[go: up one dir, main page]

KR20120059411A - 스위칭 전원 장치 및 스위칭 전원 장치를 갖는 화상 형성 장치 - Google Patents

스위칭 전원 장치 및 스위칭 전원 장치를 갖는 화상 형성 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20120059411A
KR20120059411A KR1020110125708A KR20110125708A KR20120059411A KR 20120059411 A KR20120059411 A KR 20120059411A KR 1020110125708 A KR1020110125708 A KR 1020110125708A KR 20110125708 A KR20110125708 A KR 20110125708A KR 20120059411 A KR20120059411 A KR 20120059411A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switching unit
unit
switching
voltage
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
KR1020110125708A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101403203B1 (ko
Inventor
다까유끼 후꾸따니
Original Assignee
캐논 가부시끼가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 캐논 가부시끼가이샤 filed Critical 캐논 가부시끼가이샤
Publication of KR20120059411A publication Critical patent/KR20120059411A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101403203B1 publication Critical patent/KR101403203B1/ko
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G03—PHOTOGRAPHY; CINEMATOGRAPHY; ANALOGOUS TECHNIQUES USING WAVES OTHER THAN OPTICAL WAVES; ELECTROGRAPHY; HOLOGRAPHY
    • G03G—ELECTROGRAPHY; ELECTROPHOTOGRAPHY; MAGNETOGRAPHY
    • G03G15/00—Apparatus for electrographic processes using a charge pattern
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Accessory Devices And Overall Control Thereof (AREA)
  • Control Or Security For Electrophotography (AREA)

Abstract

전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치는 전류 공진 컨덴서의 전압의 변화량에 따라 2개의 스위칭 소자의 온/오프 동작을 제어한다.

Description

스위칭 전원 장치 및 스위칭 전원 장치를 갖는 화상 형성 장치{SWITCHING POWER SUPPLY DEVICE AND IMAGE FORMING APPARATUS WITH SWITCHING POWER SUPPLY DEVICE}
본 발명은 전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는 스위칭 전원 장치가 과부하 상태인 경우 스위칭 소자에 관통 전류가 흐르는 것을 방지하는 스위칭 전원 장치에 관한 것이다.
종래의 전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치의 회로 구성을 도 6a에 도시한다. 도 6a를 참조하면, 전파 정류 회로(2)는, 상용 AC 전원(1)으로부터의 교류(AC) 전압을 정류하여, 전파 정류 회로(2)에 의해 정류된 전압을 평활 컨덴서(3)로 출력한다. 평활 컨덴서(3)는, 전파 정류 회로(2)로부터 출력되는 전파 정류된 전압을 평활화하여 직류(DC) 전압 Vdc를 출력한다.
평활 컨덴서(3)의 양단에는, 2개의 스위칭 소자인 상보적인 금속-산화물 반도체 전기장 효과 트랜지스터(MOSFET)(8 및 9)(이하, MOSFET(8)를 하이 사이드 FET(8)라 하고, MOSFET(9)를 로우 사이드 FET(9)라 함)로 이루어지는 직렬 회로가 접속되어 있다.
로우 사이드 FET(9)에는 병렬로 변압기(11)가 접속되어 있다. 변압기(11)의 1차 권선은 여자 인덕턴스(12)와 누설 인덕턴스(13)로 등가적으로 표시된다. 누설 인덕턴스(13)와 전류 공진 컨덴서(14)에 의해 직렬 공진 회로가 구성된다.
누설 인덕턴스(13)는 변압기(11)와는 별도로 구성될 수 있다. 전압 공진 컨덴서(10)가 로우 사이드 FET(9)에 병렬로 접속되어 있다.
변압기(11)의 2차 권선은 각각이 상이한 위상을 갖는 2개의 코일로 형성되며, 이 중 하나의 코일은 1차 권선과 동상 전압이 발생하도록 권취되고, 다른 하나의 코일은 1차 권선과는 역상 전압이 발생하도록 권취되어 있다. 변압기(11)의 2차 권선에는, 다이오드(15A), 다이오드(15B) 및 평활 컨덴서(16)로 이루어지는 정류 평활 회로와 부하 저항(17)(접속되는 부하를 나타냄)이 접속되어 있다.
이 정류 평활 회로는, 변압기(11)의 2차 권선에 유도된 전압(온/오프 제어된 펄스 전압)을 전파 정류 및 평활화하여 DC 출력 전압 Vout을 부하 저항(17)으로 출력한다.
DC 출력 전압 Vout은, 션트 레귤레이터(19) 내의 오차 증폭기로 입력된다. 오차 증폭기는 Vout과 기준 전압을 비교하고, 검출된 오차의 값에 따른 오차 신호를 포토-커플러(21)에 공급한다. 포토-커플러(21)는 1차 권선과 2차 권선 사이의 절연을 유지한 상태에서, 오차 신호를 2차 권선으로부터 1차 권선으로 피드백한다. 저항(20)은, 포토-커플러(21)의 발광 소자인 발광 다이오드(LED)에 공급되는 전류를 제한하기 위해서 삽입된 제한 저항이다.
제어 회로(7)는, 포토-커플러(21)의 수광 소자인 포토 트랜지스터를 흐르는 전류값에 따라서, 제어 회로(7)에 내장된 발진기(도시되지 않음)의 발진 주파수를 변경한다. 발진기의 발진 주파수가 변경되는 경우, 하이 사이드 FET(8)와 로우 사이드 FET(9)의 스위칭 주파수가 변경되어, 1차 권선으로부터 2차 권선으로 전송되는 에너지량도 변경된다.
그 결과, 2차 권선으로부터 출력되는 DC 출력 전압 Vout의 값이 가변 제어된다. 제어 회로(7)는 하이 사이드 FET(8)와 로우 사이드 FET(9)의 각 게이트 단자에 전압을 인가하지 않는 기간(데드 타임)을 제공하여, 전압을 제어하고, FET(8 및 9) 양자가 동시에 온 되는 것을 억제하면서, 이들 양자를 교대로 온/오프 하도록 제어한다.
이러한 전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치에 있어서, 제어 회로(7)는, 2차 권선으로부터의 DC 출력 전압 Vout이 저하함에 따라 스위칭 주파수가 감소하도록 제어한다. 이에 의해, 2차 권선에 전송되는 에너지량이 증가한다. 반대로, 2차 권선의 DC 출력 전압 Vout이 상승할 때는, 제어 회로(7)는 스위칭 주파수를 증가하도록 제어하여 2차 권선에 전송되는 에너지량을 감소시킨다.
도 6b는, 도 6a에 있어서의 변압기의 1차 권선 측의 공진 회로 유닛의 상세를 나타내고 있다. 도 6b에 도시된 바와 같이, 하이 사이드 FET(8)는 기생 다이오드(또는, 보디 다이오드)(D1)를 포함하고, 로우 사이드 FET(9)는 기생 다이오드(또는, 보디 다이오드)(D2)를 포함한다.
도 7a는 도 6b의 회로의 동작 파형을 나타낸 것이다. 도 7a 및 도 7b에 있어서, 부호 VQ1gs는 하이 사이드 FET(8)를 구동하는 게이트 신호를 나타내고, 부호 VQ2gs는 로우 사이드 FET(9)를 구동하는 게이트 신호를 나타내며, 부호 IQ1은 하이 사이드 FET(8)에 흐르는 전류를 나타내고, 부호 IQ2는 로우 사이드 FET(9)에 흐르는 전류를 나타내며, 부호 Ires는 공진 회로에 흐르는 전류를 나타내고, 그리고 부호 Vcr은 전류 공진 컨덴서(14)의 양단 사이의 전압을 나타내고 있다.
우선, 입력 전압 및 부하 전류가 안정된 상태(정상 시)의 회로 동작이 도 7a를 이용하여 설명한다. 하이 사이드 FET(8)가 온이고, 로우 사이드 FET(9)가 오프인 기간 A에 있어서, 전류는 하이 사이드 FET(8)로부터 누설 인덕턴스(13)를 거쳐 전류 공진 컨덴서(14)로 흐른다.
변압기(11)의 1차 권선의 여자 인덕턴스(12)와 누설 인덕턴스(13)를 통해서 전류 공진 컨덴서(14)에 에너지가 축적되고, 이에 따라 전류 공진 컨덴서(14)의 양단 사이에 인가되는 전압이 상승한다.
다음으로, 하이 사이드 FET(8) 및 로우 사이드 FET(9) 양자 모두 오프되어 있는 데드 타임의 기간 B에 있어서, 전류는 로우 사이드 FET(9)의 보디 다이오드 D2로부터 누설 인덕턴스(13)를 거쳐 전류 공진 컨덴서(14)로 흐른다.
보디 다이오드 D2에 전류가 흐르고 있는 상태에서, 로우 사이드 FET(9)를 온 함으로써, 제로-전압 스위칭(이하, ZVS라 함)을 실현한다.
다음으로, 하이 사이드 FET(8)가 오프이고, 로우 사이드 FET(9)가 온인 기간 C에 있어서, 전류 공진 컨덴서(14)에의 충전이 계속되고, 누설 인덕턴스(13)에 축적된 에너지의 방전이 종료되면, 공진 전류의 방향이 변경되어, 전류는 전류 공진 컨덴서(14)로부터 누설 인덕턴스(13)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)로 흐른다. 이때, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압은 하강한다.
다음으로, 데드 타임의 기간 D(기간 B와 마찬가지로, FET(8 및 9) 양자 모두가 오프인 기간)에 있어서, 전류는 전류 공진 컨덴서(14)로부터 누설 인덕턴스(13)를 거쳐 보디 다이오드 D1로 흐른다. 보디 다이오드 D1에 전류가 흐르고 있는 상태에서, 하이 사이드 FET(8)를 온 함으로써 ZVS를 실현한다.
전술한 바와 같이, 안정(정상) 동작 시에서는, 누설 인덕턴스(13)와 전류 공진 컨덴서(14)가 공진 동작을 행하여 FET(8 및 9)의 스위칭 주파수를 가변 제어한다. 이로써, 변압기(11)의 1차 권선에 인가되는 전압을 변화시켜, 2차 권선에 전송되는 에너지를 가변 제어한다.
다음으로, 전압이 변경된 후에 낮은 입력 전압 및 큰 부하 전류하에서의 동작에 대해서 설명한다. 종래의 전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치에서는, 공진 회로에 입력되는 전압 Vdc가 낮고 부하 저항(17)의 저항이 작은 경우(부하 전류가 큼), 공진 회로의 구동 주파수가 공진 회로의 공진 주파수를 크게 하회한다.
이때, 하이 사이드 FET(8)와 로우 사이드 FET(9)의 보디 다이오드 D1과 D2를 경유해서 흐르는 관통 전류가 발생하여, 하이 사이드 FET(8)와 로우 사이드 FET(9)에 손상을 준다. 관통 전류의 크기에 따라 FET가 파손될 가능성도 있다.
다음으로, 이 관통 전류가 발생할 때의 동작 파형에 대해서 도 7b에 도시한다. 도 7b의 E점에서는, 하이 사이드 FET(8)가 온이고, 로우 사이드 FET(9)가 오프로 가정한다. 이때, 전류는 하이 사이드 FET(8)로부터 누설 인덕턴스(13)를 거쳐 전류 공진 컨덴서(14)로 흐르고, 결과적으로 전류 공진 컨덴서(14)의 전압은 서서히 상승한다.
다음으로, 제어 회로(7)는 포토-커플러(21)에 의해 피드백된 2차 권선으로부터의 정보에 따라서, F점에서 하이 사이드 FET(8)를 오프시키고, 로우 사이드 FET(9)를 오프로 유지한다. 제어 회로(7)는 공진 회로의 공진 주파수보다도 낮은 주파수에서 FET(8, 9)를 구동하기 때문에, 기간 F 내지 G에서 누설 인덕턴스(13)에 축적된 에너지의 방전이 종료되고, 그 후 공진 전류의 방향이 변경된다.
이때, 전류는 전류 공진 컨덴서(14)로부터 누설 인덕턴스(13)를 거쳐 하이 사이드 FET(8)의 보디 다이오드 D1로 흐른다. 이 데드 타임의 기간(F 내지 G)을 거친 후, G점에서 로우 사이드 FET(9)를 온 시킨다. 전류는 계속해서 전류 공진 컨덴서(14)로부터 누설 인덕턴스(13)를 거쳐 하이 사이드 FET(8)의 보디 다이오드 D1로 흐르고 있다.
그 때문에, G점에서 로우 사이드 FET(9)를 온 하면, 보디 다이오드 D1 내의 캐리어가 소멸할 때까지의 기간에서, 보디 다이오드 D1(역회복)에서 로우 사이드 FET(9)로의 경로에서 전원 Vdc와 그라운드를 단락한 관통 전류가 흐른다.
이 관통 전류는 단위 시간 당의 변화량(기울기)이 크다. 즉, 순간적으로 과도한 전류가 흐르게 된다. 그 때문에, FET(8 및 9)의 기생 트랜지스터가 온 되어, FET(8 및 9)에 과도한 부하가 부여되고, 경우에 따라서는 FET가 파괴될 수도 있다.
이 관통 전류가 흐르는 문제를 해결하는 방법이 일본 특허공개공보 제2005-198457호에 제안되어 있다. 일본 특허공개공보 제2005-198457호에 따른 전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치는, 스위칭 소자(FET)의 보디 다이오드에 흐르는 전류를 검출하고, 보디 다이오드에 전류가 흐르는 기간에 스위칭 소자가 온 또는 오프 되지 않도록 제어한다.
다른 해결 방법으로서, 일본 특허공개공보 제2007-006614호에 따르면, 스위칭 소자인 FET의 드레인과 소스 사이에 인가되는 전압을 검출함으로써 공진 전류의 방향을 검출하여, FET의 오프 기간을 유지하도록 하여 스위칭 동작을 제어하고 있다.
그러나, 일본 특허공개공보 제2005-198457호에 따른 스위칭 전원 장치에서는, 보디 다이오드에 전류가 흐르고 있는 기간에는 FET의 스위칭 상태를 유지한다. 그 때문에, FET가 과부하 상태로 되면, 다이오드의 전류가 흐르지 않게 될 때까지는, 하이 사이드 FET와 로우 사이드 FET가 계속해서 오프인 상태가 되어 출력 전압이 저하하게 된다. 이러한 상태에서, 부하의 상태가 변동했을 때에 충분한 출력이 얻어지지 않는다.
일본 특허공개공보 제2007-006614호에 개시된 스위칭 전원 장치에서는, FET를 오프 한 후에, FET의 스위칭 후의 링잉(ringing)에 의해 FET의 드레인과 소스 사이에 인가되는 전압이 불안정한 기간이 발생하게 된다. 그 때문에, 전압이 불안정한 기간에는 검지한 전압의 정밀도가 높지 않고, 따라서 공진 전류의 방향을 정확하게 파악할 수 없는 경우가 있다.
본 발명은, 부하 변동이 발생하더라도, 공진 전류를 정확하게 검지하여 관통 전류의 흐름을 방지하고, 안정된 출력 전압을 보장하도록 구성된 전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치에 관한 것이다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 스위칭 전원 장치는, 변압기와, 제1 스위칭 유닛과 제2 스위칭 유닛이 직렬로 접속된 스위칭 유닛과, 각각 스위칭 유닛으로서 기능하도록 구성된 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛 사이에 접속된 상기 변압기의 1차 권선과, 상기 1차 권선과 상기 제2 스위칭 유닛 사이에 접속된 용량 소자와, 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛을 교대로 구동하도록 구성된 제어 유닛을 포함하고, 상기 제어 유닛은, 상기 용량 소자의 전압의 변화량을 검지하고, 검지 결과에 따라서 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛의 구동을 제어한다.
본 발명의 다른 태양에 따르면, 화상 담지 부재에 화상을 형성하도록 구성된 화상 형성 유닛을 구비한 화상 형성 장치는, 상기 화상 형성 유닛에 의한 화상 형성 동작을 제어하도록 구성된 제어 유닛과, 상기 화상 형성 유닛을 구동하도록 구성된 구동 유닛과, 상기 제어 유닛 또는 상기 구동 유닛에 전력을 공급하도록 구성된 스위칭 전원을 포함하고, 상기 스위칭 전원은, 변압기와, 제1 스위칭 유닛과 제2 스위칭 유닛이 직렬로 접속된 스위칭 유닛과, 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛 사이에 접속된 상기 변압기의 1차 권선과, 상기 1차 권선과 상기 제2 스위칭 유닛 사이에 접속된 용량 소자와, 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛을 교대로 구동하도록 구성된 제어 유닛을 포함하고, 상기 제어 유닛은, 상기 용량 소자의 전압의 변화량을 검지하고, 검지 결과에 따라서 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛의 구동을 제어한다.
본 발명의 추가적인 특징 및 태양은, 첨부된 도면을 참조하여 예시적인 실시예에 대한 이하의 상세한 설명으로부터 명백하게 될 것이다.
명세서에 포함되어 그 일부를 구성하는 첨부 도면은 본 발명의 예시적인 실시예, 특징 및 태양을 도시하며, 발명의 상세한 설명과 함께 본 발명의 원리를 설명하는 역할을 한다.
도 1a 및 도 1b는 본 발명의 예시적인 제1 실시예에 따른 전원 회로의 회로도.
도 2는 본 발명의 예시적인 제1 실시예에 따른 전원 회로의 동작 파형을 나타내는 도면.
도 3은 본 발명의 예시적인 제2 실시예에 따른 전원 회로의 회로도.
도 4는 본 발명의 예시적인 제2 실시예에 따른 전원 회로의 동작 파형을 나타내는 도면.
도 5는 본 발명의 예시적인 제2 실시예에 따른 전원 회로의 회로도.
도 6a 및 도 6b는 종래의 전원 회로의 회로도.
도 7a 및 도 7b는 종래의 회로의 동작 파형을 나타내는 도면.
도 8a 및 도 8b는 본 발명에 따른 전원 회로의 적용예를 도시하는 도면.
본 발명의 다양한 예시적인 실시예, 특징 및 태양이 도면을 참조하여 이하 상세하게 설명된다.
이하에 설명되는 실시예는 본 발명의 일례일 뿐, 본 발명의 기술적 범위를 이들 예시적인 실시예에 한정하는 것은 아니다.
전술한 과제를 해결하기 위한 본 발명의 구체적인 구성에 대해서, 이하 예시적인 실시예를 사용하여 설명한다.
예시적인 제1 실시예에 따른 전류 공진 방식의 전원 장치를 설명한다. 도 1a는 하프-브리지형 전류 공진 방식의 전원 장치를 도시한다. 도 1a를 참고하면, 상용 AC 전원(1)으로부터의 전류가 전파 정류 회로(2)에 의해 정류되어, 평활 컨덴서(3)로 출력된다.
평활 컨덴서(3)는 전파 정류 전압을 평활화하여 DC 출력 전압 Vdc를 얻는다. 제어 회로(7)는 포토-커플러(21)에 의해 입력된 신호에 따라서, 제1 스위칭 유닛으로서의 MOSFET(8)과 제2 스위칭 유닛으로서의 MOSFET(9)를 구동하기 위한 구동 주파수를 제어한다.
전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치에서는, 이들 2개의 스위칭 소자를 직렬로 접속해서 변압기의 1차 권선에 흐르는 공진 전류의 방향을 제어한다. 이하, 하이 사이드 MOSFET(8) 및 로우 사이드 MOSFET(9)은 각각 하이 사이드 FET(8) 및 로우 사이드 FET(9), 또는 FET(8) 및 FET(9)라 한다.
이들 FET(8) 및 FET(9)는 교대로 온/오프 되도록 제어된다. 로우 사이드 FET(9)의 드레인 단자와 소스 단자에 전압 공진용 컨덴서(10)가 접속된다. 절연 변압기(11)가 1차 권선(여자 인덕턴스)(12)과 누설 인덕턴스(13)로 이루어지는 등가 회로로 나타내진다.
용량 소자로서의 전류 공진 컨덴서(14)가 누설 인덕턴스(13)와 직렬 접속되어서 직렬 공진 회로를 구성하고, 이 직렬 공진 회로가 소정의 공진 주파수에서 공진한다.
변압기의 2차 권선에 생기는 전압을 다이오드(15A, 15B)가 정류하고, 다이오드(15A, 15B)에 의해 정류된 전압을 컨덴서(16)가 평활화한다. 2차 권선은 부하 저항(출력 대상의 부하를 나타냄)(17)도 포함한다.
션트 레귤레이터(19)는 그 내부에 설정된 기준 전압과 2차 권선으로부터의 DC 출력 전압 Vdc를 비교하고, 기준 전압과 DC 출력 전압 Vdc 사이의 오차에 따른 전류를 출력한다. 포토-커플러(21)는 션트 레귤레이터(19)에 의해 출력된 오차에 따른 신호를 피드백 정보로서 1차 권선 측의 제어 회로(7)에 전달한다.
도 1b는 제어 회로(7)를 나타내는 블록도이다. 도 1b를 참조하면, 버퍼(35)는 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr을 타이머(43)의 출력에 따라 취득하고 이를 유지한다. 타이머(43)에 설정되는 값은, 전류 공진 컨덴서(14)와 변압기(11)의 누설 인덕턴스(13)에 기초하여 결정되는 충분히 짧은 값이 바람직하다.
버퍼(35)의 전압 값을 기억 유닛(36)이 저장하여, 1회 전에 취득한 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr이 유지된다. 차분 연산 유닛(37)은 버퍼(35)와 기억 유닛(36) 사이의 값의 차분을 연산한다. 비교기(39)는 차분 연산 유닛(37)의 출력 값 ΔVcr과 설정 유닛(38)의 임계값을 비교한다.
비교기(39)로부터의 출력 신호 VcrST는, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr의 변화량이 작아진 것(설정된 임계값 미만)을 검지해서 신호 논리가 변경된다. 설정 유닛(38)의 임계값은, 예시적인 제1 실시예의 구성에 따르면, Vcr의 변화가 작아진 것을 검지하도록 설정된다.
발진기(32)는 포토-커플러(21)의 피드백 정보에 따라 발진 주파수가 변화한다. 타이머 비교 유닛(42)은, 발진기(32)의 발진 주기와 주기 설정 유닛(40)의 설정값(미리 정해진 임계값)을 비교한다.
타이머 비교 유닛(42)은 발진 주기가 길어졌을 경우(설정값보다 커졌을 경우)에 하이-레벨 신호(이하, H 레벨이라고 함)를 출력하는 구성이다. H 레벨 신호를 출력했을 경우에 스위치(41)가 온 되어, VcrST가 게이트 드라이버(31)에 접속된다.
게이트 드라이버(31)에서, 발진기(32)의 출력에 기초하여 출력 유닛(46)에 의해, 하이 사이드 FET(8)와 로우 사이드 FET(9)의 게이트를 구동한다. 2개의 FET의 게이트의 구동 상태를 나타내는 GateST 신호(44)는 하이 사이드 FET(8)의 VQ1gs 신호의 하강에 동기해서 로우 레벨이 되고, 로우 사이드 FET(9)의 VQ2gs 신호의 하강에 동기해서 하이 레벨이 된다.
스위칭 판정 유닛(45)은 VcrST 신호와 GateST 신호의 상태를 감시하고, 주기 ST가 하이 레벨에 있고, VcrST 신호가 GateST 신호보다 빨리 전환되었을 경우에, 출력 유닛(46)의 출력을 강제적으로 전환한다.
다음에, 도 1a의 전원 회로의 동작을 도 2의 타이밍 차트를 참조하여 설명한다. 도 2의 타이밍 차트는 정상 상태로부터 부하 전류가 상승할 때까지의 신호의 상황을 나타내고 있다.
시각 J 이후, 부하 전류가 커지고, 그 후, 시각 M과 N 사이의 기간에 부하 전류가 최대에 도달하며, 시각 N에서 예시적인 제1 실시예의 특징적 동작을 행한다. 부호 VQ1gs 및 VQ2gs는, 각각 하이 사이드 FET(8) 및 로우 사이드 FET(9)의 게이트 구동 전압을 나타낸다. 부호 IQ1 및 IQ2는 각각 하이 사이드 FET(8) 및 로우 사이드 FET(9)의 드레인 전류를 나타낸다. 부호 Ires는 공진 회로에 흐르는 공진 전류를 나타내고, 부호 Vcr은 전류 공진 컨덴서(14)의 전압을 나타낸다.
부호 ΔVcr은 전류 공진 컨덴서(14)의 시간 당 전압 변화량을 나타낸다. 부호 VcrST는, ΔVcr과 전술한 임계값 사이의 비교 결과에 따라 반전되는 신호를 나타낸다. VcrST가 H 레벨로 전환되면, 이는 ΔVcr의 감소량이 작아진 것을 나타낸다.
VcrST가 로우 레벨(이하, L 레벨이라 함)로 전환되면, 이는 ΔVcr의 증가량이 작아진 것을 나타낸다. 제어 회로(7)는 전류 공진 컨덴서(14)의 단위 시간 당 전압 변화량 ΔVcr이 감소한 것을 검지함으로써, 공진 전류의 방향의 전환을 예측한다.
GateST는 하이 사이드 FET(8) 및 로우 사이드 FET(9)의 게이트 구동 전압의 하강에 동기해서 전환되는 신호이다. 주기 타이머 값(전술한 타이머(43)에 의해 계수됨)은, FET(8) 또는 FET(9)가 온 되어 있는 기간을 측정하여 얻어진다.
주기 타이머 값이 주기 설정값과 일치하면, 판정 유닛으로서의 타이머 비교 유닛(42)은 출력(주기 ST)을 H 레벨로 전환된다. 타이머(43)의 카운트 값은 FET(9) 또는 FET(8)가 오프 되면 리셋 된다.
제어 회로(7)는 게이트 강제 전환 신호를, GateST와 VcrST의 상태에 따라서 전환한다. 제어 회로(7)는 주기 ST가 H 레벨로 되면, 주파수가 소정 주파수보다 낮다고 판단한다. 이 상태에서, GateST의 논리가 전환되기 전에, VcrST의 논리가 전환되는 경우에, 제어 회로(7)는 게이트 강제 전환 신호를 H 레벨로 한다.
이하, 시계열로 회로 동작을 설명한다. 시각 I에서는, 제어 회로(7)는 하이 사이드 FET(8)를 오프로 하고, 로우 사이드 FET(9)를 온으로 한다. 제어 회로(7)는 포토-커플러(21)의 피드백 정보에 따라서, 시각 I로부터 시각 J의 기간에, 스위치의 상태(FET(8) 온, FET(9) 오프)를 유지한다.
시각 I로부터 시각 J의 기간에, 공진 회로에 흐르는 공진 전류는 2개의 상태 사이를 천이한다. 우선, 전류는 변압기(11)로부터 전류 공진 컨덴서(14)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압은 상승한다. 계속해서, 변압기(11)에 축적된 에너지가 방출되면, 공진 전류의 방향이 반전된다.
공진 전류는, 전류 공진 컨덴서(14)로부터 전압기(11)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 서서히 하강한다. 스위치의 상태(FET(8) 온, FET(9) 오프)가 유지되고 있는 동안, 타이머(43)(주기 타이머 값)는 카운트 업을 계속한다.
제어 회로(7)에 의해 결정된 로우 사이드 FET(9)의 온 시간이 경과하는 시각 J에서는, 제어 회로(7)는, 로우 사이드 FET(9)를 오프로 하여 시각 K까지 데드 타임을 형성한다. 또한, 주기 타이머의 카운트를 리셋한다. 시각 J로부터 시각 K까지의 기간에, 공진 전류는, 전류 공진 컨덴서(14)로부터 변압기(11)를 거쳐 하이 사이드 FET(8)의 보디 다이오드로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 계속해서 감소한다.
이 구간에서는, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr이 낮아지면, 공진 전류는 서서히 감소해 제로에 근접한다. 공진 전류가 감소하면, 전류 공진 컨덴서(14)의 전하 이동량이 감소하기 때문에, 전류 공진 컨덴서(14)의 단위 시간 당 전압 변화 ΔVcr이 작아진다.
제어 회로(7)는, ΔVcr의 값이 설정한 임계값 VcrH를 상회하면, VcrST를 H 레벨로 전환한다. 이 후, 제어 회로(7)는, 시각 K에서 하이 사이드 FET(8)를 온 한다. 이때, 하이 사이드 FET(8)의 보디 다이오드 D1에는 전류가 흐르고 있다. 이 상태에서 FET(8)를 온 하는 것으로, ZVS를 실현할 수 있다.
제어 회로(7)는, 포토-커플러(21)로부터의 피드백 정보에 따라서, 소정의 기간에, 전술된 스위칭 상태(FET(8) 온, FET(9) 오프)를 유지한다. 시각 I 내지 시각 J의 기간과 비교하면 부하 전류가 증가하여, 구동 주파수를 낮추기 때문에, 시각 I로부터 시각 J까지의 기간보다 시각 K로부터 시각 L까지의 기간에서 스위칭 상태의 유지 시간은 길어진다.
시각 K로부터 시각 L까지의 기간에, 전류는 2개의 상태를 천이한다. 우선, 공진 전류는 전류 공진 컨덴서(14)로부터 변압기(11)를 거쳐 하이 사이드 FET(8)로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 계속하여 감소한다. 전류 공진 컨덴서(14)에 축적된 에너지가 방출되면, 공진 전류의 방향이 반전되어, 공진 전류는, 하이 사이드 FET(9)로부터 변압기(11)를 거쳐 전류 공진 컨덴서(14)로 흐른다.
전류 공진 컨덴서(14)로 전류가 유입되기 때문에, 컨덴서의 전압 Vcr은 서서히 상승한다. 스위치의 상태(FET(8) 온, FET(9) 오프)가 유지되는 동안, 타이머(43)(주기 타이머 값)는 카운트 업을 계속한다.
제어 회로(7)에 의해 결정된 하이 사이드 FET(8)의 온 시간이 경과하는 시각 L에서, 제어 회로(7)는, 하이 사이드 FET(8)를 오프하여 시각 M까지 데드 타임을 형성한다. 타이머(43)의 카운트 값(주기 타이머 값)은 시각 L에서 리셋되기 전에, 설정한 값과 일치하며, 주기 ST는 H 레벨로 되고, 주기 ST가 소정 주기보다도 길어진 것을 나타낸다.
시각 L로부터 시각 M까지의 기간에, 전류는 변압기(11)로부터 전류 공진 컨덴서(14)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)의 보디 다이오드로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 상승한다. 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr이 상승함에 따라, 공진 전류 Ires는 서서히 감소해서 제로에 근접한다.
공진 전류 Ires가 감소함에 따라, 전류 공진 컨덴서(14)의 전하 이동량이 감소하기 때문에, 전류 공진 컨덴서(14)의 단위 시간 당 전압 변화 ΔVcr은 작아진다. 제어 회로(7)는, ΔVcr이 설정한 임계값을 하회하면, VcrST를 L 레벨로 전환한다.
제어 회로(7)는, 시각 M에서, 로우 사이드 FET(9)를 온 한다. 이때, 로우 사이드 FET(9)의 보디 다이오드 D1에 전류가 흐르고 있다. 이 상태에서 FET를 온 하는 경우, ZVS가 실현된다.
제어 회로(7)는, 포토-커플러(21)로부터의 피드백 정보에 따라서, 전술한 스위칭 상태(FET(8) 온, FET(9) 오프)를 유지한다. 시각 K로부터 시각 L까지의 기간과 비교하면, 부하 전류가 증가하여, 구동 주파수가 낮게 되기 때문에, 시각 K로부터 시각 L까지의 기간보다 시각 M으로부터 시각 N까지의 기간에 스위칭 상태의 유지 시간은 길어진다.
시각 M으로부터 시각 N까지의 기간에, 공진 전류는 2개의 상태를 천이한다. 우선, 공진 전류는 변압기(11)로부터 전류 공진 컨덴서(14)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 상승을 계속한다. 변압기(11)에 축적된 에너지가 방출되면, 전류의 방향이 반전된다.
공진 전류는, 전류 공진 컨덴서(14)로부터 변압기(11)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 서서히 하강한다. 스위치의 상태(FET(8) 온, FET(9) 오프)가 유지되고 있는 동안, 타이머(43)(주기 타이머 값)는 카운트 업을 계속한다.
제어 회로(7)는 포토-커플러(21)로부터의 피드백 정보에 의해 결정된 로우 사이드 FET(9)의 온 시간이 경과하는 시각 N'에서, 로우 사이드 FET(9)를 오프하려고 한다. 한편, 시각 N에 도달할 때까지, 주기 타이머 값은 주기 설정값과 일치하기 때문에, 주기 ST는 H 레벨을 유지한다. 그 후, 공진 전류의 감소에 수반하여, ΔVcr의 값은 작아지고, ΔVcrST 신호가 H 레벨로 전환된다.
제어 회로(7)는 GateST 신호와 VcrST 신호를 감시하고, 주기 ST가 H 레벨에 있고, GateST 신호가 전환되는 것보다 빨리 VcrST 신호가 전환된 것을 검출한다. 그리고, 제어 회로(7)는 시각 N에 앞서 강제적으로 게이트 구동 신호를 전환한다.
시각 N'에서, 제어 회로(7)는 로우 사이드 FET(9)를 강제적으로 오프한다. 소정의 데드 타임을 거친 후, 시각 O에서 하이 사이드 FET를 온 한다. 시각 O에서는, 공진 전류는, 전류 공진 컨덴서(14)로부터 변압기(11)를 거쳐 하이 사이드 FET(8)의 보디 다이오드 D1로 흐른다. 이 타이밍에서 하이 사이드 FET(8)를 온 하면, ZVS를 실현할 수 있다.
전술한 바와 같이, 예시적인 제1 실시예에 따르면, 전류 공진 컨덴서의 전압의 변화를 모니터하여 하이 사이드 FET와 로우 사이드 FET의 동작을 제어한다. 이에 의해, 부하 전류가 증가한 경우, FET와 다이오드를 통해 흐를 수 있는 관통 전류를 억제하는 것이 가능하게 된다. 그 결과, FET에 가해지는 스트레스를 회피하여, FET의 파괴를 방지할 수 있으며, 또한 스위칭 동작의 신뢰성을 향상할 수 있다.
예시적인 제2 실시예에 따르면, 예시적인 제1 실시예의 제어 회로를 포함하는 1차 측의 회로를 아날로그 회로로 구성한다. 예시적인 제1 실시예과 중복되는 개소에 대해서는 마찬가지 동작이기 때문에 설명을 생략한다.
도 3은 예시적인 제2 실시예의 회로 구성을 나타내고, 이는 하프-브리지 방식의 컨버터이다. 특히, 도 3은 본 발명의 특징부인 변압기의 1차 측의 전류 공진 회로 유닛의 구성에 대한 상세를 나타내고 있다. 공진 회로 유닛을 제외하고 예시적인 제2 실시예의 회로 구성은, 도 1에 도시된 변압기의 2차 측의 출력 유닛과 입력 유닛에 있어서 예시적인 제1 실시예의 구성과 유사하다.
도 3에 도시된 바와 같이, 제어 회로(49)를 포함한다. 저항(50, 51)은 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr을 분압한다. 저항(50, 51) 사이의 접속점에 인가되는 전압을 모니터 전압 Vd라 한다. 저항(50, 51) 사이의 저항값의 비에 따라, 회로의 감도를 바꿀 수 있다.
소자(52 내지 60)가, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr이 상승중인 것을 검지하는 회로를 형성한다. 이 회로는 NPN 트랜지스터(52), 저항(55, 58), 컨덴서(54, 57)를 포함한다. 컨덴서(54)는 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr이 상승하고 있는 동안 충전된다.
회로는 NPN 트랜지스터(56), 정전류원(59) 및 비교기(60)를 더 포함한다. NPN 트랜지스터(56)가 도통했을 때에, 컨덴서(54)의 전하가 방전된다. 정전류원(59)은 컨덴서(57)를 소정 전압 VrH까지 충전한다. 비교기(60)는 컨덴서(57)의 전압 Vr과 소정값 Vref1을 비교하고, 그 비교 결과를 게이트 드라이버(31)로 출력한다.
소자(61 내지 66)가 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr이 하강중인 것을 검지하는 회로를 형성한다. PNP 트랜지스터(61)는 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr이 하강하면 도통하여, 컨덴서(63)의 전하를 방전한다. 이 회로는 저항(62, 64), 정전류원(65) 및 비교기(66)를 더 포함한다. 정전류원(65)은, 컨덴서(63)를 소정 전압 VfH까지 충전하고, 비교기(66)는 컨덴서(63)의 전압 Vf와 소정값 Vref2을 비교하여, 그 비교 결과를 게이트 드라이버(31)로 출력한다.
다음으로, 예시적인 제2 실시예에 따른 회로 동작에 대해서, 도 4에 도시된 타이밍 차트에 기초하여, 시계열로 설명한다. 도 4를 참조하면, 시각 Q 이후, 부하 전류가 커지고, 부하 전류는 시각 T로부터 U까지의 기간에 최대에 도달하고, 시각 U에서 예시적인 제2 실시예의 특징적인 동작이 실행된다.
부호 VQ1gs 및 VQ2gs는 각각 하이 사이드 FET(8)와 로우 사이드 FET(9)의 게이트 구동 전압을 나타낸다. 부호 IQ1 및 IQ2는 각각 하이 사이드 FET(8)와 로우 사이드 FET(9)의 드레인 전류를 나타낸다. 부호 Ires는 공진 회로에 흐르는 공진 전류를 나타내고, Vcr은 전류 공진 컨덴서(14)의 전압을 나타낸다.
부호 Vd는 저항(50, 51) 사이의 접속점의 전압을 나타내고, Vcr의 변화에 비례한 변위를 나타낸다. 제어 회로(49)는 리셋 신호를 하이 레벨로 전환하고, 컨덴서(54)를 방전한다. 트랜지스터(52)는 Vd가 트랜지스터(52)의 Ve(이미터 전압)+Vbe(베이스와 이미터 사이의 전압)을 상회하면 도통한다.
Vd가 상승하여, Vbe를 유지하고 있는 동안, 트랜지스터(52)는 도통을 계속할 수 있다. 이때, 컨덴서(54)에는 컨덴서(57)로부터 전하가 이동하기 때문에, 컨덴서(57)의 전압 Vr은 저하한다. 모니터 전압 Vd가 트랜지스터(52)의 Ve+Vbe보다 작아지면, 트랜지스터(52)는 서서히 비도통 상태로 이행한다.
한편, 트랜지스터(61)는 모니터 전압 Vd가 VfH-Vbe의 값을 하회하면 도통하고, Vd가 Vf-Vbe의 값을 상회하면 트랜지스터(61)는 서서히 비도통이 된다. 부호 Vr은 컨덴서(57)의 전압값을 나타내고, 부호 Vf는 컨덴서(63)의 전압값을 나타낸다. 부호 Vout1은 비교기(60)의 출력을 나타내고, 부호 Vout2는 비교기(66)의 출력을 나타낸다.
리셋 신호는 트랜지스터(56)를 구동하고, 그 논리는 로우 사이드 FET(9)의 게이트 전압 파형에 동기해서 전환된다. 로우 사이드 FET(9)가 온 하고 있는 동안에, 리셋 신호는 하이 레벨로 되고, 따라서 컨덴서(54)의 전하가 방전된다.
도 4에서, P점에서는 제어 회로(49)는 하이 사이드 FET(8)는 오프로 유지하고, 로우 사이드 FET(9)는 온이 된다. 제어 회로(7)는 포토-커플러(21)로부터의 피드백 정보에 따라서, 시각 P로부터 시각 Q까지의 기간에, 전술한 스위칭 상태(하이 사이드 FET(8)는 오프, 로우 사이드 FET(9)는 온)를 유지한다.
다음으로, 시각 P로부터 시각 Q까지의 기간에, 공진 회로에 흐르는 전류는 2개의 상태 사이를 천이한다. 우선, 공진 전류 Ires는, 변압기(11)로부터 전류 공진 컨덴서(14)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압은 상승한다.
변압기(11)에 축적된 에너지가 방출되면, 공진 전류의 방향이 반전된다. 공진 전류 Ires는, 전류 공진 컨덴서(14)로부터 변압기(11)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)로 흘러, 전류 공진 컨덴서의 전압 Vcr은 서서히 하강한다. 이와 동시에, 모니터 전압 Vd도 변경된다.
트랜지스터(61)는, 모니터 전압 Vd이 하강하여, VfH-Vbe보다 낮아지면, 컨덴서(63)의 전하를 방전한다. 이후, 트랜지스터(61)는 모니터 전압 Vd가 계속해서 감소하기 때문에, 도통을 계속한다. 그 결과, Vf는 감소한다.
트랜지스터(61)는 Vd의 변위가 작아지면, 트랜지스터(61)의 Vbe를 유지할 수 없게 되어, 트랜지스터(61)는 충분히 도통할 수 없게 된다. Vf의 전위는 정전류원(65)의 전류에 의한 충전 전류에 의해 서서히 상승한다.
그 후, 트랜지스터(61)가 오프 하면, 모니터 전압 Vd는 소정의 전압 VfH까지 상승한다. 비교기(61)의 출력 Vout2가 비교기(66)의 다른 입력 Vref2를 상회하면, 출력 Vout2는 반전한다.
제어 회로(49)에 의해 결정된 로우 사이드 FET(9)의 온 시간이 경과하는 시각 Q에서는, 제어 회로(49)는, 로우 사이드 FET(9)를 오프하여, 시각 R까지 데드 타임을 형성한다. 시각 Q로부터 시각 R까지의 기간에, 공진 전류 Ires는 전류 공진 컨덴서(14)로부터 변압기(11)를 거쳐 하이 사이드 FET(8)의 보디 다이오드로 흘러, 공진 컨덴서의 전압 Vcr은 감소한다.
이 구간에서는, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr이 낮아지면, 공진 전류 Ires는 서서히 감소해 제로에 근접한다. 이 후, 제어 회로(49)는 시각 R에서 하이 사이드 FET(8)를 온 한다. 이때, 하이 사이드 FET(8)의 보디 다이오드 D1에 전류가 흐르고 있다. 이 상태에서 FET(8)를 온 하는 것으로 ZVS가 달성된다.
제어 회로(49)는, 포토-커플러(21)로부터의 피드백 정보에 따라서, 소정 기간에, 전술한 스위칭 상태(하이 사이드 FET(8) 온, 로우 사이드 FET(9) 오프)를 유지한다. 시각 P로부터 시각 Q까지의 기간과 비교하면 부하 전류가 증가하여, 구동 주파수를 낮추기 때문에, 시각 P로부터 시각 Q까지의 기간보다 시각 R로부터 시각 S까지의 기간에 스위칭 상태의 유지 시간은 길어진다.
시각 R로부터 시각 S까지의 기간에, 공진 전류 Ires는 2개의 상태를 천이한다. 우선, 공진 전류 Ires는 전류 공진 컨덴서(14)로부터 변압기(11)를 거쳐 하이 사이드 FET(8)로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 감소를 계속한다. 전류 공진 컨덴서(14)에 축적된 에너지가 방출되면, 공진 전류 Ires의 방향이 반전된다.
공진 전류 Ires는, 하이 사이드 FET(9)로부터 변압기(11)를 거쳐 전류 공진 컨덴서(14)로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 서서히 상승한다. 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr과 동기해서 모니터 전압 Vd도 변위한다. 모니터 전압 Vd가 컨덴서(54)의 전위+Vbe보다 높아지면, 트랜지스터(52)는 도통하고, 컨덴서(57)의 전하를 방전한다.
트랜지스터(52)는 모니터 전압 Vd가 상승을 계속하는 동안, 도통을 계속한다. 그 결과 Vr은 감소한다. 비교기(60)의 출력 Vout1은 Vr이 Vref1을 하회하면 반전되어 로우 레벨로 된다. 트랜지스터(52)는, Vd의 상승 변위가 작아지면 충분히 도통할 수 없게 된다.
Vr의 전위는, 정전류원(65)의 전류에 의한 충전 전류가 많아지기 때문에, 서서히 상승한다. 트랜지스터(52)가 오프 하면, Vr은 소정 전압 VrH까지 상승한다. 비교기(60)의 출력 Vout1이 비교기(60)의 다른 입력 Vref1을 상회하면, 출력 Vout1은 반전되어 하이 레벨이 된다.
제어 회로(49)에 의해 결정된 하이 사이트 FET(8)의 온 시간이 경과하는 시각 S에서는, 제어 회로(49)는, 하이 사이드 FET(8)를 오프하여 시각 T까지 데드 타임을 형성한다.
시각 S로부터 시각 T까지의 기간에, 공진 전류 Ires는 변압기(11)로부터 전류 공진 컨덴서(14)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)의 보디 다이오드로 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 상승한다. 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr이 상승함에 따라, 공진 전류 Ires는 서서히 감소한다.
제어 회로(49)는, 시각 T에서 로우 사이드 FET(9)를 온 한다. 이때, 로우 사이드 FET(9)의 보디 다이오드 D1에 전류가 흐르고 있다. 이 상태에서 로우 사이드 FET(9)를 온 하면, ZVS가 달성된다.
시각 T에서는, 제어 회로(49)는 로우 사이드 FET(9)를 온으로, 하이 사이드 FET(8)를 오프로 한다. 제어 회로(49)는 피드백 정보에 따라서, 스위칭 상태(로우 사이드 FET(9)를 온, 하이 사이드 FET(8)를 오프)를 유지한다. 시각 R로부터 시각 S까지의 기간과 비교하면 부하 전류가 증가하여, 구동 주파수를 낮추기 때문에, 시각 R로부터 시각 S까지의 기간보다 시각 T로부터 시각 U까지의 기간에서 스위칭 상태의 유지 시간은 길어진다.
시각 T로부터 시각 U까지의 기간에, 공진 전류는 2개의 상태를 천이한다. 우선, 공진 전류는 변압기(11)로부터 전류 공진 컨덴서(14)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)로 전류가 흘러, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr은 상승을 계속한다. 변압기(11)에 축적된 에너지가 방출되면, 전류의 방향이 반전된다.
공진 전류는, 전류 공진 컨덴서(14)로부터 변압기(11)를 거쳐 로우 사이드 FET(9)로 흘러, 전류 공진 컨덴서의 전압은 서서히 하강한다. 전류 공진 컨덴서(14)의 전압 Vcr와 동기해서 Vd도 변위해 간다.
트랜지스터(61)는, 모니터 전압 Vd가 하강하여, VfH-Vbe보다 낮아지면 도통하여 컨덴서(63)의 전하를 방전한다. 비교기(66)의 출력 Vout2는, Vf가 비교기(66)의 다른 입력인 Vref2를 하회하면 반전되어 로우 레벨로 된다. 이후, 트랜지스터는 Vd가 계속해서 감소하기 때문에, 도통을 계속한다. 그 결과, Vf도 감소해 간다.
트랜지스터(61)는, Vd의 변위가 작아지면 충분히 도통할 수 없게 된다. Vf의 전위는 정전류원(65)의 전류에 의해 서서히 상승한다. Vf는 트랜지스터(61)가 오프 되면, 소정의 전압 VfH까지 상승한다. 이때, 비교기(61)의 출력 Vout2는, 출력 Vout2가 비교기(66)의 다른 입력 Vref2를 상회하면 반전해서 하이 레벨이 된다.
Vout2는 제어 회로(49)에 의해 결정된 온 시간이 경과하는 시각 U'에 도달할 때까지, 하이 레벨이 된다. ZVS를 유지할 수 있는 경우에는, VQ2gs가 오프 된 후에, Vout2가 하이 레벨이 된다. 한편, 시각 U에서는, VQ2gs가 온의 상태에서 Vout2가 하이 레벨이 된다. 이 상태가 게이트 드라이버(31)에 의해 검지되고, 이에 따라 VQ2gs를 강제적으로 오프한다.
게이트 드라이버(31)의 내부는 도 5에 도시한 바와 같이, AND 회로(67)와, 인에이블 입력을 갖는 버퍼(68)와, 로우 사이드 게이트-오프 회로(69)와, 게이트 출력 회로(70)로 구성된다. 유사한 회로 구성을 하이 사이드 FET(8)의 게이트에 대하여도 갖는다. 인에이블 입력을 갖는 버퍼(68)는 Vout2의 출력의 하강 시 ENABLE되고, VQ2gs의 하강 시 DISABLE된다.
AND 회로(67)의 출력은, VQ2gs가 오프 하기 전에, Vout2가 하이 레벨이 된 경우에, 하이 레벨로 된다. 이때, 로우 사이드 게이트-오프 회로(69)가 동작하여, 로우 사이드 게이트-오프 신호가 출력되며, FET(9)의 게이트 출력을 강제적으로 오프한다.
제어 회로(49)는, 게이트 드라이버의 동작에 의해, 시각 U'에서 로우 사이드 FET(9)를 오프한다. 소정 기간의 데드 타임을 거치고 나서, 시각 V에서 하이 사이드 FET(8)를 온 한다. 시각 V에서, 공진 전류 Ires는 공진 컨덴서(14)로부터 변압기(11)를 거쳐 하이 사이드 FET(8)의 보디 다이오드로 흐른다. 이 타이밍에서 하이 사이드 FET(8)를 온 함으로써, ZVS를 유지할 수 있다.
전술한 구성에 의해, 공진 회로에 대한 부하가 증가된 경우에도, 전류 공진 컨덴서(14)의 전압의 변위 방향과 2개의 FET(하이 사이드 FET와 로우 사이드 FET)의 구동 상황에 따라, 공진 상태를 일탈하지 않도록 FET를 오프시키는 것이 가능하게 된다. 그 결과, 관통 전류가 FET에 흐르는 것을 방지할 수 있다.
<스위칭 전원 장치의 적용예>
전술한 예시적인 제1 실시예 및 제2 실시예에 설명된 전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치를, 레이저빔 프린터, 복사기, 팩시밀리와 같은 화상 형성 장치용 저전압전원으로서 적용할 수 있다. 전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치의 적용예를 이하에서 설명한다.
스위칭 전원 장치는, 화상 형성 장치의 제어기 또는 용지 반송용 반송 롤러의 구동 유닛으로서의 모터에 전력을 공급하기 위한 전원 장치에 적용된다.
도 8a는 화상 형성 장치의 일례로서의 레이저빔 프린터의 개략적인 구성을 도시한다. 레이저빔 프린터(200)는 화상 형성 유닛(210)을 포함하고, 화상 형성 유닛은 잠상이 형성되는 화상 담지 부재로서의 감광 드럼(211) 및 감광 드럼에 형성된 잠상을 토너로 현상하도록 구성된 현상 유닛(212)이다.
감광 드럼(211) 상에 현상된 토너 상을 카세트(216)로부터 공급된 기록 매체로서의 용지(도시되지 않음)에 전사하고, 용지에 전사된 토너 상을 정착기(214)로 정착한 후, 종이는 트레이(215)로 배출된다.
도 8b는 화상 형성 장치의 제어 유닛으로서의 제어기, 및 스위칭 전원 장치로부터 구동 유닛으로서의 모터로의 전력 공급 라인을 도시한다. 전술한 전류 공진 전원 장치는, 화상 형성 장치를 제어하는 중앙 처리 유닛(CPU)(310)을 포함하는 제어기(300)로의 전력 공급, 및 화상 형성을 위한 구동 유닛으로서의 모터(312, 313)로의 전력 공급을 위한 저압 전원 장치에 적용할 수 있다.
공급되는 전력으로서, 제어기(300)에는 3.3V가 공급되고, 모터에는 24V가 공급된다. 모터(312)는 종이 용지를 반송하는 반송 롤러를 구동하고, 모터(313)는 정착기(214)를 구동한다.
레이저빔 프린터와 같은 화상 형성 장치에서, 종이 용지를 반송하는 모터나 화상 형성 유닛으로서의 감광 드럼과 현상 유닛을 구동하는 모터의 부하에 변동이 생길 수 있다. 따라서, 이러한 부하 변동에 대응해서, 전술한 스위칭 전원 장치로부터 모터로 안정되게 전력을 공급할 필요가 있다.
전술한 전류 공진 방식의 스위칭 전원 장치를 적용하면, 부하에 변동이 생겼을 경우라도, 관통 전류를 방지할 수 있으며, 또한 안정된 전압을 공급할 수 있다.
예시적인 제1 실시예 및 제2 실시예에서 설명한 전류 공진 전원 장치는, 화상 형성 장치에 한하지 않고 다른 전자 기기의 저전압 전원 장치로서도 적용 가능하다.
본 발명이 예시적인 실시예들을 참조로 하여 설명되었지만, 본 발명은 개시된 예시적인 실시예들에 한정되지 않는다는 것을 이해해야 한다. 첨부된 청구범위의 범주는 모든 변형, 등가 구조 및 기능을 포함하도록 최광의로 해석되어야 한다.

Claims (10)

  1. 변압기와,
    제1 스위칭 유닛과 제2 스위칭 유닛이 직렬로 접속된 스위칭 유닛과,
    상기 스위칭 유닛의 제1 스위칭 유닛과 제2 스위칭 유닛 사이에 접속된 상기 변압기의 1차 권선과,
    상기 1차 권선과 상기 제2 스위칭 유닛 사이에 접속된 용량 소자와,
    상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛을 교대로 구동시키도록 구성된 제어 유닛을 포함하며,
    상기 제어 유닛은, 상기 용량 소자의 전압의 변화량을 검지하고, 검지 결과에 따라 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛의 구동을 제어하는 스위칭 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어 유닛은, 상기 용량 소자의 전압의 변화량이 임계값 미만인 경우, 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛의 구동 상태를 전환시키는 스위칭 전원 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 변압기의 2차 권선으로부터 출력되는 전압을 피드백하도록 구성된 피드백 유닛을 더 포함하며,
    상기 제어 유닛은 상기 피드백 유닛으로부터의 신호에 따라 상기 스위칭 유닛의 구동 주파수를 제어하는 스위칭 전원 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제어 유닛은, 상기 스위칭 유닛의 구동 주파수가 상기 변압기의 누설 인덕턴스 및 상기 용량 소자에 의해 결정되는 공진 주파수보다 낮은 경우에, 검지된 변화량에 따라 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛의 구동을 제어하는 스위칭 전원 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 용량 소자의 전압 상승 및 상기 용량 소자의 전압 하강을 검지하도록 구성된 전압 검지 유닛을 더 포함하는 스위칭 전원 장치.
  6. 화상 담지 부재에 화상을 형성하도록 구성된 화상 형성 유닛을 구비한 화상 형성 장치이며,
    상기 화상 형성 유닛에 의한 화상 형성 동작을 제어하도록 구성된 제어 유닛과,
    상기 화상 형성 유닛을 구동시키도록 구성된 구동 유닛과,
    상기 제어 유닛 또는 상기 구동 유닛에 전력을 공급하도록 구성된 스위칭 전원 장치를 포함하며,
    상기 스위칭 전원 장치는,
    변압기와,
    제1 스위칭 유닛과 제2 스위칭 유닛이 직렬로 접속된 스위칭 유닛과,
    상기 스위칭 유닛의 제1 스위칭 유닛과 제2 스위칭 유닛 사이에 접속된 상기 변압기의 1차 권선과,
    상기 1차 권선과 상기 제2 스위칭 유닛 사이에 접속된 용량 소자와,
    상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛을 교대로 구동시키도록 구성된 구동 제어 유닛을 포함하며,
    상기 구동 제어 유닛은, 상기 용량 소자의 전압의 변화량을 검지하고, 검지 결과에 따라 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛의 구동을 제어하는 화상 형성 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 구동 제어 유닛은, 상기 용량 소자의 전압의 변화량이 임계값 미만인 경우, 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛의 구동 상태를 전환시키는 화상 형성 장치.
  8. 제6항에 있어서, 상기 변압기의 2차 권선으로부터 출력되는 전압을 피드백하도록 구성된 피드백 유닛을 더 포함하며,
    상기 구동 제어 유닛은 상기 스위칭 유닛의 구동 주파수를 제어하는 화상 형성 장치.
  9. 제6항에 있어서, 상기 구동 제어 유닛은, 상기 스위칭 유닛의 구동 주파수가 상기 변압기의 누설 인덕턴스 및 상기 용량 소자에 의해 결정되는 공진 주파수보다 낮은 경우에, 검지된 변화량에 따라 상기 제1 스위칭 유닛과 상기 제2 스위칭 유닛의 구동을 제어하는 화상 형성 장치.
  10. 제6항에 있어서, 상기 구동 제어 유닛은, 상기 용량 소자의 전압 상승 및 상기 용량 소자의 전압 하강을 검지하도록 구성된 전압 검지 유닛을 포함하는 화상 형성 장치.
KR1020110125708A 2010-11-30 2011-11-29 스위칭 전원 장치 및 스위칭 전원 장치를 갖는 화상 형성 장치 Expired - Fee Related KR101403203B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010267289A JP5729989B2 (ja) 2010-11-30 2010-11-30 スイッチング電源、及び、スイッチング電源を搭載した画像形成装置
JPJP-P-2010-267289 2010-11-30

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20120059411A true KR20120059411A (ko) 2012-06-08
KR101403203B1 KR101403203B1 (ko) 2014-06-02

Family

ID=46092752

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020110125708A Expired - Fee Related KR101403203B1 (ko) 2010-11-30 2011-11-29 스위칭 전원 장치 및 스위칭 전원 장치를 갖는 화상 형성 장치

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9071156B2 (ko)
JP (1) JP5729989B2 (ko)
KR (1) KR101403203B1 (ko)
CN (1) CN102480236B (ko)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101164221B (zh) * 2005-04-01 2010-09-01 Nxp股份有限公司 谐振变换器的控制
JP5476400B2 (ja) * 2012-01-30 2014-04-23 株式会社日立製作所 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、およびハードディスク装置
DE102012007478B4 (de) * 2012-04-13 2023-08-03 Tridonic Gmbh & Co Kg Wandler für ein Leuchtmittel, LED-Konverter und Verfahren zum Betreiben eines Wandlers
JP5611267B2 (ja) * 2012-04-25 2014-10-22 京セラドキュメントソリューションズ株式会社 現像装置及び画像形成装置
US9461546B2 (en) * 2013-02-08 2016-10-04 Advanced Charging Technologies, LLC Power device and method for delivering power to electronic devices
KR101532131B1 (ko) * 2013-04-29 2015-06-26 삼성전기주식회사 공진형 전원 공급 장치
US9276481B2 (en) * 2013-09-18 2016-03-01 Inno-Tech Co., Ltd. Power control device for dynamically adjusting frequency
JP5867476B2 (ja) * 2013-09-30 2016-02-24 サンケン電気株式会社 電流共振型電源装置
JP6269014B2 (ja) 2013-12-13 2018-01-31 ソニー株式会社 フォーカス制御装置およびフォーカス制御方法
US9331584B2 (en) * 2014-06-30 2016-05-03 Sanken Electric Co., Ltd. Switching power-supply device
JP6562618B2 (ja) * 2014-11-17 2019-08-21 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
CN105459644A (zh) * 2015-12-04 2016-04-06 北海创思电子科技产业有限公司 一种智能打印机及其控制方法
TWI584563B (zh) * 2016-01-19 2017-05-21 建準電機工業股份有限公司 馬達電源電路
CN108702093B (zh) 2016-06-06 2019-12-24 株式会社村田制作所 开关电源装置
CN106877671A (zh) * 2017-03-06 2017-06-20 郭志邦 一种电感电容串并联组合电路及开关电源
CN110692187B (zh) * 2017-12-06 2021-12-31 富士电机株式会社 开关电源装置的控制方法及控制电路
JP7066538B2 (ja) * 2018-06-07 2022-05-13 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
JP7061548B2 (ja) 2018-10-04 2022-04-28 株式会社日立産機システム 共振型電源装置
JP7472654B2 (ja) 2020-05-27 2024-04-23 富士電機株式会社 スイッチング制御回路、ｌｌｃコンバータ

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE69805378T2 (de) 1997-03-12 2002-11-28 Koninklijke Philips Electronics N.V., Eindhoven Wandler, netzteil und batterieladegerät
JP4080764B2 (ja) * 2001-03-14 2008-04-23 株式会社リコー 電源制御装置および画像形成装置
US6396716B1 (en) * 2001-09-20 2002-05-28 The University Of Hong Kong Apparatus for improving stability and dynamic response of half-bridge converter
JP2004215376A (ja) 2002-12-27 2004-07-29 Sony Corp スイッチング電源回路
JP4386744B2 (ja) 2004-01-09 2009-12-16 新電元工業株式会社 共振回路
US7944716B2 (en) * 2005-04-01 2011-05-17 Nxp B.V. Control of a resonant converter
CN101164221B (zh) * 2005-04-01 2010-09-01 Nxp股份有限公司 谐振变换器的控制
JP4735072B2 (ja) 2005-06-23 2011-07-27 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
KR101324185B1 (ko) 2006-11-27 2013-11-06 삼성전자주식회사 화상형성장치 및 그 전원제어방법
GB2448758A (en) 2007-04-27 2008-10-29 Cambridge Semiconductor Ltd A switching power converter with reduced collector dv/dt
JP5194600B2 (ja) * 2007-07-18 2013-05-08 ソニー株式会社 スイッチング電源装置
JP4893538B2 (ja) * 2007-08-29 2012-03-07 富士ゼロックス株式会社 情報処理装置およびプログラム

Also Published As

Publication number Publication date
US9071156B2 (en) 2015-06-30
JP5729989B2 (ja) 2015-06-03
CN102480236B (zh) 2015-11-18
US20120134705A1 (en) 2012-05-31
KR101403203B1 (ko) 2014-06-02
JP2012120314A (ja) 2012-06-21
CN102480236A (zh) 2012-05-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101403203B1 (ko) 스위칭 전원 장치 및 스위칭 전원 장치를 갖는 화상 형성 장치
US9343985B2 (en) Power supply apparatus and image forming apparatus
US9160235B2 (en) Power supply apparatus and image forming apparatus
US8750001B2 (en) Power supply device and image forming apparatus
US8977157B2 (en) Switching power supply
US10547244B2 (en) Power supply apparatus and image forming apparatus
US20180316269A1 (en) Power supply apparatus and image forming apparatus
US10277764B2 (en) Power supply apparatus and image forming apparatus
US9106148B2 (en) Power supply apparatus and image forming apparatus
US10536085B2 (en) Power supply apparatus and image forming apparatus
CN110868072B (zh) 电源装置和图像形成装置
KR101436967B1 (ko) 전류 공진 전원
JP5683241B2 (ja) スイッチング電源装置及び画像形成装置
JP7182983B2 (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP2013251979A (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP6406798B2 (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP2020072610A (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP2019037073A (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP6316013B2 (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP2016039727A (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP2015211615A (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP2020195190A (ja) 電源装置及び画像形成装置
JPH11187659A (ja) 多出力スイッチング電源装置
JP2019037120A (ja) 電源装置及び画像形成装置
JP2016082713A (ja) 電源装置及び画像形成装置

Legal Events

Date Code Title Description
PA0109 Patent application

Patent event code: PA01091R01D

Comment text: Patent Application

Patent event date: 20111129

PG1501 Laying open of application
A201 Request for examination
PA0201 Request for examination

Patent event code: PA02012R01D

Patent event date: 20121129

Comment text: Request for Examination of Application

Patent event code: PA02011R01I

Patent event date: 20111129

Comment text: Patent Application

E902 Notification of reason for refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

Comment text: Notification of reason for refusal

Patent event date: 20131022

Patent event code: PE09021S01D

E701 Decision to grant or registration of patent right
PE0701 Decision of registration

Patent event code: PE07011S01D

Comment text: Decision to Grant Registration

Patent event date: 20140221

GRNT Written decision to grant
PR0701 Registration of establishment

Comment text: Registration of Establishment

Patent event date: 20140527

Patent event code: PR07011E01D

PR1002 Payment of registration fee

Payment date: 20140526

End annual number: 3

Start annual number: 1

PG1601 Publication of registration
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170424

Year of fee payment: 4

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20170424

Start annual number: 4

End annual number: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180425

Year of fee payment: 5

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20180425

Start annual number: 5

End annual number: 5

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20210426

Start annual number: 8

End annual number: 8

PC1903 Unpaid annual fee

Termination category: Default of registration fee

Termination date: 20240307