KR20070118256A

KR20070118256A - 무선통신장치 및 무선통신방법

Info

Publication number: KR20070118256A
Application number: KR1020077023378A
Authority: KR
Inventors: 켄이치 히구치; 노리유키 마에다; 마모루 사와하시
Original assignee: 가부시키가이샤 엔티티 도코모
Priority date: 2005-03-31
Filing date: 2006-03-27
Publication date: 2007-12-14
Anticipated expiration: 2026-03-27
Also published as: CN102098088B; EP1865642A1; CN101171781A; US8416872B2; TW200707941A; KR101270986B1; CN101171781B; WO2006106613A1; US20090213955A1; EP1865642A4; JP4884722B2; BRPI0609537A2; TWI366358B; TW200943773A; CN102098088A; JP2007028569A

Abstract

무선통신장치는, 복수의 안테나와, 통신상대로부터 통지신호를 수신하는 수신수단과, MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법 중 2 이상의 전송법의 각각에 따라, 데이터 계열수를 변경하고, 상기 복수의 안테나에 결합하는 2 이상의 수단과, 상기 2 이상의 수단 중에서 적어도 하나를, 상기 통지신호에 기초하여 선택하는 선택수단과, 선택한 수단에 대응하는 전송법을 상기 통신상대에 통지하는 송신수단을 구비한다.

무선통신장치, 안테나, MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법, 적응 어레이 안테나법

Description

무선통신장치 및 무선통신방법{RADIO COMMUNICATION DEVICE, AND RADIO COMMUNICATION METHOD}

본 발명은 무선통신의 기술분야에 관한 것으로, 특히 멀티 안테나 시스템에 사용되는 무선통신장치 및 무선통신방법에 관한 것이다.

이 종류의 기술 분야에서는, 정보전송의 고속화 및 고품질화 등의 관점에서, 몇 가지 멀티 안테나 시스템 또는 멀티 안테나 전송법이 장래적인 이동통신 시스템에 제안되고 있다. 멀티 안테나 시스템에서는, 송신 및/또는 수신에 복수의 안테나를 이용하여 데이터 전송이 수행되며, 주파수나 시간뿐 아니라 공간도 유효하게 활용된다. 대체적으로, 멀티 안테나 전송방법으로는, MIMO (Multiple Input Multiple Output) 다중(multiplexing)법, MIMO 다이버시티(Diversity)법, 및 적응 어레이 안테나(AAA: Adaptive Array Antenna)법이 있다.

도 1a는 MIMO 다중법의 개념을 설명하기 위한 도면이다. MIMO 다중법은, 복수의 송신 안테나로부터 다른 데이터를 동시에 병렬전송하고, 데이터 전송량을 안테나 수 배로 증가시키고자 하는 기술이다. 간단을 위해, 송신측 및 수신측에 각각 2개의 안테나가 사용되어 있는 것으로 한다. 도시된 예에서는, 각 안테나로부터 개개의 신호계열(A, B,...와, C, D,..의 2 계열의 신호)이 송신된다. 송신 및 수신 안테나가 2개이기 때문에, 그것이 하나의 경우에 비해 2배 많은 데이터를 한번에 전송할 수 있다. 수신측에서는 적절한 신호 분리법이 수행된다. 해당 기술분야에서 알려져 있는 바와 같이, 신호 분리법에는, 예를 들면, 블래스트(BLAST)법, MMSE(Minimum Mean Square Error) 법, MLD(Maximum Likelihood Detection) 법 등이 사용되어도 좋다. MIMO 다중법으로 양호하게 데이터 전송을 수행하는 데에는, 송신 안테나 수 N_TX및 수신 안테나 수 N_RX 사이에, N_TX ≤ N_RX 의 관계가 성립해야만 한다. MIMO 다중법에 대하여는, 예를 들면, 비특허문헌 1에 기재되어 있다.

도 1b는, MIMO 다이버시티법의 개념을 설명하기 위한 도면이다. MIMO 다이버시티법은, 복수의 송신안테나로부터 동일 내용의 복수 스트림을 병렬로 전송하고, 수신측에서의 신뢰성을 향상시키고자 하는 기술이다. 도시된 예에서는, 2 개의 심볼 A,B가, 일방의 송신 안테나로부터 B, A의 순서로 송신되며, 타방의 안테나로부터 A^*,-B^*의 순서로 송신된다. 기호 "-"는 음의 부호를 나타내며, 상부의 "*"는 복소공역(complex conjugate)을 나타낸다. 송신하는 심볼 A, B를 이와 같은 2 계통의 스트림으로 변환하는 기술은, 시공간 블럭 부호화 (STBC: Space-Time Block Coding) 또는 간단히 선형처리(linear process)라고 불린다. 수신측에서는, B + A^*와 A - B^*가 순서대로 수신되며, 이들 수신신호로부터 송신된 심볼 A, B가 추정된다. 2개의 안테나로부터 송신된 2개의 신호는, 개개의 페이딩(fading)에 맡겨지기 때문에, 수신측에서 적절히 합성(combining)함으로써, 수신신호의 신뢰도가 향상된 다. MIMO 다이버시티법에 대하여는, 예를 들면, 비특허문헌 2에 기재되어 있다.

도 1c는, 적응 어레이 안테나법의 개념을 설명하기 위한 도면이다. 적응 어레이 안테나법은, 송신하는 1개의 심볼 계열(symbol sequence)을 안테나 수에 맞추어 복제하고, 그들에게 송신 웨이트(weight)를 승산하여 송신한다. 송신 웨이트를 적절히 조정함으로써, 메인 로브(main lobe)가 통신상대의 방향으로 향하도록 하는 지향성 빔(directional beam)이 형성되고, 통신 상대 측에 있어서의 수신품질을 향상시킬 수 있다.

또한, 데이터 오류에 대처하는 기술의 하나로서 하이브리드(hybrid) ARQ(Automatic Repeat Request)가 있다. 이것은, 오류 검출부호(CRC: Cyclic Redundancy Check)에 의한 오류 검출시의 패킷의 재송 요구와 오류 정정 부호화(채널 부호화)에 의한 오류 정정 복호를 결합시킨 것이다.

도 2는 일반적인 하이브리드 ARQ의 처리를 나타내는 도면으로, 송신측에서는 CRC 비트부여(단계 S1) 및 오류 정정 부호화(단계 S2)를 수행하고, 수신측에서는 오류 정정 복호(단계 S3)의 후에, CRC 비트를 이용한 오류 검출을 수행하며(단계 S4), 오류가 있는 경우는 송신측에 재송(resending) 요구를 수행하며, 오류가 없으면 송신(수신)을 완료하는 것이다(단계 S5).

또한, 도 3a, 3b 및 도 3c는 하이브리드 ARQ의 처리의 타입을 나타내는 도면이다. 도 3a에 도시된 바와 같이, 패킷 P1에 복조 오류가 있는 경우는 패킷 P1을 폐기하고, 같은 내용의 패킷 P2를 재송을 받아 재차 복조처리를 수행하는 타입과, 도 3b 및 도 3c에 도시한 바와 같이, 패킷 P1에 복조 오류가 있는 경우는 그 패킷 P1을 폐기하지 않고 유지해 두며, 그 패킷 P1과 재송을 받은 패킷 P2를 패킷 합성하여 패킷 P3을 생성하며, 이 패킷 P3에 대해 복조 처리를 수행하는 타입이 있다. 여기서, 도 3b는 같은 패킷의 재송을 받은 것이며, 패킷 합성에 의해 수신 SIR이 개선되는 것이다. 또한, 도 3c는 다른 패턴의 펑크추어링(Puncturing)을 수행한 패킷의 재송을 받는 것이며, 패킷 합성에 의해 부호화 이득(coding gain)이 개선되는 것이다.

또한, 상술한 MIMO 다중방식에 있어서의 타입에 대하여, 도 4a 및 도 4b를 참조하여 설명한다. MIMO 다중방식의 타입으로는, 도 4a에 도시한 바와 같이 송신 안테나 #1, #2마다 송신 데이터(송신 스트림)#1, #2를 각각 보내는 타입과, 도 4b에 도시한 바와 같이, 송신 데이터(송신 스트림) #1, #2에 웨이트 w_1,1, w_1,2, w_2,1, w_2,2를 승산하여 송신 안테나 #1, #2로 보냄으로써, 각각의 송신 데이터(송신 스트림) #1, #2에 대응하는 안테나 빔 패턴을 형성하는 타입이 있다. 후술하는 본 발명에서는 양자의 타입을 대상으로 한다.

비특허문헌 1: G.J.Foschini,Jr: "Layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multi-element antennas", Bell Labs Tech.J.,pp.41-59, Autumn 1996.

비특허문헌 2: V. Tarokh,H.Jafarkhani, and R.Calderbank: "Space-Time Block Coding for Wireless Communications:Performance Results", IEEE J.Select.Areas Commun.,Vol.17, No.3,pp.451-460,Mar.1999.

비특허문헌 3: Paulraj et al., "Transmit Optimization for Spatial Multiplexing in Presence of Spatial Fading Correlation,"

발명의 개시

발명이 해결하고자 하는 과제

본 발명의 발명자 등은, 본 발명의 기초연구에 있어서, MIMO 다중법 및 MIMO 다이버시티법에 의한 스루풋(throughput)을 비교하였다.

도 5a는, 그 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 이 시뮬레이션에서는, 100MHz의 대역을 이용하여, 2개의 송신 안테나를 가지는 기지국이, MIMO 다중법 및 MIMO 다이버시티법에 의해, 90Mbps의 데이터 전송을 수행하는 것을 상정하고 있다. 시뮬레이션에서는, 멀티패스 수 L는 6이며, 최대 도플러(Doppler) 주파수 f_D는 20Hz이며, 지연분산 σ은 0.26μs인 것이 가정되어 있다.

MIMO 다중법에서는, QPSK(quadrature phase shift keying) 방식 및 1/3의 부호화율(encoding rate)이 채용된다. 즉, QPSK 방식으로 변조되며, R=1/3으로 부호화된 서로 다른 2 계열(sequence)의 데이터가, 2개의 안테나로부터 각각 개개로 송신된다. MIMO 다이버시티법으로는, QPSK 방식 및 2/3의 부호화율이 채용된다. 이 경우에는, QPSK 방식으로 변조되고, R=2/3으로 부호화된 동일 내용의 2 계열 데이터가, 2개의 안테나로부터 각각 전송된다.

그래프의 횡축은, 이동국(mobile station)의 1 안테나당 평균 수신전력 E_b/N_o을 나타낸다. 따라서, 횡축 상에서 작은 값 부근은 수신전력이 작은 것을 나타내며, 이것은 기지국으로부터 먼 지역과 관련지을 수 있다. 반대로, 횡축 상에서 큰 값 부근은 수신전력이 큰 것을 나타내며, 이는 기지국으로부터 가까운 지역과 관련지을 수 있다. 그래프의 종축은, 횡축에 나타낸 바와 같은 전력이 측정되는 지점에서 달성가능한 스루풋(Mbps)을 나타낸다. 목하의 예에서는, 기지국은 90Mbps에서 송신하고 있기 때문에, 달성가능한 스루풋(throughput)의 최대값은 90Mbps이다.

시뮬레이션 결과에 따르면, E_b/N_o이 동일하다면, MIMO 다중법보다는 MIMO 다이버시티법 쪽이 높은 스루풋을 달성할 수 있음을 알 수 있다. 이것은, 정보 비트 레이트가 비교적 늦고, 변조 다치수(多値數)가 작아도 되는 경우에는, MIMO 다중법에 의한 높은 스루풋화의 효과보다는, MIMO 다이버시티법에 의한 신호품질의 개선효과 쪽이 유효하다는 것을 나타내고 있다.

도 5b도, 도 5a와 동일한 시뮬레이션 결과를 나타내고 있으나, 기지국으로부터 송신하는 전송 레이트가 상이하다. 이 예에서는, 기지국이 송신하는 정보가, 290Mbps의 경우와, 380Mbps의 경우가 비교되고 있다. 290Mbps의 경우에 있어서의 MIMO 다중법에서는, 16QAM(quadrature amplitude modulation) 방식 및 1/2의 부호화율이 채용된다. MIMO 다이버시티법에서는 64QAM 방식 및 2/3의 부호화율이 채용된다. 380Mbps의 경우에 있어서의 MIMO 다중법에서는, 16QAM 방식 및 2/3의 부호화율이 채용된다. MIMO 다이버시티법에서는 64QAM 방식 및 8/9의 부호화율이 채용된다. MIMO 다이버시티법에서 290Mbps나 380Mbps와 같은 높은 비트율을 달성하는데에는, 변조 다치수 및 부호화율을 비교적 크게 할 필요가 있다.

시뮬레이션 결과에 따르면, MIMO 다이버시티법보다도 MIMO 다중법 쪽이, 높은 스루풋을 달성할 수 있음을 알 수 있다. MIMO 다이버시티법에서는, 변조 다치수(多値數) 및 부호화율이 증가함으로써, 심볼 콘스텔레이션(constellation) 상의 심볼간의 유클리드 거리(Euclid distance)의 판별이 MIMO 다중법보다는 복잡하다는 것, 및 부호화 이득이 감소한다는 것(용장도(冗長度)(redundancy)가 적게 된다는 것) 등에 기인하여, 추정 정밀도가 열화되어버리는 것에 기인한다. 도시되어 있는 바와 같이, 동일의 수신전력으로 달성가능한 스루풋의 격차는, 290Mbps의 경우보다는 380Mbps의 경우의 쪽이 크고, 기지국으로부터 송신하는 비트 레이트가 커지는 것에 따라 더욱 커진다.

이와 같이, 제안되는 멀티 안테나 전송법은, 통신 환경이나 유저 등에 따라서 반드시 최적이 아닌 경우가 있다. 도 5a, 도 5b에서는, MIMO 다중법과 MIMO 다이버시티법만을 비교하였으나, 적응 어레이 안테나법에 대해서도, 환경에 따라서는 최적이지 않을 수 있다는 것도 예상된다.

본 발명의 과제는, 멀티안테나 시스템에서의 데이터 전송의 스루풋을 향상시키는 무선통신장치 및 무선통신방법을 제공하는 것에 있다.

과제를 해결하기 위한 수단

본 발명에서는, 복수의 안테나를 가지는 무선통신장치가 사용된다. 무선통신장치는, 통신상대로부터 통지신호를 수신하는 수신수단과, MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법 중 2 이상의 전송법의 각각에 따라, 데이터 계열수를 변경하고, 상기 복수의 안테나에 결합하는 2 이상의 수단과, 상기 2 이상의 수단 중에서 적어도 하나를, 상기 통지신호에 기초 하여 선택하는 선택수단과, 선택한 수단에 대응하는 전송법을 상기 통신상대로 통지하는 송신수단, 을 구비한다.

발명의 효과

본 발명에 따르면, 멀티 안테나 시스템에서의 데이터 전송의 스루풋(throughput)을 향상시킬 수 있다.

도 1a는 MIMO 다중법을 설명하기 위한 개념도를 나타낸다.

도 1b는 MIMO 다이버시티법을 설명하기 위한 개념도를 나타낸다.

도 1c는 적응 어레이 안테나법을 설명하기 위한 개념도를 나타낸다.

도 2는 일반적인 하이브리드 ARQ의 처리를 나타내는 설명도이다.

도 3a는 하이브리드 ARQ의 처리의 타입을 나타내는 설명도이다.

도 3b는 하이브리드 ARQ의 처리의 타입을 나타내는 설명도이다.

도 3c는 하이브리드 ARQ의 처리의 타입을 나타내는 설명도이다.

도 4a는 MIMO 다중방식의 타입을 나타내는 설명도이다.

도 4b는 MIMO 다중방식의 타입을 나타내는 설명도이다.

도 5a는 MIMO 다중법 및 MIMO 다이버시티법에 의한 이동국에서의 스루풋의 비교예를 나타내는 도(정보 비트 레이트가 90Mbps/100MHz의 경우)이다.

도 5b는 MIMO 다중법 및 MIMO 다이버시티법에 의한 이동국에서의 스루풋의 비교예를 나타내는 도(정보 비트 레이트가 290 또는 380Mbps/100MHz의 경우)이다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기의 블럭도를 나타낸다.

도 7은 AMC방식을 설명하기 위한 개념도를 나타낸다.

도 8은 변조방식 및 부호화율의 조합의 예를 나타내는 도면이다.

도 9a는 MIMO 다중시에 있어서의 송신기의 구성을 나타내는 부분 블럭도이다.

도 9b는 MIMO 다중시에 있어서의 송신기의 구성을 나타내는 부분 블럭도이다.

도 9c는 MIMO 다중시에 있어서 송신기의 구성을 나타내는 부분 블럭도이다.

도 9d는 MIMO 다중시에 있어서의 송신기의 구성을 나타내는 부분 블럭도이다.

도 10a는 MIMO 다중시에 있어서의 송신기의 구성을 나타내는 부분 블럭도이다.

도 10b는 MIMO 다중시에 있어서 송신기의 구성을 나타내는 부분 블럭도이다.

도 10c는 MIMO 다중시에 있어서 송신기의 구성을 나타내는 부분 블럭도이다.

도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 블럭도를 나타낸다.

도 12는 하향 공유 제어채널의 제어비트의 구성을 나타내는 설명도이다.

도 13은 MIMO 전송에 있어서의 제어비트의 구성을 나타내는 설명도이다.

도 14는 하향 공유 제어채널의 제어비트의 구성을 나타내는 설명도이다.

도 15는 하향 공유 제어채널의 제어비트 구성을 나타내는 설명도이다.

도 16a는 AMC, CQI 비트수 삭감을 나타내는 설명도이다.

도 16b는 AMC, CQI 비트수 삭감을 나타내는 설명도이다.

도 16c는 AMC, CQI 비트수 삭감을 나타내는 설명도이다.

도 17은 AMC, CQI 비트수 삭감을 나타내는 설명도이다.

18a는 제어채널의 전송방법을 나타내는 설명도이다.

18b는 제어채널의 전송방법을 나타내는 설명도이다.

18c는 제어채널의 전송방법을 나타내는 설명도이다.

18d는 제어채널의 전송방법을 나타내는 설명도이다.

19a는 송신 안테나마다의 제어채널의 전송방법을 나타내는 설명도이다.

19b는 송신 안테나마다의 제어채널의 전송방법을 나타내는 설명도이다.

도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 방법의 개요를 나타내는 도이다.

도 21은 수신 SIR, 페이딩 상관값 및 멀티 안테나 전송방법의 대응관계를 나타내는 도이다.

도 22는 페이딩 상관의 대소에 의존하여, 멀티 안테나 전송법을 변경하는 상태를 나타내는 도면이다.

도 23은 멀티 안테나 전송법의 각각에 준비된 MCS 테이블을 모식적으로 나타내는 도이다.

도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 방법의 개요를 나타내는 도면이다.

도 25는 MIMO 다중법과 MIMO 다이버시티법의 조합에 따른 전송법을 설명하기 위한 도이다.

도 26a는 MIMO 다중에서의 적응송신 위상제어를 나타내는 설명도이다.

도 26b는 MIMO 다중에서의 적응송신 위상제어를 나타내는 설명도이다.

도 27a는 MIMO 다중에서의 수신처리를 나타내는 설명도이다.

도 27b는 MIMO 다중에서의 수신처리를 나타내는 설명도이다.

도 28은 MIMO 다중에서의 적응송신 위상제어를 수행하는 송신장치를 나타내는 블럭도이다.

도 29는 MIMO 다중에서의 적응송신 위상제어를 수행하는 수신장치를 나타내는 블럭도이다.

도 30은 수신장치에서의 채널 추정값 보정을 나타내는 설명도이다.

부호의 설명

10 기지국

11, 12 단말

300 송신기

302 채널 부호화부

304 데이터 변조부

306, 307-1, 2 절환기

308 빔 형성(forming)부(AAA-BF)

310 MIMO 다이버시티부

311 분배기

312 MIMO 다중부

313 송신 웨이트 제어부

314-1,2 합성부

315-1, 2 승산부

316 송신법 제어부

317 시공간 부호화부

318 기억부

319 직병렬 변환부

320 제어정보 송신부

702 데이터 변조부

704 직병렬 변환부

706-1, 2 시공간 부호화부

711, 712, 721, 722 송신안테나

1000 수신기

1002 제어채널 복조부

1004-1, 2, 1006 절환기

1008 빔 형성(forming)용 수신부

1010 MIMO 다이버시티용 수신부

1011 최대비 합성부

1012 MIMO 다중용 수신부

1013, 1017 데이터 복조부

1015 시공간 부호화

1014 채널 복호부

1016 채널 추정기

1018 수신품질 측정부

1019 신호분리부

1020 페이딩 상관 측정부

1022 제어정보 송신부

발명을 실시하기 위한 최량의 형태

본 발명의 일 형태에 따르면, 통신 상대로부터 수신한 통지신호(notice signal)에 기초하여, 복수의 멀티 안테나 신호 전송법 중에서 하나의 전송법이 선택되고, 선택된 전송법이 통신상대로 통지된다. 통신상대의 통신상황에 상응한 멀티 안테나 전송법이 적절히 변경되므로, 전송법을 절환할 수 없는 시스템과 비교하여, 스루풋(throughput)을 향상시킬 수 있다. 다시 말하면, 소정 값 이상의 스루풋을 달성할 수 있는 지역을 확장할 수 있다. 복수의 멀티 안테나 전송방법으로는 MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법 중의 2 이상이 포함된다. 또한, 복수의 멀티 안테나 전송법은, MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법의 조합에 의한 전송방법을 포함하여도 좋다.

상기 통지신호는, 상기 통신상대 측에서의 수신신호품질 (예를 들면, SIR)을 포함하여도 좋다. 통지신호에는, 필요에 따라, 통신상대 측에서 사용되는 안테나 수의 정보가 포함되어도 좋다. 수신신호품질은 통신상대 측에서 측정되어도 좋으 며, 해당 통신장치에서 측정되어도 좋다. 멀티 안테나 전송법에서는, 송수신에 사용되어야 하는 안테나 수에 제한이 있으며, 예를 들면 수신측의 안테나 수가 송신측보다도 적을 경우에, 수신신호품질은 매우 열화해버린다. 본 발명의 일 형태에 따르면, 수신기(통신상대) 측으로부터 송신기로 수신신호품질이나 안테나 수 등의 정보가 보고되고, 적절한 멀티 안테나 전송법이 채용되므로, 안테나 수의 상위(相違)에 기인하는 신호품질의 열화를 효과적으로 회피 또는 경감할 수 있다.

상기 통지신호는, 상기 복수의 안테나에 관한 복수의 무선 전파로에 영향을 미치는 페이딩의 유사성을 나타내는 양(degree)을 포함하여도 좋다. 페이딩의 유사성을 나타내는 양은, 어떠한 안테나에서 수신된 신호와, 다른 안테나에서 수신된 신호와의 상관값으로 평가되어도 좋다. 무선 전파로(radio propagation path)가 유사한지 아닌지를 조사함으로써, 적응 어레이 안테나법을 사용해야하는지 아닌지를 결정할 수 있다.

무선통신장치는 기억수단을 더 구비하여도 좋으며, 그 기억수단은, 복수의 무선 전파로의 페이딩의 유사성, 수신신호품질, 변조방식 및 부호화율의 대응관계를 정하는 테이블을 기억하여도 좋다. 테이블은, 멀티 안테나 전송법의 선택지마다 준비되어도 좋다. 각 테이블로부터 도출되는 변조방식 및 부호화율의 조합 중, 어떠한 테이블이 보다 큰 비트 레이트를 부여하는지를 판정하는 것에 의해, 전송법이 선택되어도 좋다. 이에 따라, 스루풋을 향상시키는 전송법을 간이로 선택할 수 있다.

본 발명의 일 형태에서는, 데이터를 송신하는 측에서, 데이터 전송에 사용되 는 멀티 안테나 전송법이 지정된다. 이 경우에 있어서의, 무선송신장치는, 통신상대로부터 통지신호를 수신하는 수단과, 복수의 안테나에 결합되고, MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법 중 2 이상의 전송법의 각각에 따라, 송신하는 데이터 계열을 복수의 데이터 계열로 각각 변환하는 2 이상의 수단과, 상기 2 이상의 수단 중 적어도 하나를, 상기 통지신호에 기초하여 선택하는 선택수단과, 선택한 수단에 대응하는 전송법을 상기 통신상대에 통지하는 송신수단, 을 구비한다.

본 발명의 일 형태에서는, 데이터를 수신하는 측에서, 데이터 전송에 사용되는 멀티 안테나 전송법이 지정된다. 이 경우에 있어서의, 무선수신장치는, 복수의 안테나에서 각각 수신한 복수의 데이터 계열을 하나의 데이터 계열로 변환하는 수단을 2 이상 가지는 변환수단을 가진다. 상기 2 이상의 수단은, MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법 중 2 이상의 전송법의 각각에 대응하여 설치된다. 또한, 무선수신장치는, 통신상대로부터 통지된 정보에 기초하여, 상기 2 이상의 수단 중에서 적어도 하나를 선택하는 선택수단과, 선택한 수단에 대응하는 전송법을 상기 통신상대에 통지하는 송신수단, 을 구비한다.

이하, 본 발명의 실시 예가, 「송신기」나 「수신기」의 용어를 이용하여 설명되나, 그들 용어는 편의적인 것에 지나지 않는다. 송신기는 신호를 송신할 뿐 아니라, 필요에 따라 신호를 수신할 수 있으며, 수신기는 신호를 수신할 뿐 아니라, 필요에 따라 신호를 송신할 수 있는 것이 본원에서 의도되어 있다.

실시 예 1

도 6은, 본 발명의 일 실시예에 따른 송신기의 블럭도를 나타낸다. 송신기(300)는, 전형적으로는 기지국에 설치되나, 다른 장치에 설치되어도 좋다. 일 예로서, 송신기는 2개의 송신 안테나를 가지나, 적절한 어떠한 개수의 송신 안테나가 구비되어도 좋다. 송신기(300)는, 채널 부호화부(302)와, 데이터 변조부(304)와, 절환기(switching unit)(306,307-1, 2)와, 빔 형성부(AAA-BF)(308)와, MIMO 다이버시티부(310)와, MIMO 다중부(312)와, 합성부(314-1,2)와, 송신법 제어부(316)와, 기억부(318)와, 제어정보 송신부(320), 를 포함한다.

채널 부호화부(302)는, 송신 데이터 계열을 적절한 부호화 알고리즘에 따라 부호화한다. 채널 부호화부(302)는, 예를 들면 터보 부호기(turbo encoder)로 구성된다. 부호화율은, 송신법 제어부(316)에 의해 결정된다.

데이터 변조부(304)는, 데이터 계열(data sequence)을 다치(多値) 변조한다. 변조방식으로는, 예를 들면 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(quadrature phase shift keying), 16QAM(quadrature amplitude modulation), 64QAM 등이 채용되어도 좋으며, 이것도 송신법 제어부(316)에 의해 결정된다.

절환기(306)는, 송신법 제어부(316)로부터의 지시에 따라, 데이터 변조 후의 신호를, 빔 형성부(308), MIMO 다이버시티부(310) 또는 MIMO 다중부(312)로 접속한다. 절환기(307-1,2)는 송신법 제어부(316)로부터의 지시에 따라, 빔 형성부(308), MIMO 다이버시티부(310) 또는 MIMO 다중부(312)로부터의 출력을, 각 송신 안테나에 대응하는 합성부(314-1,2)로 각각 접속한다.

빔 형성부(AAA-BF)(308)는, 분배기(311)와, 송신 웨이트 제어부(313)와, 승 산부(315-1,2)를 가진다. 분배기(311)는, 거기에 입력된 데이터 계열을 복수의 계열로 분배(distributing) 또는 복제한다. 분배 수는 송신 안테나 수에 대응하고, 도시된 예에서는 2개의 송신 안테나가 준비되어 있기 때문에, 분배 수는 2이다. 송신 웨이트 제어부(313)는, 통신 상대가 위치하는 방향으로 안테나 이득이 높게 되는 지향성 빔을 실현하는 송신 웨이트를 생성하고, 출력한다. 승산부(315-1,2)는, 분배기(311)로부터 출력된 데이터 계열에, 송신 웨이트를 각각 승산하고, 출력한다. 송신 웨이트는, 적절한 기지(known)의 다양한 적응 알고리즘을 이용하여 산출할 수 있다.

MIMO 다이버시티부(310)는, 시공간 부호화부(317)를 가진다. 시공간 부호화부(317)는, 거기에 입력된 데이터 계열로부터 송신 안테나 수에 맞춰서 복수의 데이터 계열을 도출하고, 출력한다. 도시된 예에서는, 2개의 데이터 계열이 출력된다. 시공간 부호화부(317)에서는, 시공간 블럭 부호화(STBC)가 수행된다. 복수의 데이터 계열에 포함되는 심볼의 내용은, 송신시간간격(transmitting time interval : TTI)마다 비교하면 다르지만, 소정의 기간마다 비교하면 실질적으로 동일하다. 예를 들면, 도 1b에 도시된 예에서는, 일방의 송신 안테나로부터 B, A가 순서대로 송신되며, 타방의 안테나로부터는 A^*, - B^*가 순서대로 송신된다. 따라서, TTI마다 비교하면, 각 안테나는 다른 심볼을 출력하고 있으나, 2TTI에 포함되는 내용을 비교하면, 어느 쪽도 심볼 A, B에 관한 정보 이외에는 포함하고 있지 않다. 이러한 시공간 부호화 또는 선형처리가, 시공간 부호화부(317)에서 수행된다.

MIMO 다중부(312)는, 직병렬 변환부(319)를 가진다. 직병렬 변환부(319)는, 거기에 입력된 데이터 계열을, 송신 안테나 수에 맞춰서 복수의 데이터 계열을 도출하고, 출력한다. 예를 들면, 도 1a에 관하여 설명된 바와 같이, A, B, C, D와 같은 심볼 계열이 입력되면, A, B의 데이터 계열과, C, D의 데이터 계열이 도출된다.

합성부(314-1,2)는, 송신 안테나로부터 송신되는 신호에, 제어신호를 필요에 따라 합성한다. 합성은, 시간다중, 주파수 다중 또는 부호다중의 1 이상에 의해 수행되어도 좋다.

송신법 제어부(316)는, 송신 안테나 수N_TX, 수신 안테나 수N_RX, 수신 SIR 및 페이딩 상관값에 기초하여, 송신법을 결정한다. 결정되는 내용에는, 송신에 사용될 변조방식 및 부호화율이 포함된다. 또한, 결정되는 내용에는, 송신기(300)로부터의 송신을, 적응 어레이 안테나법, MIMO 다이버시티법 또는 MIMO 다중법의 어떠한 멀티 안테나 전송법으로 수행할지가 포함된다. 수신 SIR은, 통신상대(전형적으로는 이동국)의 측에서 측정된 수신신호품질의 일 예이다. SIR뿐 아니라, 적절한 어떠한 채널 상태정보(CQI:Channel Quality Indicator)가 사용되어도 좋다. 페이딩 상관값은, 어떤 송신 안테나에 관한 무선 전파로에서 받는 페이딩과, 다른 송신 안테나에 관한 무선 전파로에서 받는 페이딩과의 상관값을 나타낸다. 페이딩 상관값은, 송신 안테나 각각에 관한 무선 전파로가 유사하는 정도를 나타낸다.

제어정보 송신부(320)는, 제어채널로 송신하는 신호를 작성한다. 제어채널은, 기지국을 특정하는 정보 그 외의 일반적인 알림 채널과 더불어, 송신법 제어 부(316)에서 결정된 내용에 관한 정보가 포함된다. 이 정보에는, 멀티 안테나 전송법을 특정하는 정보, 변조방식이나 부호화율을 특정하는 정보 등이 포함된다. 제어채널은, 복수의 송신 안테나로부터 송신되어도 좋으며, 하나의 송신안테나로부터 밖에 송신되지 않아도 좋다. 제어채널은, 빔 형성에 의한 지향성 빔으로 송신되어도 좋으며, 시공간 부호화 후에 송신되어도 좋다. 단, 제어채널은 다양한 환경의 통신상대(이동국)와 통신하지 않으면 안되기 때문에, 가능한 한 고정적인 송신법인 것이 바람직하다.

기억부(318)는, MCS 테이블을 저장한다. 즉, 본 실시예에서는, 적응 변조 부호화(AMC: Adaptive Modulation and coding)방식이 채용되며, 변조방식 및 부호화율이, 차례로 조정된다. 일반적인 AMC에 대해서는, 도 7 및 8을 참조하면서 후술된다. 본 실시예에 있어서의 MCS 테이블은, 수신 SIR과, 변조방식 및 부호화율의 조합뿐만 아니라, 그 조합과 페이딩 상관값과의 대응관계도 포함되어 있다. 본 실시예에 있어서의 MCS 테이블은, 적어도 3종류 준비되며, 그들은 빔 형성법, MIMO 다이버시티법 및 MIMO 다중법의 각 전송법과 관련된다. 후술하는 바와 같이, 송신법 제어부(316)의 선택지에, 이들의 멀티 안테나 전송법의 조합도 포함되는 경우에는, 그와 같은 조합의 각각에 대해서도 MCS 테이블이 준비된다. 예를 들면, 3개의 전송법에 더불어, MIMO 다중법과 MIMO 다이버시티법의 조합으로 데이터 전송이 수행되어도 좋은 경우에는, 3 종류의 MCS 테이블과 더불어, 그 조합에 관한 MCS 테이블도 준비되며, 전부 4개의 MCS 테이블이 기억부(318)에 저장된다.

도 7은, 일반적인 적응 변조 부호화(AMC) 방식을 설명하기 위한 개념도이다. 기지국으로부터의 송신전력이 일정한 것으로 한다면, 기지국(10)에 근접한 단말(11)은, 기지국(10)으로부터 먼 단말(12)보다도 큰 전력으로 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 단말(11)에 대한 채널상태는 양호한 것이 추정되기 때문에, 변조 다치수 및 부호화율에 큰 값이 채용된다. 이에 대해, 단말(12)은, 단말(11)보다도 작은 전력으로밖에 신호를 수신할 수 없다. 따라서, 단말(12)에 대한 채널상태는 양호하지 않은 것이 추정되기 때문에, 변조 다치수 및 부호화율에 작은 값이 채용된다.

도 8은, 변조방식(변조 다치수)과, 채널 부호화율과의 조합의 예를 나타낸다. 도표 중, 우(右)단의 열은, 변조방식 M이 QPSK 방식이고 채널 부호화율 R이 1/3인 경우의 비트 레이트를 1로 한 경우의 상대적인 비트 레이트를 나타낸다. 예를 들면, M = QPSK (2 비트/심볼), R=1/2이면, 1.5배의 비트 레이트가 얻어진다. M = 16 QAM (4 비트/심볼), R=1/2이면, 3배의 비트 레이트가 얻어진다. 일반적으로, 비트 레이트가 커지면, 신뢰도는 낮아지는 경향이 있다. 도시된 예에서는, MCS 번호가 증가함에 따라 비트 레이트도 증가하도록 그 번호가 부여되고 있다. 실제로는, 채널 상태를 나타내는 양과, 변조방식 및 부호화율과의 조합이 일람 테이블에서 미리 결정되어 있으며, 채널 상태에 따라서, 변조방식 등이 적당히 변경된다. 수신 SIR이 좋을수록, MCS 번호가 큰 조합이 사용된다.

다음으로, MIMO 다중시에 있어서의 송신기의 구성에 대해 설명한다. 즉, 도 6을 참조하여 설명한 채널 부호화부(302), 데이터 변조부(304), MIMO 다중부(312)의 구체적 구성에 대해 설명한다.

여기서, 송신기(302)가 2개의 안테나를 구비하는 경우에 대해 설명하나, 2개 이상의 경우에 대해서도 마찬가지이다. 또한, 여기서는, 할당된 주파수 대역을 2의 주파수 블럭으로 분할하는 경우에 대하여 설명하나, 2 이상의 주파수 블럭으로 분할하여 할당하는 경우에 대해서도 마찬가지이다.

도 9a 내지 도 9d에 있어서, PD는 패킷 데이터, 즉 레이어(layer) 2PDU(L2PDU: Layer 2 Protocol data Unit)이며, 송신하고자 하는 데이터의 1 블럭을 나타낸다. CRC는 CRC 부가부이며, 채널 부호화를 수행할 시 오류 검출부호(error detection code)를 부가한다. ENC는, 부호화부이며, 예를 들어 터보(turbo)부호, 컨볼루션(convolution) 부호로 부호화를 수행한다.

RM은, 레이트 매칭부(rate matching unit)로, 부호화율의 변경을 수행한다. 예를 들면, RM에서는, 부호화한 비트의 일부를 빼는 것에 의해 부호화율을 증대시키거나(펑크추어링(puncturing)), 부호화한 비트를 몇 개로 카피해서 반복 송신하는 것에 의해 부호화율을 낮추거나(Repetition) 하는 것이 수행된다. 또한, RM에서는, H-ARQ의 처리가 수행된다.

MOD는, 데이터 변조부로, 데이터 변조가 수행된다. 예를 들면, MOD에서는, 전파상태에 따라서, QPSK, 16QAM, 64QAM의 변조방식에 의해 변조처리가 수행된다. 또한, MOD에서는, 확산처리(spreading)와 스크램블 처리(scrambling)도 수행된다. S/P는, 직병렬 변환부로서, 직병렬 변환을 수행한다.

최초에는, 안테나와 주파수 블럭을 구별하지 않은 경우에 대하여 참조하여 설명한다.

이 경우, 도 9a에 도시된 바와 같이, 각 안테나에서 독립적으로 적용 변복조(adaptive modulation/demodulation) 처리가 수행되며(이하, 안테나 독립 AMC라 칭함), 각 안테나에서 공통의 HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)처리가 수행되도록(이하, 안테나 공통 HARQ라 칭함) 송신기가 구성된다(이하, 구성 A라고 함). 안테나 독립 AMC에서는 부호화율은 공통으로 설정된다.

구체적으로, 이 송신기에서는, PD가 입력되는 CRC와, CRC와 접속된 ENC와, ENC와 접속된 RM과, RM과 접속된 S/P와, 안테나마다 S/P에 의해 직병렬 변환된 신호가 입력되는 MOD를 구비한다.

이 송신기에서는, 송신데이터는 CRC 부가부에서 CRC가 부가되며, ENC에서 채널 부호화가 수행되며, RM에서 예를 들면 AMC에서 결정되는 소망의 부호화율로 변경되며, S/P에서 안테나 수×주파수 블럭수, 여기서는 4의 신호로 분할되고, 분할된 신호는 각 안테나에서 독립적으로 MOD에 있어서, AMC에서 결정되는 변조방식에 의해 맵핑이 수행되며, 각각의 주파수 블럭, 안테나로부터 송신된다. 이 송신기에서는, 데이터 변조가 S/P 변조 후에 수행되기 때문에, 안테나 사이에서 독립적으로 AMC를 수행할 수 있으며, HARQ는 공통으로 수행된다. 그러나, RM이 S/P의 앞에 있기 때문에, AMC 중 부호화율을 변화시킬 수는 없다.

AMC에 관해서는, 안테나마다 AMC를 수행하는 것에 의해, 현실에 있어서의 안테나간의 레벨차, 예를 들면 수신전력의 차에 기초한 처리를 수행할 수 있기 때문에, 좋은 특성이 얻어진다. 또한, 이와 같이 안테나마다의 레이트 제어를 변조만으로 수행하는 것에 의해, 부호화 단위가 안테나에 걸치는 경우에, 좋은 특성이 얻어 진다. 채널 부호화한 데이터를 복수의 안테나, 주파수 블럭에 의해 송신하는 경우에, AMC에서 주파수 블럭, 안테나마다 전송 레이트를 변화시키는 경우에는, 부호화율이 아닌 변조방식을 변화시키는 편이, 좋은 특성을 얻을 수 있다.

또한, HARQ에 관해서는, 각 안테나에서 공통으로 HARQ 처리를 수행하는 것에 의해, 다이버시티에 의해 좋은 특성이 얻어진다.

또한, 도 9b에 도시된 바와 같이, 각 안테나에서 공통으로 적용 변복조 처리가 수행되며(이하, 안테나 공통AMC라 칭함), 안테나 공통 HARQ가 수행되도록 송신기를 구성하도록 하여도 좋다(이하, 구성 B라 함).

구체적으로는, 이 송신기에서는, PD가 입력되는 CRC와, CRC와 접속된 ENC와, ENC와 접속된 RM과, RM과 접속된 MOD와, MOD와 접속된 S/P, 를 구비한다.

이 송신기에서는, 송신데이터는, CRC 부가부에서 CRC가 부가되며, ENC에서 채널 부호화가 수행되며, RM에서 예를 들면 AMC에서 결정되는 소망의 부호화율로 변경되며, MOD에서, AMC에서 결정되는 변조방식에 의해 맵핑이 수행되며, S/P에서 안테나 수×주파수 블럭 수, 여기서는 4의 신호로 분할하고, 분할된 신호는 각각의 주파수 블럭, 안테나로부터 송신된다. 이 송신기에서는, 안테나 사이에서 동일의 변조방식, 부호화율이 적용된다.

또한, 도 9c에 도시된 바와 같이, 각 안테나에서 독립적으로 적용 변복조 처리가 수행되며(이하, 안테나 독립 AMC라 칭함), 안테나 공통 HARQ가 수행되도록 송신기를 구성하도록 하여도 좋다(이하, 구성 C라 함).

구체적으로, 이 송신기에서는, PD가 입력되는 CRC와, CRC와 접속된 ENC와, ENC와 접속된 S/P와, 안테나마다 S/P에 의해 직병렬 변환된 신호가 입력되는 RM과, RM과 접속된 MOD, 를 구비한다. S/P에서는, 안테나 수×주파수 블럭 수, 여기서는 4의 신호로 분할된다. 이 송신기에서는, 레이트 매칭 및 데이터 변조가 S/P 변환 후에 수행되기 때문에, HARQ는 안테나 사이에서 공통으로 수행되며, AMC는 안테나 사이에서 독립적으로 수행된다.

또한, 도 9d에 도시된 바와 같이, 안테나 독립 AMC, 안테나 독립 HARQ가 수행되도록 송신기를 구성하도록 하여도 좋다(이하, 구성 D라 함).

이 송신기에서는, PD가 입력되는 CRC와, CRC와 접속된 ENC와, ENC와 접속된 RM과, RM과 접속된 MOD, 를 구비하는 송신기를 복수, 즉 안테나 수×주파수 블럭만큼 구비한다. 이 송신기에서는, HARQ도 안테나마다 수행된다.

이하, 안테나 사이는 독립한 송신 블럭(PARC)을 구비하며, 주파수 블럭이 하위 레이어에 위치하는 경우에 대하여 설명한다.

이 경우, 도 10a에 도시된 바와 같이, 안테나 독립 AMC, 안테나 독립 HARQ가 수행되도록 송신기가 구성된다(이하, 구성 E라 함). 이 송신기에서는, 주파수 블럭의 크기에 따라 레이트 매칭이 수행된다.

구체적으로, 이 송신기는, PD가 입력되는 CRC와, CRC와 접속된 ENC와, ENC와 접속된 RM과, RM과 접속된 S/P와, 주파수 블럭마다 S/P에 의해 직병렬 변환된 신호가 입력되는 MOD,로 이루어지는 송신기를 안테나의 수만큼 구비한다.

상기 송신기에서는, 각 송신기에서의 송신데이터는, CRC 부가부에서 CRC가 부가되며, ENC에서 채널 부호화가 수행되며, RM에서 예를 들면 AMC에서 결정되는 소망의 부호화율로 변경되며, S/P에서 주파수 블럭 수, 여기서는 2의 신호로 분할되며, 분할된 신호마다 MOD에 있어서, AMC에서 결정되는 변조방식에 의해 맵핑이 수행되며, 각각의 주파수 블럭으로부터 송신된다.

AMC에 관해서는, 안테나마다 AMC를 수행하는 것에 의해, 현실에 있어서의 안테나간의 레벨차, 예를 들면 수신전력의 차에 기초한 처리를 수행할 수 있기 때문에, 좋은 특성이 얻어진다. 또한, 이와 같이 안테나마다의 레이트 제어를 변조만으로 수행하는 것에 의해, 부호화 단위가 안테나에 걸치는 경우에, 좋은 특성이 얻어진다. 채널 부호화한 데이터를 복수의 안테나, 주파수 블럭에 의해 송신하는 경우에, AMC에서 주파수 블럭, 안테나마다 전송 레이트를 변화시키는 경우에는, 부호화율이 아닌 변조방식을 변화시키는 편이, 좋은 특성을 얻을 수 있다.

또한, HARQ에 관해서는, 안테나 공통으로 HARQ를 수행하는 것에 의해, 다이버시티에 의해 좋은 특성이 얻어진다. 실제로는, 멀티패스 등에 의해 안테나마다의 평균적인 레벨차는 크지 않다. 복호화기의 점에서는 안테나 독립 HARQ의 편이 바람직하다. 예를 들면, 100Mbps의 데이터를 송신하는 경우에 대하여 설명한다. 복호화기, 예를 들면 터보 복호화기가 1대인 경우에는, 이 1대에서 100Mbps의 처리를 수행할 필요가 있다. 한편, 복호화기가 2대인 경우에는, 2대에서 50Mbps의 처리를 평행하게 수행할 수 있다. 2대에서 평행하게 처리를 수행하는 편이 바람직하다.

또한, 도 10b에 도시한 바와 같이, 안테나 독립 AMC, 안테나 독립 HARQ가 수행되도록 송신기를 구성하도록 하여도 좋다(이하, 구성 F라 한다). 이 송신기에서는, 주파수 블럭이 부호화된 심볼에 할당된 후에 레이트 매칭이 수행된다.

구체적으로는, 이 송신기에서는, PD가 입력되는 CRC와, CRC와 접속된 ENC와, ENC와 접속된 S/P와, 주파수 블럭 마다 S/P에 의해 직병렬 변환된 신호가 입력되는 RM과, RM과 접속된 MOD, 를 구비하는 송신기를 안테나 수만큼 구비한다. 이 송신기에서는, S/P 후 레이트 매칭, 데이터 변조가 수행된다.

또한, 도 10c에서 도시한 바와 같이, 안테나 독립 AMC, 안테나 독립 HARQ가 수행되도록 송신기를 구성하도록 하여도 좋다(이하, 구성 G라 한다).

구체적으로, 이 송신기에서는, PD가 입력되는 CRC와, CRC와 접속된 ENC와, ENC와 접속된 RM과, RM과 접속된 MOD와, MOD와 접속된 S/P, 로 이루어진 송신기를 안테나의 수만큼 구비한다. 즉, 도 9a를 참조하여 설명한 송신기를 안테나의 수만큼 구비한 것이다. 주파수 블럭에 대하여는 동일한 MCS를 사용한다. 이와 같이 하는 것에 의해 시그널링(signaling)의 비트수를 감소시킬 수 있다.

도 11은, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기의 블럭도를 나타낸다. 이 수신기는, 전형적으로는 이동국에 설치되나, 다른 장치에 설치되어도 좋다. 일 예로서, 수신기는 2개의 송신 안테나를 가지나, 적절한 어떠한 개수의 수신 안테나가 구비되어도 좋다. 수신기(1000)는, 제어채널 복조부(1002)와, 절환기(1004-1,2,1006)와, 빔 형성용 수신부(1008)와, MIMO 다이버시티용 수신부(1010)와, MIMO 다중용 수신부(1012)와, 채널 복호부(1014)와, 채널 추정기(1016)와, 수신품질 측정부(수신 SIR 측정부)(1018)와, 페이딩 상관 측정부(1020)와, 제어정보 송신부(1022), 를 가진다.

제어채널 복조부(1002)는, 수신 안테나에서 수신된 제어채널을 복조하고, 복 수의 멀티 안테나 전송법 중 어떠한 전송법으로 통신해야하는지, 변조방식은 무엇인지, 부호화율은 무엇인지 등의 정보를 찾는다.

절환기(1004-1,2)는, 제어채널 복조부(1002)에서 찾아낸 멀티 안테나 전송법에 따라, 각 안테나에서 수신한 신호를, 빔 형성용 수신부(1008), MIMO 다이버시티용 수신부(1010) 또는 MIMO 다중용 수신부(1012)에 부여한다. 절체부(1006)는, 각 수신부로부터의 출력을 채널 복호부(1014)에 부여한다.

빔 형성용 수신부(1008)는, 최대비 합성부(1011)와, 데이터 복조부(1013), 를 가진다. 최대비 합성부(1011)는, 각 안테나에서 수신된 신호를, 이득이 최대가 되도록 합성한다. 본 실시예에서는 최대비 합성이 사용되나, 해당 기술분야에서 주지의 적절한 어떠한 다른 합성법 등이 사용되어도 좋다. 예를 들면, 보다 양호한 품질을 나타내는 일방의 안테나로부터의 신호를 선택하고, 타방이 파기되어도 좋다. 데이터 복조부(1013)는, 지정된 변조방식 및 부호화율에 따라, 데이터를 복조하고, 출력한다.

MIMO 다이버시티용 수신부(1010)는, 시공간 복호화부(1015)와, 데이터 복조부(1017), 를 가진다. 시공간 복호화부(1015)는, 거기에 입력된 복수의 데이터 계열로부터, 하나의 데이터 계열을 도출하고, 출력한다. 시공간 복호화부(1015)에서는, 시공간 블럭 부호화(STBC)에 대한 복호화가 수행된다. 예를 들면, 도 1b에서 도시한 예에서는, 최초의 TTI에서 R₁ = B + A^* 가 수신되고, 다음의 TTI에서 R₂ = A - B^*가 수신된다. 따라서, (R₁ ^*+ R₂)/2 및 (R₁ + R₂ ^*)/2를 산출함으로써, 송신된 심볼 A, B를 도출할 수 있다. 이와 같은 시공간 복호화 및 선형처리가, 시공간 복호화부(1015)에서 수행된다. 데이터 복조부(1017)는, 지정된 변조방식 및 부호화율에 따라, 데이터를 복조하고, 출력한다.

MIMO 다중용 수신부(1012)는, 신호 분리부(1019)를 가지며, MIMO 다중법으로 전송된 신호를, 적절한 신호 분리법으로 분리하고, 복조한다. 신호 분리법으로는, 예를 들면 블래스트(BLAST)법, MMSE 법, MLD 법 등이 사용되어도 좋다.

채널 복호부(1014)는, 복조된 데이터에 대해 오류 정정 복호화를 수행하여, 출력한다.

채널 추정기(1016)는, 수신 안테나마다 채널 추정을 수행하고, 채널 추정값을 출력한다. 채널 추정값은, 최대비 합성부(1011), 시공간 복호화부(1015) 및 신호 분리부(1019) 등의 각 수신부로 부여된다.

수신품질 측정부(1018)는, 수신신호의 품질(본 실시예에서는 SIR)을 안테나마다 측정하고, 수신 SIR로서 출력한다.

페이딩 상관 측정부(1020)는, 수신신호에 기초하여 페이딩 상관값을 측정한다. 페이딩 상관값은, 송신 안테나 각각에 관한 무선 전파로의 유사한 정도를 나타낸다. 예를 들면, 2개의 무선 전파로에서 동일한 페이딩이 관측된다면, 페이딩 상관값은 1에 가까운 값이 되며, 그들이 유사하고 있음을 나타낸다. 반대로, 2개의 무선 전파로에서 완전히 다른 페이딩이 관측된다면, 페이딩 상관값은 0에 가까운 값이 되며, 그들이 유사하지 않음을 나타낸다.

제어정보 송신부(1022)는, 수신 SIR 및 페이딩 상관값을 포함하는 제어채널을 작성하고, 그들을 송신기에 보고한다. 제어채널에는, 필요에 따라 수신기의 수신 안테나 수 N_RX가 포함된다.

다음, MIMO 전송시의 제어채널의 전송방법에 대하여 설명한다.

최초에, MIMO 전송시에 필요한 제어비트, 즉 제어채널의 비트구성에 대해, 도 12 내지 도 15를 참조하여 설명한다.

최초에, MIMO 전송, 즉 MIMO 다중 및 MIMO 다이버시티가 선택된 경우에, 송신되는 제어비트에 대하여 설명한다.

MIMO 다중 및 MIMO 다이버시티가 선택된 경우에는, 송신 안테나번호를 나타내는 정보 및 MIMO 전송방법의 종별을 나타내는 정보가 공유 제어채널로 송신된다.

송신 안테나 번호를 나타내는 정보에는, 송신 안테나 수도 포함된다. 예를 들면 기지국이 4개의 안테나를 구비하는 경우에, 송신 안테나 수를 1,2,3,4로부터선택하는 경우에는, 그 조합에 의해 표시되며, 4+6+4+1=15 종류의 정보가 필요하다. 즉 4비트 필요하다.

MIMO 전송방법의 종별을 나타내는 정보에는, 예를 들면 MIMO 다중, MIMO 다이버시티, 어댑티브(adaptive) 빔 형성을 나타내는 정보인 3종류의 정보가 필요하기 때문에, 2비트 필요하다. 통신 개시시에 결정하기만 한다면, 공유제어채널로 송신할 필요는 없다.

또한, MIMO 다중시에 있어서, 주파수 블럭을 할당하는 경우에는, 전 안테나에 있어서, 공통하는 주파수 대역의 주파수 블럭은 동일 유저에게 할당하는 편이 바람직하다. 이렇게 함으로써, 할당된 주파수 블럭을 나타내는 주파수 블럭 할당 정보용 제어비트의 비트수를 늘리지 않아도 된다. 또한, 공통하는 주파수 대역의 주파수 블럭을 다른 유저에게 할당한 경우에는, MMSE 수신 이외에서는, 특성이 열화되어버리고, 다른 유저용의 송신신호의 신호검출 정밀도가 열화한다. 또한, 수신자 측에 있어서, 자(自) 수신기로 송신된 신호의 복조를 수행하기 위해서, 다른 유저의 수신신호도 복조할 필요가 있기 때문에 그 처리가 복잡해진다.

이하, 전 안테나에 있어서, 공통하는 주파수대역의 주파수 블럭을 동일 유저에게 할당하는 경우에 필요로 하는 제어 비트에 대하여, 스케듈링에 필요한 제어비트와 적응 변복조ㆍ채널 부호화에 필요한 제어비트로 나누어 설명한다.

본 실시예에서는, 1 안테나 전송의 경우, MIMO 다중을 수행하는 경우(구성 A, 구성 F)에 대하여 설명한다.

최초에, 스케듈링에 필요한 제어비트에 대하여, 도 12를 참조하여 설명한다.

스케듈링에 필요한 제어비트에는, 유저 ID 등, 할당한 수신기, 예를 들면 유저 번호 정보를 나타내는 UE identity와, 주파수 할당정보가 있다.

송신측은 UE identity를 CRC로 컨볼루트하고, 수신측은 CRC를 복호하며, 복호할 수 있는 것에 의해, 자(自)수신기가 수신인임을 확인한다. 따라서, UE identity에 필요한 제어비트수는, 1안테나 전송의 경우, MIMO 다중을 수행하는 경우와 함께 0이 된다.

주파수 블럭 할당 정보에 필요로 하는 비트 수는, 1 안테나 전송, MIMO 다중(구성 A) 및 MIMO 다중(구성 F)에 대하여, 각각 N_user×N_chunk, N_user×N_chunk 및 N_user×N_chunk가된다. 여기서, N_chunk는 1 프레임 중의 주파수 블럭수 수, N_user는 1 프레임 중에 다중하는 최대 유저수이다.

다음, 적응 변복조ㆍ채널 부호화에 필요한 제어비트에 대하여, 도 13을 참조하여 설명한다.

MIMO에서 전송시에 필요한 제어비트로서는, AMC용 비트, HARQ용 비트, 스케듈링용 비트, MIMO용 CQI(Channel Quality Indicator)가 있다.

AMC용 비트는, 사용하고 있는 변조법ㆍ채널 부호화율의 정보, MIMO 전송법 등을 나타내는 정보이며, 10-20 비트/유닛 정도이다. AMC용 비트는, 송신 안테나마다, 송신안테나 공통 및 송신 안테나 그룹마다 중 어느 하나의 방법에 의해 송신된다. 송신 안테나 공통으로 송신되는 경우에는 1유닛/프레임, 송신 안테나 독립적으로 송신되는 경우에는 N_ant유닛/ 프레임, 송신 안테나 그룹마다 송신되는 경우에는 N_ant 유닛/프레임이다. 여기서, 송신 안테나 독립적으로 송신되는 경우의 N_ant는 송신 안테나 수이며, 송신 안테나 그룹마다 송신되는 경우의 N_ant는 송신 안테나 그룹 수이다.

도 14는 AMC제어에 필요한 제어비트를 나타내며, 도시되어 있는 바와 같이, AMC용 비트는 변조 스킴(scheme) 정보 및 트랜스포트(transport) 블럭 사이즈 정보 에 의해 구성된다.

변조 스킴 정보는, 데이터 변조, 예를 들면 QPSK, 16QAM 및 64QAM을 나타내는 정보이다. 변조 스킴 정보에 필요한 비트 수는, 1 안테나 전송, MIMO 다중(구성 A) 및 MIMO 다중(구성 F)에 대하여, 각각 2×N_chunk, 2×N_chunk×N_ant 및 2×N_chunk×N_ant이 된다. 여기서, N_chunk은 1 프레임 중의 주파수 블럭수이다. 즉, MIMO 다중시에는, 1 안테나 시의 안테나 수 배가 된다.

트랜스포트 블럭 사이즈 정보는, 예를 들면 부호화율을 나타내는 정보에 의해 구성되며, 필요로 하는 비트수는, 1 안테나 전송, MIMO 다중(구성 A) 및 MIMO 다중(구성 F)에 대하여, 각각 8×N_chunk, 8×N_chunk 및 8×N_chunk×N_ant가 된다. 여기서, N_chunk는 1 프레임 중의 주파수 블럭수이다. 즉, MIMO 다중시에는, 구성 A의 경우에는 1 안테나시와 동일하며, 구성 F의 경우에는 1 안테나 시의 안테나 수 배가 된다.

HARQ용 비트는, ACK/NACK, 재송 패킷인지 아닌지, 재송 패킷의 송신 패턴정보 등을 나타내는 정보이며, 7 비트 정도이다. HARQ용 비트는, 송신 안테나마다, 송신 안테나 공통 및 송신 안테나 그룹마다 중 어느 하나의 방법에 의해 송신된다. 송신 안테나 공통으로 송신되는 경우에는, 1유닛/프레임, 송신 안테나 독립적으로 송신되는 경우에는 N_ant유닛/프레임, 송신 안테나 그룹마다 송신되는 경우에는 N_ant유닛/프레임이다. 여기서, 송신 안테나 독립적으로 송신되는 경우의 N_ant은 송신 안테 나 수이며, 송신 안테나 그룹마다 송신되는 경우의 N_ant은 송신 안테나 그룹 수이다.

도 15는 HARQ에 필요한 제어비트를 나타내며, 도시된 바와 같이, HARQ용 비트는 HARQ 프로세스 정보(Hybrid-ARQ process information), 용장(Redundancy) 버전과 콘스텔레이션(constellation) 버전, 및 신규 데이터를 나타내는 정보(New data indicator)로 구성된다.

HARQ 프로세스 정보는, N 채널 스톱 앤 웨이트(stop and wait)의 프로세스(N channel stop and wait process) 번호이다. 예를 들면, RTT=6TTI인 경우에는, 3 비트 필요하게 된다.

HARQ 프로세스 정보에 필요한 비트 수는, 1 안테나 전송, MIMO 다중(구성 A) 및 MIMO 다중(구성 F)에 대하여, 각각 3×N_chunk, 3×N_chunk 및 3×N_chunk×N_ant가된다. 여기서, N_chunk은 1 프레임 중의 주파수 블럭수이다. 즉, MIMO 다중시에는, 구성 A의 경우에는 1 안테나시와 동일하며, 구성 F의 경우에는 1 안테나시의 안테나 수 배가 된다.

용장 버전과 콘스텔레이션 버전을 나타내는 정보는, 콘스텔레이션 패턴으로서, 콘스텔레이션 어렌지먼트(arrangement) 용으로 4종류와 펑크추어 패턴 용으로 4종류이며, 합계 16종류 중의 8종류가 적용된다. 따라서, 3비트 필요하다.

용장 버전과 콘스텔레이션 버전을 나타내는 정보에 필요한 비트 수는, 1 안테나 전송, MIMO 다중(구성 A) 및 MIMO 다중(구성 F)에 대하여, 각각 3×N_chunk, 3× N_chunk 및 3×N_chunk×N_ant가 된다. 여기서, N_chunk은 1 프레임 중의 주파수 블럭수이다. 즉, MIMO 다중시에는, 구성 A의 경우에는 1 안테나시와 동일 하며, 구성 F의 경우에는 1 안테나시의 안테나 수 배가 된다.

신규 데이터를 나타내는 정보는, 신규 혹은 재송 패킷임을 나타내는 정보이며, ACK/NACK 비트 오류를 고려하여, 잘못된 합성을 수행하지 않기 위한 정보이다. 이 신규 데이터를 나타내는 정보에는, 1 비트가 필요하다.

신규 데이터를 나타내는 정보에 필요한 비트 수는, 1 안테나 전송, MIMO 다중(구성 A) 및 MIMO 다중(구성 F)에 대하여, 각각 N_chunk, N_chunk 및 N_chunk×N_ant가 된다. 여기서, N_chunk는 1 프레임 중의 주파수 블럭수이다. 즉, MIMO 다중 시에는, 구성 A의 경우에는 1 안테나시와 동일하며, 구성 F의 경우에는 1 안테나시의 안테나 수 배가 된다.

스케듈링용 비트는, 상술한 바와 같이 누구에게 할당되어 있는지를 나타내는 정보이며, 10비트 정도이다. 스케듈링용 비트는, 송신 안테나마다, 송신 안테나 공통 및 송신 안테나 그룹마다 중 어느 하나의 방법에 의해 송신된다. 송신 안테나 공통으로 송신되는 경우에는, 1유닛/프레임, 송신 안테나 독립적으로 송신되는 경우에는 N_ant 유닛/프레임, 송신 안테나 그룹마다 송신되는 경우에는 N_ant유닛/프레임이다. 여기서, 송신 안테나 독립적으로 송신되는 경우의 N_ant은 송신안테나 수이며, 송신 안테나 그룹마다 송신되는 경우의 N_ant은 송신 안테나 그룹 수이다.

MIMO용의 CQI는, AMC, 안테나 절체 제어(antenna switching control) 용의 채널상태 피드백 정보를 나타내는 정보이며, 7비트 정도이다. MIMO용의 CQI는, 예를 들면 안테나마다의 SIR, 페이딩 상관 등을 나타낸다. MIMO용의 CQI는, 송신 안테나마다, 송신 안테나 공통 및 송신 안테나 그룹마다 중 어느 하나의 방법에 의해 송신된다. 송신 안테나 공통으로 송신되는 경우에는, 1유닛/프레임, 송신 안테나 독립적으로 송신되는 경우에는 N_ant유닛/프레임, 송신 안테나 그룹마다 송신되는 경우에는 N_ant 유닛/프레임이다. 여기서, 송신 안테나 독립적으로 송신되는 경우의 N_ant은 송신안테나 수이며, 송신 안테나 그룹마다 송신되는 경우의 N_ant은 송신 안테나 그룹 수이다.

다음으로, MIMO 다중시에 있어서의, AMC, CQI 비트수 삭감방법에 대하여, 도 16a 내지 16c를 참조하여 설명한다.

각 안테나에 대한 각 서브 프레임 또는 프레임에 있어서의 각 주파수 블럭의 CQI 정보는, 상향 제어채널(uplink control channel)에 의해 기지국으로 피드백된다.

제어정보 송신부(320)는, 시간, 주파수, 안테나 사이에 있어서, CQI 비트를 솎아내는 것에 의해, CQI 비트수를 삭감한다. 안테나, 주파수 블럭 및 서브 프레임을 그룹화(grouping)하고, 그룹 내에서는 하나뿐인 CQI 비트가 피드백된다. 이 경우, 안테나 사이, 주파수 및 시간에서의 CQI 비트의 평균값이 통지된다.

여기에서, 안테나를 그룹화하고 CQI 비트를 삭감하는 방법에 대하여 설명하 나, 시간, 주파수 블럭을 그룹화하는 경우에 대해서도 동일하다. 또한, 이들의 그룹화를 조합하도록 하여도 좋다.

이 경우, 그룹화하는 안테나를 고정하는 경우(고정된 그룹화)와, 그룹화하는 안테나를 적응적으로 변경하는 경우(적응적인 그룹화)가 있다.

고정된 그룹화의 경우 및 적응적인 그룹화의 경우에, 각 그룹의 평균적인 CQI를 보고하도록 하여도 좋으며, 선택한 그룹 내의 각 안테나의 CQI를 보고하도록 하여도 좋다.

여기서, 송신기(330)가 4 안테나를 구비하며, 이들의 안테나를 2 그룹으로 나누는 경우에 대해서, 도 16b를 참조하여 설명한다.

예를 들면, Antenna 1, Antenna 2, Antenna 3 및 Antenna4를 구비하는 송신기에 있어서, 송신 안테나를 고정적으로 그룹화한다.

송신 안테나를 고정적으로 그룹화하는 경우에는, 예를 들면 그룹 1로서 Antenna 1과 2, 그룹 2로서 Antenna 3과 4를 그룹화한다.

제어정보 송신부(320)는, 그룹 1과 그룹 2의 평균 CQI를 비교하고, 평균 CQI가 큰 편의 그룹의 2개의 안테나의 CQI를 보고한다.

이와 같이 함으로써, 그룹화 정보를 송신할 필요가 없다.

다음으로, 적응적인 그룹화를 수행하는 경우, 예를 들면, 채널상태에 기초하여 그룹화하는 경우에는, 채널 상태가 좋은 순서로 N(<4)개의 안테나의 CQI를 보고한다.

또한, 그룹화를 하지 않고, 수신품질이 좋은 주파수 블럭을 합성하여 송신하 도록 하여도 좋다.

여기서, 안테나 사이의 그룹화에 대하여 설명한다.

제어정보 송신부(320)는, 송신 안테나를 그룹화하고, 안테나마다의 AMC 및 HARQ의 처리 중 적어도 일방을 정리하는 것에 의해 제어 비트 수를 감소시키도록 하여도 좋다. 또한, 제어정보 송신부(320)는, 송신 안테나의 그룹을 선택하는 것에 의해, 정리하여 처리하는 것에 의한 특성 열화를 저감시킨다.

예를 들면, 송신기(300)가 4 안테나를 구비하며, 이들의 안테나를 2 그룹으로 나누는 경우에 대해서, 도 16c를 참조하여 설명한다.

예를 들면, Antenna 1, Antenna 2, Antenna 3 및 Antenna 4를 구비하는 송신기에 있어서, 송신 안테나를 고정적으로 그룹화한다. 또한, 적응적으로 그룹화하도록 하여도 좋다. 예를 들면, 적응적으로 그룹화하는 경우로서, 채널 상태에 기초하여 그룹화하여도 좋다.

송신 안테나를 고정적으로 그룹화하는 경우에는, 예를 들면 그룹 1로서 Antenna 1과 2, 그룹 2로서 Antenna 3과 4를 그룹화한다. 이렇게 함으로써, 수신기(1000)에 그룹화 정보를 송신하지 않고도, 그룹화하여 송신할 수 있게 된다.

채널 상태에 기초하여 그룹화하는 경우에는, Antenna 2, Antenna 3, Antenna 1, Antenna 4 순서로 채널상태가 좋은 경우, 그룹 1로서 Antenna 2와 3, 그룹 2로서 Antenna 1과 4로 하는 경우, 그룹 1로서 Antenna 2, 그룹 2로서 Antenna 1과 3과 4로 하는 경우, 그룹 1로서 Antenna 1과 2와 3, 그룹 2로서 Antenna 4로 하는 경우가 고려될 수 있다. 예를 들면, 채널상태의 임계값을 기설정해 놓고, 이 임계 값과 비교함으로써 그룹화를 수행한다. 이렇게 함으로써, 채널상태에 기초하여, 그룹화를 수행하고 있기 때문에, 전송품질을 개선할 수 있다.

또한, 제어정보 송신부(320)는, MIMO 다중시에 있어서의 AMC, CQI 비트수를 삭감하기 위해, 차분 정보(difference information)를 통지하도록 하여도 좋다.

안테나마다의 AMC 정보, CQI 정보에 대하여, 안테나 사이에서는, 그만큼 큰 차는 없다. 이 때문에, 제어정보 송신부(320)는, 안테나마다의 절대값 정보를 송신하는 것이 아니고, 기준 안테나를 미리 결정해 놓고, 이 기준 안테나의 절대값 정보와 다른 안테나에 대하여는, 기준 안테나에 대한 차분정보를 송신한다. 이렇게 함으로써, 송신하는 제어 비트수를 저감할 수 있다.

예를 들면, 4 안테나를 구비하는 송신기가, 안테나에서 독립하여, AMC 정보를 송신하는 경우에 대하여, 도 17을 참조하여 설명한다. 여기서는, 일 예로서, MCS의 수가 16인 경우에 대하여 설명한다.

MCS 수가 16이므로, 절대정보를 송신하는 데에는 4비트가 필요하다. 즉, 절대정보를 송신하는 경우에는 4비트×4안테나= 16비트 필요하다.

차분정보를 통지하는 경우에는, 차분정보의 송신에 필요한 비트수를 2 비트로 하면, 4 비트+ 2 비트×3 안테나=10비트 필요하다.

따라서, 절대정보(absolute information)를 송신하는 경우와 비교하여, 차분정보를 송신하는 경우에는 4 비트의 삭감이 가능하다.

여기에서는, AMC정보를 송신하는 경우에 대하여 설명하였으나, MCS, CQI에 대해서도 동일하다.

다음으로, 복수의 송신 안테나를 이용한 제어채널 송신방법에 대해 설명한다.

제어정보 송신부(320)는, 도 18a에 도시한 바와 같이, 제어정보를, 1 안테나를 이용하여 송신한다. 이 경우, 제어정보 송신부(320)는 제어정보를 합성부(134-1)에 입력한다. 그 결과, 제어정보는 송신 안테나 1로부터 송신된다. 이렇게 함으로써, 송신 안테나 수가 다른 단말이 공통의 송신법을 이용하기 때문에, 시스템, 예를 들면 송신기의 구성이 용이하다. 또한 수신기(1000)의 수신 안테나가 복수인 경우에도 구성이 용이하다.

또한, 제어정보 송신부(320)는, 도 18b에서 도시한 바와 같이, 제어정보를, 2 이상의 안테나를 이용하여 송신하도록 하여도 좋다. 이 경우, 제어정보 송신부(320)는, 제어정보를 카피하고, 합성부(314-1 및 314-2)로 입력한다. 그 결과, 제어정보는 송신 안테나 1 및 2로부터 송신된다. 이렇게 함으로써, 시스템, 예를 들면 송신기의 구성이 용이하다. 또한, 수신측에서는, 2 송신 안테나로부터의 파일럿 채널을 확인한 후, 채널 추정을 수행하고, 합성 수신신호의 위상을 검출한다. 예를 들면, 수신측은 동기 검파(synchronous detection)를 수행한다. 또한, 도 18a를 참조하여 설명한 방법과 비교하여, 2 안테나로부터의 송신이기 때문에 안테나마다의 송신전력을 작게 할 수 있다. 또한, 토탈의 송신전력을 증대시킬 수 있다. 즉, 1 안테나에서 송신하는 경우보다도 송신전력을 증대시킬 수 있다.

또한, 제어정보 송신부(320)는, 도 18c에 도시한 바와 같이, 제어정보를, 2 이상의 안테나를 이용하여, MIMO 다이버시티에 의해 송신하도록 하여도 좋다. 이렇 게 함으로써, 송신 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 또한, 도 18a를 참조하여 설명한 방법과 비교하여, 안테나마다의 송신전력을 작게 할 수 있다.

또한, 제어정보 송신부(320)는, 도 18d에 도시한 바와 같이, 제어정보를, 2 이상의 안테나를 이용하여, MIMO 다중에 의해 송신하도록 하여도 좋다. 이렇게 하는 것에 의해, 정보 비트 레이트를 송신 안테나 수 배로 증대시킬 수 있다. 또한, 주파수 이용효율을 개선할 수 있다. 또한, 도 18a를 참조하여 설명한 방법과 비교하여, 안테나마다의 송신전력을 작게 할 수 있다.

다음으로, 상술한 복수의 송신 안테나를 이용한 제어채널 송신방법에 있어서, 이하 나타내는 전송방법에 의해, 제어정보가 안테나로부터 송신된다.

제어정보 송신부(320)는, 도 19a에 도시한 바와 같이, 1 프레임 내에서 모든 안테나용 정보를 송신하도록 제어한다. 또한, 제어정보 송신부(320)는, 1 슬롯내에서 모든 안테나용의 정보를 송신하도록 제어하도록 하여도 좋다. 이렇게 함으로써, 복수 안테나에 의해 제어정보를 송신하는 경우에 있어서도 제어지연의 증대를 막을 수 있다.

또한, 제어정보 송신부(320)는, 도 19b에 도시한 바와 같이, 1 프레임마다 다른 안테나용의 정보를 순서대로 송신하도록 제어하도록 하여도 좋다. 또한, 제어정보 송신부(320)는, 1 슬롯(slot)마다 다른 안테나용의 정보를 순서대로 송신하도록 제어하도록 하여도 좋다. 이렇게 함으로써, 1 안테나에서 송신하는 경우와 동일의 제어채널 구성을 사용할 수 있다. 즉, 안테나 수가 다른 단말마다 제어채널 구성을 절체할 필요가 없어진다. 또한, 제어비트를 작게 할 수 있다.

상술한 제어채널 송신방법은, 도 4a를 참조하여 설명한 송신 안테나마다 다른 데이터를 송신하는 경우, 및 도 4b를 참조하여 설명한 송신 빔마다 다른 데이터를 송신하는 경우의 어느 쪽으로도 적용 가능하다.

도 20은, 멀티 안테나 시스템에서 수행되는, 본 발명의 일 실시예에 의한 방법의 개요를 나타낸다. 설명의 편의상, 송신기는 기지국이며, 수신기는 이동국인 것으로 하나, 본 발명은 반드시 그러한 형식에 한정되지는 않는다. 단계 602에서는, 수신기로부터 송신기로 수신 안테나 수 N_RX가 보고된다. 수신 안테나 수 N_RX는, 송신기로 빈번하게 송신할 필요가 없고, 통신중 한번 보고되면 된다. 예를 들면, 수신기에 관한 무선통신 링크의 설립시에 한번 보고되어도 좋다. 송신기는, 수신한 수신 안테나 수N_RX와 자신의 송신 안테나 수N_TX를 파악함으로써, 송신에 상응한 안테나 수를 도출할 수 있다. 예를 들면, MIMO 다중법이 수행된다면, 송신 안테나 수N_TX 및 수신 안테나 수N_RX 중 작은 편에서 송신이 수행될 필요가 있다. MIMO 다이버시티법 또는 적응 어레이 안테나법이 수행된다면, N_TX개의 송신 안테나를 그대로 사용할 수 있다.

단계 604에서는, 송신기는, 수신기로부터 제어채널을 수신한다. 제어채널에는, 적어도, 수신기에서의 수신신호품질(본 실시예에서는, 수신 SIR)과, 페이딩 상관값을 포함한다. 단계 604에서는, 수신 SIR 및 페이딩 상관값에 기초하여, 송신법이 결정된다. 상술한 바와 같이, 결정되는 내용에는, 송신기(300)로부터의 송신을 어느 멀티 안테나 전송법(적응 어레이 안테나법, MIMO 다이버시티법 또는 MIMO 다중법)으로 수행해야하는지가 포함된다.

도 21은, 수신 SIR, 페이딩 상관값 및 멀티 안테나 전송법의 대응 관계를 모식적으로 나타낸다. 종축은 수신 SIR을 나타내며, 횡축은 페이딩 상관값을 나타낸다. 대체적으로, 수신 SIR이 큰 경우는, 무선 전파로의 상태가 좋기 때문에, MIMO 다중법에서 비트 레이트를 증가하는 것이 바람직하다. 반대로, 수신 SIR이 작을 경우는, 무선 전파로의 상황이 나쁘기 때문에, 신뢰도를 증대시키는 멀티 안테나 전송법이 바람직하며, 거기에는 MIMO 다이버시티법이나 적응 어레이 안테나법이 이용되어도 좋다. 한편, 페이딩 상관이 작은 경우는, 송신 안테나 각각에 관한 무선 전파로는 유사하지 않기 때문에, 각 무선 전파로를 독립적으로 사용하는 멀티 안테나 전송법이 바람직하다. 이러한 전송법으로서, MIMO 다중법이나 MIMO 다이버시티법이 사용되어도 좋다. 반대로, 페이딩 상관이 큰 경우는, 송신 안테나 각각에 관한 무선 전파로는 유사하기 때문에, 적응 어레이 안테나법이 바람직하다. 도 8에서는 또한, MIMO 다중법이 바람직한 영역과, MIMO 다이버시티법이 바람직한 영역의 사이에, 쌍방을 조합시킨 영역이 준비되어 있다. 또한, MIMO 다중법이 바람직한 영역과, 적응 어레이 안테나법이 바람직한 영역 사이에, 쌍방을 조합시킨 영역도 준비되어 있다.

또한, 종축에 수신 SIR이 표시되어 있지만, 종축에 기지국으로부터 송신하는 비트 레이트가 관련지어져 있어도 좋다. 예를 들면, 낮은 비트 레이트(2 비트/초/Hz이하)범위에, MIMO 다이버시티법 또는 적응 어레이 안테나법을 관련시켜, 높은 비트 레이트 (5 비트/초/Hz이상)의 범위에, MIMO 다중법을 관련지어져도 좋다. 중간 비트 레이트(4-5비트/초/Hz이하)의 범위에, 조합에 의한 전송법이 관련지어져도 좋다. 예를 들면, 도 2a의 예에서는, 90Mbps/100MHz=0.9비트/초/Hz의 정보 비트가 송신되며, 이는 낮은 비트 레이트에 속하기 때문에, MIMO 다이버시티 또는 적응 어레이 안테나법이 도출된다.

도 22는, 주로 페이딩 상관의 대소에 의존하여, 멀티 안테나 전송법을 변경하는 상태를 모식적으로 나타낸다. 페이딩 상관이 작은 경우(0에 가까운 경우)는, 송신 안테나마다의 무선 전파로가 상호 비유사하므로, MIMO 다이버시티나 MIMO 다중법이 사용된다. 반대로, 페이딩 상관이 큰 경우(1에 가까운 경우)는, 송신 안테나마다의 무선 전파로가 상호 유사하므로, 적응 어레이 안테나법이 사용된다. 송신 안테나마다의 무선 전파로가 유사한지 아닌지는 안테나 간격뿐 아니라, 송신기 및 수신기 간의 거리나, 그 밖의 환경의 파라미터에 의존하여 상대적으로 결정된다. 예를 들면, 어느 송신기의 안테나 간격이 1/2 파장 정도로 상호 떨어져 있다고 가정한다. 이 경우에, 실내 환경하의 수신기와의 사이에서는, 도 21 상측에 도시된 바와 같이, 각 무선 전파로가 상호 유사하지 않기에, MIMO 방식이 사용될지도 모른다. 그러나, 옥외 환경하의 먼 곳의 수신기와의 사이에서는, 도 21 하측에 도시된 바와 같이, 각 무선 전파로가 상호 유사하며, 적응 어레이 안테나법이 사용될지도 모른다.

도 23은, 도 21에 나타내고 있는 바와 같은 멀티 안테나 전송법의 절체에 사용되는 테이블의 일 예를 나타내고 있다. MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법의 전송법의 각각에 대하여 테이블이 준비되어 있다. 어느 테이블도, 수신 SIR값과, 페이딩 상관의 값과, MCS 번호와의 대응관계를 정한다. MCS 번호는, 도 8에 도시된 바와 같은 변조방식 및 부호화율의 조합에 대응한다. 상술한 바와 같이, MCS 번호가 증가할수록, 신뢰도는 저하하며, 비트 레이트는 높아진다. 도 23에 도시된 어느 테이블에서도 수신 SIR이 높아짐에 따라, MCS 번호도 커지고 있다. 수신 SIR이 높으면, 무선 전파로의 상태는 양호하기 때문에, 비트 레이트를 크게 해도 양호하게 통신이 가능하기 때문이다. MIMO 다중법 및 MIMO 다이버시티용 테이블에서는, 대체로 페이딩 상관이 낮은 경우에 MCS 번호는 크고, 페이딩 상관이 높은 경우에 MCS 번호는 작게 된다. 페이딩 상관이 낮으면, 안테나마다의 무선 전파로는 상호 유사하지 않기 때문에, 공간을 다양하게 사용할 수 있고, MIMO 방식에 따른 다중화나 다이버시티가 바람직하기 때문이다. 반대로, 페이딩 상관이 높으면, 각 무선 전파로는 상호 유사하기 때문에, MIMO 방식에 의한 다중화나 다이버시티 효과는 충분히 발휘할 수 없다. 적응 어레이 안테나용의 테이블에서는, 페이딩 상관이 높은 경우에 MCS 번호가 크다. 각 무선 전파로가 상호 유사할수록, 지향성 빔을 형성하는 적응 어레이 안테나법이 바람직하기 때문이다. 이 테이블에서는, 페이딩 상관이 낮은 경우에 MCS 번호는 작다. 각 무선 전파로는 상호 유사하지 않고, 빔 형성으로 안테나 이득을 향상시키기 어려워지기 때문이다.

도 20의 단계 604에서는, 송신기는, 도 6의 송신법 제어부(316)를 이용하여, 수신기로부터 통지된 수신 SIR 및 페이딩 상관값에 기초하여, 멀티 안테나 전송법 및 MCS 번호를 선택한다. 도 23에 도시되는 하나의 테이블에 대하여, 수신 SIR 및 페이딩 상관을 참조함으로써 하나의 MCS 번호가 도출되며, 3개의 테이블로부터 3개의 MCS 번호가 도출된다. 도출된 MCS 번호에 기초하여, 가장 큰 비트 레이트가 되는 멀티 안테나 전송법을, 송신기는 선택한다. 비트 레이트는, MIMO 다이버시티법 및 빔 형성법에 대하여는, MCS 번호로 특정되는 변조방식 및 채널 부호화율로부터 도출되는 비트 레이트이나, MIMO 다중법에 대해서는 MCS 번호로부터 도출되는 비트 레이트에 송신 안테나 수 N_TX을 승산한 것이다. 예를 들면, 어느 수신 SIR 및 페이딩 상관값이 송신기에 통지되며, MIMO 다중용의 테이블로부터 MCS 2가 도출되며, MIMO 다이버시티용 테이블로부터 MCS 3이 도출되고, 빔 형성용 테이블로부터 MCS 2가 도출되었다고 한다. 이 경우, 비트 레이트는 각각 R₂×N_TX, R₃ 및 R₂ 가 된다(단, R₂은 MCS 2로부터 도출되는 비트 레이트이며, R₃은 MCS 3으로부터 도출되는 비트 레이트인 것으로 한다). R₂×N_TX > R₃ > R₂ 이였다고 하면, 송신기는, 보다 큰 비트 레이트와 관련하는 MIMO 다중법을 전송법으로서 선택하고, MCS 2에 대응하는 변조방식 및 부호화율(QPSK,1/2)이 선택된다. 또한, MIMO 다중용과 그 이외의 테이블로부터 동일한 비트 레이트가 도출된 경우에, 신뢰성을 향상시키는 관점에서, MIMO 다중 이외의 전송법이 채용되어도 좋다. 또한, 송신법 제어부(316)는, MIMO 다중법이 채용된 경우에, 할당된 주파수 대역을 복수의 주파수 블럭으로 분할하고, 이 주파수 블럭을 단위로 하여 각 유저에게 할당하도록 하여도 좋다.

도 20에 도시되는 단계 606에서는, 선택된 MCS 번호(또는 그 내용) 및 멀티 안테나 전송법이 수신기에 통지된다. 이 통지는, 예를 들면 하향링크의 알림 채 널(information channel)과 같은 어떠한 제어채널을 통해 수행할 수 있다. 제어채널은, 도 6의 제어정보 송신부(320)에서 작성되며, 합성부(314-1) 및/또는 합성부(314-2)에서 데이터 채널로 다중화되어, 송신된다. 수신기는, 통지된 멀티 안테나 전송법 및 MCS(변조방식 및 부호화율)에 따라, 데이터 채널을 복조한다. 제어채널은, 단 하나의 안테나로부터 송신되어도 좋다. 송신되는 데이터 채널은, 도 6의 송신법 제어부(316)에서 선택된 부호화율에 따라 부호화되며(302), 선택된 변조방식에 따라 변조된다(304). 또한, 데이터 채널은, 빔 형성부(308), MIMO 다이버시티부(310) 또는 MIMO 다중부(312)중 어느 것에 부여되며, 선택된 멀티 안테나 전송법에 관한 처리가 수행되며, 각 안테나로 출력된다.

이후, 단계 604 및 단계 606에 관한 동작이 더 수행된다. 단계 604에 있어서의 멀티 안테나 전송법을 절환하는 빈도와, MCS 번호를 절환하는 빈도는, 동일해도 좋으며, 상이해도 좋다. 수신기에서 송신기로의 수신 SIR을 보고하는 빈도와, 페이딩 상관값을 보고하는 빈도도, 동일해도 좋으며, 상이해도 좋다. 페이딩 상관의 변동은, 수신 SIR의 변동에 비해 완만한 경우가 많기 때문에, 페이딩 상관을 보고하는 빈도가 감소되어도 좋다.

본 실시예에서는, 페이딩 상관값은 수신기에서 측정되며, 측정값이 송신기로 보고되어 있다. 그러나, 송수신에 시분할 이중화(time division duplex : TDD)방식이 사용되는 경우(송신기로부터 수신기로의 회선에서 사용되는 주파수와, 역방향의 회선에서 사용되는 주파수가 동일한 경우)나, 일방의 회선의 상태가 타방의(역방향의) 회선의 상태로 근사(近似)해질 수 있는 등의 경우에는, 송신기측에서 페이딩 상관값이 결정되어도 좋다. 이 경우에는, 도 23에서 도시되는 페이딩 상관 측정부(1020)가, 도 6에서 도시되는 송신기에 설치되며, 그 출력이 송신법 제어부(316)로 입력될 필요가 있다. 단, 송신기로부터 수신기로 향하는 회선의 상태를 정확하게 측정하는 관점에서는, 수신기에서 페이딩 상관값을 측정하고, 이것을 송신기로 피드백하는 것이 바람직하다.

실시예 2

실시예 1에서는, 전형적으로는 기지국인 송신기(300)가, 통신에 사용할 멀티 안테나 송신법을 결정하고, 전형적으로는 이동국인 수신기(1000)로 통지하고 있다. 그러나, 멀티 안테나 전송법의 측정이 수신기(1000)에서 수행되며, 송신기(300)로 통지되어도 좋다.

도 24는, 이와 같은 본 발명의 일 실시예에 의한 방법의 개요를 나타내는 도면이다. 단계 1102에서는, 송신기로부터 수신기로 송신 안테나 수N_TX가 보고된다. 송신 안테나 수N_TX는, 수신기로 빈번히 송신할 필요가 없고, 통신중에 한번 보고되면 된다. 예를 들면, 수신기에 관한 무선통신 링크의 설립시에 한번 보고되어도 좋다. 수신기는, 수신한 수신 안테나 수N_TX와, 자신의 송신 안테나 수N_RX를 파악함으로써, 송신에 상응한 안테나 수를 도출할 수 있다. 예를 들면, MIMO 다중법이 수행되어 진다면, 송신 안테나 수N_TX및 수신 안테나 수N_RX 중 작은 편에서 송신이 수행될 필요가 있다. MIMO 다이버시티법 또는 적응 어레이 안테나법이 수행되어 진다면, N_TX개의 송신 안테나를 그대로 사용할 수 있다.

단계 1104에서는, 수신기는, 송신기로 제어채널을 송신한다. 제어 채널에는, 적어도, 선택된 멀티 안테나 전송법 및 MCS 번호를 포함한다. 단계 1104에서는, 수신 SIR 및 페이딩 상관값에 기초하여, 멀티 안테나 전송법 및 MCS번호가, 수신기에서 결정된다. 본 실시예에서는, 도 8 또는 도 23에서 설명된 바와 같은 테이블이, 수신기(1000)의 어느 기억부에 저장되어 있을 필요가 있다. 전송법이나 MCS 번호의 결정법은, 설명이 끝난 수법과 동일하기 때문에, 중복적인 설명은 생략된다.

단계 1106에서는, 송신기는 데이터 채널 및 제어채널을 수신기로 송신한다. 데이터 채널의 전송에 사용한 MCS 번호 및 멀티 안테나 전송법은, 수신기에 통지된다. 수신기는, 통지된 멀티 안테나 전송법 및 MCS(변조 방식 및 부호화율)에 따라, 데이터 채널을 복조한다.

실시예 3

실시예 1, 2에서는, 3개의 멀티 안테나 전송법 중, 최적의 하나의 전송법이 송신기 또는 수신기에서 선택된다. 그러나, 전송법의 선택지는, 2개로 줄여도 좋은 것은 물론이며, 3개 이상으로 늘려도 좋다. 예를 들면, MIMO 다중법과 MIMO 다이버시티법의 조합(하이브리드라 칭해도 좋다)이나, MIMO 다중법과 빔 형성법의 조합이, 전송법의 선택지에 추가되어도 좋다. 단, 그러한 선택지에 대해서도, 도 23에 도시된 바와 같은 MCS 테이블이 별도 준비될 필요가 있다.

도 25는, MIMO 다중방식과 MIMO 다이버시티 방식을 결합시킨 방식의 개념도 를 나타나고 있다. 도 25에는, 데이터 변조부(702)와, 직병렬 변환부(704)와, 제 1, 제 2의 시공간 부호화부(송신 다이버시티부)(706-1, 2)와, 송신 안테나(711~722)가 도시되어 있다.

데이터 변조부(702)는, 도 6의 데이터 변조부(304)와 동일한 구성 및 기능을 가진다. 직병렬 변환부(704)는 도 6의 직병렬 변환부(319)와 동일한 구성 및 기능을 가진다. 제 1 및 제 2의 송신 다이버시티부(706-1,2)는, 각각 도 6의 시공간 부호화부(317)와 동일한 구성 및 기능을 갖는다.

동작시에 있어서는, 데이터 변조부(702)에서 변조된 데이터 채널은, 직병렬 변환부(704)에서, 서로 다른 심볼 시퀀스로 나누어져, 제 1 및 제 2의 시공간 부호화부(706-1,2)에 각각 입력된다. 예를 들면, 변조후의 심볼 시퀀스(sequence)가 S₁, S₂, S₃, S₄이며, 이것은 2개의 계열로 변환되고, 일방의 계열의 S₁, S₂는 제 1의 시공간 부호화부(706-1)로 입력되며, 타방의 계열의 S₃, S₄는 제 2의 시공간 부호화부(706-2)로 입력되어도 좋다. 제 1의 시공간 부호화부(706-1)는, 입력된 심볼을 복제하고, 소정의 대응관계를 가지는 2개의 심볼 시퀀스를 작성하며, 그들을 송신 안테나로부터 각각 송신한다. 예를 들면, 제 1의 송신 안테나(711)로부터 S₁, S₂을 순서대로 무선송신하고, -S₂ ^*, S₁ ^*을 제 2의 송신 안테나(712)로부터 무선송신한다. 동일하게, 제 2의 시공간 부호화부(706-2)도, 입력된 심볼을 복제하고, 소정의 대응관계를 가지는 2개의 심볼 시퀀스를 작성하며, 그들을 송신 안테나로부터 각각 송신한다. 예를 들면, 제1의 송신 안테나(721)로부터 S₃, S₄를 순서대로 무선송신하고, -S₄ ^*, S₃ ^*를 제 2의 송신 안테나(722)로부터 무선송신한다. 그 결과, 상기 송신기는, 최초에는 S₁ -S₂ ^* +S₃ -S₄ ^*를 무선송신하고, 다음 시점에서 S₂ +S₁ ^* +S₄ +S₃ ^*를 무선송신한다.

수신기는, 최초에는 R₁ =S₁ -S₂ ^* +S₃ -S₄ ^*를 수신하고, 다음 시점에서 R₂ =S₂ +S₁ ^*+S₄ +S₃ ^*를 수신한다. 수신기는, 제 1의 수신신호 R₁에 기초하여, 어떤 신호 분리법을 실행하고, 4개의 송신 안테나의 각각으로부터 송신된 일군(一群)의 심볼을 추정한다. 그 결과, 최초의 시점에서, 4개의 송신 안테나로부터 S₁, -S₂ ^*, S₃, -S₄ ^* 가 각각 송신된 것을 추정할 수 있다. 또한, 수신기는, 제2의 수신신호 R₂에 기초하여, 어떤 신호 분리법을 실행하고, 4개의 송신 안테나의 각각으로부터 송신된 일군의 심볼도 추정한다. 그 결과, 다음 시점에서, 4개의 송신 안테나로부터 S₂, S₁ ^*, S₄, S₃ ^*가 각각 송신된 것도 추정할 수 있다. 이들 2종류의 일군의 심볼은, 실질적으로 동일한 내용이기 때문에(부호가 상이하거나, 공역 복소수이거나 하는 것에 불과하다), 수신기는 이들을 이용하여 4개의 심볼 S₁, S₂, S₃, S₄를 고정밀도로 추정할 수 있다.

또한, MIMO 다이버시티 대신, 빔 형성법이 사용되어도 좋다. 이 경우, 안테나(721,722)로부터 심볼 S₁, S₂가 순서대로 지향성 빔으로 송신되고, 안테나(721,722)로부터 심볼 S₃, S₄가 순서대로 지향성 빔으로 송신된다. 수신기에서는, 신호분리법 및 최대비 합성을 수행함으로써, 송신된 심볼을 고정밀도로 추정할 수 있다.

본 실시 예에 따르면, MIMO 다중법에 의해 데이터 전송의 고속화를 도모함과 동시에, MIMO 다이버시티 또는 빔 형성에 의해 신뢰성의 향상을 도모할 수 있다. 송신 안테나 수, 병렬적인 신호 계열수, 다이버시티 코딩 방법 등은, 상기 이외에도 다양하게 변경되어도 좋다.

실시예 4

상술한 실시예에 있어서는, MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법 중, 2 이상의 전송법을 구비하는 송신기에 대해 설명하였다.

여기서, 3개의 멀티 안테나 전송법 중 MIMO 다중이 선택된 경우의 피드백에 기초한 제어방법에 대하여 설명한다.

MIMO 다중의 경우에서의 신호분리, 예를 들면 QPSK로 2개의 안테나로부터 송신하는 경우, 일방이 페이딩에 의해 위상 회전(phase rotation)한다. 수신기에서는, 이들의 신호가 혼신하여 수신된다. 예를 들면, 페이딩이 다르면, 4×4=16점으로 나뉘어져 수신된다. 일반적으로, MIMO 다중에는 페이딩 상관이 있으면 특성이 나빠진다. 이 문제를 해결하기 위해서는, 송신측에서 미리 위상을 회전시켜 송신한다.

예를 들면, 도 26a에서 도시하는 바와 같이, 2 안테나에서 MIMO 송신(QPSK에 의한 데이터 변조)의 경우, 일방을 45도 회전시킴으로써, 상관이 1인 경우에 특성이 좋아지는 것이 도시되어 있다(예를 들면, 비특허문헌 3 참조).

본 실시예에서는, MLD 베이스의 신호검출을 전제로 하여, E-SDM과 같이, 수신신호 검출을 간략화하는 것이 아니라, 송신 안테나간의 페이딩 상관이 큰 경우의 특성 열화를 보상하는 클로즈드 루프(closed loop) 송신위상 제어를 수행한다.

수신측에서 안테나 상관을 측정하고, 그 상관의 크기를 피드백하여 그것에 기초하여 위상을 변경하는 것도 고려될 수 있으나, 최적의 송신위상은 페이딩 상관에 상관없이 동일하며, 페이딩 상관에 따라 송신위상을 절체하는 효과는 작다. 예를 들면, 4개의 안테나를 구비하는 송신국, 예를 들면 기지국은, 이 기지국의 근방에 재권(在圈)하는 4개의 안테나를 구비하는 단말에 대해서는 4개의 안테나로부터 예를 들면 16QAM으로 송신이 수행되고, 기지국으로부터 먼 위치에 재권하는 단말에 대해서는 4개의 안테나로부터, 예를 들면 QPSK로 송신이 수행된다.

이와 같이 4개의 안테나로부터 예를 들면 QPSK로 송신을 수행하는 경우, 도 26b에서 도시하는 바와 같이 22.5도(90도/4)회전이 최적이다.

또한, 기지국의 근방에 재권하는 경우에도, 2개의 안테나를 구비하는 단말에 대해서는, 2개의 안테나를 사용하고, 예를 들면 16QAM으로 송신이 이루어진다.

또한, MIMO 다중에 있어서, 송신 안테나간의 페이딩 상관이 작은 경우에는, 수신측에서는, 수신신호로부터 각 송신기에 있어서 송신된 신호를 검출할 수 있다. 예를 들면, 도 27a에 도시한 바와 같이, 송신신호 X와 송신신호 Y가, 어느 점인지를 수신신호 Z에 의해 검출될 수 있다.

한편, 안테나간의 페이딩 상관이 커지면, 즉 1에 근접해지면, 수신측에서는, 수신신호로부터 각 송신기에 있어서 송신된 신호를 검출하는 것이 곤란해진다. 예를 들면, 도 27b에 도시한 바와 같이, 몇 개의 송신 패턴으로는, 수신신호 Z로부터 송신신호 X와 송신신호 Y를 유일하게 인식할 수 없다.

따라서, 안테나의 페이딩 상관이 커지면, 신호분리가 곤란해진다.

다음으로, 본 실시예에 관한 송신기의 구성에 대해서, 도 28을 참조하여 설명한다.

본 실시예에 관한 송신기에서는, 단말의 송신 안테나 수와 각 안테나의 변조방식에 따라서, 미리 위상회전을 결정해 두고, 그 위상회전에 따라서 송신한다. 구체적으로, 기지국에서는, 이동국으로부터 송신된 안테나 수와, CQI의 정보에 기초하여, 안테나 수와 MCS를 결정한다. 이를 위해서, 미리 위상 회전을 결정해 두고, 이동국과 기지국에 위상 회전량, 안테나 수 및 CQI의 정보를 관련지어 기억한다.

또한, 송신 RF회로의 칼리브레이션(calibration)이 수행된다. 송신측에서는, 데이터변조까지는 베이스 밴드(base-band), 즉 디지털 신호로 처리가 수행된다. 그 후, 전파를 송신하기 위해서 D/A 변환되고 아날로그 신호로 변환되며, 캐리어 주파스로 송신된다. MIMO 다중에서는, 안테나마다 RF 회로가 준비된다. 그러나, 각 RF는 위상회전량이 동일하지 않다. 따라서, 디지털 신호의 단계에서 최적화를 수행하 더라도, RF 회로에서 위상회전량을 동일하게 할 수 없다. 따라서, 본 실시예에 있어서는, 미리 위상회전량을 측정해 두고, 그 위상회전량을 보상한다.

본 실시예에 관한 송신장치(400)는, 송신안테나 수와, MCS를 결정하는 송신 안테나 수ㆍMCS 결정부(412)와, 데이터 및 파일럿 신호가 입력되는 RF 칼리브레이션부(402)와, RF 칼리브레이션부(402)와 접속된 데이터 변조부(404)와, 데이터 변조부(404)와 접속된 위상회전 보상수단으로서의 위상 회전부(406)와, 위상 회전부(406)와 접속되고 안테나를 구비하는 RF(408)와, 위상회전량 결정수단으로서의 위상회전 테이블(410)과, RF 회로 칼리브레이션부(414)를 구비한다.

RF 칼리브레이션부(402), 데이터 변조부(404), 위상 회전부(406) 및 RF (408)는, 안테나 수만큼 구비한다.

RF 회로 칼리브레이션부(414)는, RF 칼리브레이션부(402)와 RF(408)에 접속된다.

또한, 송신 안테나 수ㆍMCS 결정부(412)는, 데이터 변조부(404)와 위상회전 테이블(410)에 접속된다. 위상회전 테이블(410)은 위상 회전부(406)와 접속된다.

이동국으로부터의 피드백 정보는, 송신 안테나 수ㆍMCS 결정부(412)에 입력된다. 예를 들면, 이동국은 피드백 정보로서, CQI, 안테나 수를 나타내는 정보를 송신한다.

송신 안테나 수ㆍMCS 결정부(412)는, 각 안테나에 대한 송신 안테나 MCS를 결정하고, 결정된 MCS를 나타내는 번호를, 데이터 변조부(404) 및 위상회전 테이블(410)에 입력한다.

위상회전 테이블(410)은, 각 안테나에 대한 위상 회전량으로서의 데이터 심볼의 위상회전을 나타내는 정보를 위상 회전부(406)에 입력한다. 위상회전 테이블(410)에는, 송신 안테나 수와, MCS와, 각 안테나에 대한 위상 회전량이 관련지어져 기억되어 있다.

이동국에서는, 데이터와 파일럿의 송신 위상차를 알 필요가 있으나, 안테나 수와 MCS에 대하여, 송신 위상이 일대일로 대응하고 있기 때문에, 송신위상 정보를 제어정보로서 별도 송신할 필요는 없다.

RF 회로 칼리브레이션부(414)는, 각 안테나(각 서브 캐리어)에 대한 칼리브레이션 팩터(factor)를 RF 칼리브레이션부(420)에 입력한다. RF 칼리브레이션부(402)는, 칼리브레이션 팩터에 따라 칼리브레이션을 수행한다.

위상 회전부(406)는, 위상회전량에 따라, 위상회전량을 보상한다. 위상회전된 신호는, A/D변환되고, RF부(408)를 통해 송신된다.

따라서, 단말측에서 수신위상을 측정한 결과에 기초하여, 송신측에서 위상제어를 수행하는 것이 아니고, 송신측, 예를 들면 기지국에서 송신회로의 칼리브레이션을 수행한 후에, 안테나 송신단에서의 송신위상을, 안테나 수와 변조 다치수(多値數)에 따라, 미리 정해놓은 고정적인 최적 위상으로 제어한다.

다음으로, 본 실시예에 따른 수신장치에 대해서 설명한다.

본 실시예에 따른 수신장치(500)는, 안테나를 구비하는 RF부(502)와, RF부(502)와 접속된 신호 분리부(504), 채널 추정부(508) 및 하향 제어채널 복조부(510)와, 채널 추정부(508)와 접속된 송신위상 보정부(506) 및 하향 제어채널 복 조부(510)와, 송신위상 보정부(506) 및 하향 제어채널 복조부(510)와 접속된 송신위상 기억수단으로서의 송신위상 테이블(512)과, 신호분리부(504)와 접속된 채널 복호부(514)과, 채널 복호부(514)와 접속된 병직렬 변환부(516), 를 구비한다. 송신위상 테이블(512)에는, 데이터 변조 및 송신안테나 수마다, 송신 안테나로부터 송신되는 신호에 대하여 사용되는 위상회전량이 기억된다.

신호 분리부(504)는, 송신위상 보정부(506) 및 하향 제어채널 복조부(510)와 접속된다. RF부(502) 및 채널 복호부(514)는, 안테나 수만큼 구비된다.

수신신호는, RF부(502)에 의해 RF처리가 수행되고, 신호 분리부(504), 채널 추정부(508) 및 하향 제어 채널 복조부(510)에 입력된다.

채널 추정부(508)에서는, 파일럿 심볼을 사용하여 채널 추정이 수행되고, 채널 추정값은 송신위상 보정부 및 하향 제어채널 복조부(510)에 입력된다.

하향 제어채널 복조부(510)에서는, 하향 제어채널의 복조가 수행되고, 송신 안테나 수를 나타내는 정보와, 데이터 변조정보가 신호 분리부(504) 및 송신위상 테이블에 입력된다.

송신위상 보정부(506)는, 송신위상 테이블로부터 송신 안테나마다의 위상회전량으로서의 송신위상 제어값을 수집하고, 입력된 채널 추정값에 대하여 송신위상을 보정하고, 송신위상을 고려한 채널 추정값을 신호 분리부(504)에 입력한다. 예를 들면, 송신위상 보정부(506)는, 각 채널 추정값에 대해서, 대응하는 송신 안테나에서 사용되는 송신위상 회전량 θ만큼 위상을 회전한다.

신호 분리부(504)는, 입력된 송신위상을 고려한 채널 추정값, 송신 안테나 수 및 데이터 변조정보에 기초하여, RF 처리된 수신신호를 분리하고, 분리한 수신신호를 채널 복호부(514)에 입력한다.

채널 복호부(514)는, 입력된 신호를 복호하고, 병직렬 변환부(516)에 입력한다.

병직렬 변환부(516)는, 입력된 신호를 병직렬 변환한다. 그 결과, 정보 비트 계열이 재생된다.

다음으로, 상술한 수신장치(500)에 있어서의 채널 추정값에 대한 송신위상의 보정에 대하여, 도 30을 참조하여 상세히 설명한다. 도 30에서는, 2 안테나 송신으로 하고, 2 안테나와도 QPSK 데이터 변조, 수신측의 안테나로서 1 안테나만을 도시한다.

하향링크 파일럿 심볼의 송신 신호점은, 데이터 심볼의 송신위상 제어값과 상관없이 일정하다. 이는, 하향링크 파일럿 심볼은, 데이터를 송신하고 있는 유저의 복조 이외의 목적, 예를 들면 그 밖의 유저의 셀 검출, 채널상태추정 등에도 이용되기 때문이다.

한편, 수신장치에서는, 파일럿 심볼의 수신 신호점으로부터 각 송신 안테나ㆍ수신안테나 간의 페이딩 변동이 추정된다.

여기서, 안테나 2의 데이터 심볼은, 파일럿 심볼에 대해서 위상이 θ만큼 회전하고 있기 때문에, 파일럿을 이용하여 추정한 페이딩 변동값 2에 θ를 더한 값을 데이터 심볼에 대한 페이딩 추정값으로 고려한다면, 송신장치의 각 안테나의 데이터 변조의 위상회전을 수행하지 않은 경우와 동일한 수신처리를 수행함으로써, 복 조(신호 분리) 처리를 수행할 수 있다.

이상, 본 발명의 바람직한 실시 예를 설명하였으나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 본 발명의 요지의 범위 내에서 다양한 변형 및 변경이 가능하다. 설명의 편의상, 본 발명을 몇 개의 실시예로 나누어 설명해 왔으나, 각 실시예의 구분은 발명에 본질적인 것이 아니며, 1 이상의 실시예가 필요에 따라 사용되어도 좋다.

본 국제출원은 2005년 3월 31일에 출원한 일본국 특허출원 제 2005-105494호를 기초로 하는 우선권을 주장하는 것이며, 그 전 내용을 본 국제출원에 수용한다.

본 국제출원은 2005년 6월 14일에 출원한 일본국 특허출원 제 2005-174393호를 기초로 하는 우선권을 주장한 것이며, 그 전 내용을 본 국제출원에 수용한다.

본 국제출원은 2005년 8월 23일에 출원한 일본국 특허출원 제 2005-241904호를 기초로 하는 우선권을 주장한 것이며, 그 전 내용을 본 국제출원에 수용한다.

Claims

복수의 안테나를 가지는 무선통신장치에 있어서,

통신상대로부터 통지신호를 수신하는 수신수단과,

MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법 중 2 이상의 전송법의 각각에 따라, 데이터 계열수를 조정하고, 상기 복수의 안테나에 결합하는 2 이상의 수단과,

상기 2 이상의 수단 중에서 적어도 하나를, 상기 통지신호에 기초하여 선택하는 선택수단과,

선택한 수단에 대응하는 전송법을 상기 통신상대에 통지하는 송신수단, 을 구비하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 1항에 있어서,

상기 통지신호가, 상기 통신상대 측에서의 수신신호품질을 나타내는 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 1항에 있어서,

상기 통지신호가, 상기 복수의 안테나에 관한 복수의 무선 전파로에 영향을 미치는 페이딩의 유사성을 나타내는 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 1항에 있어서,

상기 통지신호가, 통신상대 측에서 사용되는 안테나 수를 나타내는 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 1항에 있어서,

상기 복수의 안테나에 관한 복수의 무선 전파로에 영향을 미치는 페이딩의 유사성을 산출하는 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 3항에 있어서,

상기 페이딩의 유사성이, 무선 전파로의 각각에 관한 페이딩 특성의 상관값으로 평가되는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 1항에 있어서,

복수의 무선 전파로의 페이딩의 유사성, 수신신호품질, 변조방식 및 부호화율의 대응관계를 정하는 테이블을 기억하는 기억수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 7항에 있어서,

상기 테이블이, 상기 선택수단에서의 선택지마다 설치되는 것을 특징으로 하 는 무선통신장치.
제 7항에 있어서,

각 테이블로부터 도출되는 변조방식 및 부호화율의 조합 중, 어느 테이블이 보다 큰 비트 레이트를 부여하는지를 판정하는 것에 의해, 상기 선택수단이 전송법을 선택하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
데이터 변조 및 송신 안테나 수마다, 이 송신 안테나로부터 송신되는 신호에 대하여 사용되는 위상회전량을 기억하는 송신위상 기억수단;

파일럿 심볼을 이용하여 채널추정을 수행하는 채널추정수단;

상기 채널추정된 값에 대하여, 상기 위상회전량의 보정을 수행하는 송신위상 보정수단; 및

상기 위상회전량의 보정이 수행된 채널 추정값에 기초하여, 수신신호의 분리를 수행하고, 복호처리를 수행하는 신호분리ㆍ복호수단;을 구비하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
복수의 안테나를 가지는 무선통신장치에 있어서,

상기 복수의 안테나 중의 1 안테나에 의한 송신법, 상기 복수의 안테나로부터 동일한 데이터를 송신하는 방법, MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 중 어느 하나의 전송법에 따라, 제어채널을 전송하는 제어정보 송신수단을 구비하는 것을 특징 으로 하는 무선통신장치.
제 11항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, MIMO 다중법에 따라, 제어채널을 전송하는 경우에, 각 안테나에서 독립적으로 적용 변ㆍ복조처리를 수행하고, 또한 각 안테나에서 공통으로 HARQ처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 11항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, MIMO 다중법에 따라, 제어채널을 전송하는 경우에, 각 안테나에서 공통으로 적용 변ㆍ복조처리를 수행하고, 또한 각 안테나에서 공통으로 HARQ처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 11항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, MIMO 다중법에 따라, 제어채널을 전송하는 경우에, 각 안테나에서 독립적으로 적용 변ㆍ복조처리를 수행하고, 또한 각 안테나에서 독립적으로 HARQ처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 14항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 주파수 블럭의 크기에 따라 레이트 매칭(rate matching)을 수행하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 14항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 주파수 블럭이 부호화된 심볼로 할당된 후에 레이트 매칭을 수행하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 11항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 상기 제어채널로서, AMC용 비트, HARQ용 비트, 스케듈링용 비트 및 MIMO용 CQI용 비트 중 적어도 하나의 정보를 전송하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 17항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, AMC용 비트로서, 변조 스킴 및 트랜스포트 블럭 정보 중 적어도 일방을 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 17항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, HARQ용 비트로서, HARQ 프로세스 정보, 용장(redundancy) 버전과 콘스텔레이션(constellation) 패턴 버전 및 신규 데이터를 나타내는 정보 중 적어도 하나를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 17항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, AMC용 비트 및 CQI용 비트 중 적어도 일방을 송신하는 경우에, 미리 설정된 기준 안테나에서의 정보와, 다른 안테나에 대해서는 상기 기준 안테나에서의 정보에 대한 차분 정보를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 11항에 있어서,

할당된 주파수대역을 복수의 주파수 블럭으로 분할하고, 이 주파수 블럭을 단위로서 각 유저에게 할당하는 송신제어수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 21항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 상기 제어채널로서, 주파수 블럭 할당정보를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 11항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 상기 복수의 안테나를 그룹화하고, 그룹마다의 제어정보를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 23항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 채널상태에 기초하여, 상기 복수의 안테나를 그 룹화하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 23항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 고정적으로, 상기 복수의 안테나를 그룹화하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 24항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 제어정보로서, 각 그룹에서의 평균적인 값 및 각 그룹 내의 각 안테나의 값 중 적어도 일방을 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 11항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 1 프레임 및 1 슬롯 중 일방 내에서, 모든 안테나용의 정보를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 11항에 있어서,

상기 제어정보 송신수단은, 1 프레임 및 1 슬롯 중 일방마다 다른 안테나용의 정보를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
제 11항에 있어서,

통지신호에 기초하여 결정된 송신안테나 수와, MCS에 의해, 각 안테나에 대한 데이터 심볼의 위상회전량을 결정하는 위상회전량 결정수단;

RF회로의 칼리브레이션을 수행하는 RF 칼리브레이션 수단;

상기 위상회전량에 따라, 위상회전을 보상하는 위상회전 보상수단;을 구비하는 것을 특징으로 하는 무선통신장치.
멀티 안테나 시스템에서의 무선통신방법에 있어서,

통신상대로부터 통지신호를 수신하고,

MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 및 적응 어레이 안테나법 중 2 이상의 전송법 중에서 적어도 하나를, 상기 통지신호에 기초하여 선택하고,

선택한 전송법을 상기 통신상대에 통지하는, 것을 특징으로 하는 무선통신방법.
제 30항에 있어서,

파일럿 심볼을 이용하여 채널추정을 수행하고, 이 채널추정된 값에 대해서 데이터 변조 및 송신안테나 수마다 사용되는 위상회전량의 보상을 수행하고, 상기 위상회전량의 보상이 수행된 채널 추정값에 기초하여 수신신호의 분리를 수행하고, 복호처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 무선통신방법.
멀티 안테나 시스템에서의 무선통신방법에 있어서,

복수의 안테나 중 1 안테나에 의한 송신법, 상기 복수의 안테나로부터 동일한 데이터를 송신하는 방법, MIMO 다중법, MIMO 다이버시티법 중 어느 하나의 전송법을 선택하고,

선택한 전송법에 따라, 제어채널을 전송하는, 것을 특징으로 하는 무선통신방법.
제 32항에 있어서,

상기 제어채널로서, AMC용 비트, HARQ용 비트, 스케듈링용 비트 및 MIMO용 CQI용 비트 중 적어도 하나의 정보를 전송하는 것을 특징으로 하는 무선통신방법.
제 33항에 있어서,

상기 AMC용 비트로서, 변조 스킴 및 트랜스포트 블럭정보 중 적어도 일방을 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신방법.
제 33항에 있어서,

상기 HARQ용 비트로서, HARQ 프로세스 정보, 용장(Redundancy) 버전과 콘스텔레이션(constellation)패턴 버전 및 신규 데이터를 나타내는 정보 중 적어도 하나를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신방법.
제 32항에 있어서,

할당된 주파수대역을 복수의 주파수 블럭으로 분할하고, 이 주파수 블럭을 단위로서 각 유저에게 할당하는 것을 특징으로 하는 무선통신방법.
제 36항에 있어서,

상기 제어채널로서, 주파수 블럭 할당정보를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신방법.
제 32항에 있어서,

상기 복수의 안테나를 그룹화하고, 그룹마다의 제어정보를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신방법.
제 32항에 있어서,

RF 회로의 칼리브레이션을 수행하고, 통지신호에 기초하여, 송신 안테나 수와 MCS를 결정하고, 각 안테나에 대한 데이터 심볼의 위상회전량을 결정하고, 상기 위상회전량에 따라 위상회전을 보상하고, 송신하는 것을 특징으로 하는 무선통신방법.