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KR20070094486A - 비절연 강압형 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 - Google Patents

비절연 강압형 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 Download PDF

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KR20070094486A
KR20070094486A KR1020070024990A KR20070024990A KR20070094486A KR 20070094486 A KR20070094486 A KR 20070094486A KR 1020070024990 A KR1020070024990 A KR 1020070024990A KR 20070024990 A KR20070024990 A KR 20070024990A KR 20070094486 A KR20070094486 A KR 20070094486A
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South Korea
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transistor
input
voltage
inductor
converter
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KR1020070024990A
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Inventor
니시다 준지
Original Assignee
가부시키가이샤 리코
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Abstract

본 발명은 회로 면적을 거의 증가시키지 않고 효율을 향상시킬 수 있는 비동기 정류형의 비절연 강압형 DC－DC 컨버터를 제공한다.
부하 전류가 감소되면 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프되는 기간이 길어지고, 동시에 인덕터 전류(iL)도 감소되어 부하 전류가 더욱 감소되며, 인덕터 전류(iL)의 최저 전류값이 0 A로 되면 전압(V1)은 출력 전압(Vout)까지 상승하기 때문에, 정류용 트랜지스터(M2)가 오프 됨에 따라, 인덕터 전류(iL)가 흐르지 않게 되어 역전류의 발생을 방지하도록 하였다.
강압형 DC－DC 컨버터, 기준 전압 발생 회로, 오차 증폭 회로, 발진 회로, PWM 비교기

Description

비절연 강압형 ＤＣ-ＤＣ 컨버터 {NONINSULATED TYPE STEP-DOWN DC-DC CONVERTER}
도 1은 종래의 강압형 DC－DC 컨버터의 출력 회로부 예를 나타낸 도면.
도 2는 종래의 강압형 DC－DC 컨버터의 다른 출력 회로부 예를 나타낸 도면.
도 3은 종래의 강압형 DC－DC 컨버터의 또 다른 출력 회로부 예를 나타낸 도면.
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 강압형 DC－DC 컨버터의 구성예를 나타낸 도면.
도 5는 도 4의 각 신호의 파형예를 나타낸 타이밍 도.
도 6은 드라이브 신호(Sd), 인덕터 전류(iL) 및 전압(V1)의 관계 예를 나타낸 도면.
도 7은 MOS 트랜지스터의 게이트 전압(Vgs)과 드레인 전류(id)의 관계 예를 나타낸 도면.
도 8은 본 발명의 제1 실시예에 따른 강압형 DC－DC 컨버터의 다른 예를 나타낸 도면.
도 9는 본 발명의 제2 실시예에 따른 강압형 DC－DC 컨버터의 구성예를 나 타낸 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
　1, 1a : 강압형 DC－DC 컨버터
　2 : 기준 전압 발생 회로
　3 : 오차 증폭 회로
　4 : 발진 회로
　5 : PWM 비교기
　6 : 드라이브 회로
　M1 : 스위칭 트랜지스터
　M2, Q2 : 정류용 트랜지스터
　R1, R2 : 저항
　L1 : 인덕터
　C1 : 콘덴서
　M3 : 동기 정류용 트랜지스터
　M4 : PMOS 트랜지스터
　M5 : NMOS 트랜지스터
본 발명은 강압형 DC－DC 컨버터에 관한 것으로, 특히 부하 전류가 많은 경 우에는 동기 정류를 수행하고, 부하 전류가 적은 경우에는 비동기 정류를 수행하는 비절연 강압형 DC－DC 컨버터에 관한 것이다.
강압형 스위칭 레귤레이터와 같은 인덕터를 사용한 비절연 강압형 DC－DC 컨버터(이하, 강압형 DC－DC 컨버터라 함)의 정류 방식에는 동기 정류 방식과 비동기 정류 방식이 있다. 강압형 DC－DC 컨버터에서는 부하 전류가 큰 중부하이면 인덕터에 전류가 계속 흐르는 연속 모드와, 부하 전류가 작은 경부하이면 인덕터에 전류가 흐르지 않는 경우가 생기는 단속 모드가 있다.
도 1은 동기 정류식의 강압형 DC－DC 컨버터의 출력 회로부의 종래예를 나타낸 도면이다.
도 1과 같은 출력 회로부의 구성을 이루는 동기 정류식의 강압형 DC－DC 컨버터는 연속 모드 시에는 고효율이지만, 단속 모드로 되면 부하 측으로부터 동기 정류용 트랜지스터(M102)를 통하여 접지 전압으로 전류가 흐르는 역전류가 발생하기 때문에 극단적으로 효율이 저하한다.
경부하인 경우에는, 스위칭 트랜지스터(M101)와 동기 정류용 트랜지스터(M102)의 스위칭이 빈번하게 수행됨으로써 발생되는 스위칭 손실을 경감하기 위하여, PWM 제어로부터 PFM 제어로 전환하는 것이 흔히 수행된다.
또, PFM 제어로 이행한 경우에는, 역전류로 인한 효율 저하를 방지하기 위하여, 출력 회로부가 비동기 정류 방식을 이루도록 전환한다. 도 2에서 나타내는 바와 같이, 비동기 정류 방식의 강압형 DC－DC 컨버터의 출력 회로부에서는, 정류용 소자로서 다이오드(D101)를 사용하는 것이 일반적이었다. 도 2의 회로에서는 단 속 모드로 되어도 부하 측 전압은 다이오드(D101)의 역방향 바이어스로 되므로, 역전류를 저지할 수 있다. 그러나, 다이오드(D101)는 순방향 전압이 0.6 V 정도로 크기 때문에, 다이오드(D101) 자체에서의 전력 소비가 크므로 효율을 그다지 높게 할 수 없었다.
비동기 정류 방식에서의 효율을 개선시킨 DC－DC 컨버터로서 도 3에 나타낸 바와 같은 회로가 있다(예컨대, 일본 특허 공보 제3402983호 참조).
도 3에 있어서, PNP 트랜지스터로 이루어지는 스위칭용 쌍극 트랜지스터(Q101)의 베이스에는 PWM 비교기(도시하지 않음)의 출력 신호인 드라이브 신호가 입력된다. 상기 드라이브 신호가 고레벨로 되어 쌍극 트랜지스터(Q101)가 오프 되면, 인덕터(L101) 일단의 전압(V101)은 부전압까지 저하한다. 비교기(CMP101)에 있어서, 비반전 입력단은 접지 전압에 접속되고, 반전 입력단에는 쌍극 트랜지스터(Q101)와 인덕터(L101)의 접속부 전압(V101)이 입력되며, 비교기(CMP101)는 히스테리시스(hysterisis) 특성을 갖는다.
전압(V101)이 부전압으로 되면 비교기(CMP101)의 출력단은 고레벨로 되고, 비교기(CMP101)의 출력단은 정류용 MOS 트랜지스터(M102)의 게이트에 접속되며, 정류용 MOS 트랜지스터(M102)는 온 된다. 이 때문에, 인덕터(L101)의 전류가 0 A로 되고 전압(V101)이 상승하여 접지 전압 이상이 되면, 비교기(CMP101)의 출력단은 저레벨로 되고 정류용 MOS 트랜지스터(M102)를 오프시켜 부하 측으로부터의 역전류를 저지한다. 정류용 MOS 트랜지스터(M102)로서 온 저항이 쇼트키 다이오드(Schottky diode)인 다이오드(D101)의 온 저항보다 작은 것을 사용함으로써 비동 기 정류 시의 효율을 높일 수 있다.
그러나, 도 3의 회로에서는 비교기(CMP101)를 이용하여 정류용 MOS 트랜지스터(M102)를 제어하고 있기 때문에, 전압(V101)이 부전압으로 저하하여 정류용 MOS 트랜지스터(M102)가 온 되기까지 동작 지연이 발생하게 된다. 상기 동작 지연을 방지하기 위하여 쇼트키 다이오드(D101)가 마련됨으로써, 도 2의 회로에 정류용 MOS 트랜지스터(M102)와 비교기(CMP101)가 추가되기 때문에 회로 면적이 증가한다는 문제가 있었다.
본 발명은 상기와 같은 문제를 해결하기 위하여 이루어진 것으로서, 회로 면적을 거의 증가시키지 않고 효율을 향상시킬 수 있는 비동기 정류형의 비절연 강압형 DC－DC 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 비절연 강압형 DC－DC 컨버터는 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 강압하여 출력 단자에 접속된 부하로 출력하며, 상기 입력 단자와 상기 출력 단자 사이에 스위칭 트랜지스터와 인덕터의 직렬 회로가 접속된 강압형 스위칭 레귤레이터를 이루는 비절연 강압형 DC－DC 컨버터에 있어서,
상기 스위칭 트랜지스터와 인덕터의 접속부와 부측 전원 전압의 사이에 접속되고, 제어 전극이 상기 스위칭 트랜지스터와 인덕터의 접속부에 접속된 P형의 트랜지스터로 이루어지는 정류용 트랜지스터를 구비하는 것이다.
또, 상기 스위칭 트랜지스터와 상반되는 스위칭 동작을 수행하도록 제어 전극에 제어 신호가 입력되며, 상기 정류용 트랜지스터와 병렬로 접속된 동기 정류용 트랜지스터와,
외부로부터 입력된 제어 신호에 따라 상기 동기 정류용 트랜지스터의 구동 제어를 수행하는 구동 제어 회로를 구비하고,
상기 구동 제어 회로는 동기 정류 모드로 동작하는 것을 나타내는 상기 제어 신호가 입력되면 상기 동기 정류용 트랜지스터를 스위칭시키고, 비동기 정류 모드로 동작하는 것을 나타내는 상기 제어 신호가 입력되면 상기 동기 정류용 트랜지스터를 오프시켜 차단 상태로 하도록 하였다.
구체적으로는, 상기 구동 제어 회로는 상기 부하가 소비 전류를 절감시켜 저소비 전력 동작을 수행하는 경우에는 상기 비동기 정류 모드로 동작하는 것을 나타내도록 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 부하가 통상 동작을 수행하는 경우에는 상기 동기 정류 모드로 동작하는 것을 나타내도록 상기 제어 신호가 입력되는 것이다.
구체적으로는, 상기 정류용 트랜지스터는 PMOS 트랜지스터로 이루어지거나, 또는 PNP 트랜지스터로 이루어진다.
실시예
다음에, 도면에 나타낸 실시예에 근거하여 본 발명을 상세하게 설명한다.
(제1 실시예)
도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 강압형 DC－DC 컨버터의 구성예를 나 타낸 도면이다.
도 4에 있어서, 비절연 강압형 DC－DC 컨버터(이하, 강압형 DC－DC 컨버터라 함)(1)는 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(10)로 출력하는 강압형의 스위칭 레귤레이터이다.
강압형 DC－DC 컨버터(1)는 입력 전압(Vin)의 출력을 제어하기 위한 스위칭 동작을 수행하는 PMOS 트랜지스터로 이루어지는 스위칭 트랜지스터(M1)와, PMOS 트랜지스터로 이루어지는 정류용 트랜지스터(M2)를 구비한다.
또한, 강압형 DC－DC 컨버터(1)는 기준 전압 발생 회로(2)와, 출력 전압 검출용 저항(R1, R2)과, 인덕터(L1)와, 평활용 콘덴서(C1)와, 노이즈 필터를 이루는 콘덴서(C2)와, 위상 보상용의 저항(R3) 및 콘덴서(C3)와, 오차 증폭 회로(3)와, 발진 회로(4)와, PWM 비교기(5)와, 드라이브 회로(6)를 구비하고 있다.
또한, 강압형 DC－DC 컨버터(1)에 있어서, 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 한 개의 IC에 집적하도록 하여도 좋고, 경우에 따라서는, 스위칭 트랜지스터(M1) 및 정류용 트랜지스터(M2) 중 적어도 하나와, 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 한 개의 IC에 집적하도록 하여도 좋다.
기준 전압 발생 회로(2)는 미리 정해진 기준 전압(Vref)을 생성하여 출력하고, 출력 전압 검출용 저항(R1, R2)은 출력 전압(Vout)을 분압하여 분압 전압(Vfb)을 생성하여 출력한다. 또, 오차 증폭 회로(3)는 입력된 분압 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 전압차를 증폭하여 출력 신호(EAo)를 생성하여 출력한다.
또, 발진 회로(4)는 미리 정해진 삼각파 신호(TW)를 생성하여 출력하고, PWM 비교기(5)는 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(EAo)와 상기 삼각파 신호(TW)로부터 PWM 제어를 수행하기 위한 펄스 신호(Spw)를 생성하여 출력한다. 드라이브 회로(6)는 입력된 펄스 신호(Spw)로부터 스위칭 트랜지스터레귤레이터(M1)를 구동하기 위한 드라이브 신호(Sd)를 생성하여 스위칭 트랜지스터(M1)의 게이트에 출력한다.
입력 단자(IN)와 접지 전압(GND)의 사이에는 스위칭 트랜지스터(M1)와 정류용 트랜지스터(M2)가 직렬로 접속되고, 스위칭 트랜지스터(M1)와 정류용 트랜지스터(M2)의 접속부를 Lx로 한다. 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트는 접속부(Lx)에 접속되고, 접속부(Lx)와 출력 단자(OUT)의 사이에는 인덕터(L1)가 접속된다. 출력 단자(OUT)와 접지 전압(GND)의 사이에는 저항(R1) 및 저항(R2)이 직렬로 접속되고, 또한 콘덴서(C1)가 접속되며, 저항(R1)과 저항(R2)의 접속부로부터 분압 전압(Vfb)이 출력된다. 또, 저항(R1)에는 콘덴서(C2)가 병렬로 접속된다. 오차 증폭 회로(3)에 있어서, 반전 입력단에는 분압 전압(Vfb)이 입력되고, 비반전 입력단에는 기준 전압(Vref)이 입력되며, 출력단은 PWM 비교기(5)의 반전 입력단에 접속된다.
또, 오차 증폭 회로(3)의 출력단과 접지 전압(GND)의 사이에는 저항(R3) 및 콘덴서(C3)의 직렬 회로가 접속되고, 상기 직렬 회로는 위상 보상 회로를 이룬다. PWM 비교기(5)의 비반전 입력단에는 삼각파 신호(TW)가 입력되고, PWM 비교기(5)로부터 출력된 펄스 신호(Spw)는 드라이브 회로(6)의 입력단(PWMI)에 입력되며, 드라이브 회로(6)의 출력단(PHS)으로부터 스위칭 트랜지스터(M1)의 게이트로 드라이브 신호(Sd)가 출력된다. 드라이브 신호(Sd)는 고레벨과 저레벨을 반복하는 클록 신호이다.
이와 같은 구성에 있어서, 도 5는 도 4의 각 신호의 파형예를 나타낸 타이밍 도로서, 도 5를 참조하면서 도 4의 회로 동작에 대하여 설명한다.
오차 증폭 회로(3)는 기준 전압(Vref)과 분압 전압(Vfb)의 차이 전압을 증폭하여 PWM 비교기(5)의 반전 입력단에 출력한다. PWM 비교기(5)의 비반전 입력단에는 발진 회로(4)로부터의 삼각파 신호(TW)가 입력되므로, PWM 비교기(5)는 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(EAo)에 대응한 펄스 폭의 신호(Spw)를 드라이브 회로(6)의 입력단(PWMI)에 출력한다.
드라이브 회로(6)는 입력단(PWMI)에 입력된 펄스 신호(Spw)의 펄스 폭에 근거한 드라이브 신호(Sd)를 출력단(PHS)으로부터 출력하여 스위칭 트랜지스터(M1)를 온/오프 제어한다. 즉, 출력 전압(Vout)이 저하하면, 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(EAo) 전압이 상승하여 PWM 비교기(5)의 출력 펄스 폭이 커지고, 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 되는 시간 비율을 증가시킴으로써 출력 전압(Vout)을 상승시킨다. 반대로, 출력 전압(Vout)이 상승한 경우에는, 상기의 역 동작을 수행하여 출력 전압(Vout)을 저하시켜 출력 전압(Vout)이 항상 일정한 전압으로 유지된다.
또, 부하(10)에 흐르는 부하 전류가 큰 중부하인 경우에는, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 된 동안에 인덕터(L1)에 흐르는 전류인 인덕터 전류(iL)가 0 A까지는 저하되지 않지만, 부하 전류가 감소되면 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 되는 기간이 길어지고, 동시에 인덕터 전류(iL)도 감소된다. 부하 전류가 더욱 감소되어 도 5의 P점으로 나타낸 바와 같이, 인덕터 전류(iL)의 최저 전류값이 0 A로 되면, 전압(V1)은 출력 전압(Vout)까지 상승하기 때문에 정류용 트랜지스터(M2)는 오프 된다. 이 결과, 인덕터 전류(iL)는 흐르지 않게 되어 역전류의 발생을 방지할 수 있다.
도 6은 드라이브 신호(Sd), 인덕터 전류(iL) 및 접속부(Lx) 전압인 전압(V1)의 관계예를 나타낸 도면으로, 도 6의 (a)는 중부하 시의 연속 모드의 경우를 나타내고, 도 6의 (b)는 경부하 시의 단속 모드의 경우를 나타낸다.
우선, 도 6의 (a)의 중부하 시의 연속 모드의 경우에 대하여 설명한다.
드라이브 신호(Sd)가 고레벨로부터 저레벨로 변화하면, 스위칭 트랜지스터(M1)는 온 되고, 전압(V1)은 도 6의 (a)의 A점으로 나타낸 바와 같이 거의 입력 전압(Vin)으로 된다. 드라이브 신호(Sd)가 저레벨인 동안 인덕터 전류(iL)는 도 6의 (a)의 B로 나타낸 바와 같이 증가한다.
드라이브 신호(Sd)가 고레벨로 변화하면, 스위칭 트랜지스터(M1)는 오프 되지만, 인덕터(L1)는 계속하여 전류를 흘리고자 하기 때문에, 역 기전력이 생겨 전압(V1)은 부전압까지 저하한다. 전압(V1)이 정류용 트랜지스터(M2)의 임계값 전압(Vth2)으로 되면 정류용 트랜지스터(M2)가 온 되고, 인덕터 전류(iL)는 접지 전압(GND)으로부터 정류용 트랜지스터(M2)를 통하여 부하(10)로 흐른다. 또한, 이 때의 전압(V1)은 정류용 트랜지스터(M2)에 흐르는 드레인 전류에 대한 게이트 전압(Vgs2)으로 되므로, 부하 전류가 클 수록 전압(V1)은 작아진다. 드라이브 신호(Sd)가 고레벨인 동안 인덕터 전류(iL)는 도 6의 (a)의 D로 나타낸 바와 같이 서 서히 감소하므로, 도 6의 (a)의 E로 나타낸 바와 같이 전압(V1), 즉 정류 트랜지스터(M2)의 온 시의 게이트 전압(Vgs2)도 서서히 상승한다. 그러나, 인덕터 전류(iL)가 0 A로 되기 전에, 드라이브 신호(Sd)가 저레벨로 하강하기 때문에, 인덕터 전류(iL)는 0 A로는 되지 않는다.
다음에, 경부하 시에 단속 모드로 된 경우의 동작에 대하여 설명한다. 또한, 드라이브 신호(Sd)가 저레벨로 된 후, 이 저레벨 동안 및 고레벨로 될 때까지의 동작은 상기 연속 모드의 경우와 동일하므로 그 설명은 생략한다.
드라이브 신호(Sd)가 고레벨로 된 후, 이 고레벨 동안은 인덕터 전류(iL)가 도 6의 (b)의 d로 나타낸 바와 같이 서서히 감소하기 때문에, 전압(V1)은 서서히 상승한다. 그러나, 인덕터 전류(iL)가 도 6의 (b)의 e점으로 나타낸 0 A에 이르면, 전압(V1)은 출력 전압(Vout)까지 상승한다. 이 결과, 정류용 트랜지스터(M2)는 오프 되어 차단 상태로 되고, 도 6의 (b)의 f에 나타낸 바와 같이 인덕터 전류(iL)가 흐르지 않게 되므로 역전류의 발생을 방지할 수 있다.
이와 같이 경부하 시에 단속 모드로 된 경우에도 역전류를 방지할 수 있기 때문에, 효율 저하를 초래하는 것을 방지할 수 있다.
다음에, 도 7은 MOS 트랜지스터의 게이트 전압(Vgs)과 드레인 전류(id)의 관계예를 나타낸 도면이다. 또한 도 7에서 세로축은 대수(log) 눈금으로 되어 있다.　도 7에 있어서, MOS 트랜지스터의 약(弱) 반전 영역에서는 게이트 전압(Vgs)이 드레인 전류(id)의 로그에 비례하고, 강(强) 반전 영역에서는 드레인 전류(id)가 게이트 전압(Vgs)의 2승에 비례하는 것을 나타내고 있다. 즉, 드레인 전류(id) 가 작을 수록 게이트 전압(Vgs)이 작아지기 때문에, 경부하 시일 수록 효율이 향상하게 된다.
나아가, MOS 트랜지스터의 임계값 전압(Vth)은 제조 프로세스에 따라 변경할 수 있고, 상기 임계값 전압(Vth)을 종래의 정류용 다이오드의 순방향 전압보다 작게 함으로써, 중부하 시에도 효율을 향상시킬 수 있다.
이와 같이, 본 제1 실시예에 따른 DC－DC 컨버터는 도 2의 다이오드(D1) 대신에, PMOS 트랜지스터를 다이오드 접속한 회로를 사용함으로써, 도 3에 나타낸 종래 회로와 같이 부품수가 증가되지 않아 회로 규모의 증가를 억제할 수 있고 정류용 다이오드를 사용한 경우보다 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 도 4에 있어서, 정류용 트랜지스터(M2) 대신에 PNP 트랜지스터로 이루어지는 정류용 트랜지스터(Q2)를 사용하여도 좋은 바, 이와 같이 한 경우에는 도 4는 도 8과 같이 된다.
도 8의 회로 동작은 도 4의 PMOS 트랜지스터(M2)를 이용한 회로와 완전히 동일한 양태이지만, 정류용 트랜지스터(Q2)가 온 시의 전압(V1)은 정류용 트랜지스터(Q2)의 에미터-베이스 사이의 전압(Vbe)으로 되므로, 효율은 도 2에 나타낸 종래 기술의 다이오드(D1)를 사용한 경우와 변함이 없다.
(제2 실시예)
상기 제1 실시예에 동기 정류용 트랜지스터를 추가로 마련하도록 하여도 좋은 바, 이와 같이 한 것을 본 발명의 제2 실시예로 한다.
도 9는 본 발명의 제2 실시예에 따른 강압형 DC－DC 컨버터의 구성예를 나 타낸 도면이다. 또한 도 9에서 도 4와 동일한 부분은 동일한 부호로 나타내고, 여기에서는 그 설명을 생략함과 동시에 도 4와의 차이점만 설명한다.
도 9와 도 4의 차이점은 도 4의 회로에 NMOS 트랜지스터를 이용한 동기 정류용 트랜지스터(M3)와, 전환 신호(S1)에 따라 드라이브 신호(Sd)를 동기 정류용 트랜지스터(M3)의 게이트에 입력하는지 여부를 제어하는 PMOS 트랜지스터(M4) 및 NMOS 트랜지스터(M5)를 추가한 것에 있다. 이에 따라, 도 4의 강압형 DC－DC 컨버터(1)를 강압형 DC－DC 컨버터(1a)로 하였다.
도 9에 있어서, 강압형 DC－DC 컨버터(1a)는 입력 전압으로서 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(10)로 출력하는 강압형의 스위칭 레귤레이터이다.
강압형 DC－DC 컨버터(1a)는 스위칭 트랜지스터(M1)와, 정류용 트랜지스터(M2)와, 동기 정류용 트랜지스터(M3)와, PMOS 트랜지스터(M4)와, NMOS 트랜지스터(M5)와, 기준 전압 발생 회로(2)와, 출력 전압 검출용의 저항(R1, R2)과, 인덕터(L1)와, 평활용 콘덴서(C1)와, 노이즈 필터를 이루는 콘덴서(C2)와, 위상 보상용의 저항(R3) 및 콘덴서(C3)와, 오차 증폭 회로(3)와, 발진 회로(4)와, PWM 비교기(5)와, 드라이브 회로(6)를 구비한다. 또한, PMOS 트랜지스터(M4) 및 NMOS 트랜지스터(M5)는 구동 제어 회로를 이룬다.
접속부(Lx)와 접지 전압(GND)의 사이에 동기 정류용 트랜지스터(M3)가 접속되고, 스위칭 트랜지스터(M1)의 게이트와 접지 전압(GND)의 사이에 PMOS 트랜지스 터(M4) 및 NMOS 트랜지스터(M5)가 직렬로 접속된다. 동기 정류용 트랜지스터(M3)의 게이트는 PMOS 트랜지스터(M4)와 NMOS 트랜지스터(M5)의 접속부에 접속되고, PMOS 트랜지스터(M4)와 NMOS 트랜지스터(M5)의 각 게이트에는 외부로부터의 전환 신호(S1)가 각각 입력된다.
이와 같은 구성에 있어서, 중부하의 경우에는 전환 신호(S1)가 저레벨로 되어 PMOS 트랜지스터(M4)가 온 되는 동시에, NMOS 트랜지스터(M5)가 오프 되므로, 동기 정류용 트랜지스터(M3)의 게이트에는 드라이브 신호(Sd)가 입력된다. 이 때문에, 동기 정류용 트랜지스터(M3)는 스위칭 트랜지스터(M1)와 상보(相補)적으로 온/오프 동작을 수행하여 동기 정류를 수행한다. 동기 정류용 트랜지스터(M3)가 온 되면, 전압(V1)은 0 V에 가까운 전압으로 되어 정류용 트랜지스터(M2)의 임계값 전압 이하로 되기 때문에, 정류용 트랜지스터(M2)는 오프 된 대로 있어 정류 작용에는 기여하지 않는다. 다만, 동기 정류용 트랜지스터(M3)가 온 될 때의 전압(V1)이 정류용 트랜지스터(M2)의 임계값 전압을 초과하면, 정류용 트랜지스터(M2)도 온 되어 정류 작용에 기여한다.
다음에, 경부하인 경우에는, 전환 신호(S1)가 고레벨로 되어 PMOS 트랜지스터(M4)가 오프 됨과 동시에 NMOS 트랜지스터(M5)가 온 되므로, 동기 정류용 트랜지스터(M3)의 게이트는 접지 전압(GND)으로 되기 때문에, 동기 정류용 트랜지스터(M3)는 오프 되어 차단 상태로 된다. 이 상태에서는 도 4의 회로와 완전히 동일하게 되므로, 정류용 트랜지스터(M2)에 의한 비동기 정류로 된다.
이와 같이, 본 제2 실시예에 따른 강압형 DC－DC 컨버터는 경부하 상태와 같이 인덕터 전류(iL)가 작은 상태에서는 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트-소스간 전압(Vgs)이 작아도 된다. 이로부터, 상기 제1 실시예와 동일한 효과를 얻을 수 있는 동시에, 다이오드를 사용한 비동기 정류보다 효율을 향상시킬 수 있다.
본 발명의 비절연 강압형 DC－DC 컨버터에 의하면, 종래의 정류용 다이오드 대신에, PMOS 트랜지스터나 PNP 트랜지스터와 같은 P형 트랜지스터로 이루어지는 정류용 트랜지스터를 마련하고, 상기 정류용 트랜지스터의 제어 전극에 인덕터 일단(一端)의 전압이 입력되도록 하므로, 부품수를 증가시키지 않아 회로 규모가 증가되는 것을 억제할 수 있고, 또한 다이오드를 사용한 경우와 비교하여 효율을 향상시킬 수 있다.
또, 정류용 트랜지스터에 더하여, 동기 정류용 트랜지스터를 추가하며, 부하 전류가 큰 중부하 시에는 동기 정류용 트랜지스터를 스위칭하여 동기 정류를 수행하고, 부하 전류가 작은 경부하 시에는 동기 정류용 트랜지스터를 오프시켜 차단 상태로 하고 정류용 트랜지스터를 사용한 비동기 정류를 수행하도록 하므로, 경부하 시에도 중부하 시에도 고효율화를 도모할 수 있다.

Claims (5)

  1. 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 강압하여 출력 단자에 접속된 부하로 출력하며, 상기 입력 단자와 상기 출력 단자의 사이에 스위칭 트랜지스터와 인덕터의 직렬 회로가 접속된 강압형 스위칭 레귤레이터를 이루는 비절연 강압형 DC－DC 컨버터에 있어서,
    상기 스위칭 트랜지스터와 인덕터의 접속부와, 부(負)측 전원 전압의 사이에 접속되고, 제어 전극이 상기 스위칭 트랜지스터와 인덕터의 접속부에 접속된 P형의 트랜지스터를 포함한 정류용 트랜지스터를 구비하는 것을 특징으로 하는 비절연 강압형 DC－DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 스위칭 트랜지스터와 상반되는 스위칭 동작을 수행하도록 제어 전극에 제어 신호가 입력되며, 상기 정류용 트랜지스터와 병렬로 접속된 동기 정류용 트랜지스터와,
    외부로부터 입력된 제어 신호에 따라 상기 동기 정류용 트랜지스터의 구동 제어를 수행하는 구동 제어 회로
    를 구비하고,
    상기 구동 제어 회로는 동기 정류 모드로 동작하는 것을 나타내는 상기 제어 신호가 입력되면 상기 동기 정류용 트랜지스터를 스위칭하고, 비동기 정류 모드 로 동작하는 것을 나타내는 상기 제어 신호가 입력되면 상기 동기 정류용 트랜지스터를 오프시켜 차단 상태로 하는 것을 특징으로 하는 비절연 강압형 DC－DC 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 구동 제어 회로는 상기 부하가 소비 전류를 절감시켜 저소비 전력 동작을 수행하는 경우에는 상기 비동기 정류 모드로 동작하는 것을 나타내도록 상기 제어 신호가 입력되고, 상기 부하가 통상 동작을 수행하는 경우에는 상기 동기 정류 모드로 동작하는 것을 나타내도록 상기 제어 신호가 입력되는 것을 특징으로 하는 비절연 강압형 DC－DC 컨버터.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정류용 트랜지스터는 PMOS 트랜지스터로 이루어지는 것을 특징으로 하는 비절연 강압형 DC－DC 컨버터.
  5. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 정류용 트랜지스터는 PNP 트랜지스터로 이루어지는 것을 특징으로 하는 비절연 강압형 DC－DC 컨버터.
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