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KR20120013533A - 홀드-업 타임 확장 회로 및 이를 포함하는 컨버터 - Google Patents

홀드-업 타임 확장 회로 및 이를 포함하는 컨버터 Download PDF

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KR20120013533A
KR20120013533A KR1020100075544A KR20100075544A KR20120013533A KR 20120013533 A KR20120013533 A KR 20120013533A KR 1020100075544 A KR1020100075544 A KR 1020100075544A KR 20100075544 A KR20100075544 A KR 20100075544A KR 20120013533 A KR20120013533 A KR 20120013533A
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페어차일드코리아반도체 주식회사
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Abstract

본 발명은 홀드-업 타임 확장 회로 및 이를 포함하는 컨버터에 관한 것이다.
홀드-업 타임 확장 회로는 컨버터의 입력 전압에 따라 적어도 하나의 스위치의 스위칭 주파수를 제어한다. 컨버터는 홀드-업 타임 확장 회로에 의해 제어되는 스위칭 주파수에 따르고, 상기 출력 전압에 대응하는 피드백 신호에 따라 상기 적어도 하나의 스위치의 듀티를 제어한다.

Description

홀드-업 타임 확장 회로 및 이를 포함하는 컨버터{HOLD-UP TIME EXTENDING CIRCUIT AND CONVERTER COMPRISING THE SAME}
본 발명은 홀드-업 타임을 확장 시킬 수 있는 회로 및 이를 포함하는 컨버터에 관한 것이다.
컨버터의 입력단은 교류 입력이 정류되어 생성된 정류 교류 또는 역률 보상 회로의 출력이 연결되어 있다.
정류 교류의 전압 또는 역률 보상 회로의 출력 전압이 감소하거나 발생하지않는 경우, 컨버터의 입력 전압이 감소한다. 컨버터의 입력 전압이 임계 전압까지 감소하는 기간을 홀드-업 타임이라 한다. 임계 전압이란 컨버터가 출력 전압을 일정하게 유지하기 위해 필요한 최소 입력 전압을 의미한다.
입력 전압이 임계 전압 보다 작으면, 이상 동작이 발생한다. 일 예로, 하프-브릿지 컨버터의 입력 전압이 임계 전압보다 작아지면, 하프-브릿지 컨버터는 출력 전압을 일정하게 유지하기 위해 메인 및 보조 스위치의 듀티가 50% 이상이 되어야 한다. 하프-브릿지 컨버터의 최대 듀티가 50%인 점을 고려하면, 메인 및 보조 스위치의 듀티가 50% 이상으로 메인 및 보조 스위치가 동작하는 것은 불가능하다.
또한, 비대칭 하프-브릿지 컨버터에서는 메인 및 보조 스위치의 듀티가 반전되는 이상 동작이 발생한다.
컨버터의 입력단에는 입력 전압을 평활시키기 위한 직류 링크 커패시터가 연결되어 있다. 홀드-업 타임을 증가시키기 위해서는 직류링크 커패시터의 용량을 증가시켜야 한다. 이는 생산 단가 증가 및 회로 사이즈를 증가시키는 문제점을 야기한다.
본 발명이 해결하려는 과제는 홀드-업 타임을 증가시킬 수 있는 홀드-업 타임 확장 회로 및 이를 포함하는 컨버터를 제공하는 것이다.
본 발명의 한 특징에 따른 입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하는 컨버터는, 상기 출력 전압을 생성하기 위해 스위칭 동작하는 적어도 하나의 스위치; 상기 적어도 하나의 스위치를 영전압 스위칭시키기 위한 누설 인덕터; 상기 입력 전압에 따라 상기 적어도 하나의 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 홀드-업 타임 확장 회로; 및 상기 적어도 하나의 스위치를 스위칭 동작시키는 스위치 제어부를 포함한다.
상기 홀드-업 타임 확장 회로는, 상기 입력 전압을 감지하는 입력 전압 감지부; 및 상기 감지된 입력 전압에 따라 임피던스가 조절되는 주파수 설정부를 포함하고, 상기 임피던스에 따라 상기 스위칭 주파수가 결정된다.
상기 홀드-업 타임 확장 회로는, 상기 감지된 입력 전압에 따라 스위칭 동작하는 트랜지스터를 더 포함하고, 상기 트랜지스터가 턴 온 되면, 상기 주파수 설정부는 상기 임피던스를 감소시키고, 상기 트랜지스터가 턴 오프되면, 상기 주파수 설정부는 상기 임피던스를 증가시킨다.
상기 입력 전압 감지부는, 상기 입력 전압이 입력되는 일단을 포함하는 제1 저항, 및 상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함하고, 상기 트랜지스터는 상기 제1 저항 및 제2 저항의 접점으로 흐르는 전류에 의해 스위칭 동작한다.
상기 주파수 설정부는, 상기 트랜지스터에 병렬 연결되어 있고 접지되어 있는 일단을 포함하는 커패시터; 상기 커패시터의 타단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항; 및 상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함한다.
상기 스위치 제어부는, 상기 홀드-업 타임 확장 회로에 의해 조절되는 임피던스에 따라 주파수 변조 전류를 생성하고, 상기 주파수 변조 전류를 복사하여 제1 전류 및 제2 전류를 생성하며, 상기 제1 전류에 의해 증가하고, 상기 제2 전류에 의해 감소하는 삼각파 신호를 생성하고, 상기 삼각파 신호의 피크 및 최저에 동기되는 에지를 포함하는 클록 신호를 생성하는 오실레이터를 포함한다.
상기 홀드-업 타임 확장 회로는, 상기 감지된 입력 전압에 따라 스위칭 동작하는 트랜지스터를 더 포함하고, 상기 트랜지스터가 턴 온 되면, 상기 주파수 설정부는 상기 임피던스를 감소시키고, 상기 트랜지스터가 턴 오프되면, 상기 주파수 설정부는 상기 임피던스를 증가시킨다.
상기 주파수 설정부는, 상기 트랜지스터에 병렬 연결되어 있고 접지되어 있는 일단을 포함하는 커패시터; 상기 커패시터의 타단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항; 및 상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함한다. 상기 주파수 변조 전류는 상기 주파수 설정부로 공급된다.
상기 오실레이터는, 상기 제1 저항의 타단 및 상기 제2 저항의 일단에 연결되어 있는 제1 전극 및 상기 주파수 변조 전류를 생성하기 위한 전원 전압이 연결되어 있는 제2 전극을 포함하는 제어 트랜지스터; 및 상기 제어 트랜지스터의 게이트 전극에 연결되어 있는 출력단, 상기 제1 전극에 연결되어 있는 제1 입력단, 및 기준 전압이 입력되는 제2 입력단을 포함하는 오차 증폭기를 포함한다. 상기 기준 전압과 상기 제1 전극의 전압의 오차가 클수록 상기 제어 트랜지스터를 통해 흐르는 상기 주파수 변조 전류가 증가한다.
상기 오실레이터는, 상기 제1 전류에 의해 충전되고, 상기 제2 전류에 의해 방전되어 상기 삼각파 신호를 생성하는 삼각파 커패시터; 상기 삼각파 신호를 제1 전압과 비교하는 제1 비교기; 상기 삼각파 신호를 제2 전압과 비교하는 제2 비교기; 및 상기 제1 비교기 및 제2 비교기의 출력에 따라 상기 클록 신호를 생성하는 SR 플립플롭을 더 포함한다. 상기 SR 플립플롭은, 상기 삼각파 신호가 상기 제1 전압에 도달하면 상기 클록 신호를 하강시키고, 상기 삼각파 신호가 상기 제2 전압에 도달하면 상기 클록 신호를 상승시킨다.
본 발명의 다른 특징에 따른 홀드-업 타임 확장 회로는, 감소하는 입력 전압이 임계 전압까지 감소하는 홀드-업 타임을 직류 링크 커패시터에 비해 확장시킨다. 임계 전압이란, 입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하기 위해 필요한 전압이다. 상기 홀드-업 타임 확장 회로는, 상기 입력 전압을 감지하는 입력 전압 감지부; 상기 감지된 입력 전압에 따라 스위칭 동작하는 트랜지스터; 및 상기 트랜지스터의 스위칭 동작에 따라 임피던스가 변하는 주파수 설정부를 포함한다.
상기 주파수 설정부는, 상기 트랜지스터에 병렬 연결되어 있고 접지되어 있는 일단을 포함하는 커패시터; 상기 커패시터의 타단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항; 및 상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 홀드-업 타임 확장 회로는, 입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하기 위해 스위칭 동작하는 적어도 하나의 스위치를 영전압 스위칭 시키기 위한 누설 인덕터를 포함하는 컨버터에 적용된다.
상기 홀드-업 타임 확장 회로는, 상기 입력 전압을 감지하는 입력 전압 감지부; 상기 감지된 입력 전압에 따라 스위칭 동작하는 트랜지스터; 및 상기 트랜지스터의 스위칭 동작에 따라 임피던스가 변하는 주파수 설정부를 포함한다.
상기 주파수 설정부는, 상기 트랜지스터에 병렬 연결되어 있고 접지되어 있는 일단을 포함하는 커패시터; 상기 커패시터의 타단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항; 및 상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함한다.
본 발명은 홀드-업 타임을 증가시킬 수 있는 홀드-업 타임 확장 회로 및 이를 포함하는 컨버터를 제공한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 홀드-업 타임 확장 회로가 적용된 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어부를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 홀드-업 타임 확장 회로(30)를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따라 홀드-업 타임이 확장된 것을 나타내 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다. 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 용이하게 실시할 수 있는 실시 예를 첨부된 도면을 참조로 하여 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 홀드-업 타임 확장 회로가 적용된 컨버터를 나타낸 도면이다. 도 1에서는 하프-브릿지(half bride) 컨버터가 도시되어 있으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 본 발명은 누설 인덕턴스를 포함하는 컨버터에서 모두 적용될 수 있다.
하프 브릿지 컨버터(1)는 입력단에 연결되어 있는 직류 링크 커패시터(CDL)을 포함한다. 직류 링크 커패시터(CDL)는 입력 전압(VIN)을 평활 시킨다.
하프 브릿지 컨버터(1)는 출력전압(VOUT)을 요구되는 전압 범위 내로 생성하기 위해 한다. 출력 트랜지스터(M1) 및 출력 트랜지스터(M2)는 입력 전압(VIN)을 변환하여 출력 전압(VOUT)을 생성하기 위해 적절한 소정의 스위칭 주파수에 따라 동작한다. 하프 브릿지 컨버터(1)는 출력 트랜지스터(M1) 및 출력 트랜지스터(M2)의 스위칭 동작을 제어하는 집적 회로(20)를 포함한다.
출력 트랜지스터(M1) 및 출력 트랜지스터(M2) 각각은 금속-산화 반도체 전계 효과 트랜지스터(metal-oxide semiconductor field effect transistors, MOSFET)로 구현되고, 본 발명의 실시 예에서는 집적 회로(20)내에 집적되어 있다. 그러나 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 출력 트랜지스터(M1) 및 출력 트랜지스터(M2) 각각은 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)이거나, 집적 회로(20)로부터 분리되어 형성될 수 있다. 또한, 집적 회로(20)는 두 개의 출력 트랜지스터(M1, M2) 대신 단일 출력 트랜지스터(도시하지 않음)의 스위칭을 제어할 수 있다. 집적 회로(20)는 펄스 주파수 변조(pulse frequency modulation, PFM) 방식에 따라 출력 트랜지스터(M1) 및 출력 트랜지스터(M2) 각각의 스위칭을 제어할 수 있다.
하프 브릿지 컨버터(1)는 입력 전압(VIN)을 변환하여 출력 전압(VOUT)을 생성하기 위해 트랜스포머(50)를 포함한다. 트랜스포머(50)는 1차측 코일(CO1) 및 2차측의 2 개의 코일(CO21) 및 코일(CO22)을 포함한다. 2차측의 2 개의 코일(CO21) 및 코일(CO22)을 이하 제2 코일 및 제3 코일이라 하고, 1차측 코일(CO1)을 제1 코일이라 한다.
트랜스포머(50)의 1차측 코일(CO1)과 2차측 코일(CO21, CO22) 사이에는 누설 인덕턴스(leakage inductance) 및 자화 인덕턴스(magnetizing inductance)가 존재한다. 도 1에서는 누설 인덕턴스를 회로적으로 누설 인덕터(Llk)로 도시하였고, 자화 인덕턴스를 자화 인덕터(Lm)로 도시하였다. 제1 코일(CO1)은 권선수 Np를 가지는 코일이고, 제2 코일(CO21) 및 제3 코일(CO22) 각각은 권선수 Ns를 가지는 코일이다. 1차측과 2차측의 권선비에 따라 1차측의 전류 및 전압이 변환되어 2차측으로 전달된다.
다이오드(D2)는 제2 코일(CO21)에 흐르는 전류를 정류하고, 다이오드(D3)는 제3 코일(CO22)에 흐르는 전류를 정류한다. 다이오드(D2) 및 다이오드(D3)를 통과한 전류의 리플 성분은 인덕터(L1)에 의해 감쇄되고, 커패시터(CO)에 의해 흡수된다. 인덕터(L1) 및 커패시터(CO)로 구성된 L-C 필터에 의해 출력 전압(VOUT)은 직류 전압이 된다.
트랜스포머(50)와 직류링크 커패시터(CDL) 사이에는 블록킹 커패시터(CB)가 연결되어 있다. 블록킹 커패시터(CB)는 입력 전압의 DC 성분을 필터링하는 역할을 수행한다. 또한, 블록킹 커패시터(CB) 및 누설 인덕터(Llk)간에 공진이 발생하여 출력 트랜지스터(M1) 및 출력 트랜지스터(M2) 각각의 양단에 형성되어 있는 기생 커패시터(도시하지 않음)를 방전시킨다.
출력 트랜지스터(M1, M2)가 영전압 스위칭을 하기 위해서 출력 트랜지스터(M1, M2)의 턴 온 시점에 양단 전압은 영 전압이 되어야 한다. 출력 트랜지스터(M1, M2)의 기생 커패시터를 방전시켜야 출력 트랜지스터(M1, M2)의 양단 전압이 영 전압이 된다. 출력 트랜지스터(M1, M2)의 기생 커패시터를 방전시키기 위해서는 방전 전류를 제공하는 전력이 필요한다. 본 발명의 실시 예에서는 누설 인덕터(Llk)에 충전된 전력이 출력 트랜지스터(M1, M2)의 기생 커패시터를 방전시키는 전류를 제공한다. 구체적으로, 누설 인덕터(Llk)와 블록킹 커패시터(CB)간의 공진에 의해 누설 인덕터(Llk)에 충전된 전력이 공진 전류를 생성하고, 공진 전류를 출력 트랜지스터(M1, M2)의 기생 커패시터를 방전시킨다.
전원 전압(VCC)은 스위치 제어부(10) 및 출력 트랜지스터(M1, M2)를 동작시키기 위해 필요한 전원 전압을 생성하기 위한 전압이다.
전원 전압(VCC)은 커패시터(C1)에 의해 노이즈가 제거되어, 집적 회로(20)의 LVCC 핀을 통해 스위치 제어부(10)에 입력된다. 전원 전압(VCC)는 저항(R1) 및 다이오드(D1)을 통해 커패시터(C2)를 충전시킨다. 커패시터(C2)에 충전된 전압은 HVCC 핀을 통해 스위치 제어부(10)에 입력된다.
집적 회로(20)는 출력 트랜지스터(M1)(이하, "상측 트랜지스터"라고 함.)에 전기적으로 연결된 VDL 핀(pin), 전력 접지를 위한 PG 핀, 및 컨트롤 접지를 위한 SG 핀을 포함한다. 스위치 제어부(10)는 SG 핀을 통해 접지와 연결되어 있다.
그리고 집적 회로(20)는 스위치 제어부(10)의 동작에 필요한 내부 바이어스 전압을 생성하기 위해 필요한 전원 전압(VCC)이 공급되는 LVCC 핀, 및 상측 트랜지스터(M1)를 구동하는 상측 게이트 구동부의 동작에 필요한 전원 전압이 공급되는 HVCC 핀을 포함한다. 또한, 집적 회로(20)는 출력 트랜지스터(M2)(이하, "하측 트랜지스터"라고 함.)의 드레인에 전기적으로 연결된 VCTR 핀, 출력 전압(VOUT)에 따라 변동하는 피드백 신호(VF)가 입력되는 VFB 핀, 하측 트랜지스터(M2)를 통해 흐르는 전류를 감지하고, 집적 회로(20)의 보호 동작을 인에이블/디스에이블(enabling/disabling)하기 위한 CS 핀, 및 하프 브릿지 컨버터(1)의 동작 주파수를 설정하기 위한 RT 핀을 포함한다.
집적 회로(20)의 RT 핀에는 본 발명의 실시 예에 따른 홀드-업 타임 확장 회로(30)가 연결되어 있다.
홀드-업 타임 확장 회로(30)는 입력 전압(VIN)을 감지하여 입력 전압(VIN)이 감소하여 소정 전압 이하가 되면, 하프 브릿지 컨버터(1)의 동작 주파수를 감소시킨다. 동작 주파수란, 즉, 상측 트랜지시터(M1) 및 하측 트랜지스터(M2)의 스위칭 주파수를 의미한다. 홀드-업 타임 확장 회로(30)가 집적 회로(20) 외부에 형성되어 있는 것으로 도시되어 있으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니고, 집적 회로(20) 내부에 형성될 수 있다.
스위치 제어부(10)는 RT 핀 밖으로 흐르는 전류에 의해 결정된 주파수로 상측 트랜지스터(M1) 및 하측 트랜지스터(M2)를 동작시키는 전류 제어 오실레이터(도 2의 100)를 포함할 수 있다. RT 핀의 전압은 정전압(예를 들면, 2 VDC)으로 유지될 수 있다. RT 핀의 임피던스가 감소하면, RT 핀 밖으로 흐르는 전류가 증가하여 동작 주파수가 증가한다. RT 핀의 임피던스가 증가하면, RT 핀 밖으로 흐르는 전류가 감소하여 동작 주파수가 감소된다. 홀드-업 타임 확장 회로(30)에 대한 구체적인 설명은 도 2 및 3을 참조하여 후술한다.
CS 핀과 접지 사이에는 저항(R5) 및 저항(R6)가 직렬 연결되어 있고, CS 핀에 커패시터(C4)가 연결되어 있다. 하측 스위치(M2)가 턴 온 되어 있는 기간 동안 저항(R6)에 흐르는 전류에 의해 저항(R5) 및 저항(R6)의 접점에는 음의 전압(이하, 감지 전압)이 발생한다. 감지 전압(RS)은 커패시터(C4)에 의해 노이즈가 제거되어 스위치 제어부(10)에 입력된다. 스위치 제어부(10)는 감지 전압을 이용하여 과부하 및 과열로부터 집적 회로(20)를 보호하는 보호 동작을 제어한다.
하프 브릿지 컨버터(1)는 출력 전압(VOUT)에 따라 상측 스위치(M1) 및 하측 스위치(M2)의 듀티를 결정하는 피드백 신호를 생성하는 피드백 신호 생성부(40)를 포함한다.
피드백 신호 생성부(40)는 옵토다이오드(opto-diode)(PD)와 옵토트랜지스터(optotransistor)(PT)로 형성된 옵토-커플러(opto-coupler)를 이용하여 출력 전압(VOUT)에 따르는 피드백 신호(VF)를 생성한다. 저항(R2)는 옵토다이오드(PD)의 애노드 전극과 출력 전압(VOUT) 사이에 연결되어 있다. 션트 레귤레이터(41)의 캐소드 전극은 옵토다이오드(PD)의 캐소드 전극에 연결되어 있고, 션트 레귤레이터(41)의 애노드 전극은 접지되어 있다. 션트 레귤레이터(41)의 기준단에는 출력 전압(VOUT)이 저항(R3) 및 저항(R4)의 저항비로 분배된 전압(노드 NR의 전압)이 입력된다. 션트 레귤레이터(41)는 기준단으로 입력되는 노드 NR의 전압보다 캐소드 전극에 입력되는 전압이 높은만큼 옵토다이오드(PD)에 흐르는 전류를 증가시킨다.
즉, 출력 전압(VOUT)에 따라 옵토다이오드(PD)에 흐르는 전류가 변한다.
옵토트랜지스터(PT)의 전류는 옵토다이오드(PD)에 흐르는 전류에 따른다. 옵토트랜지스터(PT)의 콜렉터는 커패시터(C3)에 연결되어 있고, 에미터는 접지되어 있다. 옵토트랜지스터(PT)의 전류가 증가할수록 커패시터(C3)가 방전하여 피드백 신호(VF)는 감소한다. 반대로 옵토트랜지스터(PT)의 전류가 감소할수록 VFB 핀을 통해 스위치 제어부(10)로부터 공급되는 전류에 의해 커패시터(C3)가 충전되어 피드백 신호(VF)는 증가한다.
이하, 도 2를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 홀드-업 타임 확장 회로에 의해 스위칭 주파수를 결정하는 스위치 제어부(10)에 대해서 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어부를 나타낸 도면이다.
스위치 제어부(10)는 오실레이터(100), 피드백부(200), PWM 제어부(300), 지연부(400), 상측 게이트 구동부(500), 및 하측 게이트 구동부(600)를 포함한다.
오실레이터(100)는 RT 핀을 통해 홀드-업 타임 확장 회로(30)로 공급되는 주파수 변조 전류(ICTC)에 따르는 주파수를 가지는 삼각파 신호(TS) 및 클록 신호(CLK)를 생성한다.
RT 핀의 임피던스가 클수록 RT 핀으로 흘러나오는 전류가 감소하여 주파수 변조 전류(ICTC)가 감소하고 반대로 RT핀의 임피던스가 작을수록 RT핀으로 흘러나오는 전류가 증가하여 주파수 변조 전류(ICTC)가 증가한다.
RT 핀의 전압을 기준 전압 2V로 유지하기 위한 오차 증폭기(101)의 출력단은 제어 트랜지스터(T1)의 게이트 전극에 연결되어 있다. 오차 증폭기(101)는 RT 핀의 전압과 기준 전압 2V을 비교한 오차를 증폭하여 제어 트랜지스터(T1)의 게이트 전극에 증폭된 오차에 대응하는 전압을 출력한다.
RT핀의 임피던스가 감소하면 RT 핀의 전압이 감소하고, 기준 전압 2V와의 오차가 증가한다. 그러면 오차 증폭기(101)는 제어 트랜지스터(T1)의 게이트 전극 전압을 증가시켜, 주파수 변조 전류(ICTC)는 증가한다.
RT 핀의 임피던스가 증가하면 RT 핀의 전압이 증가하고, 기준 전압 2V와의 오차가 감소한다. 그러면 오차 증폭기(101)는 제어 트랜지스터(T1)의 게이트 전극 전압을 감소시켜, 주파수 변조 전류(ICTC)는 감소한다.
앞서 언급한 바와 같이, 2V는 일 예로서 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다. 제어 트랜지스터(T1)의 소스 전극은 RT 핀에 연결되어 있고, 제어 트랜지스터(T1)의 드레인 전극은 기준 전압(Vref)에 연결되어 있다. 주파수 변조 전류(ICTC)는 전원 전압(Vref)에 의해 생성되고 주파수 변조 전류(ICTC)의 크기는 오차 증폭기(101)에 의해 제어된다.
홀드-업 타임 확장 회로(30)가 RT 핀에 연결되어 있는 임피던스를 낮추면 RT 핀으로 흐르는 전류가 증가하여 주파수 변조 전류(ICTC)가 증가한다. 주파수 변조 전류(ICTC)가 증가하면 삼각파 신호(TS) 및 클록 신호(CLK)의 주파수가 증가하여 스위칭 주파수가 증가한다. 홀드-업 타임 확장 회로(30)가 RT 핀에 연결되어 있는 임피던스를 높이면 RT 핀으로 흐르는 전류가 감소하여 주파수 변조 전류(ICTC)가 감소한다. 주파수 변조 전류(ICTC)가 감소하면 삼각파 신호(TS) 및 클록 신호(CLK)의 주파수가 감소하여 스위칭 주파수가 감소한다.
전류 미러부(107)는 주파수 변조 전류(ICTC)를 제1 비율 및 제2 비율로 복사하여 충전 종속 전류원(105) 및 방전 종속 전류원(106)으로 전달한다. 본 발명의 실시 예에서는 제1 비율을 1로 설정하고, 제2 비율을 2로 설정하였으나 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
충전 종속 전류원(105)는 커패시터(C5)를 충전시키고, 방전 종속 전류원(106)은 스위치(S1)이 턴 온 되어 있는 기간 동안 삼각파 커패시터(C5)를 방전시킨다. 삼각파 커패시터(C5)에 충전된 전압이 삼각파 신호(TS)가 된다. 스위치(S1)는 클록 신호(CLK)의 하이 레벨에 의해 턴 온 되고, 클록 신호(CLK)의 로우 레벨에 의해 턴 오프 된다.
제1 비교기(102)는 삼각파 신호(TS)가 기준 전압 3V 이상인 경우 하이 레벨의 신호를 출력하고, 삼각파 신호(TS)가 기준 전압 3V 미만인 경우 로우 레벨의 신호를 출력한다. 기준 전압 3V는 삼각파 신호(TS)의 피크로서 일 예시일 뿐, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
제2 비교기(103)는 삼각파 신호(TS)가 기준 전압 1V보다 큰 경우 로우 레벨의 신호를 출력하고, 삼각파 신호(TS)가 기준 전압 1V 이하인 경우 하이 레벨의 신호를 출력한다. 기준 전압 1V는 삼각파 신호(TS)의 최저로서 일 예시일 뿐, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
SR 플립플롭(104)는 셋단(S)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 하이 레벨의 신호를 출력단(Q)를 통해 출력하고, 리셋단(R)에 입력되는 신호의 상승 에지에 동기되어 로우 레벨의 신호를 출력단(Q)를 통해 출력한다. SR 플립플롭(104)의 출력단(Q)를 통해 출력되는 신호가 클록 신호(CLK)이다.
따라서 삼각파 신호(TS)가 3V에 도달하는 시점에 클록 신호(CLK)는 하이 레벨이 되고, 삼각파 신호(TS)가 1V에 도달하는 시점에 클록 신호(CLK)는 로우 레벨이 된다.
또한, 스위치(S1)는 삼각파 신호(TS)가 3V에 도달하는 시점에 하이 레벨의 클록 신호(CLK)에 의해 턴 온 된다. 그러면 방전 종속 전류원(106)에 의해 커패시터(C5)가 방전되어 삼각파 신호(TS)가 감소하기 시작한다. 스위치(S1)는 삼각파 신호(TS)가 1V에 도달하는 시점에 로우 레벨의 클록 신호(CLK)에 의해 턴 오프 된다. 그러면 충전 종속 전류원(105)에 의해 커패시터(C5)가 충전되어 삼각파 신호(TS)가 증가하기 시작한다.
피드백부(200)는 두 개의 다이오드(D4, D5), 저항(R7), 전압(LVCC)에 의해 생성되는 피드백 전류원(IFB) 및 과부하 전류원(IOLP)를 포함한다. 피드백 전류원(IFB)의 전류 중 다이오드(D4)를 통과한 전류 및 과부하 전류원(IOLP)의 전류는 피드백 신호 생성부(40)로 공급된다. 피드백 전류원(IFB)의 전류 중 다이오드(D5)를 통과한 전류는 저항(R7)에 공급된다.
과부하 전류원(IOLP)은 피드백 신호(VF)가 증가하여 다이오드(D4)가 오프되는 시점 이후에도 피드백 신호(VF)를 증가시키기 위한 전류를 공급한다. 다이오드(D4)가 오프되는 레벨의 전압까지 피드백 신호(VF)가 증가한 경우 출력단의 부하가 매우 큰 경우이다. 이 때부터, 과부하 전류원(IOLP)의 전류 만이 피드백 신호 생성부(40)에 공급되어 피드백 신호(VF)를 증가시킨다. 다이오드(D4)가 오프된 후, 피드백 신호(VF)가 소정의 임계 전압이상까지 상승하면 스위치 제어부(10)는 과부하 상태로 판단하여 보호 동작을 인에이블 시킬 수 있다.
과부하 전류원(IOLP)의 전류는 피드백 전류원(IFB)의 전류에 비해 매우 작은 값으로 과부하 상태가 아닌 경우에는 피드백 신호(VF)의 생성에 미치는 영향이 적다.
피드백 전류원(IFB)의 전류 중 피드백 신호 생성부(40)에 공급되는 전류는 다이오드(D4)를 통해서 공급되므로, 다이오드(D4)의 애노드 전극 전압이 피드백 신호(VF)보다 작아지면 피드백 신호 생성부(40)에 공급되는 전류는 차단된다. 다이오드(D4)의 애노드 전극 전압은 다이오드(D5)의 애노드 전압과 동일하고, 다이오드(D5)의 애노드 전압은 저항(R7)의 전압에 따라 결정된다.
저항(R7) 값이 클수록 다이오드(D5)의 애노드 전압이 증가하므로, 다이오드(D4)의 애노드 전압도 증가한다. 그러면 다이오드(D4) 턴 오프 시점의 피드백 신호(VF) 전압 레벨이 높아진다. 반대로 저항(R7) 값이 작을수록 다이오드(D5) 및 다이오드(D4)의 애노드 전압이 낮아 다이오드(D4) 턴 오프 시점의 피드백 신호(VF) 전압 레벨이 낮아진다.
이와 같이 저항(R7) 값에 따라 피드백 신호(VF)의 레벨을 조절할 수 있다. 피드백 신호(VF)와 삼각파 신호(TS)를 이용해 상측 스위치(M1) 및 하측 스위치(M2)의 듀티를 제어하므로, 저항(R7)을 이용해 상측 스위치(M1) 및 하측 스위치(M2)의 듀티를 제어할 수 있다. 저항(R7)을 이용해 듀티를 제어할 수 있으므로, 상측 스위치(M1) 및 하측 스위치(M2)에 흐를 수 있는 전류의 최고 값도 저항(R7)에 따라 결정된다.
PWM 제어부(300)는 피드백 신호(VF)와 삼각파 신호(TS)를 비교한 결과 및클록 신호(CLK)에 따라 상측 스위치(M1) 및 하측 스위치(M2)의 스위칭 동작을 제어한다.
PWM 제어부(300)는 PWM 비교기(301), SR 플립플롭(302), 및 OR 게이트(303)를 포함한다.
PWM 비교기(301)는 삼각파 신호(TS)가 피드백 신호(VF) 이상이면 하이 레벨의 신호를 생성하고, 삼각파 신호(TS)가 피드백 신호(VF) 보다 작으면 로우 레벨의 신호를 출력한다.
SR 플립플롭(302)은 셋단(S)에 입력되는 클록 신호(CLK)의 상승 에지에 동기되어 로우 레벨의 신호를 반전 출력단(-Q)로 출력하고, 리셋 단(S)에 입력되는 PWM 비교기(301)의 출력 신호의 상승 에지에 동기되어 하이 레벨의 신호를 반전 출력단(-Q)로 출력한다.
OR 게이트(303)는 클록 신호(CLK) 및 SR 플립플롭(302)의 반전 출력단(-Q)의 출력 신호 중 적어도 하나가 하이 레벨이면 하이 레벨의 펄스폭변조 신호(PWM)를 출력한다. OR 게이트(303)는 클록 신호(CLK) 및 SR 플립플롭(302)의 반전 출력단(-Q)의 출력 신호 모두 로우 레벨이면 로우 레벨의 펄스폭변조 신호(PWM)을 출력한다.
클록 신호(CLK)의 상승 에지에 동기되어 SR 플립플롭(302)의 반전 출력단(-Q) 출력 신호는 로우 레벨이 된 후, 클록 신호(CLK)의 하강 에지에 동기되어 펄스폭변조 신호(PWM)는 로우 레벨이 된다. 클록 신호(CLK)가 로우 레벨인 상태에서 증가하던 삼각파 신호(TS)가 피드백 신호(VF)에 도달하는 시점에 SR 플립플롭(302)의 반전 출력단(-Q)의 출력 신호가 하이 레벨이 된다. 그러면 OR 게이트(303)는 하이 레벨의 펄스폭변조 신호(PWM)를 생성한다.
로우 레벨의 펄스폭 변조 신호(PWM)는 하측 스위치(M2)를 턴 온 시키고, 하이 레벨의 펄스폭변조 신호(PWM)는 상측 게이트 신호(M1)를 턴 온 시킨다.
지연부(400)는 펄스폭변조 신호(PWM)에 따라 소정의 데드 타임을 가지도록 상측 스위치(M1) 및 하측 스위치(M2)의 스위칭 동작을 제어하는 상측 게이트 제어 신호(VC1) 및 하측 게이트 제어 신호(VC2)를 생성한다.
지연부(400)는 인버터(410), 상측 지연부(420), NOR 게이트(430), 하측 지연부(440) 및 NOR 게이트(450)를 포함한다.
인버터(410)는 펄스폭변조 신호(PWM)을 반전시켜 반전 펄스폭변조 신호(/PWM)를 출력한다.
NOR 게이트(430)는 반전 펄스폭변조 신호(/PWM) 및 상측 지연부(420)의 출력 신호 모두가 로우 레벨이면 하이 레벨의 상측 게이트 제어 신호(VC1)를 출력한다. NOR 게이트(430)는 반전 펄스폭변조 신호(/PWM) 및 상측 지연부(420)의 출력 신호 중 적어도 어느 하나가 하이 레벨이면 로우 레벨의 상측 게이트 제어 신호(VC1)를 출력한다.
하측 지연부(440)는 펄스폭변조 신호(PWM)의 하강 에지에 동기되어 펄스폭변조 신호(PWM)를 소정 지연 시간 후 NOR 게이트(450)로 출력한다.
NOR 게이트(450)는 펄스폭변조 신호(PWM) 및 하측 지연부(440)의 출력 신호 모두가 로우 레벨이면 하이 레벨의 하측 게이트 제어 신호(VC2)를 출력한다. NOR 게이트(450)는 펄스폭변조 신호(PWM) 및 하측 지연부(440)의 출력 신호 중 적어도 어느 하나가 하이 레벨이면 로우 레벨의 하측 게이트 제어 신호(VC2)를 출력한다.
상측 게이트 구동부(500)는 상측 게이트 제어 신호(VC1)에 따라 상측 게이트 신호(VG1)를 출력한다. 상측 게이트 구동부(500)는 HVCC 핀 및 VCTR 핀을 통해 입력되는 전압에 따라 상측 게이트 신호(VG1)가 상측 스위치(M1)을 온/오프 시킬 수 있는 레벨로 생성한다.
하측 게이트 구동부(600)는 하측 게이트 제어 신호(VC2)에 따라 하측 게이트 신호(VG2)를 출력한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 홀드-업 타임 확장 회로를 나타낸 도면이다. 홀드-업 타임 확장 회로(30)는 다양한 방식으로 구현될 수 있으며, 도 3은 그 일 예를 설명한 것이다.
홀드-업 타임 확장 회로(30)는 입력 전압 감지부(31), 주파수 시프터(32), 및 주파수 설정부(33)를 포함한다.
입력 전압 감지부(31)는 입력 전압(VIN)을 저항(R8) 및 저항(R9)로 저항 분배하여 입력 전압(VIN)에 따르는 감지 입력 전압(SVIN)을 생성한다.
주파수 시프터(32)는 BJT(T2)를 포함하며, BJT(T2)는 감지 입력 전압(SVIN)에 따라 스위칭 된다. BJT(T2)의 스위칭 동작에 따라 주파수 설정부(33)의 임피던스가 변한다.
주파수 설정부(33)는 임피던스를 변화시켜 스위칭 주파수를 변동시킨다. 주파수 설정부(33)는 저항(R10), 저항(R10)에 직렬 연결되어 있는 커패시터(C6), 저항(R11)을 포함한다.
저항(R10) 및 저항(R11) 각각의 일단은 RT 핀에 연결되어 있고, 저항(R10)의 타단은 커패시터(C6)의 일단에 연결되어 있으며, 저항(R11)의 타단은 접지되어 있다. 커패시터(C6)는 BJT(T2)에 병결 연결되어 있고, 커패시터(C6)의 타단은 접지되어 있다.
입력 전압(VIN)이 낮아져, 감지 입력 전압(SVIN)이 BJT(T2)를 턴 오프 시킬 수 있는 레벨이 되면, BJT(T2)의 턴 오프에 의해 주파수 설정부(33)의 임피던스가 증가한다.
BJT(T2)가 턴 온 되어 있을 때에는 저항(R10) 및 저항(R11)이 병렬 연결되어 있어, RT 핀에 연결되어 있는 임피던스가 낮다. BJT(T2)가 턴 오프되면, 커패시터(C6)가 저항(R10)에 직렬로 연결되어 RT핀의 임피던스가 증가한다. 저항(R10)을 통해 커패시터(C6)가 주파수 변조 전류(ICTC)에 의해 충전되는동안, 커패시터(C6)가 충전되어 주파수 변조 전류(ICTC)가 서서히 감소한다. 주파수 변조 전류(ICTC)의 감소에 따라 저항(R10)의 양단 전압이 감소한다.
주파수 변조 전류(ICTC)에 의해 커패시터(C6)가 더 이상 충전되지 않는 정상 상태에 도달하면, 저항(R11)으로만 주파수 변조 전류(ICTC)가 흐른다. 이 때의 주파수 변조 전류(ICTC)는 저항(R10) 및 저항(R11)이 병렬 연결되어 있을 때보다 작은 전류로서, 스위칭 주파수는 감소한다.
수학식 1은 입력 전압(VIN)과 출력 전압(VOUT)간의 변환 비(conversion ratio)를 나타내는 수학식이다.
Figure pat00001
수학식 1에서 n은 제1 코일(CO1) 및 제2 코일(CO21)(또는 제3 코일(CO22))의 권선부 비 Ns/Np이고, D는 하측 스위치(M2)의 듀티, (1-D)는 상측 스위치(M1)의 듀티, IOUT은 부하에 공급되는 하프-브릿지 컨버터(1)의 출력 전류, fs는 스위칭 주파수이다. 수학식 1은 비대칭성 하프-브릿지 컨버터(1)의 변환비이다.
수학식 1과 같이 입력 전압(VIN)과 출력 전압(VOUT)간의 변환 비를 감소시키는 원인 중 하나로 스위칭 주파수(fs)가 있다. 스위칭 주파수(fs)가 증가할수록 듀티 손실(duty loss)이 증가한다. 수학식 1에서 듀티 손실은 "4*IOUT*Llk*fs/n"으로 나타내진다.
수학식 1에서 알 수 있듯이, 누설 인덕터(Llk)도 듀티 로스의 원인이다. 누설 인덕터(Llk)는 영전압 스위칭 동작을 위해서 필요하지만, 누설 인덕터(Llk)가 증가할수록 듀티 로스가 증가한다. 상측 및 하측 스위치(M1, M2)와 같이 출력 전압을 생성하기 위해 동작하는 스위치들의 전체 듀티에 따른 입력 전압과 출력 전압의 변환 비와 실제 입력 전압과 출력 전압의 변환 비간의 차이를 듀티 로스라 한다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 입력 전압(VIN)이 감소하는 경우 스위칭 주파수(fs)를 감소시켜 입력 전압(VIN)의 감소에 따른 변환 비의 감소를 보상할 수 있다. 변환 비의 감소를 보상하여 입력 전압이 임계 전압까지 감소하는 기간 홀드-업 타임을 확장시킬 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따라 홀드-업 타임이 확장된 것을 나타내 도면이다.
도 4에서 얇은 선은 종래 하프-브릿지 컨버터의 입력 전압 감소 곡선이고, 굵은 선은 본 발명의 실시 예에 따른 하프-브릿지 컨버터의 입력 전압 감소 곡선이다. 임계 전압은 363Vdc로 설정하였다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 하프-브릿지 컨버터의 입력 전압은 시점 T2에 임계 전압에 도달한다. 종래 하프-브릿지 컨버터의 입력 전압은 시점 T1에 임계 전압에 도달하였다. 즉, 기간 T1-T2만큼 홀드-업 타임이 확장되었다.
홀드-업 타임을 확장하기 위해서는 직류링크 커패시터를 증가시켜야 하고, 이는 생산 단가 증가 및 회로 사이즈 증가의 원인이 된다. 본 발명의 실시 예에 따른 하프-브릿지 컨버터의 직류링크 커패시터(CDL)이 220uF임에도 불구하고, 본 발명의 실시 예에 따른 입력 전압 곡선은 직류링크 커패시터의 용량이 360uF인 종래 하프-브릿지 컨버터와 동일한 입력 전압 감소 곡선과 동일하다.
이와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 홀드-업 타임 확장 회로 및 이를 포함하는 컨버터는 직류링크 커패시터의 용량 변경 없이, 홀드-업 타임을 확장할 수 있는 효과를 제공한다.
지금까지 참조한 도면과 기재된 발명의 상세한 설명은 단지 본 발명의 예시적인 것으로서, 이는 단지 본 발명을 설명하기 위한 목적에서 사용된 것이지 의미 한정이나 특허청구범위에 기재된 본 발명의 범위를 제한하기 위하여 사용된 것은 아니다. 그러므로 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시 예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
하프 브릿지 컨버터(1), 출력 트랜지스터/상측 트랜지스터(M1),
출력 트랜지스터/하측 트랜지스터(M2), 제1 코일(CO1), 제2 코일(CO21)
제3 코일(CO22), 스위치 제어부(10), 집적 회로(20)
홀드-업 타임 확장 회로(30), 피드백 생성부(40), 트랜스포머(50)
다이오드(D1-D5), 저항(R1-R10), 커패시터(C1-C6, CO)
직류링크 커패시터(CDL), 오실레이터(100), 피드백부(200)
PWM 제어부(300), 지연부(400), 상측 게이트 구동부(500)
하측 게이트 구동부(600), 오차 증폭기(101), 비교기(102, 103, 301)
제어 트랜지스터(T1), 스위치(S1), 옵토 트랜지스터(PT)
옵토 다이오드(PD), 션트 레귤레이터(41), 누설 인덕터(Llk)
자화 인덕터(Lm), 인덕터(L1), 블록킹 커패시터(CB)

Claims (14)

  1. 입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하는 컨버터에 있어서,
    상기 출력 전압을 생성하기 위해 스위칭 동작하는 적어도 하나의 스위치;
    상기 적어도 하나의 스위치를 영전압 스위칭시키기 위한 누설 인덕터;
    상기 입력 전압에 따라 상기 적어도 하나의 스위치의 스위칭 주파수를 제어하는 홀드-업 타임 확장 회로; 및
    상기 적어도 하나의 스위치를 스위칭 동작시키는 스위치 제어부를 포함하는 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 홀드-업 타임 확장 회로는,
    상기 입력 전압을 감지하는 입력 전압 감지부; 및
    상기 감지된 입력 전압에 따라 임피던스가 조절되는 주파수 설정부를 포함하고,
    상기 임피던스에 따라 상기 스위칭 주파수가 결정되는 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 홀드-업 타임 확장 회로는,
    상기 감지된 입력 전압에 따라 스위칭 동작하는 트랜지스터를 더 포함하고, 상기 트랜지스터가 턴 온 되면, 상기 주파수 설정부는 상기 임피던스를 감소시키고, 상기 트랜지스터가 턴 오프되면, 상기 주파수 설정부는 상기 임피던스를 증가시키는 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 입력 전압 감지부는,
    상기 입력 전압이 입력되는 일단을 포함하는 제1 저항, 및
    상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함하고,
    상기 트랜지스터는 상기 제1 저항 및 제2 저항의 접점으로 흐르는 전류에 의해 스위칭 동작하는 컨버터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 주파수 설정부는,
    상기 트랜지스터에 병렬 연결되어 있고 접지되어 있는 일단을 포함하는 커패시터;
    상기 커패시터의 타단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항; 및
    상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함하는 컨버터.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 스위치 제어부는,
    상기 홀드-업 타임 확장 회로에 의해 조절되는 임피던스에 따라 주파수 변조 전류를 생성하고, 상기 주파수 변조 전류를 복사하여 제1 전류 및 제2 전류를 생성하며, 상기 제1 전류에 의해 증가하고, 상기 제2 전류에 의해 감소하는 삼각파 신호를 생성하고, 상기 삼각파 신호의 피크 및 최저에 동기되는 에지를 포함하는 클록 신호를 생성하는 오실레이터를 포함하는 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 홀드-업 타임 확장 회로는,
    상기 감지된 입력 전압에 따라 스위칭 동작하는 트랜지스터를 더 포함하고, 상기 트랜지스터가 턴 온 되면, 상기 주파수 설정부는 상기 임피던스를 감소시키고, 상기 트랜지스터가 턴 오프되면, 상기 주파수 설정부는 상기 임피던스를 증가시키는 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 주파수 설정부는,
    상기 트랜지스터에 병렬 연결되어 있고 접지되어 있는 일단을 포함하는 커패시터;
    상기 커패시터의 타단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항; 및
    상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함하고,
    상기 주파수 변조 전류는 상기 주파수 설정부로 공급되는 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 오실레이터는,
    상기 제1 저항의 타단 및 상기 제2 저항의 일단에 연결되어 있는 제1 전극 및 상기 주파수 변조 전류를 생성하기 위한 전원 전압이 연결되어 있는 제2 전극을 포함하는 제어 트랜지스터; 및
    상기 제어 트랜지스터의 게이트 전극에 연결되어 있는 출력단, 상기 제1 전극에 연결되어 있는 제1 입력단, 및 기준 전압이 입력되는 제2 입력단을 포함하는 오차 증폭기를 포함하고,
    상기 기준 전압과 상기 제1 전극의 전압의 오차가 클수록 상기 제어 트랜지스터를 통해 흐르는 상기 주파수 변조 전류가 증가하는 컨버터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 오실레이터는,
    상기 제1 전류에 의해 충전되고, 상기 제2 전류에 의해 방전되어 상기 삼각파 신호를 생성하는 삼각파 커패시터;
    상기 삼각파 신호를 제1 전압과 비교하는 제1 비교기;
    상기 삼각파 신호를 제2 전압과 비교하는 제2 비교기; 및
    상기 제1 비교기 및 제2 비교기의 출력에 따라 상기 클록 신호를 생성하는 SR 플립플롭을 더 포함하고,
    상기 SR 플립플롭은,
    상기 삼각파 신호가 상기 제1 전압에 도달하면 상기 클록 신호를 하강시키고, 상기 삼각파 신호가 상기 제2 전압에 도달하면 상기 클록 신호를 상승시키는 컨버터.
  11. 입력 전압이 임계 전압까지 감소하는 홀드-업 타임을 확장하는 회로에 있어서,
    상기 입력 전압을 감지하는 입력 전압 감지부;
    상기 감지된 입력 전압에 따라 스위칭 동작하는 트랜지스터; 및
    상기 트랜지스터의 스위칭 동작에 따라 임피던스가 변하는 주파수 설정부를 포함하고,
    상기 임계 전압은 입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하기 위해 필요한 전압인 홀드-업 타임 확장 회로.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 주파수 설정부는,
    상기 트랜지스터에 병렬 연결되어 있고 접지되어 있는 일단을 포함하는 커패시터;
    상기 커패시터의 타단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항; 및
    상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함하는 홀드-업 타임 확장 회로.
  13. 입력 전압을 변환하여 출력 전압을 생성하기 위해 스위칭 동작하는 적어도 하나의 스위치를 영전압 스위칭 시키기 위한 누설 인덕터를 포함하는 컨버터의 홀드-업 타임 확장 회로에 있어서,
    상기 입력 전압을 감지하는 입력 전압 감지부;
    상기 감지된 입력 전압에 따라 스위칭 동작하는 트랜지스터; 및
    상기 트랜지스터의 스위칭 동작에 따라 임피던스가 변하는 주파수 설정부를 포함하는 홀드-업 타임 확장 회로.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 주파수 설정부는,
    상기 트랜지스터에 병렬 연결되어 있고 접지되어 있는 일단을 포함하는 커패시터;
    상기 커패시터의 타단에 연결되어 있는 일단을 포함하는 제1 저항; 및
    상기 제1 저항의 타단에 연결되어 있는 일단 및 접지되어 있는 타단을 포함하는 제2 저항을 포함하는 홀드-업 타임 확장 회로.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101319419B1 (ko) * 2012-03-23 2013-10-17 페어차일드 세미컨덕터 코포레이션 성능을 향상시킨 작동 시간 발생기
KR20160009920A (ko) 2014-07-17 2016-01-27 주식회사 라이스피엔씨 쌀떡 도우 제조방법
WO2022098148A1 (ko) * 2020-11-05 2022-05-12 엘지이노텍 주식회사 위상천이 풀브릿지 컨버터
KR20220167828A (ko) 2021-06-14 2022-12-22 태경농산주식회사 아몬드 단백질 발효물 및 콩 단백의 효소 반응물을 주 단백질원으로 함유하는 식물성 치즈 및 그의 제조방법

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201509103A (zh) * 2013-08-23 2015-03-01 Yottacontrol Co 可提供穩定電壓輸出的切換式直流電源供應器
US9590503B2 (en) * 2014-09-17 2017-03-07 Monolithic Power Systems, Inc. Switching converter and associated discharge method
US9960686B2 (en) * 2014-11-17 2018-05-01 Infineon Technologies Austria Ag System and method for detecting a loss of AC power in a switched-mode power supply
JP6938854B2 (ja) * 2016-05-10 2021-09-22 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
US9837914B1 (en) * 2017-04-14 2017-12-05 Inno-Tech Co., Ltd. Methods for meeting holdup time requirement with minimal bulk capacitance
US20240128850A1 (en) * 2022-10-12 2024-04-18 Hamilton Sundstrand Corporation Holdup capacitor charging using single switch forward converter
US20240128879A1 (en) * 2022-10-12 2024-04-18 Hamilton Sundstrand Corporation Holdup capacitor charging using two switch forward converter

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101058935B1 (ko) * 2004-05-03 2011-08-23 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이
KR100609895B1 (ko) * 2004-11-08 2006-08-09 삼성전자주식회사 컴퓨터 및 그 제어방법
US7888919B2 (en) * 2008-03-20 2011-02-15 International Business Machines Corporation Apparatus, system, and method for an adaptive high efficiency switching power supply
US8711581B2 (en) * 2009-01-29 2014-04-29 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Synchronous rectifier network unit circuit and method

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101319419B1 (ko) * 2012-03-23 2013-10-17 페어차일드 세미컨덕터 코포레이션 성능을 향상시킨 작동 시간 발생기
KR20160009920A (ko) 2014-07-17 2016-01-27 주식회사 라이스피엔씨 쌀떡 도우 제조방법
WO2022098148A1 (ko) * 2020-11-05 2022-05-12 엘지이노텍 주식회사 위상천이 풀브릿지 컨버터
KR20220167828A (ko) 2021-06-14 2022-12-22 태경농산주식회사 아몬드 단백질 발효물 및 콩 단백의 효소 반응물을 주 단백질원으로 함유하는 식물성 치즈 및 그의 제조방법

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