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KR20110070797A - 온칩 노치 필터를 사용한 영상 신호 제거 수신 장치 - Google Patents

온칩 노치 필터를 사용한 영상 신호 제거 수신 장치 Download PDF

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KR20110070797A
KR20110070797A KR1020100128526A KR20100128526A KR20110070797A KR 20110070797 A KR20110070797 A KR 20110070797A KR 1020100128526 A KR1020100128526 A KR 1020100128526A KR 20100128526 A KR20100128526 A KR 20100128526A KR 20110070797 A KR20110070797 A KR 20110070797A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
image
filter
notch filter
filter unit
Prior art date
Application number
KR1020100128526A
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English (en)
Inventor
웬충기엔
Original Assignee
한국전자통신연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국전자통신연구원 filed Critical 한국전자통신연구원
Publication of KR20110070797A publication Critical patent/KR20110070797A/ko

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Abstract

영상 신호 제거 수신 장치는 수신되는 무선 주파수 신호를 필터링하여 무선 주파수 필터부; 필터링되어 출력되는 신호로부터 영상 신호를 제거하여 요구되는 수신 신호를 출력하는 영상 제거 필터부를 포함하며, 상기 영상 제거 필터부는 상기 무선 주파수 필터부로부터 출력되는 신호를 증폭하여 출력하는 증폭부; 상기 증폭부로부터 출력되는 신호로부터 영상 신호를 제거하여 출력하며, 3차노치 필터로 이루어지는 영상 제거 필터; 상기 영상 신호가 제거된 신호와 입력되는 발진 신호(VCO)를 혼합하여 출력하는 혼합기를 포함한다.

Description

온칩 노치 필터를 사용한 영상 신호 제거 수신 장치{Image rejection receiving apparatus using on-chip integrated filter}
본 발명은 수신 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게 말하자면 노치 필터를 이용한 영상 신호 제거 수신 장치에 관한 것이다.
일반적인 헤테로다인(Heterodyne)의 구조의 수신 장치는 트랜시버 구현에 가장 많이 사용되고 있으며, 무선 주파수(radio-frequency: RF) 신호는 다수의 주파수 변환 단계를 통하여 기저 대역 신호로 변환된다. 도 1은 헤테로다인 구조의 수신 장치를 나타낸 도이다. 일반적인 헤테로다인 구조의 수신 장치는 도 1에서와 같이, RF(radio frequency) 필터(1), 선형 증폭기(2), IR(infrared ray) 필터(3), 혼합기(4), 발진기(5), IF(intermediate frequency) 필터 및 증폭부(6)를 포함한다.
이러한 구조의 수신 장치는 수신 분리 감도 성능이 좋고, I(In-phase)/Q(quadrature-phase) 불일치 성능이 좋으며, 또한 주파수를 유연하게 사용할 수 있으며 DC 오프셋이 없고 누설 전류가 없다는 등의 장점이 있다.
그러나 헤테로다인 구조의 수신 장치에서 무선 주파수 신호는
Figure pat00001
를 만족하는 국부 발진(local oscillator: LO) 주파수에 의하여 중간 주파수(intermediate frequency: IF) 신호로 하향변환 되는데,
Figure pat00002
와 동일한 주파수인 영상 신호 또한 중간 주파수 신호로 하향 변환된다. 이것은 간단한 아날로그 아날로그 멀티플리케이션(multiplication)이 혼합되는 두 신호간의 극성을 보존하기 못하기 때문이다.
도 2는 헤테로다인 구조의 수신 장치에서 발생되는 영상 신호 특성을 나타낸 도이다.
영상 신호는 원하는 신호보다 더 셀 수 있기 때문에 원하는 신호를 왜곡시키고 시스템이 오작동되도록 할 수 있으며, 그 결과 원하는 신호가 주파수 변환되기 전에 억제된다.
영상 신호를 제거하기 위하여 일반적으로 영상 신호 제거 필터(image-rejection filter)를 혼합기(mixer)의 전단에 설치하는 방법이 주로 사용되고 있다. 영상 신호 제거 필터는 일반적으로 오프칩(off-chip) 필터 형태로 구현되기 때문에, 헤테로다인 수신 장치는 저전력, 다중 모드, 다중 표준 구현 등에서 어려움이 있다.
이러한 외부 필터들의 사용에 따라 발생되는 문제를 해소하기 위하여 위상 제거(phase cancellation)를 사용하는 영상 신호 제거 혼합기(image rejection mixer)가 개발되었는데, 이득과 위상의 불일치로 인하여, 영상 제거율(image rejection ratio)이 겨우 35dB 범위 내이다.
80 dB의 영상 신호 제거가 요구되는 수신 장치는 일반적으로 50 dB 이상의 영상 제거율을 가져야 한다. 이를 위하여, 최근에 노치 필터(notch filter)를 사용하는 모놀리식(monolithic) 영상 신호 제거 기술이 개발되고 있다.
영상 신호의 주파수에 위치되는 노치 필터는 밴드패스 필터링보다는 영상 신호를 제거하기 위하여 사용되며, 수동형 필터와 능동형 필터로 이루어진다. 그런데 종래의 노치 필터들은 영상 제거율에 한계가 있으며 원하는 신호가 손실되는 단점이 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 보다 높은 영상 제거율을 가지는 영상 신호 제거 수신 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 한 특징에 따른 영상 신호 제거 수신 장치는, 수신되는 무선 주파수 신호를 필터링하여 무선 주파수 필터부; 필터링되어 출력되는 신호로부터 영상 신호를 제거하여 요구되는 수신 신호를 출력하는 영상 제거 필터부를 포함하며, 상기 영상 제거 필터부는 상기 무선 주파수 필터부로부터 출력되는 신호를 증폭하여 출력하는 증폭부; 상기 증폭부로부터 출력되는 신호로부터 영상 신호를 제거하여 출력하며, 3차노치 필터로 이루어지는 영상 제거 필터; 상기 영상 신호가 제거된 신호와 입력되는 발진 신호를 혼합하여 출력하는 혼합기를 포함한다.
본 발명의 실시 예에 의하면, 신호 수신시에 영상 신호를 보다 효과적으로 제거할 수 있으며, 원하는 신호를 손실 없이 수신할 수 있다.
도 1은 헤테로다인 구조의 수신 장치를 나타낸 도이다.
도 2는 헤테로다인 구조의 수신 장치에서 발생되는 영상 신호 특성을 나타낸 도이다.
도 3은 2차 능동형 노치 필터의 등가 회로를 나타낸 도이다.
도 4는 3차(third-order) 수동형 노치 필터의 등가 회로를 나타낸 도이다.
도 5는 온칩 인덕터의 퀄리티 팩터에 영향을 받는 3차 수동형 노치 필터의 특성을 나타낸 그래프이다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 노치 필터의 등가 회로도이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 노치 필터를 이용한 영상 제거 수신 장치의 구조를 나타낸 도이다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 필터와 증폭부의 상세 구조를 나타낸 도이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 영상 제거 수신 장치의 영상 제거 필터부의 상세 구조를 나타낸 도이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이제 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치 및 그 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
일반적인 2차(second-order) 능동형 노치 필터는 공진 주파수가 영상 주파수에 맞춰져 있는 공진기들을 토대로 이루어진다.
도 3은 2차 능동형 노치 필터를 나타낸 도이다. 도3의 (a)는 2차 능동형 노치 필터의 개략적인 구조를 나타낸 도이고, 도 3의 (b)는 도 3의 (a)의 등가 회로를 나타낸 도이다.
여기서 입력 인피던스 Zin는 다음 수학식 1과 같다.
[수학식 1]
Figure pat00003
여기서, Cgs1, gm1, rg1는 각각 트랜지스터 M1의 게이트-소스 커패시터, 트랜스컨덕턴스, 그리고 게이트 저항을 나타내며, RLf 는 온칩(on-chip) 인덕터 Lf 의 저항을 나타낸다.
수학식 1에서 우측에 기재된 음(-)의 항은 트랜지스터 M1의 게이트에서 보여지는 음의 저항값(gm1에 비례함)을 나타낸다. gm1 즉, 바이어스 전류 I1를 조절하여, RLf 및 rg1를 제거하는데 충분한 음의 저항을 생성할 수 있다. 그 결과 필터의 퀄리티 팩터 Q를 매우 높은 값까지 증가시킬 수 있다. 온칩 집적 인덕터의 퀄리티는 필터의 퀄리티에 별로 영향을 끼치지 않으며, 이것은 다음 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00004
여기서, Rtotal=RLf+rg1 은 전체 기생 저항을 나타낸다.
상기 필터의 공진 주파수 fo는 다음 수학식 3과 같다.
[수학식 3]
Figure pat00005
이 공진 주파수에서, 입력 임피던스 Zin는 필터의 퀄리티 팩터에 따른 값으로 최소화된다. 그러나 노치 필터는 원하는 신호에 부정적으로 작용할 수 있다. 즉, 원하는 주파수에서 노치 필터의 입력 임피던스는 필터가 없는 경우보다 더 낮아질 수 있다. 그러므로 원하는 신호의 량이 그라운드까지 손실될 수 있다.
도 4는 3차(third-order) 수동형 노치 필터를 나타낸 도이다. 도 4의 (a)는 3차 수동형 노치 필터의 개략적인 구조를 나타낸 도이고, 도 4의 (b)는 도 4의 (a)의 등가 회로를 나타낸 도이다.
3차 수동형 노치 필터는 도 4의 (a)에서와 같이, 영상 신호와 필요 신호를 조절하며, 이 필터의 입력 임피던스 Zin는 다음 수학식 4와 같다.
[수학식 4]
Figure pat00006
영상 신호와 필요 신호의 주파수는 다음과 같다.
[수학식 5]
Figure pat00007
여기서 fin은 영상 신호의 주파수를 나타내며, fwanted 는 필요 신호의 주파수를 나타낸다.
3차 수동형 노치 필터는 영상 신호의 주파수에서 낮은 임피던스를 제공하고,필요 신호의 주파수에서 높은 임피던스를 제공한다. 그러므로 원하는 신호가 그라운드까지 손실되는 것을 방지할 수 있다. 그러나 온칩 인덕터의 특성이 필터 전체의 퀄리티 팩터에 영향을 끼치는 단점이 있다.
일반적인 CMOS 기술에서, 온칩 인덕터의 퀄리피 팩터는 직렬 저항에 의해좌우된다. 온칩 인덕터의 직렬 저항을 제외하고 다른 모든 기생 성분을 무시하는 경우, 3차 수동형 노치 필터는 도 4의 (b)와 같은 등가 회로로 나타낼 수 있다. 영상 주파수에서의 3차 수동형 노치 필터의 퀄리티 팩터를 나타내면, 다음과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 6]
Figure pat00008
여기서 RL1은 인덕터 L1의 직렬 저항을 나타낸다
위의 수학식 6에서와 같이, 필터의 퀄리티 팩터는 인덕터 L1의 기생 직렬 저항에 의하여 제한된다. CMOS 기술에서 온칩 인덕터는 높은 저항을 가지는 경향이 있다.
도 5는 온칩 인덕터의 퀄리티 팩터에 영향을 받는 3차 수동형 노치 필터의 특성을 나타낸 그래프이다. 첨부한 도 5를 참조하면, 3차 수동형 노치 필터는 온칩 인더터의 낮은 퀄리티로 인하여 영상 제거율에 한계를 가짐을 알 수 있다.
본 발명의 실시 예에서는 보다 높은 영상 제거율을 가지는 노치 필터를 이용한 영상 제거 수신 장치를 제공한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 노치 필터의 등가 회로도이다. 도 6의 (a)는 본 발명의 실시 예에 따른 노치 필터의 개략적인 구조를 나타낸 도이고, 도 6의 (b)는 도 6의 (a)에 도시된 노치 필터의 등가 회로를 나타낸 도이다.
첨부한 도 6에서, 본 발명의 실시 예에 따른 노치 필터의 입력 임피던스는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 7]
Figure pat00009
여기서, Z1은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 8]
Figure pat00010
여기서, Cgs1, gm1, rg1는 각각 트랜지스터 M1의 게이트-소스 커패시터, 트랜스컨덕턴스, 그리고 게이트 저항을 나타내며, RLf 는 온칩(on-chip) 인덕터 Lf 의 저항을 나타낸다.
위의 수학식 8의 우측에 기재된 음(-)의 항은 트랜지스터 M1의 게이트에서 보여지는 음의 저항값(gm1에 비례함)을 나타낸다. 바이어스 전류 I1 를 사용하여 gm1를 조절하여, RLf 및 rg1를 제거하는데 충분한 음의 저항을 생성할 수 있다. 그러므로 본 발명의 실시 예에 따른 노치 필터의 퀄리티 팩터는 온칩 인덕터의 퀄리티 팩터에 영향을 받지 않는다. 즉, 온칩 인덕터의 낮은 퀄리티 팩터에서 불구하고 매우 높은 퀄리티 팩터를 획득할 수 있다.
모든 기생 성분들이 제거되었다고 가정할 경우, 입력 임피던스 ZIn , filter는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 9]
Figure pat00011
여기서,
Figure pat00012
를 만족한다.
위의 수학식 9로부터, 영상 신호의 주파수 fIm 및 필요 신호의 주파수 fwanted는 다음과 같다.
[수학식 10]
Figure pat00013
본 발명의 실시 예에 따른 노치 필터의 퀄리티 팩터는 다음과 같다.
[수학식 11]
Figure pat00014
입력 임피던스 Zin는 영상 주파수에서 최소화되기 때문에 전체 영상 신호는 원래의 경로로부터 추출된다. 반면에, 입력 임피던스 Zin는 필요 신호의 주파수에서 최대화되기 때문에 원래의 경로부터 추출되지 않는다. 따라서, 영상 신호는 억제되며 필요 신호는 감소되지 않는다.
본 발명의 실시 예에 따른 노치 필터에서, 커패시터 Cf는 영상 신호의 주파수에서 공진기를 보정할 수 있도록 조절될 수 있다. 이러한 조절 가능한 커패시터 Cf는 온칩 반도체 다이오드 저항기(varactor)로 구현될 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 노치 필터를 이용한 영상 제거 수신 장치의 구조를 나타낸 도이다.
첨부한 도 7에 도시되어 있듯이, 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 수신 장치는, 무선 주파수 필터부(10) 및 영상 제거 필터부(20), 및 발진부(30)를 포함한다.
무선 주파수 필터부(10)는 수신되는 무선 주파수 신호를 필터링하여 출력한다.
영상 제거 필터부(20)는 필터링되어 출력되는 신호로부터 영상 신호를 제거하여 필요 신호를 출력하며, 증폭부(21), 영상 제거 필터(22), 및 혼합기(mixer)(23)를 포함한다. 발진기(30)가 발진 신호(VCO)를 혼합기(23)로 제공한다.
증폭부(21)는 무선 주파수 필터부(10)로부터 출력되는 신호를 증폭하여 출력하며, 예를 들어 저잡음 증폭기(low noise amplifier: LNA)로 이루어질 수 있다.
영상 제거 필터(22)는 증폭부(21)로부터 출력되는 신호로부터 영상 신호를 제거하여 출력하며, 특히 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 필터는 도 6에 도시된 바와 같은 등가 회로를 가지는 노치 필터로 이루어진다.
혼합기(23)는 영상 신호가 제거된 신호와 입력되는 발진 신호(VCO)를 혼합하여 출력한다. 즉, 혼합기(23)를 통하여 기저 대역의 원하는 신호가 출력된다.
증폭부(21)와 혼합기(23) 사이에 위치된 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 필터(22)는 다음과 같은 구조로 이루어진다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 필터와 증폭부의 상세 구조를 나타낸 도이다.
본 발명의 실시 예에 따른 증폭부(21)는 캐스케이드 형태의 저잡음 증폭기로 이루어지며, 영상 제거 필터(22)는 3차 능동형 노치 필터로 이루어진다. 이러한 본 발명의 실시 예에 따른 증폭부(21) 및 영상 제거 필터(22)를 통합하여 "영상 신호 제거 저잡음 증폭기(an image-rejection low noise amplifier : IR-LNA)"로 명명할 수 있다.
캐스케이드 형태의 저잡음 증폭기 기술은 일반적인 저잡음 증폭기에 비하여 높은 이득과, 적당한 잡음, 낮은 밀러 효과(Miller effect), 그리고 높은 입출력 절연 등의 효과를 가지며, 감쇠 인덕터(degeneration inductor) Ls가 잡음과 임피던스 매칭을 하기 위하여 사용된다. 여기서 캐스케이드 형태의 저잡음 증폭기 즉, LNA의 코어(core)는 추가되는 커패시터 Cexi에 따라 달라진다. 이 LNA 구성은 매우 낮은 소비 전력에서 최대 잡음 지수(NFmin)과 동일한 잡음 지수(NF)를 획득하는데 사용된다.
첨부한 도 8에 도시되어 있듯이, 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 수신 장치의 증폭부(21)는 서로 직렬로 연결되어 캐스캐이드 형태의 증폭기를 형성하는 트랜지스터(M1) 및 트랜지스터(M2), 트랜지스터(M1)의 게이트 단자에 연결된 인덕터(Lg), 트랜지스터(M1)의 게이트 단자와 에미터 단자 사이에 연결된 외부 커패시터 (Cex1), 트랜지스터(M1)의 에미터 단자에 연결된 감쇠 인덕터(Ls), 트랜지스터(M2) 의 콜렉터 단자에 연결된 인덕터(Lo), 인덕터(Lo)와 트랜지스터(M2)의 콜렉터 단자 사이에 연결된 커패시터(Cc)를 포함한다. 여기서 트랜지스터(M2)의 에미터 단자가 트랜지스터(M1)의 콜렉터 단자에 연결되며, 트랜지스터(M2)의 에미터 단자와 트랜지스터(M1)의 콜렉터 단자에 사이에 형성된 연결 노드(X)에 영상 제거 필터(220)가 연결된다.
영상 신호 제거 필터(22)는 연결 노드에 연결된 인덕터(Lf), 인덕터와 병렬되어 LC 필터를 형성하는 캐패시터(Ct), 인덕터(Lf)에 게이트 단자가 연결된 트랜지스터(M3), 트랜지스터(M3)의 에미터 단자에 병렬로 연결되어 있는 커패시터(Cf)을 포함하며, 트랜지스터(M3)의 에미터 단자에 전류원(If)이 생성된다.
이러한 구조에서, 증폭부(21)의 트랜지스터(M1)의 DC 바이어스 전압, 크기(W1), 외부 커패시터(Cex1)의 값, 감쇠(degenerative) 인덕터(Ls)들이 전력 억제된 잡음 및 입력 매칭 기술의 최적 원리에 따라 선택된다.
게이트 인덕터(Lg)가 입력 임피던스 매칭(예를 들어, 50Ω)을 위하여 사용된다. 이에 따라 연결 노드(X)에서의 기생 커패시턴스(Cx)가 해당 노드에서의 임피던스보다 낮고 캐스케이드 구조의 이득을 감소시키므로, LNA의 잡음 지수(NF)를 향상시킬 수 있다. 여기서 기생 커패시턴스(Cx)는 트랜지스터(M2)에 의한 잡음이 더 두드러지도록 하기 때문에, 인덕터 Lf1을 이용하여 기생 커패시턴스(Cx)가 특정 주파수에서 병렬 공진에 의하여 제거될 수 있다. 그 결과 트랜지스터(M2)에 의한 잡음은 기생 커패시턴스(Cx)가 효과적으로 제거될 때 무시될 수 있다.
도 9는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 영상 제거 수신 장치의 영상 제거 필터부의 구조도이다.
본 발명의 다른 실시 에에 다른 영상 제거 수신 장치의 영상 제거 필터부는영상 제거 하향 변환 혼합기(image-rejection down-conversion mixer:IR-Mixer)라고 명명될 수 있으며, 도 9에 도시된 영상 제거 하향 변환 혼합기는 싱글 발란스 길버트-셀 기술(single balanced Gilbert-cell)을 사용하고 있다.
도 9에 도시된 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 필터(20)는 크게 트랜스컨덕턴스(transconductance)부(211), 스위칭부(212), 로딩(loading)부(213), 그리고 필터부(214)를 포함한다.
트랜스컨덕턴스부(211)는 입력되는 RF 신호를 증폭하고 이것을 해당하는 전류 신호로 변환하는 트랜지스터(M11)을 포함하며, 스위칭부(212)는 차동 국부 발진 신호(differential local oscillator signal)에 의하여 구동되는 트랜지스터(M22, M32)를 포함하며, RF 신호를 차동 로컬 발진 신호와 곱하여 IF 신호로 출력한다.
로딩부(213)는 전압 헤드룸(headroom)을 보유하기 위한 로딩 인덕터(Lo)를 포함하며, 이것은 선형성을 보다 향상시킬 수 있다.
필터부(214)는 트랜지스터(M4), 인덕터(Lf), 커패시터(Cf) 그리고 커패시터(Ct)를 포함하며, 위의 도 8에 도시된 필터(220와 동일한 구조로 이루어진다. 필터부(214)에 의하여 영상 신호가 보다 억제될 수 있다. 즉, 저잡음 증폭기 내부에 단지 하나의 영상 제거 기능을 가지는 종래의 수신기에 비하여, 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치의 영상 제거 비율을 증가시켜 효율적으로 영상 신호가 억제될 수 있다.
또한, 연결 노드(X)에서의 기생 커패시턴스(Cx)가 해당 노드에서의 임피던스보다 작기 때문에 트랜스컨덕턴스가 감소되어 RF 신호가 손실되고 잡음이 유발되어 혼합기의 변환 이득 및 잡음 지수가 감소된다. 그러므로, 본 발명의 실시 예에 따른 필터부(214)의 인덕터(Lf)을 이용하여 기생 커패시턴스(Cx)를 제거하여 영상 제거 필터부 즉, 영상 하향 변환 혼합기의 잡음 지수를 향상시킬 수 있다.
이러한 구조로 이루어지는 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 수신 장치의 전단(front-end)은 예를 들어, 1.8Vdml 전압으로 동작하는 0.18 ㎛ CMOS로 구현될 수 있다. 예를 들어, 2.4㎓ 대역의 광대역랜(WLAN)에서, 2.4㎓의 RF 신호가 입력되고 로컬 발진 신호가 400㎒의 IF 신호를 위해 2.0㎓ 이고, 영상 신호가 1.6㎓에 위치된다고 하자. 이 경우 도 9에서와 같은 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 필터부인 영상 하향 변환 혼합기에 의하면, 1㎜ 길이당 대략 0.8nH를 가지는 와이어 본딩(wire-boding)d 의하여 유도성 부궤환(inductive degeneration)이 구현될 수 있다. 오프칩(off-chip) 형태의 게이트 인덕터 Lg는 높은 퀄리티 팩터로 인하여, 온칩 인덕터에 비하여 보다 향상된 잡음 지수를 획득하기 위하여 사용된다. 로딩 인덕터(Lo) 및 (Lf)는 나선형 인덕터로 구현될 수 있다.
이러한 본 발명의 실시 예에 따른 영상 제거 하향 변환 혼합기에서, 로딩 인덕터(Lo)를 제외하고는 모든 구성 요소가 하나의 칩으로 집적화될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 에서, 노치 필터를 사용한 경우와 사용하지 않은 경우에 따른 성능들을 비교하면 다음 표 1과 같다.
Figure pat00015
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리 범위에 속하는 것이다.

Claims (1)

  1. 수신되는 무선 주파수 신호를 필터링하여 무선 주파수 필터부;
    필터링되어 출력되는 신호로부터 영상 신호를 제거하여 요구되는 수신 신호를 출력하는 영상 제거 필터부
    를 포함하며,
    상기 영상 제거 필터부는
    상기 무선 주파수 필터부로부터 출력되는 신호를 증폭하여 출력하는 증폭부;
    상기 증폭부로부터 출력되는 신호로부터 영상 신호를 제거하여 출력하며, 3차노치 필터로 이루어지는 영상 제거 필터;
    상기 영상 신호가 제거된 신호와 입력되는 발진 신호를 혼합하여 출력하는 혼합기
    를 포함하는, 영상 신호 제거 수신 장치.
KR1020100128526A 2009-12-18 2010-12-15 온칩 노치 필터를 사용한 영상 신호 제거 수신 장치 KR20110070797A (ko)

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KR20090127089 2009-12-18
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Patent event code: PA01091R01D

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Patent event date: 20101215

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