KR20070018663A

KR20070018663A - Apparatus and Method for Estimating Signal-to-Interference Noise Ratio in Orthogonal Frequency Division Multiple Communication System

Info

Publication number: KR20070018663A
Application number: KR1020060000570A
Authority: KR
Inventors: 송성욱; 구영모
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2005-08-09
Filing date: 2006-01-03
Publication date: 2007-02-14

Abstract

직교주파수분할다중(OFDM) 방식의 통신시스템에서 부반송파의 일부 영역에 가드 밴드가 할당된 신호를 수신하여 신호대간섭잡음비(CINR)를 추정하기 위한 장치 및 방법이 개시되어 있다. 이러한 본 발명의 수신 장치는 수신부와, 추정기를 포함한다. 상기 수신부는 미리 설정된 영역에 할당된 가드 밴드를 구비하는 사용부반송파에 실려 전송된 신호를 수신한다. 상기 추정기는 상기 수신 신호의 잡음 성분에 포함된 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 제거하고 상기 확산된 신호 성분이 제거된 수신 신호로부터 신호성분 전력과 간섭 및 잡음성분 전력을 구하여 CINR을 추정한다. 상기 추정기는 역 고속푸리에변환(IFFT) 처리부와, 데이터 분할부와, 고속푸리에변환(FFT) 처리부와, 데이터 선택부와, 신호대간섭잡음비를 추정하는 계산부를 포함하여 구성될 수 있다. 상기 장치는 CINR을 추정할 시 간섭 및 잡음 전력이 과추정됨에 따라 나타나는 바이어스를 제거함과 동시에 구현에 요구되는 하드웨어를 단순화하는 효과가 있다. Disclosed are an apparatus and a method for estimating a signal-to-interference noise ratio (CINR) by receiving a signal to which a guard band is allocated to a portion of a subcarrier in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) communication system. Such a reception apparatus of the present invention includes a receiver and an estimator. The receiver receives a signal carried on a carrier subcarrier having a guard band allocated to a preset area. The estimator estimates CINR by removing signal components spread by the guard bands included in the noise components of the received signal and obtaining signal component power, interference, and noise component power from the received signal from which the spread signal components are removed. . The estimator may include an inverse fast Fourier transform (IFFT) processor, a data divider, a fast Fourier transform (FFT) processor, a data selector, and a calculator to estimate a signal-to-interference noise ratio. The device has the effect of simplifying the hardware required for implementation while eliminating the bias that appears as the interference and noise power are overestimated when estimating the CINR.

OFDM, OFDMA, CINR, GUARD BAND, IFFT, FFT OFDM, OFDMA, CINR, GUARD BAND, IFFT, FFT

Description

Apparatus and Method for Estimating Signal-to-Interference Noise Ratio in Orthogonal Frequency Division Multiplexing System {APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CARRIER-TO-INTERFERENCE NOISE RATIO IN AN OFDM COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 본 발명이 적용되는 직교주파수분할다중 방식의 무선 통신시스템에서 신호대간섭잡음비 추정부를 포함하는 수신 장치에 대한 블록 구성도. 1 is a block diagram of a receiving apparatus including a signal-to-interference noise ratio estimating unit in a wireless communication system of an orthogonal frequency division multiple access to which the present invention is applied.

도 2 및 도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따라 신호대간섭잡음비를 추정하기 위한 동작을 설명하기 위한 도면으로, 도 2는 도 1에 도시된 장치에서 수신된 신호에 대해 역 이산푸리에변환을 수행하는 경우 얻어지는 신호 파형을 보여주는 도면이고, 도 3은 도 1에 도시된 장치에서 가드 밴드가 존재하지 않는 신호가 수신되는 경우의 신호 파형을 보여주는 도면. 2 and 3 illustrate an operation for estimating a signal-to-interference noise ratio according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 illustrates an inverse discrete Fourier transform on a signal received by the apparatus shown in FIG. 1. FIG. 3 is a view showing a signal waveform obtained when performing, and FIG. 3 is a view showing a signal waveform when a signal without a guard band is received in the apparatus shown in FIG. 1.

도 4a 및 도 4b는 본 발명의 제1 실시예에 따라 신호대간섭잡음비를 추정하기 위한 장치에 대한 블록 구성도. 4A and 4B are block diagrams of an apparatus for estimating a signal-to-interference noise ratio according to a first embodiment of the present invention.

도 5 및 도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따라 신호대간섭잡음비를 추정하기 위한 동작을 설명하기 위한 도면으로, 도 5는 가드 밴드가 존재하는 신호를 송신하는 경우의 신호 파형을 보여주는 도면이고, 도 6은 도 1에 도시된 장치에서 가드 밴드가 존재하는 신호가 수신되는 경우의 신호 파형을 보여주는 도면. 5 and 6 are diagrams for explaining an operation for estimating a signal-to-interference noise ratio according to a second embodiment of the present invention. FIG. 5 is a diagram showing signal waveforms when a signal in which a guard band exists is transmitted. 6 is a view illustrating a signal waveform when a signal in which a guard band exists in the apparatus shown in FIG. 1 is received.

도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따라 신호대간섭잡음비를 추정하기 위한 장 치에 대한 블록 구성도. 7 is a block diagram of a device for estimating a signal-to-interference noise ratio according to a second embodiment of the present invention.

도 8은 본 발명의 제3 실시예에 따라 신호대간섭잡음비를 추정하기 위한 동작을 설명하기 위한 도면. 8 is a view for explaining an operation for estimating a signal-to-interference noise ratio according to a third embodiment of the present invention.

도 9는 본 발명의 제3 실시예에 따라 신호대간섭잡음비를 추정하기 위한 장치에 대한 블록 구성도. 9 is a block diagram of an apparatus for estimating a signal-to-interference noise ratio according to a third embodiment of the present invention.

도 10은 본 발명의 실시예들에 따라 신호대간섭잡음비를 추정하기 위한 장치들의 성능을 대비적으로 보여주는 도면. 10 contrasts the performance of devices for estimating signal-to-interference noise ratio in accordance with embodiments of the present invention.

본 발명은 무선 통신시스템의 신호대간섭잡음비(Carrier to Interference and Noise Ratio: 이하 "CINR"이라 칭함) 추정에 관한 것으로, 특히 직교주파수분할다중 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)(이하 "OFDM"이라 칭함) 또는 직교주파수분할다중접속(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access)(이하 "OFDMA"이라 칭함) 방식의 통신시스템에서 CINR을 추정하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to estimating the Signal to Interference and Noise Ratio (CINR) of a wireless communication system, in particular Orthogonal Frequency Division Multiplexing (hereinafter referred to as "OFDM") or An apparatus and method for estimating CINR in a communication system of Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access (hereinafter referred to as "OFDMA") scheme.

통상적으로 무선 통신시스템은 전송하는 신호를 무선 신호로 전송함으로써 단말이 장소에 구애받지 않고 통신을 수행하기 위해 개발된 시스템이다. 이러한 대표적인 시스템으로 코드분할다중 접속(Code Division Multiple Access: 이하 "CDMA"라 칭함) 방식의 셀룰라 이동 통신시스템이 있다. CDMA 방식의 셀룰라 이동 통신시스템은 음성 통신을 기본으로 하며, 부가적으로 데이터 서비스를 제공할 수 있다. 한편, 기술의 비약적인 발전과 산업의 발달로 인하여 CDMA 방식의 셀룰라 이동 통신시스템에서 데이터 통신이 차지하는 비중이 점차로 증대되고 있다. 이러한 경향으로 인하여 사용자 또는 서비스 사업자들은 보다 고속의 데이터가 원활히 제공되기를 원하고 있다. 그런데 CDMA 방식의 셀룰러 이동 통신시스템은 제한된 자원으로 인하여 고속의 데이터 서비스를 제공하는데 한계에 다다랐다는 평가를 받고 있다. In general, a wireless communication system is a system developed for a terminal to perform communication regardless of a place by transmitting a signal to transmit a wireless signal. A typical mobile communication system is a code division multiple access (CDMA) type cellular mobile communication system. The CDMA cellular mobile communication system is based on voice communication and can additionally provide data services. On the other hand, due to the rapid development of technology and the development of industry, the proportion of data communication in the CDMA cellular mobile communication system is gradually increasing. Due to this tendency, users or service providers want to provide high speed data smoothly. However, the CDMA cellular mobile communication system has been evaluated to reach a limit in providing high-speed data service due to limited resources.

따라서 셀룰라 이동 통신시스템의 제한된 자원으로 인한 문제를 해결하기 위해 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA) 방식을 사용한 무선 통신시스템에 대한 논의가 이루어지고 있으며, 거의 상용화 단계에 이르고 있다. OFDM 또는 OFDMA 방식을 사용하는 시스템은 직교성을 가지는 다수의 주파수들을 이용하여 데이터를 고속으로 전송한다. 하기에서는 OFDM 및 OFDMA를 특별히 구분해야 하는 경우를 제외하고는 "OFDM" 방식이라 통칭할 것이다. Therefore, in order to solve the problems caused by the limited resources of the cellular mobile communication system, a discussion on a wireless communication system using orthogonal frequency division multiple access (OFDM) or orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) has been conducted. have. A system using the OFDM or OFDMA scheme transmits data at high speed using a plurality of orthogonal frequencies. In the following description, the OFDM and the OFDMA will be collectively referred to as an "OFDM" scheme except for the case where the OFDM and the OFDMA have to be distinguished.

상기한 OFDM 방식의 통신시스템(이하 "OFDM 통신시스템"이라 칭함)에서는 고속 데이터 전송이 요구된다. 이와 같이 고속 데이터 전송을 위해서는 고차의 변조 방식이 필요하다. 변조 방식은 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식의 저차 변조(low modulation order) 방식과, 16-QAM(16-ary Quadrature Amplitude Modulation) 또는 64-QAM(64-ary QAM) 등의 고차 변조(high modulation order) 방식으로 구분된다. 고차 변조 방식을 사 용하는 전송 방식은 채널의 상태에 따라 성능이 크게 좌우된다. 즉, 채널 상태가 양호한 경우에는 매우 높은 전송률을 가질 수 있으나, 채널 상태가 불량한 경우 많은 재전송이 요구되기 때문에 저차 변조 방식을 사용하는 경우보다 고차 변조 방식을 사용하는 것이 오히려 성능의 저하를 가져올 수 있다. 따라서 무선 통신시스템에서는 채널의 상태를 정확히 검출하여 그에 맞는 변조 방식을 사용하는 것이 중요한 요소가 된다. In the above-described OFDM communication system (hereinafter referred to as " OFDM communication system "), high speed data transmission is required. As such, a high-order modulation method is required for high-speed data transmission. The modulation schemes are low modulation order (BPSK) or quadrature phase shift keying (QPSK), and 16-ary quadrature amplitude modulation (16-QAM) or 64--QAM (64-ary QAM). ) Is classified into a high modulation order method. The transmission method using the higher-order modulation method depends heavily on the state of the channel. That is, when the channel state is good, it may have a very high data rate, but when the channel state is bad, many retransmissions are required. Therefore, using a higher-order modulation method than the case of using a low-order modulation method may result in deterioration of performance. . Therefore, in a wireless communication system, it is important to accurately detect a state of a channel and use a modulation method suitable for the same.

이와 같이 무선 통신시스템의 송신기가 채널의 상태를 파악하는 방법은 수신기가 송신기로부터 전송되어온 특정 신호의 CINR을 추정하여 이를 소정 피드백 채널(feedback channel)을 통해 상기 송신기측으로 전송함으로써 상기 송신기는 채널 상태를 알 수 있게 된다. 또한 송신기는 상기 피드백 채널을 통해 수신된 정보를 이용하여 데이터의 전송률을 결정하기도 한다. 이와 같이 피드백 채널을 통해 수신된 정보는 매우 다양한 용도로 사용된다. 그러면 OFDM 통신시스템에서 CINR 측정에 대하여 살펴보기로 한다. In this way, the transmitter of the wireless communication system determines the state of the channel, the receiver estimates the CINR of the specific signal transmitted from the transmitter and transmits it to the transmitter through a predetermined feedback channel (feedback channel) so that the transmitter receives the channel state You will know. The transmitter also determines the data rate using the information received through the feedback channel. As such, the information received through the feedback channel is used for a wide variety of purposes. Then, the CINR measurement in the OFDM communication system will be described.

도 1은 본 발명이 적용되는 OFDM 통신시스템에서 CINR 추정부를 포함하는 수신 장치에 대한 블록 구성도이다. 1 is a block diagram of a receiver including a CINR estimator in an OFDM communication system to which the present invention is applied.

상기 도 1을 참조하면, 안테나(ANT)로부터 수신된 신호는 무선주파수(Radio Frequency: 이하 "RF"라 칭함)부 110에서 처리된다. 즉, 상기 RF부 110은 전송을 위해 대역 상승변환된 신호로부터 기저 대역의 아날로그 신호를 추출하여 출력한다. 이와 같이 RF부 110에서 기저 대역의 신호로 변환된 아날로그 신호는 아날로그-디지털 변환부(Analog-to-Digital Converter) 120에서 디지털 신호로 변환되며, 필터 130에서 필터링된다. 순환 전치(Cyclic Prefix: 이하 "CP"라 칭함)심볼 제거 및 직/병렬 변환부 140은 상기 필터 130의 출력 신호중 다중 전송 경로에 의해 오염된 CP 심볼을 제거하여 직렬의 디지털 신호를 출력하고, 상기 직렬의 디지털 신호를 병렬의 아날로그 신호로 변환한다. 상기 병렬로 변환된 신호는 N-pt(point) 고속푸리에변환기 150에 의해 고속푸리에변환(Fast Fourier Transform: 이하 "FFT"라 칭함)됨으로써 시간 대역의 신호가 주파수 영역의 신호로 변환된다. Referring to FIG. 1, a signal received from an antenna ANT is processed by a radio frequency unit 110. That is, the RF unit 110 extracts and outputs a baseband analog signal from the band upconverted signal for transmission. The analog signal converted into the baseband signal by the RF unit 110 is converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 120 and filtered by the filter 130. Cyclic Prefix (hereinafter referred to as "CP") symbol removal and serial / parallel conversion unit 140 outputs a serial digital signal by removing a CP symbol contaminated by multiple transmission paths from the output signal of the filter 130, Convert serial digital signals into parallel analog signals. The parallel-converted signal is fast Fourier transform (hereinafter referred to as "FFT") by an N-pt (point) fast Fourier transform 150 to convert a signal in the time band into a signal in the frequency domain.

각 사용자마다 할당된 고유의 의사잡음(Pseudo Noise: 이하 "PN"이라 칭함) 코드를 생성하기 위한 PN 코드 발생기 160은 사용자별로 할당된 고유의 PN 코드를 생성하여 신호 합성기 170으로 출력한다. 상기 신호 합성기 170에 의해 해당 사용자에게 할당된 PN 코드와 상기 주파수 영역으로 변환된 신호가 합성되고, 결과적으로 자신에게 수신된 신호만이 추출되게 된다. 상기 신호 합성기 170에 의해 추출된 신호는 둘로 분기되는데, 그 중 하나의 신호는 CINR 추정부 180으로 입력되며, 나머지 하나의 신호는 채널 추정부 190으로 입력된다. 상기 CINR 추정부 180은 수신된 신호로부터 원하는 신호 대 전송 시에 원하지 않지만 포함된 간섭 및 잡음 성분의 비를 추정한다. 상기 채널 추정부 190은 채널의 변화 상태 및 채널 상태를 추정한다.The PN code generator 160 for generating a unique Pseudo Noise (PN) code assigned to each user generates a unique PN code assigned to each user and outputs the generated PN code to the signal synthesizer 170. The PN code assigned to the user by the signal synthesizer 170 and the signal converted into the frequency domain are synthesized, and as a result, only the signal received by the user is extracted. The signal extracted by the signal synthesizer 170 is divided into two, one signal of which is input to the CINR estimator 180, and the other signal is input to the channel estimator 190. The CINR estimator 180 estimates a ratio of unwanted and included interference and noise components in a desired signal to transmission from the received signal. The channel estimator 190 estimates a channel change state and a channel state.

상술한 바와 같이 수신기에서 추정된 CINR은 소정 피드백 채널을 통해 송신기로 전송된다. 송신기는 이와 같이 피드백된 정보를 이용하여 변조 차수를 결정하고 결정된 변조 차수로 데이터를 변조한 후 수신기로 전송한다. 만일 단말기가 특 정

기지국과 통신하고 있다고 가정할 때, 상기 도 1의 CP 제거 및 직/병렬 변환부 140에 의해 CP 심볼을 제거된 후의 신호는 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다. As described above, the CINR estimated at the receiver is transmitted to the transmitter through a predetermined feedback channel. The transmitter determines the modulation order using the information fed back, modulates data with the determined modulation order, and transmits the data to the receiver. If the terminal

Assuming communication with a base station, a signal after the CP symbol is removed by the CP removal and serial / parallel conversion unit 140 of FIG. 1 may be represented by Equation 1 below.

상기 <수학식 1>에서,

은 N 순환 콘볼루션(Circular Convolution)을 나타내고,

은

기지국으로부터 단말기까지의 시간영역 채널응답,

은 기지국에서의 송신신호,

은 백색 가우시안(white Gaussian) 가산잡음,

는 인접한 셀로부터의 간섭신호를 나타내다. In Equation 1,

Denotes N circular convolution,

silver

Time domain channel response from base station to terminal,

Is the transmission signal at the base station,

Silver white Gaussian additive noise,

Denotes an interference signal from an adjacent cell.

상기 도 1의 N-pt FFT 150에 의해 연산이 이루어진 신호는 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다. The signal generated by the N-pt FFT 150 of FIG. 1 may be represented by Equation 2 below.

상기 <수학식 2>에서,

은

의 N-point 이산푸리에변환(Discrete Fourier Transform) 값으로 주파수 영역의 채널응답 특성이 된다.

와

는 시간 영역의 백색 가우시안(white Gaussian) 가산잡음

과

의 N-point 이산푸리에변환 계수이다. 여기서, 간섭과 잡음 전력의 합

는

를 전력으로 가지는 백색 잡음으로 모델링된다. 여기서,

은 단말기와 송/수신을 수행하는

기지국을 제외한 기지국들로부터 상기 단말기로의 간섭 신호의 전력을 나타낸다. OFDM 통신시스템에서는

개의 부반송파를 통해 신호의 전송이 이루어지는데, 이에 따라 간섭 신호의 전력 또한

개의 부반송파에 나뉘어 실리게 되므로,

은 이를 고려한 스케일링(Scaling)을 의미한다. In Equation 2,

silver

The N-point Discrete Fourier Transform value of is the channel response characteristic of the frequency domain.

Wow

Is the white Gaussian additive noise in the time domain.

and

Is the N-point discrete Fourier transform coefficient of. Where sum of interference and noise power

Is

It is modeled as white noise with power. here,

To perform transmission / reception with the terminal

The power of the interference signal from the base stations except the base station to the terminal is shown. In an OFDM communication system

Signal is transmitted through two subcarriers, so the power of the interfering signal

Are divided into subcarriers, so

Means scaling in consideration of this.

본 출원 명세서에서는 다음과 같이 참조 부호들이 사용된다. 간섭 신호는 기준 기지국에 따라 변하므로 첨자

로 표현되고, 가산 잡음은 기지국과 무관하므로 아래 첨자없이 사용된다.

는 각각 시간 영역의 신호인 FFT 이전의 신호와, 주파수 영역의 신호인 FFT 이후의 신호를 나타내기 위한 인자로 사용된다. 이때

로 가정하면, 기지국

과 단말기간의 CINR은 하기 <수학식 3>과 같이 정의된다. Reference numerals are used in the present specification as follows. Interference signals vary with reference base station, so subscript

The added noise is used without a subscript because it is independent of the base station.

Are used as factors for representing signals before FFT, which are signals in the time domain, and signals after FFT, which are signals in the frequency domain. At this time

Suppose, base station

The CINR between the terminal and the terminal is defined as in Equation 3 below.

상기 가정에서

이라 하였으므로, 상기 <수학식 2>에서 수신신호

에

를 곱하면,

의 신호를 제거한 신호

는 상기 <수학식 2>로부터 하기 <수학식 4>와 같은 형태로 나타낼 수 있다. In the home

Therefore, the received signal in Equation 2

on

Multiply by

Signal removed

Equation 2 may be represented by the following Equation 4 from Equation 2.

상기 <수학식 4>에서,

과

는 간섭신호와 가산잡음으로

의 값이 곱셈되어 반영된 값이다. 또한 상기 가정에서

이라 하였으므로,

의 전력은

가 된다. In Equation 4,

and

Is the interference signal and the added noise

The value of is multiplied and reflected. Also in the home above

I said,

Power of

Becomes

한편, 도 1의 CINR 추정부 180에 의한 CINR의 추정은 채널 추정부 190과 연동하여 이루어지는 것이 일반적이다. 상기 CINR 추정부 180은 먼저 채널 추정부 190으로부터의 채널 추정치

를 얻고, 이를 이용하여 신호 전력(Carrier Power)을 하기 <수학식 5>와 같이 추정하고, 이를 이용하여 간섭 및 잡음의 전력(Interference and Noise Power)을 하기 <수학식 6>과 같이 추정한다. Meanwhile, the CINR estimation by the CINR estimator 180 of FIG. 1 is generally performed in conjunction with the channel estimator 190. The CINR estimator 180 first estimates the channel from the channel estimator 190.

The signal power (Carrier Power) is estimated using Equation 5 below, and the interference and noise power is estimated using Equation 6 below.

상기 <수학식 5>와 상기 <수학식 6>을 이용하면, 하기 <수학식 7>과 같은 최종 CINR의 추정값을 얻을 수 있다. Using Equations 5 and 6, an estimated value of the final CINR, as shown in Equation 7, can be obtained.

상기 <수학식 7>과 같이 채널의 추정치를 이용하여 CINR을 추정하는 방법은 채널 추정의 성능에 따라 CINR 추정의 성능이 크게 달라진다. 즉, 채널을 정확히 추정하면 CINR의 추정 성능이 높아지지만, 채널 추정이 부정확하면 CINR의 추정 성능이 낮아진다는 문제가 있다. 이와 같이 CINR의 추정 성능이 부정확하게 되면, 송신기는 수신기로부터 수신된 CINR 추정값으로부터 변조 차수를 결정하기 때문에 결과적으로 시스템 전체의 성능 저하를 가져오거나 또는 불필요한 재전송이 반복되어야 하는 문제가 초래된다. 뿐만 아니라 상기 <수학식 4>과 같이 신호 전력을 계산함에 있어 간섭 및 잡음의 전력에 신호 전력이 포함되어 계산되기 때문에 신호 전력에 의한 바이어스(Bias)가 발생할 수 있다. 즉, 간섭 및 잡음 전력에 신호 전력이 포함되어 계산될 수 있으므로, 정확한 CINR을 계산하기 어렵다는 문제가 있다. In the method of estimating the CINR using the channel estimate as shown in Equation 7, the performance of the CINR estimation varies greatly depending on the channel estimation performance. In other words, if the channel is accurately estimated, the CINR estimation performance is high. However, if the channel estimation is incorrect, the CINR estimation performance is lowered. As such, when the estimation performance of the CINR is incorrect, the transmitter determines the modulation order from the CINR estimate received from the receiver, and as a result, a problem in that the entire system is degraded or unnecessary retransmissions are repeated. In addition, since signal power is included in power of interference and noise in calculating signal power as shown in Equation 4, bias due to signal power may occur. That is, since signal power may be included in interference and noise power, it is difficult to calculate accurate CINR.

따라서 본 발명은 OFDM 통신시스템에서 시스템의 성능 향상 및 불필요한 재전송의 반복을 줄임으로써 전송 효율을 높일 수 있도록 CINR을 정확하게 추정하는 장치 및 방법을 제공한다. Accordingly, the present invention provides an apparatus and method for accurately estimating CINR to improve transmission efficiency by reducing system repetition and unnecessary retransmission in an OFDM communication system.

또한, 본 발명은 OFDM 통신시스템에서 부반송파의 일부 영역에 가드 밴드가 할당된 신호를 수신하여 CINR을 추정할 시 간섭 및 잡음 전력이 과추정됨에 따라 나타나는 바이어스를 제거하는 장치 및 방법을 제공한다. In addition, the present invention provides an apparatus and method for removing a bias appearing as interference and noise power are overestimated when estimating CINR by receiving a signal to which a guard band is allocated to a portion of a subcarrier in an OFDM communication system.

또한, 본 발명은 OFDM 통신시스템에서 부반송파의 일부 영역에 가드 밴드가 할당된 신호를 수신하여 CINR을 추정할 시 간섭 및 잡음 전력이 과추정됨에 따라 나타나는 바이어스를 제거함과 동시에 구현에 요구되는 하드웨어를 단순화하는 장치 및 방법을 제공함에 있다. In addition, the present invention simplifies the hardware required for implementation while eliminating the bias that appears as the interference and noise power is overestimated when estimating the CINR by receiving a signal with a guard band assigned to a portion of a subcarrier in an OFDM communication system. To provide an apparatus and method.

이러한 본 발명에 따르면, 직교주파수분할다중(OFDM) 통신시스템에서 신호대간섭잡음비를 추정하기 위한 장치는 수신부와, 추정기를 포함한다. 상기 수신부는 미리 설정된 영역에 할당된 가드 밴드를 구비하는 사용부반송파에 실려 전송된 신호를 수신한다. 상기 추정기는 상기 수신 신호의 잡음 성분에 포함된 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 제거하고 상기 확산된 신호 성분이 제거된 수신 신호로부터 신호성분 전력과 간섭 및 잡음성분 전력을 구하여 신호대간섭잡음비(CINR)를 추정한다. According to the present invention, an apparatus for estimating a signal-to-interference noise ratio in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) communication system includes a receiver and an estimator. The receiver receives a signal carried on a carrier subcarrier having a guard band allocated to a preset area. The estimator removes a signal component spread by the guard band included in the noise component of the received signal, obtains signal component power, interference, and noise component power from the received signal from which the spread signal component is removed, thereby eliminating signal-to-interference noise ratio ( CINR) is estimated.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정기는, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 역 고속푸리에 변환 처리부와, 상기 IFFT 변환 신호를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 데이터 분할부와, 상기 분할된 데이터에 대해 상기 가드 밴드에 의해 확 산된 신호 성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 역행렬 연산을 취하는 행렬 반전부와, 상기 역행렬 연산된 데이터로부터 신호성분 전력을 계산하고, 전체 수신전력으로부터 상기 신호성분 전력을 차감함에 의해 간섭 및 잡음성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력과 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 계산부를 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimator includes an inverse fast Fourier transform processing unit for performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputting an IFFT transform signal, and splitting the IFFT signal in predetermined interval units. And a data inversion unit for outputting the divided data, a matrix inversion unit for performing an inverse matrix operation of a topless matrix A _T representing a signal component spread by the guard band with respect to the divided data, and the inverse matrix operation. Calculate signal component power from data, calculate interference and noise component power by subtracting the signal component power from total received power, and estimate signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power It includes a calculation unit.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정기는, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 역 고속푸리에 변환 처리부와, 상기 IFFT 변환 신호를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 데이터 분할부와, 상기 분할된 데이터에 대해 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 역행렬 연산을 취하는 행렬 반전부와, 상기 IFFT 변환 신호로부터 상기 역행렬 연산된 데이터를 차감하여 간섭 및 잡음성분 전력을 계산하고, 전체 수신전력으로부터 상기 간섭 및 잡음성분 전력을 차감함에 의해 신호성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력 및 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 계산부를 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimator includes an inverse fast Fourier transform processing unit for performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputting an IFFT transform signal, and splitting the IFFT signal in predetermined interval units A data divider for outputting the divided data, a matrix inverter for performing an inverse matrix operation of the Topiatrices matrix A _T representing a signal component spread by the guard band with respect to the divided data, and the IFFT transform signal. Calculates the interference and noise component power by subtracting the inversely computed data from and calculates the signal component power by subtracting the interference and noise component power from total received power, and calculates the calculated signal component power and the interference and noise And a calculator for estimating the signal-to-interference noise ratio from the component power.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정기는, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 역 고속푸리에 변환 처리부와, 상기 IFFT 변환 신호를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 데이터 분할부와, 상기 분할된 데이터에 대해 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 역행렬 연산을 취하는 행렬 반전부 와, 상기 역행렬 연산된 데이터로부터 간섭 및 잡음성분 전력을 계산하고, 전체 수신전력으로부터 상기 간섭 및 잡음성분 전력을 차감함에 의해 신호성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력과 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 계산부를 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimator includes an inverse fast Fourier transform processing unit for performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputting an IFFT transform signal, and splitting the IFFT signal in predetermined interval units. A data divider for outputting the divided data, a matrix inverter for performing an inverse matrix operation of the Topelet matrix A _T representing a signal component spread by the guard band with respect to the divided data, and the inverse matrix operation Compute the interference and noise component power from the data, calculate the signal component power by subtracting the interference and noise component power from the total received power, and calculate the signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power. It includes a calculation unit for estimating.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정기는, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 역 고속푸리에 변환기와, 상기 IFFT 변환 신호를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 데이터 분할부와, 상기 분할된 데이터에 대해 고속푸리에변환(FFT)하고 고속푸리에변환된 데이터를 출력하는 고속푸리에변환 처리부와, 상기 FFT된 데이터중 미리 설정된 잡음구간에서 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 고유값을 원소로 가지는 대각 행렬의 근사치(

)에 대한 의사 역행렬(

)을 결정하고 상기 결정된 의사 역행렬의 원소들중 미리 설정된 값을 가지는 데이터들에 대한 전력을 간섭 및 잡음성분 전력으로 추정하고, 전체 수신전력으로부터 상기 잡음성분 전력을 차감함에 의해 신호성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력 및 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 계산부를 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimator may include an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and output an IFFT transform signal, and data division of the IFFT transform signal by a predetermined interval unit. A data divider for outputting the divided data, a fast Fourier transform (FFT) for the divided data, and a fast Fourier transform processor for outputting the fast Fourier transformed data, and the guard in a preset noise section of the FFT data Approximation of the diagonal matrix with elements as the eigenvalue of the topless matrix (A _T ) representing the signal component spread by the band (

Pseudo inverse of)

), Estimate the power of the data having a predetermined value among the elements of the determined pseudo inverse as the interference and noise component power, calculate the signal component power by subtracting the noise component power from the total received power, And a calculator for estimating a signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정기는, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 역 고속푸리에 변환기와, 상기 IFFT 변환 신호를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 데이터 분할부와, 상기 분할된 데이터에 대해 고속푸리에변환(FFT)하고 고속푸리에변환된 데이터를 출력하는 고속푸리에변환 처리부와, 상기 FFT된 데이터중 미리 설정된 신호구간에서 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 고유값을 원소로 가지는 대각 행렬의 근사치(

)에 대한 의사 역행렬(

)을 결정하고, 상기 결정된 의사 역행렬의 원소들중 미리 설정된 값을 가지는 데이터들에 대한 전력을 신호성분 전력으로 추정하고, 전체 수신전력으로부터 상기 신호성분 전력을 차감함에 의해 간섭 및 잡음성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력 및 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 계산부를 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimator may include an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and output an IFFT transform signal, and data division of the IFFT transform signal by a predetermined interval unit. A data divider for outputting the divided data, a fast Fourier transform (FFT) for the divided data, and a fast Fourier transform processor for outputting the fast Fourier transformed data, and the guard in a predetermined signal section of the FFT data Approximation of the diagonal matrix with elements as the eigenvalue of the topless matrix (A _T ) representing the signal component spread by the band (

Pseudo inverse of)

) Is calculated, the power of data having a predetermined value among the elements of the determined pseudo inverse matrix is estimated as signal component power, and the interference and noise component power are calculated by subtracting the signal component power from the total received power. And a calculator for estimating a signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power.

이러한 본 발명의 직교주파수분할다중(OFDM) 통신시스템에서 신호대간섭잡음비를 추정하기 위한 방법은, 미리 설정된 영역에 할당된 가드 밴드를 구비하는 사용부반송파에 실려 전송된 신호를 수신하는 과정과, 상기 수신 신호의 잡음 성분에 포함된 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 제거하고 상기 확산된 신호 성분이 제거된 수신 신호로부터 신호성분 전력과 간섭 및 잡음성분 전력을 구하여 신호대간섭잡음비(CINR)를 추정하는 과정을 포함한다. The method for estimating a signal-to-interference noise ratio in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) communication system according to the present invention comprises the steps of: receiving a signal transmitted on a user subcarrier having a guard band allocated to a predetermined region; Estimating the signal-to-interference noise ratio (CINR) by removing the signal component spread by the guard band included in the noise component of the signal and obtaining signal component power, interference, and noise component power from the received signal from which the spread signal component is removed. Process.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정 과정은, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 과정과, 상기 IFFT 변환 신호 를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 과정과, 상기 분할된 데이터에 대해 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 역행렬 연산을 취하는 과정과, 상기 역행렬 연산된 데이터로부터 신호성분 전력을 계산하고, 전체 수신전력으로부터 상기 신호성분 전력을 차감함에 의해 간섭 및 잡음성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력과 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 과정을 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimating process may include performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputting an IFFT transform signal, data division and division of the IFFT transform signal by a predetermined interval unit Outputting the data, performing an inverse matrix operation on the topless matrix A _T representing the signal component spread by the guard band, and calculating signal component power from the inversely computed data. And calculating the interference and noise component power by subtracting the signal component power from the total received power, and estimating the signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정 과정은, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 과정과, 상기 IFFT 변환 신호를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 과정과, 상기 분할된 데이터에 대해 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 역행렬 연산을 취하는 과정과, 상기 IFFT 변환 신호로부터 상기 역행렬 연산된 데이터를 차감하여 간섭 및 잡음성분 전력을 계산하고, 전체 수신전력으로부터 상기 간섭 및 잡음성분 전력을 차감함에 의해 신호성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력 및 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 과정을 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimating process may include performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputting an IFFT transform signal, data division and division of the IFFT transform signal by a predetermined interval unit Outputting the data, performing an inverse matrix operation of a topless matrix A _T representing a signal component spread by the guard band, and performing the inverse matrix operation on the divided data. Calculate interference and noise component power by subtracting, calculate signal component power by subtracting the interference and noise component power from total received power, and calculate signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power Includes an estimation process.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정 과정은, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 과정과, 상기 IFFT 변환 신호를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 과정과, 상기 분할된 데이터에 대해 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 역행렬 연산을 취하는 과정과, 상기 역행렬 연산된 데이터로부터 간섭 및 잡음성분 전력을 계산하고, 전체 수신전력으로부터 상기 간섭 및 잡음성분 전력을 차감함에 의해 신호성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력과 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 과정을 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimating process may include performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputting an IFFT transform signal, data division and division of the IFFT transform signal by a predetermined interval unit Outputting the data, performing an inverse matrix operation of a topless matrix A _T representing the signal component spread by the guard band, and interfering and noise component power from the inversely computed data. Calculating a signal component power by subtracting the interference and noise component power from total received power, and estimating a signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정 과정은, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 과정과, 상기 IFFT 변환 신호를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 과정과, 상기 분할된 데이터에 대해 고속푸리에변환(FFT)하고 고속푸리에변환된 데이터를 출력하는 과정과, 상기 FFT된 데이터중 미리 설정된 잡음구간에서 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호 성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 고유값을 원소로 가지는 대각 행렬의 근사치(

)에 대한 의사 역행렬(

)을 결정하고 상기 결정된 의사 역행렬의 원소들중 미리 설정된 값을 가지는 데이터들에 대한 전력을 간섭 및 잡음성분 전력으로 추정하고, 전체 수신전력으로부터 상기 잡음성분 전력을 차감함에 의해 신호성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력 및 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 과정을 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimating process may include performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputting an IFFT transform signal, data division and division of the IFFT transform signal by a predetermined interval unit Outputting the data, performing a Fast Fourier Transform (FFT) on the divided data, and outputting the Fast Fourier Transformed data, and a signal component spread by the guard band in a preset noise period among the FFT data Approximation of the diagonal matrix with elements as the eigenvalue of the topless matrix (A _T )

Pseudo inverse of)

), Estimate the power of the data having a predetermined value among the elements of the determined pseudo inverse as the interference and noise component power, calculate the signal component power by subtracting the noise component power from the total received power, And estimating a signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 상기 추정 과정은, 상기 수신 신호를 역 고속푸리에변환(IFFT)하고 IFFT 변환 신호를 출력하는 과정과, 상기 IFFT 변환 신호를 미리 설정된 구간 단위로 데이터 분할하고 분할된 데이터를 출력하는 과정과, 상기 분할된 데이터에 대해 고속푸리에변환(FFT)하고 고속푸리에변환된 데이터를 출력하는 과정과, 상기 FFT된 데이터중 미리 설정된 신호구간에서 상기 가드 밴드에 의해 확산된 신호성분을 나타내는 토플리쯔 행렬(A_T)의 고유값을 원소로 가지는 대각 행렬의 근사치(

)에 대한 의사 역행렬(

)을 결정하고, 상기 결정된 의사 역행렬의 원소들중 미리 설정된 값을 가지는 데이터들에 대한 전력을 신호성분 전력으로 추정하고, 전체 수신전력으로부터 상기 신호성분 전력을 차감함에 의해 간섭 및 잡음성분 전력을 계산하고, 상기 계산된 신호성분 전력 및 상기 간섭 및 잡음성분 전력으로부터 신호대간섭잡음비를 추정하는 과정을 포함한다. According to an embodiment of the present invention, the estimating process may include performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputting an IFFT transform signal, data division and division of the IFFT transform signal by a predetermined interval unit Outputting data, performing fast Fourier transform (FFT) on the divided data, and outputting fast Fourier transformed data, and signal components spread by the guard band in a predetermined signal period among the FFT data Approximation of the diagonal matrix with elements as the eigenvalue of the topless matrix (A _T )

Pseudo inverse of)

) Is calculated, the power of data having a predetermined value among the elements of the determined pseudo inverse matrix is estimated as signal component power, and the interference and noise component power are calculated by subtracting the signal component power from the total received power. And estimating a signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power.

전술한 바와 같은 내용들은 당해 분야 통상의 지식을 가진 자는 후술되는 본 발명의 구체적인 설명으로 보다 잘 이해할 수 있도록 하기 위하여 본 발명의 특징들 및 기술적인 장점들을 다소 넓게 약술한 것이다. 이러한 특징들 및 장점들 이외에도 본 발명의 청구범위의 주제를 형성하는 본 발명의 추가적인 특징들 및 장점들이 후술되는 본 발명의 구체적인 설명으로부터 잘 이해될 것이다. The foregoing has outlined rather broadly the features and technical advantages of the present invention in order that those skilled in the art may better understand the detailed description of the invention that follows. In addition to these features and advantages, further features and advantages of the present invention which form the subject of the claims of the present invention will be better understood from the following detailed description of the invention.

이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제를 달성하기 위하여 후술되는 발명의 개시된 개념 및 구체적인 실시예가 변경 또는 변형되어 사용될 수 있다는 사실을 잘 인식할 것이다. 또한 당해 분 야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 개시하는 개념 및 구조와 균등한 개념들 및 구조들이 본 발명의 가장 넓은 형태의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않는다는 사실을 잘 인식할 것이다. 도면들 중 참조번호들 및 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 참조번호들 및 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. DETAILED DESCRIPTION A detailed description of preferred embodiments of the present invention will now be described with reference to the accompanying drawings. Those skilled in the art will recognize that the concept and specific embodiments of the present invention described below may be changed or modified to achieve the technical problem to be achieved by the present invention. Those skilled in the art will also recognize that concepts and structures equivalent to the concepts and structures disclosed herein do not depart from the spirit and scope of the broadest form of the invention. It should be noted that reference numerals and like elements among the drawings are denoted by the same reference numerals and symbols as much as possible even though they are shown in different drawings. In the following description of the present invention, if it is determined that a detailed description of a related known function or configuration may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention, the detailed description thereof will be omitted.

하기에서 설명될 본 발명의 실시예에 따라 CINR을 추정하는 방법은 전술한 바와 같이 종래에 채널 추정값을 이용하여 CINR을 추정하는 방법을 보완하기 위한 것이다. 즉, 종래의 CINR 추정 방법에 따르면, 추정 CINR의 높은 CINR 영역에서 바이어스가 매우 큼에 따라 정확한 CINR을 기지국에 전달하지 못한다는 문제가 있었는데, 본 발명은 FFT와 행렬곱을 적절하게 이용하여 바이어스가 없는 CINR 추정기를 제안한다. 이러한 본 발명의 제1 실시예로서 역 고속푸리에변환(Inverse Fast Fourier Transform: 이하 "IFFT")을 이용하여 방법과, 제2 실시예로서 IFFT 및 역행렬을 이용하는 방법과, 제3 실시예로서 IFFT 및 FFT를 이용하는 방법으로 구분된다. The method of estimating the CINR according to the embodiment of the present invention to be described below is to complement the conventional method of estimating the CINR using the channel estimation value as described above. That is, according to the conventional CINR estimation method, there is a problem in that the accurate CINR cannot be delivered to the base station due to the large bias in the high CINR region of the estimated CINR, but the present invention has no bias by appropriately using the FFT and matrix product. We propose a CINR estimator. As a first embodiment of the present invention, a method using an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT), a method using IFFT and an inverse matrix as a second embodiment, IFFT and It is divided into a method using an FFT.

A. IFFT를 이용한 CINR 추정 (제1 실시예) A. CINR Estimation Using IFFT (Example 1)

< 제1 실시예의 원리 > Principle of Embodiment 1

상기 <수학식 4>의

를 N-point 역 이산 고속푸리에변환(IFFT : Inverse Discrete Fast Fourier Transform)하면 하기 <수학식 8>과 같은 시간 영역의 신호가 얻어진다. Of Equation 4

The N-point Inverse Discrete Fast Fourier Transform (IFFT) yields a signal in the time domain as shown in Equation (8).

IFFT는 신호의 전력을 보존하므로,

는 신호 전력이 되고,

의 전력은 간섭 및 잡음 전력

이 된다. 이때 상기 <수학식 8>의 신호를 이용하여 CINR을 계산하면 하기 <수학식 9>와 같다. IFFT preserves the power of the signal,

Becomes signal power,

Power of interference and noise power

Becomes In this case, when the CINR is calculated using the signal of Equation 8, Equation 9 is obtained.

한편, 일반적으로 OFDM 통신시스템에서 채널 길이(L)가 심볼의 수(N)보다 극히 작게

설계되므로, 상기 <수학식 8>은 하기 <수학식 10>과 같이 나타낼 수 있다. In general, in an OFDM communication system, the channel length L is extremely smaller than the number N of symbols.

Since it is designed, Equation 8 may be expressed as Equation 10 below.

상기 <수학식 10>에서 채널 값(L)이 심볼의 수(N)보다 극히 작게, 예를 들어 1/8 또는 1/16로 설계되므로 n의 값이

까지의 영역에는 주로 신호(Carrier) 성분을 포함하고 있으며, n의 값이

까지의 영역에서는 신호 성분을 포함하지 않는다. In Equation 10, since the channel value L is designed to be extremely smaller than the number N of symbols, for example, 1/8 or 1/16, the value of n

The area up to contains mainly the carrier component, and the value of n

The region up to does not include the signal component.

도 2는 도 1에 도시된 장치에서 수신된 신호에 대해 IFFT를 수행하는 경우 얻어지는 신호 파형을 보여주는 도면이다. 이 신호 파형은 심볼의 수(N) = 1024이고, 채널 길이(L) = 128인 경우에 수신 신호에 대해 IFFT를 수행한 결과 신호 영역과 잡음 영역으로 구분되는 시뮬레이션 결과에 따른 것이다. FIG. 2 is a diagram illustrating signal waveforms obtained when performing IFFT on a signal received in the apparatus shown in FIG. 1. This signal waveform is based on a simulation result divided into a signal area and a noise area as a result of performing IFFT on the received signal when the number of symbols (N) = 1024 and the channel length (L) = 128.

상기 도 2에서 도시한 바와 같이 IFFT된 신호

은 샘플 타임(sample time) L-1까지의 신호 구간

(210)과, L부터의 간섭 및 잡음 구간

(220)으로 구별된다. 따라서, 신호 구간을 제거하기 위한 윈도우를 이용하면 간섭 및 잡음 구간(220)의 신호만이 추출될 수 있고, 이로부터 간섭 및 잡음 구간(220)의 전력이 계산될 수 있다. IFFT signal as shown in FIG. 2

Is the signal interval up to sample time L-1

210 and the interference and noise interval from L

And 220. Therefore, using the window for removing the signal section, only the signal of the interference and noise section 220 can be extracted, and the power of the interference and noise section 220 can be calculated therefrom.

상기 계산된 간섭 및 잡음 구간(220)의 전력은 하기 <수학식 11>과 같이 나타낼 수 있다.The calculated power of the interference and noise section 220 may be expressed as Equation 11 below.

신호(Carrier)의 전력은 전체 수신 신호 전력에서 간섭 및 잡음의 전력의 차를 계산할 수 있으므로, 이는 하기 <수학식 12>와 같이 계산될 수 있으며, 이들 <수학식 11> 및 <수학식 12>로부터 최종적인 CINR 추정 값에 대한 계산이 가능한데, 이는 하기 <수학식 13>과 같이 나타낼 수 있다. Since the power of the signal can calculate the difference between the power of the interference and the noise in the total received signal power, it can be calculated as in Equation 12, and Equation 11 and Equation 12. The final CINR estimation value can be calculated from Equation (13).

한편, CINR 추정값은 위에서 설명한 바와 같이 신호영역 제거 윈도우를 이용하는 방식도 가능할 것이지만, 후술되는 설명과 같이 신호영역 추출 윈도우를 이용하는 방식도 가능할 것이다. On the other hand, the CINR estimation value may be a method using a signal region removal window as described above, but may also be a method using a signal region extraction window as described below.

< 제1 실시예의 구성 > <Configuration of First Embodiment>

도 4a 및 도 4b는 본 발명의 제1 실시예에 따라 CINR을 추정하기 위한 장치 에 대한 블록 구성을 보여주는 도면이다. 상기 도 4b에 도시된 장치의 구성은 도 4a에 도시된 장치의 구성을 보다 구체화하여 보여주는 도면이다. 4A and 4B are block diagrams illustrating an apparatus for estimating CINR according to the first embodiment of the present invention. The configuration of the apparatus illustrated in FIG. 4B is a diagram showing the configuration of the apparatus illustrated in FIG. 4A in more detail.

상기 도 4a를 참조하면, CINR 추정 장치는 N-IFFT 처리부 210과, 데이터 분할부 220과, 신호 및 간섭잡음 전력 계산부 230으로 구성된다. N-IFFT 처리부 210은 도 1의 수신부를 구성하는 신호 합성기 170으로부터 출력된 신호를 입력하고 이 입력 신호에 대해 IFFT하여 출력한다. 데이터 분할부 220은 상기 N-IFFT 처리부 210의 출력되는 신호중에서 적절한 길이(예를 들어, 길이 L)의 데이터를 분할한다. 신호 및 간섭잡음 전력 계산부 230은 상기 길이 L의 데이터에 대해 신호 전력과 간섭잡음 전력을 계산하고, 이로부터 CINR을 계산하고 계산된 CINR을 CINR 추정값으로 출력한다. Referring to FIG. 4A, the CINR estimating apparatus includes an N-IFFT processor 210, a data divider 220, and a signal and interference noise power calculator 230. The N-IFFT processor 210 inputs a signal output from the signal synthesizer 170 constituting the receiver of FIG. 1, IFFTs the input signal, and outputs the IF signal. The data dividing unit 220 divides data having an appropriate length (eg, length L) among the signals output from the N-IFFT processing unit 210. The signal and interference noise power calculation unit 230 calculates signal power and interference noise power with respect to the data of the length L, calculates a CINR therefrom, and outputs the calculated CINR as a CINR estimation value.

상기 도 4b를 참조하면, 수신 신호는 도 1의 수신부를 구성하는 신호 합성기 170으로부터 출력되는 신호이다. 상기 신호 합성기 170으로부터 출력된 신호는 IFFT 처리부 310으로 입력된다. 상기 IFFT 처리부 310은 수신 신호를 IFFT하여 출력한다. 이때 IFFT 처리부 310의 출력 신호는 2로 분기되는데, 하나의 신호는 신호 영역 추출 윈도우 320으로 입력되며, 다른 하나의 신호는 제2 전력 계산부 340으로 입력된다. 상기 신호영역 추출 윈도우 320은 상기 도 2에서 살핀 바와 반대로 신호영역(210)인 0부터 L-1까지의 영역을 추출하기 위한 윈도우가 된다. 그러면 결과적으로 상기 신호영역 추출 윈도우 320에 의해 도 2의 신호 영역(210)의 신호만이 출력된다. 이와 같이 신호영역 추출 윈도우 320에서 신호영역(210)이 추출된 출력 신호는 제1 전력 계산부 330으로 입력된다. 상기 제1 전력 계산부 330은 상기 신호영 역 추출 윈도우 320으로부터 출력된 신호의 전력을 계산하여 비율 계산부 350으로 출력한다. Referring to FIG. 4B, the received signal is a signal output from the signal synthesizer 170 constituting the receiver of FIG. 1. The signal output from the signal synthesizer 170 is input to the IFFT processor 310. The IFFT processor 310 IFFTs the received signal and outputs the received signal. In this case, the output signal of the IFFT processor 310 is branched to 2, one signal is input to the signal region extraction window 320, and the other signal is input to the second power calculator 340. The signal region extraction window 320 is a window for extracting an area from 0 to L-1, which is the signal region 210, as shown in FIG. As a result, only the signal of the signal region 210 of FIG. 2 is output by the signal region extraction window 320. As such, the output signal from which the signal region 210 is extracted in the signal region extraction window 320 is input to the first power calculator 330. The first power calculator 330 calculates the power of the signal output from the signal region extraction window 320 and outputs the power to the ratio calculator 350.

상기 제2 전력 계산부 340은 전체 대역의 수신 신호에 대한 전력을 계산한다. 즉, 상기 도 2에 도시한 신호영역(210)과 잡음영역(220)에 존재하는 모든 신호의 전력을 계산하여 비율 계산부 350으로 출력한다. 상기 비율 계산부 350은 신호영역(210)의 신호 전력과 전체 대역의 신호 전력을 수신하였으므로, 상술한 <수학식 13>과 유사한 형태로 CINR을 계산할 수 있다. 이와 같이 상기 비율 계산부 350에 의해 계산된 CINR은 CINR 추정 값으로 사용한다. The second power calculator 340 calculates power of the received signal of the entire band. That is, the power of all the signals existing in the signal region 210 and the noise region 220 shown in FIG. 2 is calculated and output to the ratio calculator 350. Since the ratio calculator 350 receives the signal power of the signal region 210 and the signal power of the entire band, the ratio calculator 350 may calculate the CINR in a form similar to that of Equation 13 described above. In this way, the CINR calculated by the ratio calculation unit 350 is used as the CINR estimation value.

도 3은 도 1에 도시된 장치에서 가드 밴드가 존재하지 않는 신호가 수신되는 경우의 신호 파형을 보여주는 도면이다. 3 is a diagram illustrating a signal waveform when a signal without a guard band is received in the apparatus shown in FIG. 1.

상기 도 3은 사용 부반송파수 N=256인 경우, 수신 신호 y(k)와, PN 코드의 영향이 제거된 신호 z(k)와, z(k)에 대해 IFFT 처리된 신호 v[n]를 나타낸다. 상기 신호 z(k)는 도 4b의 IFFT 처리부 310으로 인가되는 수신 신호이고, 상기 신호 v[n]은 다음의 <수학식 14>와 같이 나타낼 수 있다. 3 illustrates the reception signal y (k), the signal z (k) from which the influence of the PN code is removed, and the IFFT-processed signal v [n] for z (k) when the used subcarrier N = 256. Indicates. The signal z (k) is a received signal applied to the IFFT processor 310 of FIG. 4B, and the signal v [n] may be represented by Equation 14 below.

v[n] = h[n] + i₂[n] v [n] = h [n] + i ₂ [n]

상기 <수학식 14>에서, H(k)는 길이

을 가지는 h[n]의 FFT 값인데, 일반적으로 OFDM 시스템은 L << N이 되게 설계되므로, 상기 도 3에 도시된 것과 같이 채널 성분이 신호 영역에 집중되어 나타난다. 신호영역을 제외한 영역을 간섭 및 잡음영역으로 정의하면, 간섭 및 잡음영역으로부터 데이터를 추출하여 전력을 측정함으로써 간섭 및 잡음전력을 추정할 수 있고, 이를 전체 수신전력에서 차감함으로써 신호전력 또한 추정할 수 있다. 이와 같이 간섭 및 잡음전력과 신호전력을 추정하고 이로부터 CINR을 추정하기 위한 장치의 구성은 이미 앞서서 설명한 도 4b에 도시된 바와 유사하게 구성할 수 있다. In Equation 14, H (k) is the length

It is an FFT value of h [n] with. In general, an OFDM system is designed such that L << N, so that channel components are concentrated in a signal region as shown in FIG. 3. If the area except the signal area is defined as the interference and noise area, the interference and noise power can be estimated by extracting data from the interference and noise area and measuring the power, and the signal power can also be estimated by subtracting it from the total received power. have. As such, the configuration of the apparatus for estimating the interference, the noise power and the signal power and estimating the CINR therefrom may be configured similarly to that illustrated in FIG. 4B.

B. IFFT 및 역행렬을 이용한 CINR 추정 (제2 실시예) B. CINR Estimation Using IFFT and Inverse Matrix (Second Embodiment)

< 제2 실시예의 원리 > Principle of Embodiment 2

일반적으로 OFDM 통신시스템에서는 인접 채널의 간섭을 고려하여 사용 부반송파중 일부 영역을 가드 부반송파로 할당하여 '0'을 송신하게 된다. 이러한 가드 밴드가 존재하는 신호를 송신하는 경우의 신호 파형이 도 5에 도시되어 있고, 도 1에 도시된 장치에서 가드 밴드가 존재하는 신호가 수신되는 경우의 신호 파형이 도 6에 도시되어 있다. In general, an OFDM communication system transmits '0' by allocating a portion of a used subcarrier as a guard subcarrier in consideration of interference of an adjacent channel. A signal waveform in the case of transmitting a signal in which such guard band exists is shown in FIG. 5, and a signal waveform in the case of receiving a signal in which the guard band exists in the apparatus shown in FIG. 1 is shown in FIG. 6.

가드 밴드가 존재하는 수신 신호에 대해 제1 실시예의 방법과 같이 그대로 IFFT 취하였을 때, 도 6에 도시된 바와 같이 신호성분과 잡음성분간의 명확한 구별이 사라진다. 또한, 제1 실시예의 방법으로 잡음 전력을 측정하는 경우 원래 간섭 및 잡음 전력에 도 6에 도시된 바와 같이 확산(dispersion)된 신호성분이 더해져서 잡음이 과추정된다. 이의 결과로 최종 CINR 추정값은 바이어스를 가지게 된다. When IFFT is taken as it is with respect to the received signal in which the guard band is present, as in the method of the first embodiment, as shown in FIG. 6, the clear distinction between the signal component and the noise component disappears. In addition, in the case of measuring the noise power by the method of the first embodiment, the noise is overestimated by adding the dispersed signal components as shown in FIG. 6 to the original interference and the noise power. As a result, the final CINR estimate is biased.

추정 이론을 통하여 확산 영향을 고려한 CINR 추정기를 구현하는 경우, 상기 확산 영향은 L×L 차원의 에르미트 토플리쯔(Hermitian Toeplitz) 행렬 A_T로 표현되어진다. 이러한 토플리쯔 행렬에 대한 정의는 후술될 것이다. 그러므로, 상기 토플리쯔 행렬 A_T에 대한 역행렬 A_T ^-1을 이용하면 가드밴드의 영향을 제거할 수 있을 것이다. In the case of implementing a CINR estimator considering the spreading effect through the estimation theory, the spreading effect is represented by the Hermitian Toeplitz matrix A _T in the L × L dimension. The definition of this topless matrix will be described later. Therefore, the inverse of the matrix A _T ^-1 to the topless matrix A _T may eliminate the influence of the guard band.

< 제2 실시예의 구성 > <Configuration of Second Embodiment>

도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따라 CINR을 추정하기 위한 장치에 대한 블록 구성을 보여주는 도면이다. 7 is a block diagram illustrating an apparatus for estimating CINR according to a second embodiment of the present invention.

상기 도 7을 참조하면, CINR 추정 장치는 N-IFFT 처리부 210과, 데이터 분할부 220과, 행렬 반전부 240과, 신호 및 간섭잡음 전력 계산부 230으로 구성된다. 이 실시예는 IFFT-역행렬을 이용한 CINR 추정 방식으로, 전술한 제1 실시예의 IFFT 방식과 비교하면 L×L 역행렬을 저장할 L²의 메모리와 L²의 추가적 곱셈이 필요하게 된다. Referring to FIG. 7, the CINR estimating apparatus includes an N-IFFT processor 210, a data divider 220, a matrix inverter 240, and a signal and interference noise power calculator 230. This embodiment IFFT- the CINR estimation method using the inverse matrix, when compared with the example IFFT way the above-described first is a need for further multiplication of the memory and storing the L ^² L ² L × L inverse matrix.

상기 N-IFFT 처리부 210은 미리 설정된 영역에 할당된 가드 밴드를 구비하는 사용부반송파에 실려 전송된 신호를 수신하는 도 1의 수신부로부터 PN 코드가 제거된 신호 z(k)를 수신하고, N-point IFFT하여 v[n]을 출력한다. 상기 데이터 분할부 220은 상기 출력신호 v[n]의 신호구간중에서 적절한 길이(예를 들어, 길이 L)에 대해 데이터 분할(data segment)을 취한다. 상기 행렬 반전부 240은 상기 토플리쯔 행렬 A_T에 대한 역행렬 A_T ^-1을 이용하여 L 데이터

을 출력한다. 상기 신호 및 간섭잡음 전력 계산부 440은 상기 L 데이터

의 전력을 구한다. 즉, 신호성분 전력을 구한다. 또한 상기 신호 및 간섭잡음 전력 계산부 440은 상기 구해진 신호성분 전력으로부터 간섭 및 잡음성분의 전력을 구한다. 간섭 및 잡음성분의 전력은 전체 수신전력에서 신호성분 전력을 차감함으로써 얻어질 수 있다. 이러한 전력 계산의 동작은 전술한 도 4b와 같이 전력계산부 330,340과, 비율 계산부 350을 구비함으로써 가능하다. The N-IFFT processor 210 receives a signal z (k) from which the PN code is removed from the receiver of FIG. 1, which receives a signal transmitted on a user carrier having a guard band allocated to a predetermined region, and N-point. IFFT outputs v [n]. The data dividing unit 220 takes a data segment for an appropriate length (eg, length L) of the signal section of the output signal v [n]. The matrix inversion unit 240 uses the inverse matrix A _T ^-1 with respect to the topless matrix A _T and L data.

Outputs The signal and interference noise power calculation unit 440 is the L data

Find the power of. That is, the signal component power is obtained. In addition, the signal and interference noise power calculator 440 calculates power of interference and noise components from the obtained signal component power. The power of the interference and noise components can be obtained by subtracting the signal component power from the total received power. The operation of the power calculation can be performed by providing the

power calculators

330 and 340 and the ratio calculator 350 as shown in FIG. 4B.

또 다른 전력 계산 방법으로, 수신 신호에 대해 IFFT를 취한 신호와 복원된 채널 데이터

를 차감하여 잡음성분 v[n]-

을 얻고, 이 잡음성분 신호의 전력을 측정하여 잡음성분 전력을 얻고, 전체 수신전력으로부터 이 잡음성분 전력을 차감함으로써 신호전력을 추정할 수 있을 것이다. In another method of power calculation, a signal with IFFT on the received signal and the recovered channel data

Subtracting noise component v [n]-

The signal power can be estimated by measuring the power of the noise component signal, obtaining the noise component power, and subtracting the noise component power from the total received power.

또 다른 전력 계산 방법으로, 잡음성분을 직접 측정하는 방법이 있다. 먼저 IFFT 신호중에 적절한 길이(예를 들어, 길이 L)인 잡음 세그먼트를 취하고, 가드밴드의 영향을 제거하기 위하여 상기 잡음 세그먼트에 상기 토플리쯔 행렬의 역행렬 A_T ^-1을 곱해주고, 그 출력을 계산함으로써 잡음전력을 추정할 수 있다. 상기 얻어지는 잡음전력을 전체 수신전력으로부터 차감함으로써 신호전력 또한 얻어진다. 여기서 잡음 영역을 취할 시 신호성분의 영향을 최소화하여야 하기 때문에, 신호성분의 크기가 최소화되는 세그먼트를 취하도록 한다. 도 6을 참조하면, 가드밴드에 의한 신호성분 확산의 영향이 시간영역 중심(타임 인덱스 약 100~150 사이)에서 최소화되는 것을 볼 수 있는데, 이 부분을 취하여 잡음전력을 추정할 필요가 있다. Another method of power calculation is to measure noise components directly. First, take a noise segment of the appropriate length (e.g., length L) in the IFFT signal, multiply the noise segment by the inverse matrix A _T ^-1 of the topless matrix, and calculate the output to remove the guardband effect. By this, noise power can be estimated. Signal power is also obtained by subtracting the obtained noise power from the total received power. In this case, since the influence of the signal component should be minimized when the noise region is taken, a segment in which the magnitude of the signal component is minimized should be taken. Referring to FIG. 6, it can be seen that the influence of the signal component spreading by the guard band is minimized at the center of the time domain (between time indexes of about 100 to 150), and it is necessary to estimate the noise power by taking this portion.

C. IFFT-FFT를 이용한 CINR 추정 (제3 실시예) C. CINR Estimation Using IFFT-FFT (Example 3)

< 제3 실시예의 원리 > Principle of Embodiment 3

제2 실시예는 모든 CINR 영역에서 바이어스가 제거된 CINR 추정값을 제공하기 때문에 제1 실시예에 대해 장점이 있지만, 실제 구현에 있어서는 비교적 큰 하드웨어 복잡도가 요구된다. 이러한 단점을 보완하기 위한 제3 실시예는 확산 현상에 의해 발생하는 행렬 A_T가 L×L 차원의 에르미트 토플리쯔(Hermitian Toeplitz) 행렬로 나타낸 점을 발견하고 상기 토플리쯔 행렬의 역행렬 대신에 FFT를 사용하는 효과적인 CINR 추정기를 제안한다. 상기 토플리쯔 행렬은 대각(Diagonal)행렬 원소들이 동일한 행렬로, 그 예는 다음의 <수학식 15>와 같다. The second embodiment is advantageous over the first embodiment because it provides a bias-free CINR estimate in all CINR regions, but in actual implementation a relatively large hardware complexity is required. The third embodiment to solve this drawback finds that the matrix A _T generated by the diffusion phenomenon is represented by the Hermitian Toeplitz matrix of L × L dimension, and the FFT instead of the inverse of the topple matrix. We propose an effective CINR estimator using The toplet matrix is a matrix in which the diagonal matrix elements are the same, and an example thereof is given by Equation 15 below.

토플리쯔 행렬 A_T는 순환(Circulant) 행렬 A_C로 근사될 수 있다. 상기 순환 행렬은 각 행의 원소들이 첫번째 행의 순환 시프트(cyclic shift)로 순차적으로 나타내어지는 행렬로, 그 예는 다음의 <수학식 16>과 같다. The topless matrix A _T can be approximated by a circulant matrix A _C. The cyclic matrix is a matrix in which the elements of each row are sequentially represented by the cyclic shift of the first row. An example thereof is shown in Equation 16 below.

상기 순환 행렬은 IFFT와 FFT를 통하여 분해(Eigenvalue Decomposition) 가능하다. Eigenvalue Decomposition 이론에 의하면, 모든 행렬은 대각(Diagonal) 행렬과 관련된 Unitary 행렬로 분해 가능하다. 즉, 모든 행렬은

꼴로 분해가능하다. 여기서,

,

, 그리고 S는 대각 행렬이 된다. 예를 들어,

인 경우 하기의 <수학식 17>과 같이 분해된다. The circulant matrix is capable of decomposition (Eigenvalue Decomposition) through IFFT and FFT. According to the Eigenvalue Decomposition theory, every matrix can be decomposed into a unitary matrix associated with the diagonal matrix. In other words, every matrix

Decomposable. here,

,

, And S is a diagonal matrix. E.g,

When decomposed as shown in Equation 17 below.

상기 <수학식 17>에서,

이고, S의 대각 원소를 행렬 X의 고유값 또는 아이겐값(Eigenvalue)라고 한다. In Equation 17,

And the diagonal element of S is called the eigenvalue or Eigenvalue of the matrix X.

상기 순환 행렬에 대해

과

로써 각각 나타낼 수 있다. 즉, 상기 순환 행렬은 하기의 <수학식 18>과 같이 각각 IFET 행렬과 FFT 행렬로 나타내어진다. For the circulant matrix

and

Can be represented respectively. That is, the cyclic matrix is represented by an IFET matrix and an FFT matrix, respectively, as shown in Equation 18 below.

상기 <수학식 18>에서, F_L와 F_L ^H는 각각 L point-FFT와 IFFT 연산행렬이며, D는 A_T의 아이겐값(Eigenvalue)을 원소로 가지는 대각(Diagonal) 행렬이다. N = 256, L = 32일 때, 아이겐값들이 도 8에 도시되어 있다. 따라서, 상기 토플리쯔 행렬 A_T의 역행렬은 다음 <수학식 19>과 같이 근사화할 수 있다. In Equation 18, F _L and F _L ^H are L point-FFT and IFFT arithmetic matrices, respectively, and D is a diagonal matrix having an Eigenvalue of A _T as an element. When N = 256 and L = 32, eigen values are shown in FIG. Accordingly, the inverse of the topless matrix A _T can be approximated as shown in Equation 19 below.

상기 <수학식 19>에서, IFFT 연산은 전력을 바꾸지는 않으므로, 마지막으로 수행되는 연산 F_L ^H은 실제 구현하지 않아도 된다. 이러한 IFFT-FFT 방식에 의한 CINR 추정 장치는 도 9에 도시된 바와 같이 구현가능하다. 여기서 주의할 점은 D의 역행렬은 항상 존재하지만, 도 8에서 보듯이 고유값의 변화폭이 크므로, 행렬의 수치적 민감도가 커져서 매우 큰 수치 오차를 발생할 수 있다. 따라서, 대각 행렬 D 또한 큰 Eigenvalue 값들을 '1'로 하고, 적은 Eigenvelue 값들을 '0'으로 근사한 행렬

를 사용한다. 그리고, 이때 역행렬

은 상기 근사 행렬 의 의사(Pseudo) 역행렬

로 대치가 가능하다. 여기서, 의사 역행렬은 실제 역행렬이 존재하지 않는 경우 사용하게 되는 행렬이다. 의사 역행렬의 사용 예는 다음의 <수학식 20>과 같이 행렬 B가 존재하는 경우이다. In Equation 19, since the IFFT operation does not change power, the last operation F _L ^H performed does not have to be implemented. The apparatus for estimating CINR based on the IFFT-FFT scheme may be implemented as shown in FIG. 9. Note that although the inverse of D is always present, as shown in FIG. 8, since the variation of the eigen value is large, the numerical sensitivity of the matrix increases, which may cause a very large numerical error. Therefore, diagonal matrix D also approximates large Eigenvalue values to '1' and less Eigenvelue values to '0'.

Use And then the inverse

Is the approximation matrix Pseudo inverse of the

Can be replaced. Here, the pseudo inverse is a matrix to be used when the actual inverse does not exist. An example of the use of a pseudo inverse is the case where matrix B exists, as shown in Equation 20 below.

상기 행렬 B에 대한 역행렬 B^-1은 다음의 <수학식 21>과 같다. The inverse B- ¹ of the matrix B is expressed by Equation 21 below.

상기 <수학식 21>에서 "1/0"은 존재하지 않으므로, 역행렬 또한 존재하지 않게 된다. 이러한 경우 의사 역행렬을 구하는 방법을 사용하면, 0이 아닌 값에 대해서만 나눗셈을 취하여 다음의 <수학식 22>와 같이 의사 역행렬을 구한다. In Equation 21, since "1/0" does not exist, the inverse matrix also does not exist. In this case, if we use the method of finding a pseudo inverse, we divide only the non-zero values and obtain a pseudo inverse as shown in Equation 22 below.

따라서 결과적으로 IFFT-FFT 방식에 의한 실시예를 위한 구현 식은

이 된다. 하기의 <수학식 23>은 대각 행렬을 근사한 행렬을 나타내고, 하기의 <수학식 24>는 그 근사 행렬의 의사 역행렬을 나타낸다. As a result, the implementation formula for the embodiment by the IFFT-FFT method is

Becomes Equation 23 below represents a matrix approximating a diagonal matrix, and Equation 24 below represents a pseudo inverse of the approximation matrix.

따라서, 이 실시예에 따른 CINR 추정은 도 9에 도시된 바와 같은 구성에 의해 수행된다. Therefore, CINR estimation according to this embodiment is performed by the configuration as shown in FIG.

< 제3 실시예의 구성 > <Configuration of Third Embodiment>

도 9는 본 발명의 제3 실시예에 따라 CINR을 추정하기 위한 장치에 대한 블록 구성을 보여주는 도면이다. 9 is a block diagram illustrating an apparatus for estimating CINR according to a third embodiment of the present invention.

상기 도 9를 참조하면, CINR 추정 장치는 N-IFFT 처리부 210과, 데이터 분할부 220과, L-point FFT 처리부 250과, 데이터 선택부 260과, 신호 및 간섭잡음 전 력 계산부 230으로 구성된다. 이 실시예는 전술한 제2 실시예에서의 하드웨어 구현의 복잡도를 간단하게 하기 위하여 행렬 반전부 240을 L-point FFT 처리부 250과 데이터 선택부 260으로 대체한 것이다. Referring to FIG. 9, the CINR estimating apparatus includes an N-IFFT processor 210, a data divider 220, an L-point FFT processor 250, a data selector 260, and a signal and interference noise power calculator 230. . This embodiment replaces the matrix inverter 240 with the L-point FFT processor 250 and the data selector 260 to simplify the complexity of the hardware implementation in the above-described second embodiment.

상기 N-IFFT 처리부 210은 미리 설정된 영역에 할당된 가드 밴드를 구비하는 사용부반송파에 실려 전송된 신호를 수신하는 도 1의 수신부로부터 PN 코드가 제거된 신호 z(k)를 수신하고, N-point IFFT하여 v[n]을 출력한다. 상기 데이터 분할부 220은 상기 출력신호 v[n]중에서 신호구간에서 적절한 길이(예를 들어, 길이 L)의 데이터 분할(data segment)을 취한다. 상기 L-point FFT 처리부 250은 상기 데이터 분할부 220에 의한 데이터 분할에 대해 L-point FFT하여, L개의 데이터를 출력한다. 상기 데이터 선택부 260은 상기 L-point FFT 처리부 250으로부터 L개의 데이터를 입력하고, 의사(Pseudo) 역행렬 원소가 '1'에 해당하는 데이터를 출력한다. 상기 신호 및 간섭잡음 전력 계산부 230은 상기 데이터 선택부 260에 의해 선택된 L개의 데이터중 의사 역행렬 원소가 '1'에 해당하는 데이터에 대한 전력을 추정하여 신호전력을 얻는다. 또한, 상기 신호 및 간섭잡음 전력 계산부 230은 상기 얻어진 신호전력으로부터 간섭잡음 전력을 계산하고, 이들로부터 CINR을 추정한다. The N-IFFT processor 210 receives a signal z (k) from which the PN code is removed from the receiver of FIG. 1, which receives a signal transmitted on a user carrier having a guard band allocated to a predetermined region, and N-point. IFFT outputs v [n]. The data dividing unit 220 takes a data segment of an appropriate length (eg, length L) in the signal section among the output signals v [n]. The L-point FFT processor 250 performs L-point FFT on the data division by the data divider 220 and outputs L data. The data selector 260 inputs L pieces of data from the L-point FFT processor 250, and outputs data whose pseudo inverse element corresponds to '1'. The signal and interference noise power calculation unit 230 obtains signal power by estimating power for data whose pseudo inverse element is '1' among the L data selected by the data selection unit 260. In addition, the signal and interference noise power calculation unit 230 calculates the interference noise power from the obtained signal power, and estimates the CINR from them.

한편, 일반적으로 채널성분(신호성분) 전력은 간섭 및 잡음 전력에 비해 매우 크므로, 이는 L-point FFT의 역행렬 근사 오차의 영향이 크게 나타나고, 최종 CINR 추정값에 큰 오차를 발생시킬 수 있다. 따라서, 도 9에서처럼, 먼저 PN 코드가 제거된 신호 z(k)를 N-point IFFT하여 v[n]을 얻고, v[n] 중에서 잡음구간에서 적절한 길이(예를 들어, 길이 L)의 데이터 분할을 취한 후 이를 L-point FFT하여 L 개의 데이터를 얻는다. 이후에 의사 역행렬원소가 '1'에 해당하는 데이터들에 대한 전력을 추정하여 간섭 및 잡음 전력을 얻는다. 상기 신호 및 간섭잡음 전력 계산부 230은 상기 얻어진 간섭 및 잡음전력으로부터 신호전력을 구하고, 이들로부터 CINR을 추정한다. On the other hand, in general, since the channel component (signal component) power is very large compared to the interference and noise power, it is highly influenced by the inverse approximation error of the L-point FFT, and may cause a large error in the final CINR estimate. Therefore, as shown in FIG. 9, first, an N-point IFFT of a signal z (k) from which the PN code has been removed is obtained to obtain v [n], and data of an appropriate length (eg, length L) in a noise interval among v [n]. After partitioning, L-point FFT is performed to obtain L data. Afterwards, the pseudo inverse element estimates the power of data corresponding to '1' to obtain interference and noise power. The signal and interference noise power calculator 230 obtains signal power from the obtained interference and noise power, and estimates CINR from them.

D. 시뮬레이션 결과 D. Simulation Results

도 10은 본 발명의 실시예들에 따른 CINR을 추정하기 위한 장치들의 성능을 대비적으로 보여주는 도면이다. 이 도면은 IEEE802.16d와 유사한 채널 상황에서의 모의 실험 결과를 보여주는데, 이 실험에서의 조건들은 다음과 같다. FIG. 10 is a diagram illustrating the performance of devices for estimating CINR according to embodiments of the present invention. This figure shows the simulation results in a channel situation similar to IEEE802.16d. The conditions in this experiment are as follows.

< 모의 실험 > <Simulation>

ㅇ 사용부반송파수 N=256 ㅇ Subcarrier used N = 256

ㅇ 가드 밴드 N_G = 51 ㅇ Guard band N _G = 51

ㅇ 프리앰블 유형: 짝수 부반송파만 사용 ㅇ Preamble type: use even subcarriers only

ㅇ 반복실험수: 10000 ㅇ Number of replicates: 10000

ㅇ 채널길이 및 사용된 Data Segment 길이: L=32 ㅇ Channel length and used data segment length: L = 32

ㅇ 채널 특성: 동일한 전력을 가지는 경로 특성ㅇ Channel characteristics: Path characteristics with the same power

상기 도 10을 참조하면, 제1 실시예는 약 CINR=20dB로부터 큰 바이어스를 보 이는 반면, 제안된 제2 실시예와 제3 실시예는 30dB까지 비교적 적은 바이어스를 보이고, 역행렬을 이용한 제2 실시예의 경우 전 CINR영역에서 바이어스가 없는 CINR 추정값을 제공함을 알 수 있다. Referring to FIG. 10, the first embodiment shows a large bias from about CINR = 20 dB, whereas the proposed second and third embodiments show relatively small biases up to 30 dB, and the second embodiment using an inverse matrix. In the case of the example, it can be seen that the CINR estimate without bias is provided in the entire CINR region.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다. Meanwhile, in the detailed description of the present invention, specific embodiments have been described, but various modifications are possible without departing from the scope of the present invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be determined not only by the scope of the following claims, but also by those equivalent to the scope of the claims.

상술한 바와 같이 본 발명은 OFDM 통신시스템에서 시스템의 성능 향상 및 불필요한 재전송의 반복을 줄임으로써 전송 효율을 높일 수 있도록 CINR을 정확하게 추정하는 장치 및 방법를 제공한다. 이러한 본 발명은 부반송파의 일부 영역에 가드 밴드가 할당된 신호를 수신하여 CINR을 추정할 시 간섭 및 잡음 전력이 과추정됨에 따라 나타나는 바이어스를 제거할 수 있는 효과가 있다. 또한 본 발명은 CINR을 추정할 시 간섭 및 잡음 전력이 과추정됨에 따라 나타나는 바이어스를 제거함과 동시에 구현에 요구되는 하드웨어를 단순화할 수도 있는 효과가 있다. As described above, the present invention provides an apparatus and method for accurately estimating CINR to improve transmission efficiency by reducing system repetition and unnecessary retransmission in an OFDM communication system. The present invention has an effect of eliminating bias that appears as interference and noise power are overestimated when estimating CINR by receiving a signal to which a guard band is allocated to a portion of a subcarrier. In addition, the present invention has the effect of simplifying the hardware required for the implementation at the same time to remove the bias appearing as the interference and noise power is overestimated when estimating the CINR.

Claims

An apparatus for estimating signal-to-interference noise ratio in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) communication system,

A receiving unit for receiving a signal transmitted on a using subcarrier having a guard band allocated to a preset area;

The signal-to-interference noise ratio (CINR) is obtained by removing the signal component spread by the guard band included in the noise component of the received signal and obtaining signal component power, interference, and noise component power from the received signal from which the spread signal component is removed. And an estimator for estimating.

The method of claim 1, wherein the estimator,

An inverse fast Fourier transform processing unit (IFFT) for receiving the received signal and outputting an IFFT converted signal;

A data dividing unit for dividing the IFFT conversion signal in predetermined interval units and outputting the divided data;

A matrix inverting unit for performing an inverse matrix operation of a topless matrix A _T representing a signal component spread by the guard band with respect to the divided data;

Calculate signal component power from the inverse computed data, calculate interference and noise component power by subtracting the signal component power from total received power, and signal-to-interference from the calculated signal component power and the interference and noise component power And an estimator for estimating a noise ratio.

The method of claim 1, wherein the estimator,

Compute the interference and noise component power by subtracting the inversely computed data from the IFFT converted signal, calculate the signal component power by subtracting the interference and noise component power from total received power, and calculate the calculated signal component power and And a calculator for estimating a signal-to-interference noise ratio from the interference and noise component power.

The method of claim 1, wherein the estimator,

Calculate interference and noise component power from the inversely computed data, calculate signal component power by subtracting the interference and noise component power from total received power, and calculate the calculated signal component power and the interference and noise component power And a calculation unit for estimating the signal-to-interference noise ratio.

The method of claim 1, wherein the estimator,

An inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputs an IFFT converted signal;

A fast Fourier transform processing unit for performing fast Fourier transform (FFT) on the divided data and outputting fast Fourier transformed data;

An approximation of a diagonal matrix having, as an element, an eigenvalue of a topless matrix (A _T ) representing a signal component spread by the guard band in a preset noise period among the FFT data (

Pseudo inverse of)

The method of claim 1, wherein the estimator,

An approximation of the diagonal matrix having, as an element, an eigenvalue of a topless matrix A _T representing a signal component spread by the guard band in a predetermined signal interval among the FFT data (

Pseudo inverse of)

A method for estimating signal-to-interference noise ratio in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) communication system,

Receiving a signal carried on a used subcarrier having a guard band allocated to a predetermined region, and

The signal-to-interference noise ratio (CINR) is obtained by removing the signal component spread by the guard band included in the noise component of the received signal and obtaining signal component power, interference, and noise component power from the received signal from which the spread signal component is removed. Estimation method comprising the step of estimating.

The method of claim 7, wherein the estimating process,

Performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the received signal and outputting an IFFT converted signal;

Dividing the IFFT signal by a predetermined interval unit and outputting the divided data;

Performing an inverse matrix operation of a topless matrix A _T representing a signal component spread by the guard band on the divided data;

Calculate signal component power from the inverse computed data, calculate interference and noise component power by subtracting the signal component power from total received power, and signal-to-interference from the calculated signal component power and the interference and noise component power Estimating a noise ratio.

The method of claim 7, wherein the estimating process,

Performing an inverse matrix operation of a topless matrix A _T representing a signal component spread by the guard band with respect to the divided data;

Compute the interference and noise component power by subtracting the inversely computed data from the IFFT converted signal, calculate the signal component power by subtracting the interference and noise component power from total received power, and calculate the calculated signal component power and Estimating a signal-to-interference noise ratio from the interference and noise component power.

The method of claim 7, wherein the estimating process,

Calculate interference and noise component power from the inversely computed data, calculate signal component power by subtracting the interference and noise component power from total received power, and calculate the calculated signal component power and the interference and noise component power And estimating a signal-to-interference noise ratio.

The method of claim 7, wherein the estimating process,

Outputting fast Fourier transform (FFT) and fast Fourier transformed data on the divided data;

Pseudo inverse of)

), Estimate the power of the data having a predetermined value among the elements of the determined pseudo inverse as the interference and noise component power, calculate the signal component power by subtracting the noise component power from the total received power, Estimating a signal-to-interference noise ratio from the calculated signal component power and the interference and noise component power.

The method of claim 7, wherein the estimating process,

An approximation of a diagonal matrix having, as an element, an eigenvalue of a topless matrix A _T representing a signal component spread by the guard band in a preset signal interval of the FFT data (

Pseudo inverse of)