KR20100108460A

KR20100108460A - 전동기 구동 장치 및 그 제어 방법

Info

Publication number: KR20100108460A
Application number: KR1020107020113A
Authority: KR
Inventors: 시게토 다케우치; 도모츠구 다이라
Original assignee: 도요타 지도샤（주）
Priority date: 2008-03-10
Filing date: 2009-03-06
Publication date: 2010-10-06
Also published as: CN101953064A; US20100295494A1; US8350516B2; DE112009000549T5; CN101953064B; JP4450082B2; WO2009113452A1; JP2009219241A

Abstract

제어 장치 (30) 는, 교류 모터 (M1) 가 토크 지령값에 따른 토크를 출력할 수 있는 교류 전압이 각 상 코일 권선 (20U, 20V, 20W) 에 인가되도록, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 스위칭 동작을 제어한다. 제어 장치 (30) 는, 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 에 응답하여, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 를 각각 온/오프시키는 드라이브 회로에 있어서, 교류 전압의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압과 잔여 펄스 전압 사이에서 게이트 저항을 가변으로 설정한다. 극성 반전시 1 번째 펄스 전압의 상승 시간을 길게 함으로써, 각 상 코일 권선의 갭 사이에서의 부분 방전의 발생이 억제된다.

Description

전동기 구동 장치 및 그 제어 방법{ELECTRIC MOTOR DRIVE DEVICE AND CONTROL METHOD THEREOF}

본 발명은 전동기 구동 장치 및 그 제어 방법에 관한 것으로서, 보다 특정적으로는, 인버터에 의해 전동기를 구동하는 구성의 전동기 구동 장치에 있어서의 상간 (相間) 절연 파괴 방지 기술에 관한 것이다.

차량 구동용 전동기 (모터) 를 구동 제어하기 위한 전력 변환 장치로서, 예를 들어 일본 공개특허공보 평10-127064호 (특허문헌 1) 는, 직류 전원 전압을 정 (正 : 고전위), 중 (中 : 영전위) 및 부 (負 : 저전위) 의 3 개의 전압 레벨을 갖는 교류상 전압으로 변환하는 전력 변환 장치를 개시한다.

이것에 의하면, 전력 변환 장치는, PWM 제어로서, 출력 전압의 1 주기에 걸쳐서 펄스를 정부 교대로 출력하는 다이폴라 변조 모드와, 출력 전압의 반주기 중에 동일 극성의 펄스를 출력하는 유니폴라 변조 모드를 갖고 있으며, 역행 (力行) 또는 회생 (回生) 운전 모드에 따라 다이폴라 변조 모드를 구별하여 사용하는 수단을 구비하고 있다. 이것에 의하면, 장치의 운전 모드에 따라 다이폴라 변조 모드를 선택적으로 사용할 수 없게 함으로써, 스위칭 손실을 평균적으로 저감시킬 수 있다. 특허문헌 1 은, 이와 같이 하여 스위칭 소자의 열 발생을 억제하고, 장치 전체의 소형 경량화와 장치의 고효율화를 도모하고 있다.

일본 공개특허공보 평10-127064호

그러나, 상기 특허문헌 1 에 기재된 전력 변환 장치에서는, 유니폴라 변조 모드의 실행 중에 있어서 전동기의 코일 권선의 공극 (갭) 에 부분 방전이 발생하기 쉽다는 문제가 있다.

즉, 전동기의 코일 권선에 있어서는, 권선/코어간의 대지 절연뿐만 아니라 상간 절연이 문제가 된다. 특히, 코일 권선의 갭에서 부분 방전이 발생하는 것을 기점으로 하여, 절연재의 열화가 진행됨으로써 최종적으로는 상간 절연이 단락되어 기기 고장에 이를 가능성이 있다.

이 부분 방전은, 전동기의 동작 환경에 따라 그 발생 용이성이 상이하다. 특히, 유니폴라 변조 모드와 같이 코일 권선에 인가되는 교류 전압의 극성이 반전되는 경우에는, 코일 권선 표면 (엄밀하게는 절연막 표면) 에 유기 (誘起) 되는 표면 전하에 의해 코일 권선간의 공극부 (갭) 에 발생하는 전계가 강해짐으로써, 당해 갭에 부분 방전이 발생하기 쉬워진다. 그러나, 상기 특허문헌 1 에는, 상간 절연 파괴에 이를 가능성이 있는 부분 방전을 방지하기 위한 전동기의 구동 제어에 대해서는 전혀 언급되어 있지 않다.

그러므로, 본 발명은 이러한 과제를 해결하기 위해서 이루어진 것으로서, 그 목적은, 인버터에 의해 전동기를 구동하는 구성의 전동기 구동 장치에 있어서, 코일 권선간의 상간 절연 파괴에 이르는 부분 방전의 발생을 방지하도록 인버터를 제어할 수 있는 전동기 구동 장치 및 제어 방법을 제공하는 것이다.

본 발명에 의하면, 전동기 구동 장치는, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해 교류 전압을 발생시키는 전력 변환 장치와, 전력 변환 장치로부터의 교류 전압이 인가되는 코일 권선을 갖는 전동기와, 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 제어 장치를 구비한다. 제어 장치는, 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 교류 전압의 극성 반전시에 있어서의 전압 변화율이 상대적으로 작아지도록, 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어한다.

바람직하게는, 전력 변환 장치는, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 (兩極性) 펄스 전압을 발생시키는 인버터를 포함한다. 제어 장치는, 소정의 전압 진폭이 소정값을 초과할 때에는, 양극성 펄스 전압의 극성 반전시에 있어서의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 인버터의 스위칭 동작을 제어한다.

바람직하게는, 인버터는, 각 전력용 반도체 소자의 제어 전극에 구동 제어 신호를 전달하는 경로를 포함한다. 제어 장치는, 소정의 전압 진폭이 소정값을 초과할 때에는, 양극성 펄스의 극성 반전시에 있어서, 경로의 지연 임피던스를 상대적으로 높게 설정한다.

바람직하게는, 전력 변환 장치는, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터를 포함한다. 제어 장치는, 소정의 전압 진폭이 소정값을 초과할 때에는, 양극성 펄스의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 인버터의 스위칭 동작을 제어한다.

바람직하게는, 인버터는, 각 전력용 반도체 소자의 제어 전극에 구동 제어 신호를 전달하는 경로를 포함한다. 제어 장치는, 소정의 전압 진폭이 소정값을 초과할 때에는, 경로의 지연 임피던스를 상대적으로 높게 설정한다.

바람직하게는, 전력 변환 장치는, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터와, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 인버터에 대한 입력 전압을 가변 제어할 수 있도록 구성된 직류 전원을 포함한다. 제어 장치는, 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 교류 전압의 극성 반전시에 있어서의 입력 전압이 상대적으로 낮아지도록, 직류 전원의 스위칭 동작을 제어한다.

바람직하게는, 직류 전원은, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해 축전 기구로부터의 직류 전압을 전압 변환하는 컨버터와, 축전 기구와 인버터 사이에 컨버터를 바이패스하도록 전류 경로를 형성하기 위한 바이패스용 스위칭 소자를 포함한다. 제어 장치는, 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 교류 전압의 극성 반전시에 있어서, 바이패스용 스위칭 소자를 온한다.

바람직하게는, 전력 변환 장치는, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터와, 코일 권선에 대하여 인버터와 병렬로 접속되어, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 코일 권선에 펄스를 인가할 수 있도록 구성된 펄스 발생 장치를 추가로 구비한다. 제어 장치는, 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 교류 전압의 극성 반전시에 있어서, 교류 전압이 영전위일 때, 교류 전압보다 상대적으로 작은 전압 진폭을 갖는 펄스를 코일 권선에 인가하도록, 펄스 발생 장치를 제어한다.

본 발명의 다른 국면에 따르면, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해 교류 전압을 발생시키는 전력 변환 장치와, 전력 변환 장치로부터의 교류 전압이 인가되는 코일 권선을 갖는 전동기를 구비한 전동기 구동 장치의 제어 방법은, 교류 전압을 취득하는 단계와, 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 교류 전압의 극성 반전시에 있어서의 전압 변화율이 상대적으로 작아지도록, 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 구비한다.

바람직하게는, 전력 변환 장치는, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터를 포함한다. 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 소정의 전압 진폭이 소정값을 초과할 때에는, 양극성 펄스 전압의 극성 반전시에 있어서의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 인버터의 스위칭 동작을 제어한다.

바람직하게는, 인버터는, 각 전력용 반도체 소자의 제어 전극에 구동 제어 신호를 전달하는 경로를 포함한다. 인버터의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 소정의 전압 진폭이 소정값을 초과할 때에는, 양극성 펄스의 극성 반전시에 있어서, 경로의 지연 임피던스를 상대적으로 높게 설정한다.

바람직하게는, 전력 변환 장치는, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터를 포함한다. 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 소정의 전압 진폭이 소정값을 초과할 때에는, 양극성 펄스 전압의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 인버터의 스위칭 동작을 제어한다.

바람직하게는, 인버터는, 각 전력용 반도체 소자의 제어 전극에 구동 제어 신호를 전달하는 경로를 포함한다. 인버터의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 소정의 전압 진폭이 소정값을 초과할 때에는, 경로의 지연 임피던스를 상대적으로 높게 설정한다.

바람직하게는, 전력 변환 장치는, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터와, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 인버터에 대한 입력 전압을 가변 제어할 수 있도록 구성된 직류 전원을 포함한다. 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 교류 전압의 극성 반전시에 있어서의 입력 전압이 상대적으로 낮아지도록, 직류 전원의 스위칭 동작을 제어한다.

바람직하게는, 직류 전원은, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해 축전 기구로부터의 직류 전압을 전압 변환하는 컨버터와, 축전 기구와 인버터 사이에 컨버터를 바이패스하도록 전류 경로를 형성하기 위한 바이패스용 스위칭 소자를 포함한다. 직류 전원의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 교류 전압의 극성 반전시에 있어서, 바이패스용 스위칭 소자를 온한다.

바람직하게는, 전력 변환 장치는, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터와, 코일 권선에 대하여 인버터와 병렬로 접속되어, 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 코일 권선에 펄스를 인가할 수 있도록 구성된 펄스 발생 장치를 추가로 구비한다. 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 교류 전압의 극성 반전시에 있어서, 교류 전압이 영전위일 때, 교류 전압보다 상대적으로 작은 전압 진폭을 갖는 펄스를 코일 권선에 인가하도록, 펄스 발생 장치를 제어한다.

본 발명에 의하면, 인버터에 의해 전동기를 구동하는 구성의 전동기 구동 장치에 있어서, 코일 권선간의 상간 절연 파괴에 이르는 부분 방전의 발생을 방지하도록 인버터를 제어할 수 있다.

도 1 은, 본 발명의 실시형태 1 에 의한 전동기 구동 장치의 구성을 설명하는 개략 블록도이다.
도 2 는, 도 1 에 있어서의 제어 장치의 블록도이다.
도 3 은, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 스위칭 동작에 의해 발생하는 교류 전압 (모터 구동 전압 : Vm) 의 출력 파형도이다.
도 4 는, 도 3 의 모터 구동 전압 (Vm) 이 각 상 코일 권선에 인가되었을 때의 부분 방전의 측정 파형을 나타내는 도면이다.
도 5 는, 모터 구동 전압 (Vm) 과 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선의 절연 수명의 관계를 나타내는 도면이다.
도 6 은, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압, 및 당해 펄스 전압이 각 상 코일 권선에 인가되었을 때의 부분 방전의 측정 파형이다.
도 7 은, 펄스 전압의 상승 시간을 가변으로 하는 드라이브 회로의 일례를 나타내는 전기 회로도이다.
도 8 은, 본 발명의 실시형태 1 에 따르는 전동기 구동 장치에 있어서의 인버터의 스위칭 제어 처리를 설명하기 위한 플로차트이다.
도 9 는, 본 발명의 실시형태 1 의 변경예에 따르는 전동기 구동 장치에 있어서의 인버터 (14) 의 스위칭 제어 처리를 설명하기 위한 플로차트이다.
도 10 은, 본 발명의 실시형태 2 에 따르는 전동기 구동 장치의 구성을 설명하는 개략 블록도이다.
도 11 은, 도 10 에 있어서의 제어 장치의 블록도이다.
도 12 는, 실시형태 2 에 따르는 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 스위칭 동작에 의해 발생하는 교류 전압 (Vm) 의 출력 파형도이다.
도 13 은, 본 발명의 실시형태 2 에 따르는 전동기 구동 장치에 있어서의 인버터의 스위칭 제어 처리를 설명하기 위한 플로차트이다.
도 14 는, 본 발명의 실시형태 3 에 따르는 전동기 구동 장치의 구성을 설명하는 개략 블록도이다.
도 15 는, 실시형태 3 에 따르는 인버터의 스위칭 동작에 의해 교류 모터의 각 상 코일 권선에 인가되는 전압의 출력 파형도이다.
도 16 은, 본 발명의 실시형태 3 에 따르는 전동기 구동 장치에 있어서의 인버터 (14 및 31) 의 스위칭 제어 처리를 설명하기 위한 플로차트이다.

이하, 본 발명의 실시형태에 대하여 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 또한, 도면 중 동일 부호는 동일 또는 상당하는 부분을 나타낸다.

[실시형태 1]

도 1 은, 본 발명의 실시형태 1 에 의한 전동기 구동 장치 (100) 의 구성을 설명하는 개략 블록도이다.

도 1 을 참조하여, 본 발명의 실시형태 1 에 의한 전동기 구동 장치 (100) 는, 축전 기구 (B) 와, 전압 센서 (10, 13) 와, 시스템 릴레이 (SR1, SR2) 와, 승강압 컨버터 (12) 와, 방전 저항 (R1) 과, 평활 콘덴서 (C2) 와, 인버터 (14) 와, 전류 센서 (24) 와, 교류 모터 (M1) 와, 제어 장치 (30) 를 구비한다.

교류 모터 (M1) 는, 예를 들어 하이브리드 자동차 또는 전기 자동차의 구동륜을 구동하기 위한 토크를 발생시키기 위한 구동 모터이다. 혹은, 이 모터는 엔진에 의해 구동되는 발전기의 기능을 갖도록, 그리고, 엔진에 대하여 전동기로서 동작하여, 예를 들어 엔진 시동을 행할 수 있는 것으로서 하이브리드 자동차에 장착되도록 해도 된다.

축전 기구 (B) 는, 예를 들어 니켈 수소 또는 리튬 이온 등의 2 차 전지를 포함하여 구성되고, 전원 라인 (6) 및 어스 라인 (5) 사이에 직류 전압을 출력한다. 전압 센서 (10) 는, 축전 기구 (B) 로부터 출력되는 직류 전압 (배터리 전압 : Vb) 을 검출하고, 그 검출한 직류 전압 (Vb) 을 제어 장치 (30) 에 출력한다.

시스템 릴레이 (SR1) 는 축전 기구 (B) 의 정극 단자 및 전원 라인 (6) 사이에 접속되고, 시스템 릴레이 (SR2) 는 축전 기구 (B) 의 부극 단자 및 어스 라인 (5) 사이에 접속된다. 시스템 릴레이 (SR1, SR2) 는 제어 장치 (30) 로부터의 신호 (SE) 에 의해 온/오프된다.

승강압 컨버터 (12) 는, 일례로서, 승강압 초퍼 회로에 의해 구성되고, 리액터 (L1) 와, 전력용 반도체 스위칭 소자 (이하, 간단히 스위칭 소자라고도 한다 : Q1, Q2) 와, 다이오드 (D1, D2) 를 포함한다.

스위칭 소자 (Q1 및 Q2) 는, 전원 라인 (7) 과 어스 라인 (5) 사이에 직렬 접속된다. 리액터 (L1) 는, 전원 라인 (6) 과 스위칭 소자 (Q1 및 Q2) 의 접속 노드 사이에 접속된다. 각 스위칭 소자 (Q1, Q2) 의 이미터/콜렉터 사이에는, 이미터측에서 콜렉터측으로 전류를 흘리도록, 역병렬 다이오드 (D1, D2) 가 각각 접속되어 있다.

스위칭 소자 (Q1 및 Q2) 의 온·오프는, 제어 장치 (30) 로부터의 스위칭 제어 신호 (S1, S2) 에 의해 제어된다. 이 실시형태에 있어서의 스위칭 소자로는, 예를 들어 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) 가 적용된다.

평활 콘덴서 (C2) 는, 전원 라인 (7) 및 어스 라인 (5) 사이에 접속된다. 또한, 전원 라인 (7) 및 어스 라인 (5) 사이에는, 전동기 구동 장치 (100) 의 정지시 등에 있어서 평활 콘덴서 (C2) 의 잔류 전하를 빼내기 위한 방전 저항 (R1) 이 평활 콘덴서 (C2) 에 병렬로 접속된다.

인버터 (14) 는, 전원 라인 (7) 및 어스 라인 (5) 사이에 병렬로 접속되는, U 상 아암 (15), V 상 아암 (16) 및 W 상 아암 (17) 으로 이루어진다. 각 상 아암은, 전원 라인 (7) 및 어스 라인 (5) 사이에 직렬 접속된 스위칭 소자로 구성된다. 예를 들어, U 상 아암 (15) 은 스위칭 소자 (Q3, Q4) 로 이루어지고, V 상 아암 (16) 은 스위칭 소자 (Q5, Q6) 로 이루어지고, W 상 아암 (17) 은 스위칭 소자 (Q7, Q8) 로 이루어진다. 또한, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 콜렉터/이미터 사이에는 역병렬 다이오드 (D3 ∼ D8) 가 각각 접속되어 있다.

스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 온·오프는, 제어 장치 (30) 로부터의 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 에 의해 제어된다. 보다 구체적으로는, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 는, 그 제어 전극에 대한 전기적 입력에 따라 온 또는 오프된다. 예를 들어, IGBT 는 게이트 (제어 전극) 의 전압에 따라 온 또는 오프된다. 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 제어 전극 (게이트) 에는, 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 가, 도시되지 않은 드라이브 회로를 거쳐 입력된다.

각 상 아암 (15 ∼ 17) 의 중간점은, 교류 모터 (M1) 의 U 상 코일 권선 (20U), V 상 코일 권선 (20V) 및 W 상 코일 권선 (20W) 의 일단측과 각각 전기적으로 접속된다. 예를 들어, 교류 모터 (M1) 는, U 상 코일 권선 (20U), V 상 코일 권선 (20V) 및 W 상 코일 권선 (20W) 이 중성점에 공통 접속되어 구성된, 3 상 영구 자석 모터이다. U 상 코일 권선 (20U), V 상 코일 권선 (20V) 및 W 상 코일 권선 (20W) 은 본 발명에 있어서의 「코일 권선」에 대응한다. 또한, 교류 모터 (M1) 는 본 발명에 있어서의 「전동기」에 대응한다.

교류 모터 (M1) 에는 전류 센서 (24) 가 형성된다. 전류 센서 (24) 는, 3 상분의 모터 전류 (MCRT : U 상 전류, V 상 전류 및 W 상 전류) 를 검출하고, 검출한 모터 전류 (MCRT) 를 제어 장치 (30) 에 송출한다. 또한, 3 상 전류의 순시값의 합은 0 이므로, 전류 센서 (24) 는 2 상분의 모터 전류를 검출하도록 배치 형성하면 충분하다.

승강압 컨버터 (12) 는, 승압 동작시에는 축전 기구 (B) 로부터 공급된 직류 전압을 승압시켜 인버터 (14) 에 공급한다. 보다 구체적으로는, 제어 장치 (30) 로부터의 스위칭 제어 신호 (S1, S2) 에 응답하여, 스위칭 소자 (Q1) 의 온 기간 및 스위칭 소자 (Q2) 의 온 기간이 교대로 형성되고, 승압비는 이들 온 기간의 비에 따른 것이 된다.

또한, 승강압 컨버터 (12) 는, 강압 동작시에는 평활 콘덴서 (C2) 를 통해 인버터 (14) 로부터 공급된 직류 전압을 강압시켜 축전 기구 (B) 를 충전한다. 보다 구체적으로는, 제어 장치 (30) 로부터의 스위칭 제어 신호 (S1, S2) 에 응답하여, 스위칭 소자 (Q1) 만이 온되는 기간과 스위칭 소자 (Q1, Q2) 의 양방이 오프되는 기간이 교대로 형성되고, 강압비는 상기 온 기간의 듀티비에 따른 것이 된다.

평활 콘덴서 (C2) 는, 승강압 인버터 (12) 로부터의 직류 전압을 평활화하고, 그 평활화한 직류 전압을 인버터 (14) 에 공급한다. 전압 센서 (13) 는, 평활 콘덴서 (C2) 의 양 단의 전압 (VH), 즉 승강압 컨버터 (12) 의 출력 전압 (인버터 (14) 의 입력 전압에 상당한다. 이하 동일) 을 검출하고, 그 검출한 전압 (VH) 을 제어 장치 (30) 에 출력한다.

인버터 (14) 는, 평활 콘덴서 (C2) 로부터 직류 전압이 공급되면, 제어 장치 (30) 로부터의 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 에 응답한, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 스위칭 동작에 의해 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 교류 모터 (M1) 를 구동한다.

또한 인버터 (14) 는, 전동기 구동 장치 (100) 가 탑재된 하이브리드 자동차 또는 전기 자동차의 회생 제동시, 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 에 응답한 스위칭 동작에 의해, 교류 모터 (M1) 가 발전한 교류 전압을 직류 전압으로 변환하고, 그 변환한 직류 전압을 평활 콘덴서 (C2) 를 통해 승강압 컨버터 (12) 에 공급한다.

또한, 여기서 말하는 회생 제동이란, 하이브리드 자동차 또는 전기 자동차를 운전하는 드라이버에 의한 풋 브레이크 조작이 있었을 경우의 회생 발전을 수반하는 제동이나, 풋 브레이크를 조작하지는 않지만, 주행 중에 액셀 페달을 오프함으로써 회생 발전을 시키면서 차속을 감속 (또는 가속을 중지) 시키는 것을 포함한다.

제어 장치 (30) 는, 외부에 형성된 ECU (Electrical Control Unit) 로부터 토크 지령값 (TR) 및 모터 회전수 (MRN) 를 받고, 전압 센서 (10) 로부터 직류 전압 (Vb) 을 받고, 전압 센서 (13) 로부터 전압 (VH) 을 받고, 전류 센서 (24) 로부터 모터 전류 (MCRT) 를 받는다. 제어 장치 (30) 는, 이들 입력 신호에 기초하여, 후술하는 방법에 의해 교류 모터 (M1) 가 토크 지령값 (TR) 에 따른 토크를 출력하도록, 승강압 컨버터 (12) 및 인버터 (14) 의 동작을 제어한다. 즉, 승강압 컨버터 (12) 및 인버터 (14) 를 상기와 같이 제어하기 위한 스위칭 제어 신호 (S1 ∼ S8) 를 생성하여, 승강압 컨버터 (12) 및 인버터 (14) 에 출력한다.

이 때, 제어 장치 (30) 는, 교류 모터 (M1) 가 토크 지령값 (TR) 에 따른 토크를 출력할 수 있는 교류 전압이 각 상 코일 권선 (20U, 20V 및 20W) 에 인가되도록, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 스위칭 동작을 제어한다. 즉, 제어 장치 (30) 는, 이와 같은 스위칭 동작에 대응하는 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 를 생성한다. 이하에서는, 각 상 코일 권선 (20U, 20V, 20W) 에 인가되는 교류 전압을 「모터 구동 전압」이라고도 한다.

또한, 제어 장치 (30) 에 의해 생성된 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 는, 도시되지 않은 드라이브 회로에 부여된다. 드라이브 회로는, 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 에 응답하여, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 를 각각 온 또는 오프시키기 위한 게이트 전압을 발생시킨다.

도 2 는, 도 1 에 있어서의 제어 장치 (30) 의 블록도이다.

도 2 를 참조하여, 제어 장치 (30) 는, 모터 제어용 상전압 연산부 (40) 와, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 와, 인버터 입력 전압 지령 연산부 (50) 와, 컨버터용 듀티비 연산부 (52) 와, 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54) 를 포함한다.

모터 제어용 상전압 연산부 (40) 는, 외부 ECU 로부터 토크 지령값 (TR) 을 받고, 전압 센서 (13) 로부터 승강압 컨버터 (12) 의 출력 전압 (VH), 즉 인버터 (14) 의 입력 전압을 받고, 전류 센서 (24) 로부터 모터 전류 (MCRT) 를 받는다. 그리고, 모터 제어용 상전압 연산부 (40) 는, 이들 입력 신호에 기초하여, 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선에 인가하는 전압 (모터 구동 전압) 의 조작량 (이하, 전압 지령이라고도 한다 : Vu*, Vv*, Vw*) 을 계산하고, 그 계산한 결과를 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 에 출력한다.

인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 는, 모터 제어용 상전압 연산부 (40) 로부터 받은 각 상 코일 권선의 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 에 기초하여, 실제로 인버터 (14) 의 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 를 온/오프하기 위한 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 를 생성하여 인버터 (14) 에 출력한다.

이로써, 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 는 스위칭 제어되어, 교류 모터 (M1) 가 지령된 토크를 출력하도록 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선에 흘리는 전류를 제어한다. 이와 같이 하여, 모터 구동 전류가 제어되고, 토크 지령값 (TR) 에 따른 모터 토크가 출력된다.

인버터 입력 전압 지령 연산부 (50) 는, 외부 ECU 로부터의 토크 지령값 (TR) 및 모터 회전수 (MRN) 에 기초하여 인버터 입력 전압의 최적값 (목표값), 즉 전압 지령 (Vdc_com) 을 연산하고, 그 연산한 전압 지령 (Vdc_com) 을 컨버터용 듀티비 연산부 (52) 에 출력한다.

컨버터용 듀티비 연산부 (52) 는, 인버터 입력 전압 지령 연산부 (50) 로부터 전압 지령 (Vdc_com) 을 받고, 전압 센서 (10) 로부터 직류 전압 (Vb : 이하, 배터리 전압 (Vb) 이라고도 한다) 을 받으면, 전압 센서 (13) 로부터의 출력 전압 (VH) 을 전압 지령 (Vdc_com) 으로 설정하기 위한 듀티비를 연산한다. 그리고, 컨버터용 듀티비 연산부 (52) 는, 그 연산한 듀티비를 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54) 에 출력한다.

컨버터용 PWM 신호 변환부 (54) 는, 컨버터용 듀티비 연산부 (52) 로부터의 듀티비에 기초하여 승강압 컨버터 (12) 의 스위칭 소자 (Q1, Q2) 를 온/오프하기 위한 스위칭 제어 신호 (S1, S2) 를 생성하여 승강압 컨버터 (12) 에 출력한다.

또한, 승강압 컨버터 (12) 하측의 스위칭 소자 (Q2) 의 온 듀티를 크게 함으로써 리액터 (L1) 의 전력 축적이 커지기 때문에, 보다 고전압의 출력을 얻을 수 있다. 한편, 상측의 스위칭 소자 (Q1) 의 온 듀티를 크게 함으로써 전원 라인의 전압이 내려간다. 그래서, 스위칭 소자 (Q1, Q2) 의 듀티비를 제어함으로써, 인버터 (14) 의 입력 전압 (VH) 을, 축전 기구 (B) 의 출력 전압을 하한으로 하여, 스위칭 소자의 소자 내압 등을 기초로 설정된 상한값까지의 임의의 전압으로 제어할 수 있다.

그리고, 이와 같은 승강압 컨버터 (12) 의 제어를 실시함으로써 인버터 (14) 의 입력 전압 (VH) 을 교류 모터 (M1) 의 동작 상태에 따라 가변시킴으로써, 전동기 구동 장치 (100) 에서 발생하는 손실 (모터 손실, 인버터 손실 및 승압 컨버터 손실을 포함한다) 을 최소한으로 억제하여 모터 구동 효율을 높일 수 있다.

그리고, 인버터 (14) 는, 축전 기구 (B) 의 출력 전압 이상의 고전압으로 변환된 입력 전압 (VH) 을, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 스위칭 동작에 의해 교류 전압 (모터 구동 전압) 으로 변환하여 교류 모터 (M1) 를 구동한다.

도 3 은, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 스위칭 동작에 의해 발생하는 교류 전압 (모터 구동 전압 : Vm) 의 출력 파형도이다.

도 3 을 참조하여, 모터 구동 전압 (Vm) 은, 반주기마다 극성이 반전되는 양극성 펄스 전압이다. 반주기 중에 있어서의 동일 극성의 펄스 전압은, 소정의 전압 진폭과 소정의 펄스폭을 갖고 있다. 이 때의 소정의 전압 진폭은, 상기 서술한 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선의 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 에 따른 크기가 된다. 또한 소정의 펄스폭은, 인버터 (14) 의 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 를 생성하기 위한 캐리어 신호의 캐리어 주파수에 따른 것이 된다.

그리고, 도 3 에 나타내는 모터 구동 전압 (Vm) 이 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선에 인가되면, 각 상 코일 권선에서는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서, 코일 권선간의 공극 (갭) 에 부분 방전이 발생할 가능성이 있다. 그 결과, 코일 권선의 도선을 피막하는 절연재의 열화가 진행됨으로써, 최종적으로는 상간 절연이 단락되어 기기 고장에 이르는 경우가 생긴다.

도 4 는, 도 3 의 모터 구동 전압 (Vm) 이 각 상 코일 권선에 인가되었을 때의 부분 방전의 측정 파형을 나타내는 도면이다. 또한, 도 4 에는, 모터 구동 전압 (Vm) 이 도 3 의 영역 (RGN1) 내의 특성을 나타낼 때에 측정되는 부분 방전의 파형을 추출하여 도시된다.

도 4 를 참조하여, 모터 구동 전압 (Vm) 은, 상기 서술한 바와 같이, 반주기 중에 있어서 소정의 전압 진폭 및 펄스폭을 갖는 동일 극성의 펄스 전압으로 구성되어 있다. 또한 모터 구동 전압 (Vm) 은, 시각 (t1) 이전에 있어서는 부전위로 설정되어 있고, 영전위를 경유한 후, 시각 (t1) 에 있어서 정전위로 설정된다.

그리고, 이 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압이 상승하는 타이밍인 시각 (t1) 에 있어서, 코일 권선간의 갭에는 부분 방전이 발생되어 있다. 이 때의 부분 방전은, 시각 (t1) 보다 나중으로서, 2 번째 이후의 펄스 전압이 상승하는 타이밍인 시각 (t2, t3) 등에서 발생하는 미소 방전에 비해 현저하게 커져 있다.

이와 같이 모터 구동 전압의 극성 반전시에는, 극성 반전 전 및 극성 반전 후와 비교하여, 상대적으로 부분 방전이 발생하기 쉽게 되어 있다. 이것은, 모터 구동 전압의 극성 반전시에는, 코일 권선 표면에 유기되는 전하 (표면 전하) 가 발생하기 쉬워, 코일 권선의 갭에 표면 전하에 의해 발생하는 전계가 상대적으로 강해지는 것에서 기인한다.

특히, 도 4 와 같이 모터 구동 전압 (Vm) 이 펄스 전압인 경우에는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전이 단시간에 이루어지기 때문에, 극성 반전 전에 있어서 상대적으로 정전위로 설정된 일방의 코일 권선의 도선의 절연막 표면에 유기된 표면 전하가 확산되지 못하고 남은 상태로, 반전시에 있어서 새롭게 부전위에서 정전위로 설정된 타방의 코일 권선의 도선의 절연막 표면에 표면 전하가 유기되기 시작한다. 이로써, 코일 권선간의 갭에 표면 전하에 의해 발생하는 전계에 의해, 코일 권선간의 갭 전압이 높아진다. 이 결과, 절연을 구성하고 있는 간격이 짧은 당해 갭 부분에 방전 (부분 방전) 이 발생하기 쉬워진다. 즉, 갭에 표면 전하에 의해 발생하는 전계가 강해짐으로써, 부분 방전 개시 전압이 저하된다. 이로써, 절연막의 열화가 진행됨으로써, 최종적으로는 상간 절연이 단락되어 절연 수명이 짧아질 가능성이 있다.

도 5 는, 모터 구동 전압 (Vm) 과 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선의 절연 수명의 관계를 나타내는 도면이다.

도 5 를 참조하여, 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선의 절연 수명은, 모터 구동 전압 (Vm) 이 낮아짐에 따라 길어지는 경향을 나타내고 있다. 이것은, 각 상 코일 권선간의 갭에 발생하는 부분 방전이, 모터 구동 전압 (Vm) 의 크기에 따라 3 개의 발생 패턴으로 대별되는 것에서 기인한다.

구체적으로는, 모터 구동 전압 (Vm) 이 상대적으로 높은 경우에는, 각 상 코일 권선간의 갭에는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시뿐만 아니라, 동일 극성의 모든 펄스 전압의 상승시에 있어서 부분 방전이 발생되어 있다. 그 결과, 각 상 코일 권선의 절연 수명은 상대적으로 짧아졌다.

이에 대하여, 모터 구동 전압 (Vm) 이 상대적으로 낮은 경우에는, 각 상 코일 권선간의 갭에는 미소 방전이 발생하는 것에 그치고, 그 결과, 각 상 코일 권선의 절연 수명은 상대적으로 길어졌다.

그리고, 모터 구동 전압 (Vm) 이 이들 2 개의 전압 레벨 사이에 있는 경우에는, 도 4 에서 서술한 바와 같이, 각 상 코일 권선간의 갭에는 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서 부분 방전이 발생한다. 또한, 교류 모터 (M1) 의 통상 운전시에는, 이와 같은 극성 반전시의 부분 방전이 비교적 많이 발생한다.

여기서, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 갭에서의 부분 방전이 잘 발생하지 않도록 하기 위해서는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 코일 권선의 절연막 표면에 유기된 표면 전하가 확산되는 시간을 확보할 필요가 있다. 이것에는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전을 완만하게 하는 것이 유효하다. 즉, 극성 반전시의 모터 구동 전압 (Vm) 의 전압 변화율을 작게 함으로써, 갭에 표면 전하에 의해 발생하는 전계를 약하게 할 수 있다. 그 결과, 부분 방전 개시 전압의 저하를 방지할 수 있다.

그래서, 실시형태 1 에서는, 이와 같은 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 전압 변화율을 작게 하기 위한 방책으로서, 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압 (도 4 의 영역 (RGN2) 참조) 의 상승 시간이, 후속하는 잔여 펄스 전압보다 상대적으로 길어지도록, 인버터 (14) 의 스위칭 동작을 제어하는 구성으로 한다.

도 6 은, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압 및 당해 펄스 전압이 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선에 인가되었을 때에 발생하는 부분 방전의 측정 파형이다.

도 6 에 있어서, 라인 (LN1 및 LN3) 은 각각, 통상적인 스위칭 제어에 의해 발생한 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압 및 부분 방전의 측정 파형을 나타내고 있다. 한편, 도면 중의 라인 (LN2 및 LN4) 은 각각, 극성 반전시의 모터 구동 전압 (Vm) 의 전압 변화율을 작게 하는 제어를 실시함으로써 발생한 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압 및 부분 방전의 측정 파형을 나타내고 있다.

도 6 에서는, 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압의 상승 시간을 길게 함으로써, 각 상 코일 권선의 갭 사이에서는 부분 방전의 발생이 억제되어 있음을 알 수 있다. 즉, 코일 권선의 갭에 잔존하는 표면 전하에 의해 발생하는 전계가 갭 전압을 강하게 하여 부분 방전이 발생하기 쉬워지는 상황이 회피되어 있다. 이로써, 부분 방전의 발생을 억제하여, 코일 권선간의 상간 절연 파괴의 발생을 방지할 수 있게 된다.

또한, 이와 같은 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압의 상승 시간을 길게 하는 구성은, 실제로는, 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 에 응답하여, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 를 각각 온 또는 오프시키기 위한 게이트 전압을 발생시키는 드라이브 회로를, 1 번째 펄스 전압과 잔여 펄스 전압 사이에서 게이트 저항을 가변으로 설정할 수 있는 구성으로 함으로써 실현할 수 있다.

도 7 은, 펄스 전압의 상승 시간을 가변으로 하는 드라이브 회로의 일례를 나타내는 전기 회로도이다.

도 7 을 참조하여, 드라이브 회로는, 저항 (RG1, RG2) 과, 스위칭 소자 (Q11, Q12) 와, 전류 공급 라인 (BL) 을 포함한다. 저항 (RG1, RG2) 은, 인버터 (14) 의 스위칭 소자 (예를 들어 Q3 으로 한다) 의 베이스에 일단이 접속되고, 스위칭 소자 (Q11, Q12) 의 이미터에 각각 타단이 접속된다. 스위칭 소자 (Q11, Q12) 는, 전류 공급 라인 (BL) 에 콜렉터가 접속되고, 저항 (RG1, RG2) 에 각각 이미터가 접속되고, 제어 장치 (30) 로부터의 스위칭 제어 신호를 각각 베이스에 받는다.

저항 (RG1, RG2) 에 대해서는, 저항 (RG1) 의 저항값이 저항 (RG2) 의 저항값보다 크다. 따라서, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에는, 저항값이 상대적으로 큰 저항 (RG1) 을 선택함으로써, 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 에 있어서는, 턴 온 및 턴 오프시에 있어서의 콜렉터-이미터간 전압이 상대적으로 완만한 파형이 된다. 이 결과, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 상승 시간을 상대적으로 길게 할 수 있다.

그리고, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성이 반전된 후의 2 번째 이후의 펄스 전압에 대해서는, 저항값이 상대적으로 작은 저항 (RG2) 을 선택함으로써, 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 에 있어서는, 턴 온 및 턴 오프시에 있어서의 콜렉터-이미터간 전압이 상대적으로 가파른 파형이 된다. 또한, 저항 (RG2) 을, 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 에 있어서 턴 온 및 턴 오프시에 발생하는 손실을 저감시키기에 최적인 저항값으로 함으로써, 도 4 에 나타내는 상승 파형이 가파른 펄스 전압이 생성된다. 그 결과, 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 에 있어서 턴 온 및 턴 오프시에 발생하는 손실을 낮게 유지할 수 있다.

도 8 은, 본 발명의 실시형태 1 에 의한 전동기 구동 장치 (100) 에 있어서의 인버터 (14) 의 스위칭 제어 처리를 설명하기 위한 플로차트이다. 도 8 에 나타낸 플로차트에 따르는 제어 처리는, 제어 장치 (30) 가 미리 격납된 프로그램을 소정 주기마다 실행함으로써 실현된다.

도 8 을 참조하여, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30) 는, 모터 제어용 상전압 연산부 (40) 로서 기능하는 제어 장치 (30) 로부터 각 상 코일 권선의 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 을 취득하면 (단계 S01), 이들 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 미리 설정된 소정의 임계값 (Vth1) 이상인지의 여부를 판정한다 (단계 S02). 또한, 소정의 임계값 (Vth1) 은, 도 5 에 나타내는 모터 구동 전압 (Vm) 과 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선의 절연 수명의 관계에 기초하여, 각 상 코일 권선간의 갭에 미소 방전이 발생할 때의 모터 구동 전압 (Vm) 을 상회하도록 설정된다.

전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth1) 을 하회하는 경우 (단계 S02 에서 "아니오" 의 경우) 에는, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30) 는, 인버터 (14) 를 구성하는 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 에 대하여 통상적인 스위칭 제어를 실행함으로써, 실제로 인버터 (14) 의 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 를 온/오프하기 위한 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 를 생성한다 (단계 S04). 이 경우, 도 7 에 나타내는 드라이브 회로에 있어서는 저항 (RG2) 이 선택되어 있다.

이에 대하여, 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth1) 이상이 되는 경우 (단계 S02 에서 "예" 의 경우) 에는, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30) 는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 를 생성한다 (단계 S03). 구체적으로는, 제어 장치 (30) 는, 도 7 에 나타내는 드라이브 회로를 사용하여, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압과 잔여 펄스 전압 사이에서 게이트 저항을 가변으로 설정한다. 이 결과, 부분 방전의 발생 방지에 의해, 코일 권선간의 상간 절연 파괴의 발생을 방지할 수 있다.

또한, 실시형태 1 에서는, 인버터 (14) 의 스위칭 동작에 있어서의 게이트 저항을, 극성 반전시 1 번째 펄스 전압과 잔여 펄스 전압 사이에서 가변으로 설정하는 구성으로 하였는데, 게이트 저항에 한정되지 않고, 제어 장치 (30) 로부터의 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 가 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 게이트 (제어 전극) 에 전달되는 경로에 있어서의 지연 임피던스를, 극성 반전시 1 번째 펄스 전압과 잔여 펄스 전압 사이에서 가변 설정하면 된다는 것은 분명하다. 즉, 당해 전달 경로에 있어서의 저항 성분 (게이트 저항) 대신에, 부가되는 용량값 또는 인덕턴스값을 가변으로 설정하는 구성으로 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또한 실시형태 1 에서는, 게이트 저항으로 대표되는 지연 임피던스의 가변 설정을, 극성 반전시 1 번째 펄스 전압과 잔여 펄스 전압에 따라 2 단계로 하였는데, 극성 반전시 1 번째 펄스 전압에 대해서는, 더욱 세분화시켜 3 이상의 복수 단계로 지연 임피던스를 가변 설정해도 된다. 또는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 상승에 따라 지연 임피던스가 서서히 연장되도록, 지연 임피던스를 연속적으로 가변 설정하는 구성으로 해도 된다. 이것에 의하면, 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 에 발생하는 손실을 억제하면서, 부분 방전의 발생을 효과적으로 방지할 수 있게 된다.

[변경예]

도 9 는, 본 발명의 실시형태 1 의 변경예에 의한 전동기 구동 장치에 있어서의 인버터 (14) 의 스위칭 제어 처리를 설명하기 위한 플로차트이다. 도 9 에 나타낸 플로차트에 따르는 제어 처리는, 제어 장치 (30) 가 미리 격납된 프로그램을 소정 주기마다 실행함으로써 실현된다.

도 9 를 참조하여, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30) 는, 모터 제어용 상전압 연산부 (40) 로서 기능하는 제어 장치 (30) 로부터 각 상 코일 권선의 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 을 취득하면 (단계 S01), 이들 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 미리 설정된 소정의 임계값 (Vth2) 이상인지의 여부를 판정한다 (단계 S021). 또한, 소정의 임계값 (Vth2) 은, 도 5 에 나타낸 모터 구동 전압 (Vm) 과 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선의 절연 수명의 관계에 기초하여, 동일 극성의 모든 펄스 전압의 상승시에 있어서 부분 방전이 발생할 때의 모터 구동 전압 (Vm) 이 하한값을 포함하도록 설정되어 있다.

전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth2) 을 하회하는 경우 (단계 S021 에서 "아니오" 의 경우) 에는, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30) 는, 인버터 (14) 를 구성하는 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 에 대하여 통상적인 스위칭 제어를 실행함으로써, 실제로 인버터 (14) 의 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 를 온/오프하기 위한 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 를 생성한다 (단계 S04). 이 경우, 도 7 에 나타내는 드라이브 회로에 있어서는 저항 (RG2) 이 선택된다.

이에 대하여, 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth2) 이상이 되는 경우 (단계 S021 에서 "예" 의 경우) 에는, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30) 는, 모터 구동 전압 (Vm) 을 구성하는 동일 극성의 모든 펄스 전압의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 를 생성한다 (단계 S031). 구체적으로는, 제어 장치 (30) 는, 도 7 에 나타내는 드라이브 회로를 사용하여, 동일 극성의 모든 펄스 전압에 대하여, 게이트 저항을 상대적으로 높은 저항값으로 설정한다. 이 결과, 모터 구동 전압 (Vm) 이 상대적으로 높아 부분 방전이 보다 발생하기 쉬운 상황에 있어서도 부분 방전의 발생을 확실하게 방지할 수 있기 때문에, 코일 권선간의 상간 절연 파괴의 발생을 방지할 수 있다.

또한, 본 변경예와 같이, 동일 극성의 모든 펄스 전압의 상승 시간을 상대적으로 길게 하려면, 게이트 저항을 높게 하는 구성 이외에, 인버터 (14) 의 입력측에 형성되는 평활 콘덴서 (C2) 의 용량 및 방전 저항 (R1) 의 저항값을 조정함으로써도 실시할 수 있다.

[실시형태 2]

도 10 은, 본 발명의 실시형태 2 에 따르는 전동기 구동 장치 (100A) 의 구성을 설명하는 개략 블록도이다.

도 10 을 참조하여, 실시형태 2 에 따르는 전동기 구동 장치 (100A) 는, 도 1 에 나타내는 전동기 구동 장치 (100) 와 비교하여, 승강압 컨버터 (12) 대신에 승강압 컨버터 (12A) 를 구비하는 점에서 상이하다. 전동기 구동 장치 (100A) 의 그 밖의 부분의 구성은 도 1 에 나타낸 전동기 구동 장치 (100) 와 동일하므로 상세한 설명은 반복하지 않는다.

승강압 컨버터 (12A) 는, 승강압 초퍼 회로에 의해 구성된 승강압 컨버터 (12) 에 대하여, 전원 라인 (6) 및 전원 라인 (7) 사이를, 리액터 (L1) 및 스위칭 소자 (Q1) 를 통하지 않고 직접적으로 접속하기 위한 스위칭 소자 (Qb) 를 추가로 포함하는 것이다.

스위칭 소자 (Qb) 는, 제어 장치 (30A) 로부터의 스위칭 제어 신호 (Sb) 에 의해 온 또는 오프된다. 스위칭 소자 (Qb) 가 온된 경우에는, 축전 기구 (B) 로부터의 직류 전류는 스위칭 소자 (Qb) 를 통해 전원 라인 (7) 에 흐른다. 그 때문에, 리액터 (L1) 에는 전류가 공급되지 않기 때문에 승압 동작이 실시되지 않고, 인버터 (14) 의 입력 전압 (VH) 은 축전 기구 (B) 의 출력 전압과 거의 동일한 전압 레벨이 된다.

이에 대하여, 스위칭 소자 (Qb) 가 오프된 경우에는, 스위칭 소자 (Q1, Q2) 의 듀티비를 제어함으로써, 인버터 (14) 의 입력 전압 (VH) 은 축전 기구 (B) 의 출력 전압을 하한으로 하는 임의의 전압으로 제어된다.

또한, 도 10 의 구성에 있어서, 스위칭 소자 (Qb) 는 본 발명에 있어서의 「바이패스용 스위칭 소자」에 대응한다.

도 11 은, 도 10 에 있어서의 제어 장치 (30A) 의 블록도이다.

도 11 을 참조하여, 제어 장치 (30A) 는, 도 2 에 나타내는 제어 장치 (30) 와 비교하여, 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54) 대신에 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54A) 를 구비하는 점에서 상이하다. 제어 장치 (30A) 의 그 밖의 부분의 구성은 도 2 에 나타낸 제어 장치 (30) 와 동일하므로 상세한 설명은 반복하지 않는다.

컨버터용 PWM 신호 변환부 (54A) 는, 컨버터용 듀티비 연산부 (52) 로부터 듀티비를 받고, 전압 센서 (13) 로부터 인버터 (14) 의 입력 전압 (VH) 을 받고, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로부터 각 상 코일 권선의 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 을 받는다. 그리고, 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54A) 는, 듀티비에 기초하여 승강압 컨버터 (12A) 의 스위칭 소자 (Q1, Q2) 를 온/오프하기 위한 스위칭 제어 신호 (S1, S2) 를 생성하여 승강압 컨버터 (12A) 에 출력한다.

또한 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54A) 는, 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth1) 이상인지의 여부를 판정한다. 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth1) 이상인 경우에는, 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54A) 는, 바이패스용 스위칭 소자를 구성하는 스위칭 소자 (Qb) 를 온하기 위한 스위칭 제어 신호 (Sb) 를 생성하여 스위칭 소자 (Qb) 에 출력한다. 이로써, 스위칭 소자 (Qb) 가 온되고, 인버터 (14) 의 입력 전압 (VH) 은 축전 기구 (B) 의 출력 전압과 거의 동일해진다.

이 때, 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54A) 는, 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 에 기초하여 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성이 반전되는 타이밍을 검지하고, 그 검지한 타이밍에 있어서 일시적으로 스위칭 제어 신호 (Sb) 를 생성하여 스위칭 소자 (Qb) 에 출력한다. 이로써, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서, 인버터 (14) 에는, 일시적으로 축전 기구 (B) 의 출력 전압에 거의 동일한 전압이 입력되게 된다.

도 12 는, 실시형태 2 에 따르는 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 스위칭 동작에 의해 발생하는 교류 전압 (모터 구동 전압 : Vm) 의 출력 파형도이다.

도 12 를 참조하여, 모터 구동 전압 (Vm) 은, 앞선 실시형태 1 과 동일하게, 반주기마다 극성이 반전되는 양극성 펄스 전압이다. 본 실시형태 2 에서는, 상기 서술한 스위칭 소자 (Qb) 의 스위칭 제어에 의해, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압의 전압 진폭 (도면 중의 부호 60 참조) 이, 후속하는 잔여 펄스 전압의 전압 진폭보다 상대적으로 작아져 있다. 이것은, 실질적으로 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 전압 변화율이 작아지는 것과 동일하다. 따라서, 실시형태 2 에 있어서도, 각 상 코일 권선의 갭 사이에 부분 방전이 발생하는 것이 억제되어, 코일 권선간의 상간 절연 파괴의 발생을 방지할 수 있다.

도 13 은, 본 발명의 실시형태 2 에 의한 전동기 구동 장치 (100A) 에 있어서의 인버터 (14) 의 스위칭 제어 처리를 설명하기 위한 플로차트이다. 도 13 에 나타낸 플로차트에 따르는 제어 처리는, 제어 장치 (30A) 가 미리 격납된 프로그램을 소정 주기마다 실행함으로써 실현된다.

도 13 을 참조하여, 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54A) 로서 기능하는 제어 장치 (30A) 는, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30A) 로부터 각 상 코일 권선의 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 을 취득하면 (단계 S01), 이들 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 미리 설정된 소정의 임계값 (Vth1) 이상인지의 여부를 판정한다 (단계 S02). 또한, 소정의 임계값 (Vth1) 은, 실시형태 1 과 동일하게, 도 5 에 나타내는 모터 구동 전압 (Vm) 과 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선의 절연 수명의 관계에 기초하여, 각 상 코일 권선간의 갭에 미소 방전이 발생할 때의 모터 구동 전압 (Vm) 을 상회하도록 설정된다.

전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth1) 을 하회하는 경우 (단계 S02 에서 "아니오" 의 경우) 에는, 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54A) 로서 기능하는 제어 장치 (30A) 는, 승강압 컨버터 (12) 를 구성하는 스위칭 소자 (Q1, Q2) 에 대하여 통상적인 전압 변환 제어를 실행함으로써, 스위칭 소자 (Q1, Q2) 를 온/오프하기 위한 스위칭 제어 신호 (S1, S2) 를 생성한다 (단계 S042). 이 경우, 도 10 에 나타내는 전동기 구동 장치 (100A) 에 있어서는 스위칭 소자 (Qb) 는 오프 상태로 유지되어 있다.

이에 대하여, 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth1) 이상이 되는 경우 (단계 S02 에서 "예" 의 경우) 에는, 컨버터용 PWM 신호 변환부 (54A) 로서 기능하는 제어 장치 (30A) 는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압의 전압 진폭이 상대적으로 작아지도록, 스위칭 제어 신호 (S1, S2, Sb) 를 생성한다 (단계 S032). 구체적으로는, 제어 장치 (30A) 는, 스위칭 소자 (Qb) 를 온/오프함으로써, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 1 번째 펄스 전압과 잔여 펄스 전압 사이에서 전압 진폭을 가변으로 설정한다. 이 결과, 부분 방전 발생의 방지에 의해 코일 권선간의 상간 절연 파괴의 발생을 방지할 수 있다.

[실시형태 3]

도 14 는, 본 발명의 실시형태 3 에 따르는 전동기 구동 장치 (100B) 의 구성을 설명하는 개략 블록도이다.

도 14 를 참조하여, 실시형태 3 에 따르는 전동기 구동 장치 (100B) 는, 도 1 에 나타내는 전동기 구동 장치 (100) 와 비교하여, 교류 모터 (M1) 에 대하여 인버터 (14) 와 병렬로 접속되는 인버터 (31) 를 추가로 구비하는 점에서 상이하다. 전동기 구동 장치 (100B) 의 그 밖의 부분의 구성은 도 1 에 나타낸 전동기 구동 장치 (100) 와 동일하므로 상세한 설명은 반복하지 않는다.

인버터 (31) 는, 도시는 생략하지만, 인버터 (14) 와 동일한 구성으로 이루어진다. 즉, 인버터 (31) 는, 전원 라인 (7) 및 어스 라인 (5) 사이에 병렬로 형성된 U 상 아암, V 상 아암 및 W 상 아암으로 이루어진다. 각 상 아암은, 직렬 접속된 스위칭 소자로 이루어진다. 그리고, 각 상 아암의 중간점은, 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선 (20U, 20V, 20W) 의 각 상 단 (端) 에 접속되어 있다.

인버터 (31) 는, 평활 콘덴서 (C2) 로부터 직류 전압 (VH) 이 공급되면, 제어 장치 (30B) 로부터의 스위칭 제어 신호 (S13 ∼ S18) 에 응답한, 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) (도시 생략) 의 스위칭 동작에 의해 직류 전압 (VH) 으로부터 펄스 전압을 생성한다. 그리고, 그 생성한 펄스 전압을 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선에 인가한다.

이로써, 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선에는 각각, 인버터 (14) 로부터 공급되는 모터 구동 전압 (Vm) 에 추가하여, 인버터 (31) 로부터의 펄스 전압이 인가되게 된다.

도 15 는, 실시형태 3 에 따르는 인버터 (14, 31) 의 스위칭 동작에 의해 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선에 인가되는 전압의 출력 파형도이다.

도 15 를 참조하여, 각 상 코일 권선에는 인버터 (14) 로부터의 모터 구동 전압 (Vm) 이 인가된다. 모터 구동 전압 (Vm) 은, 앞선 실시형태 1 과 동일하게, 반주기마다 극성이 반전되는 양극성 펄스 전압이다. 본 실시형태 3 에서는, 이 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성이 반전될 때에 영전위를 경유하는 기간에 있어서, 인버터 (31) 로부터 펄스 전압 (도면 중의 부호 62 참조) 이 추가로 인가된다.

즉, 인버터 (31) 는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 반주기마다 펄스 전압을 발생시키도록 스위칭 동작이 제어된다. 이 펄스 전압의 전압 진폭은, 모터 구동 전압 (Vm) 을 구성하는 펄스 전압의 전압 진폭보다 작은 값으로 설정된다.

그리고, 모터 구동 전압 (Vm) 과 펄스 전압을 서로 겹침으로써, 각 상 코일 권선에 인가되는 교류 전압은, 종합적으로 극성 반전시의 전압 상승이 완만한 파형이 된다. 이 결과, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성 반전시에 있어서의 전압 변화율을 작게 할 수 있기 때문에, 실시형태 3 에 있어서도, 각 상 코일 권선의 갭 사이에 부분 방전이 발생하는 것을 억제할 수 있어, 코일 권선간의 상간 절연 파괴의 발생을 방지할 수 있다.

도 16 은, 본 발명의 실시형태 3 에 의한 전동기 구동 장치 (100B) 에 있어서의 인버터 (31) 의 스위칭 제어 처리를 설명하기 위한 플로차트이다. 도 16 에 나타낸 플로차트에 따르는 제어 처리는, 제어 장치 (30B) 가 미리 격납된 프로그램을 소정 주기마다 실행함으로써 실현된다.

도 16 을 참조하여, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30B) 는, 모터 제어용 상전압 연산부 (40) 로서 기능하는 제어 장치 (30B) 로부터 각 상 코일 권선의 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 을 취득하면 (단계 S01), 이들 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 미리 설정된 소정의 임계값 (Vth1) 이상인지의 여부를 판정한다 (단계 S02). 또한, 소정의 임계값 (Vth1) 은, 실시형태 1 과 동일하게, 도 5 에 나타내는 모터 구동 전압 (Vm) 과 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선의 절연 수명의 관계에 기초하여, 각 상 코일 권선간의 갭에 미소 방전이 발생할 때의 모터 구동 전압 (Vm) 을 상회하도록 설정된다.

전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth1) 을 하회하는 경우 (단계 S02 에서 "아니오" 의 경우) 에는, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30B) 는, 인버터 (31) 의 운전을 정지한다 (단계 S043). 구체적으로는, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 는, 인버터 (31) 를 구성하는 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 의 각각이 스위칭 동작을 정지 (모두 오프) 하도록, 스위칭 제어 신호 (S13 ∼ S18) 를 생성한다.

이에 대하여, 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 이 소정의 임계값 (Vth1) 이상이 되는 경우 (단계 S02 에서 "예" 의 경우) 에는, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30B) 는, 모터 구동 전압 (Vm) 의 극성이 반전될 때에 영전위를 경유하는 기간에 있어서, 인버터 (31) 로부터 펄스 전압이 발생하도록, 스위칭 제어 신호 (S13 ∼ S18) 를 생성하여 인버터 (31) 에 출력한다 (단계 S033).

또한, 단계 S033, S043 의 처리에 병행하여, 인버터용 PWM 신호 변환부 (42) 로서 기능하는 제어 장치 (30B) 는, 전압 지령 (Vu*, Vv*, Vw*) 에 기초하여, 실제로 인버터 (14) 의 각 스위칭 소자 (Q3 ∼ Q8) 를 온/오프하기 위한 스위칭 제어 신호 (S3 ∼ S8) 를 생성한다.

이로써, 교류 모터 (M1) 의 각 상 코일 권선에는, 모터 구동 전압 (Vm) 과 펄스 전압이 합성된 교류 전압이 인가된다. 이 교류 전압은, 모터 구동 전압 (Vm) 과 비교하여 극성 반전시의 전압 변화율이 작다는 점에서, 코일 권선의 갭 사이에 부분 방전이 발생하는 것을 억제할 수 있다. 이 결과, 부분 방전 발생의 방지에 의해 코일 권선간의 상간 절연 파괴의 발생을 방지할 수 있다.

이번에 개시된 실시형태는 모든 면에서 예시로서 제한적인 것은 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 상기한 설명이 아니라 청구의 범위에 의해 개시되며, 청구의 범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함될 것이 의도된다.

산업상 이용가능성

본 발명은, 하이브리드 차량에 탑재된 전원 장치에 적용할 수 있다.

5 : 어스 라인 6, 7 : 전원 라인
10, 13 : 전압 센서 12, 12A : 승강압 컨버터
14, 31 : 인버터 15 : U 상 아암
16 : V 상 아암 17 : W 상 아암
20U : U 상 코일 권선 20V : V 상 코일 권선
20W : W 상 코일 권선 24 : 전류 센서
30, 30A, 30B : 제어 장치 40 : 모터 제어용 상전압 연산부
42 : 인버터용 PWM 신호 변환부 50 : 인버터 입력 전압 지령 연산부
52 : 컨버터용 듀티비 연산부 54, 54A : 컨버터용 PWM 신호 변환부
100, 100A, 100B : 전동기 구동 장치 B : 축전 기구
BL : 전류 공급 라인 C2 : 평활 콘덴서
D1 ∼ D8 : 역병렬 다이오드 L1 : 리액터
M1 : 교류 모터
Q1 ∼ Q8, Q11, Q12, Qb : 스위칭 소자
R1 : 방전 저항 RG1, RG2 : 저항
SR1, SR2 : 시스템 릴레이

Claims

전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해 교류 전압을 발생시키는 전력 변환 장치와,
상기 전력 변환 장치로부터의 교류 전압이 인가되는 코일 권선 (20U, 20V, 20W) 을 갖는 전동기 (M1) 와,
상기 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 제어 장치 (30) 를 구비하고,
상기 제어 장치 (30, 30A, 30B) 는, 상기 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 상기 교류 전압의 극성 반전시에 있어서의 전압 변화율이 상대적으로 작아지도록, 상기 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는, 전동기 구동 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 전력 변환 장치는, 상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 (兩極性) 펄스 전압을 발생시키는 인버터 (14) 를 포함하고,
상기 제어 장치 (30) 는, 상기 소정의 전압 진폭이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 양극성 펄스 전압의 극성 반전시에 있어서의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 상기 인버터 (14) 의 스위칭 동작을 제어하는, 전동기 구동 장치.
제 2 항에 있어서,
상기 인버터 (14) 는, 각 상기 전력용 반도체 소자의 제어 전극에 구동 제어 신호를 전달하는 경로를 포함하고,
상기 제어 장치 (30) 는, 상기 소정의 전압 진폭이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 양극성 펄스의 극성 반전시에 있어서, 상기 경로의 지연 임피던스를 상대적으로 높게 설정하는, 전동기 구동 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 전력 변환 장치는, 상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터 (14) 를 포함하고,
상기 제어 장치 (30) 는, 상기 소정의 전압 진폭이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 양극성 펄스의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 상기 인버터 (14) 의 스위칭 동작을 제어하는, 전동기 구동 장치.
제 4 항에 있어서,
상기 인버터 (14) 는, 각 상기 전력용 반도체 소자의 제어 전극에 구동 제어 신호를 전달하는 경로를 포함하고,
상기 제어 장치 (30) 는, 상기 소정의 전압 진폭이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 경로의 지연 임피던스를 상대적으로 높게 설정하는, 전동기 구동 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 전력 변환 장치는,
상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터 (14) 와,
상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 인버터 (14) 에 대한 입력 전압을 가변 제어할 수 있도록 구성된 직류 전원을 포함하고,
상기 제어 장치 (30A) 는, 상기 교류 전압이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 교류 전압의 극성 반전시에 있어서의 상기 입력 전압이 상대적으로 낮아지도록, 상기 직류 전원의 스위칭 동작을 제어하는, 전동기 구동 장치.
제 6 항에 있어서,
상기 직류 전원은,
상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해 축전 기구 (B) 로부터의 직류 전압을 전압 변환하는 컨버터 (12) 와,
상기 축전 기구 (B) 와 상기 인버터 (14) 사이에 상기 컨버터를 바이패스하도록 전류 경로를 형성하기 위한 바이패스용 스위칭 소자 (Qb) 를 포함하고,
상기 제어 장치 (30A) 는, 상기 교류 전압이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 교류 전압의 극성 반전시에 있어서, 상기 바이패스용 스위칭 소자 (Qb) 를 온하는, 전동기 구동 장치.
제 1 항에 있어서,
상기 전력 변환 장치는,
상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터 (14) 와,
상기 코일 권선에 대하여 상기 인버터 (14) 와 병렬로 접속되어, 상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 코일 권선에 펄스를 인가할 수 있도록 구성된 펄스 발생 장치 (31) 를 추가로 구비하고,
상기 제어 장치 (30B) 는, 상기 교류 전압이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 교류 전압의 극성 반전시에 있어서, 상기 교류 전압이 영전위일 때, 상기 교류 전압보다 상대적으로 작은 전압 진폭을 갖는 펄스를 상기 코일 권선에 인가하도록, 상기 펄스 발생 장치 (31) 를 제어하는, 전동기 구동 장치.
전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해 교류 전압을 발생시키는 전력 변환 장치와, 상기 전력 변환 장치로부터의 교류 전압이 인가되는 코일 권선을 갖는 전동기 (M1) 를 구비한 전동기 구동 장치의 제어 방법으로서,
상기 교류 전압을 취득하는 단계와,
상기 교류 전압이 소정값을 초과할 때에는, 상기 교류 전압의 극성 반전시에 있어서의 전압 변화율이 상대적으로 작아지도록, 상기 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 구비하는, 전동기 구동 장치의 제어 방법.
제 9 항에 있어서,
상기 전력 변환 장치는, 상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 (兩極性) 펄스 전압을 발생시키는 인버터 (14) 를 포함하고,
상기 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 상기 소정의 전압 진폭이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 양극성 펄스 전압의 극성 반전시에 있어서의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 상기 인버터 (14) 의 스위칭 동작을 제어하는, 전동기 구동 장치의 제어 방법.
제 10 항에 있어서,
상기 인버터 (14) 는, 각 상기 전력용 반도체 소자의 제어 전극에 구동 제어 신호를 전달하는 경로를 포함하고,
상기 인버터 (14) 의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 상기 소정의 전압 진폭이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 양극성 펄스의 극성 반전시에 있어서, 상기 경로의 지연 임피던스를 상대적으로 높게 설정하는, 전동기 구동 장치의 제어 방법.
제 9 항에 있어서,
상기 전력 변환 장치는, 상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터 (14) 를 포함하고,
상기 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 상기 소정의 전압 진폭이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 양극성 펄스 전압의 상승 시간이 상대적으로 길어지도록, 상기 인버터 (14) 의 스위칭 동작을 제어하는, 전동기 구동 장치의 제어 방법.
제 12 항에 있어서,
상기 인버터 (14) 는, 각 상기 전력용 반도체 소자의 제어 전극에 구동 제어 신호를 전달하는 경로를 포함하고,
상기 인버터 (14) 의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 상기 소정의 전압 진폭이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 경로의 지연 임피던스를 상대적으로 높게 설정하는, 전동기 구동 장치의 제어 방법.
제 9 항에 있어서,
상기 전력 변환 장치는,
상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터 (14) 와,
상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 인버터 (14) 에 대한 입력 전압을 가변 제어할 수 있도록 구성된 직류 전원을 포함하고,
상기 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 상기 교류 전압이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 교류 전압의 극성 반전시에 있어서의 상기 입력 전압이 상대적으로 낮아지도록, 상기 직류 전원의 스위칭 동작을 제어하는, 전동기 구동 장치의 제어 방법.
제 14 항에 있어서,
상기 직류 전원은,
상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해 축전 기구 (B) 로부터의 직류 전압을 전압 변환하는 컨버터 (12) 와,
상기 축전 기구 (B) 와 상기 인버터 (14) 사이에 상기 컨버터 (12) 를 바이패스하도록 전류 경로를 형성하기 위한 바이패스용 스위칭 소자 (Qb) 를 포함하고,
상기 직류 전원의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 상기 교류 전압이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 교류 전압의 극성 반전시에 있어서, 상기 바이패스용 스위칭 소자 (Qb) 를 온하는, 전동기 구동 장치의 제어 방법.
제 9 항에 있어서,
상기 전력 변환 장치는,
상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 교류 전압으로서, 소정의 전압 진폭 및 소정의 펄스폭을 갖는 양극성 펄스 전압을 발생시키는 인버터 (14) 와,
상기 코일 권선에 대하여 상기 인버터 (14) 와 병렬로 접속되어, 상기 전력용 반도체 소자의 스위칭 동작에 의해, 상기 코일 권선에 펄스를 인가할 수 있도록 구성된 펄스 발생 장치 (31) 를 추가로 구비하고,
상기 전력 변환 장치의 스위칭 동작을 제어하는 단계는, 상기 교류 전압이 상기 소정값을 초과할 때에는, 상기 교류 전압의 극성 반전시에 있어서, 상기 교류 전압이 영전위일 때, 상기 교류 전압보다 상대적으로 작은 전압 진폭을 갖는 펄스를 상기 코일 권선에 인가하도록, 상기 펄스 발생 장치 (31) 를 제어하는, 전동기 구동 장치의 제어 방법.