.

선택적 빔형성부(143)는, 상향링크 어레이에 대한 선택 인덱스를 이용하여 수신 빔형성을 수행한다(S802). 이때, 선택적 빔형성부(143)는 MRC 방법을 이용하여 수신 빔형성을 수행할 수 있다. 예를 들어, 어레이 a와 단말 k와 사이의 상향링크 채널이 좋으면(i_U,a,k=1) 데이터 신호에 대한 MRC 빔형성에 어레이 a를 통해 수신된 신호를 포함시키고, 상향링크 채널의 품질 나쁘면(i_U,a,k=0) 데이터 신호에 대한 MRC 빔형성에 어레이 a를 통해 수신된 신호를 포함시키지 않는다. 단말 k와 어레이 a 사이의 채널(g _a,k)이 열악하면, 단말에서 송신된 데이터(d_U,k)의 MRC를 통한 복원에, 어레이 a를 통해 수신된 신호가 큰 기여를 하지 못하기 때문이다. 높은 주파수 대역에서는 스캐터링이 적고 장애물에 의한 투과 손실이 크므로, NLoS 채널의 품질이 매우 낮다. 특히, 밀리미터 웨이브 대역에서는 이러한 현상이 뚜렷하게 나타날 수 있다. 채널품질이 열악한 어레이는 MRC 수행에 대한 기여도가 적고, 추정 채널의 품질 역시 열악하므로 성능을 악화시킬 수도 있기 때문이다.

도 3을 참조하면, LoS 및 NLoS에 대한 상향채널 품질 임계값(T_U)를 구분하는 경우, 단말은 제1, 5, 9, 15, 18 및 19 어레이와 LoS 채널을 확보할 수 있다. 따라서, 선택적 MRC 빔형성이 적용되는 경우, 단말에서 송신된 신호의 복원을 위해 24개의 어레이 중에서 6개의 어레이만 MRC 수행에 기여할 수 있다. 하나의 어레이를 하나의 요소 셀(element cell)로 간주하면, 제1, 5, 9, 15, 18 및 19 어레이의 요소 셀 6개가 협력하여 단말을 위한 가상 셀(virtual cell)을 형성할 수 있다. 한 실시예에서 각 단말마다 가상 셀을 형성하는 어레이가 다를 수 있고, 선택적 MRC 빔형성은 단말 중심 가상 셀(UE-centric virtual cell)을 형성할 수 있다.

한 실시예에 따르면, 수신 빔형성부(140)로 입력되는 데이터 수신신호 m은 아래 수학식 18과 같다.

수학식 18에서, n _U는 M×1 상향링크 잡음이다. 데이터 수신신호는 아래 수학식 19와 같이 어레이 별로 표현될 수 있다.

수학식 19에서, m _a는 어레이 a를 통해 수신된 데이터 신호이다. 구체적으로, 어레이 a를 통해 수신된 데이터 수신신호 m _a는 아래 수학식 20과 같다.

수학식 20에서, n _u,a는 어레이 a로 수신된 상향링크 잡음이며, 아래 수학식 21과 같이 표현될 수 있다.

for m=1, ... , M_a

단말 k에 대한 어레이 a의 MRC 빔형성 가중치 벡터는 아래 수학식 22와 같다.

따라서, 단말 k에 대한 선택적 빔형성부(143)의 출력은 아래 수학식 23과 같이 표현될 수 있다.

수학식 23에서, C_U,k는 수신전력 조절부(142)에서 계산된 수신전력 계수이다. 단말 k에 대한 수신 빔형성 출력

은 단말 k가 송신한 데이터 신호의 추정 값이며, 추정된 데이터 신호는 아래 수학식 24와 같이 표현될 수 있다.

수학식 24에서,

이다.

채널 추정이 이상적으로 수행되고

이고, 기지국 안테나 수가 무한대인 경우, 각 단말의 공간 시그니처(spatial signature)는 점근적으로 직교(asymptotically orthogonal)할 수 있다. 즉, 채널 벡터 간의 관계는 아래 수학식 25와 같이 표현될 수 있다.

이 경우, 추정된 단말의 데이터 신호는 아래 수학식 26과 같이 표현될 수 있다.

수신전력 계수는

이 되도록 설정되고 따라서, 수신전력 계수는 아래 수학식 27과 같다.

그리고, 추정된 데이터 신호는 아래 수학식 28과 같이 표현될 수 있다.

이때,

이다. 그리고, 추정된 데이터 신호의 분산(variance)는 아래 수학식 29와 같다.

즉, 많은 어레이가 선택되고 선택된 어레이의 채널 품질이 좋을수록 C_U,k가 커지므로 데이터 신호의 추정이 정확하게 수행될 수 있다.

최종적으로, 단말 별로 추정된 데이터 신호는 복조 및 복호부로 전달된다.

도 9는 한 실시예에 따른 기지국의 송신 신호 조합부를 나타낸 개략도이고, 도 10은 한 실시예에 따른 기지국 송신 신호의 프레임 포맷을 나타낸 도면이다.

도 9를 참조하면, 기지국 처리 장치(100)의 송신 신호 조합부(150)는, 단말에게 전송할 데이터 신호 및 공통 파일럿 신호를 바탕으로 기지국 송신신호를 생성한다. 단말 k에 전송될 송신신호 x _D,k는 데이터 신호 d_D,k 및 공통 파일럿 신호 p_D를 포함한다. 심볼 구간 n에서 K개의 단말에게 전송될 기지국 송신신호 벡터는 아래 수학식 30과 같다.

도 10을 참조하면, FDD 하향링크에 대한 DAMMS 기지국 송신신호의 프레임 포맷에서 프레임의 길이는 상향링크와 동일하게 L_F 심볼이다. 그리고, 기지국 송신 신호의 프레임은 L_D개의 파일럿 심볼 및 L_F-L_D개의 데이터 심볼을 포함한다.

각 단말에 전달될 데이터 신호는 동일한 전송 구간을 이용하여 동시에 모든 단말에 송신된다. 데이터 전송 구간 심볼 n에서 K개의 단말에 전송되는 데이터 신호 벡터는 아래 수학식 31과 같다.

수학식 31에서, d_D,k(n)은 단말 k에게 전송될 데이터 신호이다. 하향링크에서 동일한 파일럿 신호는, 동일한 전송 구간을 통해 동시에 모든 단말에게 송신될 수 있다. 파일럿 전송 구간에 포함된 심볼 n에서, K개의 단말에 전송되는 K×1 하향링크 파일럿 신호는 아래 수학식 32와 같다.

수학식 32에서, p_D는 서비스 중인 모든 단말에 전송되는 공통 파일럿 신호이다.

한편, 한 실시예에 따른 기지국은 각 단말을 향하여 기지국 송신 신호를 전송하기 위하여 송신 빔형성을 수행한다. TDD 시스템에서는 채널 가역성이 보장되므로, 기지국은 상향링크를 이용하여 하향링크의 순시 채널(instantaneous channel)을 알 수 있다. 이 경우, 매시브 MIMO를 수행하기 위한 송신 빔형성 알고리즘으로서 최대비전송(maximal ratio transmission, MRT)가 보편적으로 사용될 수 있다.

하지만, FDD 시스템에서는 상하향 링크가 다른 주파수 대역을 사용하므로 두 링크의 순시 채널이 다르다. 즉, TDD 시스템과 다르게, FDD 시스템에서는 채널 가역성이 보장되지 않는다. FDD 시스템에서 기지국이 하향링크의 순시 채널 정보를 확보하기 위해, 기지국은 피드백 정보를 통해 채널 정보를 단말로부터 수신할 수 있다. 이 경우, 피드백을 위한 무선 자원이 소요되며, 시간 지연이 요구되므로, 고속 이동 통신 서비스는 제공되기 어렵다.

FDD 시스템에서, 상하향 링크의 순시 채널의 가역성은 보장되지 않으나, 공간 공분산 매트릭스(spatial covariance matrix)의 가역성을 보장할 수 있도록, 기지국 안테나가 사용될 수 있다. 본 기재에서, 기지국 안테나는 상하향 링크의 공간 공분산 매트릭스의 가역성을 보장할 수 있다고 가정된다. 또한, FDD 시스템에서 고속 이동 통신 서비스를 제공하기 위하여, 송신 빔형성 기술로서 공간 공분산 매트릭스의 가역성을 이용하는 블라인드 빔형성(blind beam-forming, BBF)이 사용될 수 있다. 최적 빔형성(Optimal beam-forming, OBF), 고유-빔형성(Eigen-Beamforming, EBF) 및 블라인드 빔포밍의 관계는 아래와 같다.

한 실시예에서, 단말 k의 수신 신호는 아래 수학식 33과 같다.

수학식 33에서, h _k는 기지국 안테나와 단말 k사이의 M×1하향링크 채널 벡터이고, w는 기지국의 송신 빔형성 가중치 벡터(weight vector)이며, x_D,k는 단말 k에 전송될 기지국 송신신호이며, n_D,k는 하향링크 가산성 백색 가우시안 잡음(additive white gaussian noise, AWGN)이다. 단말 k에서의 순시 수신 SNR은 아래 수학식 34와 같다.

수학식 34에서,

이다.

OBF의 가중치 벡터는 아래 수학식 35와 같이 순시 SNR을 최대화한다.

단말 k에 대한 OBF 가중치 벡터는 아래 수학식 36와 같다.

OBF가 단말의 순시 수신 SNR을 최대화하는 반면, EBF는 평균 수신 SNR을 최대화한다. 단말 k에서의 평균(mean) 수신 SNR은 아래 수학식 37과 같다.

수학식 37에서,

이며, 단말 k에 대한 하향채널 공간 공분산 매트릭스로 정의될 수 있다. 하향채널 공간 공분산 매트릭스는 아래 수학식 38과 같이 고유 분해(eigen-decomposition)가 가능하다.

수학식 38에서, E _D,k 및 A _D,k는 아래 수학식 39와 같다.

수학식 39에서,e _(D,k),1은 최대 고유벡터(maximum eigenvector)이고, λ_(D,k),1 는 최대 고유벡터에 상응하는 최대 고유값(maximum eigenvalue)이다.

한편, EBF의 가중치 벡터는 수학식 40과 같이 수신 평균 SNR을 최대화시킨다.

수학식 40에서, 단말 k에 대한 EBF의 가중치 벡터는 R _D,k의 최대 고유벡터이다. 즉, 수학식 41과 같이 표현될 수 있다.

EBF의 가중치 벡터를 계산하기 위해서 하향채널의 공간 공분산 매트릭스가 요구되므로, 기지국은 직접적으로 w _EBF,k를 계산할 수 없다. 따라서, 기지국이 EBF 송신 빔형성을 수행하기 위해서, 상향링크를 통한 피드백 정보가 기지국에 제공될 필요가 있다. 하지만, BBF에 따르면, 상하향 링크의 공간 공분산 매트릭스의 가역성을 이용하여 단말의 피드백 정보 없이 송신 빔형성이 수행될 수 있다.

단말 k에 대한 상향채널 공간 공분산 매트릭스는 아래 수학식 42와 같이 정의될 수 있다.

수학식 42에서, g _k는 단말 k와 기지국 안테나 사이의 상향채널 벡터이다. 상하향 채널의 공간 공분산 매트릭스의 가역성이 보장되는 경우, 아래 수학식 43과 같은 관계가 성립될 수 있다.

즉, FDD 시스템에서 상향채널의 공간 공분산 매트릭스는 하향채널의 공간 공분산 매트릭스로 대치될 수 있다. 따라서, 상하향링크의 공간 공분산 매트릭스의 최대 고유벡터는 수학식 44와 같이 동일하게 표현될 수 있다.

수학식 44에서, e _(U,k),1은 상향채널 공간 공분산 매트릭스 R _U,k의 최대 고유벡터이다. 단말 k에 대한 BBF의 가중치 벡터는 상향채널의 공간 공분산 매트릭스 및 아래 수학식 45를 바탕으로 획득될 수 있다.

사용하는 대역의 주파수가 높아지면, 스캐터링이 적어지고 채널 환경이 LoS 채널에 근접하게 된다. 이 경우, BBF 가중치 벡터는 아래 수학식 46과 같이 OBF 가중치 벡터에 근사될 수 있다.

도 11은 한 실시예에 따른 기지국 처리 장치의 송신 빔형성부를 나타낸 개념도이고, 도 12는 한 실시예에 따른 기지국 처리 장치의 신호 송신 방법을 나타낸 흐름도이다.

한 실시예에 따르면, 기지국 처리 장치(100)의 송신 빔형성부(160)는 단말 별로 독립적으로 송신 빔형성을 수행한다. 도 11을 참조하면, 송신 빔형성부(160)는, 하향링크 어레이 선택부(161), 선택적 BBF 빔형성부(162), 신호 조합부(163), 그리고 간섭잡음 및 송신전력 조절부(164)를 포함한다.

아래에서는 도 11 및 도 12을 이용하여 송신 빔형성부(160)가 선택적 BBF 빔형성을 수행하는 방법을 설명한다.

단말과 어레이 사이의 하향채널이 열악한 경우, 전송 성공률이 낮고 공간 상관 매트릭스(spatial correlation matrix)에 대한 추정 성능 역시 좋지 않으므로, 송신 빔이 다른 단말에 간섭을 주게 되고 다른 단말의 성능을 떨어뜨릴 수 있다. 따라서, 데이터 신호의 전송을 위한 송신 빔형성에서 단말과의 하향채널이 열악한 어레이는 배제된다. 또한, BBF 가중치 벡터를 계산하기 위해 요구되는 고유-분해의 계산량은 송신 안테나의 개수에 따라 지수적으로 증가할 수 있다. 따라서, 채널 품질이 좋은 LoS 혹은 LoS-dominant 채널만 선택하는 선택적 BBF는 전송효율을 높이고 시스템 복잡도를 감소시킬 수 있다. 더불어, 선택적 BBF 구조를 통해 하향링크에서도 단말 중심 가상 셀이 형성될 수 있다.

선택적 BBF 빔형성을 수행하기 위하여, 빔형성에 사용될 어레이가 단말 별로 선택될 수 있다. FDD 시스템의 기지국은, 피드백 정보 없이 어레이의 하향 채널 품질을 직접적으로 평가할 수 없다. 그러나, 양방향 링크의 공간 공분산 매트릭스의 가역성이 보장되는 경우, 기지국은 상향링크의 공간 공분산 매트릭스를 이용하여 간접적으로 하향링크의 채널 품질을 평가하고 어레이 선택 여부를 결정할 수 있다.

먼저, 단말 k와 어레이 a사이의 상하향 채널의 공간 공분산 매트릭스가 아래 수학식 47과 같이 정의될 수 있다.

양방향 링크의 공간 공분산 매트릭스의 가역성이 보장되는 경우, 단말 k와 어레이 a사이의 상하향 채널의 공간 공분산 매트릭스는 아래 수학식 48과 같이 동일한 것으로 간주된다.

BBF 송신 빔형성에서, R _U,a,k의 최대 고유벡터 e _(U,a,k),1는 BBF 송신 빔의 방향을 나타내고 최대 고유벡터에 상응하는 최대 고유값 λ_(U,a,k),1은 송신 빔이 형성하는 채널의 평균 품질을 나타낼 수 있다.

한편, 기지국에서 공간 공분산 매트릭스를 추정하기 위하여 통계적 평균 (ensemble average)이 사용될 수 있다. 또는 실제 시스템의 구현에서 통계적 평균은 시간 평균으로 대치될 수 있다.

프레임 f(길이 n=fL_F+L_U)에서의 상향링크 채널 공간 공분산 매트릭스는 아래 수학식 49와 같이 추정될 수 있다(S1201).

수학식 49에서, F _C는 공간 공분산 매트릭스의 추정을 위한 프레임 수이다. 상향링크의 공간 공분산 매트릭스의 고유-분해는 추정된 상향채널 공간 공분산 매트릭스

를 바탕으로 아래 수학식 50과 같이 수행될 수 있다(S1202).

수학식 50에서,

및

는 아래 수학식 51과 같이 표현될 수 있다.

수학식 51에서,

은 최대 고유벡터이고,

는 최대 고유값이다.

이후, 어레이 a와 단말 안테나 k사이의 하향링크 어레이에 대한 어레이 선택 인덱스는 아래 수학식 52와 같이 결정될 수 있다.

수학식 52에서, T_D는 하향링크 채널의 품질 임계값이다. 최종적으로, 하향링크 어레이 선택부(161)는 아래 수학식 53과 같이 하향링크 어레이에 대한 어레이 선택 인덱스 벡터를 출력할 수 있다(S1203).

수학식 53에서,

이며, 단말 k에 대한 어레이 선택 인덱스 벡터이다. 이때, 상하향링크의 채널이 다르고 또한 선택 방식도 다르므로 각 단말에 대해 선택된 어레이도 다를 수 있다. 즉, 상하향링크에서 형성된 단말 중심 가상 셀의 모양이 달라질 수 있다.

이후, 선택적 BBF 빔형성은 어레이 선택 인덱스 벡터를 바탕으로 단말 별로 수행될 수 있다.

도 13은 한 실시예에 따른 기지국의 선택적 BBF 빔형성부를 나타낸 도면이다.

도 13을 참조하면, 선택적 BBF 빔형성부(162)는 파일럿 신호 조합부(162a), 송신 빔형성 가중치 벡터 계산부(162b) 및 빔형성부(162c)를 포함한다.

파일럿 신호 조합부(162a)는, 하향링크 어레이에 대한 어레이 선택 인덱스를 바탕으로 선택적 BBF를 수행하기 위해, 파일럿 신호의 신호 벡터를 조합한다. 단말 k에게 서비스를 제공하기 위하여 A개의 어레이 중에서

개의 어레이가 선택된 경우, 단말 k와 기지국 안테나 사이에서 조합된 파일럿 신호 벡터는 아래 수학식 54와 같다.

수학식 54에서, p _(a),k는, 선택된 a번째 어레이 및 단말 k 사이의

파일럿 신호 벡터이다. 그리고, 선택된 a번째 어레이의 안테나 수는 M _(a)이다.

예를 들어, 기지국 처리 장치가 5개의 어레이와 연결되어 있고, 단말 k에 대하여 제1, 3, 4 어레이가 선택된 경우, A=5,

이고, 하향링크 어레이에 대한 어레이 선택 인덱스 벡터는 아래 수학식 55와 같다.

그리고 이때, 단말 k에 대하여 조합된 파일럿 신호 벡터는 아래 수학식 56과 같다(S1204).

한 실시예에서, 선택적 BBF는 전체(full) BBF 또는 부분(partial) BBF로 동작할 수 있다. 전체 BBF로 동작하는 경우, 모든 어레이가 송신 빔형성에 포함되고, 단말 k와 기지국 안테나 사이의 파일럿 신호 벡터는 아래 수학식 57과 같다.

이때, 프레임 f(길이 n=fL_F+L_U)에서의 선택적 BBF를 위한 상향채널 공간 공분산 매트릭스는 아래 수학식 58과 같이 추정될 수 있다(S1205).

그리고, 추정된 공간 공분산 매트릭스는 아래 수학식 59와 같이 고유-분해될 수 있다.

수학식 59에서,

및

는 아래 수학식 60과 같이 표현될 수 있다.

수학식 60에서,

은 최대 고유벡터이고,

는 최대 고유값이다.

앞서 설명된 OBF, EBF 및 BBF는 하나의 단말이 존재한다고 가정하고, 송신 빔의 전력을 1(∥w∥=1)로 제한하였다. 네트워크에 복수의 단말이 존재하는 경우, 채널 품질이 좋은 단말에게 더 큰 송신 전력이 할당될 수 있다. 이때, 단말 k에 대한 선택적 BBF 가중치 벡터는 아래 수학식 61과 같이 표현될 수 있다(S1206).

단말 k에 대한 선택적 BBF 가중치 벡터는 아래 수학식 62와 같이

개의 어레이 별 가중치 벡터로 구성될 수 있다.

수학식 62에서, w _SB(a),k는 단말 k에 대해 선택된 a번째 어레이의 선택적 BBF의 가중치 벡터이다.

선택적 BBF 빔형성부(162)의 송신 빔형성 가중치 벡터 계산부(162b)는

개의 선택적 BBF 가중치 벡터를 조합함으로써, 모든 어레이(A개)에 대한 송신 빔형성 가중치 벡터를 계산할 수 있다. 송신 빔형성 가중치 벡터는 아래 수학식 63과 같다.

수학식 63에서, w _D,a,k는 어레이 a에 대한 송신 빔형성 가중치 벡터(BS-transmitted beamforming weight vector)이다. 어레이 a가 선택되지 않은 어레이인 경우, w _D,a,k는 0이 된다. 예를 들면, A=5인 기지국이 단말 k에 대하여 어레이 1, 3, 4 를 선택한 경우(즉,

), 송신 빔형성 가중치 벡터는 아래 수학식 64와 같다.

한편, 기지국 안테나 수가 유한하고 새롭게 서비스를 요구하는 단말이 기존에 서비스 되고 있는 단말과 근접한 경우, 사용자 간 간섭이 발생할 수 있다. 이때, 송신 빔형성부(160)의 간섭잡음 및 송신전력 조절부(164)는 서비스를 요구하는 단말의 추정된 송신 빔형성 가중치 벡터를 이용하여 이미 서비스 중인 기존의 다른 단말에 대한 간섭량을 점검하고, 서비스 허용 여부를 결정할 수 있다. 이때, 간섭잡음 및 송신전력 조절부(164)는 서비스 현황 벡터를 관리한다. 서비스 현황 벡터는 아래 수학식 65와 같이 표현될 수 있다.

수학식 64에서, i_s,k는 단말 k에 대한 서비스 현황 인덱스이다. 서비스 현황 인덱스는, 현재 서비스 중인 경우 1로 설정되고(i_s,k=1), 서비스 되고 있지 않은 경우 0으로 설정된다(i_s,k=0).

단말 k와 기존에 서비스 중인 단말과의 사용자간 송신 빔의 총 간섭량은 아래 수학식 66과 같다.

그리고, 단말 k에 대한 서비스 현황 인덱스는 아래 수학식 67과 같이 결정된다.

이때, T_w는 하나의 단말에 대한 간섭량의 임계값이다. 그리고 현재 서비스 중인 단말 수는 아래 수학식 68과 같다.

즉, 한 실시예에서, 선택적 BBF 빔형성부(162)는 현재 서비스 중인 단말 간의 간섭을 고려하여 송신 빔을 형성할 수 있다.

또한, 간섭잡음 점검 및 송신전력 조절부(164)는 아래 수학식 69와 같이 송신전력 계수 C_D를 결정할 수 있다.

따라서, 송신전력 계수가 고려된, 어레이 a를 통하여 단말 k에 전송될 빔형성 신호는 아래 수학식 70과 같다.

이후, 선택적 BBF 빔형성부(164)는 단말 k에 대한 M×1 송신 빔형성 신호 벡터를 아래 수학식 71과 같이 출력할 수 있다.

수학식 71에서, i_S,k=0 이면, s_D,k=0_M× ₁ 이다.

한 실시예에 따른 송신 빔형성부(160)의 신호 조합부(163)는, 어레이 별로 모든 단말로 전송될 송신 빔형성 신호를 합하여 어레이 별 송신신호를 출력할 수 있다(S1207). 즉, 어레이 a를 통하여 전송되는 송신신호는 아래 수학식 72와 같다.

최종적으로, 송신 빔형성부(160)의 출력신호는 수학식 73과 같다.

수학식 73에서, s는 디지털 어레이 송신신호이다.

도 4를 참조하면, D/A 변환부(170)는 디지털 어레이 송신신호 s를 기저대역 아날로그 어레이 송신신호로 변환하고, RF 체인(180)은 기저대역 아날로그 어레이 송신신호를 다시 RF 아날로그 어레이 송신신호

로 변환한다. RF 아날로그 어레이 송신신호

는 아래 수학식 74와 같다.

수학식 74에서,

는 어레이 a를 통하여 전송되는 RF 아날로그 어레이 송신신호이다. 이후, 링크(250)는 RF 아날로그 어레이 송신신호를 분산 어레이 안테나로 전달한다. 그리고, 분산 어레이 안테나는 전달된 아날로그 어레이 송신신호를 A개의 어레이에 포함된 M개의 기지국 안테나를 통하여 K개의 단말로 전송한다.

도 14는 한 실시예에 따른 DAMMS의 수신 단말을 나타낸 블록도이다.

도 14를 참조하면, 한 실시예에 따른 수신 단말(300)은, A/D 변환부(340), 신호 분리부(350), 위상 및 진폭 추정부(360), 그리고 데이터 신호 복원부(370)를 포함한다.

A/D 변환부(340)는 안테나를 통해 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 단말 k의 수신 디지털 신호는 아래 수학식 75와 같다.

수학식 75에서, h _k는 기지국과 단말 k사이의 하향채널 벡터이고, n_D,k는 하향링크의 AWGN이며, AWGN의 분산은

이다.

신호 분리부(350)는, 수신된 디지털 수신 신호에서 데이터 신호 m_D,k 및 파일럿 신호 p_D,k를 분리한다. 데이터 신호 m_D,k는 아래 수학식 76과 같다.

수학식 76에서,

는 수신 신호의 진폭이고,

는 수신 신호의 위상이며,

는 사용자간 수신신호 간섭잡음이다. 그리고, 하향링크 사용자간 송신 빔 간섭잡음이 아래 수학식 77과 같이 정의될 수 있다.

하향링크 사용자간 송신 빔 간섭잡음은 기지국의 간섭잡음 점검 기능에 의해 크기가 제한될 수 있다. 그러나, 하향링크 사용자간 송신 빔 간섭잡음의 크기의 제한으로 인해 사용자간 수신신호 간섭잡음의 크기가 직접적으로 제한되지 않을 수 있다.

앞에서 설명한 바와 같이, 스캐터링이 적어지고 LOS 채널에 근접하면, BBF 가중치 벡터는 OBF 가중치 벡터로 근사될 수 있다. 이 경우, 송신 선택적 BBF빔형성 가중치 벡터는 수학식 78과 같이 표현될 수 있다.

기지국 안테나 수가 증가하면 하향링크 사용자간 송신 빔 간섭잡음과 사용자간 수신신호 간섭잡음이'0'에 근접할 수 있다. 즉, 사용 주파수가 높아지고 기지국 안테나가 많아질수록 BBF 송신 빔형성의 성능이 향상될 수 있다.

단말로 수신되는 수신 신호의 진폭과 위상이

인 경우, 데이터 신호 m_D,k는 아래 수학식 79와 같다.

수학식 79에서, 단말 k에 대한 기지국 송신 데이터 신호(transmitted data signal) d_D,k가 복원되기 위해서는 수신 신호의 진폭과 위상

이 추정될 필요가 있다. 이때, 수신 신호의 진폭 및 위상 추정을 위해 하향링크 공통 파일럿 심볼이 사용될 수 있다. 신호 분리부(350)에서 분리된 파일럿 수신 신호는 아래 수학식 80과 같다.

수학식 80에서,

는 파일럿 신호의 사용자 간 간섭잡음이다.

그리고, 위상 및 진폭 추정부(360)는 프레임 f(길이 n=fL_F+L_D)에서의 진폭 및 위상의 추정을 아래 수학식 81과 같이 수행할 수 있다.

데이터 신호 복원부(370)는, 데이터 신호의 진폭 및 위상을 보상하여 아래 수학식 82와 같이 기지국 송신 데이터 신호를 복원한다.

이때, 진폭 및 위상 추정이 정확할수록 데이터 복원된 데이터 신호의 정확도가 높아진다. 진폭 및 위상 추정이 이상적일

경우, 복원된 기지국 송신 데이터 신호는 아래 수학식 83과 같다.

즉, 채널이 좋을수록 진폭이 크며, 상대적으로 간섭과 잡음의 영향은 적어진다. 최종적으로, 복원된 기지국 송신 데이터 신호가 복조 및 복호될 수 있다.

도 15는 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템을 나타낸 블록도이다.

도 15를 참조하면, 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템은, 기지국(1310)과 단말(1320)을 포함한다.

기지국(1310)은, 프로세서(processor)(1311), 메모리(memory)(1312), 그리고 무선 통신부(radio frequency unit, RF unit)(1313)를 포함한다. 메모리(1312)는 프로세서(1311)와 연결되어 프로세서(1311)를 구동하기 위한 다양한 정보 또는 프로세서(1311)에 의해 실행되는 적어도 하나의 프로그램을 저장할 수 있다. 무선 통신부(1313)는 프로세서(1311)와 연결되어 무선 신호를 송수신 할 수 있다. 프로세서(1311)는 본 기재의 실시예에서 제안한 기능, 과정, 또는 방법을 구현할 수 있다. 이때, 본 기재의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 무선 인터페이스 프로토콜 계층은 프로세서(1311)에 의해 구현될 수 있다. 일 실시예에 따른 기지국(1310)의 동작은 프로세서(1311)에 의해 구현될 수 있다.

단말(1320)은, 프로세서(1321), 메모리(1322), 그리고 무선 통신부(1323)를 포함한다. 메모리(1322)는 프로세서(1321)와 연결되어 프로세스(1321)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장할 수 있다. 무선 통신부(1323)는 프로세서(1321)와 연결되어 무선 신호를 송수신 할 수 있다. 프로세서(1321)는 본 기재의 실시예에서 제안한 기능, 단계, 또는 방법을 구현할 수 있다. 이때, 본 기재의 일 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 무선 인터페이스 프로토콜 계층은 프로세서(1321)에 의해 구현될 수 있다. 일 실시예에 따른 단말(1320)의 동작은 프로세서(1321)에 의해 구현될 수 있다.

본 기재의 실시예에서 메모리는 프로세서의 내부 또는 외부에 위치할 수 있고, 메모리는 이미 알려진 다양한 수단을 통해 프로세서와 연결될 수 있다. 메모리는 다양한 형태의 휘발성 또는 비휘발성 저장 매체이며, 예를 들어, 메모리는 읽기 전용 메모리(read-only memory, ROM) 또는 랜덤 액세스 메모리(random access memory, RAM)를 포함할 수 있다.

이상에서 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 권리범위에 속하는 것이다.

Claims

신호 송신 장치로서,
적어도 하나의 프로세서,
메모리, 그리고
무선 통신부
를 포함하고,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 메모리에 저장된 적어도 하나의 프로그램을 실행하여,
하향링크에 대해 가역성이 보장되는, 단말로부터 상기 신호 송신 장치와 연결된 복수의 어레이로 향하는 상향링크의 공간 공분산 매트릭스를 바탕으로, 상기 복수의 어레이 중 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계, 그리고
선택된 적어도 하나의 어레이를 통해 상기 단말로 전송될 송신 빔을 형성하는 단계
를 수행하고,
상기 복수의 어레이는 적어도 하나의 기지국 안테나를 각각 포함하는, 신호 송신 장치.
제1항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 선택하는 단계를 수행할 때,
상기 단말로 전송할 파일럿 신호를 바탕으로 상기 공간 공분산 매트릭스를 추정하는 단계,
추정된 공간 공분산 매트릭스를 바탕으로, 상기 적어도 하나의 어레이를 선택하기 위한 선택 인덱스를 결정하는 단계, 그리고
상기 선택 인덱스를 바탕으로 상기 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계
를 수행하는, 신호 송신 장치.
제2항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 선택 인덱스를 결정하는 단계를 수행할 때,
상기 공간 공분산 매트릭스에 대해 고유-분해를 수행하는 단계, 그리고
상기 고유-분해의 결과와, 상기 복수의 어레이로부터 상기 단말로 향하는 하향링크의 채널의 품질 임계값을 비교하여 상기 선택 인덱스를 결정하는 단계
를 수행하는, 신호 송신 장치.
제1항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 송신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때,
블라인드 빔형성(Blind Beam-Forming, BBF) 방법을 바탕으로 상기 송신 빔을 형성하는, 신호 송신 장치.
제4항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 BBF 방법을 바탕으로 상기 송신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때,
상기 공간 공분산 매트릭스에 대해 고유-분해를 수행하는 단계,
상기 고유-분해의 결과를 바탕으로 가중치 벡터를 계산하는 단계, 그리고
상기 가중치 벡터를 이용하여 상기 BBF 방법을 바탕으로 상기 송신 빔을 형성하는 단계
를 수행하는, 신호 송신 장치.
제5항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 가중치 벡터를 계산하는 단계를 수행할 때,
상기 고유 분해의 결과인, 상기 공간 공분산 매트릭스의 최대 고유벡터 및 최대 고유값을 바탕으로 상기 가중치 벡터를 계산하는 단계
를 수행하는, 신호 송신 장치.
제5항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 가중치 벡터를 이용하여 상기 BBF 방법을 바탕으로 상기 송신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때,
다른 단말에 대한 간섭량 및 송신전력 계수를 고려하여 상기 송신 빔을 형성하는 단계
를 수행하는, 신호 송신 장치.
제1항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 메모리에 저장된 적어도 하나의 프로그램을 실행하여,
상기 송신 빔을 RF 아날로그 신호로 변환하는 단계, 그리고
링크를 통해 상기 RF 아날로그 신호를 상기 선택된 적어도 하나의 어레이로 전달하는 단계
를 더 수행하는, 신호 송신 장치.
신호 송신 방법으로서,
하향링크에 대해 가역성이 보장되는, 단말로부터 상기 신호 송신 장치와 연결된 복수의 어레이로 향하는 상향링크의 공간 공분산 매트릭스를 바탕으로, 상기 복수의 어레이 중 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계, 그리고
선택된 적어도 하나의 어레이를 통해 상기 단말로 전송할 송신 빔을 형성하는 단계
를 포함하고,
상기 복수의 어레이는 적어도 하나의 기지국 안테나를 각각 포함하는, 신호 송신 방법.
제9항에서,
상기 선택하는 단계는,
상기 단말로 전송할 파일럿 신호를 바탕으로 상기 공간 공분산 매트릭스를 추정하는 단계,
추정된 공간 공분산 매트릭스를 바탕으로, 상기 적어도 하나의 어레이를 선택하기 위한 선택 인덱스를 결정하는 단계, 그리고
상기 선택 인덱스를 바탕으로 상기 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계
를 포함하는, 신호 송신 방법.
제10항에서,
상기 선택 인덱스를 결정하는 단계는,
상기 공간 공분산 매트릭스에 대해 고유-분해를 수행하는 단계, 그리고
상기 고유-분해의 결과와, 상기 복수의 어레이로부터 상기 단말로 향하는 하향링크의 채널의 품질 임계값을 비교하여 상기 선택 인덱스를 결정하는 단계
를 포함하는, 신호 송신 방법.
제9항에서,
상기 송신 빔을 형성하는 단계는,
블라인드 빔형성(Blind Beam-Forming, BBF) 방법을 바탕으로 상기 송신 빔을 형성하는 단계
를 포함하는, 신호 송신 방법.
제12항에서,
상기 BBF 방법을 바탕으로 상기 송신 빔을 형성하는 단계는,
상기 공간 공분산 매트릭스에 대해 고유-분해를 수행하는 단계,
상기 고유-분해의 결과를 바탕으로 가중치 벡터를 계산하는 단계, 그리고
상기 가중치 벡터를 이용하여 상기 BBF 방법을 바탕으로 상기 송신 빔을 형성하는 단계
를 포함하는, 신호 송신 방법.
제13항에서,
상기 가중치 벡터를 계산하는 단계는,
상기 고유 분해의 결과인, 상기 공간 공분산 매트릭스의 최대 고유벡터 및 최대 고유값을 바탕으로 상기 가중치 벡터를 계산하는 단계
를 포함하는, 신호 송신 방법.
제13항에서,
상기 가중치 벡터를 이용하여 상기 BBF 방법을 바탕으로 상기 송신 빔을 형성하는 단계는,
다른 단말에 대한 간섭량 및 송신전력 계수를 고려하여 상기 송신 빔을 형성하는 단계
를 포함하는, 신호 송신 방법.
제9항에서,
상기 송신 빔을 RF 아날로그 신호로 변환하는 단계, 그리고
링크를 통해 상기 RF 아날로그 신호를 상기 선택된 적어도 하나의 어레이로 전달하는 단계
를 더 포함하는, 신호 송신 방법.
신호 수신 장치로서,
적어도 하나의 프로세서,
메모리, 그리고
무선 통신부
를 포함하고,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 메모리에 저장된 적어도 하나의 프로그램을 실행하여,
단말에서 상기 신호 수신 장치와 연결된 복수의 어레이로 향하는 상향링크의 채널에 대해 추정된 채널 벡터를 바탕으로, 상기 복수의 어레이 중 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계, 그리고
선택된 적어도 하나의 어레이를 통해 상기 단말로부터 수신된 데이터 신호를 바탕으로 수신 빔을 형성하는 단계
를 수행하고,
상기 복수의 어레이는 적어도 하나의 기지국 안테나를 포함하는, 신호 수신 장치.
제17항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 선택하는 단계를 수행할 때,
상기 추정된 채널 벡터 및 상기 상향링크의 채널의 품질 임계값을 비교하여 선택 인덱스를 결정하는 단계, 그리고
상기 선택 인덱스를 바탕으로 상기 적어도 하나의 어레이를 선택하는 단계
를 수행하는, 신호 수신 장치.
제17항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 수신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때,
최대비결합(maximal ratio combining, MRC) 방법을 바탕으로 상기 수신 빔을 형성하는, 신호 수신 장치.
제19항에서,
상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 MRC 방법을 바탕으로 상기 수신 빔을 형성하는 단계를 수행할 때,
빔형성 가중치 벡터 및 수신전력 계수를 이용하여 상기 MRC 방법을 바탕으로 상기 수신 빔을 형성하는, 신호 수신 장치.