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KR20110103925A - 광원을 구동하기 위한 시스템과 방법 - Google Patents

광원을 구동하기 위한 시스템과 방법 Download PDF

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KR20110103925A
KR20110103925A KR1020110088984A KR20110088984A KR20110103925A KR 20110103925 A KR20110103925 A KR 20110103925A KR 1020110088984 A KR1020110088984 A KR 1020110088984A KR 20110088984 A KR20110088984 A KR 20110088984A KR 20110103925 A KR20110103925 A KR 20110103925A
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switch
controller
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큐오 칭-츄안
린 융-린
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오투 마이크로, 인코포레이티드
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Abstract

광원 구동 회로는 전압 컨버터, 스위치 및 제어기를 포함한다. 전압 컨버터는 교류 입력 전압 신호를 제1 정류된 교류 전압 신호로 변환한다. 전압 컨버터는 또한, 제1 정류된 교류 전압 신호의 평균 전압 레벨에 비례하는 평균 신호를 발생한다. 스위치는 광원에 직렬로 결합한다. 전압 컨버터와 스위치에 결합되는 제어기는 펄스 신호를 발생하기 위하여, 제1 정류된 교류 신호와 평균 신호를 비교한다. 더하여, 제어기는 스위치를 제어하여, 광원의 디밍을 조절하기 위하여, 펄스 신호에 따라 디밍 제어 신호를 발생한다.

Description

광원을 구동하기 위한 시스템과 방법{SYSTEM AND METHOD FOR DRIVING A LIGHT SOURCE}
본 발명은 전해 커패시터(electrolytic capacitor)를 사용하지 않아, 리플을 줄임으로써 작동 수명을 늘릴 수 있는 광원 회로 구동을 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
최근, 발광 다이오드(LED:Light Emitting Diodes, 이하 LED 라고 함)와 같은 광원이, 광 산업계에서, 예를 들어 LCD 백라이팅(Liquid Crystal Display Backlighting), 스트리트 라이트닝(Street Lighting), 가전기구와 같은 부분에서 널리 사용되고 있다. LED는 다른 광원에 비해 몇 몇의 이점(장점)이 있다. 이러한 이점 중의 예는 더 우수한 효율과 증가된 작동 수명(operating life)이 그것이다.
부하를 구동하는, 즉, 하나 또는 그 이상의 LED를 구동하는, 일반적인 회로 (100)가 도 1에 도시되어 있다.
도 1을 참조하면, 회로(100)는 전원(power source)(101), 전파(full-wave) 정류기(103), 전해 커패시터(electrolytic capacitor)(105), 및 하나 또는 그 이상의 LED와 같은 부하(107)를 포함한다.
상기 전원(101)은 교류(AC: Alternating Ccurrent) 입력 전압 VIN 과 입력 전류 IIN 을 생성한다. 전형적으로 상기 교류 입력 전압 VIN은 사인파(Sinusoidal Waveform)이다.
상기 정류기(103) 는 D1에서 D4까지의 다이오드를 포함한다. 상기 다이오드는 상기 교류 입력 전압 VIN 을 정류된 교류 전압 VREC으로 변환한다. 상기 전해 커패시터(105)와 부하(107)가 상기 정류기(103)에 결합되면, 상기 전해 커패시터(105)는 정류된 교류 전압 VREC를 평탄하게하여(smooth) 리플(ripple)이 감소된 DC 출력전압 VOUT을 제공한다. 상기 DC 출력전압 VOUT은 LED를 구동하여 빛을 내게할 수 있다.
하지만, 상기 도 1에서의 회로(100)에서, 교류 입력전압 VIN 이 상기 전해 커패시터(105)를 가로지르는 전압보다 더 높은 경우에만, 입력 전류 IIN 는 상기 정류기(103)를 통해 흐른다. 결과적으로, 상기 입력 전류 IIN 는 진동 전류 파형(Pulsating Current Waveform)을 나타내고, 이는 좋지 않은 전력 팩터 (예를 들어 0.6)를 야기한다.
추가적으로, 상기 전해 커패시터(105)의 수명(life time) 또는 MTBF(Mean Time Between Failures)는 LED 구동 시스템의 다른 구성요소보다 훨씬 짧다. 이러한 이유로, 상기 전해 커패시터(105)는 LED 구동 시스템의 수명을 좌우하고, LED 광원의 작동 수명이 길다는 장점을 손상시킨다.
본 발명의 목적은 광원을 구동하기 위한 시스템과 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 실시 예에서, 광원을 구동하기 위한 회로는 전압 컨버터(전해 커패시터가 없는), 스위치 및 제어기를 포함한다. 상기 전압 컨버터는 교류 입력 전압 신호를 제 1 정류된 교류 전압 신호로 변환한다. 상기 전압 컨버터는 추가적으로 상기 제 1 정류된 교류 전압 신호의 평균 전압 레벨에 비례하는 평균 신호를 생성한다. 상기 스위치는 직렬로 광원에 연결된다. 상기 제어기는 상기 전압 컨버터에 연결되고, 상기 스위치는 펄스 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 정류된 교류 전압 신호를 상기 평균 신호와 비교한다. 상기 제어기는 추가적으로 상기 스위치를 제어하기 위해 상기 펄스 신호를 기반으로 하는 디밍 제어 신호를 생성한다. 이렇게 함으로써, 상기 광원의 디밍을 제어한다.
본 발명의 목적을 달성하기 위한 제 1 견지에 따르면, 교류 입력 전압 신호를 제 1 정류된 교류 전압 신호로 변환하고, 상기 제 1 정류된 교류 전압 신호의 평균 전압 레벨에 비례하는 평균 신호를 발생하기 위한 전압 컨버터에 있어서, 상기 컨버터는 광원에 직렬로 결합된 스위치와 상기 전압 컨버터와 상기 스위치에 결합되고, 펄스 신호를 발생하기 위하여, 상기 제1 정류된 교류 신호와 상기 평균 신호를 비교하고, 상기 스위치를 제어하여 상기 광원의 디밍을 조절하기 위하여, 상기 펄스 신호에 따라 디밍 제어 신호를 발생하는 제어기를 포함하는 광원 구동 회로를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 목적을 달성하기 위한 제 2 견지에 따르면, 광원의 디밍을 조절하기 위하여, 상기 펄스 신호에 따라, 디밍 제어 신호를 발생하는 단계를 포함하는 광원 디밍 제어 방법에 있어서, 상기 방법은 정류된 교류 전압 신호를 상기 정류된 교류 전압 신호에 비례하는 제1 신호로 변환하는 단계와 상기 정류된 교류 전압 신호를 상기 정류된 교류 전압 신호의 평균 전압 레벨에 비례하는 제2 신호로 변환하는 단계와 펄스 신호를 발생하기 위하여, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호를 비교하는 단계 및 상기 광원의 디밍을 조절하기 위하여, 상기 펄스 신호에 따라, 디밍 제어 신호를 발생하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 목적을 달성하기 위한 제 3 견지에 따르면, 펄스 신호와 상기 비교 신호에 기반한 제어신호를 발생하는 전력 제어 장치에 있어서, 상기 장치는 부하에 결합되고, 교류 입력 전압 신호를, 상기 부하를 구동하기 위한 조정 전압 신호로 변환하고, 상기 교류 전압 신호에 기반한 다수의 출력 전압을 발생하기 위한 전압 컨버터와 상기 전압 컨버터에 결합되고, 상기 교류 입력 신호에서의 변동에 관계없이, 일정한 듀티 사이클을 가지는 펄스 신호를 발생하기 위하여, 상기 출력 전압 신호들을 비교하고, 비교신호를 발생하기 위하여, 부하 전류를 나타내는 피드백 신호와 미리 정해진 기준 신호를 비교하는 제어기를 포함한다, 여기서, 상기 제어기는 상기 부하에 전달되는 전력을 조정하기 위하여, 상기 펄스 신호와 상기 비교 신호에 기반한 제어신호를 발생한다.
본 발명은 전해 커패시터를 사용하지 않아, 본 발명의 회로에 더 좋은 전력 팩터와 더 긴 수명을 제공할 수 있는 이점이 있다.
도 1은 부하를 구동하기 위한 일반적인 회로의 블록 다아어그램이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 구동 회로(200)의 블록 다이어그램이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 구동 회로(300)의 개략도(schematic diagram)이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 도 3의 제어기(330)의 개략도이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 구동 회로에 의해 생성된 신호의 타이밍 도(500)의 예를 도시한 것이다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 광원을 구동하기 위한 방법을 도시한 흐름도(600)이다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 통상의 지식을 가진자가 이해라는 정도의 것으로, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
이하, 본 발명은 광원을 구동하기 위한 시스템과 방법에 대해 설명할 것이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 구동 회로(200)의 블록 다이어그램이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 구동 회로(200)는 조정(regulated) DC 출력 전압 VOUT을 부하(예들 들어, 광원 207)에 제공한다. 일 실시 예에서, 상기 구동회로(200)는 전원 (201), 전압 컨버터(203) 및 제어기(205)를 포함한다.
일 실시 예에서, 상기 전원(201)은 사인 파형을 가지는 교류 입력 전압 VIN 신호를 생성한다. 상기 전압 컨버터(203)는 상기 광원(207)을 구동하기 위해 상기 전원(201)으로부터의 교류 입력 전압 신호 VIN을 조정(regulated) DC 출력 전압 VOUT으로 변환한다.
추가적으로, 상기 전압 컨버터(203)는 상기 교류 입력 전압 신호 VIN을 제 1 전압 신호 VSIN 및 제 2 전압 신호 (평균 전압 신호) VDC로 변환한다.
더 자세하게는, 상기 전압 컨버터는 정류된 교류 전압 신호 VREC를 제공하기 위해 교류 입력 전압 신호 VIN를 정류한다. 일 실시 예에서, 상기 전압 컨버터(203)는 VREC에 비례하는 전압 신호 VSIN 를 생성할 수 있다. 상기 전압 컨버터(203)는 정류된 교류 전압 신호 VREC의 평균 전입 레벨에 비례하는 DC 전압 신호 VDC를 제공할 수 있다. 따라서, VDC 및 VSIN 모두는 교류 입력 전압 신호 VIN에 따라 변한다.
상기 제어기(205)는 상기 전압 컨버터(203)로부터 VSIN 및 VDC 를 수신한다 그리고 디밍 제어 신호 DIM 을 생성하기 위해 상기 광원(207)로부터 피드백 신호 FB를 수신한다. 더 자세하게, 상기 제어기(205)는 듀티 사이클(duty cycle)을 가지는 펄스 신호를 생성하기 위해 VSIN 을 VDC와 비교한다. 추가적으로, 상기 제어기(203) 는 상기 펄스 신호 및 상기 광원(207)을 통해 흐르는 전류를 나타내는 피드백 신호에 따라 디밍 제어 신호 DIM을 제공할 수 있다.
상기 디밍 제어 신호 DIM은 상기 전압 컨버터(203)로 보내진다. 따라서, 상기 전압 컨버터(203)는 상기 디밍 제어 신호 DIM에 따라 상기 광원(207)에 제공되는 전력을 조정(regulate)한다. 달리 설명하면, 상기 구동 회로(200)는 상기 광원 (207)의 빛의 세기(light intensity)를 조절하기 위해 디밍 제어 기능을 제공한다.
바람직하게도, VDC 및 VSIN 는 정류된 교류 전압 신호 VREC로부터 유도되기 때문에, 전해 커패시터가 제거된다. 상기 전해 커패시터를 제거함으로써, 상기 구동 회로(200) 는 기존의 구동 회로(100)에 비해서 더 나은 전력 팩터 와 더 긴 작동 수명을 제공할 수 있다.
선택적으로, 상기 광원(207)을 통해 흐르는 전류의 노이즈/리플을 줄이기 위해, 추가적으로, 세라믹 커패시터가 상기 광원(207)에 병렬로 연결될 수 있다.
추가적으로, VDC 와 VSIN 은 교류 입력 전압 신호 VIN 에 따라 변하므로, 펄스 신호의 듀티 사이클은 교류 입력 전압 신호 VIN이 변하는 경우(진폭 또는 주파수 변화)에도 실질적으로(거의) 일정(constant)하게 유지될 수 있다. 예를 들어, 만약, 상기 교류 입력 전압 신호 VIN의 진폭이 85Vrms 에서 265Vrms 까지 변한다면, 상기 펄스 신호의 튜티 사이클은 여전히 실질적으로(substantially) 일정하게(constant) 유지될 수 있다. 따라서, 상기 디밍 제어 신호 DIM은 이러한 변화에 영향을 받지 않는다. 따라서, 상기 광원(207)에서 상대적으로 일정한 일루미네이션(illumination)을 얻을 수 있다. 아래의 도 3 ~ 도 5 와 관련하여 자세히 설명될 것이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 구동 회로(300)의 개략도(schematic diagram)이다.
상기 도 3을 참조하면, 구동 회로(300)는 조정 DC 출력 전압 VOUT을 부하(340)에 제공한다. 도시 목적으로, 상기 부하(340)는 직렬로 연결된 3개의 LED 를 포함한다. 하지만, 본 발명은 이에 제한받지 않는다.
상기 부하(340)는 다양한 형태의 광원 및 다수의 다른 광원을 포함할 수 있다. 상기 구동 회로(300)는 전원(310), 전압 컨버터(320), 제어기(330) 그리고 스위치(321)를 포함한다.
상기 전압 컨버터(320)는 추가적으로 전압 정류기(350), 벅(buck) 컨버터 (360), 커패시터(319), 저항(311 과 313)을 포함하는 제 1 전압 분배기(디바이더) 그리고 저항(315 과 317)을 포함하는 제 2 전압 분배기(디바이더)를 포함한다. 또한, 스위치(321)는 도 3에 표시한 바와 같이 전압컨버터(320)에 포함되는 것으로 할 수도 있다.
일 실시 예에서, 상기 전원(310)은 사인 파형을 가지는 교류 입력 전압 신호 VIN을 생성한다. 상기 전압 컨버터(320)는 교류 입력 전압 신호 VIN를 조정 DC 출력 전압 VOUT으로 변환한다. 더 자세하게는, 다이오드 D1-D4 를 포함하는 상기 전압 정류기(350)는 교류 입력 전압 신호 VIN 를 정류하여 정류된 교류 전압 신호 VREC를 제공한다.
도 3에 도시된 상기 전압 정류기(350)는 교류 입력 전압 신호 VIN의 사이클 마다 2개의 피크를 출력하는 전파(full wave) 정류기이다. 이렇게, 상기 정류된 교류 전압 신호 VREC 의 반복률은 교류 입력 전압 신호 VIN의 2배이다.
다이오드(323) 과 인덕터(325)를 포함하는 벅 컨버터(360)는 추가적으로 정류된 교류 전압 신호 VREC 를 LED 스트링(340)을 구동하는데 적합한 조정 DC 출력 전압 VOUT 으로 변환한다. 추가적으로, 저항(311과 313)을 포함하는 제 1 전압 분배기(디바이더)는 정류된 교류 전압 신호 VREC 를 디바이드된 전압 신호 VSIN 로 디바이드한다. 상기 신호 VSIN 는 신호 VREC 에 비례한다 그리고 상기 신호 VREC 의 파형을 따른다. 저항(315 및 317)을 포함하는 제 2 전압 분배기(디바이더)는 커패시터(319)와 협력하여 상기 신호 VREC의 평균 전압 레벨에 비례하는 전압 신호 VDC 를 제공한다. 따라서, 상기 신호 VDC는 또한, 상기 신호 VSIN 의 평균 전압레벨에 비례한다고 추론할 수 있다.
신호 VSIN 과 VDC는 각각 VSIN 핀 과 VDC 핀을 통해 상기 제어기(330)로 제공된다. 일정한 DC 전압을 제공하기 위해 상기 제어기(330)의 HV_GATE 핀이 상기 스위치(321)의 게이트(예를 들어, N 타입 MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)으로 구성된)에 연결된다.
일 실시 예에서, 일정한 DC 전압은 15V 이다. 상기 스위치(321)의 드레인은 상기 LED 스트링(340)에 연결된다. 상기 스위치(321)의 소스는 상기 제어기(330)의 드레인(DRAIN) 핀과 연결되고 다이오드(327)를 통해 상기 제어기(330)의 VDD 핀에 연결된다
상기 HV_GATE 핀으로부터의 일정한 DC 전압에 의해 구동될 때, 상기 스위치(321)는 온된다. 상기 VDD 핀은 상기 스위치(321)의 소스에서의 소스 전압으로부터 유도된 스타트 업 전압을 획득한다. 상기 스타트 업 전압은 상기 제어기(330)를 동작하게끔 활성화시킨다.
일 실시 예에서, 상기 제어기(330)는 상기 신호 VSIN 과 VDC 를 비교하여, 상게 제어기(330)에서, 드레인 및 소스가 드레인(DRAIN) 핀과 소스(SOURCE) 핀에 각각 연결된 스위치의 도통 상태(conduction state)를 제어한다(도 4의 스위치 411에서 도시됨). 다른 실시 예에서, 상기 스위치는 상기 제어기(330)의 외부에 위치할 수 있다.
이러한 2 가지의 환경에서, 상기 스위치는 상기 전압 컨버터(320)로부터 상기 LED 스트링(340)으로의 전력을 제어한다. 즉, 부하에 전달되는 전력을 제어한다. 이렇게 함으로써, 부하인 상기 LED 스트링 (340)의 디밍을 제어한다.
추가적으로, 일 실시 예에서, 하나의 사이클에서 상기 스위치의 전체 온(ON) 및 오프(OFF) 타임 듀레이션 중 상기 스위치의 온(ON) 타임 듀레이션의 비율을 나타내는 듀티 사이클은 교류 입력 전압 VIN에서의 진폭 또는 주파수 변화에 영향을 받지 않는다. 따라서, 상기 LED 스트링 340은 만약, 교류 입력 전압 VIN 이 변하더라도 상대적으로 일정한 일루미네이션을 제공할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 저항(329)은 피드백 신호 FB를 생성하기 위해 상기 LED 스트링(340)에 흐르는 LED 전류를 센싱할 수 있다. 상기 제어기(330)의 소스(SOURCE) 핀은 상기 LED 전류를 나타내는 상기 피드백 신호 FB 를 수신한다. 상기 제어기(330)는 상기 LED 전류를 조정하기 위해 상기 피드백 신호 FB를 기반으로 하여 상기 스위치의 도통 상태를 제어한다(도 4의 스위치 411에서 도시됨). 따라서, 상기 LED 스트링의 빛의 강도는 상기 피드백 신호 FB를 기반으로 조절된다. 상기 제어기(330)의 RT 핀은 상기 제어기(330)의 동작 주파수를 결정하기 위해 저항( 331)에 연결된다. 상기 제어기(330)의 GND 핀은 접지에 연결된다.
전술한 바와 같이, 상기 구동 회로(300)는 전해 커패시터를 사용하지 않는다. 따라서, 더 나은 전력 팩터를 제공하고 더 긴 작동 수명을 제공한다. 추가적으로, 상기 교류 입력 전압 VIN 이 진폭 또는/및 주파수가 변하더라도, 상대적으로 상기 LED 스트링(340)에서 일정한 일루미네이션을 얻을 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 도 3의 제어기(330)의 개략도이다.
상기 도 4를 참조하면, 도 3과 같은 참조번호를 가진 구성요소들은 도 4에서 유사한 기능을 수행한다. 도 4는 도 3과 관련하여 설명된다. 제어기(330)는 스타트업 회로(410), 제너 다이오드(420), 레터널 펄스 폭 변조(LPWM: Lateral Pulse Width Modulation) 발생기와 같은 펄스 폭 변조 발생기(430), 주파수 발생기(440), 비교기(403), 플립 플롭(405)(예를 들어, set-reset flip-flop), 드라이버(407), AND 게이트(409) 그리고 스위치(411)를 포함한다.
상기 제너 다이오드(420)는 HV_GATE 핀에서 일전한 DC 전압을 생성한다. 일정한 DC 전압이 인가될 때, 상기 스위치(321)는 도통 상태가 되고, VDD 핀에서 스타트업 전압이 생성될 수 있다. 상기 스타트업 회로(410)는 상기 스타트업 전압을 수신한다. 그리고 VDD 핀에서 상기 스타트업 전압이 상기 제어기(330)의 미리 결정된 스타트업 전압 레벨에 이르면, 상기 제어기(330)의 동작을 활성화시키기 위해서 다른 전기적인 구성요소들에 전력을 제공한다.
비교기(401)를 포함하는 상기 LPWM 발생기(430)는 VSIN 핀에서의 신호 VSIN 과 VDC 핀에서의 신호 VDC 를 비교한다. 상기 LPWM 발생기(430)는 VSIN 과 VDC 신호의 비교 결과를 기반으로 LPWM 신호를 출력한다. 상기 VDC 신호는 정류된 교류 전압 신호 VREC 의 평균 전압 레벨에 비례하고, 상기 신호 VSIN 는 정류된 교류 전압 신호 VREC 에 비례한다. 따라서 상기 VDC 및 VSIN 신호 모두는 신호 VREC 에 따라 변한다.
달리 설명하면, 상기 VDC 및 VSIN 신호 모두는 교류 입력 전압 신호 VIN 에 따라 변한다. 결과적으로, 상기 LPWM 신호는 상기 입력 전압 신호 VIN 의 진폭 및/또는 주파수가 변하더라도 실질적으로 일정한(substantially constant)한 듀티 사이클을 가질 수 있다.
상기 "실질적으로 일정한(substantially constant)"이 의미하는 것은, 상기 LPWN 신호의 듀티 사이클이, 교류 입력 전압 신호 VIN 의 파형 왜곡(waveform distortion)(utility company에 의해 발생되는) 또는 상기 회로 컴포넌트들의 비 이상성(non-ideality) 때문에 약간 변할 수 있지만, 이는 LED 스트링(340)이 상대적으로 일정한 밝기를 내는 범위 내에서 변화한다는 것이다.
추가적으로, 도 4의 예에서, 상기 주파수 발생기(440)는 상기 저항(331)에 의해 결정되는 주파수를 가지는 펄스 신호를 생성한다. 물론, 상기 주파수 발생기 (440)는 커패시터에 의해 정해지는 주파수를 가지는 펄스 신호를 생성하게끔 수정될 수 있다. 따라서, 일 실시 예에서, 상기 주파수 발생기(440)로부터의 펄스 신호는 고정 주파수를 가질 수 있다.
S-R 플립 플롭(405)은 S 핀을 통해서 상기 펄스 신호를 수신한다. S-R 플립 플롭(405)의 R 핀은 상기 비교기(403)의 출력과 연결된다. 상기 비교기(403)는 상기 제어기(330)의 SOURCE 핀에서의 피드백 신호 FB 를 기 정의된 기준 신호 VREF(예를 들어, 0.25V)와 비교한다 여기서, 상기 VREF(예를 들어, 0.25V) 는 상기 LED 스트링(340)을 통해 흐르는 피크 전류를 나타낸다.
일 실시 예에서, 피드백 신호 FB 가 상기 기 정의된 기준 전압 신호 VREF 보다 크다면, S-R 플립 플롭(405)은 리셋된다. 상기 S-R 플립 플롭(405)의 Q 핀은 드라이버(407)를 통해서 상기 비교기(403)의 출력에 의해 제어되는 펄스 신호를 생성하기 위해 상기 AND 게이트(409)에 연결된다. 상기 AND 게이트(409)는 또한 상기 LPWM 발생기(430)로부터 LPWM 신호를 수신한다. 여기에서 AND 게이트(409)는 논리회로의 하나의 예이며, 다른 논리회로가 사용될 수도 있다.
상기 AND 게이트(409)로부터의 디밍 제어 신호 DIM 출력은 상기 제어 스위치 (411)의 도통 상태를 제어한다. 상기 도 3 및 도 4 를 참조하면, 상기 스위치(411)가 온 되는 경우, 상기 제어 스위치(411)는 상기 LED 스트링(340)에 직렬로 연결된다. 이렇게, 상기 디밍 제어 신호 DIM 는 상기 제어 스위치(411)를 번갈아 온 및 오프함으로써 상기 전압 컨버터(320)로부터 상기 LED 스트링(340)으로의 전력을 제어한다. 추가적으로, 상기 디밍 제어 신호 DIM 는 신호 VSIN 및 VDC 신호의 비교 및 피드백 신호 FB 및 기 정의된 기준 신호 VREF의 비교 모두에 의해 결정된다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 구동 회로에 의해 생성된 신호의 타이밍 도(500)의 예를 도시한 것이다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 도 5는 상기 도 4와 관련하여 설명된다. 도시 목적으로, 교류 입력 전압 VIN은 f1 Hz(예를 들어, 60 Hz)의 주파수를 가지는 사인 파형이고 85Vrms 에서 265 Vrms 의 범위를 가지고 있다. 파형 501 은 85Vrms 교류 입력 전압 VIN 으로부터 유도된 신호 VSIN 를 나타낸다 그리고 파형(505)은 265 Vrms 교류 입력 전압 VIN 으로부터 유도된 신호 VSIN 를 나타낸다. 라인(503)은 85 Vrms 교류 입력 전압 VIN 으로부터 유도된 신호 VDC 를 나타낸다 그리고 라인(507)은 265 Vrms 교류 입력 전압 VIN 으로부터 유도된 신호 VDC 를 나타낸다.
신호 VSIN이 시간 T1 에서 신호 VDC에 다다르는 경우, 이 경우에서 상기 시간 T1은 하기 수학식과 같이 주어진다.
Figure pat00001
여기서, VSIN-PK 는 신호 VSIN 의 피크 전압을 나타낸다. 상기 도 3을 다시 참조하면, 신호 VSIN 는 저항(311 및 313)을 이용하여 신호 VREC 를 나눔으로써 획득되기 때문에, 신호 VSIN 의 피크 전압 VSIN-PK 는 하기 수학식과 같이 주어진다.
Figure pat00002
여기서, R1은 저항(311)의 저항값이고, R2는 저항(313)의 저항값이고, VREC-PK 는 신호 VREC 의 피크 전압이다. 상기 도 3의 예에서, 신호 VDC 는 신호 VREC 를 저항 (315 및 317)로 나눈 신호의 평균 전압 레벨을 나타낸다. 따라서, 신호 VDC 는 하기 수학식과 같이 주어진다.
Figure pat00003
여기서, R3은 저항(315)의 저항값이고, R4는 저항(317)의 저항값이다. 따라서, 상기 수학식 1,2,3 및 시간 T1를 병합하면, 하기 수학식과 같이 주어진다.
Figure pat00004
상기 수학식 4에 따르면, f1과 T1의 곱은 교류 입력 전압 VIN 의 진폭 및/또는 주파수 변화에 상관없이 거의 일정하다.
추가적으로, 도 5에 도시된 바와 같이, 상기 LPWM 신호의 듀티 사이클 D 는 하기 수학식과 같이 주어진다.
Figure pat00005
여기서, T 는 상기 LPWM 신호의 주기이다. f1 과 T1 의 곱이 일정한 값이기 때문에, 상기 LPWM 신호의 듀티 사이클 D 또한 상기 교류 입력 전압 VIN 의 진폭 및/또는 주파수 변화에 상관없이 실질적으로(거의) 일정하다.
일 실시 예에서, 상기 LPWM 발생기 430 로부터의 상기 LPWM 신호는 저항 311, 313, 315 및 317에 의해 결정된다. 이러한 저항들의 저항값을 변경함으로써, 상기 LPWM 신호의 듀티 사이클은 다양한 응용에 맞도록 조절될 수 있다.
교류 입력 전압 VIN의 주파수가 일정하다고 가정하면, 도 5에서의 파형들 또한 상기 교류 입력 전압 VIN의 진폭이 변하더라도 LPWM 신호의 듀티 사이클은 일정하다는 것을 도시하고 있다. 라인(503)은 시간 T1, T2, T3, T4, T5 및 T6 에서 파형(501)에 교차한다 그리고 라인(507)은 시간 T1, T2, T3, T4, T5 및 T6 에서 파형(505)에 교차한다. 따라서, 상기 신호 VDC 그리고 상기 신호 VSIN 사이의 교차는 상기 교류 입력 전압 VIN의 진폭 변화에 상관없이 동시에 발생한다. 이렇게, 상기 신호 VDC 및 신호 VSIN 을 비교함으로써, LPWM 발생기(430)는 상기 교류 입력 전압 VIN 이 변하더라도 실질적으로(거의) 일정한 듀티 사이클을 가지는 LPWM 신호를 생성한다.
도 5에서 파형(509)은 상기 LPWM 발생기(430)에 의해 생성되는 LPWM 신호의 예를 보여준다. 도 5에서 파형(510)은 상기 AND 게이트(409)로부터의 디밍 제어 신호 DIM 출력의 예를 나타낸다. 신호 VSIN 이 신호 VDC 보다 작을 경우, 상기 LPWM 신호는 로직에서 로우(LOW) 상태이다(OFF 주기이다). OFF 주기 동안에, 상기 디밍 제어 신호 DIM 출력은 로직에서 로우(LOW) 상태이고, 상기 제어 스위치(411)는 스위치 오프이다. 상기 오프(OFF) 주기 동안에, 상기 LED 스트링(340)을 통하는 전류는 없다.
신호 VSIN 이 신호 VDC 보다 클 경우, 상기 LPWM 신호는 로직에서 HIGH 상태이다(ON 주기이다). 온(ON) 주기 동안에, 상기 LED 스트링(340) 에 흐르는 전류를 나타내는 피드백 신호 FB 는 기 정의된 기준 신호 VREF와 비교된다.
상기 디밍 제어 신호 DIM 는 상기 주파수 발생기(440)에 의해 생성되는 펄스 신호와, 상기 피드백 신호 FB 및 상기 기 정의된 기준 신호 VREF 의 비교 결과에 의해 결정된다. 일 실시 예에서, 상기 주파수 발생기(440)로부터의 펄스 신호는 대략적으로 300 KHz 에서 2.5MHz 사이의 주파수를 가질 수 있다. 상기 디밍 제어 신호 DIM 에 의해 제어되어, 상기 제어 스위치(411)는 상기 LED 스트링(340)을 통해 흐르는 LED 전류를 조정하기 위해 선택적으로 ON 및 OFF 될 수 있다.
요약하면, 본 발명에 따른 실시 예에서, 신호 VREC 와 상기 신호 VREC 의 평균 신호 레벨을 나타내는 신호 VDC (도 5에서 파형 503, 507과 같은)에 비례하는 신호 VSIN (도 5에서의 파형 501, 503과 같은)를 생성하기 위해 정류된 교류 신호 VREC 를 활용한다. 따라서, 전해 커패시터가 필요없다. 상기 전해 커패시터를 사용하지 않음으로써, 본 발명의 실시 예에 따른 구동 회로는 향상된 전력 팩터와 더 긴 수명을 제공한다. 추가적으로, 신호 VSIN 를 신호 VDC 와 비교하고, 피드백 신호 FB 를 기 정의된 기준 신호 VREF 에 비교함으로써, 상기 교류 입력 전압 VIN 의 진폭 및/또는 주파수 변화에 상관없이 LED 스트링(340)에서 상대적으로 일정한 일루미네이션을 얻을 수 있다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 광원을 구동하기 위한 방법을 도시한 흐름도(600)이다. 여기서, 광원의 예는 LED 스트링이다.
상기 도 6에서, 구체적인 단계가 나타나지만, 이러한 단계는 예시적인 예이다. 이는 본 발명이 도 6 에서의 다양한 다른 단계 또는 이러한 단계의 변형을 수행할 수 있음을 나타낸다. 상기 도 6은 도 3 및 도 4를 관련하여 설명된다.
601 단계에서, 정류된 교류 전압 신호는 상기 정류된 교류 전압 신호에 비례하는 제 1 신호로 변환(컨버팅)된다. 상기 정류된 교류 전압 신호는 추가적으로 상기 정류된 교류 전압 신호의 평균 전압 레벨에 비례하는 제 2 신호로 컨버팅된다. 일 실시 예에서, 상기 전압 컨버터(320)는 첫번째로 교류 입력 전압 신호 VIN 를 정류된 교류 전압 VREC 로 컨버팅한다. 상기 전압 컨버터(320)는 추가적으로 VREC 를 제 1 신호 VSIN 과 제 2 신호 VDC로 변환(컨버팅)한다. 상기 신호 VSIN 는 신호 VREC 에 비례하고, 신호 VDC 는 상기 신호 VREC 의 평균 전압 레벨에 비례한다.
603 단계에서, 상기 정류된 교류 전압 신호 또한 광원을 구동하기 위해 조정 DC 전압 신호로 변환(컨버팅)된다. 일 실시 예에서, 상기 전압 컨버터(320)는 LED 스트링 340 을 구동하기 위해 신호 VREC 를 조정 DC 출력 전압 VOUT 으로 변환(컨버팅)한다.
605 단계에서, 상기 제 1 신호는 펄스 신호를 생성하기 위해 상기 제 2 신호와 비교된다. 일 실시 예에서, LPWM 발생기(430)는 LPWM 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 신호 VSIN을 상기 제 2 신호 VDC와 비교한다. 일 실시 예에서, 상기 LPWM 신호는 상기 교류 입력 전압 VIN 에서 진폭 및/또는 주파수 변화에 상관없이 실질적으로(거의) 일정한 듀티 사이클을 가진다.
607 단계에서, 상기 광원의 디밍을 제어하기 위해 디밍 제어 신호가 펄스 신호를 기반으로 생성된다. 일 실시 예에서, 상기 LPWM 신호, 및 기준 신호와 LED 스트링(340)을 통해 흐르는 전류를 나타내는 피드백 신호의 비교 결과를 기반으로. AND 게이트(409)는 상기 LED 스트링(340)의 디밍을 제어하기 위해 디밍 제어 신호 DIM 를 스위치(411)에 제공한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
구동 회로 200, 전원 201, 전압 컨버터 203, 광원 207, 제어기 205.
스타트업 회로 410, 제어기 330, 스타트업 회로 410, 제너 다이오드 420, 레터널 펄스 폭 변조(LPWM: Lateral Pulse Width Modulation) 발생기 430, 주파수 발생기 440, 비교기 403, 플립 플롭 405, 드라이버 407, AND 게이트 409, 스위치 411.
VIN :교류 입력 전압 신호, VREC :정류된 교류 전압 신호, VDC : DC 전압 신호, FB : 피드백 신호, VSIN-PK : 신호 VSIN 의 피크 전압, VSIN :VREC에 비례하는 전압 신호.

Claims (8)

  1. 부하에 결합되고, 교류 입력 전압 신호를, 상기 부하를 구동하기 위한 조정 전압 신호로 변환하고, 상기 교류 전압 신호에 기반한 다수의 출력 전압들을 발생하기 위한 전압 컨버터;및
    상기 전압 컨버터에 결합된 제어기를 포함하며,
    여기에서 상기 제어기는,
    상기 출력 전압 신호들을 비교하여, 상기 교류 입력 신호에서의 변동에 관계없이, 일정한 듀티 사이클을 가지는 펄스 신호를 발생하고,
    부하 전류를 나타내는 피드백 신호와 미리 정해진 기준 신호를 비교하여 비교신호를 발생하며,
    상기 펄스 신호와 상기 비교 신호를 수신하는 논리회로를 사용하여 제어신호를 발생하여 상기 부하에 전달되는 전력을 제어하는 전력 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 부하는 발광 다이오드(light emitting diode)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전압 컨버터는, 정류된 교류 전압 신호를 제공하기 위하여, 상기 교류 입력 전압을 정류하기 위한 전압 정류기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 출력 전압 신호는, 상기 정류된 교류 전압 신호에 비례하는 제1 전압 신호와, 상기 정류된 교류 전압 신호의 평균 전압 레벨에 비례하는 제2 전압 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 전압 컨버터는,
    상기 전압 정류기에 결합되고, 상기 제1 전압 신호를 제공하기 위하여, 상기 정류된 교류 전압 신호를 분배하는 제1 전압 분배기; 및
    상기 전압 정류기에 결합되고, 상기 제2 전압 신호를 제공하기 위하여, 상기 정류된 교류 전압 신호를 분배하는 제2 전압 분배기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는 주파수 신호를 발생하기 위한 주파수 발생기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 부하에 직렬로 결합된 스위치를 더 포함하고,
    상기 스위치는, 상기 펄스 신호의 온(on) 구간 동안 상기 주파수 신호와 상기 비교 신호에 따라 교대로 온 오프되며, 상기 스위치는 상기 펄스 신호의 오프(off) 구간에서는 오프 상태를 유지하는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전압 컨버터는 전해(electrolitic) 캐패시터를 포함하지 않는 것을 특징으로 하는 전력 제어 장치.
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