KR20090074989A

KR20090074989A - Ｈａｒｑ를 이용한 데이터 전송방법

Info

Publication number: KR20090074989A
Application number: KR1020080000727A
Authority: KR
Inventors: 석지애; 이석우; 이욱봉; 권우석; 김종민
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2008-01-03
Filing date: 2008-01-03
Publication date: 2009-07-08
Anticipated expiration: 2028-01-03
Also published as: WO2009084913A1; US20100290438A1; US8599696B2; KR101448306B1

Abstract

HARQ를 이용한 데이터 전송방법은 부호어의 일부 비트열인 제1 블록을 전송하는 단계 및 상기 부호어에 대한 재전송 요청에 따라 상기 제1 블록의 마지막 비트 인덱스의 다음 비트 인덱스부터 시작하는 비트열인 제2 블록을 전송하는 단계를 포함하되, 상기 제2 블록은 상기 제1 블록과 서로 다른 변조방식이 적용된다. 적응적 HARQ 방식에서 변조방식, 자원할당, 전송 블록 크기 등 전송속성의 변화에 따라 재전송 데이터의 양이 임의적으로 변화되더라도 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있어 시스템의 전송 효율을 높일 수 있다.

Description

ＨＡＲＱ를 이용한 데이터 전송방법{Method for transmitting data using HARQ}

본 발명은 무선 통신에 관한 것으로 보다 상세하게는 HARQ를 이용한 데이터 전송방법에 관한 것이다.

IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 표준은 광대역 무선 접속(braodband wireless access)을 지원하기 위한 기술과 프로토콜을 제공한다. 1999년부터 표준화가 진행되어 2001년 IEEE 802.16-2001이 승인되었다. 이는 'WirelssMAN-SC'라는 단일 반송파(single carrier) 물리계층에 기반한다. 이후 2003년에 승인된 IEEE 802.16a 표준에서는 물리계층에'WirelssMAN-SC'외에'WirelssMAN-OFDM'과'WirelssMAN-OFDMA'가 더 추가되었다. IEEE 802.16a 표준이 완료된 후 개정된(revised) IEEE 802.16-2004 표준이 2004년 승인되었다. IEEE 802.16-2004 표준의 결함(bug)과 오류(error)를 수정하기 위해 'corrigendum'이라는 형식으로 IEEE 802.16-2004/Cor1 이 2005년에 완료되었다.

통신의 신뢰성을 확보하기 위한 에러 보상 기법으로는 FEC(forward error correction) 방식(scheme)과 ARQ(automatic repeat request) 방식이 있다. FEC 방식에서는 정보 비트들에 여분의 에러 정정 코드를 추가시킴으로써, 수신단에서의 에러를 정정한다. ARQ 방식에서는 데이터 재전송을 통해 에러를 정정하며, SAW(stop and wait), GBN(Go-back-N), SR(selective repeat) 방식 등이 있다. SAW 방식은 전송한 프레임의 정확한 수신여부를 확인한 후 다음 프레임을 전송하는 방식이다. GBN 방식은 연속적인 N개의 프레임을 전송하고, 성공적으로 전송이 이루어지지 않으면 에러가 발생한 프레임 이후로 전송된 모든 프레임을 재전송하는 방식이다. SR 방식은 에러가 발생한 프레임만을 선택적으로 재전송하는 방식이다.

FEC 방식은 시간 지연이 적고 송수신단 사이에 별도로 주고 받는 정보가 필요 없다는 장점이 있지만, 양호한 채널 환경에서 시스템 효율이 떨어지는 단점이 있다. ARQ 방식은 전송 신뢰성을 높일 수 있지만, 시간 지연이 생기게 되고 열악한 채널 환경에서 시스템 효율이 떨어지는 단점이 있다. 이러한 단점들을 해결하기 위해 제안된 것이 FEC와 ARQ를 결합한 복합 자동 재전송(hybrid automatic repeat request, 이하 HARQ) 방식이다. HARQ 방식에 의하면 물리계층이 수신한 데이터가 복호할 수 없는 오류를 포함하는지 여부를 확인하고, 오류가 발생하면 재전송을 요구함으로써 성능을 높인다.

HARQ의 모드는 체이스 결합(Chase combining)과 IR(incremental redundancy)로 구분할 수 있다. 체이스 결합은 에러가 검출된 데이터를 버리지 않고 재전송된 데이터와 결합시켜 SNR(signal-to-noise ratio) 이득을 얻는 방법이다. IR은 재전 송되는 데이터에 추가적인 부가 정보(additional redundant information)가 증분적으로(incrementally) 전송되어 재전송에 따른 부담을 줄이고 코딩 이득(coding gain)을 얻는 방법이다.

수신기는 수신한 데이터에서 에러가 검출되지 않으면 응답신호로 ACK(Acknowledgement) 신호를 송신하여 수신 성공을 송신기로 알린다. 수신기는 수신한 데이터에서 에러가 검출되면 응답신호로 NACK(Negative-acknowledgement) 신호를 송신하여 에러 검출을 송신기로 알린다. 송신기는 NACK 신호가 수신되면 데이터를 재전송할 수 있다.

HARQ(Hybrid Auto Repeat Request) 방식의 수신기는 기본적으로 수신 데이터에 대해 오류정정을 시도하고, 오류 검출 부호(error detection code)를 사용하여 재전송 여부를 결정한다. 오류 검출 부호는 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 사용할 수 있다. CRC 검출 과정을 통해 수신 데이터의 오류를 검출하게 되면 수신기는 송신기로 NACK 신호를 보낸다. NACK 신호를 수신한 송신기는 HARQ 모드(체이스 결합 또는 IR)에 따라 적절한 재전송 데이터를 전송한다. 재전송 데이터를 받은 수신기는 이전 데이터와 재전송 데이터를 결합하여 디코딩함으로써 수신 성능을 향상시킨다.

HARQ의 재전송 방식은 동기식(synchronous)과 비동기식(Asynchronous)으로 구분할 수 있다. 동기식 HARQ는 송신기와 수신기 모두 알고 있는 시점에 데이터를 재전송하는 방식으로, HARQ 프로세서 넘버와 같은 데이터 전송에 필요한 시그널링을 줄일 수 있다. 비동기식 HARQ는 재전송을 위하여 임의의 시간에 자원을 할당하 는 방식으로, 데이터 전송에 필요한 시그널링을 필요로 하므로 오버헤드가 발생한다.

HARQ는 자원할당, 변조기법, 전송 블록(transport block) 크기 등의 전송속성(transmission attribute)에 따라 적응적(adaptive) HARQ와 비적응적(non-adaptive) HARQ로 구분할 수 있다. 적응적 HARQ는 채널 상황의 변화에 따라 재전송에 사용하는 전송속성들을 초기 전송과 비교하여 전체 또는 부분적으로 바꾸어 전송하는 방식이다. 비적응적 HARQ는 초기 전송에 사용한 전송속성을 채널 상황의 변화에 상관없이 지속적으로 사용하는 방식이다.

IR 모드로 데이터를 재전송하는 경우에는 앞서 전송한 데이터에 증분적으로 추가적인 부가 정보를 전송하여야 하는데, 전송속성이 바뀌는 적응적 HARQ 방식의 경우는 변조기법, 전송 블록 크기 등이 가변적이어서 재전송 데이터를 증분적으로 전송할 수 없으며, 소기의 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 없다.

적응적 HARQ 방식에서 변조기법, 자원할당 등의 변화에 따라 재전송 데이터의 양이 임의적으로 변화되더라도 IR 모드의 이득을 얻을 수 있는 방법이 요구된다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 적응적 HARQ를 이용한 데이터 전송방법을 제공하는데 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면 HARQ를 이용한 데이터 전송방법은 부호어의 일부 비트열인 제1 블록을 전송하는 단계 및 상기 부호어에 대한 재전송 요청에 따라 상기 제1 블록의 마지막 비트 인덱스의 다음 비트 인덱스부터 시작하는 비트열인 제2 블록을 전송하는 단계를 포함하되, 상기 제2 블록은 상기 제1 블록과 서로 다른 변조방식이 적용된다.

본 발명의 다른 양태에 따르면 HARQ를 이용한 데이터 전송방법은 제1 데이터를 전송하는 단계 및 상기 제1 데이터의 대한 재전송 요청에 따라 제2 데이터를 전송하는 단계를 포함하되, 상기 제2 데이터는 상기 제1 데이터와 서로 다른 변조방식이 적용되고 상기 제1 데이터가 가지는 비트열에 연속하는 비트열로 이루어진다.

적응적 HARQ 방식에서 변조방식, 자원할당, 전송 블록 크기 등 전송속성의 변화에 따라 재전송 데이터의 양이 임의적으로 변화되더라도 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있어 시스템의 전송 효율을 높일 수 있다.

도 1은 무선통신 시스템을 나타낸 블록도이다. 무선통신 시스템은 음성, 패킷 데이터 등과 같은 다양한 통신 서비스를 제공하기 위해 널리 배치된다.

도 1을 참조하면, 무선통신 시스템은 단말(10; User Equipment, UE) 및 기지국(20; Base Station, BS)을 포함한다. 단말(10)은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(Mobile Station), UT(User Terminal), SS(Subscriber Station), 무선기기(wireless device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국(20)은 일반적으로 단말(10)과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, 노드-B(Node-B), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 하나의 기지국(20)에는 하나 이상의 셀이 존재할 수 있다.

이하에서 하향링크(downlink; DL)는 기지국(20)에서 단말(10)로의 통신을 의미하며, 상향링크(uplink; UL)는 단말(10)에서 기지국(20)으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서, 송신기는 기지국(20)의 일부일 수 있고 수신기는 단말(10)의 일부일 수 있다. 상향링크에서, 송신기는 단말(10)의 일부일 수 있고 수신기는 기지국(20)의 일부일 수 있다.

무선통신 시스템은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) /OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 기반 시스템일 수 있다. OFDM은 다수의 직교 부반송파를 이용한다. OFDM은 IFFT(inverse fast Fourier Transform)과 FFT(fast Fourier Transform) 사이의 직교성 특성을 이용한다. 송신 기에서 데이터는 IFFT를 수행하여 전송된다. 수신기에서 수신신호에 FFT를 수행하여 원래 데이터를 복원한다. 송신기는 다중 부반송파들을 결합하기 위해 IFFT를 사용하고, 수신기는 다중 부반송파들을 분리하기 위해 대응하는 FFT를 사용한다.

도 2는 프레임 구조의 일예를 나타낸다. 프레임은 물리적 사양에 의해 사용되는 고정된 시간 동안의 데이터 시퀀스이다. 이는 IEEE 표준 802.16-2004 "Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems" (이하, 참조문헌 1)의 8.4.4.2절을 참조할 수 있다.

도 2를 참조하면, 프레임은 하향링크(DL) 프레임과 상향링크(UL) 프레임을 포함한다. 시간 분할 이중(Time Division Duplex)은 상향링크와 하향링크 전송이 동일 주파수를 공유하지만 서로 다른 시간에 일어나는 방식이다. 하향링크 프레임은 상향링크 프레임보다 시간적으로 앞선다. 하향링크 프레임은 프리앰블(preamble), FCH(Frame Control Header), DL(Downlink)-MAP, UL(Uplink)-MAP, 버스트 영역의 순서로 시작된다. 상향링크 프레임과 하향링크 프레임을 구분하기 위한 보호시간(guard time)이 프레임의 중간 부분(하향링크 프레임과 상향링크 프레임 사이)과 마지막 부분(상향링크 프레임 다음)에 삽입된다. TTG(transmit/receive transition gap)는 다운링크 버스트와 계속되는(subsequent) 상향링크 버스트 사이의 갭이다. RTG(receive/transmit transition gap)는 상향링크 버스트와 계속되는 하향링크 버스트 사이의 갭이다.

프리앰블은 기지국과 단말 간의 초기 동기, 셀 탐색, 주파수 오프셋 및 채널추정에 사용된다. FCH는 DL-MAP 메시지의 길이와 DL-MAP의 코딩 방식(coding scheme) 정보를 포함한다.

DL-MAP은 DL-MAP 메시지가 전송되는 영역이다. DL-MAP 메시지는 하향링크 채널의 접속을 정의한다. DL-MAP 메시지는 DCD(Downlink Channel Descriptor)의 구성 변화 카운트 및 기지국 ID(identifier)를 포함한다. DCD는 현재 맵에 적용되는 하향링크 버스트 프로파일(downlink burst profile)을 기술한다. 하향링크 버스트 프로파일은 하향링크 물리채널의 특성을 말하며, DCD는 DCD 메시지를 통해 주기적으로 기지국에 의해 전송된다.

UL-MAP은 UL-MAP 메시지가 전송되는 영역이다. UL-MAP 메시지는 상향링크 채널의 접속을 정의한다. UL-MAP 메시지는 UCD(Uplink Channel Descriptor)의 구성 변화 카운트, UL-MAP에 의해 정의되는 상향링크 할당의 유효 시작 시각을 포함한다. UCD는 상향링크 버스트 프로파일(uplink burst profile)을 기술한다. 상향링크 버스트 프로파일은 상향링크 물리채널의 특성을 말하며, UCD는 UCD 메시지를 통해 주기적으로 기지국에 의해 전송된다.

이하에서, 슬롯(slot)은 최소한의 가능한 데이터 할당 유닛으로, 시간과 서브채널(subchannel)로 정의된다. 서브채널의 수는 FFT 크기와 시간-주파수 맵핑에 종속한다. 서브채널은 복수의 부반송파를 포함하고, 서브채널 당 부반송파의 수는 순열(permutation) 방식에 따라 따르다. 순열은 논리적인 서브채널을 물리적인 부반송파로의 맵핑을 의미한다. FUSC(Full Usage of Subchannels)에서 서브채널은 48개의 부반송파를 포함하고, PUSC(Partial Usage of Subchannels)에서 서브채널은 24개 또는 16개의 부반송파를 포함한다. 세그먼트(segment)는 적어도 하나의 서브 채널 집합을 말한다.

물리계층에서 데이터를 물리적인 부반송파로 맵핑하기 위해 일반적으로 2단계를 거친다. 첫번째 단계에서, 데이터가 적어도 하나의 논리적인 서브채널 상에서 적어도 하나의 데이터 슬롯으로 맵핑된다. 두번째 단계에서, 각 논리적인 서브채널은 물리적인 부반송파로 맵핑된다. 이를 순열이라 한다. 참조문헌 1은 FUSC, PUSC, O-FUSC(Optinal-FUSC), O-PUSC(Optional-PUSC), AMC(Adaptive modulation and Coding) 등의 순열 방식을 개시한다. 동일한 순열 방식이 사용되는 OFDM 심벌의 집합을 순열 영역(permutation zone)이라고 하고, 하나의 프레임은 적어도 하나의 순열 영역을 포함한다.

FUSC와 O-FUSC는 하향링크 전송에만 사용된다. FUSC는 모든 서브채널 그룹을 포함하는 하나의 세그먼트로 구성된다. 각 서브채널은 전체 물리채널을 통해 분포되는 물리적인 부반송파로 맵핑된다. 이 맵핑은 각 OFDM 심벌마다 바뀐다. 슬롯은 하나의 OFDM 심벌상에서 하나의 서브채널로 구성된다. O-FUSC는 FUSC와 파일럿이 할당되는 방식이 다르다.

PUSC는 하향링크 전송과 상향링크 전송 모두에 사용된다. 하향링크에서, 각 물리적인 채널은 2개의 OFDM 심벌 상에서 14개의 인접하는(contiguous) 부반송파로 구성되는 클러스터(cluster)로 나누어진다. 물리채널은 6개의 그룹으로 맵핑된다. 각 그룹 내에서, 파일럿은 고정된 위치로 각 클러스터에 할당된다. 상향링크에서, 부반송파들은 3 OFDM 심벌상에서 4 인접하는 물리적 부반송파로 구성된 타일(tile)로 나누어진다. 서브채널은 6 타일을 포함한다. 각 타일의 모서리에 파일럿이 할당 된다. O-PUSC는 상향링크 전송에만 사용되고, 타일은 3 OFDM 심벌 상에서 3 인접하는 물리적 부반송파로 구성된다. 파일럿은 타일의 중심에 할당된다.

이하, HARQ를 수행하기 위한 자원 할당 구조 및 정보 블록의 처리에 대하여 설명한다.

도 3은 HARQ를 위한 자원 할당 구조를 나타낸 예시도이다.

도 3을 참조하면, 데이터 영역(data region)은 적어도 하나의 서브채널과 적어도 하나의 OFDM 심벌을 포함하는 논리적인 2차원 자원 할당 영역이다. 데이터 영역이 프레임상에서 하나의 버스트에 대응할 수 있다. 하향링크 전송에서 데이터 영역에 관한 정보는 HARQ DL MAP 메시지를 통해 기지국에서 단말로 전송될 수 있다.

데이터 영역은 각 사용자에 대한 HARQ 프로세스에 따른 적어도 하나의 서브버스트(subburst)로 분할된다(partition). 하나의 서브버스트에는 하나의 정보 블록에 대한 HARQ 프로세스가 수행된다. 하나의 서브버스트에는 하나의 CID(connection identifier)가 할당될 수 있다. CID는 기지국과 단말의 MAC에서의 연결을 확인하는 값을 말한다. 하나의 데이터 영역에 속하는 모든 서브버스트는 동일한 HARQ 모드(체이스 결합 또는 IR)에서 동작한다.

각 서브버스트는 슬롯 단위로 할당되고, 슬롯들은 주파수-우선 순위(frequency-first order)로 할당될 수 있다. 즉, 가장 작은 OFDM 심벌과 가장 작은 서브채널을 갖는 슬롯부터 시작하여 서브채널을 증가시켜 가며 슬롯을 할당한다. 마지막 서브채널에서 다시 슬롯 크기(slot duration) 만큼 OFDM 심벌의 수를 증가시킨다.

하나의 버스트는 동일한 모드로 동작하는 HARQ 프로세스를 사용하는 데이터 스트림에게 할당되며, 각 버스트는 사용자별(또는 CID 별)로 서브버스트라는 하위 개념으로 나누어진다.

도 4는 HARQ를 수행하기 위한 정보 블록의 처리를 나타낸 예시도이다.

도 4를 참조하면, 정보 블록(information block)의 전부 또는 일부는 물리 계층으로 전송하기 위한 전송 블록(transport block)으로 보내어지고, 하나의 전송 블록에는 오류 검출 부호인 CRC가 부가된다(CRC attachment). 정보 블록은 MAC(Medium Access Control)의 PDU(Protocol Data Unit) 라고 할 수 있다. MAC PDU는 HARQ를 수행하는 계층(layer)을 물리 계층이라 할 때, 그 상위 계층인 MAC 계층에서 물리 계층으로 전송되는 데이터 단위이다.

CRC가 부가된 전송 블록은 채널 인코딩을 위해 적절한 크기로 분할된다(Code block segmentation). 분할된 블록을 코드 블록(code block)이라 한다. 인코더(encoder)는 코드 블록에 채널 인코딩을 수행하여 부호화된 비트(coded bits)를 출력한다. 인코더는 에러 정정 코드 중 하나인 터보 부호(turbo code)를 적용할 수 있다. 터보 부호는 정보 비트들을 구조적 비트(systematic bits)로써 포함시키는 구조적 코드이다. 부호률(code rate)이 1/3인 터보 코드의 경우, 2개의 패리티 비트(parity bits)들이 하나의 구조적 비트에 할당된다. 다만, 에러 정정 코드는 터보 부호에 한하지 않고 LDPC(low density parity check code)나 기타 길쌈(convolution) 부호 등에도 본 발명의 기술적 사상은 그대로 적용할 수 있다.

전송 블록 단위로 하나의 HARQ 기능이 수행된다. HARQ 프로세서는 에러가 발 생한 패킷을 재전송하기 위하여 부호화된 비트를 재전송 환경에 맞는 HARQ 모드(체이스 결합 또는 IR) 및 HARQ 방식(적응적 HARQ 또는 비적응적 HARQ)을 수행한다.

채널 인터리버(channel interleaver)는 부호화된 비트를 비트 단위로 섞어 채널에 따른 전송 에러를 분산시킨다. 물리 자원 맵퍼(physical resource mapper)는 인터리빙된 부호화된 비트들을 데이터 심볼로 변환하여 데이터 영역의 서브 버스트에 맵핑시킨다.

이제, HARQ의 데이터 재전송에 대하여 설명한다. HARQ의 데이터 재전송은 동기식 또는 비동기식으로 SAW(stop and wait), GBN(Go-back-N), SR(selective repeat) 방식에 따라 수행될 수 있다. 이때, 재전송되는 데이터는 적응적 HARQ에 따라 자원할당, 변조기법, 전송 블록 크기 등의 전송속성(transmission attribute)이 채널 상황에 따라 적응적으로 변경되어 전송될 수 있다.

도 5는 SAW(stop and wait) 방식의 데이터 재전송을 나타낸다.

도 5를 참조하면, SAW 방식에서 송신기(Tx)는 하나의 프레임을 전송하고 수신기(Rx)로부터 전송 프레임에 대한 ACK/NACK 신호가 수신되는 RTT(Rounding Trip Time) 이후에 다음 프레임 또는 재전송 프레임을 전송한다. 적응적 HARQ에서 송신기는 수신기로부터 NACK 신호를 수신하면 자원할당, 변조기법, 전송 블록 크기 등을 바꾸어 재전송 프레임을 전송할 수 있다.

SAW 방식은 RTT 동안 데이터 프레임의 전송이 지연되므로 전송 효율이 저하된다.

도 6은 N 채널 SAW(N-channel stop and wait) 방식의 데이터 재전송을 나타 낸다.

도 6을 참조하면, N 채널 SAW 방식에서 송신기(Tx)는 하나의 프레임을 전송하고 수신기(Rx)로부터 ACK/NACK 신호를 수신하기까지 독립적인 SAW 방식의 HARQ를 수행한다. 즉, N 채널 SAW 방식에서 송신기는 RTT 동안 N 개의 프레임을 전송하고, 수신기는 각각의 프레임에 대하여 독립적으로 ACK/NACK 신호를 전송한다. 적응적 HARQ에서 송신기는 수신기로부터 NACK 신호를 수신한 프레임에 대하여 자원할당, 변조기법, 전송 블록 크기 등을 바꾸어 재전송 프레임을 전송할 수 있다.

N 채널 SAW 방식은 RTT 동안 데이터 프레임이 전송되지 않는 SAW 방식의 단점을 보완하여 전송 효율을 높인다.

도 7은 다중 SAW(multi stop and wait) 방식의 데이터 재전송을 나타낸다.

도 7을 참조하면, 무선통신 시스템이 사용할 수 있는 대역폭이 넓거나 다중안테나를 사용하는 경우, 다수의 HARQ 프로세서가 병렬적으로 수행되어 하나의 프레임을 통하여 여러 개(m)의 전송 블록이 전송될 수 있다. 수신기는 하나의 프레임에 포함된 m개 전송 블록에 대하여 m개의 ACK/NACK 신호로 응답할 수 있다. 적응적 HARQ에서 송신기는 NACK 신호를 수신한 프레임에 대하여 자원할당, 변조기법, 전송 블록 크기 등을 바꾸어 재전송 프레임을 전송할 수 있다.

다중 SAW 방식을 기반으로 N 채널 SAW 방식을 적용하여 시스템의 전송 효율을 더욱 높일 수 있다.

이제, IR(incremental redundancy) 모드의 HARQ에 대하여 설명한다.

도 8은 IR 모드로 HARQ가 수행되는 일예를 나타낸다. 비적응적 HARQ(non- adaptive HARQ) 방식으로 재전송이 이루어지는 경우이다.

도 8을 참조하면, IR 모드의 비적응적 HARQ 방식에서 재전송 데이터는 앞서 전송한 데이터의 다음부터 증분적으로 전송될 수 있다. 비적응적 HARQ에서 재전송 데이터는 최초(제1 전송) 데이터와 같은 크기로 전송된다. 재전송 데이터의 인덱스가 모부호어(mother codeword)의 길이(R_m · N_EP)와 같아지면 순환적으로 재전송 데이터를 전송할 수 있다. R_m은 모부호화율(mother code rate) 1/R_m의 역수, N_EP는 인코더에 들어가는 코드 블록의 크기이다. 모부호어는 코드 블록과 동일한 비트열을 가지는 구조화 비트(Systematic bits) 및 이에 관련되는 비트열인 적어도 하나의 패리티 비트(parity bits)로 구성될 수 있다. 모부호어는 터보 부호어(turbo codeword)일 수 있다. 모부호어의 길이는 R_m · N_EP이 된다.

IR 모드에서 모부호어 중 구조화 비트를 포함하는 일부 비트열이 최초 전송으로 전송되고, 모부호어에 대한 재전송 요청에 따라 증분적으로 다른 일부 비트열이 전송된다. 즉, 모부호어의 일부 비트열의 블록 단위로 최초 전송 및 재전송을 통하여 전송된다.

모부호화율 1/R_m = 1/3, 코드 블록의 크기 N_EP = 480bits, 데이터 전송시 할당되는 무선자원(서브채널)의 수가 10개(PUSC에서 하나의 서브채널은 48개의 부반송파를 포함하며 48개의 변조심볼이 할당될 수 있다)이며, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식을 적용하는 것으로 가정할 때, 비적응적 HARQ 방식에서 최초 데이터 및 재전송 데이터는 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

S_k = (F_k + i) mod (3 N_EP)

이때, i = 0, ..., L_k-1 이고, L_k = 48 N_SCHk · M_k이며,

F_k = (SPID_k · L_k) mod (3 N_EP) 이다.

여기서, k는 재전송되는 횟수(k=0 이면 최초(새로운) 전송(first transmission), S_k는 k번째 데이터, F_k는 k번째 데이터의 시작점, i는 i번째 인덱스를 가지는 비트, L_k는 채널을 통하여 전송되는 k번째 데이터의 길이이다. SPID_k는 k 번째 데이터의 버전(최초 전송은 항상 SPID=0)으로 0, 1, 2, 3, 0, 1, ... 로 반복될 수 있다. M_k는 변조 차수(modulation order)는 변조 방식이 BPSK(Banary-Phase Shift Keying)인 경우 M_k=1, QPSK(Quadrature-Phase Shift Keying)인 경우 M_k=2, 8 PSK인 경우 M_k=3, 16 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)인 경우 M_k=4, 64 QAM인 경우 M_k=6 이 적용된다.

비적응적 HARQ 방식에서 재전송 데이터의 길이(L_k)는 일정하므로 재전송 데이터의 시작점(F_k)을 정확히 찾을 수 있다. 비적응적 HARQ 방식에 따라 최소 전송에 사용한 전송속성을 재전송시에 그대로 사용하므로, 최초 데이터 및 재전송 데이터의 길이(L_k)는 일정하다. 비적응적 HARQ 방식에서 재전송되는 횟수에 따라 재전송 데이터의 시작점을 정확히 찾을 수 있다.

수학식 1에 따라 모부호어의 인덱스는 0~1439가 되며, 제1 전송(first transmission)에서는 SPID=0을 가지고 모부호어(mother codeword) 중 0~959의 인덱스를 가지는 데이터가 전송된다. 제2 전송(second transmission)에서 SPID=1을 가지고 모부호어 중 960~1439, 0~479의 인덱스를 가지는 데이터가 전송된다.

비적응적 HARQ 방식에서 재전송 데이터가 앞서 전송한 데이터와 겹치지 않도록 전송할 수 있으며, 이에 따라 IR 모드의 코딩 이득을 최대한으로 얻을 수 있다. 그러나, 적응적 HARQ와 같이 재전송 데이터의 크기가 임의로 변경되는 경우에는 앞서 전송한 데이터와 겹치지 않도록 재전송 데이터의 시작점을 결정하지 못하여 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 없는 문제가 생긴다.

도 9는 IR 모드로 HARQ가 수행되는 다른 예를 나타낸다. 적응적 HARQ(adaptive HARQ) 방식으로 재전송이 이루어지는 경우이다.

도 9를 참조하면, 적응적 HARQ 방식에서 전송속성이 가변적이므로 재전송 데이터의 시작점이 변하게 된다. 재전송 데이터가 앞서 전송한 데이터가 겹쳐서 IR 모드의 코딩 이득을 얻지 못할 수 있다.

수학식 1에서, 모부호화율 1/R_m = 1/3, 코드 블록의 크기 N_EP = 480bits 이라고 할 때, 제1 전송(first transmission)에서 64 QAM 변조 방식으로 2개의 서브채널을 사용하면 모부호어(mother codeword) 중 0~575의 인덱스를 가지는 데이터가 전송된다. 그리고 제2 전송(second transmission)에서 16 QAM 변조 방식으로 1개의 서브채널을 사용하면 모부호어 중 192~384의 인덱스를 가지는 데이터가 전송된다. 제2 전송에서의 데이터가 제1 전송에서의 데이터의 일부분이 된다. 즉, 재전송(제2 전송) 데이터가 앞서 전송한(제1 전송) 데이터의 일부분이 되어 IR 모드의 코딩 이득을 전혀 얻지 못하게 된다.

도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있는 적응적 HARQ 방식을 나타낸다.

도 10을 참조하면, IR 모드에서 앞서 전송한 데이터에 대한 정보를 기반으로 재전송 데이터의 시작점을 찾을 수 있다.

수학식 2는 IR 모드에서 앞선 데이터의 시작점 및 길이 정보를 이용하여 재전송 데이터의 시작점을 찾는 방법을 나타낸다.

S_k = (F_k + i) mod (R_m · N_EP)

i = 0, ..., L_k-1

L_k = N_sub · N_SCHk · M_k

If (IR mode)

If (systematic bit puncturing mode)

F₀ = d

F_k = (F_k _-1 + L_k _-1) mod (R_m · N_EP) (단, k≥1 )

Else

F₀ = 0

F_k = (F_k _-1 + L_k _-1) mod (R_m · N_EP) (단, k≥1)

Else if (CC mode)

If (systematic bit puncturing mode) F_k = d

Else

F_k = 0

End if

k는 재전송되는 횟수(k=0 이면 최초(새로운) 전송(first transmission), S_k는 k번째 데이터, F_k는 k번째 데이터의 시작점, i는 i번째 인덱스를 가지는 비트, R_m은 모부호화율(mother code rate) 1/R_m의 역수, N_EP는 인코더에 들어가는 코드 블록의 크기, L_k는 채널을 통하여 전송되는 k번째 데이터의 길이(이 길이는 다른 변수들을 통하여 구할 수 있다), N_sub는 서브채널에 실릴 수 있는 심볼의 수 또는 부반송파의 수, N_SCHk는 서브채널의 수, M_k는 변조 차수(modulation order)이고, d는 구조화 비트 천공 모드(systematic bit puncturing mode) 동작시 천공되는 비트의 수이다. 변조 차수는 변조 방식이 BPSK인 경우 M_k=1, QPSK인 경우 M_k=2, 8 PSK인 경우 M_k=3, 16 QAM인 경우 M_k=4, 64 QAM인 경우 M_k=6 이 적용된다.

구조화 비트 천공 모드는 구조화 비트에서 일부 비트를 천공시키는 기법으로 제1 전송에서 데이터의 시작점(F₀)이 d로 정해진다. IR 모드에서 재전송 데이터의 시작점(F_k)은 앞서 전송한 데이터의 시작점(F_k-1) 및 길이(L_k-1)에 의해 결정된다. 체이스 결합 모드(CC mode)에서 재전송 데이터의 시작점은 d 또는 0으로 결정된다.

수학식 2를 적용하여 아래의 조건으로 최초 데이터 및 재전송 데이터의 시작점을 구하여 보자.

모부호화율 1/R_m = 1/3, 코드 블록의 크기 N_EP = 480bits, 서브채널에 실릴 수 있는 부반송파의 수 N_sub = 48 일 때, 제1 전송(k=0)에서 2개의 서브채널(N_SCH0 = 2)을 사용하여 64 QAM 변조 방식(M₀ = 6)으로 데이터를 전송하며, 제2 전송(k=1)에서 1개의 서브채널(N_SCH1 = 1)을 사용하여 16 QAM 변조 방식(M₁ = 4)으로 재전송 데이터를 전송한다.

제1 전송(k=0)에서,

L₀ = 48 × 2× 6 = 576

F₀ = 0

S₀ = (0 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (0,1,...,575) 인덱스를 가지는 데이터(제1 블록)가 전송된다.

제2 전송(k=1)에서,

L₁ = 48 × 1× 4 = 192

L₀ = 576

F₁ = (0 + 576) mod (3 · 480) = 576

S₁ = (576 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (576,577,...,767) 인덱스를 가지는 데이터(제2 블록)가 전송된다.

제2 전송 데이터가 제1 전송 데이터에 연속하여 전송되므로 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있다.

앞서 전송한 데이터의 마지막점에 대한 정보를 이용하여 재전송 데이터의 시작점을 찾을 수 있다. 수학식 3은 IR 모드에서 앞선 데이터의 마지막점 정보를 이용하여 재전송 데이터의 시작점을 찾는 방법을 나타낸다.

S_k = (F_k + i) mod (R_m · N_EP)

i = 0, ..., L_k-1

L_k = N_sub · N_SCHk · M_k

E_k = (F_k + L_k) mod (R_m · N_EP)

If (IR mode)

If (systematic bit puncturing mode)

F₀ = d

F_k = (E_k _-1) (단, k≥1 )

Else

F₀ = 0

F_k = (E_k _-1) (단, k≥1 )

Else if (CC mode)

If (systematic bit puncturing mode)

F_k = d

Else

F_k = 0

End if

E_k는 k번째 데이터의 마지막점이다. IR 모드에서 재전송 데이터의 시작점(F_k)은 앞서 전송한 데이터의 마지막점(E_k-1)에 의해 결정된다.

수학식 3을 적용하여 아래의 조건으로 최초 데이터 및 재전송 데이터의 시작점을 구하여 보자.

제1 전송(k=0)에서,

L₀ = 48 × 2× 6 = 576

E₀ = 576

F₀ = 0

제2 전송(k=1)에서,

L₁ = 48 × 1× 4 = 192

E₀ = 576

F₁ = E₀ = 576

수학식 2에서와 마찬가지로, 제2 전송 데이터가 제1 전송 데이터에 연속하여 전송되므로 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있다.

도 11은 본 발명의 다른 실시예에 따른 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있는 적응적 HARQ 방식을 나타낸다.

도 11을 참조하면, 최초 전송 데이터의 길이를 기반으로 재전송 데이터의 시작점을 결정할 수 있다.

수학식 4는 IR 모드에서 최초 전송(제1 전송) 데이터의 길이의 배수로 재전송 데이터의 시작점을 찾는 방법을 나타낸다.

S_k = (F_k + i) mod (R_m · N_EP)

i = 0, ..., L_k-1

L_k = N_sub · N_SCHk · M_k

L_f = N_sub · N_SCH0 · M₀

If (systematic bit puncturing mode)

F_k = (SPID_k · L_f + d) mod (R_m · N_EP), (k=0 일 경우 항상 SPID =0)

else

F_k = (SPID_k · L_f) mod (R_m · N_EP), (k=0 일 경우 항상 SPID =0)

End if

L_f는 최초 전송 데이터의 길이이고, SPID_k는 k 번째 데이터의 버전(최초 전송은 항상 SPID=0)으로 0, 1, 2, 3, 0, 1, ... 로 반복된다. 최초 전송 데이터의 길이의 배수(SPID_k · L_f)로 재전송 데이터의 시작점이 결정된다.

수학식 4를 적용하여 아래의 조건으로 최초 데이터 및 재전송 데이터의 시작점을 구하여 보자.

모부호화율 1/R_m = 1/3, 코드 블록의 크기 N_EP = 480bits, 서브채널에 실릴 수 있는 부반송파의 수 N_sub = 48 일 때, 제1 전송(k=0)에서 3개의 서브채널(N_SCH0 = 3)을 사용하여 64 QAM 변조 방식(M₀ = 6)으로 데이터를 전송하고, 제2 전송(k=1)에서 3개의 서브채널(N_SCH1 = 3)을 사용하여 16 QAM 변조 방식(M₁ = 4)으로 재전송 데이터를 전송하며, 제3 전송(k=2)에서 3개의 서브채널(N_SCH2 = 3)을 사용하여 QPSK 변조 방식(M₂ = 2)으로 재전송 데이터를 전송한다.

제1 전송(k=0)에서,

L_f = 48 × 3× 6 = 864

F₀ = 0

S₀ = (0 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (0,1,...,863) 인덱스를 가지는 데이터(제1 블록)가 전송된다.

제2 전송(k=1)에서,

L₁ = 48 × 3× 4 = 576

F₁ = 1× 864 mod (3 · 480)= 864

S₁ = (864 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (864,865,...,1439) 인덱스를 가지는 데이터(제2 블록)가 전송된다.

제3 전송(k=2)에서,

L₂ = 48 × 3× 2 = 288

F₂ = 2× 864 mod (3 · 480) = 288

S₂ = (288 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (288,289,...,575) 인덱스를 가지는 데이터(제3 블록)가 전송된다.

적응적 HARQ에서 최초 전송(제1 전송) 데이터의 길이의 배수로 재전송 데이터의 시작점을 찾는 방법도 제2 전송 데이터가 제1 전송 데이터에 연속하여 전송되므로 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있다.

반면, 비적응적 HARQ 방식의 수학식 1을 위의 조건으로 제1 전송, 제2 전송 및 제3 전송을 구하면,

제1 전송(k=0)에서

F₀ = 0

S₀ = (0 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (0,1,..,863) 인덱스를 가지는 데이터(제1 블록)가 전송된다.

제2 전송(k=1)에서

F₁ = (1 · 576) mod (3 · 480) = 576

S₁ = (576 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (576,577,..,1151) 인덱스를 가지는 데이터(제2 블록)가 전송된다.

제3 전송(k=2)에서

F₂ = (2 · 288) mod (3 · 480) = 576

S₂ = (576 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (576,577,..,863) 인덱스를 가지는 데이터(제3 블록)가 전송된다.

비적응적 HARQ 방식은 최초 데이터와 재전송 데이터 간에 겹치는 부분이 많아 IR 모드의 코딩 이득을 충분히 얻기 힘든 반면, 제안하는 적응적 HARQ 방식은 최초 데이터와 재전송 데이터 간에 겹치는 부분을 줄여서 IR 모드의 코딩 이득을 충분히 얻을 수 있다.

도 12는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있는 적응적 HARQ 방식을 나타낸다. 도 11에서 주어진 조건 달리한 경우이다.

도 12를 참조하면, 비적응적 HARQ 방식에 따른 수학식 1 및 제안하는 적응적 HARQ 방식에 따른 수학식 4에 아래의 조건을 적용하여 최초 데이터 및 재전송 데이터를 구한다.

모부호화율 1/R_m = 1/3, 코드 블록의 크기 N_EP = 480bits, 서브채널에 실릴 수 있는 부반송파의 수 N_sub = 48 일 때, 제1 전송(k=0)에서 3개의 서브채널(N_SCH0 = 3)을 사용하여 64 QAM 변조 방식(M₀ = 6)으로 데이터를 전송하고, 제2 전송(k=1)에서 2개의 서브채널(N_SCH1 = 2)을 사용하여 16 QAM 변조 방식(M₁ = 4)으로 재전송 데이터를 전송하며, 제3 전송(k=2)에서 1개의 서브채널(N_SCH2 = 1)을 사용하여 QPSK 변조 방식(M₂ = 2)으로 재전송 데이터를 전송한다.

제안하는 적응적 HARQ 방식에 따른 수학식 4의 경우,

제1 전송(k=0)에서,

L_f = 48 × 3× 6 = 864

F₀ = 0

제2 전송(k=1)에서,

L₁ = 48 × 2× 4 = 384

F₁ = 1× 864 mod (3 · 480)= 864

S₁ = (864 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (864,865,...,1247) 인덱스를 가지는 데이터(제2 블록)가 전송된다.

제3 전송(k=2)에서,

L₂ = 48 × 1× 2 = 96

F₂ = 2× 864 mod (3 · 480) = 288

S₂ = (288 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (288,289,...,383) 인덱스를 가지는 데이터(제3 블록)가 전송된다.

반면, 비적응적 HARQ 방식인 수학식 1의 경우,

제1 전송(k=0)에서,

L₀ = 48 × 3× 6 = 864

F₀ = 0

제2 전송(k=1)에서,

L₁ = 48 × 2× 4 = 384

F₁ = (1 · 384) mod (3 · 480) = 384

S₁ = (384 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (384,385,..,767) 인덱스를 가지는 데이터(제2 블록)가 전송된다.

제3 전송(k=2)에서,

L₂ = 48 × 1× 2 = 96

F₂ = (2 · 96) mod (3 · 480) = 192

S₂ = (192 + i) mod (3 · 480) => 모부호어 중 (192,193,..,287) 인덱스를 가지는 데이터(제3 블록)가 전송된다.

비적응적 HARQ 방식에서는 제1 전송 데이터에 제2 전송 데이터 및 제3 전송 데이터가 모두 겹치므로 IR 모드의 코딩 이득을 전혀 얻을 수 없다. 제안하는 적응적 HARQ 방식에서는 제1 전송 데이터와 제2 전송 데이터는 겹치지 않아 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있다.

상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.

이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템을 나타낸 블록도이다.

도 2는 프레임 구조의 일예를 나타낸 것이다.

도 3은 HARQ를 위한 자원 할당 구조를 나타낸 예시도이다.

도 5는 SAW(stop and wait) 방식의 데이터 재전송을 나타낸다.

도 6은 N 채널 SAW(N-channel stop and wait) 방식의 데이터 재전송을 나타낸다.

도 8은 IR 모드로 HARQ가 수행되는 일예를 나타낸다.

도 9는 IR 모드로 HARQ가 수행되는 다른 예를 나타낸다.

도 12는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 IR 모드의 코딩 이득을 얻을 수 있는 적응적 HARQ 방식을 나타낸다.

Claims

HARQ를 이용한 데이터 전송방법에 있어서,

부호어의 일부 비트열인 제1 블록을 전송하는 단계; 및

상기 부호어에 대한 재전송 요청에 따라 상기 제1 블록의 마지막 비트 인덱스의 다음 비트 인덱스부터 시작하는 비트열인 제2 블록을 전송하는 단계를 포함하되, 상기 제2 블록은 상기 제1 블록과 서로 다른 변조방식이 적용되는 HARQ를 이용한 데이터 전송방법.
제1 항에 있어서, 상기 부호어는 터보 부호(turbo code)가 적용되어 구조화 비트(systematic bits) 및 적어도 하나의 패리티 비트(parity bits)로 이루어지는 것을 특징으로 하는 HARQ를 이용한 데이터 전송방법.
제2 항에 있어서, 상기 제1 블록은 상기 구조화 비트를 포함하는 것을 특징으로 하는 HARQ를 이용한 데이터 전송방법.
제1 항에 있어서, 상기 제1 블록의 길이 및 상기 제2 블록의 길이의 합이 상 기 부호어의 길이를 초과하면, 상기 부호어의 길이를 초과하는 부분은 순환적으로 전송되는 것을 특징으로 하는 HARQ를 이용한 데이터 전송방법.
제1 항에 있어서, 상기 제2 블록을 전송한 후, 상기 부호어에 대한 재전송 요청에 따라 제3 블록을 전송하는 단계를 더 포함하되, 상기 제3 블록의 비트 인덱스의 시작점은 상기 제1 블록의 길이의 배수로 정해지는 것을 특징으로 하는 HARQ를 이용한 데이터 전송방법.
HARQ를 이용한 데이터 전송방법에 있어서,

제1 데이터를 전송하는 단계; 및

상기 제1 데이터의 대한 재전송 요청에 따라 제2 데이터를 전송하는 단계를 포함하되, 상기 제2 데이터는 상기 제1 데이터와 서로 다른 변조방식이 적용되고 상기 제1 데이터가 가지는 비트열에 연속하는 비트열로 이루어지는 HARQ를 이용한 데이터 전송방법.
제6 항에 있어서, 상기 제1 데이터 및 상기 제2 데이터는 서로 다른 길이를 가지는 것을 특징으로 하는 HARQ를 이용한 데이터 전송방법.