KR20010062523A

KR20010062523A - 브러시리스 머신 제어 장치, 시스템 및 방법

Info

Publication number: KR20010062523A
Application number: KR1020000077446A
Authority: KR
Inventors: 마킨키에위치죠세프제랄드
Original assignee: 제럴드 리드스터; 스위치드 릴럭턴스 드라이브즈 리미티드
Priority date: 1999-12-17
Filing date: 2000-12-16
Publication date: 2001-07-07
Also published as: DE60036679T2; DE60036679D1; US20010010453A1; GB9929994D0; EP1109308A2; EP1109308B1; EP1109308A3; JP2001197777A; KR100745007B1

Abstract

브러시리스 전기 머신은 제어를 위해 각각의 위상 권선 양단의 플럭스 야기 전압 신호를 사용한다. 플럭스는 전류 제어보다 훨씬 밀접하게 머신 토크에 관련되므로 더욱 정밀한 제어를 제공한다.

Description

브러시리스 머신 제어 장치, 시스템 및 방법{BRUSHLESS MACHINE CONTROL}

본 발명은 스위치드 릴럭턴스 머신, 영구 자석 머신 및 이들의 하이브리드 등의 전자적으로 스위치되는 브러시리스 머신에 대한 제어에 관한 것이다.

통상의 스위치드 릴럭턴스 머신은 예컨대 로터(rotor, 회전자) 폴을 정의하는 로터와, 스테이터(stator, 고정자) 폴을 정의하는 스테이터 및 하나 이상의 위상을 정의하도록 스테이터 폴에 감겨진 권선 세트를 포함한다. 릴럭턴스에 있어서, 하나 이상의 위상 권선에 에너지를 인가함으로써 연관 스테이터 폴을 구성하며, 최소 릴럭턴스 위치에서 로터를 자극하여 자속 회로를 설정한다. 로터 위치에 따라 권선에 연속적인 여자를 시간적으로 설정함으로써 로터 움직임이 유도된다. 스위치드 릴럭턴스 머신은 잘 공지되어 있다. 더 상세한 설명은 참고로 수록된, 독일 누른베그에서의 PCIM'93 Conference and Exhibition이 출판한 Stephenson 및 Blake의 논문 'The Characteristics, Design and Application of Swiched ReluctanceMotors and Drives'에서 제공된다. 기술적을 잘 공지되어 있는 바와 같이, 이러한 머신은 위상 권선에 여자(勵磁)를 적용하는 타이밍을 변경함으로써 모터 또는 발생기로서 작동될 수 있다.

상기 논문에서 설명된 바와 같이, 스위치드 릴럭턴스 머신에서의 토크 발생 방법은 종래의 머신, 예컨대 유도 또는 동기 머신과는 상당히 상이하고, 이들 머신들은 기자력(mmf)의 파형을 회전시킴으로써 작동되며, 토크는 전도체에 흐르는 전류에 의한 자기장의 상호 작용으로써 형성된다. 이러한 머신은 '전자기식' 머신으로서 공지되며, 전류가 스테이터 코일에 존재하고 자기장이 로터상의 영구 자석에 의해 발생되는 소위 브러시리스 DC 머신을 포함한다. 반면에, 스위치드 릴럭턴스 머신은 단순히 '자기적' 머신이며, 이 머신의 토크는 자기 회로 변화의 릴럭턴스로서 자기장에 의해 단지 발생된다. 제어는 토크 발생 방법에 관련되어 있기 때문에, 두가지 유형의 머신 제어 방법은 상당히 상이하다. 일반적으로, 종래의 머신에 종래적인 사인함수식의 인가에 사용되는 제어 방법은 스위치드 릴럭턴스 머신에 대해 상당히 부적절한다.

도 1은 통상의 스위치드 릴럭턴스 머신의 횡단면도이다. 이 예에서, 스테이터(10)는 6개의 스테이터 폴(12)을 구비하며 로터(14)는 4 개의 로터 폴(16)을 구비한다. 각각의 스테이터 폴은 코일(18)을 지니고 있다. 마주보는 폴들 상에서 코일들은 연속으로 연결되어 3 상 권선을 공급한다. 도면에는 단지 단상 권선만 간략하게 도시된다. 스위치드 릴럭턴스 머신 제어는 다양한 방법으로 달성될 수 있다. 머신은 개방 루프 방식, 즉 스테핑(stepping) 모터에 주로 사용되는 방식으로 제어될 수 있다. 이러한 체제에서, 머신의 위상 권선은 순서대로 위상을 보내면 로터는 순서대로, 즉 여자된 그 상에 대해 최소의 릴럭턴스 위치에서 각 쌍의 스테이터 폴과 결속한다. 물론, 시스템이 개방 루프이기 때문에, 로터가 이동하지 않았는지에 대해 알 수 있는 수단은 없다. 이러한 부정확성을 제거하기 위해, 종래 기술에서는 로터 위치를 나타내는 신호를 제공하는 몇몇 종류의 로터 위치 검출 방식을 사용한다. 여자는 위치 함수로서 적용될 수 있다. 이러한 머신은 종종 "로터 위치 스위치드 머신"이라 언급된다.

권선에서의 전류는 비교적 측정이 용이하므로, 폐쇄 루프 전류 제어는 주로 권선의 전류에 에너지를 가하는 것을 모니터하여 제어함으로써 달성된다. 그러나, 머신의 바람직한 출력은 보통 토크, 위치 또는 속도이며, 전류는 이들 모두에 높은 비선형 관계성을 지닌다. 그 결과로 전류 제어 기법은 일반적으로 토크 리플, 위치 오차 또는 속도 오차와 같이 출력에 부정확성을 갖는다.

도 2에서는 통상의 스위치드 릴럭턴스 드라이브를 도시한다. 이 예에서, 머신(36)은 도 1에 도시된 것에 해당한다. 3상 권선(A, B, C)은 전원 전자 스위치 세트(48)에 의해 d.c. 공급(V)으로 스위치된다. 제어기(38)에 의해 스위치가 동작하는 모멘트는 결정되며, 그 제어기는 마이크로컨트롤러 또는 디지털 신호 처리기의 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현가능하다. 점화 신호는 데이터 버스(46)를 거쳐 스위치에 전달된다. 폐쇄 루프 전류 피드백은 전류 센서(44)에 의해 위상 전류를 감지하여 그 위상 전류에 비례하게 신호를 피드백함으로써 이루어진다. 제어 알고리즘은 비례(P), 비례 적분(P+I), 최단 시간, 피드백 선형화, 비례/적분/미분(PID)함수 또는 기술적으로 잘 공지되어 있는 여러가지 중에 하나를 포함한다. 그것은 또한 위치 검출기(40)로부터 로터 위치 신호를 피드백함으로써 전달될 위치 또는 속도의 외부 제어 루프에 대해서도 공통된다.

동작에 있어서, 머신으로부터 바람직한 출력을 발생시키기 위해, 라인 상의 전류 커맨드(i_d, 42)는 제어기에 전달되므로, 채택된 특정 제어 방식에 따라, 권선의 전류를 규제한다. 당업자라면 현존하는 각종 전류 제어기에 익숙할 것이며, 그 제어기 각각은 자신만의 장점을 가지고 있지만, 그들 모두는 제어되는 변수와 이상에서 설명한 머신 출력간에 비선형성을 가지고 있다.

위상 권선에 에너지가 인가될 경우에 스위치드 릴럭턴스 머신에서의 더욱 기본적인 제어 변수는 머신의 자기 회로에서 설정되는 플럭스라는 것이 본 발명자에 의해 확인되었다. 플럭스는 최소의 릴럭턴스 위치에서 로터를 강제하는, 즉 에너지를 받은 스테이터 폴에 대해 로터 주위를 당기도록 로터상에서 작용하는 힘에 대해 직접적으로 책임이 있다. 본발명은 폐쇄 루프 결정 및 플럭스 제어를 이용하여 지금까지 전류의 폐쇄 루프 제어로써 가능했던 머신의 성능을 더욱 향상시킨다.

실제적으로, 그것은 실현가능하게 되었으로며, 전류 제어는 특히 머신의 변봉에 민감하다. 반면에, 플럭스 제어는 위상 권선 양단의 플럭스 야기 전압에만 실질적으로 의존하다는 것이 밝혀졌다. 그럼므로 머신의 이러한 변동을 더욱 참아내야 될 것이다. 전류 제어가 일으키기 쉬운 제작상의 변동에서 야기하는 여러가지 실제적인 부정확성은 단순히 피해야 한다.

ICEW 96 Proceedings, International Conference on ElectricalMachines(10-12 September 1996, Vigo, Spain, Vol 1, pp 254-259)에 의한 P.G. Barrass 및 B.C.Mecrow의 'Torque Control of Switched Reluctance Drives' 논문에서는, 공급 전압과, 위상 전류 및 로터 위치의 좌표에 대해 플럭스 램프의 고정 값을 저장한 룩업 테이블을 사용한 플럭스 링키지 참조 파형을 참조함으로써 토크 제어를 제공하도록 제안하였다. 플럭스 값 및 좌표는 특정 모터에 특수하다. 소정의 순간에, 플럭스 및 토크에 대해 미리 저장된 값은 위상 전류에 대해 피드백된 측정값과 저장된 머신 데이터로부터 선택된다. 주어진 모터용 출력을 발생시키는데 사용되는 룩업 테이블에서의 모니터된 변수과 플럭스 파형 값 사이에는 고정 관계가 있다.

비교적 용이하게 결정되며, 플럭스에 직접적으로 관련된 머신 작동 특성은 위상 권선에서의 전압이라는 것이 본 발명자에 의해 인정되었다.

본 발명에 따르면, 로터, 스테이터, 머신의 자기 회로에서 플럭스를 형성하도록 배열된 적어도 하나의 위상 권선과, 적어도 하나의 위상 권선 양단의 플럭스 야기 전압을 나타내는 신호를 발생시키도록 동작가능한 머신 회로에 대해 배열되어 있는 수단으로 구성된 브러시리스 전기 머신이 제공된다.

본 발명의 머신에 따르면, 이 머신은 모터 또는 발생기로서 운용될 수 있으며, 위상 권선 양단의 전압으로부터 플럭스를 나타내는 피드백 신호를 얻을 수 있다. 한 형태에서 전압은 직접 측정하기 위해 배치된 변환기에 의해 결정된다. 탐색 코일은 위상 권선 또는 각각의 위상에 대해 사용될 수 있으며, 그 코일은 위상 권선 양단의 전압에 따라 전압 출력을 발생시킬 것이다.

본 발명에 따르면, 로터와 스테이터 및 머신의 자기 회로에서 플럭스를 형성하기 위해 배열된 적어도 하나의 위상 권선을 구비하는 브러시리스 전기 머신과, 각각의 위상 권선 양단의 플럭스 야기 전압을 결정하여 상기 플럭스 야기 전압을 나타내는 피드백 신호를 생성하는 수단 및 머신이 필요로 하는 출력을 나타내는 입력 신호를 갖는 플럭스 제어기로 구성된 브러시리스 전기 구동 시스템을 제공하며, 상기 제어기는 그 입력 신호 및 피드백 신호에 반응하여 적어도 하나의 위상 권선의 플럭스를 제어하도록 스위치 수단을 활성시키는 제어 신호를 발생시킨다.

또다른 형태에서, 위상 권선의 전압은 상태 관측 장치에 의해 추정될 수 있으며, 이 상태 관측 장치는 플럭스 야기 전압 전압도 추정한다.

권선 양단의 전압은 설명될 바와 같이 실제 플럭스 신호를 얻기 위해 적분되어야 한다. 이것의 단점은 적분기 리셋 사이에서 시간이 로터의 하강 속도에 따라 물론, 특히 휴지 때 지나치게 될 부정확성을 이끄면서, 상승한다는 것이다. 그러므로, 예컨대, 상태 관측 장치에 따라 머신의 전류 모델을 사용하여 위상 권선의 전류로부터 플럭스 추정도 또한 가능할 것이다. 전류 모델에서의 플럭스 유도에는 적분항이 없으므로, 저속에서는 영향을 끼치지 않지만, 스테이터에 대한 로터의 각 위치를 참조하므로, 고속에서는 정밀함이 떨어진다.

전류 모델을 위상 저항에 민감하지 못하므로, 전류 모델은 필요 플럭스 링키지를 발생시키는데 전압이 거의 필요하지 않을 때 "저속"에서 우세하도록 유용하게 결정될 수 있다. 만약 시스템이 적응적이라면, 관찰기는 전류 모델에 의존하기 때문에 위상 저항은 저속에서 더욱 용이하게 추정될 수 있다. 고속에서 전류 모델은 속도가 증가함에 따라 확대될 각 측정 오차로 인해 정밀성이 떨어진다. 더 짧은 위상 사이클 시간 동안에 필요한 플럭스 링키지를 발생시키기 위해서는 더 많이 인가된 위상 전압이 필요하다. 전압 모델은 각 측정 오차에 민감하지 못하며, 고속에서의 위상 저항에 대해 덜 민감하다. 전압 모델(위상에 인가된 전압과 그 위상 저항에서의 전압 강하 사이의 차이를 시간으로 적분)은 또한 간단한 방식으로 위상간의 상호 유도와 같은 복잡한 영향을 모델화한다. 총 위상 링키지는 어떤 위상 mmf에 책임이 있다 할지라도 도출된다.

본 발명은 더 정밀하다고 밝혀진 머신에 대해 직접 플럭스 제어를 가능하게 하며, 종래에 사용되었던 전류 기반의 제어보다 온라인 적응에 더 적합하다. 본 발명은 플럭스를 실시간 결정하기 때문이다.

플럭스 제어기는 또한 제어 신호를 타이밍하는 수단을 추가로 포함하여 여자 수단을 활성시키는 것이 바람직하다.

본 발명은 로터와 스테이터 및 적어도 하나의 위상 권선을 구비하는 브러시리스 전기 머신을 제어하는 방법으로 확장되며, 상기 방법은 각각의 위상 권선 양단의 플럭스 야기 전압을 나타내는 부분을 포함하는 피드백 신호를 발생시키는 단계와, 그 머신이 필요로 하는 출력을 나타내는 입력 신호를 발생시키는 단계와, 그 입력 신호 및 피드백 신호에 대해 적어도 하나의 위상 권선의 여자 제어 단계를 포함한다.

도 1은 공지되어 있는 스위치드 릴럭턴스 머신의 구성도.

도 2는 스위치드 릴럭턴스 머신에 대해 공지되어 있는 폐쇄 루프 전류 제어기의 구성도.

도 3은 본 발명의 실시예를 통합하는 스위치드 릴럭턴스 머신용 제어 시스템의 구성 블록도,

도 4는 본 발명에 따른 릴럭턴스 머신의 또다른 실시예에 대한 구성적인 방사상 횡단면도.

도 5는 본 발명에 따른 제어 시스템의 추가 실시예의 구성 블럭도.

도 6은 본 발명에 대해 하나의 특정 형태에 따른 도 5의 시스템 일부에 대한 구성 블록도.

도 7은 3상 머신에 대해 도 6의 더욱 상세한 구성 블록도.

도 8은 도 6의 또다른 형태에 대해 더욱 상세한 구성 블록도.

도 9는 모터 속도로써 전류 추정량 제어 법칙의 이득을 나타낸 그래프.

〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉

10 : 스테이터

14 : 로터

36 : 머신

40 : 검출기

44 : 전류 센서

46 : 데이터 버스

48 : 전원 전자 스위치 세트

50 : 플럭스 제어기

본 발명은 각종 방식으로 실제로 실시될 수 있으며, 소정의 실시예는 첨부 도면을 참조하여 설명될 것이다.

도 3을 참조하면, 본 발명에 따른 스위치드 릴럭턴스 구동 시스템의 제1 실시예에는 로터 위치 변환기(RPT)(40)의 배치에 대해 적층 스페이터(10)와 적층 로터(14)를 구비하는 스위치드 릴럭턴스 머신(36)을 포함한다. 플럭스 제어기(50)는 전원 전자 스위치(48)를 활성시키는 점화 신호를 발생하여 스테이터(10)에 연관된 위상 권선(A, B, C)의 여자를 제어한다. 간결하게 도시하기 위해, 단지 하나의 위상 권선과의 접속만 나타내었지만, 각각의 위상은 스위치의 활성에 의해 독립적으로 여자가능하다. 또다른 실시예에 있어서, 권선용 여자는 공지되어 있는 유형의 증폭기에 의해 공급된다. 각 위상 권선은 전류 변환기(44)에 연관될 것이라고 이해될것이다. 간략한 도시를 위해 단지 하나만 나타낸다. 플럭스 제어기(50)로의 입력(42')은 바람직한 출력을 발생시키기 위해 머신에서의 바람직한 플럭스()를 나타내는 신호이다. 모터로서 머신을 동작하는데 있어서, 바람직한 출력은 토크, 속도 또는 위치이다. 발생기로서 머신을 동작시키는데 있어서, 바람직한 출력은 전력이다. 플럭스 필요 신호는 (예컨대) 머신의 토크 및 속도 범위를 나타내는 증가한 전압 입력 형태가 간단히 될 수 있다.

도 3의 플럭스 제어기는 도 2의 제어기와 상당히 상이하다. 머신의 출력을 제어하는 전류 커맨드 대신에, 그 출력은 플럭스 커맨드로써 직접 제어되고, 출력을 정정하기 위해 피드백되는 주 파라미터가 되는 전류 대신에 이제 플럭스가 피드백 주파라미터이다. 이것은 스위치드 릴럭턴스 머신에 대해 잘 알려진 실제의 제어기와 상당히 상이하다.

도 3의 플럭스 제어기(50)에 있어서, 플럭스 피드백 신호()는 오차 신호를 발생시키기 위해 필요 플럭스(42')에 비교된다. 플럭스 제어기는 비례, 비례 적분, 비례/적분/미분, 최단 시간, 피드백 선형화 작용 등 앞서서 설명한 바와 같은 제어 법칙들 가운데 소정의 하나를 따를 수 있다. 머신(36)은 또한 종래의 RTP(40)을 구비하고, RTP의 출력(θ)은 종래의 방식으로 플럭스 제어기(50)에 타이밍 정보를 공급한다. 또다른 실시예에서는 종래 기술에서 공지된 바와 같이, 머신의 기타 파라미터로부터 위치를 추정하는 소위 센서리스 위치 검출 장치를 사용한다. 비록 종래의 전류 제어기 방식에서는 사용되지 않지만, 플럭스 제어기(50)는 전류 변환기(44)로부터 전류 신호(i)를 또한 수신할 수 있으며, 그 제어기가 소정의 안정 레벨 내에 있을 수 있도록 전류의 전체적 모니터링을 제공하는데 간단히 사용되거나 I_n* R_n보상을 앞으로 피드한다. 플럭스 제어기(50)는 위상 권선의 여자를 제어하는 스위칭 디바이스(48)용 점화 신호를 발생한다.

플럭스 신호(Ψ)를 도출하는 또다른 방법이 도 4에 도시되며, 하나 이상의 스테이터 폴의 각 위상 권선(18)에는 탐색 코일(62)로서 역할하는 추가 권선이 포함된다. 탐색 코일(62)은 도 5에 도시된 바와 같이 그 위상 권선에 독립적으로 감겨져 있을 수 있거나 두줄 방식으로 감겨져 있을 수 있다. 다른 경우에 있어서, 적분기(64)로써 시간에 대해 적분할 때, 그 탐색 코일(62)에 연계된 플럭스에 정비례한 신호를 제공하는 위상 권선이 여자되면 탐색 코일은 자신으로부터 도출된 전압을 갖을 것이다. 적분 신호는 플럭스 피드백 신호()로서 플럭스 제어기(50)로 피드백된다.

도 4는 위상 권선에 대해 하나의 탐색 코일(62)만 도시하지만, 각 폴에 하나의 코일을 갖는 시스템이 사용될 수 있으며 또는 다른 방법에 있어 코일(들)이 자기 회로의 기타 부분 주위 예컨대, 2개의 스테이터 폴 사이의 섹션상에서 스테이터 코어의 요크 주위에 배치될 수 있고, 코일은 머신의 자기 회로의 플럭스를 감지할 수 있음을 인정할 것이다.

도 3 및 도 4의 실시예만 도시되었지만, 플럭스 피드백 신호()를 발생시키는 기타 방법들이 이용가능하다. 플럭스 제어기에 의해 이용되는 신호()는 여자될 위상 권선에 연관된 자기 경로의 플럭스에 비례하다는 것이 주요 필요 조건이다.

이상에서, 당업자에게는 실시간의, 플럭스 기반의, 폐쇄 루브 제어가 소정 수의 폴과 위상으로 된 소정의 스위치드 릴럭턴스 머신에 효과적으로 적용될 수 있다는 것이 명백할 것이다. 따라서, 실시예에 대한 이상의 설명은 예시의 방법에 의해 이루어진 것이며 제한의 목적이 아니다.

도 5를 참조하여, 본 발명의 또다른 형태에서, 스위치드 릴럭턴스 드라이브는 로터 위치 변환기(RPT)(116)의 배치와 관련하여 스테이터(112) 및 로터(114)를 구비하는 스위치드 릴럭턴스 머신으로 구성되어 있다. RPT(116)는 점화 신호를 발생시켜 스테이터와 연관된 권선(122)의 여자를 제어하는 스위칭 회로(120)를 활성시키는 플럭스 제어기(118)에 로터 위치 신호()를 공급한다. 플럭스 제어기(118)에는 또한 머신으로부터 전류 및 공급 전압(i, v)이 공급된다.

플럭스 제어기는 머신의 플럭스 및 전압의 주어진 양 및/또는 전류와 로터 위치를 추정하거나 '모델화'를 할 수 있어야 한다. 이것은 각종 방법으로 달성가능하며, 그 방법 가운데 2가지가 상세히 설명된다. 우선, 플럭스는 위상에 인가된 전압 및 전압이 인가되는 시간 정보로부터 모델화될 수 있다. 이후에는 이것을 '전압 모델'이라 칭한다. 전압 모델은 전류 및 권선 파라미터를 수반하는 제2 항을 도입함으로써 세분되며, 인가된 전압에 의해 사실상 구동된다. 두번째로, 플럭스는 권선 및 로터 위치에서의 전류 정보로부터 추정될 수 있다. 이 방법을 이후에는 '전류 모델'이라 칭한다. 이 양 모델은 전부 상이한 분석 또는 수식 형태를 취하며, 양호한 구현은 이하에 설명된다.

본 발명의 이 실시예에 따라, 플럭스 제어기(118)는 상태 관측기를 이용하여플럭스 링키지를 모델화하며, 이 상태 관측기는 플럭스의 전류 모델 및 전압 모델을 모두 포함한다. 고속에서 상승하는 로터 위치 센서 오차 때문에 전류 모델은 고속에서 정밀성이 떨어진다. 전압 모델은 시간에 대해 전압을 순환 적분하기 때문에, 드리프트를 이끌면서 적분항의 리셋이 비주기적으로 증가하는 제로 및 저속에서 오차의 영향을 받기 쉽다. 그러므로, 전압 모델 부분이 고속에서 우세하다면, 이 실시예의 플럭스 추정 시스템의 전류 모델 부분에 대한 주파수 응답은 제로 및 저속에서 우세적으로 결정된다.

권선의 플럭스() 시간에 대한 권선에 인가된 emf(E)의 적분에 비례한다.

그러므로 스위치드 릴럭턴스 머신의 플럭스를 실시간으로 정밀하게 제어하기 위해서 플럭스()를 발생시키는 전압(E) 값을 도출하는 것이 바람직하다. 따라서, 탐색 코일 또는 두줄 권선은 도 4에 관해 앞에서 설명한 바와 같이, 각 위상 권선에 배열될 수 있다.

또다른 접근은 V, i 및 권선 저항(R)의 열모델 또는 권선 저항에 대한 전기 데이터에 근거하여 전압(E)에 대해 추정한다. 이 접근은 탐색 코일 이나 두줄 권선보다 덜 강요적이다. V는 위상 권선에 인가된 전압이고, i는 위상 전류이며, R은 위상 저항이다.

E = V - iR

따라서,

이다.

비록 권선 저항(R)이 드리프트하므로 플럭스 값이 드리프트한다 할지라도, 이 접근은 여전히 플럭스 추정의 유용한 방법이며, 소정의 경우, R에서의 소정의 변화를 추적하기 위해 열모델이 설정될 수 있다. 그러나, 많은 응용에 있어서, 이 접근은 예컨대, 표준 동작 상태 집합이나 단일 동작 포인트에 연관된 단일 R값을 선택하는데 적합할 것이다. 이러한 전압 모델은 간단한 방식으로 위상 간의 상호 유도와 같은 복잡한 효과를 또한 관측할 것이다. 총 위상 플럭스 링키지는 어떤 위상 mmf에 책임이 있다할 지라도 도출된다.

적분기를 포함하는 소정의 측정 시스템을 사용함이 있어서, 드리프트가 문제될 것 같을때, 적분기에서의 긴 항 드리프트를 금지하거나 적분기의 출력에 의존하여 피해야 하는 주의가 있어야 한다. 이 특정 경우에, 어떤 드리프트가 발생할 동안의 적분기 리셋과 모든 제로 속도에서의 비 리셋 사이에서 유효 기간을 가져야 하기 때문에 적분기는 거의 제로에 가까운 머신 속도에 가장 관계있다.

그러므로, 저속에서 전압 모델에 의해 발생되는 측정에 의존하기 것보다 이용될 더욱 신뢰할 만한 전류 모델을 정하는 것이 바람직하다.

따라서,

플럭스(은 자기 회로의 릴럭턴스, N은 위상 권선을 감은 횟수)

d/dt(플럭스 링키지(ψ)) = V - iR

그러므로

그리고

, 시간에 대한 플럭스 추정 도함수.

은 로터 각과 온도에 따라 변한다.

은 모터에서의 실질적인 제어 입력.

전압 및 전류 모델 조합을 사용하여, 플럭스 추정 식은 다음과 같다.

여기에서, Kobs는 로터 각속도() 함수인 전류 모델용 "관측기 이득"이다.

은 탐색 코일 또는 두줄 권선 사용이 없다.

이제, Kobs는 도출하기가 어려운 타임 도메인 비선형 함수이지만, 고속에서 Kobs 값은 제로로 갈 것이며,항은 저속에서 거의 기여를 하지 못한다. Kobs은 저속에서 커지고 Kobs이 로터 각 도메인에 기초할 시 관측기를 지배한다. 그러므로, 본 발명의 이 실시에는 전류와 전압 모델 사이에서 추정기를 분리함으로써 시간과 각 도메인을 흡수한다.

폐루프 제어기에서 두가지 모델을 사용하는 이 기본 기법은 도 6에 도시되며, 전류 모델(130)은 위상 전류(i) 및 로터 위치(θ) 입력을 갖는다. 전체 추정기는 도 6에 나타난다. 전류 모델(130)의 출력은 플럭스()의 추정치이고, 이 값은 플럭스 추정치에 조합되어 이득 행렬(134)에 공급될 차이값()을 발생시키는 합 결합에 피드된다. 이 실시예에서, 이득 행렬(134)은 비례 적분(P+I) 관측기 이득 행렬(오차 수렴 법칙)이다. 관측기 이득 행렬(오차 수렴 법칙)는 당업자에게 명백하게 될 PD, PID, 히스테릭스 또는 단정적 제어기 등의 기타 형태를 취할 수 있다.

블록(138)은 위상 전압(V), 위상 전류(i) 및 추정된 권선 저항(R) 입력을 수신하여, emf(E)의 추정치를 계산한다.(다시 말하면, 이 블록은 전압 모델의 단지 일부분이다.) E = d/dt(ψ)이므로,을 발생시키기 위해 E 값은 합 결합(35)에서 이득 행렬(134)의 출력값(d/dt()) 값에 합해진다. 이 신호는 이어서 적분기(136)로 공급되어 플럭스 추정치()를 발생시킨다. 플럭스 추정치()는 이어서 제어 법칙(121)에 적용되어 도 5의 스위칭 회로(120)를 제어하는 플럭스 오차 신호()를 발생시키기 위해, 플럭스 필요 신호()와 함께 비교기(140)에 인가된다.

도 6에서, 플럭스가 발생시킨 emf(E)에 대한 전압 모델(138)은 위상 전압, 위상 전류 및 위상 저항 추정치로부터 도출된다. 추정으로써 위상 저항을 결정하기 위해 열모델 또는 위상 저항(R)의 전기 측정 또는 이 두가지의 조합이 이용될 수 있다. 전기 측정의 종래의 형태는 열전쌍(thermocouple)과 같은 온도 변환기를 사용하였다. 이러한 변환기는 측정에서 다른 방법으로 오차를 도출시키는 노이즈를 감쇠시키기 위해 대개 필터를 필요로 한다.

당업자라면 도 6은 머신의 하나의 위상에 대한 제어기를 나타낸다는 것을 이해할 것이다. 머신이 다중 위상이라면, 실제적으로 경제적으로 다소 회로의 부담이 있을 것이지만, 각각의 위상은 도 6에 도시된 제어기를 사실상 구비할 것이다.

폐루프 전류 모델 기반의 추정기는 전압 모델의 위치에서 전류 모델을 사용함으로써 플럭스 추정의 왜곡을 피하면서, 제로 및 저속에서 드리프트를 고정시킨다. P+I 이득 행렬(134)은 자신(134)으로부터 전류 모델을 기반으로 하는 플럭스추정이 전압 모델(138)이 우세한 고속에서 영향적이지 못한 응답 특성과 낮은 이득을 갖지만, 추정기 제어 법칙 함수는 저속에서 전류 모델이 우세적이게 한다. 그러므로,이 제어 체제의 한 특징은 머신 속도에 따라 전류 모델과 전압 모델 제어 기법 사이에서 플럭스 추정량이 핸드 오버한다는 것이다.

폐루프 플럭스 제어기는 그러므로, 저속에서 높은 "전류 모델 이득"에서 가지므로 전류 모델이 우세적이며 전압 모델이 더욱 적합할 고속에서 제로 또는 낮은 전류 모델 이득을 갖는다(만약 전류 모델 이득이 제로라면, 적분기는 공지된 "제로 플럭스" 구간에서 리셋되어야 한다). 전류 모델(도 6의 130)은 룩업 테이블 또는 알고리즘 형식의 함수 기술(functional description)이 될 수 있다. 함수 기술의 특징은 적응적 메커니즘을 통해 적응이 가능하다는 것이다. 함수 기술은 적응을 거쳐 변하는 계수들로 선형적이 될 수 있다. 적응 메커니즘이 없다 할지라도, 시스템은 전류 및 전압 모델을 모두 사용하여 플럭스 링키지를 추정한다. 만약 시스템이 적응적이라면, 고속에서는 "전류 모델" 및 위상 저항이 잠정적으로 정정될 것이만, 저속에서는 위상 저항만 정정될 것이다. 그 결과 플럭스 관측기로 이루어진 적응 메커니즘의 상호 작용은 사실상 없다.

요약하면, 전압 모델은 모터 속도가 제로를 향해 감소함에 따라 점점 정밀성이 떨어진다.

·개방 루프 적분 프로세스는 리셋 간에 더 긴 구간동안 드리프트 및 랜덤 워크(노이즈를 포함하는 신호를 적분한 결과로서 시간에 따라 증가하는 부정확성)를 경험할 것이다.

·저속에서 인가된 전압은 온도와 함께 변하는 위상 저항에서 우선적으로 강하된다. 각 변화 유도(induction) 영향은 낮은 신호 대 잡음비를 초래하는 저속에서 매우 적을 것이다.

·만약 저역 통과 필터가 고속에서 적분기에 가깝게 사용된다면, 저역 통과 필터링과 실질 적분간의 오차는 모터 속도가 감소함에 따라 증가한다. 제로 평균 a.c. 신호에 대해서는 저역 통과 필터만 사용될 수 있다. 만약 그 신호가 d.c. 내용을 갖는다면 리셋 기능이 있어야만 하거나, K_obs는 고이득을 충분히 가져야만 한다.

고속에서 전압 모델은 정밀하면서도 매우 간단하다. 전압 모델은 더 고속에서 더욱 정밀하다. 왜냐하면:

·리셋간의 시간이 짧으면 짧을수록 드리프크 및 랜덤 워크를 더 적게 초래한다.

·고속에서의 전압은 위상 저항 변화로 인한 더 적은 추정 오차를 일으키는 각 변화 유도를 통해 주로 강하된다.

·대략 적분(예컨대, 저역 통과 필터)을 사용하는 경우에서, 실질 적분 과 저역 통과 필터링 간의 차이는 a.c 신호에 대해 고속에서 무시된다.

전압 모델은 플럭스가 리셋 적분 또는 저역 통과 필터링에 의해 유도되는 V - i*R(플럭스 야기 emf(E))의 계산이다. 복잡한 상호 효과는 어떤 위상 mmf가 플럭스를 도출하던지 간에 모두 이 계산안에 포함된다. 복잡한 룩업 테이블 또는 모든 모터 위상 전류 및 로터 위치를 포함하는 복잡한 함수 계산은 모터 속도가 증가함에 따라 훨씬 더 복잡한 계산 능력을 요구하므로 계산적인 면에서 매우 과중될 수 있다. 이것은 전류 모델이 고속에서 사용될 수 없는 추가 이유가 된다. 그러므로 전압 모델이 고속에서 분리되어 플럭스 추정을 수행하는데 사용될 수 있다. 전압 모델은 플러스 링키지를 동시에 추정하는데 샤프트 위치를 사용하지 않는다. 모터 속도가 증가함에 따른 부정확한 샤프트 위치 측정/추정(지연 계산, 신호 필터링 지연, 해상도 손실 등) 증가는 전압 모델에서 중요하지 않다.

스위치드 릴럭턴스 머신의 부정확한 제어가 수용되거나 또는 플럭스 제어가 확실한 고속에서 요구되는 상황에서, 플럭스를 제어하는데 전압 모델만 이용가능하고 전류 모델은 이용되지 않는다. 그러나, 전압 모델은 제로 및 저속에서 정확성을주지 않는다.

도 7은 도 6에서 설명한 플럭스 제어 시스템에 대한 더욱 상세한 3상 예이다. 도 6과 도 7의 동일한 요소에는 같은 기재 번호를 사용하였다. 각 위상은 전류, 전압 및 플럭스의 여러가지 값에 대해 별개의 입력과 출력을 갖는다.

도 7에 도시된 실시예의 3상 SR 예는 SR 머신 위상 플럭스의 전압 모델 및 전류 모델(130)을 구비하는 폐루프 플럭스 관측기를 포함하고, 그 모델들은 로터 위치() 함수로서 각각의 위상에 대해 플럭스를 예상한다. 각 모델은 합 결합(125', 135'', 135''')의 관측기에서 합해진다.

이상에서 설명한 바와 같이, 전류 모델은 룩업 테이블로부터 실시간 처리된 전류 모델 형식으로 전류에 대한 함수 기술까지 여러가지 형태를 취할 수 있다. 이하에는 이용가능한 전류 모델의 예이다.

전류 모델#1은 전류 곱 관계의 형식으로 표현될 수 있다.

ψ_in= (a₁i_n+ a₂i_n ²+ a₃i_n ³+ …)

+(b₁i_n+ b₂i_n ²+ b₃i_n ³+ …)cos(θ_en)

+(c₁i_n+ c₂i_n ²+ c₃i_n ³+ …)sin(θ_en)

+(d₁i_n+ d₂i_n ²+ d₃i_n ³+ …)cos(2θ_en)

등

여기에서, θ은 전기 또는 기계적 각이며, n은 위상 번호이다. 위상 n에 대해이다. 전기적 열조화함수가 이 모델에 포함된다면 기계 각은 이 모델에 이용되다. 소정의 각에서, 플럭스는 전류 함수이다. 그러나, 이러한 관계의 계수는 각에 의존한다. 그러한 관계는 이상에서 표현한 전류 곱 관계를 사용하여 설명될 수 있다. 수학적으로 이러한 관계는 소정의 연속 함수에 가까운 삼각함수 및 다항함수의 특성 때문에 이용된 이들 함수의 성질로 인해 임의의 정확성은 극한에서 이루어진다. 전기적 서브하모닉스는 통상적으로 SR 머신의 제조 변동의 결과이다.전류 모델#1의 형식은 특정 위상 전류의 함수로서 임의의 "부드러운" 비선형 방식으로 위상 플럭스 링키지의 각 조화를 변하게 한다.전류 모델#1에서 상호 효과는 고려되지 않는다.

전류 모델#2는 쌍곡 탄젠트 형식을 이용한다. 전류에서의 플럭스 발생은 모터 아이런의 물리적 매체를 통해 일어난다. 이러한 재료는 쌍곡 탄젠트 함수로써 근접될 수 있는 전류와 플럭스 간의 관계를 나타내 보인다. 이러한 확장은 범위값으로부터 또한 잘 실행될 것이며, 극한적 반응을 나타낸다. 그러므로 대상에 대한 범위값에서 변수는 관측기 모델의 비정상적거나 병리학적인 작용을 생성시키지 않는다.

쌍곡탄젠트 함수는 이 형식을 취한다.

ψ_in= (a₀i_n+ a₁tanh(i_n) + a₂tanh(i_n ²) + … + a_ptanh(i_n ^p))

+ (b₁tanh(i_n) + b₂tanh(i_n ²) + … + b_ptanh(i_n ^p))*cos(θ_en)

+ (c₁tanh(i_n) + c₂tanh(i_n ²) + … + c_ptanh(i_n ^p))*sin(θ_en)

+ (d₁tanh(i_n) + d₂tanh(i_n ²) + … + d_ptanh(i_n ^p))*cos(2θ_en)

+ (e₁tanh(i_n) + e₂tanh(i_n ²) + … + e_ptanh(i_n ^p))*sin(2θ_en)

+ …

대안적으로,

ψ_in= (a₀i_n+ a₁tanh(i_n) + a₂tanh(2*i_n) + … + a_ptanh(p*i_n))

+ (b₁tanh(i_n) + b₂tanh(2*i_n) + … + b_ptanh(p*i_n))*cos(θ_en)

+ (c₁tanh(i_n) + c₂tanh(2*i_n) + … + c_ptanh(p*i_n))*sin(θ_en)

+ (d₁tanh(i_n) + d₂tanh(2*i_n) + … + d_ptanh(p*i_n))*cos(2θ_en)

+ (e₁tanh(i_n) + e₂tanh(2*i_n) + … + e_ptanh(p*i_n))*sin(2θ_en)

+ …

또는 이상의 두가지 모델 형식의 소정의 혼합도 있다. 이상의 두가지 모델 형식에는 상호 효과가 고려되지 않는다.

편리하게, 위상 간의 복잡한 요인, 상호 유도 효과는 측정 데이터를 포함하는 룩업 테이블 또는 또다른 함수 기술의 이용에 의해 부여될 수 있다.

도 6 또는 도 7의 K_obs관측기 이득 행렬(134)로 돌아와서, 이 행렬은 제로 및 저속에서 시간(t)이 무한대로 감에 따라 연산((은 위상 플럭스 링키지의 전류 모델 추정( _In)과 위상 플럭스 링키지의 완료 추정( _n) 사이의 오차))이 제로가 되는 소정의 함수가 될 수 있다. 고속에서는 K_obs는 제로로 설정되어 적분기를 리셋시킨다. 저역 통과 필터 옵션은 플럭스 야기 전압에 대한 제로 평균 AC 신호로 사용될 수 있다.

도 7에 도시된 3상 머신에 대한 예는 대각선 행렬을 기초로 한다.

여기에서, K₁, K₂, K₃은 로터의 각속도(ω)에 의존하거나 상수 이득이다. 상수 이득은 감소된 수행으로 이루어진 간단 구현을 위해 단지 사용된다. K_obs의 계산을 간단히 하기 위해 K_obs은 플럭스 관측기의 이 버전에서 대각선이 된다.

도 6 및 도 7의 플럭스 관측기 모델에서는 상호 효과는 고려되지 않음을 주지해야 하다. 전류 모델(130)은 모든 위상 전류와 각의 함수로서 각 위상 플럭스 링키지를 추정한다. 게다가 총 위상(코일) 전압은 플럭스 관측기의 전압 모델 일부에 의해 사용된다. 전압 모델 플럭스 관측기의 각 위상에 대한 적분기는 위상 사이클에서 제로(또는 가능한한 거의 제로에 가까운) 플럭스의 알려진 주기동안 리셋된다. 또한 고속에서 각 적분기는 머신으로의 공급 전압이 제로 평균 a.c.특성을 갖거나 또는 단극 신호가 제로 평균 a.c. 표현으로 변환될 경우 저역 통과 필터로서 역할하도록 적응될 수 있다(예컨대, 모터 위상 스위칭 주기의 기본 주파수보다 10 배 길 경우에 대한 시간 상수).

합 형식으로전류 모델#1을 기재하면, 다음과 같다.

여기에서, harm_max는 고려된 위상 플럭스 링키지 프로파일의 최고차 조화이며, poly_max는 고려된 최고차 다항식 거듭제곱이다. 이것은 이상에서 도시된전류 모델#1에 대한 표현이지만, 합 표기법이다.

대칭 머신에 있어서, 로터 및 스테이터 재료에서의 적층 그레인 방향(lamination grain orientation)과 같은 영향으로 인한 명확한 잔류 자기 특성을 나타내지 않으며, ψ_I_x_tot는 단지 홀수 다항식만 가져야 한다.즉, 자기 유도 플럭스 링키지는 자신이 발생된 전류와 같은 부호를 갖는다.

위상들 간의 상호 유도 또는 커플링의 영향과 게다가 위상 전류 및 자기 유도에 의해 발생된 위상 플럭스 링키지는 총 위상 플럭스 링키지를 결정할때 고려되어야 한다. 스위치드 릴럭턴스 머신의 금속은 플럭스에 대해 비선형 매체이다. 그러므로, 위상 간의 상호 플럭스 링키지에 대한 일반 형태의 모델이 요구된다. 3상 머신을 예로 들어, 이상 식에 대한 일반 형태는 수정되어 다음과 같다.

만약 자석도 없고 소정의 명확한 잔류 자기 영향도 없다면(일반적으로 스위치드 릴럭턴스 머신의 경우), 다음과 같다.

그러므로, 소정의 위상에서의 총 플럭스는 다음과 같다.

수학식 4 내지 수학식 7은 mmf 극성 의존 자기 경로 변화에 의해 영향을 받을 수 있는, 상호 유도 플럭스 링키지와 자기 유도 플럭스 링키지를 모두 포함하며, 분리되어 자기 유도 플럭스 링키지에 대해 이루어질 수 있는 다항식 지수에 관계될 수 있는 일반화는 없다.

이상의 수학식 4 및 수학식 5는 주어진 위상에서 자기 유도 플럭스 링키지 및 상호 유도 플럭스 링키지를 모두 포함한다. 만약 자기 유도 플럭스 링키지가 상호 플럭스로부터 분리된다면, 수학식 4 및 수학식 5는 상이한 제약으로 재작성될 수 있다.

따라서, 총 상호 유도 플럭스 링키지는 다음과 같다.

수학식 9 내지 수학식 12는 I_x만이 아니라 위상 x에서 발생된 플럭스 링키지 전부,즉 상호 유도를 전부 포함한다. 즉, 수학식 9 내지 수학식 12는 mmf 극성 의존 자기 경로 변화에 의해 영향을 받을 상호 자기 유도 플럭스 링키지를 설명하며, 분리되어 자기 유도 플럭스 링키지에 대해 이루어질 다항식 지수에 관계될 수 있는 일반화는 없다.

주어진 위상의 총 플럭스 링키지는 다음과 같다.

수학식 4 내지 수학식 7의 형식을 사용하여 플럭스 링키지의 전류 의존은 다음과 같이 일반화될 수 있다.

그리고,

만약 자석도 없고 소정의 명확한 전류 자기 영향이 존재하지 않다면(통상적으로, 스위치드 릴럭턴스 머신일 경우), 다음과 같다.

수학식 14 및 수학식 15의 전류 함수 형식의 한 예로 쌍곡 탄젠트가 있다.

쌍곡선 탄젠트는 선택될 수 있는 여러 개의 함수 가운데 단지 하나이다. 기타에는 스플라인(spline) 기술, 지수함수 등을 포함한다. 기재된 수학식의 중요한 특성은 수학식이 각 다항 하모닉 곱 항(수학식 14 및 수학식 15에서의 각 다항식 조화항은 적절한 ψ_x_l_x_l_y_l_z_sin_k_m_h 계수에 선형적으로 의존한다)이라는 것이다. 그 계수들이 선형적이 되는 수학식들은 최소 제곱 파라미터 추정을 허용한다. 최소 제곱 기반의 파라미터 추정은 실시된 응용에서 시스템을 적응시키는 잘 증명된 방법이다.

계수의 선형성이 있는 시스템의 함수 기술 생성은 선형 시스템 이론 응용을 고려하며, 이 기법은 잘 이해되고 신뢰할만 하다.

선형 자기성일 경우에 대해, 수학식 14 내지 수학식 17은 다음과 같이 변형된다.

자석도 소정의 명확한 잔루 자기 영향도 존재하지 않는다면(통상 스위치드 릴럭턴스 머신일 경우). 다음과 같다.

또한 수학식 21 내지 수학식 24는 간단한 형식이 된다.

총 플럭스 링키지는 다음과 같다.

3상 SR 머신에 대한 선형 및 비선형의 양 예에서, 모든 3상 전류, 각과 위상 플럭스 링키지 사이의 관계를 설명하는 모델 형식이 확인되었다. 수학식 4 내지 수학식 27에 나타낸 식들에는 상호 효과가 포함되며, 3상 SR 머신을 설명하는 전류 모델 형식을 표현한다. 이상의 수학식 1 내지 수학식 3에 기재된 식들은 도 6의 전류 모델(130)로서 사용될 수 있고, 수학식 4 내지 수학식 27은 도 7의 전류 모델(130)로서 사용될 수 있다. 수학식 1 내지 수학식 27에 기재된 모델 형식은 모델 계수에 있어 선형적이며, 실제로 증명되었다. 모델 계수에서의 선형성으로 수학식 1 내지 수학식 27에 기재된 모델 형식은 귀환적 최소 제곱 기반의 적응적 메커니즘을 통해 판명된다.

도 8은 또다른 플럭스 관측기를 도시한다. 이 실시예에서, 행렬(K₀234)은 위상 전류(i₁, i₂, i₃), 기계적 로터 각() 및 미분적 플럭스 추정 출력을 생성하는 로터 각속도()의 함수이다. 3상 위상 각각에 대해 행렬(K_o)의 플럭스 추정 출력은 플럭스 야기 전압과 합해져서 각 위상에서의 시간에 대해 플럭스 변화율 값()을 도출한다. 그러므로, 적분기(136)에서의 적분은 각 위상에 대해 플럭스 관측기 값()이 될 것이다.

이 실시예에서, 역 전류 모델(230)은 각 위상 플럭스 추정치()와 로터 각(θ)의 함수로서 각 위상 전류()을 설명한다. 각 위상 전류 값은 비교기(232)에서 역 전류 모델(230)의 네거티브 출력 값()로 합해져서 오차신호()를 생성한다. 역 전류 모델(230)의 출력은 3개의 관측기 플럭스() 및 로터 각(θ)의 값으로부터 도출된다.

이 실시예는 도 6 및 도 7과 연결하여 이전에 설명되었던 플럭스 링키지의 역 전류 모델을 사용한다. 역 전류 모델은 측정된 위상 전류가 도 8에 도시된 추정 위상 전류에 비교되기 때문에 필요하다(위상 플럭스 또는 플럭스 링키지 및 로터 각의 함수로서 위상 전류 추정). 이 형태에서 관측기는 전통적 루엔베르거(Luenberger) 형식("An Introduction to Observers", Luenberger, D.G.. IEEE Translations on Automatic Control, Vol.AC-16, No.6, December 1971, pp. 596-602 참조)에 있다. 이 플럭스 관측기는 이 식을 푼다.

여기에서,은 역 플러스 링키지로부터 계산된다. n이 모터 위상의 수이므로은 모두 nxl 벡터이다. 전류 모델 관측기 이득(K_o)은 n 위상 머신용 nxn 행렬을 기반으로 한다.

관측기 이득 행렬의 다음과 같다.

=

행렬 형식으로 나타내면 다음과 같다.

상호 유도는 무시된다. 더 일반적으로, 상호 유도가 포함된 선형 자기성의경우는 다음과 같다.

비선형인, 두가지 다른 일반 경우가 유사하게 정의될 수 있다.

이 수학식들에는 상호 유도가 포함된다. 이 식들의 형식은 총 플럭스 모델이 정의되는 방법에 의존한다. K(ω) 함수는 제로 및 저속에서 우세적이며 통상 도 9와 유사한 주파수 응답을 갖지만, 전압 모델은 상승 속도를 지배한다. 통상, 전류 추정기의 응답은 기본 속도 즉, 머신의 최대 토크 출력의 최고 속도의 약 10 % 내지 20 %에서 테일 오프(tail off)를 시작한다.

본 발명은 각종 유형의, 전기적으로 스위치되는 브러시리스 머신, 특히 스위치드 릴럭턴스 머신에 대한 플럭스 제어 기법을 제공한다. 이 기법은 플럭스의 참조 값이 머신 출력을 제어하기 위해 비교가능한 머신의 자기 회로에서의 플럭스의 실시간 신호를 추정한다. 양호한 실시예는 머신 속도에 따라 머신 플럭스의 전류 모델과 전압 모델을 사용함으로써 고속 및 저속에서의 상이한 상황을 고려한다.

당업자에게는 본 발명에서 벗어나지 않고 특별하게 설명된 실시예에서 각종 개선 및 변경이 가능하다는 것이 명백할 것이다. 본 발명은 다음의 청구 범위의 성질과 사상에 의해서만 제한된다.

Claims

로터와;

스테이터와;

브러시리스 전기 머신의 자기 회로에서 플럭스를 형성하도록 배열되어 있는 적어도 하나의 위상 권선과;

상기 적어도 하나의 위상 권선 양단의 플럭스 야기 전압을 나타내는 신호를 발생시키도록 동작 가능한 수단을 포함하는 브러시리스 전기 머신.
제1항에 있어서, 상기 플럭스 야기 전압을 나타내는 신호를 발생시키는 수단은 각 위상 권선과 동작가능하게 연결된 브러시리스 전기 머신.
제2항에 있어서, 상기 수단은 상기 자기 회로와 관계하여 상기 플럭스 야기 전압을 나타내는 신호를 발생시키는 브러시리스 전기 머신.
로터와 스테이터와 브러시리스 전기 머신의 자기 회로에서 플럭스를 형성하도록 배열된 적어도 하나의 위상 권선을 갖춘 브러시리스 전기 머신과;

상기 각각의 권선 양단의 플럭스로 야기 전압을 결정하고 상기 플럭스 야기전압을 나타내는 피드백 신호를 발생시키는 수단과;

상기 머신이 필요로 하는 출력을 나타내는 입력 신호를 갖는 플럭스 제어기를 포함하여, 상기 플러스 제어기는 상기 입력 신호 및 상기 피드백 신호에 응답하여 상기 적어도 하나의 위상 권선의 플럭스를 제어하도록 스위치 수단을 활성시키는 제어 신호를 발생시키는 브러시리스 전기 구동 시스템.
제4항에 있어서, 상기 플럭스 야기 전압을 결정하는 상기 수단은 상기 각각의 위상 권선에 동작 가능하게 연결된 변환기를 포함하는 브러시리스 전기 구동 시스템.
제5항에 있어서, 상기 변환기 수단은 탐색 코일을 포함하는 브러시리스 전기 구동 시스템.
제4항에 있어서, 상기 플럭스 야기 전압을 결정하는 상기 수단은 상기 피드백 신호로부터 상기 각각의 위상 권선의 플럭스에 비례하는 플럭스 신호를 도출 수단을 포함하는 플럭스 추정기의 일부인 브러시리스 전기 구동 시스템.
제7항에 있어서, 상기 플럭스 야기 전압을 결정하는 상기 수단은 상기 피드백 신호를 발생시키는 상기 머신의 전압 모델을 포함하는 브러시리스 전기 구동 시스템.
제8항에 있어서, 상기 전압 모델은 상기 각각의 위상 권선의 열모델을 포함하는 브러시리스 전기 구동 시스템.
제7항 또는 제8항에 있어서, 상기 플럭스 신호를 도출하는 상기 수단은 상기 피드백 신호를 적분하도록 배치된 적분기를 구비하여 상기 플럭스 신호를 발생시키는 브러시리스 전기 구동 시스템.
제9항에 있어서, 상기 추정기는 상기 머신의 각각의 위상 사이클의 실질적으로 제로 위상 전류 포인트에서 상기 적분기를 리셋시키는 수단을 포함하는 브러시리스 전기 구동 시스템.
제7항에 있어서, 상기 플럭스 신호를 도출하는 상기 수단은 상기 피드백 신호를 필터링하기 위해 배치된 저역 통과 필터를 포함하여 상기 플럭스 신호를 발생시키는 전기 브러시리스 구동 시스템.
제7항 내지 제11항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 추정기는 상기 위상 전류와 상기 로터 위치를 나타내는 상기 신호들을 수신하도록 배열된 상기 머신의 전류 모델을 포함하여 상기 각각의 위상 권선에 대해 플럭스 추정을 발생시키도록 동작가능한 전기 브러시리스 구동 시스템.
제13항에 있어서, 상기 전류 모델은 위상 전류 및 로터 위치의 입력에 기초하여 상기 각각의 위상 권선에서의 상기 플럭스의 대수적 추정을 포함하는 전기 브러시리스 구동 시스템.
제13항 또는 제14항에 있어서, 상기 추정기는 상기 플럭스 추정 및 상기 피드백 신호로부터 전류 모델 오차 신호를 발생시키는 비교기 수단을 포함하는 는 전기 브러시리스 구동 시스템.
제13항에 있어서, 상기 전류 모델은 역 전류 모델이며, 로터 위치 및 추정된 위상 플럭스에 기초한 상기 각각의 위상 권선에서의 상기 전류의 대수정 추정을 포함하는 전기 브러시리스 구동 시스템.
제16항에 있어서, 상기 추정기는 상기 전류 추정 및 상기 각각의 위상 권선에서 모니터된 전류로부터 역 전류 모델 오차 신호를 발생시키는 비교기 수단을 포함하는 전기 브러시리스 구동 시스템.
제13, 14, 15, 16 또는 17항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 추정기는 상기 피드백 신호를 발생시키기 위해 상기 전압 모델의 출력과 상기 전류 모델의 미분된 출력을 합하는 수단을 더 포함하는 전기 브러시리스 구동 시스템.
제13, 14, 15, 16, 17 또는 18항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 추정기는 제어 법칙 함수를 상기 전류 모델 출력에 적용하기 위해 배치된 전류 모델 제어기를 더 포함하는 전기 브러시리스 구동 시스템.
제19항에 있어서, 상기 전류 모델 제어기는 상기 전류 모델 신호가 소정의 머신 속도 이상으로 증가하는 머신 속도로 점진적으로 감쇠되는 머신 속도 응답을 갖는 전기 브러시리스 구동 시스템.
제13항 내지 제19 중 어느 한 항에 있어서, 상대적으로 저속의 머신 속도에서 상기 전류 모델 출력을 상기 전압 모델 출력보다 우세하게 하고, 상대적으로 고속의 머신 속도에서 상기 전압 모델 출력을 상기 전류 모델 출력보다 우세하게 하는 수단을 포함하는 전기 브러시리스 구동 시스템.
제4항 내지 제21항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 입력 신호는 필요 플럭스 를 나타내고, 상기 플럭스 제어기는 상기 제어 신호를 발생시키기 위해 상기 결정된 플럭스를 상기 필요 플럭스에 비교하는 비교기를 더 포함하는 전기 브러시리스 구동 시스템.
로터와, 스테이터 및 적어도 하나의 위상 권선을 구비하는 브러시리스 전기 머신을 제어하는 방법으로서,

상기 각각의 위상 권선 양단의 플럭스 야기 전압을 나타내는 부분을 포함하는 피드백 신호 발생 단계와;

상기 머신이 필요로 하는 출력 신호를 나타내는 입력 신호 발생 단계 및,

상기 입력 신호와 상기 피드백 신호에 응답하여 상기 적어도 하나의 위상 권선의 여자 제어 방법을 포함하는 브러시리스 전기 머신 제어 방법.