KR20010106445A

KR20010106445A - 스택 캐리어 이산 다중 톤 통신기술

Info

Publication number: KR20010106445A
Application number: KR1020017002048A
Authority: KR
Inventors: 에이지브라이언지.
Original assignee: 추후제출; 빔리치 네트웍스 인코포레이티드
Priority date: 1998-08-18
Filing date: 1998-08-18
Publication date: 2001-11-29
Also published as: CN1237746C; CA2340716A1; IL141464A; EP1119932A4; JP2002523969A; CN1310894A; WO2000011823A1; BR9816015A; EP1119932A1; MXPA01001753A; IL141464A0; AU8911798A

Abstract

주파수 도메인 스프레딩계 "스택 캐리어" 확산 스펙트럼 통신 시스템(10)에서는 기저대역 신호의 시간 도메인 표현에 겹쳐진 또는 스태크된 복소수 사인 캐리어파가 곱해진다. 바람직한 실시예(10)에서, 스프레딩은 크고 빠른 푸리에 변환(FFT)을 에너자이즈한다. 이것은 적당한 출력의 FFT 크기에 대한 계산의 복잡성을 덜어준다. 점-대-다중점 및 다중점-대-다중점(노들리스) 네트워크 토폴로지가 가능하다. 코드 널링 방법은 다양한 소스(11)의 스펙트럼 다이버시티를 이용함으로써 간섭 소거 및 강화된 신호 분할을 위한 것이다. 기본 시스템(10)은 공간 분할을 이용하여 간섭 소거 및 강화된 신호 분할을 위한 것일 뿐만 아니라 다중요소 안테나 배열(26/18) 널링 방법을 포함하도록 확대될 수 있다. 그러한 방법은 무선 환경에 적합하거나 적용될 수 있는 지향성 및 역지향성 전송 시스템을 가능하게 한다. 그러한 시스템은 대역폭 요구 및 더 높은 차원의 변조 포맷에 적합하며 첨단(최대-SINR) 디스프레더 적응성 알고리즘을 사용한다.

Description

스택 캐리어 이산 다중 톤 통신기술{STACKED-CARRIER DISCRETE MULTIPLE TONE COMMUNICATION TECHNOLOGY}

1940년대 제2차 세계대전동안에 고주파(HF)대역 통화를 위한 "주파수 다이버시티" 또는 "스택 캐리어 통신"과 더불어 통신기술이 발전하였다. J. Proakis가 쓴 Digital Communications(McGraw-Hill출판사, 1989)의 7.4절 내지 7.7절에 나오는 주파수 다이버시티 통신기술을 참조할 수 있다. Proakis에 의하면 다이버시티 기술은 상당히 감쇠된 채널, 예를 들어 심한 페이드(deep fade) 상태의 채널을 수신함에 있어 에러가 유발된다는 개념에 기초한다고 한다. 단지 서로 독립적으로 페이딩하는 채널에 대하여는, 원 신호의 수 개의 복제된 신호를 수신기에 공급하는 것은 복제된 채널 모두가 함께 페이드 아웃하는 특별한 경우외에는 안정되고 연속된 통신의 잠재성이 있다. 그러한 확률을 추정할 수 있다.

주파수 다이버시티는 많은 다이버시티 방법 중의 하나이다. 공칭상으로 각 코히어런스 채널의 대역폭으로 나뉘어진 몇 개의 캐리어 채널에 의해 같은 변조가이루어진다. 시간 다이버시티에서는 동일한 정보가 서로 다른 시간 슬롯에 걸쳐 전송된다. 다이버시티 구성에 다중 안테나가 사용될 수 있다. 하나의 전송 안테나로부터 보내어진 신호를 수신하는 데에 수 개의 수신 안테나가 사용될 수도 있다. 수신 안테나는 그룹 중에서 서로 다른 다중경로 간섭(multipath interference)을 변화시키기에 충분히 멀리 떨어져 있는 것이 가장 효과적이다. 일반적으로 독립적인 신호 페이딩을 확인하려면 공칭상 10개 파장의 분리가 필요하다.

채널의 코히어런스 대역폭보다 훨씬 큰 대역폭을 가진 신호는 좀 더 정교한 다이버시티 구성에 사용될 수 있다. 그러한 대역폭(W)을 갖는 신호는 다중경로 성분을 분해하여 수신기에 수 개의 독립적으로 페이딩하는 신호 경로를 제공할 것이다.

종래의 또 다른 다이버시티 구성에는 도착각(angle-of-arrival) 또는 공간적 다이버시티 및 편파 다이버시티가 있었다.

사용자가 각각의 채널에 해당하는 코히어런스 대역폭보다 상당히 큰 대역폭(W)을 사용할 수 있는 경우에, 채널은 적어도 각각의 채널의 코히어런스 대역폭의 중심 주파수에서 서로 떨어진 다수의 주파수 분할 다중 서브채널로 세분될 수 있다. 그러면 동일한 신호가 주파수 다이버시티 작업을 구축하도록 주파수 분할 다중 서브채널상으로 전송될 수 있다. 대역폭(W)을 포함하는 광대역 바이너리 신호를 사용하여도 그와 동일한 결과를 얻을 수 있다.

G. K. Kaleh의 논문 "Frequency-Diversity Spread-Spectrum Communication System to Counter Band-limited Gaussian Interference"(IEEE Transactions onCommunications, 1994년 9월)에는 완만하게 방해를 받는 신호환경에서 작동시킬 수 있는 확실한 구성이 개관되어 있다.

J. Proakis는상기 책의제8장 "Spread Spectrum Signals for Digital Communication"에서 주파수 다이버시티 확산 스펙트럼과 다중접속 개념에 대하여 서술하고 있다. 다중경로 페이딩과 부분대역 잼을 방지하기 위해서 주파수 호핑 확산 스펙트럼과 결합된 다이버시티 전송이 상술되어 있다.

송신 및 수신 작업 과정에서 동일한 공간적 이득 패턴을 제공하려는 의도에서 다중요소 안테나 배열을 채택하는 역지향성 방법이 제안되었으며 일찍이 1959년에 사용되었다(그러한 기술에 대한 논의는 R. Monzingo, T. Miller 저, Introduction to Adaptive Arrays, Wiley Interscience 출판사, 1980; Van Atta의 미국특허 제 2,908,002호, "Electromagnetic Reflection"; 및, 1983년 5월 10일 출원된 B. Glance, P. Henry의 미국특허 제 4,383,332호 "High Capacity Mobile Radio System"을 참조). TDD 시스템은 예를 들어, 수신경로와 전송경로간의 채널 변화를 최소화함으로써 역지향성 안테나 배열을 구현하는 효과적인 수단을 제공한다.

본 발명은 일반적으로는 무선 통신에 관한 것이며, 보다 상세하게는 동적인 환경변화가 있어서 통신이 곤란하고 방해를 받는 환경에서의 다중접속을 위한 통신기술에 관한 것이다.

도 1은 수 개의 원격 이동 유닛이 하나 이상의 중심 기지국의 주변의 공간에 분포되어있는 본 발명의 통신 시스템 실시예의 블럭도이다.

도 2a는 스택 캐리어 확산 스펙트럼 송신기 뱅크가 점-대-점 송신기용 안테나 배열에 연결되고, 또 다른 안테나 배열은 점-대-점 수신기용 스택 캐리어 확산 스펙트럼 수신기 뱅크(5)에 연결된 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 2b는 스택 캐리어 다중접속 송신기 뱅크가 네트워크 송신기용 안테나 배열에 연결되고, 또 다른 안테나 배열은 네트워크 수신기용 스택 캐리어 다중접속 수신기 뱅크에 연결된 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 3a는 스택 캐리어 확산 스펙트럼 송신기 뱅크가 점-대-점 송신기용 시간분할 듀플렉서에 연결되고, 또 다른 시간분할 듀플렉서는 점-대-점 수신기용 스택 캐리어 확산 스펙트럼 수신기에 연결된 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 3b는 스택 캐리어 다중접속 송신기가 네트워크 송신기용 시간분할 듀플렉서에 연결되고, 또 다른 시간분할 듀플렉서는 네트워크 수신기용 스택 캐리어 다중접속 수신기에 연결된 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 4a는 스택 캐리어 확산 스펙트럼 송신기가 점-대-점 송신기용 코드널러(code nuller)에 연결되고, 또 다른 코드 널러는 점-대-점 수신기용 스택 캐리어 확산 스펙트럼 수신기에 연결된 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 4b는 스택 캐리어 다중접속 송신기가 네트워크 송신기용 코드 널러에 연결되고, 또 다른 코드 널러는 네트워크 수신기용 스택 캐리어 다중접속 수신기에 연결된 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 5a는 스택 캐리어 확산 스펙트럼 송신기가 점-대-점 송신기용의 넓게 분산된 주파수 채널라이저에 연결되고, 또 다른 넓게 분산된 주파수 채널라이저는 점-대-점 수신기용 스택 캐리어 확산 스펙트럼 수신기에 연결된 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 5b는 스택 캐리어 다중접속 송신기가 네트워크 송신기용의 넓게 분산된 주파수 채널라이저에 연결되고, 또 다른 넓게 분산된 주파수 채널라이저는 네트워크 수신기용 스택 캐리어 다중접속 수신기에 연결된 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 6a는 스택 캐리어 확산 스펙트럼 송신기 뱅크가 점-대-점 송수신기 시스템용 스택 캐리어 확산 스펙트럼 송신기 뱅크를 제어하는 역 어텝터(retro-adaptor)를 갖는 스택 캐리어 확산 스펙트럼 수신기 뱅크와 안테나 배열 모두에 연결된 동기 시간분할 듀플렉서 뱅크에 연결되는 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 6b는 스택 캐리어 다중접속 송신기 뱅크가 네트워크 시스템용 스택 캐리어 다중접속 송신기 뱅크를 제어하는 역 어텝터를 갖는 스택 캐리어 다중접속 수신기 뱅크와 안테나 배열 모두에 연결된 동기 시간분할 듀플렉서에 연결되는 본 발명의 실시예를 나타내는 블럭도이다.

도 7a는 도 2a, 3a, 4a, 5a 및 6a에 도시된 것들과 유사한 스택 캐리어 확산 스펙트럼 송신기의 기능 블럭도이다.

도 7b는 도 2a, 3a, 4a, 5a 및 6a에 도시된 것들과 유사한 스택 캐리어 확산 스펙트럼 수신기의 기능 블럭도이다.

도 8은 도 1의 시스템에 도시된 기지국의 블럭도이며 통신 시스템의 멤버들을 공간적으로 식별하게 하는 안테나 배열의 가능성을 나타낸다. 각각의 기능적 송신기 및 수신기 라인은 기본 스택 캐리어 확산 스펙트럼 통신 매체를 지원하는 많은 채널을 포함하고 있음을 나타낸다.

도 9는 도 1의 시스템에 도시된 전형적인 원격 유닛의 블럭도이며, 기본 스택 캐리어 확산 스펙트럼 통신 매체를 지원하는 적응성 채널 평준화 및 프리엠파시스 기능을 나타낸다.

도 10은 각 안테나에 하나씩 있는 복수의 개별 T/R 모듈을 포함하는 다중요소 T/R 모듈의 블럭도이다. 시스템 복잡성은 안테나의 수에 따라 그 규모가 커지거나 작아질 수 있다. 공간적 프로세스는 수신 작업시의 아날로그-대-디지털 변환(ADC) 처리 후, 그리고 송신 작업시의 디지털-대-아날로그 변환(DAC) 작업 전에 이루어진다. 스펙트럼의 스프레딩 작업 뿐만 아니라 모든 공간은 디지털 데이터로 수행된다. 모든 키 주파수와 시스템에서의 기준 클럭은 GPS 클럭과 같은 일반적인 클럭으로부터 얻어진다. TDD 시스템에서의 정확한 역지향성을 필요로하는 모듈계산을 위한 메카니즘을 나타내고 있다.

도 11은 기저대역 데이터가 복소수 데이터 벡터의 조합을 위한 타임-멀티플렉서로 전달된 분리 스칼라로 곱한 K_spread분리 확산 셀 위로 겹쳐진 스택 캐리어 확산 스펙트럼 변조기의 블럭도이다.

도 12는 전적-디지털 완전 적응성 구현에서 스택 캐리어 확산 스펙트럼 디스프레더의 블럭도이다.

도 13은 데이터 길이가 6이고, 확산 인자(K_spread)가 4이며, 각 그룹간의 분리가 2인 예시적인 BPSK 다중 톤을 나타낸 도면이다. 각 그룹 셀(g1-g4)은 간섭과 그 외의 문제들을 해결하기 위해 채널 평준화 및 프리엠파시스에 의해 조작될 수 있는 독립적 진폭을 갖는 것으로 도시되어 있다.

도 14는 안테나 배열로부터 수신된 신호{x(t)}를 복원하는 데 사용된 "SCORE" 프로세서를 나타내는 도면이다. 프로세서 제어는 제어 필터{h(t)}, 주파수-쉬프트 값 알파 및 콘주게이션 제어{(*)}를 포함한다.

도 15는 두 개의 셀 서브세트 위에 게이팅하는 코드 게이티드 SCORE 디스프레딩 연산을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 16은 두 개의 셀 서브세트 위에 게이팅하는 코드 게이티드 SCORE 디스프레딩 연산을 나타내는 데이터 흐름도이며, 도 15의 그것과 대칭임을 보여준다.

도 17은 본 발명의 실시예인 시간 분할 중복 통신 시스템용 시간-주파수 포맷을 나타낸다.

도 18은 기본 DMT 모뎀의 활성 톤 포맷을 나타낸다.

도 19는 송/수신 교정법을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 20은 본 발명의 실시예에 따른 DMT계 스택 캐리어 다중접속(SCMA)을 이용하기 위한 집적된 단일 안테나(T/R) 및 이산 다중 톤(DMT) 모뎀을 나타낸다.

도 21은 본 발명의 실시예인 싱글 링크 코드 게이티드 크로스-SCORE 스프레더의 일반적인 예시이다.

도 22는 K_spread셀 서브세트로 싱글 링크 코드 게이티드 크로스-SCORE 디스프레딩 연산을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 23는 N_frame패킷/어댑트 프레임을 갖는 싱글 링크 크로스-SCORE 알고리즘을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 24는 단일 어댑트 프레임 자동 상관 통계계산을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 25는 K_spread셀 서브세트를 갖는 크로스-SCORE 고유방정식을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 26은 K_part＜K_spread인 셀 서브세트를 갖는 코드 키 발생기를 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 27은 K_partK_spread셀 서브세트를 갖는 등가의 코드 키 애플리케이터를 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 28은 K_part서브세트를 갖는 크로스-SCORE 고유방정식을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 29는 두 개의 셀 서브세트를 갖는 크로스-SCORE 고유방정식을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 30은 본 발명의 실시예인 멀티링크 코드 게이티드 크로스-SCORE 스프레더를 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 31은 본 발명의 실시예에서 게이팅 오버 주파수 및 두 개의 셀 서브세트를 갖는 싱글링크 코드 게이티드 오토-SCORE 스프레딩 연산을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 32는 게이팅 오버 주파수 및 두 개의 셀 서브세트를 갖는 싱글링크 코드 게이티드 오토-SCORE 스프레딩 연산을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 33은 게이팅 오버 주파수 및 두 개의 셀 서브세트를 갖는 오토-SCORE 고유방정식을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 34는 게이팅 오버 시간 및 과잉 게이트의 1/2 속도를 갖는 싱글링크 코드 게이티드 오토-SCORE 스프레딩을 나타내는 데이터 흐름도이다.

도 35는 게이팅 오버 시간 및 과잉 게이트의 1/2 속도를 갖는 싱글 링크 코드 게이티드 오토-SCORE 스프레딩을 나타내는 데이터 흐름도이다.

따라서, 본 발명의 목적은 디렉트-시퀀스 확산 스펙트럼이 요구되는 개재된 주파수들간의 신호를 물리적으로 확산시키지 않고 채널 왜곡에서의 차이가 뚜렷한 넓게 분리된 주파수 대역에 걸쳐 데이터를 확산시키는 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 강력한 협대역 간섭하에서의 통신, 예를 들어 종래의 셀룰러 신호 파형을 수신기의 디스프레더(receiver's despreader)에서 영향을 받은 주파수 채널을 턴 오프함으로써 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 무선통신 시스템에 선형 채널 다중경로 왜곡의 간단한 평준화를 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 이산 다중 톤 및 직교 주파수분할 다중송신형 채널화 기술에 적합한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다. 또한 그것은 시간 패킷화된 이산 다중 톤 및, 주파수 채널화 및 역채널화를 위한 직교 주파수분할 다중형 변조/복조 기술에 적합하다.

본 발명의 또 다른 목적은, 예컨데 이산 다중 톤 및/또는 직교 주파수분할 다중형계 주파수 채널화 장치 및 역채널화 장치를 사용하여 스택 캐리어 확산 스펙트럼 신호가 발생되는 경우에, 스택 캐리어 확산 스펙트럼 변조 포맷이 패킷화되는 시간분할 중복 시스템에 적합한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 주파수분할 다중접속형 다중접속 성능을 위한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 스택 캐리어 다중접속 구성에 코드분할 다중접속형 성능을 위한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 고차 디지털 변조에 적합한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 요구대역폭 플렉시블 데이터율 연결을 위한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 코드 널링법(code nulling application)에서 공간분할 다중접속형 다중접속, 간섭 제거 및 채널 평준화 성능을 위한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 공간적으로 확장된 분산 코드에 의해 채널대역폭 배열 분산도를 제어하기 위해 각 공간 채널 또는 안테나 빔에서의 독립적 복합 이득을 사용하여 데이터를 분산시키는 적응성 안테나 배열용 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 첨단 어레이 적용 기술, 예를 들어 비-블라인드 파일롯 디렉티드(non-blind pilot-directed), 블라인드 데이터 디렉티드 및, 기저대역 데이터, 채널구조 또는 스택 캐리어 스프레딩 포맷의 기본 특성의 장점을 살린 기타 기술에 적합한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 역지향성 통신기술에 적합한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적은 종래의 코드분할 다중접속, 데이타 활성화 시스템에 백-컴패티빌리티(back-compatibility)를 위한 무선통신 시스템을 제공하는 것이다.

요컨데, 본 발명의 실시예는, 기저대역 신호의 시간 도메인 표현에 일련의 겹치어진, 또는 스택크된, 복소수 사인곡선의 캐리어 파장을 곱하여 주파수 도메인에서 스프레딩된 "스택 캐리어" 확산 스펙트럼 통신 시스템을 포함한다. 실제로는, 큰 패스트 푸리에 변환(FFT)의 빈(bin)에 간단히 에너자이즈하여 스프레딩이 이루어진다. 이것은 적당한 출력 FFT 크기를 위한 연산의 복잡성을 상당히 단순화시킨다. 예를 들어, β=9 인 카이져-베셀 윈도우는 이들 톤이, 예를 들어 인터-톤 간섭과 같이 인접한 톤들의 간섭을 받지 않고 톤들 사이의 공간을 "필 아웃(fill out)"하는 데에 사용된다. 특히, 큰 값의 β는 인접한 톤들간의 간섭 및 더 바깥 쪽의 톤들 사이의 극도로 낮은 간섭을 허용하게 한다. 따라서 이러한 기초 기술은 시간분할 중복, 코드분할 다중접속, 공간분할 다중접속, 주파수분할 다중접속, 적응성 안테나 배열 및 간섭 소거 기술과 결합된다.

본 발명의 장점은 스펙트럼의 다이버시티를 위해 넓게 확산된 주파수 대역 위로 데이터를 확산시키는 무선통신방법이 제공된다는 것이다. 이것은 특히, 대역이 매우 넓게 분리되는 응용례에서 주파수 다이버시티의 장점을 효율적으로 이용하는 방법을 제공한다.

본 발명의 장점은 강한 협대역 간섭하에서도 통신하는 무선통신방법이 제공된다는 것이다. 따라서, 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 링크는 셀룰러 오버레이 응용례에서와 같이 강한 협대역 주파주분할 다중접속(FDMA) 및 시간분할 다중접속(TDMA) 셀룰러 무선 신호의 존재하에 유지될 수 있다. 또한 그러한 링크가 대역을 벗어난 신호로부터의 고조파로 인한 의사 간섭의 존재하에 유지되게 한다.

본 발명의 장점은, 선형 채널 왜곡의 간단한 평준화를 허용하고 고정적인, 또는 준고정적인, 선형 채널 왜곡을 전송 확산 코드상의 배증결과로서 근접시키는 무선통신방법이 제공된다는 것이다. 이것은 또한 채널 평준화 작업이 인트라패킷 도플러 확산의 제거와는 별개로 부가적인 필터링 작업없이도 디스프레딩 또는 스프레딩 연산에 포함되게 한다. 기본 기술은 다중경로 분산을 기저대역, 프리스프레드(pre-spread), 메시지 신호의 대역폭에 상응하게 평준화시킨다. 메시지 신호의 대역폭이 낮다면 이러한 다중경로 평준화 작업은 극도록 단순해질 수 있다. 예컨데, 프리스프레드 메시지 신호의 상관 폭 또는 역 대역폭이 송신채널에서 최대 다중경로 지연의 큰 배수인 경우처럼, 프리스프레드 메시지 신호의 대역폭이 충분히 낮다면, 이러한 평준화 작업은 자동으로 적응 디스프레딩 연산에 포함되는 복소수 곱셈 연산으로 감소된다. 이것은 확산 신호의 상관 폭이 송신채널에서의 최대 다중경로 지연의 큰 배수가 아니면 부차적인 평준화 작업을 요구하는 종래의 CDMA 시스템과는 대조적이다.

본 발명의 또 다른 장점은 이산 다중 톤 및 직교 주파수분할 다중송신형 주파수 채널화 기술에 적합한 무선통신방법이 제공된다는 것이다. 이것은 고정적 및 선형 채널 왜곡이 전송 확산 코드상의 정확히 배증 결과로서 모델화되게 한다.

본 발명의 장점은 시간분할 중복 시스템에 적합한 무선통신방법이 제공된다는 것이다. 따라서 스택 캐리어 확산 스펙트럼 변조 포맷이 패킷화되는 경우에, 예를 들어 이산 다중 톤 및/또는, 주파수 채널화 및 역채널화에 기반을 둔 직교 주파수분할 다중송신형을 사용하여 스택 캐리어 확산 스펙트럼 신호가 발생되는 경우에, 시간 분할 중복 통신 포맷이 사용될 수 있다. 통신 링크의 어느 쪽에서 송신채널의 "지역적" 추정이 가능해져서 역지향성 송신기술, 송신채널 평준화 토폴로지 및 채널 프리엠파시스(channel preemphasis)의 구현을 매우 단순화한다.

본 발명의 장점은 예를 들어, 스택 캐리어 다중접속 기술과 같은 다중접속성능의 코드분할 다중접속 형태를 갖는 무선통신방법이 제공된다는 것이다. 디스프레더에서 신호를 분리하기 위해서 선형의 상호 독립적인 확산 이득의 세트(직교성 또는 비직교성)를 사용하여 주파수 채널의 동일한 서브세트 위로 신호를 전송함으로써 점-대-다중점 통신 링크가 구현된다. 확산 코드는 비직교성이기 때문에, 코드 널링 기술과 결합하여 사용되는 경우에 본 발명의 최대 장점은 비직교성 코드의 사용이 가능하다는 점이다.

본 발명의 장점은 "요구대역폭" 플렉시블 테이터율 기술에 적합한 무선통신방법이 제공되는 점이다. 소정 링크에 공급된 데이터율은 다중 시간, 주파수, 또는 스택 캐리어 채널을 통하여 단일 사용자에게 초기신호를 전송함으로써 증가되거나 혹은 작은 증분으로 감소된다. 따라서 데이터율이 다중 스택 캐리어 채널의 사용을 증가시키면, 데이터율은 대역폭의 증가없이 조정된다.

본 발명의 장점은 고차 디지털 변조에 적합한 무선통신방법이 제공된다는 점이다. 이것은 임의의(M_ary) 디지털 기저대역 변조 포맷에 적합하며, 각 주파수 채널에서 더 많은 수의 비트/심벌을 전송함으로써 성능을 향상시킨다. 재사용이 개선되며 각 초기값의 심볼 당 비트의 수를 변화시킴으로써 다중 셀 통신망에서의 "부하 균형화(load balancing)"도 이룰 수 있다.

본 발명의 장점은 예를 들어, 코드 널링 기술에서 공간분할 다중접속, 간섭 제거 및 채널 평준화 성능을 구비한 무선통신방법이 제공된다는 점이다. 그러한 공간분할 다중접속형 코드 널링 기술, 최적 및 준최적 선형 간섭 소거 및 신호 추출기술은 주파수 다이버시티 또는 신호의 스펙트럼 다이버시티에 의거하여 디스프레더에서 스택 캐리어 확산 스펙트럼 신호를 분리시키는 데 유용하다. 따라서, 예를 들어 재사용 부가 성능과 같이 셀의 바깥 쪽 간섭의 제거 뿐만 아니라, 인-셀-스택 캐리어(in-cell-stacked-carrier) 확산 스펙트럼 신호에 대한 간섭 소거가 이루어진다. 이렇게 하면, 확산 포맷의 넓은 범위에 일반적으로 적용가능한 코드 널링을 가장 효과적으로 사용할 수 있게 된다. 특히, 그러한 경우에 일단 확산 이득이 모든 기본적 메시지 심벌을 반복시키면, 심벌 변조 디렉트 시퀀스 확산 스펙트럼 포맷을 사용하도록 개발된 코드 널링 기술에 두 가지 성능 향상을 가져올 수 있게 된다.

본 발명의 장점은 적응성 안테나 배열과 함께 사용될 수 있는 무선통신방법이 제공되는 점이다.

본 발명의 장점은 첨단 배열 적용 기술에 적합하고 이에 따라 공간 다이버시티, 주파수 스펙트럼 다이버시티, 편파 다이버시티 및 공간/스펙트럼/편파 다이버시티의 조합에 기반을 둔 신호를 분리시키는 무선통신방법이 제공되는 점이다.

본 발명의 장점은 역지향성 통신기술에 적합한 무선통신방법이 제공되는 점이다. 이것은 공간 역지향성 기술이 그대로 단일 안테나 또는 안테나 배열을 구비한 스택 캐리어 확산 스펙트럼 시스템에 적용될 수 있게 한다. 또한 전체 시스템의 비용을 크게 절감시키면서 점-대-다중점 통신 링크에서의 가장 복잡한 작업을 기지국에 집중시킬 수 있게 한다.

또 다른 장점은 종래의 코드분할 다중접속, 데이터 활성화 기술에도 역으로이용할 수 있는 무선통신방법이 제공되는 점이다.

여러 도면에 도시되어 있는 바람직한 실시예에 대한 아래의 상세한 설명을 읽고나면, 당업자에게 본 발명의 상기 목적과 장점 및 그 외의 다른 목적과 장점이 명확해질 것이다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 나타내며, 본 명세서에서는일반적으로 도면부호(10)으로 표시된다. 상기 시스템(10)은 복수의 원격 유닛(12 내지 17)을 갖는 양 방향 무선통신의 기지국(11)을 포함하여 이루어진다. 도 1에서 기지국(11)의 주변에 있는 원격 유닛(12 내지 17)의 위치는 시간상으로 여러 지점에서 모든 원 거리 또는 하나 이상의 원격으로 가정한 3차원 공간내의 서로 다른 여러 곳임을 나타낸다. 기지국(11)은 다중요소 안테나(18)를 갖고 있다. 각 원격 유닛(12 내지 17)은 그에 해당하는 안테나(19내지 24)를 갖고 있으며, 그것들 모두 또는 몇 개는 예를 들어, 안테나(21, 23 및 24)와 같은 다중요소 안테나를 가질 수도 있다. 안테나(18 내지 24)는 각각 미분 공간 신호 감도를 나타내는 송수신기에 연결된 단일 물리적 안테나로부터 개별 송수신 안테나 및 안테나 배열에 걸친 범위에서 선택되는 대안들을 보여준다. 더욱이, 안테나(18 내지 24) 모두 또는 몇 개는 편파 다이버스(polarization diverse)일 수도 있다. 즉, 어떤 안테나(18 내지 24)는 양성 감응 편파(예컨테, 안테나(20))될 수도 있고, 어떤 것은 음성 감응 편파(예컨데, 안테나(22))될 수도 있다. "양성/음성" 편파 감응은 "수평/수직" 선형 편파, "시계방향/반시계방향" 원형 편파, "경사 45/135" 편파 등에 의거할 수 있다. 실제 잡음이 모든 방향에서 똑같이 시스템(10)에 들어오고 간섭원(sources of interference)은 일반적으로 특정 방향에서 도달하는 그들의 신호에 의해 정의된다. 베이스(11)와 원격 유닛(12 내지 17)간의 다중경로 신호는 채널 페이드 및 기타 문제를 야기할 수 있는 간섭의 일 형태를 나타낸다.

상기 시스템(10)은 다중요소 안테나(26)를 갖는 제 2 기지국(25)으로 표시된 것과 같이 다중점-대-다중점 및 점-대-점 네트워크 토폴로지를 포함할 수 있다. 다중점-대-다중점 네트워크는 도 1에 도시된 것의 수퍼세트이며 인접 셀 인터페이스가 제어될 필요가 있는 셀 시스템에 유용하다. 네트워크에서 각각의 베이스 또는 원격 송수신기는, 예를 들어 서로 다른 수의 주파수 셀 위로 확산될 수 있는 임의의 서로 다른 수의 안테나 요소 및 확산 인자를 가질 수 있다. 공간적으로 한정된 간섭은 네트워크내의 다른 스택 캐리어 네트워크 및 셀로부터 또는, 예를 들어 네트워크 위에 겹치게 될 FDMA 신호 또는 잼머(jammer)와 같은 그 밖의 간섭으로부터 생길 수 있다. 실제 잡음은 모든 방향에서 똑같이 또는 다르게 시스템에 들어올 수 있고, 여기서 "똑같이"는 등방성 소음(isotropic noise)을 의미할 수 있다.

상기 시스템(10)에서 무선 통신의 기본 수단은 여기서 소위 "스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS)"이라고 하는 것으로서, 실질적 주파수 다이버시티를 갖는 이산 다중 톤(DMT)은 기지국(11)과 각 원격 유닛(12 내지 17)에 의해서 그 밖의 것으로 동시에 전송된다. 하나의 기저대역 데이터 심벌은 단일 유닛(11 내지 17)으로부터 이산 다중 톤 전송의 각각의 세트에서 변조된 확산 스펙트럼이다. 이산 톤에 정보를 담는 몇 개의 개별 채널이 페이딩 아웃되거나 아주 심각하게 간섭받더라도 소정 수신기에 의해 정확한 데이터 복구가 수행될 수 있다.

본 발명은 또한 다양한 방법으로, 예컨데 도 2a 내지 도 6b에 도시된 실시예의 몇 개의 조합을 통해 표현될 수 있다. 도 2a 내지 도 6b에 소개된 각각의 주요 요소들은 도 7 내지 도 16과 관련하여 이후에 더욱 상세히 서술된다. 각 배열의 안테나는, 예를 들어 그 배열이 정확히 기능하기 위한 특정의 안테나의 기하학적 형태를 요하지 않는 임의의 공간적 배치를 가질 수 있다. 더욱이, 안테나는 공간 뿐만 아니라 편파로 위치가 바뀔 수도 있다.

도 2a는 다중요소 안테나 배열(AA)(34)에 연결된 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 송신기 뱅크(32)를 포함하는 점-대-점 송신기(30)를 나타낸다. 점-대-점 수신기(36)는 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 수신기 뱅크(40)에 연결된 다중요소 안테나 배열(AA)(38)을 포함하고 있다. 각각의 안테나 배열은 데이터를 송신하고 수신하는 공간상에 떨어져 있는 복수의 안테나를 포함하고 있다. 예컨데, 다중으로 공간상 분리된 안테나 전송 및/또는 적응성 선형 결합과 같은 적응성 안테나 배열 처리는 여기에서 또는 도 2b, 도 6a나 도 6b에서는 스택 캐리어 스프레딩 및 디스프레딩과는 결합되어 있지 않다. 상기 배열 적응성 처리는 스택 캐리어 스프레딩 및 디스프레딩 연산에 포함된다.

도 2b는 다중요소 안테나 배열(AA)(46)에 연결된 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 송신기 뱅크(44)를 포함하는 네트워크 송신기(42)를 나타낸다. 네트워크 수신기 뱅크(48)는 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 수신기 뱅크(52)에 연결된 다중요소 안테나 배열(AA)(50)을 포함하고 있다.

도 3a는 시간분할 듀플렉서(TDD)(58)에 연결된 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 송신기(56)를 포함하는 점-대-점 송신기(54)를 나타낸다. 점-대-점 수신기(60)는 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 수신기(64)에 연결된 시간분할 듀플렉서(62)를 포함하고 있다.

도 3b는 시간분할 듀플렉서(TDD)(70)에 연결된 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 송신기를 포함하는 네트워크 송신기(66)를 나타낸다. 네트워크 수신기(72)는 스택캐리어 다중접속(SCMA) 수신기(76)에 연결된 시간분할 듀플렉서(TDD)(74)를 포함하고 있다.

도 4a는 코드 널러(82)에 연결된 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 송신기(80)를 포함하는 점-대-점 송신기(78)를 나타낸다. 점-대-점 수신기(84)는 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 수신기(88)에 연결된 코드 널러(86)를 포함하고 있다.

도 4b는 코드 널러(94)에 연결된 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 송신기(92)를 포함하는 네트워크 송신기(90)를 나타낸다. 네트워크 수신기(96)는 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 수신기(100)에 연결된 코드 널러(98)를 포함하고 있다.

도 5a는 넓게 분리된 주파수 채널라이저(106)에 연결된 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 송신기(104)를 포함하는 점-대-점 송신기(102)를 나타낸다. 점-대-점 수신기(108)는 넓게 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 수신기(112)에 연결된 넓게 분리된 주파수 채널라이저(110)를 포함하고 있다.

도 5b는 넓게 분리된 주파수 채널라이저(118)에 연결된 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 송신기(116)를 포함하는 네트워크 송신기(114)를 나타낸다. 네트워크 수신기(120)는 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 수신기(124)에 연결된 넓게 분산된 주파수 채널라이저(122)를 포함하고 있다.

도 6a는 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 송신기 뱅크(128)를 제어하는 역 어댑터(136)를 갖는 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 수신기 뱅크(134)와 다중요소 안테나 배열(AA)(132) 모두에 연결된 동기 시간분할 듀플렉서(TDD) 뱅크(130)에연결되는 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 송신기 뱅크(128)를 포함하는 점-대-점 송수신 시스템(126)을 나타낸다.

도 6b는 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 송신기 뱅크(140)를 제어하는 역 어댑터(148)를 갖는 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 수신기 뱅크(146)와 다중요소 안테나 배열(AA)(144) 모두에 연결된 동기 시간분할 듀플렉서(TDD)(142)에 연결되는 스택 캐리어 다중접속(SCMA) 송신기(140)를 포함하는 네트워크 시스템(138)을 나타낸다.

도 7a는 도 2a, 3a, 4a, 5a 및 6a에 도시된 것들과 유사한 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 송신기(150)를 나타낸다. 상기 SCSS 송신기(150)는 입력되는 디지털 데이터를 전송하기 위한 아날로그 신호로 변환하는 디지털-대-아날로크 변환기(DAC)를 포함한다. 전송을 위한 아날로그 정보는 DAC(152)를 거치지 않고 직접 입력될 수 있다. 대응하는 무선 주파수 캐리어를 상승 변환 과정(up-conversion process)에서 각각 변조하는 두 개이상의 채널(예를 들어, 1,...,k)이 포함된다. 예컨데, 각각의 상승 변환 채널은 90°위상 쉬프터(158) 및 로컬 오실레이터(LO)(160)에 연결된 직각위상(quadrature)(Q) 믹서(156)와 동위상(I) 믹서(154)를 포함한다. 따라서 변조 정보는 AM 캐리어 라디오 주파수의 동위상 및 직각 위상의 진폭을 제어한다. 이득 제어된 한 쌍의 증폭기(162, 164)는 가산기(summer)(166)에 의해 재결합하기 전에 동위상 및 직각 위상 진폭을 각각 독립적으로 조정한다. 대역통과필터(BPF)(168)는 인접 채널과 간섭할 수 있는 대역 바깥 쪽의 신호를 제거한다. 최종 가산기(170)는 모든 채널로부터의 신호를 조합하여, 예를 들어 안테나로 들어오게 될 송신기 출력을 만들어낸다. 확산 이득발생기(172)는 모든 채널에서의 모든 이득 제어된 증폭기(162, 164)를 제어하는 병렬 출력을 하나의 그룹으로 묶어 주기적으로 방출한다. 각각의 이득 제어된 증폭기(162, 164)에 대한 각각의 제어 신호는 1비트 온/오프 제어를 위한 신호 디지털 라인, 이산 그레이-스케일 세팅을 위한 다중비트 병렬 디지털 제어 또는 연속적으로 가변하는 이득 세팅을 위한 아날로그 제어를 포함할 수도 있다.

송신기(150) 및 수신기(180)에 대한 도 7a 및 도 7b에 도시된 아날로그 회로의 명백한 변화는, 예를 들어 이산 디지털 논리를 갖거나 디지털 신호 프로세서를 갖는 전적-디지털 트랜스멀티플렉서("transmux")를 사용하는 것이다.

디렉트 또는 트랜스먹스 스프레딩 및 디스프레딩 접근에 대한 바람직한 대안인, 이후에 서술될 직교 주파수분할 멀티플렉싱(OFDM)의 이산 다중 톤(DMT) 방법이 도 7a 및 도 7b에 예시되어 있다.

도 7a를 참조하면, 송신기(150)의 작동 중에, 서로 다른 확산 이득 출력을 사용하여 얻을 수 있는 것보다 좀 더 쉽게 소정 수신기 유닛에 의해 수신되는 확산 이득 발생기(172)로부터의 몇몇 확산 이득 출력이 존재할 것이다. 송신기와 수신기 사이에 개입하는 무선통신 환경은 통상적으로 어떤 위상 및 주파수에 대해 그 밖의 것들보다 더 많이 감쇠 또는 간섭한다. 무선통신 환경은 채널 상호간의 간섭, 부가적 인터-네트워크, 인트라-네트워크 및 재밍/오버레이 신호를 포함하고 있어서 이러한 것들이 수신기에서는 제거될 수 없는 스프레딩 코드로 더욱 쉽게 방해를 놓게 된다. 따라서 확산 이득 출력은 개입하는 무선통신 환경, 채널 왜곡과 채널 상호간의 간섭 모두의 효과를 보상할 능력을 갖는다. 임의의 시점에서 발생되어야하는 최적의 확산 이득 출력은 시간 또는 장소에 따라 정형화된 시퀀스로 정해지거나 또는, 예를 들어 리버스 채널 데이터와 같이 통신 품질에 관한 몇 가지 측정을 하여 얻어진 결과에 따라 조정될 수 있다. 스프레딩 코드는 채널 왜곡 뿐만 아니라 상호 채널 간섭원에 대한 보상도 한다.

도 7b는 도 2a, 3a, 4a, 5a 및 6a에 포함된 것들과 유산한 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 수신기(180)를 나타내며, 도 7a에 도시된 송신기(150)를 보완한 것이다. 상기 SCSS 수신기(180)는 평행한 여러 개의 주파수 분리된 채널을 만드는 스플리터(181)에서 아날로그 신호를 받아 들인다. 전형적인 채널은 대역통과 필터(182), 스플리터(183), 동위상 이득 제어된 증폭기(184), 직각 위상 이득 제어된 증폭기(185), 로컬 오실레이터(189)와 위상 쉬프터(188)에 의해 구동되는 한 쌍의 위상 검출기(186, 187) 및, 모든 수신기 채널을 다시 디지털 신호로 조합하는 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)(190)를 포함하여 이루어진다. 각각의 하강 변환 채널(down-conversion channel)은 90°위상 쉬프터(188)와 로컬 오실레이터(LO) (189)에 연결된 직각위상(Q) 믹서(187) 및 동위상(I) 믹서(186)를 포함하여 이루어진다. 디스프레딩 가중치 발생기(despreading weight generator)(191)는 각 채널의 개별 동위상 및 직각위상 증폭기(184, 185)를 제어하도록 연결된다.

도 8에는 기지국(230)이 도시되어 있다. "코드-널링"을 위해서, 스프레딩 가중치는 바람직한 실시예에서의 디스프레드 메시지 시퀀스의 신호 대 간섭 및 잡음 비(signal-to-interference-and-noise ratio)를 최대화하고, 확산 이득이 바람직한 실시예에서 지역적으로 적용된 디스프레딩 가중치로부터 유도되는 것에 주의를 기울여 지향성 및 역지향성을 일으키도록 맞추어진다. 기지국(230)은 기지국(11)(도 1)과 유사하며, 빔 형성에 의한 원격 유닛을 갖는 지향성 무선통신을 위한 안테나 배열(232), 송/수신(T/R) 전단(front end)(234), 주파수 채널 뱅크(236), 데이터 셀 맵퍼(data cell mapper)(238), 가중치 적용 알고리즘 발생기(240), 다중안테나 다중링크 디스프레더(242), 지연 및 도플러 예측기(243), 지연 및 도플러 이퀄라이저 뱅크(244) 및 예를 들어 트렐리스 디코더와 같이 수 개의 복구된 기저대역 데이터 채널을 출력하는 심벌 디코더 뱅크(246)를 포함하여 이루어진다.

수 개의 출력 기저대역 데이터 채널은 예를 들어, 트렐리스 엔코더와 같은 심벌 엔코더 뱅크(248)에 연결된다. 그로부터, 전송은 지연 및 도플러 프리엠파시스 뱅크(250), 다중안테나 다중링크 스프레더(252), 안테나 및 주파수 채널 맵퍼(254), 송/수신 보상 알고리즘 발생기(256)에 연결된 송/수신 보상 뱅크(255), 및 T/R 전단(234)에 연결된 인버스 주파수 채널라이저 뱅크(257)을 포함한다. 송/수신 패킷 트리거(258)는 GPS 시간 전송 정보를 받아들여 T/R 전단(234)에서 개별적 송/수신 시간의 인터리브(interleave) 및 지속시간을 제어한다. 기지국은 또한 그 배열내에 하나 정도의 아주 적은 안테나 요소를 가질 수도 있다. 바람직한 실시예에서, 기지국은 역 주파수 채널라이저 및 주파수 채널라이저 작업을 수행하기 위해서 패킷화된 시간분할 중복(DMT) 또는 OFDM 변조기 및 복조기를 사용한다.

트렐리스 코드 변조의 대안적인 사용에 관한 더 많은 정보를 원한다면, Boulle 외 저, "An Overview of Trellis Coded Modulation Research in COST 231(IEEE PIMRC '94, pp.105-109)"를 참조할 수 있다.

도 9에는 원격 유닛(260)의 바람직한 실시예가 도시되어 있다. 상기 원격 유닛(260)은 원격 유닛(12 내지 17)(도 1)과 유사하며, 공간 및 스펙트럼 다이버시티 조합에 의한 기지국을 갖는 무선통신을 위한 안테나 배열(262), 송/수신(T/R) 전단(264), 주파수 채널 뱅크(266), 데이터 셀 맵퍼(268), 가중치 적용 알고리즘 발생기(270), 다중안테나 디스프레더(272), 지연 및 도플러 예측기(273), 지연 및 도플러 이퀄라이저(274) 및 예를 들어, 데이터 디코더와 같이 복구된 기저대역 데이터 채널을 출력하는 심벌 디코더(276)를 포함하여 이루어진다. 안테나 배열(262)내의 안테나는 일부 또는 전부가 편파 다이버스(예컨데, 안테나(263))일 수도 있고, 아닐 수도 있다.

출력 기저대역 데이터 채널은 예를 들어, 데이터 엔코더와 같은 심벌 엔코더(278)에 연결된다. 또한 전송은 지연 및 도플러 프리엠파시스 유닛(280), 다중안테나 스프레더(282), 안테나 및 주파수 채널 맵퍼(284), 송/수신 보상 알고리즘 발생기(286)에 연결하는 송/수신 보상 뱅크(285) 및 T/R 전단(264)에 연결된 역 주파수 채널라이저 뱅크(287)를 포함한다. 송/수신 패킷 트리거(288)는 GPS 시간 전송 정보를 받아들여 T/R 전단(264)에서 개별적 송신 및 수신 시간의 인터리브 및 지속시간을 제어한다.

원격 유닛은 그 배열내에 하나 정도의 아주 적은 안테나 요소를 가질 수 있다. 각 원격 유닛에서 안테나의 수는 유닛마다 다를 수 있다. 이것은 소정 유닛이 갖는 중요성이나 데이터율에 의거하여 원격 유닛의 비용을 변하게 할 수 있다. 원격 유닛은 서로 다른 스프레딩율을 사용할 수 있다. 그것들은 기지국 송신기에서사용되는 주파수 채널의 서로 다른 서브세트에 그들 데이터를 확산시킬 수 있다. 바람직한 실시예에서, 상기 원격 유닛은 인버스 주파수 채널라이저 및 주파수 채널라이저 작업을 수행하기 위해서 패킷화된 시간분할 중복(DMT) 또는 OFDM 변조기 및 복조기를 사용한다. 기지국과 원격 유닛의 차이는 기지국 송수신기가 예를 들어, 다중접속과 같은 다중노드(multiple node)로부터의 신호를 보낸다는 점이다. 각각의 원격 유닛은 그것을 위해 의도된 단일 데이터 스트림만을 송수신한다. 채널 이퀄라이제이션 기술 및 코드 널링은 스프레딩 및 디스프레딩 가중치에 맞추는 방법에 한정된다.

도 10은 다중안테나 송/수신 모듈(290)을 나타낸다. 상기 모듈(290)은 각각의 요소가, 예를 들어 4개의 대응하는 단일 채널 T/R 모듈(292)에 연결되는 다중요소 안테나 배열(291)을 포함한다. 각각의 T/R 모듈(292)는 패킷 트리거(293), 수신기 교정 발생기(294), 로컬 오실레이터(295) 및 시스템 클럭(296)에 연결된다. 이것들은 GPS 클럭 및 도플러 교정 신호에 의해 번갈아 구동된다. 각각의 T/R 모듈(292)은 T/R 스위치(297), 중간 주파수(IF) 하강 변환기(298), 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)(299), 디지털-대-아날로그 변환기(DAC) (300), IF 상승 변환기(301) 및 전력 증폭기(PA)(302)를 포함하고 있다. 수신 가중치 정보는 수신 과정에서 알려지며 전송 과정에서는 예를 들어, 채널 페이드 또는 간섭을 보상하기 위해서 각각의 안테나 요소에 적용된 상대 전송 전력을 설정하는 데 사용된다. 기지국이 편파 다이버스인 경우에는 송/수신 모듈이 별도로 두 개의 편파 모두를 자극해야 한다는 점이 중요하다.

송신 및 수신 타임 슬롯은, 예를 들어 미국방부에서 관리하는 지구위치결정체계(GPS)로부터 보편적으로 접근할 수 있는 시간에 독립적인 정확성의 소스에 따라 거짓 무작위로 결정될 수 있는 특정 시간에 트리거링된다. 그러한 GPS 시간은 시스템에서 사용되는 로컬 오실레이터 및 ADC/DAC 클럭을 유도하는 데에도 사용된다. 수신기측은 원격 송신원에 동기화될 필요는 없다. 특히, 통신기들간의 영역, 전파 지연 및 도플러 쉬프트를 첫 번째 데이터 패킷을 받기 전에 수신기 시스템이 알아야 할 필요가 없다. 하지만, 소정 응용례에서 어느 정도 정확성을 기하려면 통신기들간의 영역, 속도, 지연 및 도플러 쉬프트를 알수도 있다. 첫 번째 데이터 패킷을 수신하기 전에는 통신기들간의 영역, 전파 지연 및 도플러 쉬프트를 인지할 필요가 없다.

교정 모드는 선택적인 것으로서 단지 기준이 필요할 때에만 사용된다. 예컨데, 간헐적으로 소정 송신의 초기나 내부 진단 결과 교정이 요구될 때에만 사용된다.

예컨데, 도 11에 도시된 엔코딩, 스프레딩 및 변조 작업은 예를 들어, 도 12에 도시된 바와 같이, 그와 유사한 복조, 디스프레딩 및 디엔코딩 작업에 의해 반영되는 것이 바람직하다. 도 11의 데이터흐름은 도 12와는 대칭적인데, 예를 들어 도 11과 도 12 모두에서 데이터흐름이 동일한 것 처럼, 일 도면에서의 가산자(adder)가 다른 도면에서 전개되어 치환된다. 그러한 대칭성은 DMT 변조기 및 복조기, 주파수 맵핑 및 인버스 맵핑 작업, 스프레딩 및 디스프레딩 작업 및, 코드 게이티드 스프레딩 및 디스프레딩 작업에 의해 예시화된다. 스프레더의 구조는 디스프레더의 구조와 거울대칭이다. 종래 CDMA 송수신기 기술은 그런 대칭성을 갖지 않는다. 따라서, 그러한 대칭성은 본 발명의 실시예에서 결정적인 특징이다.

도 11은 실시예에서 주파수 채널화용 이산 다중 톤 스택 캐리어 확산 스펙트럼(SCSS) 변조기(300)를 나타낸다. 네비게이션 및 코딩 시스템(302)으로부터의 프레임 발생 명령이 있으면 신호 변조기(304)가 K_cell심벌 데이터 벡터에 천체력(ephemeris), 위치, 속도, 가속도 및 기타 메시지를 엔코딩하게 된다. 그러면 이러한 심벌은 빠른 푸리에 변환(FFT) 빈 또는 기저대역 톤의 세트를 변조하는 데 사용된다. 스프레더(306)에서는, K_cell기저대역 톤이 K_spread분리 스프레딩 셀 위에 겹쳐져, 예를 들어 복소수 상수를 똑같이 셀내의 각각의 심벌에 곱하여, 안테나 "1" 및 주파수 셀 "h" 복소수에 대한 분리 확산 이득이 곱해지고, 복소수 데이터의 K_active-롱 벡터에 셀을 조합한 시간 멀티플렉서에 전한다(여기서, K_active≥K_cell*K_spread). 상기 복소수 데이터 벡터는 데이터 벡터를 직접 K_FFT≥(1+SF)ㆍK_active실제 IF 시간 샘플로 변환시키는 제로-패드 인버스 FFT 연산기(308)에 전해진다(여기서 "SF"는 "형상 인자"를 의미하거나 상기 시스템에 대한 정지대역 대 통과대역의 비를 의미한다). 그러면, 상기 시간 시퀀스에서 첫 번째 E_rollㆍK_FFT샘플은 K_pachet=(1+E_roll)ㆍK_FFT-롱 데이터 시퀀스를 형성하도록 반복된다. 멀티플라이어(312)는 이것을 카이저-베셀 윈도우(314)로부터 최종 샘플링된 신호를 발생시키도록 K_packet-롱 데이터로 곱한다. 그러면 샘플링된 신호는 디지털-대-아날로그 변환기에전해져 T_packetㆍK_packet/f_s-롱 데이터 버스트가 되고 주파주 상승 변환기 및 통신 채널에 전해지는데, 여기서 f_s는 DPS/DNC 노듈의 복소수 샘플율이다. 전송된 신호의 특성을 감소시키는 데 사용된 파라미터는 모두 GPS 시간과 대등해서, 통신 네트워크에서의 노드가 동시에 전송된다. 이것은 시스템내의 각각의 안테나에 대하여 그것을 반복하는 과정이다.

기저대역 톤에서의 심벌 엔코딩은 베이스라인 시스템(300)에 포함된다. 각각의 K_cell데이터 비트는 신호 기저대역에 있는 분리 톤을 변조하여, 그 톤을 변조한 데이터 비트가 각각 제로 또는 1이라면 톤은 0 또는 180°위상 변조된다. 그러한 톤 변조는 허용가능한 전송 전력에 관하여 매우 효율적이다. 그것은 라디오메트릭 검출 기술에 민감성을 제공하고, 3dB 정도 낮은 E_b/N₀에서 전송된 비트 시퀀스의 복조에 신뢰도를 부여한다. BPSK 포맷은, 톤 위상 시퀀스의 켤레 셀프-코히어런스(conjugated self-coherence)에 기초하는 경우에 디스프레드 신호로부터 시간 및 캐리어 오프셋을 제거하는 데 있어 강력하고 세련된 방법을 사용할 수 있게 한다.

그러한 작업은 송수신기에 의해 사용된 각각의 주파수 셀(k) 및 안테나(1)에 대한, 예를 들어 서로 다른 복소수 확산 이득(g_k1)을 사용하는 단일 안테나에 대한 것이다. 디지털-대-아날로그 변환 작업(DAC 작업 이후의 T_packet=(1+e_roll)T_FFT시간 지연) 이전에 경로는 패킷 확장 인자(e_roll) 및 패킷 샘플 길이 (K_packet=(1+e_roll)K_FFT) 샘플을 사용한다. 확산 이득(g_k1)은, 예를 들어 코드북, 무작위, 거짓 무작위 또는 적응성을 통해 디스프레딩 가중치(w_kl)에 기초한 수단의 수를 통해서 결정될 수 있다.

매 데이터 심벌당 정보 비트의 수는 K_bit이다. BPSK는 엔코딩이 생략되고 K_bit=1인 경우에 간단한 엔코딩 계획이다. 플랫폼 천체력, 위치, 속도 및 가속도 정보 등이 몇몇 응용례에서 전송될 수 있는 데이터의 예이다. BPSK는 데이터율이 시스템의 최우선 고려사항이 아니라면 응용례에 대한 바람직한 변조이다.

지연 및 도플러 프리엠파시스 작업은 선택적으로 대안적인 실시예에 포함된다. 그렇게 하면 초기 패킷화 후에 DMT 변조기로부터 전송될 신호의 소정 수신기에서 지연 및 도플러 쉬프트의 효과를 제거하도록 포함될 수 있다. 상기 작업은, 예를 들어 지연 및 도플러 제거 작업이 네트워크의 기지국에 집중되게 함으로써 네트워크내의 송수신기의 설계를 단순화할 수 있다.

다중접속 송수신기에 대한 스프레딩 개념의 일반화로서, 확산 이득(g_k1(m))의 분리 세트는 다중 사용자 송수신기에서 사용자(m)에게 의도된 데이터 심벌을 스프레딩하는 데 사용될 수 있다.

도 12는 모든 디지털 완전 적용성 디스프레드 및 빔 형성 수신기(320)를 나타낸다. 이 기술의 배경을 살펴보려면, Tsoulos 외 저, "Application of Adaptive Antenna Technology to Third Generation Mixed Cell Radio Architectures(1994년 3월, IEEE #1-7803-1297, pp 615-619)"를 참조할 수 있다. 수신기 네비게이션 및 코딩 시스템(322)으로부터의 프레임 수신 명령이 있으면, 신호 변조기(324)가 배열안테나(326)의 K_array로부터 T_gate-롱 전송 프레임의 시리즈를 수집하고 아날로그에서 디지털로 변환하게 된다(여기서, T_gate는 K_gate샘플에 의해 스패닝된 시간 지연이다). 이것은 송신 및 수신 링크(T_gate= T_packet+T_guard)간의 미지의 전파 지연으로 인한 T_guard-롱 가드 시간 슬롯에 포함된다(여기서, T_gate는 패킷의 시간 스팬이고, T_guard는 K_guard샘플에 의해 스패닝된 시간격이다). K_gate-롱 디지털화 데이터 프레임은 각각의 ADC로부터 출력된 후 패킷을 FFT 빈의 정수로 분리된 각각의 톤을 갖는 주파수 도메인으로 변환하는 윈도우 제로 패드 빈약한 FFT(328)에 전해진다.

FFT 빈은, 수신된 데이터 세트로부터 미사용된 FFT 빈을 제거하고 각각의 전송된 스프레딩 셀 위로 수신된 톤을 담고 있는 K_cellx(K_spreadㆍK_array) 데이터 행렬에 남아있는 빈을 그룹화한다(여기서, K_sptead는 주파수 스프레드 인자이고, K_cell은 전-스프레드 데이터 셀당 심벌의 수이며, K_array는 안테나의 수이다). 각각의 스프레드 데이터 셀은 각 셀을 덮고 있는 상호 채널 간섭을 제거하는 선형 조합기(332)의 뱅크를 지나게 되고 수신된 데이터 세트로부터의 원래의 기저대역 심벌 톤을 디스프레딩한다. 조합기 가중치는, 주파주 의존 다중안테나 수신 및 스프레드 인터레스트 신호의 공간 필터링을 하고 동시에 수신된 데이터 신호를 디스프레딩하는 코드 케이트 셀프-코히어런스 복원 방법을 사용함에 맞게 조정된다.

조합기 가중치는 임의의 후속 복귀 송신에 사용될 송신 가중치의 세트를 구축하는 데 사용된다. 그러한 톤은 그후 수신된 데이터 세트로부터의 도플러쉬프트(비정수 FFT 빈 쉬프트) 및 메시지 전파 지연(위상 행렬)을 예측하고 제거하는 지연 및 도플러 동등화 유닛(334)에 전달된다. 심벌 복조기(336)는 전송된 메시시 심벌을 예측한다.

따라서, 각 사용자로부터 전송된 수신된 데이터 패킷은 디스프레딩되어 수신된 간섭 환경으로부터 추출된다. 상기 프로세서는 기저대역 신호가 높은 신호-대-간섭-및-잡음 비로 디스프레딩된 후 강한 잡음 및 상호 채널 간섭이 아직 존재할 때까지도 송신기에 미세한 시간/캐리어 동시성을 필요로하지 않는다.

사용자(m)로부터 전송된 K_cell심벌은 동일한 복소수 디스프레딩 가중치(w_k1(m))에 의해 주파수 셀(k) 및 안테나(1)에 수신된 각각의 K_cell톤에 가중치를 부여하고 톤-바이-톤 베이시스에 셀들을 함께 부가함에 따라 수신기에서 채널로부터 추출되어, 각각의 수신된 주파수 셀내의 톤(q)은 시스템에서 사용된 K_spreadㆍK_array주파수 셀과 안테나의 전부에 더해진다.

각각의 다중요소 송수신기는 각각의 주파수 셀에 들어온 임의의 논-스택 캐리어 간섭원을 성공적으로 널링하도록 공간 및 스펙트럼 자유도(K_arrayㆍK_spread)의 수를 최소한으로 갖는 것이 바람직하다. 임의의 과잉 잔류 자유도는 스프레드 기저대역 신호의 SINR을 향상시키거나 중첩 스택 캐리어 신호를 분리시키는 데 사용된다. 다음에, 다중요소 디스프레더 가중치가 디스프레드 기저대역 신호의 전력을 최소화하도록 조정된다. 이렇게 하면 종래의 디스프레딩 방법보다 상당히 더 강력해진 코트 널링 해법을 얻을 수 있다. 이상적인 디스프레더는 디스프레더 가중치를 조정하여 각각의 주파수 셀을 넘는 잡음 플로어를 낮추도록 논-스택-캐리어 간섭원을 널링하고, 동시에 디스프레드 신호의 SINR 을 강화한다. 상기 다중요소 디스프레더는 또한 소정 주파수 셀에서 더 약한 무선 신호를 갖는 간섭원에 대하여는 더 확실히 약한 널링을 한다. 따라서 소정 주파수 셀에서 더 약한 힘으로 수신된 간섭원에는 소프트 널이 행해질 수 있다. 예컨데, 간섭원 스펙트럼이 그 주파수에서 특히 약한 값을 갖는다면, 간섭원 통과대역의 먼 쪽 가장자리에는 더 약한 널이 행해질 수 있다.

일반적으로, 적응성 안테나 배열을 포함하는 디스프레더 가중치는 신호 송신 및 수신 작업의 질과 성능을 상당히 향상시킨다. 시스템의 수신기측에 대하여는, 인터레스트 신호에서 최적에 가까운 빔을 쏘아주고 동시에 재밍 신호에 널을 행하는 데 블라인드 또는 비교정된 방법이 사용될 수 있다.

일반적으로, 디스프레딩 가중치는 예를 들어, 예측된 데이터 심벌과 같이, 디스프레드 기저대역 신호의 신호-대-간섭-및-잡음 비(SINR)를 최소화하도록 조정된다. 이것은 통상 코드 널링 디스프레딩 가중치의 세트가 링크의 다른 쪽 끝에서 기저대역 신호를 디스프레딩하는 데 사용된 확산 이득과는 확실히 차이가 있게 한다. 특히, 그러한 결과적인 디스프레딩 가중치는 다중경로로 인한 선택 이득 및 페이드와 같은 채널 왜곡을 동시에 제거할 것이다. 디스프레딩은 신호-대-간섭 비를 최대화하고 디스프레더의 신호-대-잡음 비(SNR)를 최대화함으로써 송수신기에 의해 수신된 널링 간섭들간의 트레이드오프를 최적화한다. 종래 DSSS 및 CDMA 시스템에서의 디스프레딩 코드는 링크의 다른 쪽 끝에서 스프레딩 코드와 똑같이 설정되고단지 디스프레드 기저대역 신호의 SNR을 최대화할 뿐이다.

본 발명의 바람직한 실시예에서는 그러한 작업이 맹목적으로 수행되고, 송신 확산 이득 및 채널 왜곡은 디스프레더에서는 알려지지 않는다. 이것은 네트워크내의 송수신기에서 확산 이득을 모르고도 사용할 수 있게 하여 네트워크내에서 사용되는 프로토콜을 단순화한다. 또한 이것은 송수신기에 의해 전송 경로상에서 만나게 되는 잡음, 간섭 및 채널 왜곡을 완화시키도록 계속해서 최적화되는 꼭 맞게 결정된 확산 이득을 사용할 수 있게 한다.

그러한 접근은 스프레딩, 디스프레딩 또는 이득/가중치 적용 알고리즘에서의 어떠한 질적인 변화를 요구하지 않으면서도 안테나 배열을 사용하는 다중요소 SCMA 또는 SCSS 송수신기를 업그레이드한다. 차이점은 다중요소 스프레딩 및 디스프레딩 작업의 차원에서 다중요소 송수신기에 있다. 하지만, 다중요소 송수신기는 SCSS 신호를 분리시키는 데 사용할 수 있는 자유도가 더 크기 때문에 더 우수한 성능을 갖는다. 라디오메트릭 검출 수단에 의해 빼앗긴 영역 및/또는 면역성은 그것의 능력이 네트워크내의 기타 통신기에 공간 빔을 좌우하기 때문에 증가된다. 또한 신호가 주파수 범위 영역 위에서부터 도달되더라도 그러한 신호를 공간적으로 널링하는 능력으로 인해 비-SCSS 신호로부터의 재밍에 대한 면역성도 향상된다.

단일 데이터 패킷에 대하여 기능하는 급수렴 방법(rapid-convergence method)은 교정 데이터 배열을 위한 필요나 인터레스트 신호 또는 간섭원 신호의 도달 방향(direction-of-arrival)을 알거나 예측해야 할 필요없이 간섭원 신호의 주파수 선택적 널링이 가능해지도록 주파수 채널화된 인터레스트 신호 또는 프로세서 구조와 조합될 수도 있다. 따라서 상기 시스템(10)(도 1)은 채널의 기하학적 형태가 패킷들 사이에서 뚜렷이 변하는 매우 동적인 환경에서 데이터 패킷을 검출하고 복조할 수 있다. 그와 같이 하여, 간섭체의 수가 수신자용 안테나 배열에서의 안테나의 수보다 적은 통상의 과부하 환경에서 프로세서가 작동할 수 있었다.

시스템의 송신기측에는, 최대 전력 및/또는 최소 송신 무선 신호를 가지고 송신원으로 다시 돌아오는 인터레스트 신호를 쏘아주거나(지향성 모드), 또는 그와 함께 간섭원의 방향으로 최대 방사를 가지고 송신원으로 다시 돌아오는 인터레스트 신호를 쏘아주는(역지향성 모드) 데에 지향성 또는 역지향성 적용법이 사용될 수 있다.

비 SCSS 간섭체(non-SCSS interferer)와의 적합성이 통신자들에게 우선 고려사항이 아니거나, 간섭 송신 및 수신 플랫폼이 동일한 위치에 놓이지 않을 것 같은 경우의 응용례에서는 지향성 모드가 유용하다. 상기 모드는 또한, 통신 플랫폼이 심한 비 SCSS 간섭에 종속되어 최대 전력이 통신 링크의 다른 쪽 끝에 전해져야 하는 경우의 응용례에서도 유용하다.

간섭원이 인터레스트 신호 통과대역 및 패킷 간격을 완전히 커버하더라도, 수신된 인터레스트 신호 도달 방향의 정보없이도 통신 링크의 다른 쪽 끝으로 다시 최대 빔을 쏘아주고 수신된 인터레스트 신호 스티어링 벡터를 정확히 측정하는 데 프로세서가 이용될 수 있다. 상기 시스템(10)(도 1)은 시스템에 임의의 재밍에 대한 부가적인 면역성을 제공하는 통신 링크의 다른 쪽 끝에 K_array인자 더 큰 전력을전달한다. 이것은 통신 링크의 다른 쪽 끝이 단일 안테나로 송신 및 수신하는 동안이더라도 수행될 수 있다. 그와 반대로, 상기 시스템(10)(도 1)은 낮은 전력의 K_array인자를 사용하여 통신 링크를 유지시킬 수 있다. 이렇게 하면, K_array의 인자에 의해 상대에게 시스템이 감지될 수 있는 지리적 영역을 감소시킬 수 있다.

도 6a 및 도 6b에서 역 어댑터(136, 148)로 구현되어 있는 역지향성 모드는, 예를 들어 재밍 전략의 유효성에 접근하기 위해서, 인터셉터가 간섭원과 함께 동일한 지역에 놓여 있는 응용례에서 유용하다.

도 13은 단일 프레임 디지털 다중 톤(DMT) 변조 및 스프레딩 포맷(340)을 나타낸다. 상기 포맷(340)은 K_cell=6 이고 K_spread=4이며 두 개의 FFT 빈에 의해 분리된 각각의 스프레딩 셀을 갖고 따라서 K_space=2인 예시적인 환경을 위해 사용된다. 송신될 6개의 데이터 비트는 ±1 데이터 심벌의 세트에 제일 먼저 전송된다. 상기 심벌은 각 셀에 분리 복소수 가중치(g_k)를 갖는, 예를 들어 스프레딩 셀과 같은 FFT 빈의 4개의 셀 위로 겹쳐지게 되는 6개의 기저대역 FFT 빈을 에너자이즈한다. 복소수 가중치는 확산 이득이며 무작위 또는 거짓 무작위로 각각의 데이터 패킷 위로 세팅된다. 기저대역 신호의 시간 도메인 표현에 포개지거나 스택된 복소수 사인 캐리어파의 세트를 곱함으로써 주파수 도메인에서 스프레딩이 행해진다. 실제에서는, 적당한 출력 FFT 크기에 대한 연산 복소수에 상당한 잔여의 큰 FFT의 빈을 간단히 에너자이즈하여 스프레딩이 행해진다. β=9인 카이저 베셀 윈도우는 본 발명에서, 예를 들어 인터톤 간섭과 같은 인접한 톤들로부터 수용불가능한 간섭에 종속하지 않는 톤들간의 공간을 "필 아웃(fill out)"하는 데 사용된다. 특히, β값이 크면 인접한 톤들간에는 수용가능한 간섭을 주고 더 바깥 쪽의 톤들간에는 극도로 낮은 간섭을 준다.

비-블라인드 또는 교정된 기술은 기저대역 데이터 시퀀스 또는 채널 왜곡 및, 최적의 신호 예측법에 의거한 이상적인 가중치를 전개하기 위한 확산 이득에 대한 정보를 이용한다(예컨데, 최소-제곱법). 블라인드 또는 비교정된 기술은 디스프레딩 가중치를 맞추기 위해서 더 일반적인 기저대역 데이터 신호의 특성을 이용한다. 송신 채널 및/또는 기저대역 신호의 기지 및 미지의 성분을 사용하는 이들 기술의 혼합은 효과적인 솔루션을 구축하는 데 사용될 수 있다. 특히 유용한 블라인드 기술의 예에는 상수계수, 다중계수 및 결정방향 기술이 포함된다. 그러한 것들은 디스프레딩 가중치를 맞추기 위해서 메시지 심벌 성좌(message symbol constellation)의 특성을 사용한다. 복조기(332)(도 12)에서 다중요소 디스프레더 가중치를 맞추는 데에는 많은 방법들이 사용될 수 있다. 우선, 알고 있는 패킷 도달 시간 또는 이산 다중 톤 스택 캐리어 신호의 알고 있는 스프레딩 파라미터의 장점을 취하는 도미넌트-모드 예보(DMP) 방법이 있다. 두 번째로, 알고 있는 셀프 코히어런스 또는 이산 다중 톤 스택 캐리어 신호에서 스펙트럼으로 분리된 신호 성분들간의 비제로(non-zero) 상관관계의 장점을 취한는 코드-게이티드 셀프 코히어런스 복원(SCORE) 방법이 있다.

이들 두 개의 기본 종류에서, 셀프 코히어런스 복원 기술은 이산 다중 톤 스택 캐리어 신호의 검출 및 단일 패킷 획득을 위한 가장 큰 실용성을 갖는다.

종래 스펙트럼 및 그 밖의 형태의 셀프 코히어런스 복원은 알고 있는 스펙트럼 및/또는 켤레 셀프 코히어런스 특성의 장점을 취한다. 이것은 소정 통신 신호의 주파수 쉬프트 및/또는 켤레 성분들간의 비제로 상관관계이다. 블라인드 방법은 인터레스트 신호 또는 그들의 도달 방향에 대한 내용의 어떠한 사전 지식을 요하지 않는다. 그 대신에, 블라인드 방법은 인터레스트 신호와 상관관계에 있는 특정 주파수 쉬프트에 대한 그 자신의 지역 정보를 사용한다. B.Agee, S.Schell, W. Gardner, "Self-Coherence Restoral: A New Approach to Blind Adaptation of Antenna Arrays",(Proceeding of the Twenty-First Asilomar Conference on Signal, System and Computer, 1987)를 참조할 수 있다. 또, B. Agee, S. Schell, W. Gardner, "Self-Coherence Restoral: A New Approach to Blind Adaptive Singnal Extraction Using Antenna Arrays"(IEEE Proceedings, Vol.78, No.4, pp. 753-767, 1990년 4월)참조할 수 있다. 또한, B. Agee, "The Property Restoral Approach to Bilnd Adaptive Signal Extraction"(박사 논문, 켈리포니아 대학교, Davis, CA, 1989)를 참조할 수 있다.

이중 측대역(double side band) 진폭 변조된 신호에서는, 그러한 신호의 실제 IF 표현이 실제 IF 표현으로 인한 DC 및 이중 측대역 진폭 변조된 변조 포맷으로 인한 캐리어 주파수 모두에 대하여 켤레 대칭성을 갖는다. 이러한 대칭성은 서로에 대하여 동일해야 할 신호의 양성 및 음성 주파수 성분때문에 서로에게 오프세팅한다. 이 완벽한 스펙트럼 셀프 코히어런스는 이중 측대역 진폭 변조된 인터레스트 신호와 두 배의 캐리어로 주파수 쉬프트된 그 자신의 복제물 사이의 상관 계수를 계산함으로써 관찰된다. 주파수 쉬프드 연산기는 비제로(non-zero) 값을 가져야 하는 상관 계수로 인하여 양성 주파수 성분으로 채워진 주파수 대역에 음성 주파수 성분을 혼합한다. 그러한 비제로 값은 그 주파수 쉬프트의 값이 복제물에 적용될 때에만 발생한다. 통일 상관 계수(unity correlation coefficient)는 초기에 인터레스트 신호를 중첩하지 않는 외부 무선 신호와 주파수 쉬프트된 이중 측대역 진폭 변조된 신호를 필터링 아웃함으로써 얻어진다.

도 14에서, 크로스 셀프 코히어런스 복원(SCORE) 프로세서(350)는 다중안테나 수신된 데이터 신호(x(t))에 적용되는 복원을 하는 데 사용된다. 상기 프로세서(350)는 우선 일련의 필터링, 주파수 쉬프트 및, 선택적 켤레 연산자를 통해 수신된 데이터를 전달하여 프로세서가 목표하는 신호에만 관계되는 신호(u(t))가 된다. 그 다음, 초기 신호와 처리된 신호(x(t)=u(t))는 조합기 출력 신호들(y(t)=w"x(t) 및 r(t)=c"u(t))간의 상관 계수를 최대화하도록 맞추어진 한 쌍의 빔-앤드-널 조향기(beam-and-null steer)(선형 요소 조합기)(352, 354)를 통해 전달된다. 프로세서를 목표로 하는 데 사용된 제어 파라미터는 통상 지연 연산기, 주파수 쉬프트 값(α) 및 켤레 플래그(conjugation flag)(*)로 설정되는 필터 연산기이다. 상기 프로세서 파라미터들은, 예를 들어 프로세서에 대한 송신된 인터레스트 신호에서 간섭이 없는 강력한 상관 계수를 산출하는 값으로 설정된다.

도 15 및 도 16은 일반적인 코드 케이티드 SCORE 작업에서 사용된 코드 게이팅 연산을 나타낸다. 특정 코드 게이팅 구성은 스프레더 및 디스프레더 데이터 흐름과 이에 따른 구조에 대한 몇몇 중요성 변경을 요한다. 이러한 것들은 도면에 도시된 코드 게이티드 SCORE 디스프레더 적응성 알고리즘을 가능하게 하는 한 가지 방법을 보여준다. 또 다른 방법은 주파수 셀을 가로지르지 않고 패킷을 가로지르거나 주파수 셀 내부로 코드 게이팅을 적용하는 것이다. 예컨데, 우수 패킷 위의 어크로스 K_cell기저대역 심벌에 적용된 게이팅 코드를 갖는 데이터 심벌을 반복함으로써, 결과적으로 스프레더 및 디스프레더를 거치는 데이터 흐름에 영향을 미치지 않는다.

ㆍ K_part≥2 서브세트, K_SCORE셀/서브세트 -K_part= K_spread, 개별 서브세트에서 처리된 셀,K_SCORE=1 셀/서브세트로 스프레딩 셀을 분할

-K_part= 2,우수및기수서브세트로 분리된 셀,K_SCORE= K_spread/2 셀/서브세트- 각 K_partㆍK_SCORE= K_spread경우에ㆍ 서브세트내의 모든 셀에 대하여 동일한 코드 키를 사용:-c(n;K_part/+K) = c(n;k), k=0, ..., K_part-1,/=0,...,K_SCORE-1-대안적인 형태: c(n;k) = c(n;(k)K_part), k=0,..., K_spread-1, (k)K_part= k의 모듈로-K_part각 서브채널의구조가 동일한서로 다른 코드 키를 사용하여 다중 SCSS 서브채널(스택-캐리어 다중접속)로 송신-서브세트(코드 널링 수행된)당 K_arrayㆍK_SCORE서브채널의 분리 허용-사용자마다더 큰 데이터율(사용자마다의 다중 서브채널) 가능-다중접속 통신(셀로 통신하는 다중 사용자) 가능-K_SCORE-1 SCSS 간섭의 거부(셀룰러 통신) 가능-동일한 오조정 레벨을 성취하도록 더 큰 시간 대역폭 생성을 요구ㆍ 실제로, 특정 응용례에 대하여 조정된 K_part비-SCSS 간섭이 크고, 빠른 수렴 시간이 중요한 셀룰러 오버레이 시스템, 비동기식 점-대-점링크에서는 K_part= K_spreadSCSS 간섭이 큰 SCMA 시스템, 점-대-다중점 링크에서는 K_part= 2

코드 게이티드 셀프 코히어런스 복원은, 적응성 스프레더를 촉진하기 위해서 통신 시스템이 인위적으로 부가되었지만 통신 네트워크에서 게이팅 정보에 접속하지 않고는 판별할 수 없다는 셀프 코히어런스의 장점을 취한다. 본 발명에는 두 개의 코드 게이티드 SCORE 방법이 포함된다.

다중접속 통신을 위한 바람직한 셀프-코히어런스 복원 방법은 스프레딩 연산에 앞서 독특한 코드 게이팅 연산을 기저대역 메시지 신호로 인가하는 것을 포함하고, 이는 시스템의 각 링크에 대하여 독특하게 결정된다. 예를 들면, 주파수 셀들이 2 개의 서브세트, 즉 우수 및 기수로 갈라지는 경우에는, 도 15 및 도 16에 도시된 바와 같이, 코드키가 기수셀에만 인가된다. 데이터 심볼은 도 11에 도시된 방법을 이용하여 우수셀에 걸쳐 스프레드된다.

유사한 스프레딩 연산이 기수셀에 인가될 수 있다. 그러나, 이러한 셀에 전송된 데이터 심볼은, 먼저 네트워크의 각 사용자(m)마다 다른 상수 계수 코드키(c(m) = [c₄(m)])가 곱해지는 코드 게이팅 연산이 수행된다. 이 연산은 다중접속 디스프레더에서 역전된다. 디스프레딩 연산 후, 우수 및 기수 주파수 셀상에 이용되는 디스프레더의 출력을 조합하기 전에, 기수 주파수 셀에 코드키의 켤레(c^*(m))를 곱한다. 단일-사용자 SCSS 송수신기에서의 코드 게이팅 연산은 SCSS 송수신기에 사용된 단일 코드키에 대해서만 수행된다. 단일-패킷을 받아들이는 연산시, 디스프레드(켤레) 코드키는 선형 결합 연산에 앞서 각각의 수신된 기수 주파수 셀 및 송수신기 안테나 상에 인가된다.

상기 코드 게이팅 연산의 효과는 상기 코드키와 함께 전송된 신호가 기수 주파수 셀에 디스프레드 코드키를 곱한 후 우수 및 기수 주파수 셀간의 통일된 상관계수를 갖도록 하게 하는 것이다. 역으로 말하면, 동일한 코드 게이팅 연산은, 상이한 코드키를 이용하여 전송된 다른 신호들 모두가 우수 및 기수 주파수 셀간에낮은 상관계수를 갖게 할 것이다. 이러한 조건은 수신된 신호에 부여된 (미지로 가정된) 지연 및 도플러 쉬프트에 관계없이 유지될 것이다. 그 후, 결과로서 생기는 신호는 도 14에 도시된 크로스-SCORE 알고리즘에 직접 입력될 수 있는데, 여기서 x(t)는 우수 (게이팅되지 않은) 주파수 셀로 대체되고, u(t)는 기수 (게이팅된) 주파수 셀로 대치되며, 이 때에 t 는 타임 인덱스가 아니라 심볼 인덱스(q = 1,...,K_cell)를 나타낸다. 디스프레딩 가중치는 우수 및 기수 주파수 셀에 인가된 디스프레드 선형 결합기의 출력간의 상관계수가 최대가 되도록 채택된다.

이러한 방법은 링크에 대해 알려진 코드키만을 기초로 하여, 네트워크에서 임의의 링크에 대한 디스프레딩 및 확실한 감지를 제공한다. 단일-사용자 SCSS 송수신기에 있어서, 송수신기는 링크를 획득하고 정확한 신호가 전달되고 있는 것을 확인하기 위한 부가적인 연산의 필요없이, 통신하고 있는 링크만을 디스프레드한다. 만일, 예를 들어 장시간 전송에서 일어나는 "포트 셔플링(port shuffling)"과 같은 불리한 채널 조건으로 인하여 링크가 일시적으로 상실되면 자동적으로 재획득된다. 다중-사용자 SCMA 송수신기에 있어서, 이러한 방법은 채널 조건이 바뀌는 포트 스와핑 또는 셔플링없이, 상기 송수신기에 링크된 노드에 의하여 사용된 이미 알려져 있는 코드키만을 기초로 하여, 송수신기에 의해 지원되는 모든 링크에 대한 확실한 감지, 디스프레딩 및 식별을 가능하게 한다. 코드키는 코드-게이팅 연산에 포함된 스크램블링에 의해 소정의 프라이버시를 제공한다.

베이직 코드-게이티드 SCORE 방법은 여러가지 방법으로 일반화될 수도 있다.특히, 코드키는 주파수 셀들간의 강화된 보안성 및 디코렐레이션(decorrelation)을 제공하기 위하여, 기수 주파수뿐만 아니라, 우수 주파수에 대해서도 적용될 수 있다. 이 코드 게이팅은 우수 패킷시에 생략되고, 기수 패킷시에는 모든 주파수 셀에 걸쳐 수행된 코드 게이팅을 포함한 연속한 패킷 상에 데이터 심볼을 전송함으로써, 주파수가 아닌 시간에 적용될 수도 있다. 스프레딩 코드가 이러한 패킷 쌍들에 걸쳐 일정하게 유지되어 있다면, 이러한 접근법은 디스프레딩 가중치를 적응시키기 위한 더욱 강력한 자동-SCORE 방법을 사용할 수 있게 한다.

·소정의 환경에서 허용된 좀더 강력한 알고리즘- 각 스프레딩 서브세트 상에 동일하게 또는 거의 동일하게(복소 스칼라 만큼 다름) 근사된채널 응답- 각 스프레딩 서브세트 상에 동일하게 근사된 백그라운드 간섭·최대로 가능한 예측기 유도- 각 스프레딩 서브세트 상에 동일하게 또는 거의 동일하게 가해진 확산 이득- 각 스프레딩 서브세트 상에 동일하게 또는 거의 동일하게 가해진 디스프레딩 가중치- 자동-SCORE 고유방정식의 기본모드(들)에 대한 디스프레딩 가중치 설정·크로스-SCORE 고유방정식을 통한 장점을 구비- 더 낮은 복잡성- 동일한 시간-대역폭 결과에 있어서의 더 낮은 오조정- 네트워크 응용에서의 각 서브세트 상에 최대-SINR을 동일하게 함- 점근적 오조정이 일어나지 않음·단점- 채널 응답이 각 서브세트 상에 동일하지 않으면 모델링 오차에 민감함- 디스프레딩 연산(통상적으로 간단한 알고리즘)시 타이밍 및/또는 도플러의 트랙킹/제거요구됨

많은 수의 주파수 또는 패킷 서브세트들은 각 서브세트에 채용된 코드키를 개별 설정함으로써, 상기 시스템에 이용할 수도 있다. 이 경우, 디스프레더는 크로스-SCORE 고유방정식의 수퍼-벡터 해석에 의한 크로스-SCORE 방법의 일반개념을 사용한다. B.Agee, "The Property-Restoral Approach to Blind Adaptive Signal Extraction," in Proc. 1989 CSI-ARO Workshop on Advanced Topics inCommunications, May 1989, Ruidoso, NM; 및 B. Agee, "The Property Restoral Approach to Blind Adaptive Signal Extraction," Ph.D. Dissertation, University of California, Davis, CA, June 1989 를 참조한다. 주파수 서브세트 수가 많아질수록, 송수신기에 의해 지원될 수 있는 다중접속 통신의 수는 감소하지만, 가중치 계산의 안정성은 향상되고, 알고리즘의 스택되지 않은 캐리어 널링 능력 및 잡음 감소는 변하지 않고 유지된다. 주파수 서브세트 수의 한도는 스프레딩 인자(K_spread)와 같다.

코드-게이티드-셀프-코히어런스 복원 방법은 멀티셀 셀프-코히어런스 복원 고유방정식의 기본모드를 이용하여, 채널화된 데이터 수퍼-벡터로부터 직접 시그널-오브-인터레스트(signal-of-interest) 기저대역을 추출한다. 이 방법은 동시에 주파수-의존 공간 필터링을 하고, 각 셀 내의 안테나 요소들을 상기 스프레드 시그널-오브-인터레스트에 결합하며, 이 결과로 생긴 데이터 신호를 주파수 셀에 조합하기 위하여 디스프레드한다.

코드-게이티드-셀프-코히어런스 복원 방법은, 최대로 달성 가능한 디스프레드 및 수신된 데이터 패킷의 빔-형성 SINR 이 포지티브라면, 포지티브 또는 네거티브 수신 SINR에서 효과적으로 연산 가능하다. 이 방법은 디스프레딩(선형 조합) 연산자의 고유한 소자로서 안테나 배열에 적응한다. 동일한 방법은 K_array= 1 인 단일 안테나 시스템을 포함하여 임의 개수의 안테나에도 사용된다. 코드-게이티드-셀프-코히어런스 방법은 그 실시에 있어 소정의 시점에서의 확산 이득 또는 기본적인 메시지 시퀀스의 사전지식을 요구하지 않는다. 이 방법은 메시지 시퀀스를 디스프레드하기 위하여, 시간 또는 도플러 쉬프트된 주파수에 대한 조사를 요구하지 않는다.

코드-게이티드-셀프-코히어런스 복원 고유방정식의 기본 고유값은 통신 링크가 먼저 오픈되는 경우, 새로운 신호 패킷 검출을 제공한다. 수신기는 패킷이 통신 채널에서 전송될 때, 펄스를 다른 단부로 되돌리면서, "온-디맨드(on-demand)" 원리로 기능한다.

부가적인 방법은 코드-게이티드-셀프-코히어런스 복원 후, 이산 다중 톤 스택 캐리어 데이터 패킷에 대한 검출을 강화하거나 확인한다. 특히, 검출 신뢰성은 최대 코드-게이티드-셀프-코히어런스 복원 고유값의 평균 및 표준편차를 예상하기 위하여 코드-게이티드-셀프-코히어런스 복원 고유방정식의 더 적은 고유값을 사용하여 더욱 향상시킬 수 있다. 그리고, 최대 고유값은 예상 평균에 의해 감소되고, 예상 표준편차에 비례하게 되어, 더욱 강력한 경향 보정 검출 통계량(trend corrected detection statistic)을 얻게 한다.

다른 방법은 코드-게이티드-셀프-코히어런스 복원시 패킷 감지를 뒷받침하기 위하여 다운스트림 디스프레딩 및 복조 연산기를 사용한다.

제 1 데이터 패킷의 획득시 초기 도플러 복구에는 수신측 FFT의 풀 리모드(full remode)에서 제 1 데이터 패킷을 추출하고, 선형 보간법을 사용하여 송신측 주파수 리모드에 대한 결과로 생기는 출력 신호를 서브-샘플링함으로써 단편적으로 이격된 이퀄라이저의 주파수-도메인 아날로그를 사용한다. 선형 조합 가중치는 소정의 적절하게 채택된 방법을 사용하여 센터를 조율하기 위해 데이터를 재샘플링한다. 일정계수법 등의 최소-제곱 특성 복원 알고리즘은 디스프레드 데이터 심볼의 계수의 변동을 최소화한다. 최소-제곱 일정계수법은, 전송된 데이터 톤들이 BPSK 변조방식을 사용하여 발생된다면 일정한 계수를 갖는다는 특성을 이용하지만, 전송된 신호에 톤 스페이싱의 비정수 배수인 도플러 쉬프트가 일어난다면, 이러한 특성은 파괴된다. 이 최소-제곱 일정계수법은 이러한 특성을 디스프레더 출력 신호에 저장한다. 전반적인 기술은 중요한 도플러 쉬프트 및 경로지연하에서 작용한다. B.Agee, "The Least-Squares CMA: A New Approach to Rapid Correction of Constant Modulus Signals," in Proc. 1986, International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol. 2, pg.19.2.1, April 1986, Tokyo, Japan. 를 참조한다.

두가지 일반적인 방법은 데이터 전송을 위한 안테나 배열 가중치를 발생하는데 유용하다. 역지향성 전송은 켤레 수신 가중치에 비례하게 전송 가중치를 설정하며, 지향성 모드는 켤레 패킷 스티어링 벡터에 비례하게 전송 가중치를 설정한다. 이 역지향성 모드는 간섭하는 신호들이 다중점 통신 네트워크에서의 다른 멤버가 될 수 있는 상업적인 통신과 군용 항공통신 응용에 아주 적합하다.

지향성 모드는 숨겨진 특성이 통신자에게 주요 고려대상이 되고, 재밍 및 도청 플랫폼이 대부분 동일한 위치에 위치할 것 같지 않은 응용분야에 유용하다. 이 모드는 통신 플랫폼에 많은 간섭이 있어, 무선 발신의 간섭이 있는 곳에서 통신하기 위하여 통신 링크의 다른측에 최대 파워가 전달되어야 하는 응용분야에 유용하다. 그러나, 이 방법은 제휴 통신 시스템의 다른 간섭체들로부터 멀리 떨어진 지향성 에너지의 매력있는 특성을 갖지는 못한다.

지향성 모드는 에어링크에 의해 큰 스펙트럼 스프레딩 인자가 이용되면, 디스프레더의 복잡성을 매우 단순하게 할 수 있는 멀티플라이어 순응 계획(multiplier adaption strategy)도 구성한다.

역지향성 전송 모드는 이하에 설명한다. 이 역지향성 모드는 송신기 안테나 배열 가중치를 신호 수신시 계산된 켤레 배열 가중치와 동일하게 설정한다. 송신 및 수신 연산자가 동일한 주파수대역에 걸쳐 사용되고, 송신 및 수신 경로간의 소정의 내부 차이가 같게 되면, 송신기 안테나 배열은 수신기를 위한 안테나와 동일한 이득 패턴을 가질 것이다. 송신기 안테나 배열은 신호 수신시 존재하고 있던 임의의 간섭체들의 방향으로 널의 방향을 예측할 수 있다. 각각을 사용하는데 있어 널 깊이는 수신된 간섭체의 상대적인 강도에 의해 결정된다.

여기서, g_k는 K_arrayx 1 차원 벡터이고, 주파수 셀 "k"에 걸친 송신에 있어 이용된 다중-요소 스프레딩 백터를 나타낸다. 주파수 셀 "k"에 걸친 수신에 있어 사용된 다중-요소 디스프레딩 벡터는 K_arrayx 1 차원 벡터이기도 한 w_k에 의해 표현된다.

본 발명의 실시예는 각 스프레딩 셀에 걸친 K_arrayx 1 스프레딩(g_k) 가중치의 상이한 설정을 이용하여 송신 패킷을 스프레딩하여 주파수 선택 송신 가중치를 제공하도록 구성되는 것이 바람직하다. 이것은 g_k=λw_k ^*와 같은 신호 수신시에 각 주파수 셀에 이용된 K_arrayx 1 선형 결합기 디스프레딩 가중치에 비례하는 (다중-요소) 스프레딩 이득(g_k)을 설정함으로써 주파수-선택 역지향성 전송 가중치를 설정한다. 이 모드는 결과로 생기는 널 깊이가 각 주파수 셀에 걸쳐 실현된 안테나 배열 분산에 의해 제한될 것이기 때문에 광대역 간섭원에 의해 우위를 갖는 환경에서 특히 효과적이다. 이 경우, 프로세서는 공간뿐만 아니라 주파수에 있어서도 간섭원을 무효로 할 것이다. 송신기 안테나 배열만이 상기 간섭원에 의해 점유된 주파수 셀에 있어 각 간섭원을 무효로 한다. 이것은 시그널-오브-인터레스트 패킷을 수신하는데는 괜찮지만, 전체 패킷 통과대역에 걸쳐 패킷 무선 신호를 간섭원 위치로부터 떨어지도록 하는 목적이라면 패킷을 전송하는데 비효과적이다. 이러한 목적은 부분-대역 간섭원의 수가 안테나 배열에 있어 구성요소의 수와 같거나 초과한다면, 소정의 수단에 의해 달성될 수 없다.

지향성 전송 모드는 송신기 안테나 배열 가중치를 (켤레) K_arrayx 1 패킷 스티어링 벡터와 동일하게 설정한다. 송신 및 수신 연산자는 송수신 스위치를 지나 송신 및 수신 경로간의 차이가 적절하게 동등화되면서 동일한 주파수대역에 걸쳐있다면, 결과로서 나타나는 안테나 배열은 최대 무선 에너지를 최소 전송 무선 에너지를 갖는 근접한 링크 또는 통신 링크의 타측으로 향하게 할 것이다. 지향성 배열은 통상적으로 간섭원의 위치를 무시하는데, 예를 들어 간섭체는 통신 링크에 관한관점에서는 어디든지 있다고 가정한다.

지향성 방법은 본 발명에 있어서 주파수-선택을 기초로 하여 구현될 수 있다. 이것은 예외적으로 광대역 통신 링크, 예를 들면 K_spread의 큰 값 또는 패킷 스티어링 벡터가 패킷 통과대역에 걸쳐 상당히 변화하는 매우 분산된 통신 채널에 걸쳐 여러 이점을 제공한다. 그러나, 이것은 최대 파워 모드가 패킷 스티어링 벡터에서의 마이너 에러에 의해 매우 크게 떨어지지 않기 때문에 중요하지 않다.

이러한 예측 에러는 통신 링크가 매우 혼잡하거나, 패킷 스티어링 벡터가 짧은 통신 구간, 예를 들어 단일 패킷에 걸쳐 예측된다면 커질 수 있다. 특히, 전체적으로 간단한 방법은 지향성 송신기 안테나 배열을 전송 에너지의 강한 빔을 주위 환경의 간섭원으로 집중시키는 것이다. 지향성 전송 방법 또는 패킷 스티어링 벡터 예측기는 재밍 및 전송 시나리오의 예상된 범위내에서 연산하는 것을 신뢰할 정도로 복잡하지 않고, 저렴하게 구현할 수 있을 정도의 단순함이 요구된다.

3 개의 일반적인 스티어링 벡터 예측방법이 바람직하다. 첫째, 상관관계법은 수신된 패킷 데이터와 예측된 패킷 데이터간의 상관관계를 이용하여 패킷 스티어링 벡터를 예측한다. 둘째, 멀티셀 ML형 방법은 주파수-채널화된(멀티셀) 데이터가 있는 곳과 적당한 단순화 조건하에서 얻어지는 최대-가능(ML) 예측기를 이용하여 패킷 스티어링 벡터를 예측한다. 셋째, 파라미터 방법은 적당한 매개 변수 모델을 이용하여 패킷 스티어링 벡터를 억제함으로써 멀티셀 예측기를 더욱 세밀하게 한다.

상관관계법은 패킷 스티어링 벡터를 예측하는 세가지 방법 중에서 가장 간단하다. 이 방법의 약점은 단일 간섭원이 있는 곳에서 얻어진 예측값을 고려함으로써, 이 예측값이 패킷 스티어링 벡터에 수신된 간섭원 및 패킷 신호간의 크로스-상관관계에 비례하는 간섭원 스티어링 벡터를 더한 값으로 변한다는 것이다. 이 크로스-상관관계를 0 으로 줄이기 위해서는, 요구된 시간-대역폭 결과물(샘플)이 간섭원 신호의 1/S, 예를 들어 간섭원이 패킷 신호보다 50 dB 이 더 강하면, 1,000,000 샘플보다 더 클 것이 요구된다. 그 결과, 이 방법은 일반적으로 적절하지 않다.

다른 두가지 방법들은 패킷 스티어링 벡터를 예측하기 위하여 최적화된 최대 가능(ML) 예측절차를 이용함으로써 이러한 한계를 극복할 수 있다. 결과로서 생기는 예측기는, 간단한(비매개변수식) 또는 복잡한(매개변수식) 스티어링 벡터 모델을 이용하여, 부분-대역 간섭원 또는 광대역이 존재하는 곳에 정확한 스티어링 벡터 예측기를 제공할 수 있다. 또한, 이러한 예측기의 성능은 종래의 Cramer-Rao 바운드 분석을 이용하여 예측할 수 있다.

유용한 성능 바운드는 멀티셀 환경에서 얻어진 소정의 비매개변수식 스티어링 벡터 예측값이 도출된다. 이 수신된 데이터는 알려지지 않은 복소 스티어링 벡터에 비례하고 부가적인 복소 가우시안 간섭에 의해 손상된 공지의(또는 예측된) 패킷 기저대역을 각각 포함하는 K_spread별도 주파수 셀로 분할된다. Pe 셀의 스티어링 벡터는 a_k= g_k에 의하여 모델링되는데, 여기서 "a"는 (주파수-독립) 패킷 스티어링 벡터이고, g_k는 k^th스프레딩 셀에서 얻어지는 수신된 단일-안테나 패킷 확산 이득 스칼라량이다. 복소 가우시안 간섭은 각 셀마다 독립적이라고 가정하고, 일시적인-화이트 잡음은 평균 0 이며, 미지의 자기상관 매트릭스는 k^th셀에서이다.

패킷 스티어링 벡터a는 차원 K_array에 대한 차원 K_array벡터의 임의의 복소수로 가정하는데, 예를 들면a는 소정의 매개변수화된 모델세트에 대해 고정되도록 강제되지 않는다(예를 들어, 방위각과 입면각에 대해 매개변수화된 어레이 매니폴드). 스티어링 벡터 예측은 이러한 모델, 예를 들어 비매개변수식 기법을 사용하여 개발되었다. H. VAN Trees, Detection, Estimation, and Modulation Theory, Part I, New York: Wiley, 1968.를 참조한다. Cramer-Rao 바운딩 이론을 사용하여,a의 소정의 비편향 예측기는 주어진 Cramer-Rao 바운드에 의해 바운드된 예측 정밀도(평균-제곱오차)를 가질 것이다. 매트릭스R은 평균적인 역자기상관(inverse autocorrelation) 매트릭스의 역과 동일한 간섭 자기상관 매트릭스의 일반화된 "평균" 을 가리킨다.

바람직한 실시예에 있어서, 공간 스티어링 벡터a와 스펙트럼 확산 이득(g_k)은 다음의 공식을 이용하여 반복해서 계산된다.

및

여기서, R_HkHk는 스펙트럼 셀(k)에서 적응 블럭에 걸쳐 측정된 데이터 자기상관 매트릭스이고, w_k는 스펙트럼 셀(k)에 이용된 디스프레딩 가중치의 공간 성분이다. 스티어링 벡터와 확산 이득은 향상된 디스프레딩 가중치(w_k)를 계산하는데 사용될 수도 있으며, 이는 스펙트럼 프로세싱(주파수 셀에 걸친 선형 결합)에 의해 공간 프로세싱(각 주파수 셀에서의 선형 결합)을 수행하는 다중 디스프레딩 절차에 사용될 수 있다.

도 1 내지 도 14에 도시된, 코드 널링 기술과 결합된 스택 캐리어 확산 스펙트럼 무선 통신 장치는 본 발명의 대안적인 실시예를 나타낸다. 코드 널링 간섭 소거 기술은 스택 캐리어 확산 스펙트럼 기술과 효과적으로 결합될 수 있다. 코드 널링 설계에 대해 더욱 자세한 것을 원한다면, Brian Agee "Solving the Near-Far Problem: Exploitation of Spatial and Spectral Diversity in Wireless Personal Communication Networks,"Wireless Personal Communication, edited by Theodore S. Rappaport, et al., Kluwer Academic Publishers, 1994, Ch. 7. 및 Sourour, et al., "Two Stage Co-channel Interference Cancellation in Orthogonal Multi-Carrier CDMA in a Frequency Selective Fading Channel," IEEE PIMRC '94, pp. 189-193. 을 참조한다. 또한, Kondo, et al., "Multicarrier CDMA System with Co-channel Interference Cancellation," March 1994, IEEE, #0-7803-1927, pp. 1640-1644. 를 참조한다.

도 1 내지 도 14에 도시된 기본 스택 캐리어 확산 스펙트럼 무선 통신 장치는 공간, 주파수 및/또는 코드, 예를 들어 공간분할다중접속(SDMA), 주파수분할다중접속(FDMA) 및 코드분할다중접속(CDMA)에 의해 독립한 채널들을 동시에 분리하는 본 발명의 다중접속 실시예에 조합되는 것이 가능하다.

SDMA 실시예에 있어서, 안테나 배열은 선택적으로, 예를 들어 최소 두 지역을 개설하기 위한 공간으로 향할 수가 있다. 지역 내의 각 송신기 및 수신기 쌍은 그 송신기-수신기 쌍의 다른 한쪽만을 이용하거나 다른 다중접속채널을 나타내는 다른 지역의 다른 쌍들을 배제하기 위하여 대응하는 안테나 배열을 맞춘다. 본 발명의 실시예들은 스택 캐리어 확산 스펙트럼 기술을 갖는 SDMA 기술을 조합함으로써 구별한다. SDMA 설계에 관한 상세한 것은, Forssen, et al., "Adaptive Antenna Arrays for GSM900/DSC1800," March 1994, IEEE #0-7803-1927, pp. 605-609. 및 Talwar, et al., "Reception of Multiple Co-Channel Digital Signals using Antenna Arrays with Applications to PCS," 1994, IEEE #0-7803-1825, pp. 790-794. 를 참조한다. 또한, Weis, et al., "A Novel Algorithm For Flexible Beam Forming for Adaptive Space Division Multiple Access Systems," IEEE PIMRC '94, pp. 729a-729e. 를 참조한다. 안테나 배열을 갖는 CDMA의 조합은 Naguib, et al., in "Performance of CDMA Cellular Networks With Base-Station Antenna Arrays: The Downlink," 1994 IEEE, #0-7803-1825, pp. 795-799. 에 개시되어 있다. 또,Xu, et al., "Experimental Studies of Space-Division-Multiple-Access Schemes for Spectral Efficient Wireless Communications," 1994 IEEE, #0-7803-1825, pp. 800-804. 를 참조한다. 또한, M. Tangemann, "Influence of the User Mobility on the Spatial Multiplex Gain of an Adaptive SDMA System," IEEE PIMRC '94, pp. 745-749. 를 참조한다.

FDMA 실시예에 있어서, 다중 캐리어의 서브세트는 각 채널, 예를 들어 최소 두 채널을 개설하기 위해 최소 2 개의 주파수 다이버스 캐리어를 각각 가지는 최소 2 개의 서브세트를 사용한다. 지역 내의 각 송신기 및 수신기 쌍은 다른 다중접속채널을 나타내는 다른 캐리어 서브세트를 배제하기 위하여 그에 대응하는 캐리어 서브세트를 맞춘다. 본 발명의 실시예는 스택 캐리어 확산 스펙트럼 기술을 갖는 FDMA 기술을 조합함으로써 구별한다.

CDMA 실시예에 있어서, 수개의 스프레딩 및 디스프레딩 가중치는 각 채널을 위한 하나의 세트를 사용한다. 이러한 다중접속은 글로벌 포지셔닝 시스템(GPS)의 네비게이션 수신기에 사용된다. 본 발명의 실시예는 도 1 내지 도 14에 도시된 CDMA 기술을 스택 캐리어 확산 스펙트럼 기술에 조합함으로써 종래 기술과 구별한다. 다중 캐리어 환경에서의 CDMA 설계에 대한 상세한 설명은, Fettweis, et al., "On Multi-Carrier Code Division Multiple Access(MC-CDMA) Modem Design," 1994 IEEE #0-7803-1927, pp. 1670-1674. 를 참조한다. 또, DaSilva, et al., "Multicarrier Orthogonal CDMA Signals for Quasi-Synchronous Communication Systems," IEEE Journal on Selected Areas in Communication, Vol. 12, No. 5,June 1994. 를 참조한다. 또, Reiners, et al., "Multicarrier Transmission Technique in Cellular Mobile Communications Systems," March 1994, IEEE #0-7803-1927, pp. 1645-1649. 를 참조한다. 또한, Yee, et al., "Multi-Carrier CDMA in Indoor Wireless Radio Networks," IEEE Trans. Comm., Vol. E77-B, No. 7, July 1994, pp. 900-904. 를 참조한다. 페이딩 채널에서의 CDMA 사용은 Stefan Kaiser, "On the Performance of Different Detection Techniques for OFDM-CDMA in Fading Channels," Institute for Communication Technology, German Aerospace Research Establishment(DLR), Oberpfaffenhofen, Germany, 1994. 에 개시되어 있다. 그리고, Chandler, et al., "An ATM-CDMA Air Interface For Mobile Personal Communications," IEEE PIMRC '94, pp. 110-113. 을 참조한다. 또한, 이 기술에 대한 문헌은, Chouly, et al., in "Orthogonal multicarrier techniques applied to direct sequence spread spectrum CDMA systems," 1993 IEEE, #0-7803-0917, pp. 1723-1728. 이다.

다중-캐리어 CDMA 와 디코렐레이팅 간섭 소거와의 조합은, Bar-Ness, et al., in "Synchronous Multi-User Multi-Carrier CDMA Communication System With Decorrelating Interference Canceller," IEEE PIMRC '94, pp. 184-188. 에 설명되어 있다.

스택 캐리어 확산 스펙트럼 무선 통신을 위한 다중접속방법은 복수의 이산 주파수 채널 각각에 대한 복소 사인곡선의 복소 진폭 및 위상 이득으로부터 송신기 스택 캐리어 확산 이득을 구성하는 것으로 이루어진다. 그 후, 벡터 승산기 및 역주파수 채널기를 갖는 임의의 협대역 기저대역 데이터를 송신기에서 스프레딩한다. 다음 단계는 스택 캐리어 확산 이득을 갖는 복수의 이산 주파수 채널에 걸쳐 스프레딩한 후, 송신기로부터 데이터를 동시에 전송한다. 수신기가 벡터 내적 선형 결합기 및 주파수 채널기를 갖는 복수의 이산 주파수 채널을 디스프레딩하게 되면, 임의의 협대역 기저대역 예비-스프레드 데이터는 채널 간섭에 대한 상대적인 면역성을 갖고 복구된다. 주파수 채널은 다중 대역 내에 인접하지 않게 분포될 수 있다. 대안적으로, 상기 전송은 주파수 채널을 중첩시키고 직교하는 주파수-분할 다중형 변조 방식을 포함하도록 할 수 있다. 다른 대안으로, 데이터의 전송은 패킷으로 하며, 여기서 기저대역 데이터는 직교하는 주파수-분할에 기초한 다중형계 주파수 채널기 구조를 갖고 이산 패킷으로 스프레드, 송신 및 디스프레드된다.

패킷은 시간적으로 중첩, 인접하거나 또는 인접하지 않을 수 있다. 바람직한 실시예는 링크의 어느 한 쪽으로부터 하나 이상의 패킷들을 순차적으로 수신한 후에 순차적으로 하나 이상의 패킷들을 송신하는 것이다. 다중 패킷들의 순차적인 송신 및 수신은, 예를 들어 어느 한 방향으로 다른 방향보다 더 많은 패킷들을 전송함으로써 비대칭 통신을 가능하게 하고, 송신 및 수신 모드간에 증가된 보호시간을 제공할 수 있어, 예를 들면 이동통신 네트워크에서의 베이스-대-베이스 간섭 문제를 해결할 수 있게 한다.

이산 다중 톤 직교 주파수-분할 다중형 및 안테나 배열 처리 기술을 이산 다중 톤-스택 캐리어 및 안테나 배열 처리 기술과 결합하는 것은 이산 다중 톤과 이산 다중 톤-스택 캐리어의 분산-자유 특성에 있어서 장점을 가진다. 공간 간섭 소거를 요구하는 소정의 응용분야에서 적응성 안테나 배열의 성능은, 적응성 수신기 앞에서 변동이 없거나 거의 변동이 없는 선형 분산을 완화시켜야 하는 필요성(예를 들면, 전단 수신기 결점, 0 이 아닌 배열창(array apertures) 및 고정된 다중경로 스캐터 및 리플렉터 등)을 없앰으로써 눈에 띄게 향상시킬 수 있다. 이것은 주파수 채널의 동일한 세트 상의 다중 사용자들간의 통신을 위한 공간분할다중접속(SDMA) 토폴로지를 포함하는 점-대-다중점 이동통신 네트워크에서 특히 유용하며, 그 이유는 각 공간 프로세서가 상기 셀 내에서 간섭하는 사용자들의 방향으로 (잠재적으로) 깊은 널들을 형성해야 하기 때문이다.

코드분할다중접속(CDMA)은 선형적으로 독립한(통상적으로 직교하는) 확산 이득의 세트를 이용하여 동일한 주파수 채널의 세트에 걸쳐 다중 신호를 전송한다. 이러한 코드들은 적당한 조합기 가중치를 이용하여 디스프레더에서 분할된다.

다이렉트-시퀀스 확산 스펙트럼 시스템은 공간분할다중접속형 다중접속, 간섭제거 및 채널 동등화 능력(코드 널링 기술)에 있어서 장점을 가질 수 있다. 코드 널링은, 확산 이득의 주기가 메시지 심볼(명목상 하나의 심볼 간격)의 정수와 똑같은 모듈레이션-온-심볼 다이렉트-시퀀스 확산 스펙트럼(MOS-DSSS) 또는 모듈레이션-온-펄스 다이렉트-시퀀스 확산 스펙트럼(MOP-DSSS) 방식에 적용되어 왔다. 코드 널링은, 예를 들어 HF/VHF 주파수 호핑 인터셉트 시스템에서 스펙트럼처럼 잉여의 간섭체를 소거하기 위하여, 스택 캐리어 변조 방식과 유용하게 결합될 수 있다. 종래 기술에 있어서, 코드 널링 간섭 소거를 포함하는 일반적인 주파수 호핑 인터셉트 기술에서는 대류권 산란 통신 링크를 흉내낸 스택 캐리어 신호를 사용해 왔다. 그러나 이 기술은 본 발명에 의하여, 간섭체뿐만 아니라, 의도된 전달자들에 스택 캐리어 확산 스펙트럼 변조 방식이 포함되는 점-대-점 및 점-대-다중점 통신에 까지 확장된다. 예를 들면, 데이터-지향 블라인드 적응 방법은 통신 시스템에 의해 전달된 트래픽 및 파일럿 데이터의 공지된 특성을 기초로 하여 디스프레더를 최적화하는 것도 포함한다.

본 발명은 통신 시스템에 있어서 스택 캐리어 확산 스펙트럼식 통신 및 코드 널링식 간섭 소거를 높은 수용 능력, 채널 왜곡에 대한 높은 허용오차와 결합하여, 확산 이득간의 상관관계에 덜 의존한다. 거의 직교에 가까운 것은 요구되지 않으며, 본 발명의 실시예는 협대역 간섭 또는 다른 시스템 멤버 스택 캐리어 확산 스펙트럼 신호에 덜 민감하다. 이러한 효과는 코드 널링식 간섭 소거가 스택 캐리어 확산 스펙트럼 통신 네트워크에 결합되는 경우에 최적화된다. 특히, 코드 널링식 간섭 소거를 포함하는 스택 캐리어 확산 스펙트럼 통신 링크는, 동일한 확산 이득과 코드 널러(선형 결합기) 복잡성이 주어진 등가 모듈레이션-온-심볼-다이렉트-시퀀스 확산 스펙트럼 시스템 링크의 두 배를 지원할 수 있다.

본 발명은 네트워크에서 디스프레더를 적응시키는데 사용된 코드 널링식 간섭 소거 및 데이터 지향 방법(data-directed methods)을 조합한다. 이러한 조합은 점-대-점 및 점-대-다중점(다중접속) 통신을 위한 경합 방법에 있어 상당한 이점을 가진 시스템을 제공한다. 이러한 시스템은 통신 시스템의 풀타임-대역폭 결과에 이점을 가지므로, 시스템에서의 디스프레더의 획득 및 트랙킹 시간을 줄일 수 있다. 이러한 시스템은 신호 송신기(블라인드 디스프레딩 특성)에 포함된 확산 이득을 알필요없이, 디스프레더에 대한 인터레스트의 의도된 스택 캐리어 확산 스펙트럼 신호를 디스프레딩 및 복조하여, 네트워크에 사용된 코드 선택 기술을 단순화하거나 생략할 수 있게 하며, 통신 채널 및 네트워크를 기초로 하여 확산 이득을 최적화하는 역지향성 기술을 사용하게 할 수 있다. 널 간섭(셀 안쪽 또는 셀 바깥쪽) 스택 캐리어 확산 스펙트럼 신호는 간섭 신호의 양 또는 확산 이득을 알 필요없이, 디스프레더에 의하여 수신되어, 수신기에 대한 인터레스트의 신호뿐만 아니라 간섭체를 복조 및 재변조해야 하는 (통상적으로 비선형인) 순차적인 방법에 있어서의 복잡성을 크게 개선한다. 자동 보상은 채널 분산 또는 그것의 실제적인 예측값을 알 필요없이, 시스템 전단 내에 유도된 분산 효과를 포함하는 고정 선형 채널 분산을 제공하여, 시스템 하드웨어뿐만 아니라 디스프레딩 방법의 복잡성을 줄인다.

코드 널링은 공간 처리 기술로 이어지고, 전체 네트워크의 성능 및 비용 효율을 향상시키기 위한 역지향성 전송 방법의 사용을 촉진시킨다.

코드 널링 및 공간 처리 기술을 빔-스티어링을 위한 적응성 안테나 배열과 조합하는 것은 종래의 그렇지 않은 통신 송수신기의 범위를 개선한다. 이 조합은 인접한 셀에 존재하는 간섭을 줄임으로써 다중셀 네트워크의 성능을 증가시킬 수도 있다. 간섭 소거를 위한 널-스티어링은 더욱 조밀한 패킹을 허용함으로써 통신 네트워크의 성능을 개선시킨다. 상기 더 조밀한 패킹은 공간분할다중접속 토폴로지에서 주파수-코인시던트 인-셀(frequency-coincident in-cell) 사용자를 분리시킴으로써 가능하다. 안테나 배열은 시간 채널, 예를 들어 MOS-DSSS 시스템뿐만 아니라 공간 채널을 결합하기 위해 코드-널러 치수를 증가시키거나, 주파수 채널, 예를 들어 스택 캐리어 확산 스펙트럼 시스템뿐만 아니라 공간 채널을 결합하기 위해 코드-널러 크기를 증가시킴으로써 곧바로 코드 널링 기술과 조합될 수 있다.

스택 캐리어 확산 스펙트럼 변조 방식에서는 코드 널러의 복잡성이 안테나 구성요소의 수의 함수로서 일정하게 유지되도록 하기 위하여, 디스프레더가 공간 채널의 수가 증가한 만큼 스택 캐리어 확산 스펙트럼 확산 이득을 감소시키도록 하게 한다. 이것은 일정한 데이터-지향 수신기 적응 시간을 갖도록 한다. 선형 복잡성은 통신 링크에서의 안테나 및 사용자 수가 커지는 만큼 증가한다. 그리고, 사용자의 공간 분포는 안테나 빔의 수가 증가하는 만큼 감소된다.

코드 널링 데이터-지향-적응 역지향성 전송 기술 및 스택 캐리어 확산 스펙트럼 변조의 조합은 우수한 통신 모드를 제공한다. 점-대-점 뿐만 아니라 점-대-다중점 통신 링크들은 풀 채널 프리엠파시스 방법을 월등히 능가하는 사용자 수용 능력, 범위, 파워 및/또는 비용 효율을 가진다.

스택 캐리어 확산 스펙트럼 및 적응성 안테나 배열 처리를 조합하는 것은, 예를 들어 간섭체가 네트워크의 다른 멤버 신호일 수 있고, 다중-요소 안테나 배열이 네트워크의 기지국에 주로 사용되는 스택 캐리어 확산 스펙트럼 이동 네트워크에서의 코히어런트 간섭을 공간적으로 제거하는 것에 도움을 준다.

도 17는 시간분할 듀플렉스 통신시스템의 시간-주파수 형식의 예시를 나타낸다.

도 18은 기본 DMT 모뎀의 실제 톤 형식을 나타낸다.

도 19는 송신/수신 교정방법을 나타낸다. 이 도면에는 시스템 보정 및 보상을 위한 두가지 개별 모드가 있다. 칼 스위치(cal switch)에서 수신기로 인가된 SCSS 칼 신호는 수신경로 분산을 측정한다. 전송 스위치를 통해 출력 수신기로 전송 변조기를 통해 인가된 SCSS 칼 신호는 조합된 송신 및 수신 경로 분산을 측정한다. 송신경로는 조합된 수신 및 송신 칼 데이터로부터 얻어진다. 보상은 SCSS 칼 파형을 전송하고 처리함으로써 DSP 백-엔드에서 수행된다.

도 20은 통합 단일-안테나(T/R) 및 DMT 모뎀(DMT식 SCMA) 도면이다.

도 21은 일반적인 단일-링크 코드-게이티드 크로스-SCORE 스프레딩 연산에 대한 예시를 나타낸 도면이다. 이는 단일-링크 프로세싱을 위한 모드가 바람직하다. 이것은 가장 빠른 수렴시간(최저 TBP)을 갖는 크로스-SCORE 알고리즘을 사용할 수 있게 한다. 이는 타이밍 및 도플러 오프셋에 영향을 받지 않는다. 각 셀 내의 K_array간섭체는 확실하게 제거될 수 있다. K_arraySCSS 신호를 분리할 수 있다. 이것의 결점은 > K_arraySCSS 신호(수행되지 않은 코드 널링)를 신뢰성 있게 분리할 수 없고, 고도의 주파수-변이 환경에서 최대-SINR 솔루션에 대하여 오조정한다는 것이다.

도 22는 K_spread셀 서브세트를 갖는 단일-링크 코드-게이티드 크로스-SCORE 디스프레딩 연산의 예시이다.

도 23은 N_frame패킷/적응프레임을 갖는 단일-링크 크로스-SCORE 알고리즘의 예시이다. 디스프레더 가중치는 멀티 세트 크로스-SCORE 고유방정식의 기본모드로부터 계산된다.

도 24는 단일 적응프레임 자기상관 통계 계산의 예시이다.

도 25는 K_spread셀 서브세트를 갖는 크로스-SCORE 고유방정식의 예시이다. 디스프레더 가중치는 멀티 세트 크로스-SCORE 고유방정식의 기본모드로부터 계산된다.

도 26은 K_part< K_spread셀 서브세트를 갖는 코드키 생성기의 예시이다.

도 27은 K_part< K_spread셀 서브세트를 갖는 등가 코드키 적용기의 예시이다.

도 28은 K_part셀 서브세트를 갖는 크로스-SCORE 고유방정식의 예시이다. 디스프레더 가중치는 멀티 세트 크로스-SCORE 고유방정식의 기본모드로부터 계산된다.

도 29는 2 개의 셀 서브세트를 갖는 크로스-SCORE 고유방정식의 예시이다. 디스프레더 가중치는 멀티 세트 크로스-SCORE 고유방정식의 기본모드로부터 계산된다.

도 30은 멀티-링크 코드-게이티드 크로스-SCORE 스프레더의 예시이다. 이는 멀티-링크 프로세싱을 위한 개선된 모드이다. 이는 크로스-SCORE 수렴시간의 테일러링에 SCSS 간섭조건을 허용한다. 이는 타이밍 및 도플러 오프셋에 의하여 영향을 받지 않는다. 이것은 각 셀 내의 K_array간섭체를 확실하게 제거할 수 있다. 이는 K_arrayㆍK_scoreSCSS 신호를 분리할 수 있다. 이것의 결점은 > K_arrayㆍK_scoreSCSS 신호(불완전한 코드 널링)를 신뢰성있게 분리할 수 없고, 고도의 주파수-변이 환경에서 최대-STAR 솔루션에 대하여 오조정한다는 것이다.

도 31은 주파수에 걸친 게이팅과 2 개의 셀 서브세트를 갖는 단일-링크 코드-게이티드 자동-SCORE 스프레딩 연산의 예시이다. 고도의 이동성 시스템을 위한 모드가 바람직하다. 이는 K_arrayㆍK_scoreSCSS 링크를 분리할 수 있다. 이것은 각 셀 내의 K_arraynon-SCSS 간섭체를 제거할 수 있다. 이는 타이밍 및 도플러 오프셋에 의하여 영향을 받지 않는다. 이것의 결점은 > K_scoreSCSS 링크를 분리할 수 없다는 것이고, 디스프레딩 알고리즘의 부분으로서 (간단한) 타이밍 트랙킹을 요구한다는 것이다.

도 32는 주파수에 걸친 게이팅과 2 개의 셀 서브세트를 갖는 단일-링크 코드-게이티드 자동-SCORE 디스프레딩 연산의 예시이다.

도 33은 주파수에 걸친 게이팅과 2 개의 셀 서브세트를 갖는 자동-SCORE 고유방정식의 예시이다.

도 34는 시간에 걸친 게이팅과 잉여 게이트의 1/2 속도를 갖는 단일-링크 코드-게이티드 자동-SCORE 스프레딩의 예시이다. 이는 낮은 이동성 시스템을 위한 모드가 바람직하다. 이는 K_arrayㆍK_spreadSCSS 링크를 분리할 수 있다. 이것은 각 셀 내의 K_arraynon-SCSS 간섭체를 제거할 수 있다. 이는 타이밍 및 도플러 오프셋에 의하여 영향을 받지 않는다. 3 dB SNR 이득이 디스프레더에 제공된다. 이것의 결점은 수용 능력이 반으로 되고, 디스프레딩 알고리즘의 부분으로서 (간단한) 도플러 트랙킹을 요구한다는 것이다.

도 35는 시간에 걸친 게이팅과 잉여 게이트의 1/2 속도를 갖는 단일-링크 코드-게이티드 자동-SCORE 디스프레딩의 예시이다.

요약하면, 적응성 안테나 배열은 빔-스티어링, 널-스티어링 또는 조합된 빔-앤드-널 스티어링에 의하여 네트워크 시스템 능력을 증가하는데 사용될 수 있다. 이러한 널 스티어링 또는 조합된 빔 및 널 스티어링 기술은 본 발명에서 SCSS 스프레더/디스프레더로서 사용하는 채널기의 바깥에 있는 DMT/OFDM 주파수 채널기와 결합된다.

비록 본 발명은 바람직한 실시예에 대해서만 설명하였지만, 본 명세서에 기술된 것에만 제한되지 않는다는 것을 이해할 수 있다. 본 기술 분야의 당업자라면 상기 개시된 내용을 읽은 후, 다양한 변형예 및 수정예가 있을 것이라는 것은 명백하다. 따라서, 본 발명의 기술적 사상 및 범위를 벗어나지 않는 변형예 및 수정예들은 본 발명의 청구범위에 속하는 것으로 해석된다.

Claims

복수의 무선 주파수(RF) 캐리어를 송신하는 하나 이상의 무선 송신기;

적어도 2 개의 상기 복수의 무선 주파수 캐리어의 하나 이상의 서브세트를 수신하는 하나 이상의 무선 수신기;

각각의 송신기에 연결되어 제 1 디지털 확산 이득 및 제 1 데이터를 갖는 둘 이상의 상기 (RF) 캐리어의 진폭과 위상을 독립적으로 여유롭게 변조시키는 적어도 하나의 스프레더;

각각의 수신기에 연결되어 상기 제 1 데이터를 복구하기 위해 상기 제 1 디지털 확산 이득을 갖는 둘 이상의 상기 (RF) 캐리어의 진폭과 위상을 독립적으로 복조시키는 하나 이상의 디스프레더; 및

송신기, 수신기, 스프레더 및 디스프레더에 연결되어 공간분할다중접속 (SDMA), 주파수분할다중접속(FDMA) 및 코드분할다중접속(CDMA) 중 하나 이상의 방식으로 개별적인 통신 채널을 제공하는 다중접속수단을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 다중접속 통신 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 SDMA는 상기 송신기 및 수신기에 연결된 안테나 배열을 더 포함하고, 상대적인 공간위치에 따라 여러 쌍의 송신기와 수신기간의 선택적 데이터 채널 송수신을 제공하는 것을 특징으로 하는 다중접속 통신 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 FDMA는 상기 무선 주파수 캐리어의 정합 서브세트에 따라 송신기와 수신기 쌍들간의 부가적인 데이터 채널을 통한 통신을 위하여 캐리어의 2 개 이상의 서브세트를 제공하기 위한 최소 개수의 무선 주파수 캐리어를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중접속 통신 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 CDMA는 적어도 제 2 디지털 확산 이득 및 제 2 데이터를 포함하고, 상기 디지털 확산 이득의 정합 서브세트에 따라 여러 쌍의 송신기와 수신기간에 적어도 상기 제 1 및 제 2 데이터의 통신을 제공하는 것을 특징으로 하는 다중접속 통신 시스템.
공간 및 주파수 분산을 제공하는 무선 송신기 시스템으로서,

집단을 이루어 공간적으로 분포된 양의 정수 "n" 개의 개별적인 안테나를 구비하고, 동일한 개수인 양의 정수 "n" 개의 공간 분포된 통신 채널을 제공하는 안테나 시스템;

안테나 시스템의 대응하는 안테나에 연결된 개별적인 증폭기를 가지며, 각각의 증폭기는 상기 방사상으로 분포된 공간 통신 채널에 대해 무선 주파수 신호 전송의 널과 빔의 제어된 스티어링을 제공하는 조절 가능한 이득을 가지는 무선 주파수 증폭기 뱅크;

상기 증폭기 뱅크에 연결되어 주파수 분산된 복수의 통신 채널을 제공하는 이산 다중-톤 스택 캐리어 확산 스펙트럼 송신 변조기;

상기 변조기에 연결된 각각의 출력과 데이터 입력을 가지며, 상기 주파수 분산된 복수의 통신 채널 모두를 동시에 가로지르는 데이터의 스프레딩을 제공하는 스프레더; 및

상기 무선 주파수 증폭기 뱅크에 연결되어, 상기 양의 정수 "n" 개의 방사상으로 분포된 공간 통신 채널 중의 하나를 선택하게 하는 스티어링수단을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 무선 송신기 시스템.
제 5 항에 있어서,

상기 시스템은 상기 개별적인 안테나가 편파로 분포되는 편파 분산을 더욱 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기 시스템.
공간 및 주파수 분산을 제공하는 무선 수신기 시스템으로서,

집단을 이루어 공간적으로 분포된 양의 정수 "n" 개의 개별적인 안테나를 구비하고, 동일한 개수인 양의 정수 "n" 개의 방사상으로 분포된 공간 통신 채널을 제공하는 안테나 시스템;

안테나 시스템의 대응하는 안테나에 연결된 개별적인 증폭기를 가지며, 각각의 증폭기는 상기 방사상으로 분포된 공간 통신 채널에 대해 무선 주파수 신호 전송의 널과 빔의 제어된 스티어링을 제공하는 조절 가능한 이득을 가지는 무선 주파수 증폭기 뱅크;

상기 증폭기 뱅크에 연결되어 주파수 분산된 복수의 통신 채널을 제공하는 이산 다중-톤 스택 캐리어 확산 스펙트럼 복조기;

상기 복조기에 연결된 각각의 입력과 데이터 출력을 가지며, 상기 주파수 분산된 복수의 통신 채널 모두를 가로질러 포함된 데이터의 디스프레딩을 제공하는 디스프레더; 및

상기 무선 주파수 증폭기 뱅크에 연결되어, 상기 양의 정수 "n" 개의 방사상으로 분포된 공간 통신 채널 중의 하나를 선택하게 하는 스티어링수단을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 무선 수신기 시스템.
제 6 항에 있어서,

목표 수신기의 방사상으로 분포된 공간 통신 채널 주소를 결정하는 연산수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 송신기 시스템.
스택 캐리어 확산 스펙트럼 무선 통신을 위한 다중접속방법으로서,

복수의 이산 주파수 통신 채널 각각에 대한 복소 사인곡선의 복소 진폭 및 위상 이득으로부터 스택 캐리어 확산 이득을 송신기에 구성하는 단계;

벡터 승산기 및 역주파수 통신 채널기를 구비한 임의의 협대역 기저대역 예비-스프레드 데이터를 상기 송신기에서 스프레딩하는 단계;

상기 스택 캐리어 확산 이득을 갖는 상기 복수의 이산 주파수 통신 채널에 걸쳐 스프레딩한 후, 상기 데이터를 상기 송신기로부터 동시에 송신하는 단계; 및

상기 임의의 협대역 기저대역 예비-스프레드 데이터는 통신 채널 간섭에 대해 상대적인 면역을 가지고 복구되며, 벡터 내적 선형 합성기 및 주파수 통신 채널기를 구비한 수신기에서 상기 복수의 이산 주파수 통신 채널을 디스프레딩하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 다중접속방법.
제 9 항에 있어서,

상기 구성하는 단계는 상기 주파수 통신 채널이 인접하지 않고 다중대역 내에 분포되도록 하는 것을 특징으로 하는 다중접속방법.
제 10 항에 있어서,

상기 동시에 송신하는 단계는 상기 주파수 통신 채널들을 중첩시키고 직교하는 주파수분할 다중형 변조 방식을 포함하게 하는 것을 특징으로 하는 다중접속방법.
제 11 항에 있어서,

상기 동시에 송신하는 단계는 상기 데이터를 패킷화하고, 여기서 기저대역 데이터는 직교하는 주파수분할 다중형 주파수 통신 채널기 구조에서, 시간적으로 중첩, 인접하거나 또는 인접하지 않는 이산 패킷으로 스프레드, 송신 및 디스프레드되는 것을 특징으로 하는 다중접속방법.
스택 캐리어 확산 스펙트럼 무선 통신을 위한 간섭소거방법으로서,

복수의 이산 주파수 통신 채널 각각에 대한 복소 사인곡선의 복소 진폭 및 위상 이득으로부터 스택 캐리어 확산 이득을 송신기에 구성하는 단계;

벡터 승산기 및 역주파수 통신 채널기를 구비한 임의의 협대역 기저대역 예비-스프레드 데이터를 상기 송신기에서 스프레딩하는 단계;

상기 스택 캐리어 확산 이득을 갖는 상기 복수의 이산 주파수 통신 채널에 걸쳐 스프레딩한 후, 상기 데이터를 상기 송신기로부터 동시에 송신하는 단계;

상기 임의의 협대역 기저대역 예비-스프레드 데이터는 통신 채널 간섭에 대해 상대적인 면역을 가지고 복구되며, 벡터 내적 선형 합성기 및 주파수 통신 채널기를 구비한 수신기에서 상기 복수의 이산 주파수 통신 채널을 디스프레딩하는 단계; 및

상기 디스프레딩 단계로부터 얻어진 정보에 의하여 간섭소거수단으로 코드 널링하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
스택 캐리어 확산 스펙트럼 무선 통신을 위한 적응성 안테나 배열방법으로서,

복수의 이산 주파수 통신 채널 각각에 대한 복소 사인곡선의 복소 진폭 및 위상 이득으로부터 스택 캐리어 확산 이득을 송신기에 구성하는 단계;

벡터 승산기 및 역주파수 통신 채널기를 구비한 임의의 협대역 기저대역 예비-스프레드 데이터를 상기 송신기에서 스프레딩하는 단계;

상기 스택 캐리어 확산 이득을 갖는 상기 복수의 이산 주파수 통신 채널에 걸쳐 스프레딩한 후, 상기 데이터를 상기 송신기로부터 동시에 송신하는 단계;

상기 임의의 협대역 기저대역 예비-스프레드 데이터는 통신 채널 간섭에 대해 상대적인 면역을 가지고 복구되며, 벡터 내적 선형 합성기 및 주파수 통신 채널기를 구비한 수신기에서 상기 복수의 이산 주파수 통신 채널을 디스프레딩하는 단계; 및

상기 디스프레드 기저대역 데이터에 의하여 상기 송신기 및 안테나 배열에 연결된 수개의 증폭기의 이득을 조절하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응성 안테나 배열방법.
스택 캐리어 확산 스펙트럼 무선 통신을 위한 시간분할 듀플렉스방법으로서,

원위 수신기(distant transmitter)로 복수의 제 1 이산 주파수 통신 채널을 송신하고, 원위 송신기로부터 복수의 제 2 이산 주파수 통신 채널을 수신하도록 마련된 타임슬롯으로 시간을 분할하는 단계;

복수의 상기 제 1 또는 제 2 이산 주파수 통신 채널 중 적어도 하나에 대한 복소 사인곡선의 복소 진폭 및 위상 이득으로부터 스택 캐리어 확산 이득을 근위 송신기(proximal transmitter)에 구성하는 단계;

벡터 승산기 및 역주파수 통신 채널기를 구비한 임의의 협대역 기저대역 예비-스프레드 데이터를 상기 근위 송신기에서 스프레딩하는 단계;

상기 스택 캐리어 확산 이득을 갖는 복수의 상기 제 1 이산 주파수 통신 채널에 걸쳐 스프레딩한 후, 상기 데이터를 상기 근위 송신기로부터 동시에 송신하는 단계;

상기 임의의 협대역 기저대역 예비-스프레드 데이터는 통신 채널 인터페이스에 대해 상대적인 면역을 가지고 복구되며, 벡터 내적 선형 합성기 및 주파수 통신 채널기를 구비한 근위 수신기에서 복수의 상기 제 2 이산 주파수 통신 채널을 디스프레딩하는 단계; 및

상기 원위 및 근위 송신기 모두와 상기 원위 및 근위 수신기 모두에 이용할 수 있는 타이밍 신호원으로부터 얻어진 정밀한 시간 정보로 시간 분할 단계를 제어하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 시간분할 듀플렉스방법.
제 15 항에 있어서,

상기 제어하는 단계는 궤도를 그리며 선회하는 네비게이션 위성으로부터 수신 시스템 시간 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 시간분할 듀플렉스방법.
무선 송신기 시스템으로서,

복수의 제 1 개별 원격 수신기들을 식별하는 컴퓨터에 의한 스펙트럼 가중치 연산에 따라 멀티-스펙트럼 캐리어 신호를 전송하는 다중-톤 송신기 배열; 및

복수의 제 2 개별 원격 수신기들을 식별하는 컴퓨터에 의한 공간 가중치 연산에 따라 상기 멀티-스펙트럼 캐리어 신호 전송의 송신 전력의 공간적인 조절을 제공하며, 상기 송신기 배열에 연결된 안테나 배열을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 무선 송신기 시스템.
무선 수신기 시스템으로서,

복수의 제 1 개별 원격 송신기들을 식별하는 컴퓨터에 의한 스펙트럼 가중치 연산에 따라 멀티-스펙트럼 캐리어 신호를 수용하는 다중-톤 수신기 배열; 및

복수의 제 2 개별 원격 송신기들을 식별하는 컴퓨터에 의한 공간 가중치 연산에 따라 상기 멀티-스펙트럼 캐리어 신호 수용에 대한 수신된 전력의 공간적인 조절을 제공하며, 상기 수신기 배열에 연결된 안테나 배열을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 무선 수신기 시스템.
무선 통신 시스템으로서,

복수의 제 1 개별 원격 수신기들을 식별하는 컴퓨터에 의한 스펙트럼 가중치 연산에 따라 멀티-스펙트럼 캐리어 신호를 전송하는 다중-톤 송신기 배열;

복수의 제 2 개별 원격 수신기들을 식별하는 컴퓨터에 의한 공간 가중치 연산에 따라 상기 멀티-스펙트럼 캐리어 신호 전송의 송신 전력의 공간적인 조절을 제공하며, 상기 송신기 배열에 연결된 제 1 안테나 배열;

복수의 제 1 개별 원격 송신기들을 식별하는 컴퓨터에 의한 스펙트럼 가중치 연산에 따라 멀티-스펙트럼 캐리어 신호를 수용하는 다중-톤 수신기 배열; 및

복수의 제 2 개별 원격 송신기들을 식별하는 컴퓨터에 의한 공간 가중치 연산에 따라 상기 멀티-스펙트럼 캐리어 신호 수용의 수신 전력의 공간적인 조절을 제공하며, 상기 수신기 배열에 연결된 제 2 안테나 배열을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 19 항에 있어서,

상기 스펙트럼 가중치 및 공간 가중치 모두의 단일 일괄 연산을 제공하며, 송신기 배열 및 제 1 안테나 배열에 연결된 컴퓨터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 19 항에 있어서,

상기 스펙트럼 가중치 및 공간 가중치 모두의 단일 일괄 연산을 제공하며, 수신기 배열 및 제 2 안테나 배열에 연결된 컴퓨터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 19 항에 있어서,

수신기 배열 및 제 2 안테나 배열에 의한 사용에 있어서 스펙트럼 가중치와 공간 가중치 모두의 단일 일괄 연산을 제공하고, 송신기 배열 및 제 1 안테나 배열에 의한 사용에 있어서 스펙트럼 가중치와 공간 가중치 모두에 대해 반복하며, 송신기 배열, 수신기 배열, 제 1 안테나 배열 및 제 2 안테나 배열에 연결된 컴퓨터를 더 포함하여 이루어지고;

복수의 상기 제 1 및 제 2 개별 원격 송신기의 독특한 공간적 특성 및 스펙트럼 특성이 복수의 상기 제 1 및 제 2 개별 원격 수신기로의 리턴 전송을 최적화하기 위하여 이용되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
무선 매체를 통해 송신되고, 복수의 수신된 스택 캐리어 신호로서 수신기에 수신된 상기 복수의 스택 캐리어 신호 각각에 대한 별도의 확산 이득을 이용하여 복수의 각 스택 캐리어 신호 상에 확산되고 변조되어 있는 디지털 통신 신호를 복구하는 방법으로서,

상기 수신된 스택 캐리어 신호 각각에 대한 기저대역 신호를 식별하기 위하여 상기 수신된 스택 캐리어 신호들과, 상기 복수의 수신된 스택 캐리어 신호와 다른 상기 채널 대역으로부터 분리될 수 있는 채널 대역폭을 갖는 상기 수신된 스택 캐리어 신호들 각각을 채널라이징하는 단계;

상기 수신된 기저대역 신호 각각에 대한 상기 확산 이득과 다른 디스프레드 가중치를 적용하고, 간섭을 보상하여 신호대잡음비 및 신호대간섭비를 최대로 하는 기저대역 신호를 얻기 위하여 상기 수신된 기저대역 신호를 결합함으로써 디스프레딩 하는 단계; 및

상기 디지털 통신 신호에 대응하는 복구된 디지털 통신 신호를 얻기 위하여 상기 기저대역 신호에 존재하는 시간 왜곡 및 주파수 왜곡 중 적어도 하나를 제거하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 디스프레딩 단계는 상기 복수의 수신된 스택 캐리어 신호를 맹목적으로(blindly) 디스프레드하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 24 항에 있어서,

상기 블라인드 디스프레딩(blind despreading)은 일반화된 고유방정식의 기본모드를 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 25 항에 있어서,

상기 블라인드 디스프레딩은 일반화된 고유방정식의 기본모드들을 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 26 항에 있어서,

상기 고유방정식은 코드 게이티드 셀프 코히어런스 복원 고유방정식(code gated self coherence restoral eigenequation)인 것을 특징으로 하는 방법.
제 25 항에 있어서,

상기 일반화된 고유방정식의 최대 코드 게이티드 셀프 복원 고유값은 상기 블라인드 디스프레딩 단계시 예상 평균에 의하여 감소하고, 예상 표준편차에 비례하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 채널라이징하는 단계, 디스프레딩 단계 및 제거하는 단계들은 순차적으로 복구된 관련된 디지털 통신 신호들을 얻기 위하여, 복수의 순차적으로 수신된 스택 캐리어 신호 상에서 반복적으로 각각 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 29 항에 있어서,

복수의 상기 순차적으로 수신된 스택 캐리어 신호들은 비동기인 것을 특징으로 하는 방법.
제 29 항에 있어서,

복수의 상기 순차적으로 수신된 스택 캐리어 신호들은 각각 관련된 시간분할 듀플렉스구간 동안 수신되고, 상기 시간분할 듀플렉스구간을 결정하는데 네트워크 클럭을 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 29 항에 있어서,

수신시간 듀플렉스구간은 송신시간 듀플렉스구간에 대하여 비대칭인 것을 특징으로 하는 방법.
제 31 항에 있어서,

수신시간 듀플렉스구간은 송신시간 듀플렉스구간에 대하여 대칭인 것을 특징으로 하는 방법.
제 31 항에 있어서,

복수의 상기 순차적으로 수신된 스택 캐리어 신호는 단일시간분할 듀플렉스구간동안 복수의 패킷으로서 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 31 항에 있어서,

복수의 상기 순차적으로 수신된 스택 캐리어 신호는 단일시간분할 듀플렉스구간동안 단일 패킷으로서 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 31 항에 있어서,

상기 네트워크 클럭은 세계시(universal time)로부터 얻어지는 것을 특징으로 하는 방법.
제 31 항에 있어서,

상기 네트워크 클럭은 상기 디지털 통신 신호 내의 데이터로부터 얻어지는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 수신기로부터 복수의 제 2 스택 캐리어 신호로서 송신된 제 2 데이터 통신 신호에 대한 제 2 확산 이득은 상기 디스프레드 가중치를 기초로 하여 적합하게 결정되어 최소의 방사가 간섭하는 주파수로 향하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 38 항에 있어서,

상기 제 2 확산 이득은 켤레 디스프레드 가중치에 비례하게 설정되어 복수의 상기 제 2 스택 캐리어 신호의 이득 패턴이 실질적으로 복수의 상기 스택 캐리어 신호의 이득 패턴과 동일하게 되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

복수의 복구된 디지털 통신 신호는 복수의 수신된 스택 캐리어 신호로부터 동시에 복구되고, 관련된 별도의 코드키를 갖는 복수의 상기 디지털 통신 신호들이 상기 복수의 수신된 스택 캐리어 신호들을 식별하기 위하여 상기 디스프레딩 단계시 각각 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 40 항에 있어서,

상기 별도의 코드키 각각은 상기 복수의 수신된 스택 캐리어 신호들 중 일부만 변조하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 41 항에 있어서,

상기 별도의 코드키 각각은 상기 복수의 수신된 스택 캐리어 신호로부터 수신된 우수 및 기수 스택 캐리어 신호 중 하나를 변조하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 디지털 통신 신호는 복수의 심볼이고, 각각의 상기 심볼은 상이한 이산 톤으로 복수의 상기 스택 캐리어 신호 상에 변조되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 디지털 통신 신호는 복수의 비트이고, 각각의 상기 비트는 상이한 이산 톤으로 복수의 상기 스택 캐리어 신호 상에 변조되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 시간 왜곡은 도플러 주파수 오프셋 때문에 발생되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 주파수 왜곡은 시간 분산 때문에 발생되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 주파수 왜곡은 전파지연(propagation delay)인 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 제거하는 단계는 시간 왜곡 및 주파수 왜곡 모두를 제거하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 48 항에 있어서,

상기 시간 왜곡은 도플러 주파수 오프셋 때문에 발생되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 48 항에 있어서,

상기 주파수 왜곡은 시간 분산 때문에 발생되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 48 항에 있어서,

상기 주파수 왜곡은 전파지연인 것을 특징으로 하는 방법.
제 48 항에 있어서,

상기 주파수 왜곡은 전파지연인 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 수신된 스택 캐리어 신호는 미지의 전파지연을 보상하기 위한 보호시간구간을 포함하고, 상기 방법은 상기 디스프레딩 단계가 종료될 때까지 상기 수신된 스택 캐리어 신호와 동기화되지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
제 23 항에 있어서,

상기 수신된 스택 캐리어 신호는 미지의 도플러 주파수 오프셋을 보상하기 위한 보호주파수대역을 포함하고, 상기 방법은 상기 디스프레딩 단계가 종료될 때까지 상기 수신된 스택 캐리어 신호와 동기화되지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
수신된 신호로서 수신기에서 송수신될 때 확산 이득을 사용하여 확산된 디지털 통신 신호를 복구하는 방법으로서,

디스프레드 신호를 얻기 위하여 상기 수신된 신호를 디스프레딩 하는 단계; 및

상기 송신된 디지털 통신 신호에 대응하는 복구된 디지털 통신 신호를 얻기 위하여 상기 디스프레드 신호로부터 도플러 시간지연을 제거하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
별도의 확산 이득을 사용하여 확산되고, 실질적인 주파수 다이버시티를 갖는복수의 이산 다중 톤으로서 수신기에서 수신되는 복수의 송신된 심볼을 복구하는 방법으로서,

복수의 디스프레드 다중 톤을 얻기 위하여 복수의 상기 이산 다중 톤과, 상기 복수의 심볼 중 하나에 대응하는 복수의 상기 디스프레드 다중 톤 각각을 디스프레딩 하는 단계; 및

상기 송신된 복수의 심볼에 대응하는 복수의 복구된 심볼을 얻기 위하여 상기 디스프레드 다중 톤으로부터 도플러 시간지연을 제거하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
제 56 항에 있어서,

상기 송신된 심볼은 복수의 상기 스택 캐리어 신호 각각에 대하여 별도의 확산 이득을 사용하여 복수의 각 스택 캐리어 신호 상에 스프레드되고 변조되며, 복수의 상기 스택 캐리어 신호 각각은 복수의 상기 스택 캐리어 신호와 다른 상기 채널 대역폭으로부터 분리될 수 있는 채널 대역폭을 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 57 항에 있어서,

상기 디스프레딩 단계는 상기 복수의 수신된 스택 캐리어 신호를 맹목적으로 디스프레드하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 58 항에 있어서,

상기 블라인드 디스프레딩은 일반화된 고유방정식의 기본모드를 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 58 항에 있어서,

상기 블라인드 디스프레딩은 일반화된 고유방정식의 기본모드들을 사용하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 60 항에 있어서,

상기 고유방정식은 코드 게이티드 셀프 코히어런스 복원 고유방정식인 것을 특징으로 하는 방법.
제 59 항에 있어서,

상기 일반화된 고유방정식의 최대 코드 게이티드 셀프 복원 고유값은 상기 블라인드 디스프레딩 단계시, 예상 평균에 의하여 감소하고 예상 표준편차에 비례하는 것을 특징으로 하는 방법.
디지털 통신 신호를 스프레딩하는 방법으로서,

스펙트럼처럼 확산되는 복수의 디지털 통신 신호를 얻기 위하여, 복수의 상기 스택 캐리어 신호와 다른 상기 채널 대역폭으로부터 분리될 수 있는 채널 대역폭을 구비하는 복수의 각 스택 캐리어 신호 상에 상기 디지털 통신 신호를 스펙트럼처럼 스프레딩하는 단계;

공간적으로 그리고 스펙트럼처럼 확산되는 복수의 디지털 통신 신호를 얻기 위하여 스펙트럼처럼 확산되는 상기 복수의 디지털 통신 신호 각각을 공간적으로 스프레딩하는 단계; 및

다중-요소 안테나 배열의 각 안테나 구성요소로부터, 무선 매체를 통해 공간적으로 그리고 스펙트럼처럼 확산되는 상기 복수의 디지털 통신 신호의 관련된 신호들을 수신기로 송신하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
디지털 방식으로 통신하는 방법으로서,

가동 송신기에서, 복수의 상기 스택 캐리어 신호와 다른 상기 채널 대역폭으로부터 분리될 수 있는 채널 대역폭을 가지는 복수의 상기 각 스택 캐리어 신호 상에 별도의 확산 이득을 사용하여 확산된 디지털 정보를 스프레딩하는 단계;

무선 매체를 통해 상기 각 스택 캐리어 신호들을 상기 가동 송신기로부터 수신기로 송신하는 단계;

상기 송신된 복수의 스택 캐리어 신호를 수신된 스택 캐리어 신호로서 상기 수신기에서 수신하는 단계;

상기 수신된 스택 캐리어 신호 각각에 대한 기저대역 신호를 식별하기 위하여 상기 수신된 스택 캐리어 신호 각각을 채널라이징하는 단계;

상기 수신된 기저대역 신호 각각에 대한 상기 확산 이득과 다른 디스프레드가중치를 적용하고, 간섭을 보상하여 신호대잡음비 및 신호대간섭비를 최대로 하는 기저대역 신호를 얻기 위하여 상기 수신된 기저대역 신호를 결합함으로써 디스프레딩 하는 단계; 및

상기 송신된 디지털 정보에 대응하여 복구된 디지털 정보를 얻기 위하여 상기 기저대역 신호를 처리하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
제 64 항에 있어서,

상기 처리하는 단계는 상기 기저대역 신호로부터 도플러 시간지연을 제거하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 64 항에 있어서,

복수의 상기 각 스택 캐리어 신호 상에 상기 디지털 정보를 확산시키기 위하여 랜덤한 별도의 직교하지 않는 확산 이득을 사용하여 상기 디지털 정보를 스프레딩하는 복수의 각 가동 송신기는, 상기 디지털 정보를 스프레딩하고 송신하는 단계를 각각 수행하고;

상기 송신된 복수의 스택 캐리어 신호를 수신하는 상기 단계에서는 상기 각 송신기로부터 상기 송신된 스택 캐리어 신호를 수신기에서 수신하고;

상기 채널라이징하는 단계에서는 상기 수신된 각 스택 캐리어 신호를 전달하고;

상기 디스프레딩하는 단계에서는 상기 복수의 송신기 각각에 대하여, 상기 복수의 송신기 중 하나에 의해 송신된 상기 디지털 정보에 대응하여 하나의 기저대역 신호를 얻기 위하여 독립적으로 전달된 상기 복수의 수신된 각 스택 캐리어 신호를 결합하고;

상기 처리하는 단계에서는 상기 각 가동 송신기에 대해 상기 송신된 디지털 통신 신호에 대응하여 상기 복구된 디지털 통신 신호를 얻기 위하여 상기 기저대역 각 신호를 처리하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 66 항에 있어서,

상기 처리하는 단계는 상기 각 기저대역 신호에 존재하는 도플러 시간지연을 제거하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 67 항에 있어서,

상기 복수의 가동 송신기는 지리적으로 분리되어 있고, 각각 상기 수신기에 대해 별도의 송신경로를 가지는 것을 특징으로 하는 방법.
제 67 항에 있어서,

다중-요소 안테나 배열은 상기 수신기에 사용되고, 상기 요소의 서로 다른 것은 영역을 미분하는데 사용되며, 공간분할다중접속은 상기 송신기 가운데 상이한 것을 미분하기 위하여 이용되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 65 항에 있어서,

주파수분할다중접속이 상기 송신기 가운데 상이한 것을 미분하기 위하여 이용되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 67 항에 있어서,

코드분할다중접속이 상기 송신기 가운데 상이한 것을 미분하기 위하여 이용되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 71 항에 있어서,

상기 각 송신기와 관련된 복수의 상기 스택 캐리어 신호 중 일부에 별도의 코드키를 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
디지털 방식으로 통신하는 방법으로서,

다중-요소 안테나 배열을 갖는 제 1 기지국에서, 상기 복수의 스택 캐리어 신호와 다른 상기 채널 대역폭으로부터 분리될 수 있는 채널 대역폭을 가지는 복수의 상기 각 스택 캐리어 신호 및 상기 스택 캐리어 신호 가운데 상이한 신호를 전송하는데 사용되는 상기 각 안테나 구성요소에 별도의 확산 이득을 사용하여 디지털 정보를 스프레딩하는 단계;

무선 매체를 통해 상기 각 스택 캐리어 신호들을 상기 제 1 기지국으로부터제 2 기지국으로 송신하는 단계;

상기 수신된 스택 캐리어 신호 가운데 상이한 신호를 수신하기 위해 사용되는 상기 제 2 안테나 각 구성요소인 제 2 다중-요소 안테나 배열을 사용한 상기 제 2 기지국에서, 수신된 스택 캐리어 신호로서 상기 송신된 복수의 캐리어 신호를 수신하는 단계;

상기 수신된 스택 캐리어 신호 각각에 대한 기저대역 신호를 식별하기 위하여 상기 수신된 각 스택 캐리어 신호를 채널라이징하는 단계;

상기 수신된 기저대역 신호 각각에 대한 상기 확산 이득과 다른 디스프레드 가중치를 적용하고, 간섭을 보상하여 신호대잡음비 및 신호대간섭비를 최대로 하는 기저대역 신호를 얻기 위하여 상기 수신된 기저대역 신호를 결합함으로써 디스프레딩 하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
제 73 항에 있어서,

복수의 제 2 스택 캐리어 신호로서 상기 제 2 기지국의 상기 다중-요소 안테나 배열로부터 송신된 제 2 데이터 통신 신호에 대한 제 2 확산 이득은 상기 디스프레드 가중치를 기초로 하여 적합하게 결정되어 최소의 방사가 간섭하는 주파수로 향하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 74 항에 있어서,

상기 제 2 확산 이득은 켤레 디스프레드 가중치에 비례하게 설정되어 복수의상기 제 2 스택 캐리어 신호의 이득 패턴이 복수의 상기 스택 캐리어 신호의 이득 패턴과 실질적으로 동일하게 되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 73 항에 있어서,

상기 제 2 기지국의 상기 다중-요소 안테나 배열로부터 송신된 제 2 데이터 통신 신호에 대한 제 2 확산 이득은 적합하게 결정되어 최대의 방사가 원하는 기지국으로 향하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 76 항에 있어서,

상기 제 2 확산 이득은 공간적으로 그리고 스펙트럼처럼 결합된 스티어링벡터를 사용하여 적합하게 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 73 항에 있어서,

상기 복수의 각 스택 캐리어 신호에 관련된 상기 별도의 확산 이득은 선형으로 독립되어 있고 직교하지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
디지털 방식으로 통신하는 방법으로서,

제 1 기지국에서, 상기 복수의 스택 캐리어 신호와 다른 상기 채널 대역폭으로부터 분리될 수 있는 채널 대역폭을 가지는 복수의 상기 각 스택 캐리어 신호 상에 각 스택 캐리어 신호에 대한 별도의 확산 이득을 사용하여 디지털 정보를 스프레딩하는 단계;

무선 매체를 통해 상기 각 스택 캐리어 신호들을 상기 제 1 기지국으로부터 제 2 기지국으로 송신하는 단계;

다중-요소 안테나 배열을 사용한 상기 제 2 기지국에서, 수신된 스택 캐리어 신호로서 상기 송신된 복수의 캐리어 신호를 수신하는 단계;

상기 수신된 스택 캐리어 신호 각각에 대한 기저대역 신호를 식별하기 위하여 상기 수신된 각 스택 캐리어 신호를 상기 배열의 각 구성요소에 채널라이징하는 단계;

스펙트럼 치수 및 공간 치수로 구성되는 선형 결합기 치수성(linear combiner dimensionality)을 이용하여, 상기 수신된 기저대역 신호 각각에 대한 상기 확산 이득과 다른 디스프레드 가중치를 적용하고, 간섭을 보상하여 신호대잡음비 및 신호대간섭비를 최대로 하는 기저대역 신호를 얻기 위하여 상기 수신된 기저대역 신호를 결합함으로써 디스프레딩 하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
제 79 항에 있어서,

복수의 제 2 스택 캐리어 신호로서 상기 제 2 기지국의 상기 다중-요소 안테나 배열로부터 송신된 제 2 데이터 통신 신호에 대한 제 2 확산 이득은 상기 디스프레드 가중치를 기초로 하여 적합하게 결정되어 최소의 방사가 간섭하는 주파수로 향하도록 하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 80 항에 있어서,

상기 제 2 확산 이득은 켤레 디스프레드 가중치에 비례하게 설정되어 복수의 상기 제 2 스택 캐리어 신호의 이득 패턴이 실질적으로 복수의 상기 스택 캐리어 신호의 이득 패턴과 동일하게 되도록 하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 79 항에 있어서,

상기 제 2 기지국의 상기 다중-요소 안테나 배열로부터 송신된 제 2 데이터 통신 신호에 대한 제 2 확산 이득은 적합하게 결정되어 최대의 방사가 원하는 기지국으로 향하도록 하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 82 항에 있어서,

상기 제 2 확산 이득은 공간적으로 그리고 스펙트럼처럼 결합된 스티어링벡터를 사용하여 적합하게 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 79 항에 있어서,

상기 공간 치수 및 스펙트럼 치수는 상기 제 1 기지국이 아닌 다른 복수의 것들에 대하여 가변적인 것을 특징으로 하는 방법.
제 79 항에 있어서,

상기 복수의 각 스택 캐리어 신호에 관련된 상기 별도의 확산 이득은 선형으로 독립되어 있고 직교하지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
무선 매체를 통해 수신기에서 수신된 디지털 통신 신호를 디스프레딩하는 방법으로서,

다중-요소 안테나 배열의 각 안테나 구성요소에서, 상기 복수의 스택 캐리어 신호와 다른 상기 채널 대역폭으로부터 분리될 수 있는 채널 대역폭을 가지는 복수의 상기 각 스택 캐리어 신호를 수신하는 단계;

공간적으로 디스프레드된 디지털 통신 신호를 얻기 위하여 상기 복수의 스택 캐리어 신호를 공간적으로 디스프레딩하는 단계; 및

공간적으로 그리고 스펙트럼처럼 디스프레드된 디지털 통신 신호를 얻기 위하여 상기 복수의 공간적으로 디스프레드된 각 디지털 통신 신호들을 스펙트럼처럼 디스프레딩하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.